DE10252589B4

DE10252589B4 - Stromversorgungsschaltung

Info

Publication number: DE10252589B4
Application number: DE10252589A
Authority: DE
Inventors: Akira Suzuki; Hirofumi Abe; Hideaki Ishihara
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2001-11-12
Filing date: 2002-11-12
Publication date: 2012-01-26
Anticipated expiration: 2022-11-13
Also published as: DE10252589A1; US20030090249A1; US6876180B2; JP2003150255A; JP3680784B2

Abstract

Stromversorgungsschaltung mit: einem Haupttransistor (Q11), der in einem Strompfad bereitgestellt ist, der sich von einem Leistungsaufnahmeanschluss (13) zu einem Leistungsabgabeanschluss (14) erstreckt, um eine Spannung entsprechend eines gegebenen Steuersignals zu verringern; einer Spannungserfassungsschaltung (19) zum Erfassen einer Ausgangsspannung (Vo), die an dem Leistungsabgabeanschluss (14) auftritt; einer Spannungssteuerschaltung, die im Ansprechen auf die Ausgangsspannung betätigbar ist, die an dem Leistungsabgabeanschluss (14) auftritt, um eine Regelung durchzuführen, um den Haupttransistor (Q11) mit einem ersten Steuersignal zu versorgen, sodass die Ausgangsspannung (Vo), die von der Spannungserfassungsschaltung (19) erfasst wird, auf eine Sollspannung abgeglichen werden kann; einer Startup-Schaltung (23) zum Durchführen einer Steuerung, um den Haupttransistor (Q11) mit einem zweiten Steuersignal zu versorgen, sodass der Haupttransistor (Q11) während einer Periode mit niedriger Ausgangsspannung, in der die Ausgangsspannung (Vo) niedriger als eine vorbestimmte Spannung ist, mit Sicherheit durchsteuern kann; und einer Referenzspannungsschaltung (20), die im Ansprechen auf die Ausgangsspannung (Vo)...

Description

Diese Erfindung betrifft eine geregelte Stromversorgungsserienschaltung.
3A zeigt eine Schaltungsanordnung einer geregelte Stromversorgungsserienschaltung, wie sie herkömmlicherweise für eine in einem Fahrzeug eingebaute ECU (d. h. elektronische Steuereinheit) verwendet wird. Wie in 3A gezeigt, enthält die Stromversorgungsschaltung 1 einen mittels CMOS-Prozessen hergestellten Steuer-IC (d. h. integrierten Schaltkreis) 2, einen Transistor Q1 zum Verringern der Spannung, einen Transistor Q2 zum Aktivieren des Transistors Q1, eine Vielzahl von Widerständen R1–R4 und eine Polaritätsumkehrschutzdiode D1. Die Stromversorgungsschaltung weist einen Leistungsaufnahmeanschluss 3 auf, der von einer Batteriespannung VB gespeist wird (nicht dargestellt). Die Stromversorgungsschaltung 1 weist einen Anschluss 4 auf, der durch die Konstantspannungssteuerung des IC 2 eine konstante Spannung von 5 Volt erzeugt.
Der IC 2 enthält eine Referenzspannungsschaltung 5 (z. B. eine Bandabstandsreferenzspannungsschaltung, bzw. Band-gap-Referenzspannungsschaltung) zum Erzeugen einer Referenzspannung Vr, eine Ausgangsspannungserfassungsschaltung 6 bestehend aus 2 in Reihe geschalteten Widerständen R5 und R6, einen Operationsverstärker 8 zum Steuern des Transistors Q2 über einen Anschluss des IC 2 basierend auf einer Differenz zwischen der Referenzspannung Vr und einer Erfassungsspannung Va, eine Klemmschaltung 9 zum Versorgen der Referenzspannungsschaltung 5 und des Operationsverstärkers 8 mit einer Stromversorgungsspannung (ungefähr 5 Volt), und andere Schaltungen, die im Ansprechen auf die erzeugte konstante Spannung von 5 Volt funktionieren.
Die in 3B gezeigte Klemmschaltung 9 enthält eine Vielzahl von P-Kanal-Transistoren Q3–Q6 und einen N-Kanal-Transistor Q7. Jeder der Vielzahl von Transistoren Q3–Q7 weist ein Gate und eine Drain auf, die direkt oder gemeinsam miteinander verbunden sind. Die über den Leistungsaufnahmeanschluss 3 angelegte Batteriespannung VB wird an die Klemmschaltung 9 über die Diode D1, den Widerstand R4 und einen Anschluss 10 der IC 2 angelegt.
Der Widerstand R4, der einen Klemmstrom I_CLMP bestimmt, mit dem die Klemmschaltung 9 versorgt wird, weist einen relativ kleinen Widerstandswert auf, sodass sowohl die Referenzspannungsschaltung 5, als auch der Operationsverstärker 8 mit einem ausreichenden Betriebsstrombetrag versorgt werden kann, selbst wenn die Batteriespannung VB auf einen minimalen Spannungspegel (z. B. 8 Volt) verringert ist. Der Klemmstrom I_CLMP erhöht sich mit einer sich erhöhenden Batteriespannung VB. Der Stromverbrauch in der Stromversorgungsschaltung 1 erhöht sich entsprechend. Insbesondere wenn die Stromversorgungsschaltung 1 für eine ECU oder eine andere an einer Fahrzeugkarosserie befestigten automobilen Vorrichtung verwendet wird, erhöht sich der Stromverbrauch der Batterie.
Aus der DE 42 42 989 C1 und der US 5 274 323 A sind jeweils eine Stromversorgungsschaltung bekannt mit: einem Haupttransistor, der in einem Strompfad bereitgestellt ist, der sich von einem Leistungsaufnahmeanschluss zu einem Leistungsabgabeanschluss erstreckt, um eine Spannung entsprechend eines gegebenen Steuersignals zu verringern; einer Spannungserfassungsschaltung zum Erfassen einer Ausgangsspannung, die an dem Leistungsabgabeanschluss auftritt; einer Spannungssteuerschaltung, die im Ansprechen auf die Ausgangsspannung betätigbar ist, die an dem Leistungsabgabeanschluss auftritt, um eine Regelung durchzuführen, um den Haupttransistor mit einem ersten Steuersignal zu versorgen, sodass die Ausgangsspannung, die von der Spannungserfassungsschaltung erfasst wird, auf eine Sollspannung abgeglichen werden kann; und einer Startup-Schaltung zum Durchführen einer Steuerung, um den Haupttransistor mit einem zweiten Steuersignal zu versorgen, sodass der Haupttransistor während einer Periode mit niedriger Ausgangsspannung, in der die Ausgangsspannung niedriger als eine vorbestimmte Spannung ist, mit Sicherheit durchsteuern kann.
Ferner ist es aus der US 5 274 323 A bekannt, dass die Stromversorgungsschaltung mit einer Referenzspannungsschaltung versehen ist, die im Ansprechen auf die Ausgangsspannung betreibbar ist, welche an dem Leistungsabgabeanschluss auftritt, um eine Referenzspannung entsprechend der Sollspannung zu erzeugen, wobei die Spannungssteuerschaltung und die Startup-Schaltung aus einem einzigen Operationsverstärker ausgebildet sind, der einen Ausgangstransistor enthält, eine Steuerschaltung zwischen dem Operationsverstärker und dem Haupttransistor zum Steuern des Haupttransistors angeordnet ist, und die Startup-Schaltung einen Steueranschluss des Ausgangstransistors des Operationsverstärkers auf einem vorbestimmten Potenzial hält, sodass die Steuerschaltung den Haupttransistor während der Periode mit niedriger Ausgangsspannung mit dem zweiten Steuersignal versorgen kann.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine geregelte Stromversorgungsserienschaltung bereit zu stellen, die in der Lage ist den Stromverbrauch effektiv zu verringern.
Die Lösung der Aufgabe erfolgt durch die Merkmale des Anspruchs 1.
Die vorliegende Erfindung stellt eine Stromversorgungsschaltung bereit, die einen Haupttransistor enthält, der in einem Strompfad bereit gestellt ist, der sich von einem Leistungsaufnahmeanschluss zu einem Leistungsabgabeanschluss der Stromversorgungsschaltung erstreckt, um eine Spannung entsprechend eines gegebenen Steuersignals zu verringern. Eine Spannungserfassungsschaltung erfasst eine Ausgangsspannung, die an dem Leistungsabgabeanschluss der Stromversorgungsschaltung auftritt. Eine Spannungssteuerschaltung, die im Ansprechen auf die von dem Ausgangsanschluss erzeugte Ausgangsspannung funktioniert, führt eine Regelung durch, um einen ersten Haupttransistor mit einem ersten Steuersignal zu versorgen, sodass die durch die Spannungserfassungsschaltung erfasste Ausgangsspannung auf eine Sollspannung abgeglichen werden kann. Und eine Startup-Schaltung führt eine Steuerung durch, um einen Haupttransistor mit einem zweiten Steuersignal zu versorgen, sodass der Haupttransistor mit Sicherheit während einer Periode mit niedriger Ausgangsspannung, in der die Ausgangsspannung niedriger als eine vorbestimmte Spannung ist, durchsteuern kann. Vorzugsweise umfasst die Stromversorgungsschaltung ferner eine Referenzspannungsschaltung, die im Ansprechen auf die von dem Ausgangsanschluss zum Erzeugen einer Referenzspannung entsprechend der Sollspannung erzeugte Ausgangsspannung betätigbar ist.
Die Spannungssteuerschaltung und die Startup-Schaltung sind durch einen einzigen Operationsverstärker ausgebildet, der einen Ausgangstransistor enthält. Eine Steuerschaltung, die zwischen dem Operationsverstärker und dem Haupttransistor angeordnet ist, steuert den Haupttransistor. Und die Startup-Schaltung hält einen Steueranschluss des Ausgangstransistors des Operationsverstärkers auf einem vorbestimmten Potential, sodass die Steuerschaltung den Haupttransistor während der Periode mit niedriger Ausgangsspannung mit dem zweiten Steuersignal versorgen kann.
Die Steuerschaltung versorgt in einem Zustand, in dem der Ausgangstransistor des Operationsverstärkers ausgeschaltet ist, den Haupttransistor mit dem zweiten Steuersignal. Und die Startup-Schaltung enthält einen Abschalttransistor, der mit dem Ausgangstransistor des Operationsverstärkers in Serie geschaltet ist, und während der Periode mit niedriger Ausgangsspannung in einem abgeschalteten Zustand ist.
Vorzugsweise liegt an dem Leistungsaufnahmeanschluss eine Batteriespannung an.
Die Aufgabe, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch die nachfolgende detailierte Beschreibung, die mit der beiliegenden Zeichung gelesen werden soll, deutlicher.
1A ist eine Schaltung, die eine Stromversorgungsschaltung entsprechend einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
1B ist eine Schaltung, die eine detailierte Anordnung eines Ausgangsabschnitts der Stromversorgungsschaltung entsprechend einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
2 ist ein Zeitdiagramm, das Wellenformen verschiedener Abschnitte der Stromversorgungsschaltung während der Anstiegsphase einer Stromquellenspannung zeigt;
3A ist eine Schaltung, die eine herkömmliche Stromversorgungsschaltung zeigt; und
3B ist eine Schaltung, die eine detailierte Anordnung einer Klemmschaltung einer herkömmlichen, in 3A gezeigten Stromversorgungsschaltung zeigt.
Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nachstehend mit Bezug auf die beiliegende Zeichung erläutert.
1A ist eine Schaltung, die eine geregelte Stromversorgungsserienschaltung zeigt. Eine in 1A gezeigte Stromversorgungsschaltung 11 versorgt eine IC (d. h. integrierte Schaltung) 12 wie auch eine 5 V-Schaltung mit Strom, wobei beide in einer in einem Fahrzeug eingebauten ECU (elektronische Steuereinheit) verwendet werden. Die Stromversorgungsschaltung 11 weist einen Leistungsaufnahmeanschluss 13 auf, der eine von einer Batterie (nicht dargestellt) angelegte Stromquellenspannung aufnimmt. Die als Batteriespannung VB bezeichnete Energiequellenspannung ist ungefähr 12 V. Die als Konstantspannungsstromversorgungsschaltung dienende Stromversorgungsschaltung 11 erzeugt eine KonstantE Spannung Vo von 5 V, die von einem Anschluss 14 der IC 12 erzeugt wird. Der Anschluss 14 der IC 12 dient als Leistungsabgabeanschluss.
Die IC 12 enthält bezüglich der Steuerung der ECU zusätzlich zu einer Steuerschaltung der Stromversorgungsschaltung 11 verschiedene Analog/Digital-Schaltungen. Darüber hinaus weist die IC 12, die mittels eines CMOS-Prozesses hergestellt wird, eine niedrige Spannungsfestigkeit von ungefähr 5,5 Volt auf. Daher verhindert die Schaltungsanordnung, wie nachstehend erläutert, dass die Batteriespannung VB direkt an die IC 12 angelegt wird.
Eine Reihenschaltung einer Diode D11, eines ersten Widerstandes R11 und eines Emitter-Kollektor-Übergangs eines PNP-Transistors Q11 (der als ein Haupttransistor dient) ist zwischen dem Leistungsaufnahmeanschluss 13 und dem Leistungsabgabeanschluss 14 der IC 12 angeordnet. Die Diode D11 ist eine Polaritätsumkehrschutzdiode. Ein Kollektor-Emitter-Übergang eines NPN-Transistors Q12 liegt zwischen einer Basis eines PNP-Transistors Q11 und einer Masseleitung 15. Ein zweiter Widerstand R12 liegt zwischen der Basis des PNP-Transistors Q11 und einer Kathode der Diode D11. Ein dritter Widerstand R13 liegt zwischen der Basis des NPN-Transistors Q12 und der Kathode der Diode D11. Entsprechend dieser Schaltungsanordnung bilden der NPN-Transistor Q12 und der zweite und der dritte Transistor R12 und R13 zusammen eine Steuerschaltung 17 zum Steuern des PNP-Transistors Q11.
Entsprechend der Schaltungsanordnung der IC 12 liegt eine Reihenschaltung des vierten und fünften Widerstands R14 und R15, d. h. eine Spannungsteilung, zwischen dem Anschluss 14 und einer Masseleitung 18. Das elektrische Potential der Masseleitung 18 ist gleich dem elektrischen Potential der Masseleitung 15. Die Reihenschaltung des vierten und fünften Widerstandes R14 und R15, die als eine Spannungserfassunsschaltung 19 dient, erzeugt eine Erfassungsspannung Va an einem Verbindungspunkt des vierten und fünften Widerstandes R14 und R15. Insoweit ist die Erfassungsspannung Va proportional zu der Ausgangsspannung Vo der Stromversorgungsschaltung 11 bei einem Teilungsverhältnis (d. h. Va = Vo × R15/(R14 + R15)).
Eine Referenzspannungsschaltung 20, wie z. B. eine Bandabstandsreferenzspannungsschaltung, erzeugt eine Referenzspannung Vr im Ansprechen auf die Stromversorgung (d. h. die Ausgangsspannung Vo), die an dem Anschluss 14 anliegt. Die Referenzspannung Vr ist ein einer Sollspannung entsprechender Wert (z. B. 5 V) der Ausgangsspannung Vo; und zwar ist die Referenzspannung Vr gleich 5·R15/(R14 + R15).
Ein Operationsverstärker 21 dient als eine Spannungssteuerschaltung und als eine Startup-Schaltung der vorliegenden Erfindung. Wie die Referenzspannungsschaltung 20 ist der Operationsverstärker 21 im Ansprechen auf die Ausgangsspannung Vo, die an dem Anschluss 14 anliegt, in Betrieb (beginnt ihren Betrieb). Der Operationsverstärker 21 weist einen invertierenden Eingangsanschluss, der die Erfassungsspannung Va aufnimmt, und einen nicht-invertierenden Eingangsanschluss auf, der die Referenzspannung Vr aufnimmt. Der Operationsverstärker 21 weist einen mit einem Anschluss 16 der IC 12 verbundenen Ausgangsanschluss auf. 1B zeigt eine elektrische Anordnung eines Ausgangsabschnitts des Operationsverstärkers 21.
Wie in 1B gezeigt, ist eine Reihenschaltung mit einem N-Kanal-Transistor Q13 und einem N-Kanal-Transistor Q14 zwischen dem Anschluss 16 und der Masseleitung 18. Der N-Kanal-Transistor 13 dient als ein Abschalttransistor. Die Reihenschaltung der Tranistoren Q13 und Q14 bildet eine Open-Drain-Schaltungsanordnung aus. Der N-Kanal-Transistor Q14 ist ein Ausgangstransistor des Operationsverstärkers 21. Ein Gate des Transistors Q14 empfängt ein Differenzverstärkungssingal über eine Signalleitung 22 von einem Differenzverstärkungsabschnitt (nicht dargestellt) des Operationsverstärkers 21. Das Differenzverstärkungssignal ist ein verstärktes Signal, das eine Differenzspannung zwischen der Erfassungsspannung Va und der Referenzspannung Vr darstellt.
Eine Reihenschaltung eines Source-Drain-Übergangs des P-Kanal-Transistors Q15 und eines sechsten und eines siebten Widerstands R16 und R17 ist zwischen dem Anschluss 14 und der Masseleitung 18 angeordnet. Der P-Kanal-Transistor Q15 weist ein Gate auf, das direkt mit seiner Drain und mit dem Gate des N-Kanal-Transistors Q13 verbunden ist. Anders ausgedrückt, das Gate des Transistors Q13 ist mit der Drain und dem Gate des Transistors Q15 verbunden. Eine Reihenschaltung eines achten Widerstands R18 und ein Drain-Source-Übergang des N-Kanal-Transistors Q16 liegt zwischen dem Anschluss 14 und der Masseleitung 18. Der N-Kanal-Transistor Q16 weist ein Gate auf, das mit einem Verbindungspunkt des sechsten und siebten Widerstandes R16 und R17 verbunden ist. Der N-Kanal-Transistor Q16 weist eine Drain auf, die mit dem Gate eines N-Kanal-Transistors Q17 verbunden ist. Der N-Kanal-Transistor Q17 weist eine Drain auf, die mit der Signalleitung 22 verbunden ist, und eine Source, die mit der Masseleitung 18 verbunden ist. Der oben beschriebene Ausgangsabschnitt des Operationsverstärkers 21 bildet mit Ausnahme des Transistors Q14 die Startup-Schaltung 23.
Die Stromversorgungsschaltung 11 weist die folgenden Funktionen und Effekte auf, wie mit Bezug auf das in 2 gezeigte Zeitdiagramm erläutert.
In der Steuerschaltung der Stromversorgungsschaltung 11 ist sowohl die Referenzspannungsschaltung 20 als auch der Operationsverstärker 21 in Betrieb (d. h. sie beginnen ihren Betrieb), wenn die Stromversorgungsschaltung 11 selbst die Ausgangsspannung Vo erzeugt. Daher ist keine spezielle Stromquelle (wie z. B. eine Klemmschaltung) für die Steuerschaltung der Stromversorgungsschaltung 11 notwendig. Verglichen mit der in 3 gezeigten herkömmlichen Stromversorgungsschaltung 1, die die Klemmschaltung 9 benötigt, ist die in 1 gezeigte Schaltungsanordnung dahingehend vorteilhaft, dass der für die Aktivierung der Klemmschaltung 9 benötigte Stromverbrauch nicht notwendig ist. Insbesondere wenn die Eingangsspannung die Batteriespannung VB (mit einer minimalen Spannung von 8 V entsprechend der technischen Daten) ist, die die Tendenz aufweist große Fluktuationen zu verursachen, tendiert der Stromverbrauch in der Klemmschaltung dazu groß zu werden.
Z. B. steigt gemäß der herkömmlichen Stromversorgungsschaltung 1, die in 3 gezeigt ist, die Summe eines Stroms, der in den Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 8 über den Anschluss 7 fließt und eines Stroms, der über den Anschluss 10 in Klemmschaltung 9 fließt, bis auf einen höheren Pegel von 200 μA bis 500 μA in einem Fall an, in dem die Stromversorgungsschaltung 1 eine Nennleistung von 5 Volt und 300 μA aufweist. Andererseits bleibt, gemäß der Stromversorgungsschaltung 11, die in 1 gezeigt ist, der Strom, der in den Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 21 über den Anschluss 16 fließt, in einem Bereich von 30 μA bis 60 μA. Ein Gesamtstromverbrauch der Referenzspannungsschaltung 20 und des Operationsverstärkers 21 bewegt sich im Bereich von 20 μA bis 30 μA. Die Widerstände sechs bis acht, R16 bis R18, in der Startup-Schaltung 23 weisen höhere Widerstandswerte auf (auf dem Niveau von mehreren MΩ). Somit wird es möglich den Gesamtstromverbrauch in der Startup-Schaltung 23 ausreichend zu verringern. Daher macht es die Stromversorgungsschaltung 11 der vorliegenden Erfindung möglich den Stromverbrauch verglichen mit der herkömmlichen Stromversorgungsschaltung 1 merklich zu verringern.
Die von der Stromversorgungsschaltung 11 erzeugte Ausgangsspannung Vo versorgt die Referenzspannungsschaltung 20 und den Operationsverstärker 21 als Energiequellenspannung. Die Ausgangsspannung Vo ist während einer Anstiegsphase der Energiequellenspannung niedrig. In solch. einem Fall wird die Konstantspannungssteuerung basierend auf der durch den Operationsverstärker 21 durchgeführten Regelung instabil. Es besteht die Möglichkeit, dass die Ausgangsspannung Vo eine Sollspannung nicht erreichen kann oder dass es lange Zeit dauert bis die Sollspannung erreicht wird. Der Zweck des Bereitstellens der Startup-Schaltung 23 ist es, den oben beschriebenen instabilen Zustand der durch den Operationsverstärker 21 durchgeführten Konstantspannungssteuerung zu beseitigen.
Nachstehend wird die Funktion der Startup-Schaltung 23 mit Bezug auf die in 2 gezeigten Spannungsverlaufskurven erläutert. In der folgenden Erläuterung und in 2 wird angenommen, dass die Durchlassspannung der Diode D11 0 ist.
2 zeigt die Verlaufskurve der Batteriespannung VB, die Ausgangsspannung Vo, das Gatepotenzial des Transistors Q14 und das Gatepotenzial des Transistors Q17 während der Anstiegsphase der Energiequellenspannung.
Entsprechend dem in 2 gezeigten Zeitdiagramm wird ein Zündschalter (nicht dargestellt) des Fahrzeugs zum Zeitpunkt t0 eingeschaltet. Die Batteriespannung VB, die an dem Leistungsaufnahmeanschluss 13 der Stromversorgungsschatung 11 angelegt ist, beginnt sich im Ansprechen auf die Einschaltoperation des Zündschalters zu erhöhen.
Wie später beschrieben wird, bleibt der Ausgangstransistor Q14 des Operationsverstärkers 21 während einer Anfangsperiode, in der die Batteriespannung VB niedrig ist, in einem ausgeschalteten Zustand. Der gesamte über den dritten Widerstand R13 fließende Strom wird der Basisstrom des Transistors Q12. Im Ansprechen auf den Basisstrom steuert der Transistor Q12 durch und versorgt den Transistor Q11 mit einem ausreichenden Basisstrombetrag. Der Basisstrom mit dem der Transistor Q11 in diesem Fall versorgt wird, dient als ein zweites Steuersignal der vorliegenden Erfindung. Wenn der Transistor Q11 in einem durchgesteuerten Zustand ist, ist die Ausgangsspannung Vo des Anschlusses 14 im Wesentlichen gleich der Batteriespannung VB.
Während der oben beschriebenen Dauer mit niedriger Spannung, ist der Transistor Q15 in einem ausgeschalteten Zustand bis die Batteriespannung VB eine Schwellenspannung Vthp des P-Kanal-Transistors Q15 der Starup-Schaltung 23 überschreitet. Die Transistoren Q13 und Q16 sind entsprechend auch in einem ausgeschalteten Zustand. Daher wird die Ausgangsspannung Vo (im Wesentlichen gleich der Batteriespannung VB) über den achten Widerstand R18 an das Gate des Transistors Q17 angelegt. Wenn die Ausgangsspannung Vo eine Schwellenwertspannung Vthn des N-Kanal-Transistors Q17 überschreitet, steuert der Transistor Q17 durch. Das Gate-Potenzial des Transistors Q14 wird somit im Wesentlichen auf 0 Volt gehalten. Der Transistor Q14 bleibt in einem ausgeschalteten Zustand, unabhängig von dem Differenzverstärkungssignal, das von dem Differenzverstärkungsabschnitt des Operationsverstärkers 21 zugeführt wird. Der Transistor Q13 ist notwendig, um den Anschluss 16 gewissenhaft von der Masseleitung 18 zu trennen, wenn die Ausgangsspannung Vo kleiner als die Schwellenspannung Vthn ist.
Wenn die Batteriespannung VB die Schwellenspannung Vthp von Transistor Q15 überschreitet, steuern die Transistoren Q15 und Q13 durch. Die Ausgangsspannung Vo (im wesentlichen gleich der Batteriespannung VB) erreicht eine Spannung Vc, die durch die folgende Formel zum Zeitpunkt t1 ausgedrückt wird. Der Transistor Q16 steuert durch und dementsprechend beginnt das Gate-Potenzial des Transistors Q17 sich zu verringern. Die Spannung Vc wird auf ein vorbestimmtes Niveau eingestellt, um den stabilen Betrieb der Referenzspannungsschaltung 20 und des Operationsverstärkers 21 sicherzustellen. Vc = Vthp + (R16 + R17)/R17 × Vthn (1) wobei R16 und R17 jeweils Widerstandswerte des sechsten und siebten Widerstands R16 und R17 darstellen.
Wenn sich das Gate-Potenzial des Transistors Q17 an die Schwellenspannung Vthn annähert, beginnt eine Drain-Source-Spannung des Transistors (d. h. das Gate-Potenzial des Transistors Q14) sich zum Zeitpunkt t2 zu erhöhen. Daraufhin wird das Gate-Potenzial des Transistors Q17 niedriger als die Schwellenspannung Vthn zu dem Zeitpunkt t3. Der Transistor Q17 schaltet sich vollständig ab. Somit endet die oben beschriebene Steuerung.
Nach der oben beschriebenen Steuerung startet die Regelung (d. h. der geschlossener Regelkreis) basierend auf einer Differenz zwischen der Erfassungsspannung Va und der Referenzspannung Vr. In diesem Fall ist der Transistor Q13 bereits in dem komplett abgeschalteten Zustand. Demzufolge ist die Startup-Schaltung 23 von dem Ausgangsabschnitt des Operationsverstärkers 21 elektrisch getrennt. Anders ausgedrückt, die Startup-Schaltung 23 ist deaktiviert. Der Operationsverstärker führt die Regelung durch, um den Transistor Q11 der Steuerschaltung 17 mit einem Basisstrom zu versorgen. Der Basisstrom mit dem der Transistor Q11 in diesem Fall versorgt wird, dient als ein erstes Steuersignal der vorliegenden Erfindung. Die durch den Operationsverstärker 21 nach dem Zeitpunkt t4 durchgeführte Regelung ist eine Konstantspannungsregelung zum Abgleichen der Ausgangsspannung Vo auf die Sollspannung (5 V).
Wie oben beschrieben, erzeugt die Stromversorgungsschaltung 11 der oben beschriebenen Ausführungsform die Ausgangsspannung Vo, die als die Energiequellenspannung dient, mit der sowohl die Referenzspannungsschaltung 20 als auch der Operationsverstärker 21 versorgt werden, die jeweils als die Steuerschaltung dienen. Ferner enthält die Stromversorgungsschaltung 11 der oben beschriebenen Ausführungsform die Startup-Schaltung 23, um den Transistor Q11 während der Anfangsperiode, in der die Ausgangsspannung Vo niedrig ist, mit Sicherheit durchzusteuern. Gemäß dieser Schaltungsanordnung wird es möglich den instabilen Konstantspannungsbetrieb zu beseitigen, der in der Anstiegsphase der Energiequellenspannung entsteht. Ferner wird es möglich den Gesamtstromverbrauch in der Stromversorgungsschaltung 11 zu verringern. Die Anstiegszeit der Ausgangsspannung Vo kann auch verkürzt werden. Selbst wenn die Eingangsspannung an dem Leistungsaufnahmeanschluss 13 fluktuiert, variiert der Stromverbrauch nicht so sehr. Insoweit wird die Stromversorgungsschaltung der oben beschriebenen Ausführungsform vorzugsweise bei irgendeiner Fahrzeugvorrichtung verwendet, die an einer Fahrzeugkarosserie montiert ist, und durch die elektrische Leistung einer Batterie mit relativ großen Spannungsschwankungen betrieben wird.
Ferner ist gemäß der Schaltungsanordnung der Stromversorgungsschaltung 11 der Abschalttransistor Q13 mit dem Ausgangstransistor Q14 des Operationsverstärkers 21 in Serie geschaltet. Während des Zustandes mit niedriger Spannung, in dem das Gate-Potenzial des Transistors Q14 dazu neigt instabil zu werden, schaltet der Abschalttransistor Q13 mit Sicherheit ab. In diesem Fall steuert der N-Kanal-Transistor Q17 das Ein- und Ausschalten des Transistors Q14, und der P-Kanal-Transistor 15 steuert das Ein- und Ausschalten des Transistors Q13. Daher wird es möglich, die Ausgangsspannung Vo während der Anstiegsphase der Stromversorgungsspannung zuverlässig zu erhöhen.
Wie bereits durch die vorangestellte Beschreibung dargelegt wurde, stellt die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung einen Haupttransistor (Q11) bereit, der in dem Strompfad vorgesehen ist, der sich von dem Leistungsaufnahmeanschluss (13) zu dem Leistungsabgabeanschluss (14) der Stromversorgungsschaltung (11) erstreckt. Der Haupttransistor (Q11) hat eine Funktion eine Spannung entsprechend eines Steuersignals, mit dem sein Steueranschluss versorgt wird, zu verringern. Die Spannungserfassungsschaltung (19) ist zum Erfassen der Ausgangsspannung (Vo) bereitgestellt, die an dem Leistungsabgabeanschluss (14) anliegt. Die Spannungssteuerschaltung, die im Ansprechen auf die Ausgangsspannung (Vo) betätigbar ist, die von dem Ausgangsanschluss (14) der Stromversorgungsschaltung (11) erzeugt wird, führt eine Regelung durch, um den Haupttransistor (Q11) mit einem ersten Steuersignal zu versorgen, sodass die Ausgangsspannung (Vo), die durch die Spannungserfassungsschaltung (19) erfasst wird, auf eine Sollspannung abgeglichen werden kann. Und die Startup-Schaltung (23) führt eine Steuerung durch, um den Haupttransistor (Q11) mit einem zweiten Steuersignal zu versorgen, sodass sich der Haupttransistor (Q11) während einer Periode mit niedriger Ausgangsspannung mit Sicherheit durchsteuern kann, wobei die Ausgangsspannung (Vo) niedriger als eine vorbestimmte Spannung ist.
Gemäß dieser Anordnung versorgt die Stromversorgungsschaltung (11) die Spannungssteuerschaltung mit ihrer Ausgangsspannung (Vo) als die Energiequellenspannung. Es gibt keine Notwendigkeit dafür eine spezielle Energiequelle zum Steuern der Spannungssteuerschaltung bereit zu stellen. Daher wird es, verglichen mit der herkömmlichen Stromversorgungsschaltung, die eine spezielle Energiequelle erfordert (z. B. eine Klemmschaltung), möglich den zum Aktivieren einer solchen speziellen Energiequelle benötigten Stromverbrauch zu verringern.
Allerdings ist es gemäß dieser Anordnung weiterhin ein Problem, dass die durch die Spannungssteuerschaltung durchgeführte Regelung während der Anstiegsphase der Energiequellenspannung, oder wenn die Ausgangsspannung (Vo) niedriger als ein vorbestimmter Pegel ist, instabil wird. Es besteht die Möglichkeit, dass die Ausgangsspannung (Vo) eine Sollspannung nicht erreichen kann, oder dass es eine lange Zeit dauert die Sollspannung zu erreichen.
Um dieses Problem zu lösen, unterbricht die oben beschriebene bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Regelung, die von der Spannungssteuerschaltung während der Periode mit niedriger Ausgangsspannung durchgeführt wird, bei der die Ausgangsspannung (Vo) niedriger ist als eine vorbestimmte Spannung. Stattdessen stellt die oben beschriebene bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Startup-Schaltung 23 bereit, die während der Periode mit niedriger Ausgangsspannung die Steuerung durchführt. Insbesondere während der Periode mit niedriger Ausgangspannung wird der Haupttransistor (Q11) mit dem zweiten Steuersignal versorgt, sodass der Haupttransistor (Q11) mit Sicherheit durchsteuern kann, unabhängig von der Ausgangsspannung (Vo). Dementsprechend erhöht sich die Ausgangsspannung rasch und zuverlässig während der Anstiegsphase der Energiequellenspannung.
Nachdem die Ausgangsspannung (Vo) einen vorbestimmten Pegel erreicht hat, beginnt die Stromversorgungsschaltung (11) eine herkömmliche Regelung, um die Ausgangsspannung (Vo) auf die Sollspannung abzugleichen. Die Startup-Schaltung (23) ist eine Signalverarbeitungsschaltung mit niedrigem Stromverbrauch. Daher kann ein Gesamtstromverbrauch der Stromversorgungsschaltung auf niedrigeren Niveau gehalten werden.
Es ist vorzuziehen, dass die Stromversorgungsschaltung ferner die Referenzspannungsschaltung (20) umfasst, die im Ansprechen auf die Ausgangsspannung (Vo) betätigbar ist, die von dem Ausgangsanschluss (14) erzeugt wird, und die Referenzspannung (Vr) entsprechend der Sollspannung erzeugt.
Entsprechend dieser Anordnung versorgt die Stromversorgungsschaltung (11) die Referenzspannungserzeugungsschaltung mit ihrer Ausgangsspannung (Vo) als Energiequellenspannung. Es besteht keine Notwendigkeit eine spezielle Energiequelle zum Steuern der Referenzspannungserzeugungsschaltung bereit zu stellen. Daher wird es möglich den Gesamtstromverbrauch in der Stromversorgungsschaltung (11) weiter zu verringern.
Es ist vorzuziehen, dass die Spannungssteuerschaltung und die Startup-Schaltung (23) aus einem einzelnen Operationsverstärker (21) ausgebildet ist, der den Ausgangstransistor (Q14) enthält. Die Steuerschaltung (17), die zwischen dem Operationsverstärker (21) und dem Haupttransistor (Q11) angeordnet ist, steuert den Haupttransistor (Q11). Und die Startup-Schaltung (23) hält den Steueranschluss des Ausgangstransistors (Q14) des Operationsverstärkers (21) auf einem vorbestimmten Potenzial, sodass die Steuerschaltung (17) den Haupttransistor (Q11) während der Periode mit niedriger Ausgangsspannung mit dem zweiten Steuersignal versorgen kann.
Gemäß dieser Anordnung versorgt die Steuerschaltung (17) den Haupttransistor (Q11) mit dem zweiten Steuersignal, um den Haupttransistor (Q11) mit Sicherheit durchzusteuern.
Es ist vorzuziehen, dass die Steuerschaltung (17) den Haupttransistor (Q11) mit einem zweiten Steuersignal in dem Zustand versorgt, in dem der Ausgangstransistor (Q14) des Operationsverstärkers (21) in einem ausgeschalteten Zustand ist. Und die Startup-Schaltung (23) enthält den Abschalttransistor (Q13), der mit dem Ausgangstransistor (Q14) des Operationsverstärkers (21) seriell verbunden ist, und während der Periode mit niedriger Ausgangsspannung ausgeschaltet ist.
Gemäß dieser Anordnung erhöht sich die Ausgangsspannung (Vo) zuverlässig während der Anstiegsphase der Energiequellenspannung.
Es ist vorzuziehen, dass der Leistungsaufnahmeanschluss (13) eine Batteriespannung aufnimmt. Im Allgemeinen weist die Batteriespannung große Schwankungen auf, die zu einem großen Stromverbrauchsbetrag in der herkömmlichen Stromversorgungsschaltung führen, die eine zusätzliche spezielle Energiequelle benötigt. Dementsprechend ist die Stromversorgungsschaltung (11) der oben beschriebenen Ausführungsform vorzugsweise auf beliebige Fahrzeuggeräte anwendbar, die an der Fahrzeugkarosserie befestigt sind, und mittels elektrischem Strom einer Batterie mit relativ großen Spannungsschwankungen betrieben werden. Der Stromverbrauch kann merklich verringert werden.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die oben beschriebene Ausführungsform beschränkt, und kann daher auf folgende Weise modifiziert werden.
Die Startup-Schaltung (20) kann dahingehend modifiziert werden, dass ein Transistor (z. B. Transistor Q13), der mit dem Transistor Q14 in Serie geschaltet ist, während einer Periode, in der die Ausgangsspannung niedrig ist, ausgeschaltet wird, anstatt den Transistor Q14 des Operationsverstärker 21 auszuschalten.
Es ist möglich die Anpassung des Transistors Q13 adäquat festzulegen, unter Berücksichtigung der Abschaltcharakteristiken des Transistors Q14 während der Periode mit niedriger Ausgangsspannung.
Gemäß der Schaltungsanordnung, dass der Transistor Q11 im Ansprechen auf den von dem Operationsverstärker 21 zu der Steuerschaltung 17 zugeführten Strom durchsteuert, ist es vorzuziehen einen Ausgangstransistor bereitzustellen, der zwischen dem Anschluss 14 und dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 21 liegt, sodass der bereitgestellte Ausgangstransistor während der Periode mit niedriger Ausgangsspannung ausreichend durchsteuert.
Die Referenzspannungserzeugungsschaltung ist nicht auf eine Bandabstandsreferenzzspannungschaltung begrenzt, und kann daher durch irgendeine andere Referenzspannungsschaltung ausgebildet werden.

Claims

Stromversorgungsschaltung mit: einem Haupttransistor (Q11), der in einem Strompfad bereitgestellt ist, der sich von einem Leistungsaufnahmeanschluss (13) zu einem Leistungsabgabeanschluss (14) erstreckt, um eine Spannung entsprechend eines gegebenen Steuersignals zu verringern; einer Spannungserfassungsschaltung (19) zum Erfassen einer Ausgangsspannung (Vo), die an dem Leistungsabgabeanschluss (14) auftritt; einer Spannungssteuerschaltung, die im Ansprechen auf die Ausgangsspannung betätigbar ist, die an dem Leistungsabgabeanschluss (14) auftritt, um eine Regelung durchzuführen, um den Haupttransistor (Q11) mit einem ersten Steuersignal zu versorgen, sodass die Ausgangsspannung (Vo), die von der Spannungserfassungsschaltung (19) erfasst wird, auf eine Sollspannung abgeglichen werden kann; einer Startup-Schaltung (23) zum Durchführen einer Steuerung, um den Haupttransistor (Q11) mit einem zweiten Steuersignal zu versorgen, sodass der Haupttransistor (Q11) während einer Periode mit niedriger Ausgangsspannung, in der die Ausgangsspannung (Vo) niedriger als eine vorbestimmte Spannung ist, mit Sicherheit durchsteuern kann; und einer Referenzspannungsschaltung (20), die im Ansprechen auf die Ausgangsspannung (Vo) betreibbar ist, die an dem Leistungsabgabeanschluss (14) auftritt, um eine Referenzspannung (Vr) entsprechend der Sollspannung zu erzeugen, wobei die Spannungssteuerschaltung und die Startup-Schaltung (23) aus einem einzigen Operationsverstärker (21) ausgebildet sind, der einen Ausgangstransistor (Q14) enthält, eine Steuerschaltung (17) zwischen dem Operationsverstärker (21) und dem Haupttransistor (Q11) zum Steuern des Haupttransistors (Q11) angeordnet ist, die Startup-Schaltung (23) einen Steueranschluss des Ausgangstransistors (Q14) des Operationsverstärkers (21) auf einem vorbestimmten Potenzial hält, sodass die Steuerschaltung (17) den Haupttransistor (Q11) während der Periode mit niedriger Ausgangsspannung mit dem zweiten Steuersignal versorgen kann, die Steuerschaltung (17) den Haupttransistor (Q11) mit dem zweiten Steuersignal in einem Zustand versorgt, in dem der Ausgangstransistor (Q14) des Operationsverstärkers (21) in einem ausgeschalteten Zustand ist, und die Startup-Schaltung (23) einen Abschalttransistor (Q13) enthält, der mit dem Ausgangstransistor (Q14) des Operationsverstärkers (21) in Serie geschaltet ist und während der Periode mit niedriger Ausgangsspannung in einem ausgeschalteten Zustand ist.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruche 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Leistungsaufnahmeanschluss (13) zur Aufnahme einer Batteriespannung ausgebildet ist.