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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung
in Übereinstimmung
mit dem Oberbegriff des Anspruchs 1, und ferner eine derartige Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung,
die eine Kurzschluss-Schutzschaltung aufweist, in Übereinstimmung
mit dem Oberbegriff des unabhängigen
Anspruchs 11.
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Eine
Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung dieser
Art ist aus der
US-A-4 593
338 bekannt.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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6 ist
ein elektrisches Schaltungsdiagramm, das eine typische Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung 1 nach
dem Stand der Technik zeigt. Die Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung
ist ausgebildet durch einen PNP-Bipolartransistor, etc., und ist ein
Drei-Anschlussregler,
der einen Zwei-Typ-Aufbau aufweist, der eine Steuer-IC 2 und
einen Leistungstransistor tr einschließt, der in Reihe zwischen einem Eingangsanschluss
p1 und einem Ausgangsanschluss p2 verbunden ist, um so für einen
relativ großen
Strom, wie etwa 3 bis 10 [A] verwendet zu werden. Die Steuer-IC 2 ist
mit einer Konstantspannungsschaltung 3, einer Überstromschutzschaltung 4 und
einer Kurzschluss-Schutzschaltung 5 versehen.
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Eine
Ausgangsspannung v0 an dem Ausgangsanschluss p2 ist an einen invertierten
Eingangsanschluss eines Fehlerverstärkers 6 der Konstantspannungsschaltung 3 über Teilerwiderstände r1 und
r2 angelegt. Und ein nicht-invertierter Eingangsanschluss des Fehlerverstärkers 6 nimmt
eine Basisspannung vref einer Referenzspannungsquelle 7 auf.
Je kleiner ein Teilspannungswert vadj der Ausgangsspannung v0 verglichen
mit der Referenzspannung vref ist, desto größer ist ein Steuerstrom, den der
Fehlerverstärker 6 ableitet.
Der Steuerstrom wird an NPN- Transistoren
q1 und q2 angelegt, die eine Darlington-Verbindung ausführen, zum Steuern eines Basisstroms
id des Leistungstransistors tr. Deswegen wird, je kleiner die Ausgangsspannung
v0 ist, desto größer der
Basisstrom id, um so einen Konstantspannungsbetrieb zum Aufrechterhalten
der Ausgangsspannung v0 auf einen bestimmten Pegel zu verwirklichen.
Der Emitter des Transistors q2 ist mit einem Massenanschluss p3 über einen
Transistor q3 und einen Basiswiderstand rs verbunden, die eine Diodenverbindung
ausführen.
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Der
Basiswiderstand rs ist mit einer Energieversorgungsleitung 8 einer
Eingangsspannung vi über
einen Transistor q4 und eine Konstantstromschaltung f1 neben der Überstrom-Schutzschaltung 4 verbunden.
Der Transistor q4 und ein Transistor q5 bilden eine Stromspiegelschaltung.
Der Kollektor des Transistors q4 ist mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers 6 verbunden,
nämlich
der Basis des Transistors q1. In der Überstrom-Schutzschaltung 4 ist
zwischen der Energieversorgungsleitung 8 der Eingangsspannung
vi und einer Energieversorgungsleitung 9 eines Massepotentials
eine Reihenschaltung verbunden, die eine Konstantstromschaltung
f2 und einen Transistor q6 aufweist. Ferner ist zwischen den Energieversorgungsleitungen 8 und 9 eine
Serienschaltung, die einen Transistor q7 und Teilerwiderstände r3 und
r4 aufweist, verbunden. Die Referenzspannung vref ist an die Basis
des PNP-Transistors q6 angelegt, und ist angelegt an die Teilerwiderstände r3 und
r4 an dem NPN-Transistor q7, dessen Basis mit dem Emitter des Transistors
q6 verbunden ist. Ein Verbindungspunkt p11 zwischen den Teilerwiderständen r3
und r4 ist mit dem Emitter des Transistors q5 verbunden.
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Hier
wird, wenn der Leistungstransistor tr einen Stromverstärkungsfaktor
von hfe aufweist, ein Ausgangsstrom i0 des Leistungstransistors
tr dargestellt durch: i0 = id × hfe (1)
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Unterdessen
wird eine Spannung vbe zwischen der Basis und dem Emitter eines
Transistors dargestellt durch: vbe
= k·T/q·ln(ic/is) (2)
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Hierbei
steht k für
eine Boltzmann-Konstante, q steht für einen Ladungsbetrag, T steht
für eine absolute
Temperatur, is steht für
einen Reverse-Sättigungsstrom,
und ic steht für
einen Kollektorstrom.
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Deswegen
wird beispielsweise, wenn die Transistoren q4 und q5 ein Emitterflächenverhältnis von
1:1 aufweisen, vref × r4/(f3
+ r4) = id × rs (3)eingerichtet.
Wenn nämlich
der Basisstrom id die Gleichung (3) erfüllt, wird der Transistor q5
in den leitfähigen
Zustand gebracht, ein Steuerstrom wird von dem Fehlerverstärker überbrückt, und
der Basisstrom id wird verringert, um so einen Überstrom-Schutzbetrieb durchzuführen.
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Wenn
der Überstrom-Schutzbetrieb,
wie obenstehend beschrieben, ausgeführt wird, um so den Basisstrom
id und die Ausgangsspannung v0 zu verringern, verringert die Kurzschluss-Schutzschaltung 5 ferner
den Basisstrom id wie folgt: in der Kurzschluss-Schutzschaltung 5 ist
ein PNP-Transistor q8 zwischen der Basis des Transistors q1 und
der Energiewellenleitung 9 verbunden, die auf einem Massepegel
liegt, und der Transistor q8 wird durch einen NPN-Transistor q9
gesteuert. Der Kollektor des Transistors q9 ist mit der Basis des
Transistors q8 verbunden, und der Teilspannungswert vadj der Ausgangsspannung
v0 wird von den Teilerwiderständen r1
und r2 an den Emitter des Transistors q9 angelegt. Die Basis des
Transistors q9 ist mit einem Verbindungspunkt zwischen den Transistoren
q2 und q3 verbunden. Außerdem
ist zwischen (a) einem Verbindungspunkt des Emitters des Transistors
q1 und der Basis des Transistors q2 und (b) der Basis des Transistors
q9 ein Widerstand r5 angeschlossen, und ein Widerstand r6 ist parallel
zu dem Transistor q3 angeschlossen.
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Somit
wird, wenn der Teilspannungswert vadj aufgrund eines Ausgangskurzschlusses,
etc. verringert wird, und der Transis tor q9 leitet, der Transistor
q8 in den leitfähigen
Zustand gebracht, und ein Steuerstrom, der an dem Transistor q1
angelegt ist, wird überbrückt, um
so einen Kurzschluss-Schutzbetrieb
durchzuführen.
Somit werden in diesem Fall ein Basisstrom ids und ein Kurzschlussstrom
ios durch die folgenden Gleichungen bestimmt. ids = vbe(q9)/r6 (4) ios = ids × hfe (5)
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Mit
dieser Anordnung, wie sie in 7 gezeigt
ist, ist es möglich,
eine sogenannte Rückkopplungsungscharakteristik
zwischen dem Ausgangsstrom v0 und dem Ausgangsstrom i0 zu erreichen.
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In
dem Fall der Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungseinrichtung 1,
die den oben erwähnten
Aufbau aufweist, muss, wenn der Leistungstransistor tr beispielsweise
einen Stromverstärkungsfaktor
hfe(min) von 65 unter Sättigung
aufweist, der Basisstrom id zumindest auf 120 [mA] sein, um den
Ausgangsstrom io = 7,5 [A] zu erreichen. In Anbetracht einer Stromverringerung,
die durch eine Unregelmäßigkeit
des Prozesses herbeigeführt
wird, ist es notwendig, den Basisstrom id auf beispielsweise 180
[A] zu setzen. Unterdessen wird in dem Fall des Stromverstärkungsfaktors
hfe(max) = 150 der Maximalwert des Ausgangsstroms io(max) durch
die folgende Gleichung bestimmt. io(max)
= 180 [mA] × 150
= 27 [A] (6)
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Somit
kann ein Ausgangsstrom, der ungefähr 3,6 Mal so groß wie ein
Nennstrom von 7,5 [A] ist, angelegt werden. Beispielsweise wird
in dem Fall der Eingangsspannung vi = 7 [V] und der Ausgangsspannung
vo = 3 [V] der Leistungstransistor tr mit einer Leistung von: P = (vi – vo) × io(max)
= (7 – 3) × 27 = 108
[W] (7)versorgt.
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Ferner
wird in dem Fall eines Kurzschlusses eine größere Leistung angelegt, so
dass es notwendig ist, eine Emitterfläche des Leistungstransistors
tr zu bilden, die ausreichend größer ist
als ein Nennwert, was zu einem kostenintensiven Chip des Leistungstransistors
tr führt. Überdies
wird auf einer Lastseitenschaltung ein Stromunterdrückungsbetrieb
bis zu dem Maximalstrom io(max) nicht durchgeführt, so dass die Lastseitenschaltung
einen Aufbau aufweisen muss, der auf einen übermäßigen Strom anspricht. Außerdem wird
bei der Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung 1,
die den oben erwähnten
Aufbau aufweist, die minimale Betriebsspannung vi(min) durch die
folgende Gleichung bestimmt. v(min)
= id × rs
+ vbe(q3) + vbe(q2) + vbe(q1) + vce (8)
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Das
Problem besteht darin, dass die minimale Betriebsspannung vi(min)
hoch ist. Hier stellt vce eine Spannung zwischen dem Kollektor und
dem Emitter eines PNP-Transistors dar, der zwischen der Energieversorgungsleitung 8 und
dem Ausgangsanschluss der Eingangsspannung vi angeordnet ist.
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Die
US-A-4,593,338 ,
die den Oberbegriffen der unabhängigen
Ansprüche
entspricht, offenbart eine Konstantspannungs-Energieversorgungsschaltung, wobei ein
Steuertransistor zwischen einem Energieversorgungsanschluss und
einem Ausgangsanschluss angeschlossen ist. Die Basisvorspannung des
Steuertransistors wird durch Vorspannsteuertransistoren gesteuert,
wodurch die Ausgangsspannung auf einer konstanten Spannung gehalten
wird. Ein Überstromzustand
wird erfasst durch einen Stromsteuer-Erfassungstransistor, und die
Basisvorspannung des Steuertransistors wird durch die Vorspann-Steuertransistoren
gesteuert, um so den Überstrom
zu verhindern. Der Stromsteuer-Erfassungstransistor
erfasst ferner die Zeit, wenn das Potential des Ausgangsanschlusses
ungefähr
0 V wird, durch z. B. Kurzschließen einer Last, um so die Basisvorspannung
des Steuertransistors über
die Vorspannsteuertransistoren zu steuern, wodurch der Strom in
die Last auf einen Wert verringert wird, der beträchtlich
kleiner als ein Grenzwert ist, um den Überstrom zu verhindern (siehe
2 davon).
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Die
US-A-4,899,098 offenbart
einen Reihenspannungsregler, der eine Schutzschaltung einschließt, die
den Kollektorstrom von einem PNP-Leistungstransistor und die Kollektor-Emitterspannung davon
erfasst. Derartige Strom- und Spannungssignale werden jeweils durch
einen Hilfs-PNP-Transistor, der einen Kollektorstrom aufweist, der
proportional zu jenem des PNP-Leistungstransistors ist, und durch
eine Schaltung erzeugt, die zwischen dem Emitter und dem Kollektor
des PNP-Leistungstransistors
angeschlossen ist. Die Kollektorstrom- und Kollektor-Emitter-Spannungssignale
werden durch eine Schaltung verarbeitet, die, wann immer die Strom-
und Spannungswerte größer als
voreingestellte Maximalwerte sind, den PNP-Leistungstransistorstrom
verringert und ihn innerhalb zugelassener Grenzen hält. Die
Schutzschaltung beeinflusst den minimalen Spannungsabfall zwischen
dem Eingang und dem Ausgang des Reglers nicht und kann dimensioniert
werden, um so die maximale Spanne des S. O. A. des PNP-Leistungstransistors
zu verwenden (siehe
2a).
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Die
DE 39 31 893 A offenbart
eine Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung,
die eine Überstromschutzschaltung
mit Rückkopplungs-Charakteristik
aufweist. Die Überstrom-Schutzschaltung erfordert
nur einen kleinen Spannungsabfall über der Stabilisierungsschaltung. Deswegen
ist in der Stabilisierungsschaltung, die einen Reihentransistor
in einer Emitter-Basisschaltung aufweist, die von einem Operationsverstärker über einen
Kreuzpfad der Schaltung getrieben wird, ein zusätzlicher Transistor an den
Eingang des Operationsverstärkers
gekoppelt. Wenn der Strombegrenzungsprozess beginnt und die Ausgangsspannung der
Schaltung abfällt,
erzeugt der Transistor einen Strom, der zusätzlich der Basis des vorhandenen Strombegrenzungstransistors
zugeführt
wird, welcher deswegen die Rückkopplungswirkung
erreicht.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung
bereitzustellen, die die Kosten eines PNP-Transistorchips verringern
kann, indem ein Überstrom-Schutzbetrieb
mit einer hohen Genauigkeit eingesetzt wird, und die bei einer niedrigen
Spannung arbeiten kann.
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Um
die obige Aufgabe zu lösen,
stellt die vorliegende Erfindung eine Direktstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung
bereit, bei welcher ein Leistungstransistor und ein Steuerabschnitt
in einem Gehäuse
versiegelt sind, wobei der Leistungstransistor als ein Leistungselement
zwischen einem Eingangs- und
einem Ausgangsanschluss wirkt, wobei der Steuerabschnitt einen Fehlerverstärker aufweist, der
eine Ausgangsspannung des Leistungstransistors mit einer vorbestimmten
Referenzspannung zum Steuern eines Basisstroms des Leistungstransistors in Übereinstimmung
mit einem Unterschied zwischen der Ausgangsspannung und der vorbestimmten
Referenzspannung vergleicht, wobei der Steuerabschnitt eine Kurzschluss-Schutzschaltung
aufweist, umfassend:
einen Basiswiderstand zum Erfassen eines
Basisstroms des Leistungstransistors,
einen Basisstrom-Erzeugungsabschnitt,
der zwischen dem Basiswiderstand und einer Basis des Leistungstransistors
angeordnet ist, und der einen Steuerstrom, der einem Unterschied
zwischen der Ausgangsspannung und der Referenzspannung entspricht,
verstärkt,
um so den Basisstrom zu erzeugen,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Steuerabschnitt ferner einschließt:
einen Referenzwiderstand,
einen
Stromziehabschnitt, der den Referenzwiderstand zwischen Energieversorgungsleitungen
verbindet, und der einen größeren Strom
von einer Eingangsenergiequellenleitung in den Referenzwiderstand
zieht, wenn die Ausgangsspannung niedriger wird,
einen Teilpotential-Widerstandsteilerabschnitt
zum Teilen einer Anschlussspannung des Referenzwiderstands, und
eine
Stromspiegelschaltung zum Einstellen des Steuerstroms, um so einen
Teilpotentialwert des Teilpotential-Widerstandsteilerabschnitts mit einer
Spannung zwischen den Anschlüssen
des Basiswiderstands auszugleichen.
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In Übereinstimmung
mit einer vorteilhaften Weiterentwicklung davon kann die Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung
ferner einen Stromerfassungswiderstand umfassen, der in Reihe zu
dem Leistungstransistor gebildet ist, wobei der Steuerabschnitt
eine Überstrom-Schutzschaltung einschließt, die
eine Spannung zwischen Anschlüssen
des Stromerfassungswiderstands überwacht
und einen Überstromschutzbetrieb
durchführt,
wenn eine Spannung zwischen den Anschlüssen einen vorbestimmten Wert überschreitet.
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Ferner
kann der Basisstrom-Erzeugungsabschnitt in vorteilhafter Weise einen
ersten und einen zweiten Transistor einschließen, die eine Darlington-Verbindung
ausführen.
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Ferner
kann der Stromziehabschnitt einen dritten und einen vierten Transistor
einschließen.
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Gemäß einer
vorteilhaften Weiterbildung ist die Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung
der vorliegenden Erfindung ferner dadurch gekennzeichnet, dass eine
Basis des vierten Transistors mit einem Eingangsanschluss des Fehlerverstärkers verbunden
ist, zu welchen die Ausgangsspannung zurückkehrt, und der Referenzwiderstand
so eingestellt ist, um es zuzulassen, dass ein Basisstrom des vierten
Transistors gleich einem Basisstrom eines Eingangstransistors des
Fehlerverstärkers
auf ein Ausgeben einer Nennspannung hin ist.
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Ferner
kann der Teilpotential-Widerstandsteilerabschnitt in vorteilhafter
Weise Teilpotential-Teilerwiderstände einschlie ßen. Diese
Teilpotential-Teilerwiderstände
können
in vorteilhafter Weise so implementiert sein, dass eine Abstimmeinstellung
durch die letzteren bezüglich
eines Widerstands einer Spannungsquelle durchgeführt werden kann, die die Referenzspannung
erzeugt.
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Vorzugsweise
ist der Leistungstransistor ein PNP-Transistor.
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In
vorteilhafter Weise kann die Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung,
wie sie obenstehend beschrieben ist, ferner umfassen, eine Reihenschaltung,
die zwischen Energieversorgungsleitungen verbunden ist, einschließlich einen fünften Transistor,
dessen Basis eine Konstantspannung aufnimmt, und dessen Emitter
mit einer Konstantstromquelle verbunden ist;
einen dritten
Transistor, dessen Basis mit einem Verbindungspunkt der Konstantstromquelle
und dem Emitter des fünften
Transistors verbunden ist, und der eine Emitterspannung ausgibt,
die einer Spannung des Verbindungspunkts entspricht,
wobei
ein Ende des Referenzwiderstands mit dem Verbindungspunkt der Konstantstromquelle
und dem Emitter des fünften
Transistors verbunden ist.
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Mit
der oben erwähnten
Anordnung ist bei der Kurzschluss-Schutzschaltung zum Verwirklichen einer
sogenannten Rückkopplungs-Charakteristik, die
den Ausgangsstrom verringert, wenn die Ausgangsspannung niedriger
wird, ein Emitterpotential des dritten Transistors Q3 nahezu gleich
der Anschlussspannung des Referenzwiderstands Rr. Wenn die Anschlussspannung
Va ist, wird der Basisstrom Ids bei einem Kurzschluss bestimmt durch die
folgende Gleichung: Ids = {Va × R2/(R1
+ R2)}/Rs (9)
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Somit
ist es möglich,
eine Rückkopplungs-Charakteristik
zum Unterdrücken
des Basisstroms Id zu verwirklichen, der über den zweiten Transistor
Q2 zugeführt
wird, wenn die Ausgangsspannung niedriger wird.
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In
diesem Fall wird bei einem Fehlerverstärker, wenn der PNP-Transistor, der zwischen
einer Energieversorgungsleitung und einem Ausgangsanschluss einer
Eingangsspannung Vi angeordnet ist, der eine Spannung von Vce zwischen
dem Kollektor und dem Emitter aufweist, eine minimale Betriebsspannung
Vi(min) durch die folgende Gleichung ausgedrückt: Vi(min) = Id × Rs
+ Vbe(Q2) + Vbe(Q1) + Vce (10)
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Im
Vergleich zu der herkömmlichen
Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung 1,
die durch die Gleichung (8) ausgedrückt wird, wird die Betriebsspannung
um nahezu 1 Vbe, nämlich
nahezu 1 [V] verringert.
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Somit
führen
die Ausgangs-Teilpotentialwiderstände den Basisstrom nicht zu,
so dass auch dann, wenn die Ausgangs-Teilpotential-Widerstände hohe
Widerstandswerte zum Sparen von Elektrizität aufweisen, der Basisstrom
einen Spannungsabfall an den Ausgangs-Teilpotential-Widerständen nicht
herbeiführt;
somit ist es möglich,
einen Fehler der Nenn-Ausgangsspannung zu verringern, der aus einer
Unregelmäßigkeit
von hFE des Eingangstransistors herrührt.
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Für ein besseres
Verständnis
der Natur und der Vorteile der Erfindung sollte Bezug genommen werden
auf die folgende detaillierte Beschreibung, die in Verbindung mit
den zugehörigen
Zeichnungen genommen wird.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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In
den Zeichnungen zeigen:
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1 Ein
Blockdiagramm, das schematisch einen Aufbau einer Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung
in Übereinstimmung
mit einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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2 einen
Graphen, der eine Betriebscharakteristik der in den 1 und 3 gezeigten Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung
zeigt;
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3 ein
elektrisches Schaltungsdiagramm zum spezifischen Beschreiben des
Aufbaus einer Steuer-IC, die in der Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung
der 1 bereitgestellt ist;
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4 ein
elektrisches Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel des Aufbaus eines
Fehlerverstärkers zeigt,
der in einer Konstantspannungsschaltung bereitgestellt ist;
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5 ein
elektrisches Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel des Aufbaus einer
Basisspannungsquelle zeigt, die in der Konstantspannungsschaltung bereitgestellt
ist;
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6 ein
elektrisches Schaltungsdiagramm, das eine typische Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung
nach dem Stand der Technik zeigt; und
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7 einen
Graphen, der eine Betriebscharakteristik der in 6 gezeigten
Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung
zeigt.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Unter
Bezugnahme auf die 1 bis 5 beschreibt
die folgende Erläuterung
eine Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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1 ist
ein Blockdiagramm, das schematisch einen Aufbau einer Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung 11 in Übereinstimmung
mit einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Gleichstromstabilisierungs- Energieversorgungsvorrichtung 11 ist
ein sogenannter Drei-Anschluss-Regler,
der einen Eingangsanschluss P1, einen Ausgangsanschluss P2 und einen
Masseanschluss P3 einschließt.
Eine Eingangsspannung Vi von dem Eingangsanschluss P1 wird auf eine
vorbestimmte Konstantspannung Vo stabilisiert und wird aus dem Ausgangsanschluss
P2 ausgegeben. Die Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung 11 ist
beispielsweise für einen
relativ großen
Strom von 5 bis 10 [A] verwendet. Schematisch sind zwei Chips von
(a) einem Leistungstransistor TR, der durch einen PNP-Bipolartransistor,
etc. verwirklicht wird, und (b) einer Steuer-IC 12 zum
Steuern eines Basisstroms ID des Leistungstransistors TR auf einem
Führungsrahmen
angeordnet und mit Harz in ein Gehäuse versiegelt.
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Die
Steuer-IC 12 ist mit einer Konstantspannungsschaltung 13,
einer Überstrom-Schutzschaltung 14 und
einer Kurzschluss-Schutzschaltung 15 versehen.
Ein Fehlerverstärker 16 der
Konstantspannungsschaltung 13 vergleicht einen Teilspannungswert
Vadj mit einer Referenzspannung Vref1, die von einer Referenzspannungsquelle 17 an
einen nicht-invertierten Eingangsanschluss angelegt wird, und legt einen
Steuerstrom, der der Differenz zwischen dem Teilspannungswert Vadj
und der vorbestimmten Referenzspannung Vref1 entspricht, an die
Basis eines Steuertransistors Q12 an. Der Teilpotentialwert Vadj wird
durch ein Teilen der Ausgangsspannung Vo, die von einem Anschluss
P11 der Steuer-IC 12 an einen invertierten Eingangsanschluss
angelegt wird, an den Ausgangspotentialteilerwiderständen R31
und R32 erhalten. Der Steuertransistor Q12 verstärkt den Steuerstrom und absorbiert
den Basisstrom Id des Leistungstransistors TR von einem Eingangsanschluss
P12 der Steuer-IC 12. Somit wird ein Konstantspannungsbetrieb
wie folgt durchgeführt:
je kleiner der Teilspannungswert Vadj der Ausgangsspannung Vo, verglichen
mit der Referenzspannung Vref1, ist, desto mehr nimmt der Basisstrom
zu, um die Ausgangsspannung Va auf einen gewünschten konstanten Wert zu
halten. Ein Kondensator C11 zum Kondensieren einer Phase ist parallel
zwischen den Anschlüssen
des Ausgangsteilerwiderstands R31 angeschlossen.
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In
der vorliegenden Erfindung ist ein Stromerfassungswiderstand Rp
integral mit dem Leistungstransistor TR verbunden und ist in Reihe
in einer Durchgangsleitung zwischen dem Eingangsanschluss P1 und
dem Ausgangsanschluss P2 angeschlossen. Eine Zwischenanschlussspannung
Vs des Stromerfassungswiderstands Rp ist von Eingangsanschlüssen P13
und P14 der Steuer-IC 12 an die Überstrom-Schutzschaltung 14 angelegt.
In der Überstrom-Schutzschaltung 14 wird
die Zwischenanschlussspannung Vs mit der Referenzspannung Vref2,
die in einer Referenzspannungsquelle 19 erhalten wird,
in einem Fehlerverstärker 19 verglichen. Wenn
die Zwischenanschlussspannung Vs eine Referenzspannung Vref2 überschreitet,
bringt der Fehlerverstärker 18 einen
Steuertransistor Q10, der zwischen der Basis des Steuertransistors
Q12 und einem Masseanschluss P15 angeordnet ist, in Leitung und
leitet den Steuerstrom um, um so den Basisstrom Id zu unterdrücken.
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Wie
in den Bezugszeichen L1-L2-L3 gezeigt, ermöglicht es diese Schaltung,
eine Regelcharakteristik zu verwirklichen, die einen Ausgangsstrom
Io auf einen bestimmten Wert von Io1 aufrecht erhält, auch
wenn die Ausgangsspannung Vo abnimmt, um so einen Überstrom-Schutzbetrieb
im Ansprechen auf eine Überlast
zu erreichen.
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Ferner ändert in
der Kurzschluss-Schutzschaltung 15 ein Basiswiderstand
Rs den Basisstrom Id in eine Spannung. Wenn die Spannung zwischen den
Anschlüssen
einen vorbestimmten Wert überschreitet,
leitet ein Steuertransistor Q12, um so einen Steuerstrom von dem
Fehlerverstärker 16 zu
dem Steuertransistor Q12 umzuleiten. Folglich ist es, wie in 2 gezeigt,
möglich,
eine Rückkopplungs-Charakteristik
zu erreichen, die durch Bezugszeichen L1-L4-L5-L6 angezeigt ist.
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Zwischen
den Kollektoren und Basen der Steuertransistoren Q10 und Q20 sind
Kondensatoren C1 und C2 jeweils angeordnet, um eine Oszillation
zu verhindern.
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3 ist
ein elektrisches Schaltungsdiagramm zum spezifischen Beschreiben
der Steuer-IC 12 der Gleichstromstabilisie rungs-Energieversorgungsvorrichtung 11,
die den oben erwähnten
Aufbau aufweist. In 2 sind jene Elemente, die jenen in 1 gezeigten
entsprechen, durch die gleichen Bezugszeichen angezeigt, und die
Beschreibung davon ist weggelassen. In der Überstrom-Schutzschaltung 14 ist
zwischen einer Energieversorgungsleitung 21 auf hohem Pegel,
die von dem Anschluss P13 zu dem Eingangsanschluss P1 verbunden
ist, und einer Energieversorgungsleitung 22 auf niedrigem
Pegel, die von dem Anschluss P15 zu dem Masseanschluss P3 verbunden
ist, eine Reihenschaltung, die eine Konstantstromquelle F1, einen
Transistor Q11, der einen Diodenverbindung aufweist, und einen Widerstand
R11 einschließt,
verbunden. Ferner ist zwischen den Energieversorgungsleitungen 21 und 22 eine
Reihenschaltung, die den Transistor Q12, einen Transistor Q13 und
einen Widerstand R12 einschließt,
verbunden. Ferner ist zwischen einer Masseleitung 22 und
einer Leitung 23, die über
den Anschluss P14 mit einem Verbindungspunkt P20 des Stromerfassungswiderstands
Rp und eines Leistungstransistors TR verbunden ist, eine Reihenschaltung,
die einen Transistor Q14, einen Transistor Q15 und einen Widerstand
R13 einschließt,
verbunden.
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Die
PNP-Transistoren Q12 und Q14 bilden eine Stromspiegelschaltung CM11,
um so die gleichen Emitterflächenverhältnisse
aufzuweisen. Die PNP-Transistoren Q11, Q15 und Q13 bilden eine Stromspiegelschaltung
CM12, um so ein Emitterflächenverhältnis von
1:1:x aufzuweisen.
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Deswegen
wird, wenn eine Potentialdifferenz zwischen den Leitungen 21 und 23,
nämlich
die Spannung Vs, durch die folgende Gleichung: Vs = k·T/q·ln(x) (11)gefunden
wird, der Transistor Q10, der mit dem Kollektor des Transistors
Q13 über
einen Widerstand R14 verbunden ist, in einen leitfähigen Zustand
gebracht, und der Steuerstrom wird über einen Widerstand R15 zugeführt, um
so einen Überstrom-Schutzbetrieb zu
vervollständigen.
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In
diesem Fall ist es, wenn der Ausgangsstrom Io einen Nennstromwert
von Iou aufweist, in Anbetracht einer Unregelmäßigkeit des Prozesses möglich, einen Überstrom-Schutzpegel
Iop auf etwa: Iop = 2 × Iou (12)zu verringern.
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Zwischen
den Kollektoren der Steuertransistoren Q11 und Q13 ist ein Kondensator
C3 zum Verhindern einer Oszillation bereitgestellt.
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Unterdessen
wird bei der Kurzschluss-Schutzschaltung 15 der Steuerstrom
von dem Fehlerverstärker 16 durch
zwei Pegel-Transistoren
Q1 und Q2, die eine Darlington-Verbindung ausführen und dem Steuertransistor
Q12 entsprechen, verstärkt.
Zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q2 ist ein Widerstand
R21 für
eine Vorspannung angeordnet. Ferner ist zwischen der Basis und dem
Emitter des Transistors Q1 ein Transistor Q21 angeordnet, um so
als eine Diode zu wirken, die eine umgekehrte Polarität aufweist,
um ein transientes Ansprechverhalten zu verbessern.
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Zwischen
den Anschlüssen
P12 und P13 ist ein Widerstand R22 für eine Vorspannung angeordnet.
Wenn der Transistor Q2 den Basisstrom Id einzieht, fließt ein Strom
durch den Widerstand R22, um so auch eine Spannung zwischen den
Anschlüssen zum
Verbringen des Leistungstransistors TR in den leitfähigen Zustand
zu erzeugen. Der Basisstrom Id wird von dem Transistor Q2 an den
Basiswiderstand Rs angelegt. Ferner wird ein Strom von einer Konstantstromquelle
F2 über
einen Transistor Q23 an den Basiswiderstand Rs angelegt. Der Transistor Q23
bildet eine Stromspiegelschaltung CM1 mit dem Steuertransistor Q20,
der Kollektor des Steuertransistors Q20 ist mit der Basis des Transistors
Q1 verbunden, und der Emitter ist mit einem Teilspannungspunkt P21
der Teilerwiderstände
R1 und R2 in einer Reihenschaltung verbunden, die die Teilerwiderstände R1 und
R2 und den Transistor Q3 zwischen den Energieversorgungsleitungen 21 und 22 einschließt. Die
Basis des Transistors Q3 ist mit einem Verbindungspunkt P22 einer
Reihenschaltung verbunden, die einen Transistor Q24 und eine Konstantstromquelle
F3 zwischen den Energieversorgungsleitungen 21 und 22 einschließt. Die
Basis des Transistors Q24 ist mit der Referenzspannungsquelle 17 verbunden.
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Der
Verbindungspunkt P22 ist mit der Energieversorgungsleitung 22 des
niedrigen Pegels über einen
Transistor Q25 verbunden, der eine Diodenverbindung ausführt, und
ist mit der Energieversorgungsleitung 22 über eine
Reihenschaltung verbunden, die einen Referenzwiderstand Rr und einen Transistor
Q4 einschließt.
Der Teilspannungswert Vadj der Ausgangsspannung Vo wird an die Basis des
Transistors Q4 angelegt.
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Deswegen
leitet in dem Fall eines Kurzschlusses (Vadj = 0) der Transistor
Q4, und wenn ein Strom von Ii durch den Referenzwiderstand Rr gemäß der folgenden
Gleichung: Va = Vbe(Q4) + I1 × Rr – Vbe(Q3) (13)fließt, kann
ein Emitterpotential Va des Transistors Q3 ausgedrückt werden
durch I1 × Rr.
In diesem Fall wird ein Strom Ids, der durch den Basiswiderstand
Rs fließt,
in Übereinstimmung
mit der folgenden Gleichung: Ids =
{Va × R2/(R1
+ R2)}/Rs (9)eingestellt,
um so den Basisstrom Ids des Leistungstransistors TR zu unterdrücken. Mit
anderen Worten unterdrückt
bei der herkömmlichen
Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsversorgungsvorrichtung 1 ein
Transistor Q3 einen Kurzschlussstrom in Übereinstimmung mit der Gleichung
(4); unterdessen unterdrückt
die Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung 11 der
vorliegenden Erfindung einen Kurzschlussstrom in Übereinstimmung mit
der Gleichung (9).
-
Hier
ist, wie in 4 gezeigt, der Fehlerverstärker 16 ausgebildet
durch ein differentielles Paar, das ein Paar von Eingangstransistoren
Q51 und Q52 zum Vergleichen von Spannungen zweier Anschlüsse aufweist,
und einen PNP-Ausgangstransistor Q50 ausgebildet, der einen Strom,
der im Vergleichsergebnis den zwei Eingangsanschlüssen entspricht, verstärkt und
ausgibt. Wenn der Ausgangstransistor Q50, der zwischen einer Energieversorgungsleitung und
einem Ausgangsanschluss in dem Fehlerverstärker 16 angeordnet
ist, eine Spannung von Vce zwischen dem Kollektor und dem Emitter
aufweist, wird die minimale Betriebsspannung Vi(min) der Kurzschlussschaltung 22 ausgedrückt durch
die folgende Gleichung: Vi(min) =
Id × Rs
+ Vbe(Q2) + Vbe(Q1) + Vce (10)
-
Im
Vergleich zu der Gleichung (8) ist die Vi(min) um ungefähr 1 Vbe,
nämlich
ungefähr
2,2 [V] verringert. Deswegen ist zu verstehen, dass ein Niedrigspannungsbetrieb
durchgeführt
werden kann.
-
Außerdem ist,
wie in 6 gezeigt, der Transistor q3, der eine Spannung äquivalent
zu der Verringerung von 1 Vbe aufweist, direkt eingefügt in eine Basisstromleitung
des Leistungstransistors Tr, um so eine große Emitterfläche zu fordern.
Somit ist es auch möglich,
die Chipfläche
der Steuer-IC 12 durch ein Entfernen des Transistors q3
zu verringern.
-
Überdies
ist, unter Bezugnahme auf die 3 und 4,
bei der vorliegenden Erfindung, wenn die Nennspannung ausgegeben
wird, der Widerstandswert des Referenzwiderstands Rr einer Abgleicheinstellung
unterworfen, um es so zuzulassen, dass ein Basisstrom 12 des
Transistors Q4 der gleiche wie ein Basisstrom Ib des Eingangstransistors Q51
des Fehlerverstärkers 16 ist.
Die Abstimmeinstimmung wird nämlich
in Übereinstimmung
mit der folgenden Gleichung ausgeführt. Vadj + Vbe(Q4) + I1·Rr = Vref1 + Vbe(Q24) (14)
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Mit
dieser Anordnung führt
der Ausgangspotentialteilerwiderstand R31 den Basisstrom Ib, der durch
ein Bezugszeichen I2a der 4 angezeigt
ist, dem Eingangstransistor Q51 nicht zu. Unterdessen kehrt, wie
obenstehend beschrieben, die Ausgangsspannung V0 zu dem Fehlerverstärker 16 über Ausgangsteilerwiderstände R31
und R32 zurück,
so dass die Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung
im Allgemeinen den Basisstrom Ib über den Ausgangsteilerwiderstand
R31 anlegt.
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Hier
drückt
die folgende Gleichung den Einfluss der Ausgangspotentialteilerwiderstände R31 und
R32 auf die Ausgangsspannung Vo aus. Vo
= Vref1 × (1
+ R31/R32)R31 × Ib
=
Vref1 × (1
+ R31/R32)R31 × Ic/hFE (15)
-
Ic
stellt einen Kollektorstrom des Eingangstransistors Q51 dar, und
hFE stellt einen Stromverstärkungsfaktor
des Eingangstransistors Q51 dar.
-
Deswegen
wird die Ausgangsspannung Va von dem Stromverstärkungsfaktor hFE, der durch
einen Unterstrich angezeigt ist, des Eingangstransistors Q51 beeinflusst.
Um den Einfluss zu verringern, kann der Eingang des Fehlerverstärkers einen
Transistor aufweisen, der eine Mehrzahl von Pegeln einschließt, um so
eine Eingangsimpedanz zu erhöhen; oder
die Widerstandswerte der Ausgangsteilerwiderstände R31 und R32 können verringert
werden, um es so zuzulassen, dass ein Strom, der durch die Ausgangsteilerwiderstände R31
und R32 fließt,
ausreichend größer als
der Basisstrom Ib um mehr als einen vierstelligen Wert ist; somit
kann eine Fluktuation bei der Rückkopplungsspannung
Vadj, die durch eine Differenz des Basisstroms Ib hervorgerufen
wird, kleiner sein.
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Jedoch
ist in Anbetracht einer kleineren Spannung der Fehlerverstärker 16 mit
einem PNP- oder NPN-Transistor versehen, der einen einzigen Eingangspegel
aufweist, und in Anbetracht eines geringeren Energieverbrauchs weisen
die Ausgangsteilerwiderstände
R31 und R32 hohe Widerstandswerte auf. Deswegen wird beispielsweise,
wenn die Referenzspannung Vref1 1,25 [V] beträgt, und die Widerstandswerte
der Ausgangsteilerwiderstände
R31 und R32 jeweils 200 [kΩ]
betragen, in Gleichung (15) der Basisstrom Ib des Eingangstransistors
Q51 vernachlässigt;
der Stromverstärkungsfaktor
hFE wird nämlich
auf einen unendlichen Wert gesetzt, so dass der unterstrichene Ausdruck
0 wird und die Ausgangsspannung Va auf 2,5 [V] gesetzt wird.
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Unterdessen
werden in dem Fall von Ic = 20 [μA]
und hFE = 100 Ib = 0,2 [μA]
und Vo = 2,54 [V] erhalten. Ferner wird in dem Fall von hFE = 80
Vo = 2,55 [V] erhalten, und in dem Fall von hFE = 200 wird Vo =
2,52 [V] erhalten.
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Deswegen
wird, wie obenstehend beschrieben, der Widerstandswert des Referenzwiderstands Rr
einer Abstimmeinstellung unterworfen, um es so zuzulassen, dass
der Basisstrom I2 des Transistors Q4 der gleiche ist wie der Basisstrom
Ib des Eingangstransistors Q51 des Fehlerverstärkers 16, wenn die Nennspannung
ausgegeben wird. Somit ist es, wenn der Fehlerverstärker mit
einem Transistor versehen ist, der einen einzigen Eingangspegel
aufweist, oder wenn die Ausgangspotentialwiderstände R31 und R32 hohe Spannungen
aufweisen, möglich,
die Ausgangsspannung Vo mit einer hohen Genauigkeit zu stabilisieren,
ohne durch die Unregelmäßigkeit
des Stromverstärkungsfaktors
hFe des Eingangstransistors Q51 beeinträchtigt zu sein.
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Wie
obenstehend beschrieben, lässt
es die Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung 11 der
vorliegenden Erfindung zu, dass die Überstrom-Schutzschaltung 14 einen Überstromschutzbetrieb
durchführt,
der eine Regelcharakteristik anzeigt, die durch die Bezugszeichen
L1-L2-L3 der 4 angezeigt ist, indem der Leistungstransistor
TR und der Stromerfassungswiderstand Rp, der in Reihe eingefügt ist,
verwendet werden. Somit ist es möglich
zu verhindern, dass Leistung des Bereichs der 2 mit
dem Bezugszeichen A dem Leistungstransistor TR hinzugefügt wird,
und in dem Fall eines Kurzschlusses zeigt, zusätzlich zu der Regelcharakteristik,
die Kurzschlussschutzschaltung 15 die Rückkopplungscharakteristik,
die durch die Bezugszeichen L1-L4-L5-L6 angezeigt ist, so dass ei ne
Leistungslast, die durch das Bezugszeichen B angezeigt ist, von
dem Leistungstransistor TR verringert werden kann, und die Bezugszeichen
L1-L2-L6 zeigen die kombinierte Charakteristik an, die den Leistungstransistor
TR schützen
kann. Folglich kann, wie in Gleichung (12) gezeigt, der Maximalwert
des Ausgangsstroms, der in herkömmlicher
Weise notwendig mehr als dreimal so groß wie der Nennstromwert sein muss,
auf ungefähr
zweimal verringert werden, und die Chipfläche des Ausgangstransistors
kann drastisch verringert werden, was zu geringeren Kosten führt. Ferner
kann diese Anordnung auch die Stehspannung der Lastseitenschaltung
verringern.
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Ferner
wird auf ein Ausgeben der Nennspannung hin der Widerstandswert des
Referenzwiderstands Rr einer Abstimmeinstellung unterworfen, um es
so zuzulassen, dass der Basisstrom I2 des Transistors Q4 gleich
dem Basisstrom Ib des Eingangstransistors Q51 des Fehlerverstärkers 16 ist.
Somit ist es, wenn der Fehlerverstärker mit einem Transistor versehen
ist, der einen einzigen Eingangspegel aufweist, oder wenn die Ausgangsspannungswiderstände R31
und R32 einen hohen Widerstandswert aufweisen, möglich, die Ausgangsspannung
Vo mit einer hohen Genauigkeit zu stabilisieren, ohne durch die
Unregelmäßigkeit
des Stromverstärkungsfaktors hFE
des Eingangstransistors Q51 beeinträchtigt zu sein.
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Überdies
wird hinsichtlich des Widerstands R2 der Widerstandswert durch eine
Abstimmung eingestellt, die mit dem Widerstandswert in Übereinstimmung
mit der Bitzahl der Abstimmung variiert. Jedoch kann beispielsweise
ein Auftreten einer Unregelmäßigkeit
in dem Prozess, die in herkömmlicher
Weise ungefähr
+20[%] betrug, auf ungefähr
+10[%] verringert werden; deswegen ist es möglich, den Maximalstrom mit
einer hohen Genauigkeit einzustellen und die Chipfläche zu verringern.
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Überdies
wird der Basisstrom Id durch die folgende Gleichung bestimmt: Id = {[Vref1 + Vbe(Q24) – Vbe(Q23)] × R2/(R1
+ R2) + Vbe(Q20) – Vbe(Q23)}/Rs (16)
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Unterdessen
weist die Referenzspannungsquelle 17 einen Aufbau auf,
der in 5 gezeigt ist. Die vorliegende Erfindung führt eine
Abstimmeinstellung bezüglich
eines Widerstands, der durch ein Bezugszeichen Rt angezeigt ist,
in der Referenzspannungsquelle 17 durch, um so die Referenzspannung Vref1
einzustellen. Diese Anordnung ermöglicht es, den Basisstrom mit
einer höheren
Genauigkeit zu steuern und die Chipfläche des Ausgangstransistors zu
verringern.
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Zusätzlich kann
die Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung
der vorliegenden Erfindung auch einen Aufbau aufweisen, bei welchem
die Basis des vierten Transistors Q4 mit dem Eingangsanschluss des
Fehlerverstärkers
verbunden ist, zu welchem die Ausgangsspannung zurückkehrt,
und der Referenzwiderstand Rr ist eingestellt, um es zuzulassen,
dass der Basisstrom des vierten Transistors Q4 gleich dem Basisstrom
des Eingangstransistors Q51 des Fehlerverstärkers auf ein Ausgeben der
Nennspannung hin ist.
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Bei
der oben erwähnten
Anordnung kehrt die Ausgangsspannung normalerweise zu dem Fehlerverstärker über die
Ausgangsteilerwiderstände
zurück,
und der Basisstrom des Eingangstransistors Q51 des Fehlerverstärkers wird über die
Ausgangsteilerwiderstände
zugeführt;
unterdessen wird, wie in der vorliegenden Erfindung beschrieben,
bei dem Aufbau, bei dem ein Strom, der einer Ausgangsspannung entspricht,
an den Referenzwiderstand Rr der Kurzschluss-Schutzschaltung angelegt
wird, der Basisstrom des Eingangstransistors Q51 des Fehlerverstärkers von
der Basis des vierten Transistors Q4 zugeführt.
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Deswegen
wird, wenn der Basisstrom des vierten Transistors Q4 eingestellt
wird, gleich dem Basisstrom des Eingangstransistors Q51 auf ein Ausgeben
der Nennspannung hin zu sein, der Basisstrom nicht über die
Ausgangsteilerwiderstände zugeführt. Somit
verursacht, auch wenn die Ausgangsteilerwiderstände hohe Widerstandswerte zum Energiesparen
aufweisen, der Basisstrom einen Spannungsabfall an den Ausgangsteilerwiderständen nicht,
so dass es möglich
ist, einen Fehler der Nenn-Ausgangsspannung zu eliminieren, der
durch eine Unregelmäßigkeit
von hFE des Eingangstransistors Q51 herbeigeführt wird.
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Die
Basis des vierten Transistors Q4 der Kurzschluss-Schutzschaltung ist nämlich mit
dem Eingangsanschluss des Fehlerverstärkers verbunden, um so einen
Basisstrom des Eingangstransistors Q51 des Fehlerverstärkers von
der Basis des vierten Transistors Q4 zuzuführen, und der Referenzwiderstand
Rr ist eingestellt, den Strom, der von dem Transistor Q4 zugeführt wird,
mit dem Basisstrom des Eingangstransistors Q51 auf ein Ausgeben
der Nennspannung hin auszugleichen.
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Aus
diesem Grund ist es möglich,
einen Strom zu eliminieren, der über
die Ausgangsteilerwiderstände
zu dem Eingangstransistor Q51 zugeführt wird; somit verursacht,
auch wenn die Ausgangsteilerwiderstände hohe Widerstandswerte zum
Energiesparen aufweisen, der Basisstrom einen Spannungsabfall an
den Ausgangsteilerwiderständen
nicht, so dass es möglich
ist, einen Fehler der Nenn-Ausgangsspannung zu eliminieren, der
durch eine Unregelmäßigkeit
von hFE in dem Eingangstransistor Q51 hervorgerufen wird.
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Ferner
kann die Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung der vorliegenden
Erfindung auch eine Abstimmeinstellung bezüglich jedem Teilerwiderstand
R1 oder R2 ausführen.
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Die
oben erwähnte
Anordnung ermöglicht es,
den Basisstrom des PNP-Transistors mit einer hohen Genauigkeit in
dem Fall eines Ausgangskurzschlusses zu unterdrücken, um eine kleinere Stromspanne
des PNP-Transistors zu erreichen, und um die Chipfläche weiter
zu verringern.
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Ferner
kann die Gleichstromstabilisierungs-Energieversorgungsvorrichtung der vorliegenden
Erfindung auch eine Abstimmeinstellung bezüglich des Widerstands der Referenzspannungsquelle durchführen, die
die Referenzspannung erzeugt.
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Die
oben erwähnte
Anordnung ermöglicht es,
eine Temperatureigenschaft der Referenzspannung zu verbessern, was
zu einer besseren Temperatureigenschaft des Basisstroms des PNP-Transistors führt. Somit
ist es möglich,
einen Überstromschutzbetrieb
und/oder einen Kurzschluss-Schutzbetrieb mit einer höheren Genauigkeit
zu erreichen.