JP3451954B2 - 電圧比較回路 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、バッテリ電圧を基
準にモニタ電圧と基準電圧との比較を行ない、モニタ電
圧と基準電圧との電位差が、あらかじめ設定された電圧
以上になったことを検知可能な電圧比較回路に関するも
のである。 【０００２】 【従来の技術】車載電子システムにおいて、コントロー
ルユニットが駆動する負荷の電源は一般的にバッテリで
あることが多い。従って、負荷の診断を行なう時に、負
荷に発生する電圧をモニタし、モニタ電圧とバッテリ電
圧との差電圧から負荷の状態を判断するという手法も多
く用いられている。例えば、コントロールユニットが負
荷の上流を制御するハイサイド駆動方式における、負荷
短絡時に発生する過電流状態からコントロールユニット
を保護する為の過電流検知方式も前記手法の一例として
挙げられる。 【０００３】以下に説明する過電流検知方式は、コント
ロールユニットとバッテリとの間に挿入された電流検出
用シャント抵抗の上流電圧（＝バッテリ電圧）およびシ
ャント抵抗の下流電圧をモニタし、シャント抵抗両端の
電位差は負荷に流れる電流に比例する為、シャント抵抗
両端の電位差が増大したことから負荷の過電流状態を検
知し、コントロールユニットから負荷への通電を停止さ
せるものである。過電流検知は過電流状態からコントロ
ールユニットを保護することが目的であるので、短絡検
知の即時性が重要である。従って、短時間で過電流を検
知することが可能なハードウェアにて検知回路を構成す
るのが一般的である。以下に説明する過電流検知方式で
は、シャント抵抗の上流電圧（＝バッテリ電圧）とシャ
ント抵抗の下流電圧の電位差が、過電流に相当する設定
電圧以上になったことを検知する為のハードウェアとし
て電圧比較回路が用いられている。 【０００４】従来の電圧比較回路としては、例えば図４
に示すようなものがある。図４は全体として過電流検知
回路を示しており、負荷に流れる電流をシャント抵抗で
電圧に置き換え、シャント抵抗両端の電位差を電圧比較
回路によって検知する回路となっている。０１は負荷、
０２は負荷駆動用のパワーＭＯＳ、０３はパワーＭＯＳ
を駆動するドライバ、０４は電流検出用のシャント抵抗
である。０５は電圧比較回路であり、抵抗Ｒａ０６、抵
抗Ｒｂ０７、抵抗Ｒｃ０８、抵抗Ｒｄ０９、およびコン
パレータ０１０を有する。負荷０１に接続される電源は
バッテリ［ＶＢ］であり、パワーＭＯＳ０２がＯＮする
とバッテリから負荷０１に電流が供給される。この時、
負荷０１に流れる電流値［ＩＬ］は、負荷０１の抵抗値
をＲＬ、パワーＭＯＳ０２のオン抵抗をＲｏｎ、シャン
ト抵抗０４の抵抗値をＲＳとすると、 ＩＬ＝ＶＢ／（ＲＬ＋ＲＳ＋Ｒｏｎ）≒ＶＢ／ＲＬ …式１ （ＲＬ≫ＲＳ、Ｒｏｎ） となる。よって短絡等の負荷異常により抵抗ＲＬが減少
した場合、電流［ＩＬ］が増大する。そこで、電圧比較
回路０５にて電流［ＩＬ］の増大を検知し、パワーＭＯ
Ｓ０２をＯＦＦさせることにより、過電流状態からの保
護を行なうことが本回路の目的となる。 【０００５】まず、従来の電圧比較回路０５の特性を計
算式によって説明する。シャント抵抗０４の上流電圧は
［ＶＢ］であるので、シャント抵抗０４の下流電圧は
［ＶＢ−ＲＳ・ＩＬ］となり、電圧比較回路０５は電流
［ＩＬ］の増大をシャント抵抗０４両端の電位差、すな
わち［ＲＳ・ＩＬ］から検知する。電圧比較回路０５は
抵抗Ｒａ０６〜Ｒｄ０９およびコンパレータ０１０から
構成される。シャント抵抗０４の上流電圧［ＶＢ］を抵
抗Ｒｃ０８と抵抗Ｒｄ０９とによって分圧した電圧［Ｖ
ｒｅｆ］がコンパレータ０１０の＋側に入力される。ま
た、シャント抵抗０４の下流電圧［ＶＢ−ＲＳ・ＩＬ］
を抵抗Ｒａ０６と抵抗Ｒｂ０７とによって分圧した電圧
［Ｖｓｎｓ］がコンパレータ０１０の−側に入力され
る。ここで説明する従来の電圧比較回路０５では、抵抗
Ｒａ０６〜Ｒｄ０９には次の関係が成立している。 Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）＞ Ｒｄ／（Ｒｃ＋Ｒｄ） …式２ 【０００６】ドライバ０３は、コンパレータ０１０がＨ
レベルを出力した時には過電流状態とみなし、パワーＭ
ＯＳ０２を強制的にＯＦＦさせるものとする。過電流と
みなす状態、すなわちコンパレータ０１０がＨレベルを
出力している時には、下記の式３〜式５の条件が成立し
ている。但し、ここではコンパレータ０１０はオフセッ
ト電圧や入力バイアス電流が無視できる理想的なコンパ
レータと仮定している。 Ｖｒｅｆ ＞ Ｖｓｎｓ …式３ Ｖｒｅｆ＝｛Ｒｄ／（Ｒｃ＋Ｒｄ）｝・ＶＢ …式４ Ｖｓｎｓ＝｛Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）｝・（ＶＢ−ＲＳ・ＩＬ） …式５ ここで、シャント抵抗０４両端の電位差［Ｖｏｃ＝ＲＳ
・ＩＬ］を定義すると、式２〜式５から過電流とみなす
状態におけるシャント抵抗０４両端の電位差［Ｖｏｃ］
は次の通りとなる。 Ｖｏｃ ＞ ＶＢ・（１−ＲＣ） …式６ 但し、ＲＣ＝｛Ｒｄ・（Ｒａ＋Ｒｂ）／Ｒｂ・（Ｒｃ＋Ｒｄ）｝＜１ 【０００７】次に従来の電圧比較回路０５における過電
流状態の検知電圧［Ｖｏｃ］とバッテリ電圧［ＶＢ］と
の関係を図５を用いて説明する。図５におけるｘ軸はＶ
Ｂ電圧を示し、ｙ軸はＶｓｎｓ電圧を示している。Ｖｓ
ｎｓ電圧は負荷に電流が流れていない［ＩＬ＝０］の時
は実線０２０となり、電流［ＩＬ］に応じて実線０２０
以下の電圧をとりうる。一方Ｖｒｅｆ電圧は 式４より
破線０２１で示され、Ｖｓｎｓ電圧が破線０２１を下回
った時に過電流とみなす。過電流の検知電圧［Ｖｏｃ］
は、式６に示されるようにＶＢの一次の項を含むため、
検知電圧［Ｖｏｃ］は当然ＶＢ電圧に比例することにな
る。また、コントロールユニットのバッテリ電圧範囲は
通常ＶＢ＝９〜１６Ｖのような幅を持っている。従来の
電圧比較回路０５では、ＶＢ＝９Ｖの時の検知電圧０２
２と、ＶＢ＝１６Ｖの時の検知電圧０２３とが明らかに
異なることが図５からもわかる。すなわち、従来の電圧
比較回路０５では、検知電圧の幅をＶＢ＝９Ｖの時とＶ
Ｂ＝１６Ｖの時で１６／９≒１．８倍、設計的に持って
いるということである。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】以上述べてきたよう
に、従来の電圧比較回路０５では、検知する電圧をバッ
テリ電圧［ＶＢ］に対する抵抗分圧比のみで生成してい
る為、ＶＢ変動に対する依存性を持つことが設計的に避
けられない構成となっている。また、回路トータルとし
ての検知電圧ばらつきには従来の電圧比較回路０５が持
っている電圧ＶＢ依存性のように設計的に起因するもの
に加え、分圧する抵抗の精度やコンパレータ０１０のオ
フセット電圧のように部品単体の性能に起因するものも
考えられる。故に、従来の電圧比較回路０５では、回路
トータルのばらつきを考慮して設計をした場合、設計起
因のばらつきすなわちバッテリ電圧ＶＢ依存性が、回路
トータルとして要求されているばらつき範囲を占める割
合が大きい時は、反対に部品単体の精度の方が要求され
る為、コストアップにつながりやすいという可能性を含
んでいる。 【０００９】本発明はこのような従来の問題点に着目し
てなされたもので、バッテリ電圧を基準にモニタ電圧と
基準電圧との比較を行なう時、前記モニタ電圧と基準電
圧とをそれぞれ同じ分圧比を持つ抵抗器で分圧して検知
電圧のバッテリ電圧依存性をキャンセルし、検知電圧自
体は安定した電圧源と抵抗器からなる電流源により基準
電圧側における分圧後の電位をレベルシフトして発生さ
せることによって、バッテリ電圧範囲の広い自動車用と
してもバッテリ電圧変動の影響を受けず、安定した検知
電圧を持つ電圧比較回路を提供することを目的としてい
る。 【００１０】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の電圧比較回路は、第一の入力電圧を
分圧した電圧を出力する第一の抵抗分圧器と、この第一
の抵抗分圧器と等しい分圧比を有し、第二の入力電圧を
分圧した電圧を出力する第二の抵抗分圧器と、定電圧が
印加される抵抗器を有し、この抵抗器の抵抗値に反比例
した定電流を出力する電流源と、一方の入力が前記第一
の分圧手段の出力および前記電流源に接続され、他方の
入力が前記第二の分圧手段に接続され、前記第一の入力
電圧と第二の入力電圧とを比較するコンパレータと、を
有する構成とした。 【００１１】 【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。図１は実施の形態１の構成を示す
図である。この図１は、全体として過電流検知回路を示
しており、負荷に流れる電流をシャント抵抗で電圧に置
き換え、シャント抵抗両端の電位差を電圧比較回路によ
って検知する回路となっている。図において、１は負
荷、２は負荷駆動用のパワーＭＯＳ、３はパワーＭＯＳ
を駆動するドライバ、４は電流検出用のシャント抵抗で
ある。５は電圧比較回路であり、抵抗Ｒａ６、抵抗Ｒｂ
７、抵抗Ｒｃ８、抵抗Ｒｄ９、コンパレータ１０、およ
び電流源１１を有する。 【００１２】ここで説明する過電流検知回路も、図４で
説明した回路と同様に、負荷１に流れる電流［ＩＬ］と
シャント抵抗４両端の電位差が比例することから、電圧
比較回路５にてシャント抵抗４両端の電位差が増大した
ことを検知し、ドライバ３にてパワーＭＯＳ２をＯＦＦ
させることにより、過電流状態から回路の保護を行なう
ことが目的である。 【００１３】まず本実施の形態における電圧比較回路５
の特性を計算式によって説明する。電圧比較回路５は抵
抗Ｒａ６〜Ｒｄ９、コンパレータ１０および抵抗Ｒｒｅ
ｆ１２、トランジスタＱａ１３、トランジスタＱｂ１４
とからなる電流源１１によって構成される。シャント抵
抗４の上流電圧［ＶＢ］を抵抗Ｒｃ８と抵抗Ｒｄ９とに
よって分圧し、さらに電流源１１に流れ込む定電流［Ｉ
ｒｅｆ］によって分圧後の電圧を検知電圧分だけレベル
シフトさせた電圧［Ｖｒｅｆ］がコンパレータ１０の＋
側に入力される。一方、シャント抵抗４の下流電圧［Ｖ
Ｂ−ＲＳ・ＩＬ］を抵抗Ｒａ６と抵抗Ｒｂ７とによって
分圧した電圧［Ｖｓｎｓ］がコンパレータ１０の−側に
入力される。本実施の形態における電圧比較回路５では
抵抗Ｒａ６〜Ｒｄ９には次の関係が成立している。 Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）＝ Ｒｄ／（Ｒｃ＋Ｒｄ） …式７ ここでドライバ３は、コンパレータ１０がＨレベルを出
力した時に過電流とみなし、パワーＭＯＳ２を強制的に
ＯＦＦさせるものとする。 【００１４】過電流とみなす状態、すなわちコンパレー
タ１０がＨレベルを出力している時には、下記の条件が
成立している。但し、ここではコンパレータ１０はオフ
セット電圧や入力バイアス電流が無視できる理想的なコ
ンパレータと仮定している。 Ｖｒｅｆ ＞ Ｖｓｎｓ …式８ Ｖｒｅｆ＝｛Ｒｄ／（Ｒｃ＋Ｒｄ）｝・ＶＢ −｛Ｒｃ・Ｒｄ／（Ｒｃ＋Ｒｄ）｝・Ｉｒｅｆ …式９ Ｖｓｎｓ＝｛Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）｝・（ＶＢ−ＲＳ・ＩＬ）…式１０ ここで、シャント抵抗４両端の電位差［Ｖｏｃ＝ＲＳ・
ＩＬ］を定義すると、式７〜式１０から過電流とみなす
状態におけるシャント抵抗４両端の電位差［Ｖｏｃ］は
次の通りとなる。 Ｖｏｃ ＞ Ｒｃ・Ｉｒｅｆ …式１１ 【００１５】ここで電流［Ｉｒｅｆ］を生成する電流源
１１の構成について説明する。電流源１１はカレントミ
ラー回路であり、１２は抵抗［Ｒｒｅｆ］、１３，１４
はそれぞれｎｐｎ型トランジスタＱａ、Ｑｂである。定
電圧源Ｖｃｃからは抵抗Ｒｒｅｆ１２を介してトランジ
スタＱｂ１４のコレクタが接続される。また、トランジ
スタＱｂ１４のコレクタとベースおよびトランジスタＱ
ａ１３のベースは接続されている。一方、トランジスタ
Ｑａ１３，Ｑｂ１４のエミッタは接地される。トランジ
スタＱａ１３のコレクタに流れる電流が定電流［Ｉｒｅ
ｆ］となる。ここで、Ｑａ１３とＱｂ１４が同じエミッ
タ面積を持つトランジスタであるとすれば、電流［Ｉｒ
ｅｆ］は次のように表される。 Ｉｒｅｆ＝（Ｖｃｃ−ＶＢＥ）／Ｒｒｅｆ …式１２ （ＶＢＥ：トランジスタのベース・エミッタ間電圧） 【００１６】従って、図１における、過電流とみなす状
態におけるシャント抵抗４両端の電位差［Ｖｏｃ］は
、式１１、式１２より次の通りとなる。 Ｖｏｃ ＞（Ｒｃ／Ｒｒｅｆ）・（Ｖｃｃ−ＶＢＥ） …式１３ 【００１７】次に本実施の形態による電圧比較回路５に
おける過電流の検知電圧［Ｖｏｃ］とバッテリ電圧［Ｖ
Ｂ］との関係を図２を用いて説明する。図２におけるｘ
軸はＶＢ電圧を示し、ｙ軸はＶｓｎｓ電圧を示してい
る。Ｖｓｎｓ電圧は負荷１に電流が流れていない［ＩＬ
＝０］の時は実線２０となり、電流［ＩＬ］に応じて実
線２０以下の電圧をとりうる。一方Ｖｒｅｆ電圧は 式
より破線２１で示されることから、Ｖｓｎｓ電圧が破線
２１を下回った時に過電流とみなす。 【００１８】過電流の検知電圧［Ｖｏｃ］は、式１３に
示されるようにＶＢの項を含まないため、検知電圧［Ｖ
ｏｃ］は当然ＶＢ電圧の影響を受けない。このことは、
図２における、ＶＢ＝９Ｖの時の検知電圧２２と、ＶＢ
＝１６Ｖの時の検知電圧２３とが等しくなっているとい
うことからもわかる。 【００１９】以上説明してきたように、本実施の形態に
よる電圧比較回路５は、コンパレータ１０に入力される
基準電圧とモニタ電圧との分圧比を等しくし、安定した
電源と抵抗とによる定電流によって検知電圧を生成する
構成とした為、バッテリ電圧依存性の無い、検知電圧の
設定を可能としている。 【００２０】一般的に半導体集積回路内に抵抗を作り込
む場合は、絶対精度としては〜±３０％程度となってし
まうが、同一チップの近接した抵抗間における相対精度
は±２％程度が実現可能である。 【００２１】本実施の形態における電圧比較回路５で
は、検知電圧はＶｃｃ電源と抵抗の比によって設定でき
る為、半導体集積回路によって実現する場合でも、精度
の良い安定した検知電圧を得ることができる。 【００２２】次に実施の形態２を説明する。図３に実施
の形態２の構成を示す。図１に示した実施の形態１とは
電流源３１の構成が異なる以外は同じ構成であるため、
同一の構成部分には同一の符号を付してその説明を省略
する。図１に示した実施の形態１における電流源１１は
ＶＢ依存性は無いが、温度係数が約−２ｍＶ／℃という
トランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥの項を含
む為、定電流［Ｉｒｅｆ］は温度依存性を持つ。従っ
て、図１に示した実施の形態１では、検知電圧が温度変
動によってばらついてしまうという欠点を持っている。 【００２３】図３における電流源３１は、図１における
電流源１１の欠点であった温度特性のキャンセルについ
て着目したものであり、電源Ｖｃｃから抵抗Ｒｅ３７と
抵抗Ｒｆ３８とで分圧して電圧［Ｖｏｐ］を生成し、オ
ペアンプ３６によって抵抗Ｒｒｅｆ３２下流の電圧を負
帰還により常に［Ｖｏｐ］となるようにコントロールす
る為、電流［Ｉｒｅｆ］はトランジスタＱｂ３４，Ｑｃ
３５のＶＢＥに因らず、 Ｉｒｅｆ＝（Ｖｃｃ−Ｖｏｐ）／Ｒｒｅｆ …式１４ となる。従って、図３に示す電流源３１では、ＶＢＥの
温度特性の影響を無くし、ＶＢ変動に対しても温度変動
に対しても安定な電流を生成することが可能である。 【００２４】 【発明の効果】以上説明してきたように、本発明の電圧
比較回路においては、バッテリ電圧範囲の広い自動車用
としてもバッテリ電圧変動の影響を受けず、精度の良い
安定した検知電圧を得ることができるという効果が得ら
れる。
準にモニタ電圧と基準電圧との比較を行ない、モニタ電
圧と基準電圧との電位差が、あらかじめ設定された電圧
以上になったことを検知可能な電圧比較回路に関するも
のである。 【０００２】 【従来の技術】車載電子システムにおいて、コントロー
ルユニットが駆動する負荷の電源は一般的にバッテリで
あることが多い。従って、負荷の診断を行なう時に、負
荷に発生する電圧をモニタし、モニタ電圧とバッテリ電
圧との差電圧から負荷の状態を判断するという手法も多
く用いられている。例えば、コントロールユニットが負
荷の上流を制御するハイサイド駆動方式における、負荷
短絡時に発生する過電流状態からコントロールユニット
を保護する為の過電流検知方式も前記手法の一例として
挙げられる。 【０００３】以下に説明する過電流検知方式は、コント
ロールユニットとバッテリとの間に挿入された電流検出
用シャント抵抗の上流電圧（＝バッテリ電圧）およびシ
ャント抵抗の下流電圧をモニタし、シャント抵抗両端の
電位差は負荷に流れる電流に比例する為、シャント抵抗
両端の電位差が増大したことから負荷の過電流状態を検
知し、コントロールユニットから負荷への通電を停止さ
せるものである。過電流検知は過電流状態からコントロ
ールユニットを保護することが目的であるので、短絡検
知の即時性が重要である。従って、短時間で過電流を検
知することが可能なハードウェアにて検知回路を構成す
るのが一般的である。以下に説明する過電流検知方式で
は、シャント抵抗の上流電圧（＝バッテリ電圧）とシャ
ント抵抗の下流電圧の電位差が、過電流に相当する設定
電圧以上になったことを検知する為のハードウェアとし
て電圧比較回路が用いられている。 【０００４】従来の電圧比較回路としては、例えば図４
に示すようなものがある。図４は全体として過電流検知
回路を示しており、負荷に流れる電流をシャント抵抗で
電圧に置き換え、シャント抵抗両端の電位差を電圧比較
回路によって検知する回路となっている。０１は負荷、
０２は負荷駆動用のパワーＭＯＳ、０３はパワーＭＯＳ
を駆動するドライバ、０４は電流検出用のシャント抵抗
である。０５は電圧比較回路であり、抵抗Ｒａ０６、抵
抗Ｒｂ０７、抵抗Ｒｃ０８、抵抗Ｒｄ０９、およびコン
パレータ０１０を有する。負荷０１に接続される電源は
バッテリ［ＶＢ］であり、パワーＭＯＳ０２がＯＮする
とバッテリから負荷０１に電流が供給される。この時、
負荷０１に流れる電流値［ＩＬ］は、負荷０１の抵抗値
をＲＬ、パワーＭＯＳ０２のオン抵抗をＲｏｎ、シャン
ト抵抗０４の抵抗値をＲＳとすると、 ＩＬ＝ＶＢ／（ＲＬ＋ＲＳ＋Ｒｏｎ）≒ＶＢ／ＲＬ …式１ （ＲＬ≫ＲＳ、Ｒｏｎ） となる。よって短絡等の負荷異常により抵抗ＲＬが減少
した場合、電流［ＩＬ］が増大する。そこで、電圧比較
回路０５にて電流［ＩＬ］の増大を検知し、パワーＭＯ
Ｓ０２をＯＦＦさせることにより、過電流状態からの保
護を行なうことが本回路の目的となる。 【０００５】まず、従来の電圧比較回路０５の特性を計
算式によって説明する。シャント抵抗０４の上流電圧は
［ＶＢ］であるので、シャント抵抗０４の下流電圧は
［ＶＢ−ＲＳ・ＩＬ］となり、電圧比較回路０５は電流
［ＩＬ］の増大をシャント抵抗０４両端の電位差、すな
わち［ＲＳ・ＩＬ］から検知する。電圧比較回路０５は
抵抗Ｒａ０６〜Ｒｄ０９およびコンパレータ０１０から
構成される。シャント抵抗０４の上流電圧［ＶＢ］を抵
抗Ｒｃ０８と抵抗Ｒｄ０９とによって分圧した電圧［Ｖ
ｒｅｆ］がコンパレータ０１０の＋側に入力される。ま
た、シャント抵抗０４の下流電圧［ＶＢ−ＲＳ・ＩＬ］
を抵抗Ｒａ０６と抵抗Ｒｂ０７とによって分圧した電圧
［Ｖｓｎｓ］がコンパレータ０１０の−側に入力され
る。ここで説明する従来の電圧比較回路０５では、抵抗
Ｒａ０６〜Ｒｄ０９には次の関係が成立している。 Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）＞ Ｒｄ／（Ｒｃ＋Ｒｄ） …式２ 【０００６】ドライバ０３は、コンパレータ０１０がＨ
レベルを出力した時には過電流状態とみなし、パワーＭ
ＯＳ０２を強制的にＯＦＦさせるものとする。過電流と
みなす状態、すなわちコンパレータ０１０がＨレベルを
出力している時には、下記の式３〜式５の条件が成立し
ている。但し、ここではコンパレータ０１０はオフセッ
ト電圧や入力バイアス電流が無視できる理想的なコンパ
レータと仮定している。 Ｖｒｅｆ ＞ Ｖｓｎｓ …式３ Ｖｒｅｆ＝｛Ｒｄ／（Ｒｃ＋Ｒｄ）｝・ＶＢ …式４ Ｖｓｎｓ＝｛Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）｝・（ＶＢ−ＲＳ・ＩＬ） …式５ ここで、シャント抵抗０４両端の電位差［Ｖｏｃ＝ＲＳ
・ＩＬ］を定義すると、式２〜式５から過電流とみなす
状態におけるシャント抵抗０４両端の電位差［Ｖｏｃ］
は次の通りとなる。 Ｖｏｃ ＞ ＶＢ・（１−ＲＣ） …式６ 但し、ＲＣ＝｛Ｒｄ・（Ｒａ＋Ｒｂ）／Ｒｂ・（Ｒｃ＋Ｒｄ）｝＜１ 【０００７】次に従来の電圧比較回路０５における過電
流状態の検知電圧［Ｖｏｃ］とバッテリ電圧［ＶＢ］と
の関係を図５を用いて説明する。図５におけるｘ軸はＶ
Ｂ電圧を示し、ｙ軸はＶｓｎｓ電圧を示している。Ｖｓ
ｎｓ電圧は負荷に電流が流れていない［ＩＬ＝０］の時
は実線０２０となり、電流［ＩＬ］に応じて実線０２０
以下の電圧をとりうる。一方Ｖｒｅｆ電圧は 式４より
破線０２１で示され、Ｖｓｎｓ電圧が破線０２１を下回
った時に過電流とみなす。過電流の検知電圧［Ｖｏｃ］
は、式６に示されるようにＶＢの一次の項を含むため、
検知電圧［Ｖｏｃ］は当然ＶＢ電圧に比例することにな
る。また、コントロールユニットのバッテリ電圧範囲は
通常ＶＢ＝９〜１６Ｖのような幅を持っている。従来の
電圧比較回路０５では、ＶＢ＝９Ｖの時の検知電圧０２
２と、ＶＢ＝１６Ｖの時の検知電圧０２３とが明らかに
異なることが図５からもわかる。すなわち、従来の電圧
比較回路０５では、検知電圧の幅をＶＢ＝９Ｖの時とＶ
Ｂ＝１６Ｖの時で１６／９≒１．８倍、設計的に持って
いるということである。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】以上述べてきたよう
に、従来の電圧比較回路０５では、検知する電圧をバッ
テリ電圧［ＶＢ］に対する抵抗分圧比のみで生成してい
る為、ＶＢ変動に対する依存性を持つことが設計的に避
けられない構成となっている。また、回路トータルとし
ての検知電圧ばらつきには従来の電圧比較回路０５が持
っている電圧ＶＢ依存性のように設計的に起因するもの
に加え、分圧する抵抗の精度やコンパレータ０１０のオ
フセット電圧のように部品単体の性能に起因するものも
考えられる。故に、従来の電圧比較回路０５では、回路
トータルのばらつきを考慮して設計をした場合、設計起
因のばらつきすなわちバッテリ電圧ＶＢ依存性が、回路
トータルとして要求されているばらつき範囲を占める割
合が大きい時は、反対に部品単体の精度の方が要求され
る為、コストアップにつながりやすいという可能性を含
んでいる。 【０００９】本発明はこのような従来の問題点に着目し
てなされたもので、バッテリ電圧を基準にモニタ電圧と
基準電圧との比較を行なう時、前記モニタ電圧と基準電
圧とをそれぞれ同じ分圧比を持つ抵抗器で分圧して検知
電圧のバッテリ電圧依存性をキャンセルし、検知電圧自
体は安定した電圧源と抵抗器からなる電流源により基準
電圧側における分圧後の電位をレベルシフトして発生さ
せることによって、バッテリ電圧範囲の広い自動車用と
してもバッテリ電圧変動の影響を受けず、安定した検知
電圧を持つ電圧比較回路を提供することを目的としてい
る。 【００１０】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の電圧比較回路は、第一の入力電圧を
分圧した電圧を出力する第一の抵抗分圧器と、この第一
の抵抗分圧器と等しい分圧比を有し、第二の入力電圧を
分圧した電圧を出力する第二の抵抗分圧器と、定電圧が
印加される抵抗器を有し、この抵抗器の抵抗値に反比例
した定電流を出力する電流源と、一方の入力が前記第一
の分圧手段の出力および前記電流源に接続され、他方の
入力が前記第二の分圧手段に接続され、前記第一の入力
電圧と第二の入力電圧とを比較するコンパレータと、を
有する構成とした。 【００１１】 【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。図１は実施の形態１の構成を示す
図である。この図１は、全体として過電流検知回路を示
しており、負荷に流れる電流をシャント抵抗で電圧に置
き換え、シャント抵抗両端の電位差を電圧比較回路によ
って検知する回路となっている。図において、１は負
荷、２は負荷駆動用のパワーＭＯＳ、３はパワーＭＯＳ
を駆動するドライバ、４は電流検出用のシャント抵抗で
ある。５は電圧比較回路であり、抵抗Ｒａ６、抵抗Ｒｂ
７、抵抗Ｒｃ８、抵抗Ｒｄ９、コンパレータ１０、およ
び電流源１１を有する。 【００１２】ここで説明する過電流検知回路も、図４で
説明した回路と同様に、負荷１に流れる電流［ＩＬ］と
シャント抵抗４両端の電位差が比例することから、電圧
比較回路５にてシャント抵抗４両端の電位差が増大した
ことを検知し、ドライバ３にてパワーＭＯＳ２をＯＦＦ
させることにより、過電流状態から回路の保護を行なう
ことが目的である。 【００１３】まず本実施の形態における電圧比較回路５
の特性を計算式によって説明する。電圧比較回路５は抵
抗Ｒａ６〜Ｒｄ９、コンパレータ１０および抵抗Ｒｒｅ
ｆ１２、トランジスタＱａ１３、トランジスタＱｂ１４
とからなる電流源１１によって構成される。シャント抵
抗４の上流電圧［ＶＢ］を抵抗Ｒｃ８と抵抗Ｒｄ９とに
よって分圧し、さらに電流源１１に流れ込む定電流［Ｉ
ｒｅｆ］によって分圧後の電圧を検知電圧分だけレベル
シフトさせた電圧［Ｖｒｅｆ］がコンパレータ１０の＋
側に入力される。一方、シャント抵抗４の下流電圧［Ｖ
Ｂ−ＲＳ・ＩＬ］を抵抗Ｒａ６と抵抗Ｒｂ７とによって
分圧した電圧［Ｖｓｎｓ］がコンパレータ１０の−側に
入力される。本実施の形態における電圧比較回路５では
抵抗Ｒａ６〜Ｒｄ９には次の関係が成立している。 Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）＝ Ｒｄ／（Ｒｃ＋Ｒｄ） …式７ ここでドライバ３は、コンパレータ１０がＨレベルを出
力した時に過電流とみなし、パワーＭＯＳ２を強制的に
ＯＦＦさせるものとする。 【００１４】過電流とみなす状態、すなわちコンパレー
タ１０がＨレベルを出力している時には、下記の条件が
成立している。但し、ここではコンパレータ１０はオフ
セット電圧や入力バイアス電流が無視できる理想的なコ
ンパレータと仮定している。 Ｖｒｅｆ ＞ Ｖｓｎｓ …式８ Ｖｒｅｆ＝｛Ｒｄ／（Ｒｃ＋Ｒｄ）｝・ＶＢ −｛Ｒｃ・Ｒｄ／（Ｒｃ＋Ｒｄ）｝・Ｉｒｅｆ …式９ Ｖｓｎｓ＝｛Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）｝・（ＶＢ−ＲＳ・ＩＬ）…式１０ ここで、シャント抵抗４両端の電位差［Ｖｏｃ＝ＲＳ・
ＩＬ］を定義すると、式７〜式１０から過電流とみなす
状態におけるシャント抵抗４両端の電位差［Ｖｏｃ］は
次の通りとなる。 Ｖｏｃ ＞ Ｒｃ・Ｉｒｅｆ …式１１ 【００１５】ここで電流［Ｉｒｅｆ］を生成する電流源
１１の構成について説明する。電流源１１はカレントミ
ラー回路であり、１２は抵抗［Ｒｒｅｆ］、１３，１４
はそれぞれｎｐｎ型トランジスタＱａ、Ｑｂである。定
電圧源Ｖｃｃからは抵抗Ｒｒｅｆ１２を介してトランジ
スタＱｂ１４のコレクタが接続される。また、トランジ
スタＱｂ１４のコレクタとベースおよびトランジスタＱ
ａ１３のベースは接続されている。一方、トランジスタ
Ｑａ１３，Ｑｂ１４のエミッタは接地される。トランジ
スタＱａ１３のコレクタに流れる電流が定電流［Ｉｒｅ
ｆ］となる。ここで、Ｑａ１３とＱｂ１４が同じエミッ
タ面積を持つトランジスタであるとすれば、電流［Ｉｒ
ｅｆ］は次のように表される。 Ｉｒｅｆ＝（Ｖｃｃ−ＶＢＥ）／Ｒｒｅｆ …式１２ （ＶＢＥ：トランジスタのベース・エミッタ間電圧） 【００１６】従って、図１における、過電流とみなす状
態におけるシャント抵抗４両端の電位差［Ｖｏｃ］は
、式１１、式１２より次の通りとなる。 Ｖｏｃ ＞（Ｒｃ／Ｒｒｅｆ）・（Ｖｃｃ−ＶＢＥ） …式１３ 【００１７】次に本実施の形態による電圧比較回路５に
おける過電流の検知電圧［Ｖｏｃ］とバッテリ電圧［Ｖ
Ｂ］との関係を図２を用いて説明する。図２におけるｘ
軸はＶＢ電圧を示し、ｙ軸はＶｓｎｓ電圧を示してい
る。Ｖｓｎｓ電圧は負荷１に電流が流れていない［ＩＬ
＝０］の時は実線２０となり、電流［ＩＬ］に応じて実
線２０以下の電圧をとりうる。一方Ｖｒｅｆ電圧は 式
より破線２１で示されることから、Ｖｓｎｓ電圧が破線
２１を下回った時に過電流とみなす。 【００１８】過電流の検知電圧［Ｖｏｃ］は、式１３に
示されるようにＶＢの項を含まないため、検知電圧［Ｖ
ｏｃ］は当然ＶＢ電圧の影響を受けない。このことは、
図２における、ＶＢ＝９Ｖの時の検知電圧２２と、ＶＢ
＝１６Ｖの時の検知電圧２３とが等しくなっているとい
うことからもわかる。 【００１９】以上説明してきたように、本実施の形態に
よる電圧比較回路５は、コンパレータ１０に入力される
基準電圧とモニタ電圧との分圧比を等しくし、安定した
電源と抵抗とによる定電流によって検知電圧を生成する
構成とした為、バッテリ電圧依存性の無い、検知電圧の
設定を可能としている。 【００２０】一般的に半導体集積回路内に抵抗を作り込
む場合は、絶対精度としては〜±３０％程度となってし
まうが、同一チップの近接した抵抗間における相対精度
は±２％程度が実現可能である。 【００２１】本実施の形態における電圧比較回路５で
は、検知電圧はＶｃｃ電源と抵抗の比によって設定でき
る為、半導体集積回路によって実現する場合でも、精度
の良い安定した検知電圧を得ることができる。 【００２２】次に実施の形態２を説明する。図３に実施
の形態２の構成を示す。図１に示した実施の形態１とは
電流源３１の構成が異なる以外は同じ構成であるため、
同一の構成部分には同一の符号を付してその説明を省略
する。図１に示した実施の形態１における電流源１１は
ＶＢ依存性は無いが、温度係数が約−２ｍＶ／℃という
トランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥの項を含
む為、定電流［Ｉｒｅｆ］は温度依存性を持つ。従っ
て、図１に示した実施の形態１では、検知電圧が温度変
動によってばらついてしまうという欠点を持っている。 【００２３】図３における電流源３１は、図１における
電流源１１の欠点であった温度特性のキャンセルについ
て着目したものであり、電源Ｖｃｃから抵抗Ｒｅ３７と
抵抗Ｒｆ３８とで分圧して電圧［Ｖｏｐ］を生成し、オ
ペアンプ３６によって抵抗Ｒｒｅｆ３２下流の電圧を負
帰還により常に［Ｖｏｐ］となるようにコントロールす
る為、電流［Ｉｒｅｆ］はトランジスタＱｂ３４，Ｑｃ
３５のＶＢＥに因らず、 Ｉｒｅｆ＝（Ｖｃｃ−Ｖｏｐ）／Ｒｒｅｆ …式１４ となる。従って、図３に示す電流源３１では、ＶＢＥの
温度特性の影響を無くし、ＶＢ変動に対しても温度変動
に対しても安定な電流を生成することが可能である。 【００２４】 【発明の効果】以上説明してきたように、本発明の電圧
比較回路においては、バッテリ電圧範囲の広い自動車用
としてもバッテリ電圧変動の影響を受けず、精度の良い
安定した検知電圧を得ることができるという効果が得ら
れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明実施の形態１の構成を示す図である。
【図２】実施の形態１のＶＢ電圧依存性を示す説明図で
ある。 【図３】実施の形態２の構成を示す図である。 【図４】従来例の構成を示す図である。 【図５】従来例のＶＢ電圧依存性を示す説明図である。 【符号の説明】 １ 負荷 ２ パワーＭＯＳ ３ ドライバ ４ シャント抵抗 ５ 電圧比較回路 ６ 抵抗Ｒａ ７ 抵抗Ｒｂ ８ 抵抗Ｒｃ ９ 抵抗Ｒｄ １０ コンパレータ １１ 電流源 １２ 抵抗Ｒｒｅｆ １３ トランジスタＱａ １４ トランジスタＱｂ ２０ Ｖｓｎｓ電圧 ２１ Ｖｒｅｆ電圧 ２２ ＶＢ＝９Ｖの時の検知電圧 ２３ ＶＢ＝１６Ｖの時の検知電圧 ３１ 電流源 ３２ 抵抗Ｒｒｅｆ ３３ トランジスタＱａ ３４ トランジスタＱｂ ３５ トランジスタＱｃ ３６ オペアンプ ３７ 抵抗Ｒｅ ３８ 抵抗Ｒｆ
ある。 【図３】実施の形態２の構成を示す図である。 【図４】従来例の構成を示す図である。 【図５】従来例のＶＢ電圧依存性を示す説明図である。 【符号の説明】 １ 負荷 ２ パワーＭＯＳ ３ ドライバ ４ シャント抵抗 ５ 電圧比較回路 ６ 抵抗Ｒａ ７ 抵抗Ｒｂ ８ 抵抗Ｒｃ ９ 抵抗Ｒｄ １０ コンパレータ １１ 電流源 １２ 抵抗Ｒｒｅｆ １３ トランジスタＱａ １４ トランジスタＱｂ ２０ Ｖｓｎｓ電圧 ２１ Ｖｒｅｆ電圧 ２２ ＶＢ＝９Ｖの時の検知電圧 ２３ ＶＢ＝１６Ｖの時の検知電圧 ３１ 電流源 ３２ 抵抗Ｒｒｅｆ ３３ トランジスタＱａ ３４ トランジスタＱｂ ３５ トランジスタＱｃ ３６ オペアンプ ３７ 抵抗Ｒｅ ３８ 抵抗Ｒｆ
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(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01R 19/165
G01R 31/36
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 第一の入力電圧を分圧した電圧を出力す
る第一の抵抗分圧器と、 この第一の抵抗分圧器と等しい分圧比を有し、第二の入
力電圧を分圧した電圧を出力する第二の抵抗分圧器と、 定電圧が印加される抵抗器を有し、この抵抗器の抵抗値
に反比例した定電流を出力する電流源と、 一方の入力が前記第一の分圧手段の出力および前記電流
源に接続され、他方の入力が前記第二の分圧手段に接続
され、前記第一の入力電圧と第二の入力電圧とを比較す
るコンパレータと、を有することを特徴とする電圧比較
回路。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23938098A JP3451954B2 (ja) | 1998-08-26 | 1998-08-26 | 電圧比較回路 |
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1998
- 1998-08-26 JP JP23938098A patent/JP3451954B2/ja not_active Expired - Fee Related
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