DE69626607T2

DE69626607T2 - Halbleiterspeicheranordnung mit Spannungsgeneratorschaltung

Info

Publication number: DE69626607T2
Application number: DE69626607T
Authority: DE
Inventors: Tatsuya Matano
Original assignee: NEC Electronics Corp
Current assignee: NEC Electronics Corp
Priority date: 1995-11-29
Filing date: 1996-11-27
Publication date: 2003-12-18
Anticipated expiration: 2016-11-28
Also published as: KR970029842A; DE69626607D1; JP2830807B2; EP0777231A2; KR100211481B1; JPH09153284A; EP0777231A3; EP0777231B1; US6137343A; TW310436B

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Halbleiterspeichervorrichtung, und, genauer ausgedrückt, eine Spannungserzeugungsschaltung zum Gebrauch in Halbleiterspeichervorrichtungen mit Schaltungen, die höhere Gleichstromspannungen als die externe Stromquelle verwenden.
In letzter Zeit gibt es bedeutende Trends in Richtung auf Halbleiterspeichervorrichtungen höherer Integration und größerer Kapazität, da die Entwicklung von Mikroverarbeitungstechniken für Halbleiter schnell vorangeschritten ist. Insbesondere im Gebiet dynamischer Speicher (DRAMs) von Halbleiterspeichervorrichtungen, die Direktzugriff erlauben, werden Muster von 256-mbit DRAMs geliefert, und DRAMs auf Gigabit- Höhe werden bei wissenschaftlichen Konferenzen präsentiert. Um mit dem Fortschritt solcher Halbleiterspeichervorrichtungen Schritt zu halten, wird die den Speichervorrichtungen von externen Stromquellen zugeführte Spannung niedriger. Zum Beispiel wird eine Quellenspannung von 5,0 V für 16-Mbit DRAMs verwendet, und eine Quellenspannung von 3,3 V für 64-Mbit DRAMs. Eine solche Senkung in der Quellenspannung muss auch erreicht werden, um die Zuverlässigkeit sehr kleiner Halbleiterspeichervorrichtungen größerer Kapazität durch Verhinderung eines Durchbruchs der Gateoxid-Dünnfilme, zeitvariierender Transistorcharakteristiken etc. sicherzustellen.
Insbesondere kann die Technik zum Senken externer Stromquellen (externer Leitungsspannungen) in den Chips zum Erzeugen der inneren Quellenspannungen für DRAMs angewendet werden. Die Verwendung niedrigerer und stabilerer innerer Leistungsspannungen als die externen Quellenspannungen stellt angemessene Zuverlässigkeit der Einrichtungen sicher. Im Fall von DRAMs müssen jedoch zum Schreiben von Hochpegel- Spannungen (im folgenden als "H-Pegel" abgekürzt) (gleich den inneren Quellenspannungen) in die Kondensatoren der Speicherzellen, höhere Spannungen als die H-Pegel- Schreibspannungen, das heißt die Gesamtheit der H-Pegel-Schreibspannungen und die Schwellenspannungen der Transistoren an die Wortleitungen der Speicherzellen angelegt werden. Deshalb müssen höhere und stabilere Spannungen als die externen Quellenspannungen sogar bei dem ständig sinkenden Pegel der Quellenspannungen für Speichervorrichtungen erzeugt werden. Die Schaltungen zum Erzeugen von Spannungen, die an die Wortleitungen etc. durch Erhöhung der Quellenspannung anzulegen sind, werden als Spannungserzeugungsschaltungen bezeichnet.
Ein Beispiel von verstärkten Spannungserzeugungsschaltungen des Standes der Technik ist die verstärkte Spannungserzeugungsschaltung, die in der japanischen nichtgeprüften Patentanmeldungsoffenbarung HEI 5-217372 offenbart ist, welche in dem Blockdiagramm von Fig. 1 gezeigt ist. Bezugnehmend auf Fig. 1, führt in der in der Zeichnung gezeigten Schaltung ein Verstärkerschaltungsabschnitt 302 eine Pumpoperation in Abhängigkeit von einer Oszillationsausgabe φOSC von einem Oszillator 200 durch. Der Oszillator 200 steht normalerweise unter der Steuerung einer VPP-Sensorschaltung 100, die erfasst, dass die Ausgangsspannung VOUT niedriger als eine vorbestimmte verstärkte Spannung VPP ist. Wenn die Ausgangsspannung VOUT kleiner als die vorbestimmte VPP wird, wird das VPP-Sensorsignal φPP aktiviert, um den Oszillator 200 zu aktivieren. Wenn die Ausgangsspannung VOUT die vorbestimmte VPP erreicht hat, wird das Signal φPP durch die VPP Sensorschaltung 100 deaktiviert, um den Oszillator 200 anzuhalten.
Die Operation der in Fig. 1 gezeigten Erzeugerschaltung einer verstärkten Spannung soll nun ausführlich beschrieben werden. Fig. 2 ist ein Schaltbild des Verstärkungsschaltungsabschnitts 302 in dem Blockdiagramm von Fig. 1. Fig. 3 ist ein Zeitkurvenbild, das die Signalformen während einer Spannungsverstärkungsoperation darstellt. Bezugnehmend auf Fig. 1 bis Fig. 3 wird, wenn ein Signal φOSC mit H-Pegel von dem Oszillator 200 eingegeben wird, ein Signal mit H-Pegel von einem Inverter 124 über ein NAND-Gatter 114 ausgegeben. Hier wird eine auf die Nähe der Quellenspannung VCC eines Knotens N&sub1;&sub2; vorgespannte Spannung auf die Nähe von 2VCC durch einen Kopplungskondensator C&sub1;&sub3; vorgeladen. Gleichermaßen wird ein Signal mit H-Pegel von einem Inverter 128 ausgegeben, und eine auf die Nähe der Leitungsspannung VCC eines Knotens N&sub1;&sub4; vorgeladene Spannung wird auf die Nähe von 2VCC durch einen Kopplungskondensator C&sub1;&sub4; vorgespannt. Ein Ausgabetransistor M&sub1;&sub2; wird dann mit einem Ausgangsanschluss 7 in Leitung gebracht, um dadurch die Ausgangsspannung VOUT zu verstärken. Hier wird ein Transistor M&sub3;&sub2;, der die Spannung über dem Knoten N&sub1;&sub2; in das Gate eingibt, in Leitung mit einem Versorgungsanschluss 8 gebracht, um dadurch die Spannung über einem Knoten N&sub1;&sub1; auf die Nähe der Leitungsspannung VCC vorzuladen. Außerdem wird ein Transistor M&sub3;&sub6;, der die Spannung des Knotens N&sub1;&sub4; in das Gate eingibt, in Leitung mit dem Versorgungsanschluss 8 gebracht, um dadurch die Spannung über einem Knoten N&sub1;&sub3; auf die Nähe der Leitungsspannung VCC vorzuladen.
Wenn dann ein Signal φOSC mit niedrigem Pegel (im folgenden als "L-Pegel" abgekürzt) von dem Oszillator 200 eingegeben wird, werden Signale mit L-Pegel von den Invertern 124 und 128 über das NAND-Gatter 114 ausgegeben. Anschließend fällt die Spannung über dem Knoten N&sub1;&sub2; auf einen niedrigeren Wert als VCC durch einen Kopplungskondensator C&sub1;&sub3;, und die Spannung über dem Knoten N&sub1;&sub4; fällt durch einen Kopplungskondensator C&sub1;&sub4; auf VCC, wodurch der Transistor M&sub1;&sub2; aus der Leitung mit dem Ausgangsanschluss 7 gebracht wird. Ein Signal mit H-Pegel wird von einem Inverter 122 über ein NOR-Gatter 113 ausgegeben. Hier wird die Spannung über dem Knoten N&sub1;&sub1;, der auf die Quellenspannung VCC vorgeladen wurde, durch einen Kopplungskondensator C&sub1;&sub2; auf die Nähe von 2VCC vorgeladen. Gleichermaßen wird ein Signal mit H-Pegel von einem Inverter 126 ausgegeben, und die Spannung über einem Knoten N&sub1;&sub3;, der auf die Nähe der Quellenspannung VCC vorgeladen wurde, weist eine Spannung auf, die durch einen Kopplungskondensator C&sub1;&sub4; auf die Nähe von 2VCC verstärkt wird.
Ein Ausgabetransistor M&sub1;&sub1; wird dann mit dem Ausgangsanschluss 7 in Leitung gebracht, um dadurch die Ausgangsspannung VOUT zu verstärken. Hier wird ein Transistor M&sub3;&sub3;, der die Spannung über dem Knoten N&sub1;&sub1; in das Gate eingibt, in Leitung mit dem Versorgungsanschluss 8 gebracht, um dadurch den Knoten N&sub1;&sub2; auf die Nähe der Quellenspannung VCC vorzuladen. Außerdem wird ein Transistor M&sub3;&sub7;, der die Spannung über dem Knoten N&sub1;&sub3; in das Gate eingibt, in Leitung mit dem Versorgungsanschluss 8 gebracht, um den Knoten N&sub1;&sub4; auf die Nähe von VCC vorzuladen.
Auf diese Weise werden die beiden Ausgabetransistoren M&sub1;&sub1; und M&sub1;&sub2; abwechselnd in Abhängigkeit von komplementären Signalen mit dem Ausgangsanschluss 7 in Leitung gebracht, die von den Oszillationsausgaben von dem Oszillator 200 abhängen, um aufeinanderfolgend die Spannungsverstärkungsoperation durchzuführen.
Die in Fig. 1 und Fig. 2 dargestellte Spannungsverstärkungs-Erzeugerschaltung des Standes der Technik birgt die Probleme großer Schwankungen der Ausgangsspannung, und dass viel Zeit zum Wiederherstellen eines vorbestimmten Wertes verbraucht wird. Die Probleme sollen nun erklärt werden.
Erstens, wenn eine Verstärkungsoperation in der Schaltung des Standes der Technik initiiert wird, wird ein Abfall in der Ausgangsspannung VOUT durch die Sensorschaltung 100 erfasst, die ein Sensorsignal φPP aktiviert, und der Oszillator 200 wird durch das Sensorsignal φPP aktiviert. Eine Oszillationsausgabe φOSC wird dann von dem Oszillator 200 in einen Verstärkungsschaltungsabschnitt 302 eingegeben, um die Ausgangsspannung Vom auf den vorbestimmten Wert VPP zu verstärken. Deshalb liegt eine Verzögerungszeit aufgrund der Zeit vor, die vergangen ist, bis der Oszillator 200 zu oszillieren beginnt, zwischen der Zeit, zu der ein Abfall in dem Pegel der Ausgangsspannung VOUT erfasst wird, und der Zeit, zu der der Verstärkungsschaltungsabschnitt 302 zum Initiieren einer Spannungsverstärkungsoperation aktiviert wird. Infolgedessen fällt die Ausgangsspannung VOUT umfassend abhängig von der Verzögerungszeit, und daher wird viel Zeit benötigt, um die Spannung auf die vorbestimmte VPP zurückzuführen. Wenn andererseits die Spannungsverstärkungsoperation beendet wird, nachdem die Ausgangsspannung Vom den vorbestimmten Wert VPP als Folge der oben genannten Spannungsverstärkungsoperation erreicht hat, wird das Sensorsignal φPP durch die Sensorschaltung 100 zum Anhalten des Oszillators 200 deaktiviert. Deshalb werden die Oszillationsausgaben, die ausgegeben wurden, bis der Oszillator 200 nach Deaktivierung des Sensorsignals φPP angehalten wird, in den Verstärkungsschaltungsabschnitt 302 eingegeben, wodurch die Spannung übermäßig verstärkt wird. Wie oben beschrieben, verursacht die Verzögerung als Reaktion der Operation des Verstärkungsschaltungsabschnitts 302 auf die Schwankungen der Ausgangsspannung VOUT, dass der Rückführprozess auf den vorbestimmten Wert VPP verzögert wird und die Spannung übermäßig verstärkt wird, und dies führt zu großen Schwankungen der Ausgangsspannung VOUT.
Außerdem ist, obwohl der in Fig. 2 dargestellte Verstärkungsschaltungsabschnitt 302 den Vorteil aufweist, die Spannung über einem Knoten verwenden zu können, der durch den Kondensator auf irgendeiner Seite verstärkt wurde, um die jeweiligen Knoten auf der anderen Seite vorzuladen, die Vorladungsenergie nicht ausreichend. Dementsprechend ist die Spannungsverstärkungsleistung nicht ausreichend, und daher wird viel Zeit zum Wiedergewinnen des vorbestimmten Werts verbraucht. Man betrachte beispielsweise die Operation des Transistors M&sub1;&sub2;. Die Spannung über dem Knoten N&sub1;&sub2; wird auf die Nähe von 2VCC verstärkt. Die Spannung über dem Knoten N&sub1;&sub2; wird an die Gate- Elektrode des Transistors M&sub3;&sub2; zum Vorladen des Knotens N&sub1;&sub1; angelegt, um den Transistor M&sub3;&sub2; leitend zu gestalten. Wenn jedoch Kontinuität zwischen der Drain-Elektrode (Knoten N&sub1;&sub2;) des Transistors M&sub1;&sub2; und dem Ausgangsanschluss 7 infolge einer Verstärkung des Knotens N&sub1;&sub4; auf 2VCC erzeugt wird, fällt die Spannung über dem Knoten N&sub1;&sub2;, die auf 2VCC verstärkt wurde, auf VPP ab. Infolgedessen wird die Fähigkeit des Transistors M&sub3;&sub2; verschlechtert, und dies verursacht einen Abfall der Spannung über dem vorgeladenen Knoten N&sub1;&sub1; auf einen niedrigeren Wert als die Leitungsspannung VCC. Die Folge ist eine niedrige Drain-Spannung des Ausgabetransistors M&sub1;&sub1;, während eine Verstärkungsoperation durchgeführt wird, und die Verstärkungsfähigkeit des Verstärkungsschaltungsabschnitts 302 ist unzureichend während des Pumpens. Das oben beschriebene trifft gleichermaßen auf den anderen Ausgabetransistor M&sub1;&sub2; zu.
Eine Halbleiterschaltung gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1 ist in US-A- 5,396,114 offenbart. Diese bekannte Schaltung umfasst einen Oszillator, einen Treiber und eine Spannungspumpschaltung sowie einen Spannungsdetektor. Der Spannungsdetektor stellt ein Detektionssignal aus, das zum Freigeben/Sperren des Treibers und des Oszillators verwendet wird.
Dementsprechend besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung in der Schaffung einer Halbleiterspeichervorrichtung, die mit einer Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung ausgerüstet ist, welche zum Minimieren der Verzögerung in Abhängigkeit von Schwankungen der ausgegebenen verstärkten Spannung ausgelegt ist.
Es ist eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Variationen in der Ausgangsspannung aufgrund der übermäßig verstärkten Spannung zu verhindern.
Es ist eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, den Prozess der Rückkehr zu einer vorbestimmten Spannung zu beschleunigen.
Es ist noch eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Vorladungsfähigkeit während einer Pumpoperation und folglich die Spannungsverstärkungsfähigkeit zu verbessern, wodurch der Prozess der Rückkehr zu einer vorbestimmten Spannung beschleunigt wird.
Diese Aufgaben werden durch eine Halbleiterschaltung erreicht, wie sie in Anspruch 1 definiert ist; die abhängigen Ansprüche beziehen sich auf weitere Entwicklungen der Erfindung.
Die obigen und anderen Aufgaben, Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen deutlicher werden, in denen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung gemäß dem Stand der Technik ist;
Fig. 2 ein Schaltbild eines Verstärkungsschaltungsabschnitts ist, der zum Gebrauch in der in Fig. 1 gezeigten Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung zur Verfügung steht;
Fig. 3 ein Zeitkurvenbild ist, das die Betriebssignalformen darstellt, die in der in Fig. 1 dargestellten Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung beobachtet werden;
Fig. 4 ein Blockdiagramm einer Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 5 ein Schaltbild einer Verstärkungsschaltung 300 ist, die zum Gebrauch gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zu Verfügung steht;
Fig. 6 ein Zeitkurvenbild ist, das die Betriebssignalformen darstellt, die gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beobachtet werden;
Fig. 7 ein Zeitkurvenbild ist, das die Betriebssignalformen des in Fig. 5 angezeigten Spannungsverstärker-Schaltungsabschnitts der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 8a und Fig. 8b Schaltbilder von Beispielen der VPP-Sensorschaltung 100 bzw. des Oszillators 200 sind, die zur Verwendung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zur Verfügung stehen;
Fig. 9 ein Schaltbild ist, das eine modifizierte Version des Ausgabeabschnitts 700 darstellt, der zur Verwendung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zur Verfügung steht;
Fig. 10a und Fig. 10b Schaltbilder sind, die eine modifizierte Version des Pulswandlerabschnitts 600, der zur Verwendung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zur Verfügung steht, bzw. ein Schaltbild einer Pegelwandlerschaltung 602 darstellen, die zur Verwendung in der modifizierten Version zur Verfügung steht;
Fig. 11 ein Schaltbild einer Halbleiterspeichervorrichtung ist, die eine Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung der vorliegenden Erfindung einschließt;
Fig. 12 ein Zeitkurvenbild ist, das die Betriebssignalformen des in Fig. 5 angezeigten Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitts der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 13 ein Blockdiagramm einer Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 14 ein Schaltbild eines Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitts 301 ist, der zur Verwendung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zur Verfügung steht;
Fig. 15 ein Zeitkurvenbild ist, das die Betriebssignalformen darstellt, die gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beobachtet werden;
Fig. 16a und Fig. 16b ein Schaltdiagramm einer Zufallspulserzeugungsschaltung 400 ist, die zur Verwendung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zur Verfügung steht, bzw. ein Zeitkurvenbild ist, das die darin beobachteten Betriebssignalformen darstellt;
Fig. 17 ein Schaltbild ist, das eine modifizierte Version des Eingabeabschnitts 502 ist, der zur Verwendung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zur Verfügung steht; und
Fig. 18a und Fig. 18b ein Schaltbild einer modifizierten Version der Zufallspuls-Erzeugungsschaltung 401 zur Verwendung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bzw. ein Zeitkurvenbild sind, das die darin beobachteten Signalformen darstellt.
Bezugnehmend auf Fig. 4, initiiert bei einer Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung gemäß der vorliegenden Ausführungsform, wenn das VPP-Sensorsignal φPP von einer VPP-Sensorschaltung 100 aktiviert wird, ein Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitt 300 direkt eine Pumpoperation in Abhängigkeit von dem Sensorsignal φPP. Der Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitt 300 setzt die Pumpoperation in Abhängigkeit von einer Oszillationsausgabe φOSC von einem Oszillator 200 fort, die anschließend in denselben eingegeben wird. Der Oszillator 200 wird durch die Sensorschaltung 100 gesteuert und oszilliert, wenn das Sensorsignal φPP aktiviert ist. Wenn andererseits die ausgegebenen verstärkte Spannung VOUT eine vorbestimmte Spannung VPP erreicht, wird das Sensorsignal φPP durch die Sensorschaltung 100 deaktiviert, und das Sensorsignal φPP hält direkt die Pumpoperation des Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitts 300 an.
Bezugnehmend auf Fig. 4 bis Fig. 6, ist der Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitt 300 aus einem Einlassabschnitt 500, zwei Pulswandlerabschnitten 600 und 601 und zwei Ausgabeabschnitten 700 und 701 aufgebaut. Die sechs Kondensatoren C&sub1;-C&sub6; in den Ausgabeabschnitten 700 und 701 sind aus P-Kanal-MOS-Transistoren etc. gebildet. Die Transistoren M&sub1;-M&sub4;, M&sub5;&sub1;, M&sub6;&sub1; sind N-Kanal-MOS-Transistoren. Die Quellenspannung VCC, die gewöhnlich eine von außerhalb der Halbleiterspeichervorrichtung zugeführte externe Quellenspannung ist, kann eine interne Quellenspannung in Fällen darstellen, wo die vorbestimmte verstärkte Spannung VPP nicht sehr hoch verglichen mit der internen Quellenspannung ist, die innerhalb der Speichereinrichtung erzeugt wird.
Es soll nun die Operation gemäß der vorliegenden Ausführungsform ausführlich beschrieben werden. Unter der Annahme, dass die Ausgangsspannung Vor kleiner als der vorbestimmte Wert VPP ist, wird das VPP-Sensorsignal φPP durch die VPP-Sensorschaltung 100 aktiviert, und ein Sensorsignal φPP mit H-Pegel wird in den Oszillator 200 eingegeben. Zum Beispiel ist die Spannung VPP 3,8 V, die externe Spannung ist 3,3 V. Das Sensorsignal φPP wird gleichzeitig auch in den Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitt 300 eingegeben.
Wenn das Sensorsignal φPP mit H-Pegel in den Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitt 300 eingegeben wird (hier ist die Oszillationsausgabe φOSC von dem Oszillator 200 auf dem L-Pegel), wird ein Signal mit H-Pegel von einem Inverter 3 über ein NAND-Gatter 2 ausgegeben, und eine Spannungsverstärkungsoperation wird an der Seite des Ausgabeabschnitts 700 initiiert. Da das Ausgangssignal hier von einem Inverter 24 auf den H-Pegel schaltet, wird eine auf die Nähe der Quellenspannung VCC eines Knotens N&sub1; vorgeladene Spannung auf die Nähe von 2VCC durch einen Kopplungskondensator C&sub1; verstärkt. Da außerdem ein Signal mit L-Pegel von einem Inverter 21 ausgegeben wird, wird eine auf die Nähe von 2VCC vorgeladene Spannung eines Knotens N&sub3; auf die Nähe der Quellenspannung VCC durch einen Kopplungskondensator C&sub3; abfallen gelassen. Ferner wird ein Signal mit H-Pegel von einem Inverter 27 ausgegeben, und eine auf die Nähe der Quellenspannung VCC vorgeladene Spannung eines Knotens N&sub2; wird auf die Nähe von 2VCC durch einen Kopplungskondensator C&sub2; verstärkt. Ein Ausgabetransistor M&sub1; wird dann mit einem Ausgangsanschluss 7 in Leitung gebracht, um dadurch die Ausgangsspannung VOUT zu verstärken.
Wenn dann ein Oszillationssignal φOSC mit H-Pegel von dem Oszillator 200 in den Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitt 300 eingegeben wird (hier ist das Sensorsignal φPP auf dem H-Pegel), wird ein Signal mit H-Pegel von einem Inverter 4 über ein NAND-Gatter 1 ausgegeben, um eine Spannungsverstärkungsoperation auf der Seite des Ausgangsabschnitts 701 zu initiieren. Andererseits wird eine Vorladungsoperation auf der Seite des Ausgabeabschnitts 700 initiiert. Hier schaltet auf der Seite des Ausgabeabschnitts 701 das Ausgangssignal von einem Inverter 44 auf den H-Pegel, und die Spannung über einem Knoten N&sub4;, der auf die Nähe der Quellenspannung VCC vorgeladen wurde, wird auf die Nähe von 2VCC durch einen Kopplungskondensator C&sub4; verstärkt. Da ferner ein Signal mit L-Pegel von einem Inverter 41 ausgegeben wird, wird die Spannung über einem Knoten N&sub6;, der auf die Nähe von 2VCC vorgeladen wurde, auf die Nähe der Quellenspannung VCC durch einen Kondensator C&sub6; abfallen gelassen. Zusätzlich wird ein Signal mit H-Pegel von einem Inverter 47 ausgegeben, und die Spannung über einem Knoten N5, der auf die Nähe der Quellenspannung VCC vorgeladen wurde, wird auf die Nähe von 2VCC durch einen Kopplungskondensator C&sub5; verstärkt. Ein Ausgabetransistor M&sub2; wird dann mit dem Ausgangsanschluss 7 in Leitung gebracht, um dadurch die Ausgangsspannung VOUT zu verstärken.
Andererseits schaltet auf der Seite des Ausgabeabschnitts 700 das Ausgangssignal von dem Inverter 27 auf den L-Pegel, und die auf die Nähe von 2VCC vorgeladene Spannung des Knotens N&sub2; wird durch den Kopplungskondensator C&sub2; auf die Nähe der Quellenspannung VCC abfallen gelassen.
Außerdem wird ein Signal mit H-Pegel von dem Inverter 21 ausgegeben, und die auf die Nähe der Quellenspannung VCC vorgeladene Spannung des Knotens N&sub3; wird auf die Nähe von 2VCC verstärkt. Infolgedessen wird ein Transistor M&sub5;&sub1; in Leitung mit einem Versorgungsanschluss 8 gebracht, um dadurch den Knoten N&sub1; auf die Nähe der Quellenspannung VCC vorzuladen.
Wenn dann ein Oszillationssignal φOSC mit L-Pegel von dem Oszillator 200 in den Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitt 300 eingegeben wird (hier ist das Sensorsignal φPP auf dem H-Pegel), wird eine Spannungsverstärkungsoperation auf der Seite des Ausgabeabschnitts 700 initiiert, während eine Vorladungsoperation auf der Seite des Ausgabeabschnitts 701 initiiert wird. Da das Ausgangssignal von dem Inverter 47 auf der Seite des Ausgabeabschnitts 701 auf den L-Pegel schaltet, fällt die Spannung über dem Knoten N&sub5;, der auf 2VCC vorgeladen wurde, durch den Kopplungskondensator C&sub5; auf die Nähe der Quellenspannung VCC. Da zusätzlich das Ausgangssignal von dem Inverter 44 auf den L-Pegel schaltet, fällt die Spannung über dem Knoten N&sub4;, die auf die Nähe der vorbestimmten VPP abgefallen ist, weiter auf die Quellenspannung VCC oder weniger ab. Außerdem wird ein Signal mit H-Pegel von einem Inverter 41 ausgegeben, und eine auf die Nähe der Quellenspannung VCC vorgeladene Spannung eines Knotens N&sub6; wird durch einen Kopplungskondensator C&sub6; auf die Nähe von 2VCC verstärkt. Ein Transistor M&sub6;&sub1; wird in Leitung mit dem Versorgungsanschluss 8 gebracht, um dadurch den Knoten N&sub4; auf die Nähe der Quellenspannung VCC vorzuladen. Hier wird die oben beschriebene Spannungsverstärkungsoperation auf der Seite des Ausgabeabschnitts 700 durchgeführt.
Hiernach wiederholen die Ausgabeabschnitte 700 und 701 abwechselnd die Spannungsverstärkungsoperation und die Vorladungsoperation in Abhängigkeit von den vom Oszillator 200 ausgegebenen Signalen.
Wenn die Ausgangsspannung VOUT die vorbestimmte VPP erreicht hat, wird ein deaktiviertes Sensorsignal φPP mit L-Pegel von der Sensorschaltung 100 in den Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitt 300 eingegeben. Dies führt dazu, dass Signale mit L- Pegel von dem Inverter 3 über das NAND-Gatter 2 und von dem Inverter 4 über das NAND-Gatter 1 ausgegeben werden, um Vorladung der Ausgabetransistoren zu initiieren. Die Spannungen über den Knoten N&sub2; und N&sub5; verschieben sich auf die Quellenspannung VCC und die Ausgabetransistoren M&sub1; und M&sub2; werden aus der Leitung mit dem Ausgangsanschluss 7 herausgenommen. Andererseits werden die Spannungen über den Knoten N&sub3; und N&sub6; auf die Nähe von 2VCC verstärkt und in die Gate-Elektroden der Transistoren M&sub5;&sub1; und M&sub6;&sub1; eingegeben, um die Knoten N&sub1; und N&sub4; in Leitung mit dem Versorgungsanschluss 8 zu bringen, wodurch die Knoten N&sub1; und N&sub4; auf die Quellenspannung VCC vorgeladen werden.
Wie oben beschrieben ist, wird der vorliegenden Ausführungsform zufolge der Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitt 300 direkt in Abhängigkeit von einem aktivierten Sensorsignal φPP verstärkt und setzt die Spannungsverstärkungsoperation in Abhängigkeit von einer Oszillationsausgabe fort, die nachfolgend von dem Oszillator eingegeben wird, und nachdem die Ausgangsspannung VOUT den vorbestimmten VPP erreicht hat, wird die Operation des Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitts 300 direkt bei Empfang eines inaktiven Sensorsignals φPP angehalten.
Die Inverter 51-56 werden zum Steuern von Zeitabstimmungen von Pulsen verwendet, die in die Kondensatoren C&sub1;, C&sub2; bzw. C&sub3; eingegeben werden. Wenn zum Beispiel der Kondensator C&sub2; eine Anstiegsflanke des von dem Inverter 27 ausgegebenen Pulses empfängt, bevor der Kondensator C&sub1; eine Anstiegsflanke des von dem Inverter 24 ausgegebenen Pulses empfängt, erfolgt ein Rückstrom von VOUT zu dem Kondensator C&sub1;, und wenn der Kondensator C&sub2; eine Abfallflanke des von dem Inverter 27 ausgegebenen Pulses empfängt, nachdem der Kondensator C&sub1; eine Abfallflanke des von dem Inverter 24 ausgegebenen Pulses empfängt, tritt auch der Rückstrom von VOUT zu dem Kondensator C&sub1; auf. Deshalb wird die jeweilige Zeitabstimmung der Pulse, die die Kondensatoren C&sub1;, C&sub2; und C&sub3; empfangen, durch Inverter 51-56 gesteuert. Bezugnehmend auf Fig. 7 soll die Operation des in Fig. 5 gezeigten Pulswandlerabschnitts 600 nun ausführlich beschrieben werden. Zum Beispiel ist eine Verzögerungszeit DL1 eine Gesamtverzögerungszeit, die von den Invertern 51, 52 aufgetreten ist, und Verzögerungszeiten DL2, DL3 sind Gesamtverzögerungszeiten von den Invertern 53, 54 bzw. 55, 56. Wenn der Pulswandlerabschnitt 600 eine Anstiegsflanke des von dem Inverter 3 ausgegebenen Pulses empfängt, ändert sich die Ausgabe von dem Inverter 21 sofort vom H-Pegel auf den L-Pegel, und die Ausgabe des Inverters 24 ändert sich von L-Pegel auf H-Pegel, wobei eine längere Verzögerungszeit E als eine addierte Zeit der Verzögerungszeiten DL1 und DL2 verbraucht wird, und die Ausgabe des Inverters 27 ändert sich vom L- Pegel auf H-Pegel, wobei einer längere Verzögerungszeit B als eine addierte Zeit der Verzögerungszeiten DL1, DL2 und DL3 verbraucht wird. Wenn andererseits der Pulswandlerabschnitt 600 eine Abfallflanke des von dem Inverter 3 ausgegebenen Pulses empfängt, ändert sich die Ausgabe von dem Inverter 27 sofort vom H-Pegel auf L-Pegel, und die Ausgabe des Inverters 24 ändert sich vom H-Pegel auf L-Pegel, wobei eine längere Verzögerungszeit C als die Verzögerungszeit DL1 verbraucht, und die Ausgabe des Inverters 21 ändert sich vom L-Pegel auf H-Pegel, wobei eine längere Verzögerungszeit D als eine addierte Zeit der Verzögerungszeiten DL1, DL2 und DL3 vergeht.
Die Inverter 59-61, 21, 24 und 27 sind vorgesehen, um ein Fan-out von der NOR- Schaltung 9, NAND-Schaltungen 10, 11 zu den jeweiligen Kondensatoren C&sub3;, C&sub1; und C&sub2; zu steuern. Deshalb können die Inverter 59-61, 21, 24 und 27 in dem Fall gelöscht werden, dass die Kapazitäten der jeweiligen Kondensatoren C&sub1;, C&sub2; und C&sub3; klein sind.
Hier wird die eine Konfiguration, wie sie im Schaltbild von Fig. 8a dargestellt ist, zum Beispiel als die VPP-Sensorschaltung 100 verwendet, die in dem Blockdiagramm von Fig. 4 gezeigt ist. Zum Beispiel ist eine Spannung VIF 1,9 V und Widerstände R&sub1;, R&sub2; haben den gleichen Widerstandswert. Die Spannung VREF wird durch eine Spannungswandlerschaltung erzeugt, die die äußere Spannung (3,3 V) zu 1,9 V umwandelt. Der Oszillator 200, der verwendet werden kann, ist derjenige, dessen Schaltbild in Fig. 8b dargestellt ist. Bezugnehmend auf Fig. 8a, ist die Sensorschaltung 100 so ausgelegt, dass ein Differenzverstärker 800 die Spannungen über den Knoten, die durch Widerstände getrennt sind, welche Bruchstücke der Ausgangsspannung VOUT darstellen, mit einer Bezugsspannung VREF vergleicht und die Ermittlungsergebnisse ausgibt. Transistoren M10-M12 sind vom N-Kanal-Typ und Transistoren M13-M14 sind vom P-Kanal-Typ. Genau ausgedrückt, schalten die VPP-Sensorsignale φPP auf den L-Pegel (auf den inaktiven Zustand) in Fällen, wo die Spannungen über den durch die Widerstände getrennten Knoten, die Bruchstücke der Ausgangsspannung VOUT darstellen, höher als die Bezugsspannung VREF sind, und auf den H-Pegel (auf den aktiven Zustand) im umgekehrten Fall. Andererseits, unter Bezugnahme auf Fig. 8b, ist der Oszillator 200 so ausgelegt, dass das Ausgangssignal φOSC in den oszillierten Zustand gebracht wird, wenn ein aktiviertes Sensorsignal φPP mit H-Pegel eingegeben wird, wohingegen das Ausgangssignal φOSC auf den L-Pegel schaltet, wenn das Sensorsignal φPP inaktiv ist und auf den L-Pegel schaltet.
Obwohl unter Bezugnahme auf den Fall beschrieben, der nur eine der VPP Sensorschaltung 100 und der Oszillatorschaltung 200 verwendet, kann die vorliegende Erfindung auf einen jeglichen anderen Schaltungsaufbau angewendet werden.
Der Aufbau gemäß der vorliegende Ausführungsform weist die folgenden Charakteristiken auf. Erstens, da die Pumpoperation des Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitts 300 direkt in Abhängigkeit von dem Sensorsignal φPP ausgelöst wird, das durch einen Abfall in der Ausgangsspannung VOUT aktiviert wird, ist es möglich, die Verzögerungszeit aufgrund der Zeit zu verkürzen, die vergangen ist, bis der Oszillator 200 zum Initiieren einer Spannungsverstärkungsoperation zu oszillieren beginnt, nachdem die Ausgangsspannung VOUT abgefallen ist. Dies führt zu einem kleinen Abfall in der Ausgangsspannung VOUT und einer kürzeren Zeit, die zum Wiederherstellen der vorbestimmten VPP benötigt wird. Da zusätzlich, nachdem die Ausgangsspannung VOUT die vorbestimmte VPP erreicht hat, die Ausgabetransistoren M&sub1; und M&sub2; von dem Ausgangsanschluss in Abhängigkeit von einem deaktivierten Sensorsignal φPP isoliert werden, um die Verstärkung durch den Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitt 300 direkt anzuhalten, besteht keine Gefahr, die Ausgabe VOUT durch die Operation des Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitts 300 in Abhängigkeit von den Oszillationsausgaben während der Verzögerungszeit zwischen der Deaktivierung des Sensorsignals φPP und des Anhaltens des Oszillators 200 zu verstärken. Infolgedessen kann der Prozess der Rückführung der Ausgangsspannung VOUT auf den vorbestimmten Wert bei einer höheren Geschwindigkeit durchgeführt werden, und die Schwankungen derselben können kleiner als gemäß dem Stand der Technik gestaltet werden.
Zweitens, da eine stabile und hohe Spannung an die Gate-Elektroden der Vorladungstransistoren M&sub5;&sub1; und M&sub6;&sub1; zum Erzeugen von Kontinuität zwischen den Drain-Knoten N&sub1;, N&sub4; und dem Versorgungsanschluss 8 angelegt werden kann, um die Drain-Knoten N&sub1; und N&sub4; der Ausgabetransistoren M&sub1; und M&sub2; vorzuladen, können die Spannungen über den Drain-Knoten N&sub1; und N&sub4; zuverlässig auf die Quellenspannung VCC vorgeladen werden. Dies führt zu vergrößerten Spannungsverstärkungsfähigkeiten der Ausgabetransistoren M&sub1; und M&sub2;, und zu einer höheren Rückführgeschwindigkeit auf den vorbestimmten Wert.
Die Ausgabeabschnitte 700 und 701 gemäß der vorliegenden Erfindung können wie in Fig. 9 dargestellt modifiziert werden. Bezugnehmend auf Fig. 9, wird in dem Ausgabeabschnitt 700, als ein Beispiel, eine Modifikation an der Art vorgenommen, den Kanal eines Transistors M&sub5;&sub2; anzuschließen, der die Gate-Elektrode (Knoten N&sub2;) des Ausgabetransistors M&sub1; vorlädt, wenn die Spannung über dem Knoten N&sub3; in die Gate-Elektrode des Transistors M&sub5;&sub2; eingegeben wird. Genauer ausgedrückt, wird ein Ende des Kanals des Transistors M&sub5;&sub2; an den Knoten N&sub2; angeschlossen, während das andere Ende des Kanals an den Knoten N&sub1; angeschlossen wird. Dies führt dazu, dass der Knoten N&sub3; bei Vorladung auf 2VCC verstärkt wird, was den Transistor M&sub5;&sub2; in einen leitenden Zustand bringt, um den Knoten N&sub1; und den Knoten N&sub2; auf das gleiche Potential zu setzen. Infolgedessen wird der Ausgabetransistor M&sub1; nichtleitend gemacht. Das heißt, bei Vorladung in der Reihe von oben beschriebenen Operationen, da die Spannung über dem Knoten N&sub1; auf VCC oder weniger gesenkt wird, während der Knoten N&sub2; (Gate-Elektrode) auf VCC gesteuert wird, und der Ausgabetransistor M&sub1; infolgedessen in Leitung gebracht wird, fließt ein Strom rückwärts von der Seite des Ausgangsanschlusses (Spannung = VPP > VCC). Ein solcher Abfall in der Ausgangsspannung VOUT kann jedoch durch die Verwendung der oben genannten modifizierten Version des Ausgabeabschnitts verhindert werden.
Die Pulswandlerabschnitte 600 und 601 gemäß der vorliegenden Ausführungsform können wie in Fig. 10a dargestellt modifiziert werden. Bezugnehmend auf Fig. 10a ist in dem Pulswandlerabschnitt, als ein Beispiel, die dargestellte modifizierte Version des Pulswandlerabschnitts dadurch gekennzeichnet, dass der Pegel des internen Pulssignals für Kapazitätskopplung der Gate-Elektrode des Ausgabetransistors M&sub1; des Ausgabeabschnitts 700 von der Quellenspannung VCC in die vorbestimmte Ausgangsspannung VPP durch eine Pegelwandlerschaltung 602 umgewandelt wird. Dies führt zu einer Erhöhung der Gate-Spannung des Ausgabetransistors M&sub1; von 2VCC auf VCC + VPP (VCC < VPP) während einer Spannungsverstärkungsoperation, um weiter die Spannungsverstärkungsfähigkeit des Ausgabetransistors M&sub1; zu vergrößern. Die Pegelwandlerschaltung 602 kann zum Beispiel die eine mit dem Aufbau sein, wie er in dem Schaltbild von Fig. 10b dargestellt ist. Die Transistoren M&sub2;&sub0;-M&sub2;&sub1; und M&sub2;&sub2; bis M&sub2;&sub3; sind vom N-Kanal-Typ bzw. vom P-Kanal-Typ.
Wie oben beschrieben, kann die Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung gemäß der vorliegenden Ausführungsform wie in dem Schaltbild von Fig. 5 dargestellt konfiguriert sein oder kann aus einer Vielzahl von Kombinationen der modifizierten Version des Ausgabeabschnitts, der in Fig. 9 dargestellt ist, und der modifizierten Version des Pulswandlerabschnitts aufgebaut sein, der in Fig. 10 dargestellt ist.
Bezugnehmend auf Fig. 11, wird die Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung der vorliegenden Erfindung zu dem Zweck verwendet, einen Pegel einer Subwortleitung SWL auf die Spannung VPP zu verstärken. Bezugnehmend auf Fig. 12, soll die Operation der in Fig. 11 gezeigten Halbleiterspeichervorrichtung nun detailliert beschrieben werden. Wenn UND-Schaltungen 81, 83 ein vorbestimmtes Adresssignal ADD empfangen, geben sie Signale mit H-Pegel mit einer internen Quellenspannung aus, die niedriger als die Spannung VPP ist. Wenn andererseits eine Pegelwandlerschaltung 602a ein Signal mit L-Pegel (Masse) empfängt, gibt sie ein Signal mit L-Pegel (Masse) aus und die Pegelwandlerschaltung 602b gibt die verstärkte Spannung VOUT mit der Spannung VPP aus, wenn sie ein Signal mit H-Pegel mit der internen Quellenspannung empfängt. Die Pegelwandlerschaltung 602b bewegt die gleiche Bewegung für die Pegelwandlerschaltung 602a. Deshalb, wenn ein X-Decoder ein vorbestimmtes Adresssignal ADD empfängt, nimmt eine Hauptwortleitung MWL die Spannung VPP an, wodurch eine Spannung eines Knotens A auf VPP-Vth geändert wird. Die Spannung Vth ist eine Schwellenspannung des Transistors Tr1. Andererseits empfängt die Pegelwandlerschaltung 602a ein Signal mit H-Pegel von der NAND-Schaltung 82. Ein RAE-Signal ist ein Reihenadress-Freigabesignal. Der RAI-Treiber gibt ein RAI-Signal mit der Spannung VPP aus. Dann wird die Spannung des Knotens A von VPP-Vth auf 2VCC- Vth durch einen Kopplungskondensator zwischen dem Knoten A und einer Elektrode eines nMOS-Transistors Tr2 verstärkt, der das RAI-Signal empfängt. Deshalb wird das RAI-Signal mit der Spannung VPP zu einer Subwortleitung SWL übertragen. Die Transistoren Tr1-Tr3 sind jeweils vom N-Kanal-Typ.
Eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung soll nun beschrieben werden. Fig. 13 ist ein Blockdiagramm einer Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Außerdem ist Fig. 14 ein Schaltbild des Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitts 301 in dem Blockdiagramm. Bezugnehmend auf Fig. 14, ist die vorliegende Ausführungsform eine Modifikation der in Fig. 5 dargestellten ersten Ausführungsform, die eine modifizierte Version des Eingabeabschnitts 501 verwendet. Die vorliegende Ausführungsform führt eine charakteristische Operation zu Auslösen des Spannungsverstärkungs-Schaltungsabschnitts 301 zwischen der Zeit vor und unmittelbar nach einer Operation durch, um die verstärkte Spannung VPP zu verbrauchen, welche durch eine Zufallspulserzeugungsschaltung 400 initiiert wird, sogar während das VPP-Sensorsignal φPP sich in einem inaktiven Zustand befindet, wie in dem Betriebssignalformdiagramm von Fig. 15 dargestellt ist, zusätzlich zu den gleichen Operationen wie die oben beschriebene erste Ausführungsform. Da die VPP-Sensorschaltung 100 und der Oszillator 200 hier in der gleichen Weise wie gemäß der ersten Ausführungsform aufgebaut sein können, ist eine Erklärung derselben weggelassen worden.
Fig. 16a ist ein Schaltbild der Zufallspuls-Erzeugungsschaltung 400. Fig. 16b stellt die darin beobachteten Betriebssignalformen dar. In Fig. 16b ist das Signal φRAS ein Pulssignal, das zwischen der Zeit vor und unmittelbar nach einer Operation zum Verbrauchen der verstärkten Spannung VPP erzeugt wird, zum Beispiel Verstärkung von Wortleitungen, und das VPP-aktivierende Operationssignal φINC ( ersetzt einen oberen Strich, der "invertiert" anzeigt; dies gilt im folgenden) mit L-Pegel, wenn ein Signal φRAS mit H-Pegel in Fällen eingegeben wird, wo das Sensorsignal φPP auf dem L-Pegel ist. Hier soll festgestellt werden, dass das VPP-aktivierende Operationssignal φINC auf den H-Pegel schaltet und daher deaktiviert wird, wenn das Sensorsignal φPP auf den H- Pegel schaltet.
Es soll nun die Operation gemäß der vorliegenden Ausführungsform beschrieben werden. Ein VPP-aktivierendes Operationssignal φINC wird zwischen der Zeit vor und unmittelbar nach einer Aktivierungsoperation erzeugt, um die vorbestimmte Spannung VPP des Ausgangsanschlusses (wobei das Sensorsignal φPP auf dem L-Pegel ist) zu initiieren, das eine Aktivierungsoperation zum Senken der Spannung VPP initiiert. Dieses Signal löst die Ausgabe eines Signals mit H-Pegel über ein NAND-Gatter 63 aus, wodurch eine Spannungsverstärkungsoperation auf der Seite des Ausgabeabschnitts 701 initiiert wird.
Erstens, da das Ausgangssignal von dem Inverter 44 auf den H-Pegel schaltet, wird die Spannung über dem Knoten N&sub4;, der auf die Nähe der Leitungsspannung VCC vorgeladen wurde, auf die Nähe von 2VCC durch den Kopplungskondensator C&sub4; verstärkt. Da außerdem ein Signal mit L-Pegel von dem Inverter 41 ausgegeben wird, wird die Spannung über dem Knoten N&sub6;, die auf die Nähe von 2VCC vorgeladen wurde, durch den Kopplungskondensator C&sub6; auf die Nähe der Quellenspannung VCC abfallen gelassen. Ferner, da ein Signal mit H-Pegel von dem Inverter 47 ausgegeben wird, wird die Spannung über dem Knoten N&sub5;, der auf die Nähe der Quellenspannung VCC vorgeladen wurde, durch den Kopplungskondensator C&sub5; auf die Nähe von 2VCC verstärkt.
Da hiernach (oder unmittelbar danach) eine Aktivierungsoperation zum Senken der verstärkten Spannung VPP initiiert wird, fällt die Ausgangsspannung VOUT ab. Dieser Abfall in der Spannung ist jedoch kleiner als gemäß der ersten Ausführungsform, da die Spannung etwas höher als die vorbestimmte VPP ist. Wenn dann ein Abfall in der Ausgangsspannung VOUT durch die VPP Sensorschaltung 100 erfasst wird und das Sensorsignal φPP auf den H-Pegel schaltet, wird das Signal φINC auf den H-Pegel angehoben, und eine Verstärkungsoperation wird zuerst auf der Seite des Ausgabetransistors M&sub1; in der gleichen Weise wie gemäß der oben beschriebenen ersten Ausführungsform durchgeführt. Die Operation ist die gleiche wie diejenige gemäß der ersten Ausführungsform.
Die vorliegende Ausführungsform ist erstens dadurch gekennzeichnet, dass, da eine Spannungsverstärkungsoperation gegen eine Aktivierungsoperation zum Senken der verstärkten Spannung VPP durchgeführt werden kann, selbst wenn das Sensorsignal φPP auf dem L-Pegel ist, ein Abfall in der Ausgangsspannung VOUT von der vorbestimmten VPP kleiner gestaltet wird, und infolgedessen die zum Wiederherstellen der vorbestimmten VPP benötigte Zeit, nachdem das Sensorsignal φPP auf den H-Pegel geschaltet hat, verkürzt werden kann. Ein zweiter charakteristischer Aspekt der vorliegenden Erfindung beruht darauf, dass, da die Seite des Ausgabetransistors M&sub1; sich in einem vorgeladenen Zustand befindet, während eine Spannungsverstärkungsoperation in Abhängigkeit von einem VPP-aktivierenden Operationssignal φINC durchgeführt wird, der Prozess kontinuierlich zu der Spannungsverstärkungsoperation übergehen kann, die für die erste Ausführungsform beschrieben worden ist, nachdem das Sensorsignal φPP auf den H-Pegel geschaltet hat.
Fig. 17 ist ein Schaltbild einer modifizierten Version des Eingabeabschnitts gemäß der vorliegenden Ausführungsform. Zusätzlich ist Fig. 18a ein Schaltbild einer modifizierten Version der Zufallspuls-Erzeugungsschaltung. Fig. 18b ist eine Ansicht, die die Betriebssignalformen in der modifizierten Version 401 der Zufallspuls-Erzeugungsschaltung darstellt. In Fig. 18b ist das Signal φRAS ein Pulssignal, das zwischen der Zeit vor und unmittelbar nach einer Operation zum Verbrauchen der verstärkten Spannung VPP erzeugt wird, zum Beispiel Verstärkung von Wortleitungen. Wenn ein Signal φRAS mit H-Pegel in Fällen eingegeben wird, wo das Sensorsignal φPP auf dem L-Pegel ist, arbeitet ein Oszillator 900 in der Schaltung, um komplementäre VPP-aktivierende Operationssignale in NAND-Gatter 5 und 6 im Eingabeabschnitt in der Reihenfolge von φINC2 und φINC1 einzugeben. Dies führt dazu, dass ein Dummy der Spannungsverstärkungsoperation gemäß der ersten Ausführungsform in der Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung durchgeführt wird. Außerdem, wenn das Sensorsignal φPP auf den H-Pegel schaltet, nachdem die verstärkte Spannung VPP abgefallen ist, wird der Oszillator 900 der Zufallspuls-Erzeugungsschaltung 401 angehalten, und beide der komplementären VPP-aktivierenden Operationssignale φINC2 und φINC1 schalten auf den H-Pegel, und die Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung führt die gleiche Spannungsverstärkungsoperation durch, wie für die erste Ausführungsform beschrieben wurde.
Der Schaltungsaufbau ist dadurch gekennzeichnet, dass eine Spannungsverstärkungsoperation gegen eine Aktivierungsoperation zum Absenken der verstärkten Spannung VPP sogar dann durchgeführt werden kann, wenn das Sensorsignal φPP auf dem L-Pegel ist, und infolgedessen wird ein Abfall in der Ausgangsspannung VOUT von der vorbestimmten VPP kleiner gestaltet, und die Zeit, die zum Wiederherstellen der vorbestimmten VPP benötigt wird, nachdem das Sensorsignal φPP auf den H-Pegel geschaltet hat, kann verkürzt werden. Er ist ferner dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsverstärkungsoperation mit dem Oszillator in der Zufallspuls-Erzeugungsschaltung sogar dann fortgesetzt werden kann, wenn das Sensorsignal φPP auf dem L-Pegel ist.
Auch gemäß der vorliegenden Ausführungsform, wie bei der ersten Ausführungsform, kann die Schaltung, zusätzlich dazu, dass sie wie oben beschrieben aufgebaut ist, als eine Vielzahl von Kombinationen aus der modifizierten Version des Eingabeabschnitts, der in Fig. 9 dargestellt ist, und der modifizierten Version des Pulswandlerabschnitts aufgebaut werden, der in Fig. 10 dargestellt ist.
Wie oben beschrieben ist, erlaubt die vorliegende Erfindung direkte Steuerung des Aktivierens und Anhaltens einer Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung auf der Basis von Sensorsignalen von einer Sensorschaltung, die Abfälle in der ausgegebenen verstärkten Spannung von einem vorbestimmten Wert erfasst. Dementsprechend ist es möglich, die abgefallene, ausgegebene verstärkte Spannung bei hoher Geschwindigkeit auf einen vorbestimmte Wert zurückzuführen, ohne durch die Zeit verzögert zu werden, die zum Initiieren von Oszillation im Oszillator benötigt wird, und nach Wiederherstellung des vorbestimmten Werts kann die Spannungsverstärkungsoperation sofort ohne Verzögerung aufgrund der Zeit angehalten werden, die zum Anhalten der Oszillation in dem Oszillator benötigt wird. Auf diese Weise ist es gemäß der vorliegenden Erfindung möglich, Schwankungen der ausgegebenen verstärkten Spannung aufgrund vergrößerten Spannungsabfällen zu verhindern, die aus der verzögerter Oszillation in dem Oszillator resultieren, und auch aufgrund eines übermäßigen Anstiegs in der Spannung aufgrund des verzögerten Anhaltens des Oszillators, und ist ferner Beschleunigung des Prozesses der Rückkehr zu einem vorbestimmten Wert zuverlässiger als gemäß dem Stand der Technik möglich.
Da es außerdem sogar in dem Fall der Verstärkung der Spannungen über Wortleitungen zum Beispiel möglich ist, eine Verstärkungsoperation selbst dann durchzuführen, wenn das Sensorsignal von der Sensorschaltung inaktiv ist, wodurch die ausgegebene verstärkte Spannung höher als ein vorbestimmter Wert eingestellt wird, kann eine Schwankung der zu verbrauchenden, ausgegebenen, verstärkten Spannung verhindert werden, und die für die Rückkehr zu dem vorbestimmten Wert benötigte Zeit kann verkürzt werden.
Der vorliegenden Erfindung zufolge werden die Gate-Spannungen von Transistoren zum Vorladen der Spannungsverstärkungskondensatoren in einer Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung auf die Leitungsspannung sicher auf oder über die Leitungsspannung durch abwechselndes Aufladen und Entladen der Vorladungskondensatoren verstärkt. Da die vorliegende Erfindung den Spannungsverstärkungstransistoren erlaubt, auf diese Weise zuverlässig auf die Leitungsspannung vorgeladen zu werden, kann die Spannungsverstärkungsfähigkeit der Spannungsverstärkungs-Erzeugungsschaltung größer als die des Standes der Technik gestaltet werden, und folglich kann der Prozess der Rückkehr zu einem vorbestimmten Wert beschleunigt werden.
Es ist offensichtlich, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die obigen Ausführungsformen begrenzt ist, und modifiziert und geändert werden kann, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen.
Zum Beispiel wird die Schaltung der vorliegenden Erfindung nicht nur auf eine Spannungsverstärkungsschaltung angewendet, sondern auch auf eine Spannungssenkungsschaltung.

Claims

1. Halbleiterschaltung mit:

einer Sensorschaltung (100), die ein Eingangssignal erfasst und ein Sensorsignal (φPP) erzeugt,

einem Oszillator (200), der in Abhängigkeit von der Erzeugung des Sensorsignals eine Oszillation zur Erzeugung eines Oszillatorsignals (φosc) beginnt, und

einer Spannungserzeugungsschaltung (300), die auf das Oszillatorsignal antwortet, um ein Spannungssignal (VOUT) zu erzeugen, wobei das Spannungssignal zu der Sensorschaltung als Eingangssignal zurückgekoppelt wird,

wobei das Sensorsignal (φPP) ferner zu der Spannungserzeugungsschaltung so zugeführt wird, dass die Spannungserzeugungsschaltung vor der Erzeugung des Oszillatorsignals iniziiert wird, wodurch das Spannungssignal erzeugt wird,

dadurch gekennzeichnet, dass ein Pumpbetrieb der Spannungserzeugungsschaltung (300) direkt in Antwort auf ein aktiv werdendes Sensorsignal selbst bei Abwesenheit des Oszillatorsignals ausgelöst wird.

2. Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, wobei

die Spannungserzeugungsschaltung (100) einen Eingabeabsschnitt (500) aufweist, der das Sensorsignal und das Oszillatorsignal empfängt, und ein erstes und ein zweites Antwortsignal ausgibt, einen ersten Pulswandlerabschnitt (600), der das erste Antwortsignal empfängt, um ein erstes, ein zweites und ein drittes Pulssignal zu erzeugen, einen zweiten Pulswandlerabschnitt (601), der das zweite Antwortsignal empfängt, um ein viertes, ein fünftes und ein sechstes Pulssignal zu erzeugen, einen ersten Ausgabeabschnitt (700), der das erste, zweite und dritte Signal empfängt, um das Ausgabesignal zu erzeugen, und einen zweiten Ausgabeabschnitt (701), der das vierte, fünfte und sechste Pulssignal empfängt, um das Ausgabesignal zu erzeugen, und wobei

der erste Ausgabeabschnitt (700) einen ersten Kondensator (C&sub1;) aufweist mit einer ersten Elektrode, die das erste Pulssignal empfängt, und einer zweiten Elektrode, einen zweiten Kondensator (C&sub2;) mit einer dritten Elektrode, die das zweite Pulssignal empfängt, und einer vierten Elektrode, einen dritten Kondensator (C&sub3;) mit einer fünften Elektrode, die das dritte Pulssignal empfängt, und einer sechsten Elektrode, einem ersten Ausgabetransistor (M&sub1;), der zwischen die zweite Elektrode und einen Ausgangsanschluss geschaltet ist und ein erstes Steuergate aufweist, das mit der vierten Elektrode verbunden ist, einen ersten Vorladetransistor (M&sub5;&sub1;), der zwischen eine Versorgungsleitung und die zweite Elektrode geschaltet ist und ein zweites Steuergate aufweist, das mit der sechsten Elektrode verbunden ist, einen zweiten Vorladetransistor (M&sub3;) der mit der vierten Elektrode verbunden ist und ein drittes Steuergate aufweist, das mit der sechsten Elektrode verbunden ist, und einen dritten Vorladetransistor, der zwischen die Versorgungsleitung und die sechste Elektrode geschaltet ist und eine vierte Elektrode aufweist, die mit der zweiten Elektrode verbunden ist.

3. Halbleiterschaltung nach Anspruch 2, wobei der zweite Ausgabeabschnitt (701) einen vierten Kondensator (C&sub4;) aufweist mit einer siebenten Elektrode, die das vierte Pulssignal empfängt, und einer achten Elektrode, einen fünften Kondensator (C&sub5;) mit einer neunten Elektrode, die das fünfte Pulssignal empfängt, und einer zehnten Elektrode, einen sechsten Kondensator (C&sub6;) mit einer elften Elektrode, die das sechste Pulssignal empfängt, und einer zwölften Elektrode, einen zweiten Ausgabetransistor (M&sub2;), der zwischen die achte Elektrode und den Ausgangsanschluss geschaltet ist und ein fünftes Steuergate aufweist, das mit der zehnten Elektrode verbunden ist, einen vierten Vorladetransistor (M&sub6;&sub1;), der zwischen die Versorgungsleitung und die achte Elektrode geschaltet ist und ein achtes Steuergate aufweist, das mit der zwölften Elektrode verbunden ist, einen fünften Vorladetransistor (M&sub4;), der mit der zehnten Elektrode verbunden ist und eine siebente Steuerelektrode aufweist, die mit der zwölften Elektrode verbunden ist, und einen sechsten Vorladetransistor, der zwischen die Versorgungsleitung und die zwölfte Elektrode geschaltet ist, mit einer vierten Elektrode, die mit der achten Elektrode verbunden ist.

4. Halbleiterschaltung nach Anspruch 2, wobei der Eingangsabschnitt das erste und das zweite Antwortsignal mit jeweils einem ersten Logikpegel ausgibt, wenn das Sensorsignal auf dem ersten Logikpegel ist, unabhängig von den Pegeln des Oszillationssignals, das erste Antwortsignal mit einem zweiten Logikpegel und das zweite Antwortsignal mit dem ersten Logikpegel ausgibt, wenn das Sensorsignal auf dem zweiten Logikpegel ist und das Oszillationssignal auf dem ersten Logikpegel, und das erste Antwortsignal mit dem ersten Logikpegel und das zweite Antwortsignal mit dem zweiten Logikpegel ausgibt, wenn das Sensorsignal auf dem zweiten Logikpegel ist und das Oszillatorsignal auf dem zweiten Logikpegel, und wobei das erste Pulssignal sich von dem zweiten Logikpegel auf den ersten Logikpegel ändert, das zweite Pulssignal sich vom ersten Logikpegel auf den zweiten Logikpegel mit einer ersten Verzögerungszeitspanne ändert und das dritte Pulssignal sich vom ersten Logikpegel zu dem zweiten Logikpegel mit einer zweiten Verzögerungszeitspanne ändert, die länger ist als die erste Verzögerungszeitspanne, wenn das erste Antwortsignal sich von dem ersten Logikpegel auf den zweiten Logikpegel ändert.

5. Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, wobei

der Oszillator (200) einen Steuerknoten aufweist und einen Eingabeknoten, wobei der Oszillator seine Oszillation stoppt, während der Steuerknoten auf einem ersten Logikpegel ist, um somit kein Pulssignal an dem Ausgabeknoten zu erzeugen, und wobei der Oszillator die Oszillation in Abhängigkeit von einer Änderung des Steuerknotens von dem ersten Logikpegel zu einem zweiten Logikpegel beginnt, um so die Erzeugung des Pulssignals an dem Ausgabeknoten zu beginnen, wobei der Oszillator die Oszillation fortsetzt, während der Steuerknoten auf dem zweiten Logikpegel ist, um so die Erzeugung des Pulssignals an dem Ausgabeknoten beizubehalten, wobei der Oszillator seine Oszillation in Abhängigkeit von einer Änderung des Steuerknotens von dem zweiten Logikpegel auf den ersten Logikpegel stoppt, um somit die Erzeugung des Pulssignals an dem Ausgabeknoten zu stoppen,

wobei der Spannungsgenerator (300) mit dem Ausgabeknoten verbunden ist und eine Spannungsverstärkungsoperation in Abhängigkeit von dem Pulssignal durchführt, um eine Ausgabespannung zu erzeugen, und

wobei die Sensorschaltung (100) mit dem Spannungsgenerator (300) verbunden ist, um einen Pegel der Ausgabespannung zu erfassen und das Sensorsignal zu erzeugen, Wobei das Sensorsignal den ersten Logikpegel einnimmt, wenn die Ausgangsspannung gleich oder größer ist als ein vorgegebener Pegel, und den zweiten Logikpegel einnimmt, wenn die Ausgangsspannung kleiner ist als der vorgegebene Pegel,

wobei das Sensorsignal zu dem Steuerknoten des Oszillators rückgekoppelt wird und ferner zu dem Spannungsgenerator derart, dass eine Änderung des Detektorsignals von dem ersten Logikpegel auf den zweiten Logikpegel verursacht, dass der Spannungsgenerator (300) die Durchführung der Spannungsverstärkungsoperation beginnt, um den Pegel der Ausgangsspannung wiederzugewinnen, bevor das Pulssignal an dem Ausgangsknoten des Oszillators (200) erscheint, und wobei eine Änderung des Sensorsignals von dem zweiten Logikpegel auf den ersten Logikpegel verursacht, dass der Spannungsgenerator die Durchführung der Spannungsverstärkungsoperation beendet, bevor das Pulssignal an dem Ausgabeknoten des Oszillators verschwindet.

6. Halbleiterschaltung nach Anspruch 5,

wobei der Spannungsgenerator einen Eingabeabschnitt (500) aufweist mit einem ersten NAND-Gatter (1), das mit dem Ausgangsknoten des Oszillators (200) verbunden ist und das Detektorsignal empfängt, um ein erstes Antwortsignal zu erzeugen, und

ein zweites NAND-Gatter (2), das das Sensorsignal und das erste Antwortsignal empfängt, um ein zweites Antwortsignal zu erzeugen.

7. Halbleiterschaltung nach Anspruch 5,

wobei der Spannungsgenerator (300) einen Eingangsabschnitt (500, 501) aufweist und einen ersten und einen zweiten Ausgangsabschnitt (700, 701) und wobei der Eingangsabschnitt ein erstes und ein zweites Pulssignal in Abhängigkeit von dem Sensorsignal-Oszillationssignal erzeugt, und wobei der erste Ausgabeabschnitt aufweist:

einen ersten Kondensator (C&sub1;) mit einer ersten und einer zweiten Elektrode,

einen ersten Transistor (M&sub5;&sub1;) der zur Bildung eines ersten elektrischen Pfades zwischen der zweiten Elektrode des ersten Kondensators und einem Versorgungsanschluss geschaltet ist, um die zweite Elektrode des Kondensators in Abhängigkeit von dem ersten Pulssignal vorzuladen,

einen zweiten Transistor (M&sub1;), der zur Bildung eines zweiten elektrischen Pfades zwischen der zweiten Elektrode und dem ersten Kondensator (C&sub1;) und einem Ausgangsanschluss geschaltet ist, um die Ausgangsspannung an dem Ausgangsanschluss in Abhängigkeit von dem ersten Pulssignal auszugeben,

und wobei der zweite Ausgabeabschnitt aufweist:

einen zweiten Kondensator (C&sub4;) mit einer dritten und einer vierten Elektrode,

einen dritten Transistor (M&sub6;&sub1;), der zur Bildung eines dritten elektrischen Pfades zwischen der vierten Elektrode und dem zweiten Kondensator und dem Versorgungsanschluss geschaltet ist, um die vierte Elektrode des zweiten Kondensators (C&sub4;) in Abhängigkeit von dem zweiten Pulssignal vorzuladen, und

einen vierten Transistor (M&sub2;), der zur Bildung eines vierten elektrischen Pfades zwischen der vierten Elektrode des zweiten Kondensators (C&sub4;) und dem Ausgangsanschluss geschaltet ist, zur Ausgabe der Ausgangsspannung an dem Ausgangsanschluss in Abhängigkeit von dem zweiten Pulssignal, so dass der erste Ausgabeabschnitt die Ausgangsspannung in Abhängigkeit von dem ersten Pulssignal unabhängig von dem zweiten Ausgangsabschnitt ausgibt und der zweite Ausgangsabschnitt die Ausgangsspannung in Abhängigkeit von dem zweiten Pulssignal unabhängig von dem ersten Ausgangsabschnitt ausgibt.