JP2643813B2 - 安定化電源回路 - Google Patents
安定化電源回路Info
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- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
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- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
- G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
- G05F1/569—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection
- G05F1/573—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection with overcurrent detector
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、安定化電源回路に関
し、特に過電流保護回路を備える安定化電源回路に関す
る。
し、特に過電流保護回路を備える安定化電源回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の安定化電源回路は、図７
に示すように出力段トランジスタＴ1のエミッタと出力
端子１５の間に電流検知抵抗Ｒa 及び出力制御トランジ
スタＴ4 が接続されている。ここで出力段トランジスタ
Ｔ1 に過電流が流れた場合、電流検知抵抗Ｒa の電圧降
下が大きくなり、これがＶBEを越えると出力制御トラン
ジスタＴ4 がオン状態となり、出力段トランジスタＴ1
のベース電流を低減し、出力段トランジスタＴ1 に流れ
る電流を低減する機能を有していた。図７の回路の出力
電流Ｉ0 と出力電圧Ｖout の特性は図８に示すようにＩ
O は過電流検出ポイントＩOL以上は流れないようになっ
ている。ここでＶout ＝０Ｖ（地絡）の場合に出力段ト
ランジスタ１７の消費電力ＰD はＶin×ＩOLであり、Ｖ
in＝１０Ｖ，ＩOL＝１Ａとすると、ＰD ＝１０Ｖ×１Ａ
＝１０Ｗとなり、発熱が大きくなるまたは、トランジス
タ１７が破壊するという問題があった。
に示すように出力段トランジスタＴ1のエミッタと出力
端子１５の間に電流検知抵抗Ｒa 及び出力制御トランジ
スタＴ4 が接続されている。ここで出力段トランジスタ
Ｔ1 に過電流が流れた場合、電流検知抵抗Ｒa の電圧降
下が大きくなり、これがＶBEを越えると出力制御トラン
ジスタＴ4 がオン状態となり、出力段トランジスタＴ1
のベース電流を低減し、出力段トランジスタＴ1 に流れ
る電流を低減する機能を有していた。図７の回路の出力
電流Ｉ0 と出力電圧Ｖout の特性は図８に示すようにＩ
O は過電流検出ポイントＩOL以上は流れないようになっ
ている。ここでＶout ＝０Ｖ（地絡）の場合に出力段ト
ランジスタ１７の消費電力ＰD はＶin×ＩOLであり、Ｖ
in＝１０Ｖ，ＩOL＝１Ａとすると、ＰD ＝１０Ｖ×１Ａ
＝１０Ｗとなり、発熱が大きくなるまたは、トランジス
タ１７が破壊するという問題があった。
【０００３】これに対し、図９に示す特開平４−２９５
２２２では、外付抵抗３３、定電流源３４、比較器３５
と差動増幅器３６を付加することで過電流検出ポイント
ＩOLを簡単に調整できるようにし、ＩOLを必要最小限の
値に設定することで過電流時の発熱を抑えることができ
る。この場合ＩOLは定電流源３４の電流値Ｉb と外付抵
抗３３の抵抗値Ｒb の積により設定される。
２２２では、外付抵抗３３、定電流源３４、比較器３５
と差動増幅器３６を付加することで過電流検出ポイント
ＩOLを簡単に調整できるようにし、ＩOLを必要最小限の
値に設定することで過電流時の発熱を抑えることができ
る。この場合ＩOLは定電流源３４の電流値Ｉb と外付抵
抗３３の抵抗値Ｒb の積により設定される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図９に示す安定化電源
回路では、外付抵抗３３により過電流検出ポイントＩOL
を簡単に設定できる為、出力段トランジスタ１７の消費
電力を低減することができるが、出力電圧Ｖout と出力
電流Ｉo の関係は図８に示す特性（いわゆる垂下特性）
であり、Ｖout ＝０Ｖ（地絡）での出力段トランジスタ
１７の消費電力ＰD はＶin×ＩOLである。通常動作時の
消費電力ＰD はＰD ＝（Ｖin−Ｖout ）×Ｉo であるた
め、地絡した場合の出力段トランジスタ１７の消費電力
は通常動作時に比べＶout ×ＩOLだけ大きくなり、それ
だけ発熱が大きくなるという問題がある。
回路では、外付抵抗３３により過電流検出ポイントＩOL
を簡単に設定できる為、出力段トランジスタ１７の消費
電力を低減することができるが、出力電圧Ｖout と出力
電流Ｉo の関係は図８に示す特性（いわゆる垂下特性）
であり、Ｖout ＝０Ｖ（地絡）での出力段トランジスタ
１７の消費電力ＰD はＶin×ＩOLである。通常動作時の
消費電力ＰD はＰD ＝（Ｖin−Ｖout ）×Ｉo であるた
め、地絡した場合の出力段トランジスタ１７の消費電力
は通常動作時に比べＶout ×ＩOLだけ大きくなり、それ
だけ発熱が大きくなるという問題がある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明による安定化電源
回路は、入力端子と出力端子との間に直列にコレクタ、
エミッタ通路が接続された出力段トランジスタ及び電流
検知抵抗と、前記出力端子の電圧と基準電圧とを比較し
て前記出力段トランジスタを制御する誤差増幅器及び第
１の出力制御用トランジスタと、前記電流検知抵抗の両
端の電圧を検出して前記出力段トランジスタを制御する
比較器及び第２の出力制御トランジスタとを備え、前記
比較器には二つの入力端子間に電位差を持たせる手段が
備えられている。
回路は、入力端子と出力端子との間に直列にコレクタ、
エミッタ通路が接続された出力段トランジスタ及び電流
検知抵抗と、前記出力端子の電圧と基準電圧とを比較し
て前記出力段トランジスタを制御する誤差増幅器及び第
１の出力制御用トランジスタと、前記電流検知抵抗の両
端の電圧を検出して前記出力段トランジスタを制御する
比較器及び第２の出力制御トランジスタとを備え、前記
比較器には二つの入力端子間に電位差を持たせる手段が
備えられている。
【０００６】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の一実施例の回路図であり、図２は図
１の出力電圧Ｖout と出力電流Ｉo の特性である。図１
の動作としては、出力電圧Ｖout を抵抗８，９で分割し
て電圧ＶC と基準電圧源４の電圧Ｖref を誤差増幅器３
で比較し、この出力で第１の制御用トランジスタ２（以
下Ｔ2 ）を制御し、Ｔ2 のコレクタで出力段トランジス
タ１７ (以下Ｔ1 ）を制御して出力電圧を安定化する。
出力電圧Ｖout はＶout ＝（Ｒ3 ＋Ｒ4 ）／Ｒ4 ×Ｖ
ref となる。電流検知抵抗５ (以下Ｒa ）の両端の電圧
を抵抗分割したＶB とＶD を比較器１３で比較し、出力
電流ＩO が増加してＶB ＞ＶD となると比較器１３の出
力がハイレベルになり、第２の出力制御トランジスタ１
４ (以下Ｔ3 ）がオンし、Ｔ1 のベース電流を減少させ
てＩO を低減させる。
る。図１は本発明の一実施例の回路図であり、図２は図
１の出力電圧Ｖout と出力電流Ｉo の特性である。図１
の動作としては、出力電圧Ｖout を抵抗８，９で分割し
て電圧ＶC と基準電圧源４の電圧Ｖref を誤差増幅器３
で比較し、この出力で第１の制御用トランジスタ２（以
下Ｔ2 ）を制御し、Ｔ2 のコレクタで出力段トランジス
タ１７ (以下Ｔ1 ）を制御して出力電圧を安定化する。
出力電圧Ｖout はＶout ＝（Ｒ3 ＋Ｒ4 ）／Ｒ4 ×Ｖ
ref となる。電流検知抵抗５ (以下Ｒa ）の両端の電圧
を抵抗分割したＶB とＶD を比較器１３で比較し、出力
電流ＩO が増加してＶB ＞ＶD となると比較器１３の出
力がハイレベルになり、第２の出力制御トランジスタ１
４ (以下Ｔ3 ）がオンし、Ｔ1 のベース電流を減少させ
てＩO を低減させる。
【０００７】前記Ｔ3 がｏｎするときの出力電流Ｉo が
過電流検出ポイントＩOLであり、ＩOL＝｛ＶB ×（Ｒ1
＋Ｒ2 ）／Ｒ2 −ＶB ×（Ｒ5 ＋Ｒ6 ）／Ｒ6 ｝／Ｒa
で設定される。
過電流検出ポイントＩOLであり、ＩOL＝｛ＶB ×（Ｒ1
＋Ｒ2 ）／Ｒ2 −ＶB ×（Ｒ5 ＋Ｒ6 ）／Ｒ6 ｝／Ｒa
で設定される。
【０００８】次に出力端子１５が地絡（Ｖout ＝０Ｖ）
した場合、比較器１３の反転入力端子の電圧ＶD はＩ1
×Ｒ5 //Ｒ6 となり、比較器１３はＶD と非反転入力端
子電圧ＶB が同じになるように動作する為、ＶB ＝ＶD
＝Ｉ1 ×Ｒ5 //Ｒ6 となる。このときのＲa の出力端子
の逆の端子電圧ＶA はＶA ＝ＶD ×（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）／Ｒ
2 である為、ＶA ＝Ｉ1 ×Ｒ5 //Ｒ6 ×（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）
／Ｒ2 となる。
した場合、比較器１３の反転入力端子の電圧ＶD はＩ1
×Ｒ5 //Ｒ6 となり、比較器１３はＶD と非反転入力端
子電圧ＶB が同じになるように動作する為、ＶB ＝ＶD
＝Ｉ1 ×Ｒ5 //Ｒ6 となる。このときのＲa の出力端子
の逆の端子電圧ＶA はＶA ＝ＶD ×（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）／Ｒ
2 である為、ＶA ＝Ｉ1 ×Ｒ5 //Ｒ6 ×（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）
／Ｒ2 となる。
【０００９】よって出力端子地絡等の出力電流ＩS はＩ
S ＝ＶA ／Ｒa ＝｛Ｉ1 ×Ｒ5 //Ｒ6 ×（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）
／Ｒ2 ｝／Ｒa となり、Ｒa 、Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ5 、
Ｒ6 、Ｉ1 で設定されることがわかる。
S ＝ＶA ／Ｒa ＝｛Ｉ1 ×Ｒ5 //Ｒ6 ×（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）
／Ｒ2 ｝／Ｒa となり、Ｒa 、Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ5 、
Ｒ6 、Ｉ1 で設定されることがわかる。
【００１０】この場合の出力電圧Ｉout と出力電流ＩO
の特性は図２に示すようないわゆる「フの字特性」にな
る。
の特性は図２に示すようないわゆる「フの字特性」にな
る。
【００１１】次に図４に本発明の第２の実施例を示す。
図１の回路から定電流源１２を除き、比較器１３の入力
端子にオフセット電圧１８を持たせる構成とした。地絡
時のＩS はＩS ＝｛ＶOS×（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）／Ｒ2 ｝／Ｒ
a となり、他の動作は図１と同様である。また、比較器
１３のオフセット電圧１８ (ＶOS）の付加例を図５、図
６に示す。図５では差動トランジスタ２３，２４のエミ
ッタ抵抗１９，２０の抵抗値ＲE1，ＲE2を異なる値にす
ることでオフセット電圧を発生させる。図６では差動ト
ランジスタ２９，３０のエミッタサイズを異ならせるこ
とにより、オフセット電圧を発生させる。
図１の回路から定電流源１２を除き、比較器１３の入力
端子にオフセット電圧１８を持たせる構成とした。地絡
時のＩS はＩS ＝｛ＶOS×（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）／Ｒ2 ｝／Ｒ
a となり、他の動作は図１と同様である。また、比較器
１３のオフセット電圧１８ (ＶOS）の付加例を図５、図
６に示す。図５では差動トランジスタ２３，２４のエミ
ッタ抵抗１９，２０の抵抗値ＲE1，ＲE2を異なる値にす
ることでオフセット電圧を発生させる。図６では差動ト
ランジスタ２９，３０のエミッタサイズを異ならせるこ
とにより、オフセット電圧を発生させる。
【００１２】また、図１、図４の回路の出力電圧Ｖout
と出力電流ＩO の特性は図２に示すが、従来の定電圧電
源回路で図３の特性のものがあるが、この場合Ｖout ＝
０ｖ（地絡）でのＩO は０となる為、Ｖin入力時に定電
圧電源回路がスタートしないが、本発明の回路ではこの
ような問題はない。
と出力電流ＩO の特性は図２に示すが、従来の定電圧電
源回路で図３の特性のものがあるが、この場合Ｖout ＝
０ｖ（地絡）でのＩO は０となる為、Ｖin入力時に定電
圧電源回路がスタートしないが、本発明の回路ではこの
ような問題はない。
【００１３】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、過電流検
出ポイントと出力端子地絡時の出力電流を別々に設定で
きるようにしたことで、出力端子地絡時の出力段トラン
ジスタの消費電力を小さく抑えることができる為、出力
端子の異常による安定化電源回路の発熱または破壊を抑
えることができる効果がある。
出ポイントと出力端子地絡時の出力電流を別々に設定で
きるようにしたことで、出力端子地絡時の出力段トラン
ジスタの消費電力を小さく抑えることができる為、出力
端子の異常による安定化電源回路の発熱または破壊を抑
えることができる効果がある。
【図１】本発明の一実施例を示す安定化電源回路の回路
図。
図。
【図２】図１の特性図。
【図３】安定化電源回路の従来のフの字特性図。
【図４】本発明の第２の実施例を示す図。
【図５】図４の比較器の入力部回路の一例を示す図。
【図６】図４の比較器の入力部回路の一例を示す図。
【図７】従来の安定化電源回路の回路図。
【図８】図７の特性図。
【図９】従来の安定化電源回路の回路図。
１ 入力端子 ２ 第１の出力制御トランジスタ ３ 誤差増幅器 ４ 基準電圧源 ５ 電流検知抵抗 ６〜１１ 抵抗 １２ 定電流源 １３ 比較器 １４ 第２の出力制御トランジスタ １５ 出力端子 １６ ＧＮＤ １７ 出力段トランジスタ １８ オフセット電圧 １９，２０ 抵抗 ２１，２２ 入力端子 ２３，２４，２５，２６，２９，３０ トランジスタ ２７ 高電位電源端子 ２８ 定電流源 ３１ 出力制御トランジスタ ３２ 基準電圧設定端子 ３３ 外付抵抗 ３４ 定電流源 ３５ 比較器 ３６ 差動増幅器
Claims (2)
- 【請求項１】電流検知抵抗の出力段トランジスタ側の電
圧を第１の抵抗分圧回路により抵抗分圧した第１の電圧
と前記電流検知抵抗の負荷側の電圧を第２の抵抗分圧回
路により抵抗分圧した第２の電圧とを比較器により比較
しその比較出力により前記出力段トランジスタを制御し
た安定化電源回路において、前記第２の抵抗分圧回路の
抵抗分圧点に定電流を供給して、負荷地絡時に前記第２
の抵抗分圧回路の前記抵抗分圧点に所定の電圧を得るよ
うにしたことを特徴とする安定化電源回路。 - 【請求項２】電流検知抵抗の出力段トランジスタ側の電
圧を第１の抵抗分圧回路により抵抗分圧した第１の電圧
と前記電流検知抵抗の負荷側の電圧を第２の抵抗分圧回
路により抵抗分圧した第２の電圧とを比較器により比較
しその比較出力により前記出力段トランジスタを制御し
た安定化電源回路において、前記比較器に入力オフセッ
ト電圧を持たせ、このオフセット電圧により負荷地絡時
の前記電流検知抵抗に流れる電流を設定するようになし
たことを特徴とする安定化電源回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5326679A JP2643813B2 (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | 安定化電源回路 |
| US08/361,217 US5642034A (en) | 1993-12-24 | 1994-12-21 | Regulated power supply circuit permitting an adjustment of output current when the output thereof is grounded |
| KR1019940035683A KR0163776B1 (ko) | 1993-12-24 | 1994-12-21 | 안정화 전원회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5326679A JP2643813B2 (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | 安定化電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07182055A JPH07182055A (ja) | 1995-07-21 |
| JP2643813B2 true JP2643813B2 (ja) | 1997-08-20 |
Family
ID=18190448
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5326679A Expired - Fee Related JP2643813B2 (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | 安定化電源回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5642034A (ja) |
| JP (1) | JP2643813B2 (ja) |
| KR (1) | KR0163776B1 (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4337229C1 (de) * | 1993-10-30 | 1994-11-10 | Ant Nachrichtentech | Fernspeiseeinrichtung |
| JP3065605B2 (ja) * | 1998-10-12 | 2000-07-17 | シャープ株式会社 | 直流安定化電源装置 |
| JP4697997B2 (ja) * | 2000-04-13 | 2011-06-08 | エルピーダメモリ株式会社 | 内部電圧発生回路 |
| DE20010283U1 (de) * | 2000-06-08 | 2001-07-19 | Siemens Ag | Stromversorgung mit verlustarmer Einschaltstrombegrenzung |
| JP3761507B2 (ja) * | 2002-11-21 | 2006-03-29 | ローム株式会社 | 直流安定化電源装置 |
| US6952334B2 (en) * | 2003-10-07 | 2005-10-04 | Semiconductor Components Industries, L.L.C. | Linear regulator with overcurrent protection |
| US20050179422A1 (en) * | 2004-02-13 | 2005-08-18 | Worldwide International Patent & Trademark Office | Driving voltage detecting device |
| CN100386705C (zh) * | 2004-03-11 | 2008-05-07 | 华硕电脑股份有限公司 | 可调整功率分配的线性稳压电路 |
| JP2006178539A (ja) | 2004-12-20 | 2006-07-06 | Freescale Semiconductor Inc | 過電流保護回路及び直流電源装置 |
| JP4713963B2 (ja) * | 2005-07-07 | 2011-06-29 | 矢崎総業株式会社 | 過電流検出装置 |
| US8174251B2 (en) | 2007-09-13 | 2012-05-08 | Freescale Semiconductor, Inc. | Series regulator with over current protection circuit |
| US7994766B2 (en) * | 2008-05-30 | 2011-08-09 | Freescale Semiconductor, Inc. | Differential current sensor device and method |
| JP4880007B2 (ja) * | 2009-03-10 | 2012-02-22 | 株式会社リコー | 定電圧電源回路 |
| KR101962900B1 (ko) | 2012-03-07 | 2019-03-29 | 삼성디스플레이 주식회사 | 전원공급부 및 이를 포함한 유기전계발광 표시장치 |
| US10678282B1 (en) * | 2018-01-09 | 2020-06-09 | Maxim Integrated Products, Inc. | Linear voltage regulators and associated methods |
| CN108536209B (zh) * | 2018-06-08 | 2023-12-22 | 洛阳嘉盛电源科技有限公司 | 一种宽范围线性稳压电路 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3988643A (en) * | 1974-10-25 | 1976-10-26 | Litton Business Systems, Inc. | Latch circuit |
| JPS6040268B2 (ja) * | 1979-03-27 | 1985-09-10 | 日本原子力研究所 | 核融合用プラズマ制御装置 |
| US4278930A (en) * | 1979-09-27 | 1981-07-14 | Gte Automatic Electric Laboratories, Inc. | Current sensing circuit for power supply with series control transistor |
| JPS5750724U (ja) * | 1980-09-09 | 1982-03-23 | ||
| JPS57123424A (en) * | 1981-01-26 | 1982-07-31 | Toko Inc | Dc power supply device |
| FR2565433A1 (fr) * | 1984-05-30 | 1985-12-06 | Thomson Alcatel Espace | Convertisseur de puissance a controle par cycles |
| DE3932776A1 (de) * | 1989-09-30 | 1991-04-11 | Philips Patentverwaltung | Stromversorgungseinrichtung mit spannungsregelung und strombegrenzung |
| JPH04295222A (ja) * | 1991-03-22 | 1992-10-20 | Nec Corp | 安定化電源回路 |
| US5191278A (en) * | 1991-10-23 | 1993-03-02 | International Business Machines Corporation | High bandwidth low dropout linear regulator |
| JPH07121252A (ja) * | 1993-10-26 | 1995-05-12 | Rohm Co Ltd | 安定化電源回路内蔵ｉｃ |
-
1993
- 1993-12-24 JP JP5326679A patent/JP2643813B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-12-21 KR KR1019940035683A patent/KR0163776B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1994-12-21 US US08/361,217 patent/US5642034A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07182055A (ja) | 1995-07-21 |
| US5642034A (en) | 1997-06-24 |
| KR950020034A (ko) | 1995-07-24 |
| KR0163776B1 (ko) | 1998-12-15 |
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| Date | Code | Title | Description |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19970401 |
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