DE19581718T5

DE19581718T5 - Verfahren und Vorrichtung für Sendestrahlformersystem

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Publication number: DE19581718T5
Application number: DE19581718T
Authority: DE
Inventors: Christopher R. Cole; Albert Gee; Thomas Tao-Ming Liu
Original assignee: Siemens Medical Solutions USA Inc
Current assignee: Siemens Medical Solutions USA Inc
Priority date: 1994-08-05
Filing date: 1995-08-04
Publication date: 2013-11-07
Also published as: WO1996004589A1; US6363033B1; JP3970899B2; US6104673A; JP2006181361A; US6172939B1; JPH10507936A; AU3361095A

Abstract

Ein digitales Sendestrahlformersystem mit Mehrfachstrahlsendefähigkeit besitzt eine Vielzahl von Mehrkanalsendern, wobei jeder Kanal eine Quelle von abgetasteten, komplexwertigen Anfangswelleninformationen (T410) aufweist, die die endgültige gewünschte Wellenform repräsentieren, welche an ein oder mehrere Wandlerelemente für jeden Strahl gelegt wird. Jeder Mehrkanalsender beaufschlagt die entsprechende Anfangswelleninformation jedes Kanales digital mit Strahlformungsverzögerungen (T422) und Apodisation (T420) und moduliert (T422) digital die Information mit einer Trägerfrequenz und interpoliert (T426) die Information auf die DAC (T428) Samplerate zur Umwandlung in ein Analogsignal und zum Anlegen an das zugehörige Wandlerelement oder die zugehörigen Wandlerelemente. Die Strahlformersender können pro Kanal und pro Strahl mit Trägerfrequenz-, Verzögerungs-, Apodisations- und Kalibrierungswerten programmiert werden. Für eine Impulswellenoperation können Impulswellenparameter auf einer Basis pro Sendeereignis in bezug auf die Strahlformersender spezifiziert werden, ohne die Bildfolgerate auf ungeeignete diagnostische Niveaus herabzusetzen.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft kohärente Abbildungssysteme, beispielsweise Radar-, Sonar-, seismische und Ultraschallsysteme, unter Verwendung von Vibrationsenergie. Insbesondere, jedoch nicht ausschließlich betrifft die Erfindung Ultraschallabbildungssysteme mit phasengesteuerter Anordnung für Abtastformate, wie beispielsweise lineare, gelenkt lineare, sektorförmige, kreisförmige, Vector-, gelenkte Vector- und andere Typen von Abtastformaten in Abbildungsbetriebsarten, beispielsweise B-Modus (Grauskalenabbildungsmodus), F-Modus (Fließ- oder Farbdopplerabbildungsmodus), M-Modus (Bewegungsmodus) und D-Modus (Spektraldopplermodus). Obwohl die Erfindung in Verbindung mit einem Ultraschallsystem beschrieben wird, kann sie auch mit anderen Arten von kohärenten Abbildungssystemen verwirklicht werden.
Das Basismerkmal eines digitalen Empfangsstrahlformersystems kann umfassen: (1) Verstärkung des Ultraschallsignales, das an jedem Element einer Anordnung, beispielsweise einer linearen Anordnung, empfangen wird; (2) direkte A/D-Umwandlung pro Kanal des Ultraschallsignales mit einer A/D-Samplingrate, die mindestens doppelt so groß ist wie die höchste Frequenz im Signal; (3) einen digitalen Speicher, um Verzögerungen zur Fokussierung vorzusehen; und (4) digitale Summierung der fokussierten Signale von sämtlichen Kanälen. Andere Verarbeitungsmerkmale eines Empfangsstrahlformersystems können eine Phasendrehung eines Empfangssignales auf einer Kanal-Kanal-Basis, um eine Feinfokussierung vorzusehen, eine Amplitudenskalierung (Apodisation) zur Steuerung der seitlichen Ausbauchungen des Strahles und eine digitale Filterung zur Steuerung der Bandbreite des Signales umfassen.
A. Sendestrahlformung
Es existiert der immer vorhandene Wunsch nach einer genaueren Fokussierung, besseren Auflösung, besseren Empfindlichkeiten und höheren Bildfolgen bei Ultraschallbildern. Um dies zu erreichen, sind vielseitige Einstellungen der Strahlformungseigenschaften erforderlich, damit die Ergebnisse für das Erfordernis einer vorgegebenen Abtastung optimiert werden können. Die größte Vielseitigkeit wird erhalten, wenn das Ultraschallinstrument die Zahl der gleichzeitig gesendeten Strahlen, die Eigenschaften der Impulswellen (PW) oder kontinuierlichen Wellen (CW), die Zeitverzögerungen und die Apodisationswerte auf einer Basis pro Abtastzeile vollständig verändern kann. Eine derartige Vielseitigkeit kann jedoch in unerwünschter Weise eine extensive Hardware erfordern, wenn sie direkt verwirklicht wird.
Im Stand der Technik sind extensive Anstrengungen zur Verbesserung der Bilder offenbart, die sich in erster Linie auf den Einsatz von verbesserten Empfangsstrahlformern beziehen. Empfangsstrahlformer, bei denen digitale Techniken und digitale Signalverarbeitungen Anwendung finden, sind im Stand der Technik beschrieben, obwohl über innovative Konstruktionen noch beträchtliche Verbesserungen möglich sind. Es wurden jedoch wenig Anstrengungen vorgenommen, um die Eigenschaften der Sendestrahlformung zu verbessern. In der Vergangenheit waren die Sendestrahlen typischerweise als torgesteuerte Trägerimpulse ausgebildet, die über Analogschaltungen mit einer gewünschten Trägerfrequenz erzeugt wurden. Die einzige Flexibilität, die zur Optimierung der Sendeimpulswellenform (Hülle) zur Verfügung stand, war die Fähigkeit, die Länge des Impulses als ganzzahlige Anzahl der Trägerzyklen, die er enthalten sollte, zu spezifizieren. Des weiteren bestand die Möglichkeit einer gewissen fixierten Analogfilterung. Apodisation und Verzögerungsprofile zur Strahlformung wurden mit inhärenten Genauigkeitsbeschränkungen spezifiziert und typischerweise auf analoge Weise verwirklicht. Die Hüllform einer Impulswelle wurde im wesentlichen fixiert und war aufgrund der Beschränkungen der analogen Verarbeitung nicht optimal. Obwohl die Sendestrahlformer des Standes der Technik in der Lage waren, unterschiedliche Apodisationsprofile und unterschiedliche Verzögerungsprofile für jedes Sendeereignis einer Abtastung und unterschiedliche Impulslängen für jedes Sendeereignis zu begründen, konnte weder die Trägerfrequenz zwischen den Abtastzeilen verändert werden, noch konnten andere Eigenschaften der Hüllform, abgesehen von ihrer Länge, modifiziert werden.
Durch Vergrößerung der Flexibilität eines Sendestrahlformers unter Einsatz von digitalen Verarbeitungstechniken können signifikante Vorteile erreicht werden. Beispielsweise ist es wünschenswert, eine willkürliche und unabhängige Formung der Welle, die jedem Ultraschallgeber zugeführt wird, zu erhalten, um Unvollkommenheiten im Ansprechverhalten des Geberelementes oder im Analogweg zum Geberelement zu kompensieren. Als weiteres Beispiel ist es wünschenswert, die jedem Geber zugeführte Wellenträgerfrequenz auf einer Basis pro Abtastzeile zu verändern, um die Effekte von Gitterausbauchungen zu mildern. Es ist wünschenswert, die Fokussierungsgenauigkeit bei einem Sendestrahl zu verbessern, beispielsweise durch Eliminieren der Neigung von Analogkomponenten über die Zeit zu driften oder durch Korrektur in bezug auf aberrierendes Gewebe. Es ist ferner wünschenswert, Impulse mit speziellen Modulationen zu übertragen, wie beispielsweise Chirp- oder Pseudorandom-kodierte Wellen, um zeitweise längere Impulse zu erzeugen, während die Bereichsauflösung im entstandenen Bild aufrechterhalten wird. Als weiteres Beispiel ist es wünschenswert, Mehrfachstrahlübertragungen bei einem einzigen Sendeereignis zu begründen, um die Bildfolge zu erhöhen, Sprenkeleffekte zu reduzieren oder eine Verbundfokussierung (mehrere Brennpunkte) zu erhalten. Als noch weiteres Beispiel ist es wünschenswert, Impulse zu übertragen, die eine genau definierte Form besitzen, welche Verzerrungseffekte von dämpfendem Körpergewebe kompensiert. Als noch weiteres Beispiel ist es wünschenswert, so viele Eigenschaften eines Sendeimpulses auf einer Basis pro Abtastzeile wie möglich zu aktualisieren. Alle diese Zielsetzungen können mit Hilfe der gegenwärtig vorhandenen Ultraschallsendestrahlformer nicht gleichzeitig erreicht werden.
Programmierbare digitale Einkanal-Wellengeneratoren sind im Bereich der Testinstrumente in bezug auf ihre Fähigkeit bekannt, willkürliche Wellen genau zu erzeugen. Dies ist beispielsweise in der US-PS 4 881 190 und in Tektronix, "Test and Measurement Product Catalog 1994", Seiten 337–359 beschrieben. Die bei diesen Testinstrumenten eingesetzten Techniken sind jedoch normalerweise für die Ultraschallsendestrahlformung mit phasengesteuerter Anordnung nicht geeignet oder praktisch. In jedem Fall sind sie für diesen Zweck nicht eingesetzt worden. Sie können beispielsweise nur einen einzigen Sendekanal begründen und keine Strahlformung durchführen, was teilweise auf KostenEnergie- und räumliche Zwänge zurückzuführen ist.
Der hier verwendete Begriff ”Analogsignal” bedeutet ein Signal, dessen Wert zu einem vorgegebenen Zeitpunkt jeden beliebigen Wert innerhalb eines kontinuierlichen Bereiches von Werten einnehmen kann. Analogsignale können in bezug auf die Zeit kontinuierlich sein oder einen Momentanwert bilden. Der hier verwendete Begriff ”Digitalsignal” bedeutet, daß das Signal nur diskrete Werte in diskreten Zeitintervallen annehmen kann. Der hier verwendete Begriff ”Ultraschall” bezieht sich auf jede beliebige Frequenz, die über dem menschlichen Hörbereich liegt. Eine Vorrichtung oder Funktion, die ”programmierbar” ist, umfaßt diejenigen, die entweder durch das Vorsehen von speziellen Werten zur Verwendung durch die Vorrichtung oder Funktion oder durch das Auswählen von derartigen Werten aus einem vorgegebenen Satz von zur Verfügung stehenden Werten programmiert werden können.
Ein Weg zum Erreichen äußerster Flexibilität bei der digitalen Ultraschallsendestrahlformung besteht darin, eine digitale Darstellung der gesamten Wellensamplesequenz für jedes Geberelement und für jeden Sendevorgang in einen Speicher einzuschreiben. Diese Wellendarstellungen werden vorberechnet und gespeichert, um eine Modulation, Hüllformung und Strahlformungsapodisation sowie Verzögerungen zu ermöglichen. Ein Sendeereignis wird dann bewirkt, indem gleichzeitig die sämtlichen Geberelementen zugeordneten Wellen aus dem Speicher gelesen und an D/A-Wandler (DACs) gelegt werden, die jedem entsprechenden Geberelement zugeordnet sind, und zwar mit der von der Wellendarstellung angenommenen Samplerate. Die Abtastung wird durchgeführt, indem sequentiell die einem jeden Sendeereignis der Abtastung zugeordneten unterschiedlichen Wellensätze abgehandelt werden. Ein derartiges System stellt eine direkte Verwirklichung eines digitalen Sendestrahlformers dar.
Obwohl ein derartiges System konstruiert werden kann und hiermit die gewünschten Ziele erreicht werden können, ist es aus einigen Gründen mit der gegenwärtig zur Verfügung stehenden Technologie unpraktisch. Als erstes ist eine große Speicherkapazität erforderlich, und es muß mit sehr hohen Datenraten gearbeitet werden. Wenn man davon ausgeht, daß ein Aspekt der gewünschten Flexibilität die Flexibilität in bezug auf eine Änderung der Wellen in Realzeit vor einem jeden Sendeereignis umfaßt, wird als zweites durch die Menge der Berechnungen, die zur Berechnung einer jeden Welle erforderlich sind, und die Größe der Zeit, die zum Einschreiben sämtlicher Wellenmomentwerte in den Speicher erforderlich ist, die Abtastrate auf Niveaus reduziert, die diagnostisch nicht geeignet sind.
Vorzugsweise sorgen daher das vorliegende Verfahren und die vorliegende Vorrichtung der Erfindung für eine im wesentlichen digitale Signalverarbeitungsarchitektur von unabhängigen Sendern, die vorzugsweise jeweils einem oder mehreren Gebern zugeordnet sind und die zur Einstellung von Signalparametern und Strahlformungsparametern mit Raten vollständig programmierbar sind, welche mit einer Mehrfachbereichsfokussierung und mit einer Aktualisierung bei jeder Abtastzeile konsistent sind. Jeder Sender besitzt Mehrfachverarbeitungskanäle, die die Ausbildung von mehreren gleichzeitigen Strahlen (Abtastzeilen) begründen können. Durch die Unabhängigkeit, Programmierfähigkeit und Prozessorkanalisierung wird eine Vielseitigkeit erreicht, die beim Stand der Technik nicht zur Verfügung steht. Durch die erstellte Architektur werden unabhängige Sender durch (1) das Erzeugen einer separaten zentralen Steuervorrichtung, die sämtliche Signal- und Strahlformungsparameter unabhängig von sämtlichen Sendern festlegt, und durch (2) Programmieren der Parameter in jeden Sender mit Raten, die zur Aufrechterhaltung einer Mehrbereichsfokussierung und von Einstellungen von Abtastzeile zu Abtastzeile erforderlich sind, erreicht. Die digitale Sendestrahlformerarchitektur kann somit eine herkömmliche Strahlformung begründen und kann ferner eine erhöhte Sendestrahlformerkapazität, beispielsweise eine adaptive Brennpunktstrahlformung, begründen. Die Signal- und Strahlformungsparameter, die auf einer Abtastzeilenintervallbasis programmiert werden können, umfassen: Verzögerungssamplewerte, Apodisationssamplewerte, Modulationsfrequenz, Signaldefinitions- und Signalformungsfilterwerte, Verstärkung, Samplerate, Verstärkungs- und Phaseneichungseinstellungen und die Zahl der gleichzeitigen Sendestrahlen. Ein Vorteil einer Systemarchitektur mit unabhängigen Sendern, die programmierbare Merkmale aufweisen, ist die Fähigkeit, neue Sendestrahlformungstechniken zu begründen, die durch Reprogrammierung der Typen von Parametern, die den Sendern zugeführt wurden, realisiert werden können.
Das digitale Sendestrahlformersystem besitzt eine Vielzahl von Sendeprozessoren, die jeweils mit einer Quelle von real- oder komplexwertigen anfänglichen Wellenmomentwerten der letztendlich gewünschten Welle, die einem oder mehreren entsprechenden Geberelementen zugeführt werden soll, versehen sind. Für Impulswellen(PW)-Übertragungen bilden die Wellenmomentwerte eine Basisbanddarstellung (bei oder nahe 0 Hz) des gewünschten Sendeimpulses. In diesem Fall repräsentieren die Wellenmomentwerte die reale oder komplexe Hülle des Sendeimpulses. Bei der Quelle der Anfangswellenmomentwerte kann es sich beispielsweise um einen Speicher handeln, der auf zwei oder mehr Sendeprozessoren aufgeteilt werden kann. Bei der Übertragung von kontinuierlichen Wellen (CW) stellt jeder Sendeprozessor eine kontinuierliche Sequenz von Wellenmomentwerteinheiten zur Verfügung. Jeder Sendeprozessor führt Strahlformungsverzögerungen und Apodisation seinen entsprechenden Anfangswellenmomentwerten digital zu und moduliert die Information digital auf eine Trägerfrequenz. Er interpoliert ferner die Information auf die DAC-Samplefrequenz zur Umwandlung in ein Analogsignal und zum Anlegen an das zugehörige Geberelement bzw. die zugehörigen Geberelemente. Jeder Sendeprozessor kann ein bis vier Sendekanäle bearbeiten.
Der digitale Sendestrahlformer besitzt einen hohen Grad an Programmierbarkeit. Insbesondere kann die Impulsform durch Zuweisung von geeigneten Anfangswellenmomentwerten zu jedem Sendeprozessor programmiert werden. Die Trägerfrequenz stellt ebenfalls einen programmierbaren Parameter dar, wie dies auch bei Sendekanalverzögerungs- und Apodisationswerten der Fall ist. Korrekturwerte für willkürliche Verzögerungen, berechnet durch externe Einrichtungen, die zur Einstellung von Aberrations- und Eichungseffekten dienen, können zusätzlich zu den vorstehend genannten Verzögerungswerten für jeden Sendekanal programmiert werden.
Aufgrund der vorstehend beschriebenen Parameterisierung der Übertragungswellen wird eine extensive Flexibilität erzielt, ohne daß die Probleme auftreten, die mit der vorstehend beschriebenen direkten Verwirklichung verbunden sind. Darüber hinaus wird die Menge an Informationen, die in bezug auf jeden Sender spezifiziert werden muß, um ein gewünschtes Verbundstrahlansprechverhalten durch Ansteuern der Ultraschallgeberanordnung zu erzielen, im Vergleich zu der bei der direkten Verwirklichung beträchtlich reduziert. Für eine PW-Operation können Impulswellenparameter dem Sendestrahlformer auf einer Basis pro Sendekanal und pro Sendeereignis spezifiziert werden, ohne die Bildfolge bwz. Abtastrate auf ungeeignete diagnostische Niveaus abzusenken. Die Wellenparameter können über ein externes zentrales Steuersystem, das für die Flexibilität auf höherem Niveau verantwortlich ist, wie beispielsweise Abtastformate, Fokussierungstiefen und Gesichtsfelder, in bezug auf die Sender spezifiziert werden. Somit ermöglicht diese Parameterisierung, daß jeder Sender sich selbst nur mit der Erzeugung einer einzigen Ausgangsimpulswelle befassen muß.
Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wird die Sendeimpulsverzögerung, die in bezug auf jeden Sendekanal spezifiziert wird, in mindestens zwei Komponenten zugeführt: einer Grobverzögerung, bei der es sich um eine ganzzahlige Anzahl von Sampleintervallen handelt, und eine Fokussierungsphaseneinstellung, die zu einer Verzögerung äquivalent ist, die ein Bruchteilssampleintervall darstellt. Eine ”Grobverzögerung” wird durch zeitliches Verzögern des Auslesens von Anfangswellenmomentwerten für den Sendekanal aus dem Speicher über eine ganzzahlige Anzahl von Momentwerten des Speicherauslesesampleintervalls zugeführt. Derartige Zeitverzögerungen erzielen ein Niveau an zeitlicher Kohärenz innerhalb eines einzigen Sampleintervalls am Brennpunkt bzw. den Brennpunkten unter den von den unterschiedlichen Sendern erzeugten Impulswellen. Die Phasenkohärenz wird dann durch Phasendrehung eines jeden komplexen Momentwertes in einem Sendekanal über eine trägerphasenwinkeläquivalente Verzögerung erreicht, die vom Samplebruchteil der Sendezeitverzögerung abgeleitet wird, die in bezug auf den Sender als ganzzahliger Bruchteil, normalisiert auf das Sampleintervall, spezifiziert wird. Wenn das Aufsampeln auf die DAC-Samplefrequenz anstelle von einer Stufe in zwei Stufen durchgeführt wird, dann kann eine genauere zeitliche Kohärenz erreicht werden. Insbesondere kann ein Zwischenabschnitt (hier als ”Feinverzögerung” bezeichnet) der Sendezeitverzögerung, die in bezug auf den Sendekanal spezifiziert worden ist, zugeführt werden, indem das Signal zusätzlich über eine ganzzahlige Anzahl von Samplezeiten mit der Zwischensamplerate verzögert wird. Eine Verzögerung kann entweder positiv oder negativ sein. Eine negative Verzögerung entspricht einer positiven Voreilung.
Jeder Sender beaufschlagt die Anfangswellenmomentwerte des Senders und nicht die an die DAC gelegten letzten Sendewellenmomentwerte mit seiner spezifizierten Apodisation und ermöglicht auf diese Weise, daß der Apodisationsvervielfacher mit der Anfangswellensamplerate und nicht mit der viel höheren Samplerate der letzten Sendewellensamplesequenz operieren kann. In entsprechender Weise wird eine komplexe Phasendrehung vorzugsweise mit der Anfangswellensamplerate und nicht mit der DAC-Samplerate durchgeführt.
Die aus der DAC herrührende letzte Sendeträgerfrequenz F_c kann in bezug auf den Sendesignalweg auf jede gewünschte Frequenz innerhalb eines im wesentlichen kontinuierlichen vorgegebenen Bereiches von Frequenzen spezifiziert werden. Die gewünschte Frequenz F_c wird durch Auswahl von einer Nennmittenfrequenz aus einer vorgegebenen Vielzahl von zur Verfügung stehenden Nennmittenfrequenzen F₀ und durch Spezifizieren eines Vernier-Faktors v = F_c/F₀ definiert. Durch jede Auswahl von F₀ wird ein anderer Satz von Digitalfiltern im Signalweg ausgewählt und für die ausgewählte Nennmittenfrequenz F₀ optimiert. Der Wert v kann in bezug auf jeden beliebigen Wert innerhalb eines Bereiches von 0 bis 2 spezifiziert werden, und zwar mit einer Genauigkeit, die der Anzahl der Bits entspricht, mit denen er spezifiziert ist, obwohl in der Praxis die Spezifizierung auf einen kleineren vorgegebenen Bereich begrenzt sein kann. Die zur Verfügung stehenden F₀-Frequenzen sind vorzugsweise eng genug beabstandet, so daß der Sender zusammen mit den Vernier-Faktoren jede beliebige Trägerfrequenz innerhalb eines großen Bereiches von Frequenzen erzeugen kann, und zwar mit einer Genauigkeit, die nur durch die Anzahl der Bits, mit denen v spezifiziert worden ist, begrenzt ist. Der Sender moduliert die Anfangswellenmomentwerte vorzugsweise mit Fc, indem zuerst eine Phasenrampe angelegt wird, deren Neigung über v für jeden Momentwert ermittelt wird und dann das Signal über F₀ unter Einsatz von digitalen Verarbeitungseinrichtungen moduliert wird. Das Anlegen der Phasenrampe wird durch Phasendrehung eines jeden real- oder komplexwertigen Momentwertes über den Phasenrampenwert für diesen Momentwert durchgeführt, und zwar wiederum vorzugsweise in der Anfangssamplerate.
Um Mehrfachstrahlen zu erzeugen, werden in jedem Sender gleichzeitig Mehrfachwellen erzeugt (wobei jeweils eine jedem Strahl zugeordnet ist). Diese Mehrfachwellen werden nach Beaufschlagung mit einer geeigneten Verzögerung und Apodisation im Sender überlagert, bevor sie dem dem Sender zugeordneten Geberelement zugeführt werden. Die Wellenparameter für die unterschiedlichen Strahlen können für jede von einem Sender zu erzeugende Welle gemeinsam oder separat spezifiziert werden, und zwar einschließlich der Anfangswellenmomentwerte.
Bei der Erzeugung von Mehrfachsendestrahlen verarbeitet jeder Sender vorzugsweise seine Mehrfachwellen in einer verschachtelten Weise unter Einsatz von gemeinsam genutzten Verarbeitungsquellen bis zu einem Punkt im Signalweg, an dem sie aufsummiert werden, um die zusammengesetzte Welle zu erzeugen, die Mehrfachstrahlen erzeugt, wenn sie mit den von den anderen Sendern erzeugten zusammengesetzten Wellen kombiniert wird. Vor diesem Punkt im Signalweg kann der Sender in irgendeinem einer Vielzahl von vorgegebenen Verarbeitungsmodi arbeiten. Die zur Verfügung stehenden Verarbeitungsresourcen legen vorzugsweise Verarbeitungsmodi mit unterschiedlichen Parametersätzen in einem Kompromiß in bezug auf den Rechnerwirkungsgrad unter (1) der maximalen Anzahl von Strahlen; (2) der Anfangswellensamplingrate (bezogen auf die maximale Sendebandbreite); und (3) der Sendefrequenz (genauer gesagt der Nennmittenfrequenz F₀ fest. Die von den zur Verfügung stehenden Verarbeitungsmodi vorgesehenen Kompromisse ermöglichen eine maximale Ausnutzung der zur Verfügung stehenden Rechnerkapazität der Hardware.
Die Erfindung wird nunmehr anhand von speziellen Ausführungsformen in Verbindung mit den Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigen:
1a und 1b die Abstrahlung und den Empfang von Ultraschallstrahlen auf und von Körpergewebs;
2a ein Blockschaltbild eines neuartigen Ultraschallstrahlformersystems eines medizinischen Ultraschallabbildungssystems einschließlich einer Ausführungsform eines digitalen Sendestrahlformersystems der Erfindung;
2b und 2c zusammen ein detailliertes Blockschaltbild des Ultraschallstrahlformersystems der 2a;
3 ein Funktionsblockdiagramm der Signalbahn von einem der digitalen Mehrfachkanalsender der 2C;
4 ein Blockschaltbild der Ausführungsform einer Vorrichtung, die zwei Sendeprozessoren des Sendestrahlformers der 2C umfaßt;
5 ein Funktionsblockdiagramm des I/O-Prozessors der 4;
6 Rechenoperationen, die vom Speicheradreß- und Verzögerungsprozessor der 4 durchgeführt werden;
7 die vom Phasenprozessor der 4 durchgeführten Rechnungen; und
8 den Kodierer/DAC der 4.
A. Übersicht über die bevorzugte Strahlformersystemarchitektur
1. Ultraschallsignalbeschreibung
In bezug auf die vorliegende Erfindung wird eine Ultraschallabbildung durchgeführt, indem eine Abtastfolge von fokussierten Ultraschallstrahlen, die entlang Geraden im Raum, welche als Sendeabtaststrahlen (1a) bezeichnet werden, zentriert sind, in Körpergewebe oder andere abzubildende Objekte abgestrahlt (gesendet) wird. Die Sendeabtaststrahlen werden von einem Sendestrahlformer und einer Ultraschallwandleranordnung erzeugt. Sie sind beabstandet und erzeugen einen planaren, linearen Sektor oder eine andere Darstellung des Gewebes über ein vorher definiertes Einstrahl- bzw. Abtastmuster. Bei Fokussierung hinsichtlich einer bestimmten Tiefe des Körpergewebes wirkt das Ultraschallsendesignal in Form einer kontinuierlichen Welle (CW) oder einer Impulswelle (PW), das sich mit einer angenommenen konstanten Fortpflanzungsgeschwindigkeit von nominal c = 1540 m/sec durch das Gewebe bewegt, mit dem Gewebe zusammen und reflektiert einen kleinen Anteil des Signales zurück auf die Ultraschallwandleranordnung, die das Ultraschallsignal abgegeben hat. Die Verzögerungszeit für den gesamten Umlauf ist am kürzesten für diejenigen Ziele, die der Ultraschallwandleranordnung am nächsten liegen, und am längsten für diejenigen Ziele, die von der Ultraschallwandleranordnung am weitesten entfernt sind. Bei Verwendung von geeigneten Zeitverzögerungen kann der Empfangsstrahlformer (1b) dynamisch Empfangsstrahlen entlang Geraden im Raum, die als Empfangsabtaststrahlen bezeichnet werden, fokussieren, wobei beispielsweise mit dem flachsten Bereich (Tiefe) begonnen und in Richtung auf den tiefsten Bereich fortgeschritten wird.
Die 1a und 1b sind Darstellungen von Sende- und Empfangsabtaststrahlen (durchgezogene Linien) und von geradlinigen Signalfortpflanzungswegen von einzelnen Elementen (gestrichelt dargestellt). In 1a ist der Sendestrahlformer allgemein mit T-50 bezeichnet, wobei die Wandleranordnung T-52 eine Vielzahl von einzelnen Wandlerelementen T-54 enthält, die bei dieser speziellen Ausführungsform als lineare phasengesteuerte Anordnung organisiert sind. Wie im Stand der Technik bekannt, gibt es eine große Vielzahl von Wandleranordnungsformen, die zur Verwendung mit Ultraschallsende- und Empfangsstrahlformersystemen zur Verfügung stehen. Wie man 1a entnehmen kann, sendet der Sendestrahlformer T-50 in geeigneter Weise zeitlich verzögerte elektrische Signale an die einzelnen Wandlerelemente T-54. Diese Wandlerelemente T-54 wandeln dann die elektrischen Signale in akustische Wellen um, die sich in das Körpergewebe T-56 fortpflanzen. Dadurch, daß die an die einzelnen Wandlerelemente T-54 abgegebenen Erregersignale mit unterschiedlichen Zeitverzögerungen versehen werden, können die Sendeabtaststrahlen T-60 und T-62, die entsprechende Brennpunkte r₁ und r₂ besitzen, erzeugt werden. Es versteht sich, daß jeder dieser Sendeabtaststrahlen eine Mittellinie eines unterschiedlichen Sendestrahles repräsentiert, der in den abzubildenden Körper geleitet und fokussiert wird.
Der Sendestrahlformer T-50 kann gleichzeitig mehrere Strahlen entlang unterschiedlichen Abtaststrahlen oder unterschiedlichen fokalen Tiefen entlang dem gleichen Abtaststrahl (Verbundfokus) erzeugen. Ferner können die mehrfachen Sendestrahlen jeweils das gesamte Bildformat abtasten oder derart abgestrahlt werden, daß jeder der Mehrfachstrahlen nur einen speziellen Abschnitt des Bildformates abtastet.
1b zeigt einen digitalen Empfangsstrahlformer R-58, der ebenfalls an die Wandleranordnung T-52 angeschlossen ist. Ferner sind in 1b Empfangsabtaststrahlen R-64, R-66 gezeigt, die einem dynamisch fokussierten ersten Empfangsstrahl und einem dynamisch fokussierten zweiten Empfangsstrahl entsprechen. Die Strahlen werden im Bereich mehrerer fokaler Tiefen (R1, R2, R3) längs jedes Abtaststrahles getastet. Bei dem digitalen Signalempfangsweg der vorliegenden Erfindung können Wandleranordnungssignale selektiv in Daten aufgetrennt werden, welche für mehrere individuelle Strahlen repräsentativ sind.
Jeder Abtaststrahl eines Sende- oder Empfangsabtastmusters kann mit Parametern für den Ursprung in der Wandleranordnung, die Abtaststrahlorientierung (Winkel θ) und die Fokustiefe bzw. den Bereich (r) versehen werden. Das Ultraschallabbildungssystem der vorliegenden Erfindung speichert einen vorher berechneten Datensparsatz von Fokussierzeitverzögerungen und Öffnungsapodisationswerten, die durch diese Parameter indexiert sind (basierend auf bekannten geometrischen Überlegungen), und expandiert die Werte mit Realzeitrechenmitteln, um die Sende- und Empfangsstrahlformungssysteme zu steuern, die die gewünschten Abtaststrahlen erzeugen.
2. Strahlformersystem
Die 2a, 2b, 2c zeigen ein Gesamtblockschaltbild eines medizinischen Ultraschallabbildungssystems R-20. Das System R-20 umfaßt ein Strahlformersystem R-22, ein oder mehrere Wandler T-112, ein Anzeigeprozeßsystem R-26 mit einer Anzeige R-28 und eine Ultraschallabbildungssystemsteuerung R-40.
Gemäß den 2a, 2b oder 2c besitzt das Strahlformersystem R-22 in neuer und erfinderischer Weise (1) ein digitales Sendestrahlformersystem T-102, (2) ein digitales Empfangsstrahlformersystem R-100, (3) ein zentrales Strahlformersteuersystem C-104 (104), ein adaptives Fokussiersteuersystem G-100, (5) ein Dopplerempfangsstrahlformersystem A-400, (6) einen Basisband-Mehrfachstrahlprozessor R-125 und (7) einen kohärenten Abtastsynthesizer S-100. Diese Systeme sind als ”High level” Funktionsblockschaltbilder dargestellt, Die Blöcke sind gegenüber der tatsächlichen Realisation einer bevorzugten Ausführungsform abstrahiert, um die durchgeführten Signalverarbeitungsfunktionen besser darzustellen.
Wie in 2a gezeigt, sieht das Strahlformersystem R-22 zwei Quellen von digitalen Strahlendaten für das Anzeigeprozeßsystem R-26 vor; (1) Dopplerempfangsstrahlformer-Einzelstrahlkomplex-In-Phase/Quadraturdaten zur Darstellung kohärenter, zeitweiser Strahlabtastung (CW) oder kohärenter zeitweiser Abtastung in einem Ortsbereich längs des Strahles (PW) und (2) digitale Empfangsstrahlformer-Mehrfachstrahlkomplex-In-Phase/Quadraturdaten, die eine kohärente Abtastung in einem Bereich entlang jedes Empfangsabtaststrahles repräsentieren. Das Strahlformersystem R-22 kann so betrieben werden, daß es eine Sequenz von Abtaststrahlen und zugehörigen Abtastwerten erzeugt, um Daten für eine Vielzahl von Anzeigeprogrammen zur Verfügung zu stellen. Beispielsweise umfassen mögliche Anzeigeprogramme und ihre zugehörigen Prozessoren (1) einen Helligkeitsbild- und Bewegungsprozessor R-30 für B-Modus (Grauskalenabbildung) und M-Modus (Bewegungsanzeige), (2) einen Dopplerfarbbildprozessor R-32 für Flow Bilder und (3) einen Dopplerspektralprozessor R-34 für breite dynamische lichtabbildende Dopplergeschwindigkeit ./. Zeit-Displays. Zusätzliche Displayprogramme können aus den beiden komplexen Datenquellen R-22 in bekannter Weise erzeugt werden.
Das Ultraschallsystem R-20 besitzt auch einen Sendedemultiplexer T-106 zum Lenken der Ausgangswellen von den Sendern T-103 zu den Wandlerelementen T-114, einen Empfangsmultiplexer R-108 zum Lenken der Eingangswellen von den Wandlerelementen T-114 zu den Empfängern R-101, einen oder mehrere Wandleranschlüsse T-110 und Wandleranordnungen T-112. Viele Arten von Wandleranordnungen können bei dem vorliegenden System Verwendung finden.
Das Ultraschallsystem R-20 besitzt ferner eine Ultraschallabbildungssystemsteuerung R-40, einen Archivspeicher R-38 zum Speichern von Abtastparametern und Abtastdaten und eine Operatorschnittstelle R-36.
Im vorliegenden Text bezieht sich der Ausdruck Ultraschall auf Frequenzen oberhalb des Bereiches des menschlichen Gehörs. Die Wandleranordnungen T-112 sind typischerweise für Frequenzen im Bereich von 2 bis 10 MHz optimiert.
Die Wandleranordnung T-112 ist mit einer Vielzahl von anderen Arten von Wandleranordnungen austauschbar, die lineare, gekrümmte, gekrümmt lineare und ringförmige Wandleranordnungen umfassen, jedoch hierauf nicht begrenzt sind. Eine Vielzahl von Wandleranordnungsformen und Frequenzen ist wünschenswert, um den Erfordernissen einer Vielzahl von unterschiedlichen klinischen Anordnungen zu genügen. Die Wandleranordnungen T-112 sind typischerweise für Frequenzen innerhalb des vorstehend spezifizierten Bereiches von 2–10 MHz optimiert. Das medizinische Ultraschallsystem R-20 führt die drei Hauptfunktionen aus, nämlich ein Ansteuern der Elemente T-114 der Ultraschallwandleranordnung zum Abstrahlen von fokussierter Ultraschallenergie, ein Empfangen und Fokussieren von reflektierter Ultraschallenergie, die auf die Wandleranordnung T-114 trifft, und ein Steuern der Sende- und Empfangsfunktionen zur Abtastung eines Gesichtsfeldes in Abtastformaten, wie dem linearen Abtastformat, Sektor- oder Vectorformat (nicht einschränkend).
Gemäß den 2a, 2b, 2c werden die Steuersignale über dünn eingezeichnete Leitungen geführt, während die Signalwege als dicke Leitungen eingezeichnet sind.
3. Digitales Sendestrahlformersystem
Der digitale Sendestrahlformer T-102 (2c) ist Gegenstand dieser Anmeldung. Es versteht sich, daß bei einer bevorzugten Ausführungsform der digitale Sendestrahlformer T-102 eine Vielzahl von digitalen Mehrfachkanalsendern T-103 aufweist, wobei ein digitaler Mehrfachkanalsender für einen oder mehrere der einzelnen Wandlerelemente T-114 dient. Die Sender sind mehrkanalig, so daß jeder Sender bei einer bevorzugten Ausführungsform bis zu vier unabhängige Strahlen verarbeiten kann. So haben beispielsweise 128 mehrkanalige Sender 512 Kanäle. Bei anderen bevorzugten Ausführungsformen können mehr als vier unabhängige Strahlen vorgesehen sein. Das Verarbeiten von mehr als vier Strahlen pro Prozessor liegt im Rahmen dieser Erfindung.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform erzeugt jeder der digitalen mehrkanaligen Sender T-103 an seinem Ausgang bei Erregung eine Überlagerung von bis zu vier Impulsen, wobei jeder Impuls einem Strahl entspricht. Jeder Impuls besitzt eine genau programmierte Wellenform, deren Amplitude relativ zu den anderen Sendern und/oder Kanälen genau apodisiert und um eine genau definierte Zeitverzögerung bezüglich eines gemeinsamen Sendestartsignales (SOT) verzögert wird. Die Sender T-103 sind auch in der Lage, CW zu erzeugen.
Jeder digitale Mehrkanalsender T-103 umfaßt im Prinzip einen Mehrfachstrahlsendefilter T-115, dessen Ausgangssignal einem komplexen Modulator T-117 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des komplexen Modulators T-117 wird einem Verzögerungs/Filterblock T-119 zugeführt und von dort einem Digital/Analog-Wandler (DAC) T-121. Der Ausgang des DAC T-121 wird durch einen Verstärker T-123 verstärkt. Der Mehrfachstrahlsendefilter T-115, der Modulator T-117 und der Verzögerungs/Filterblock T-119 bilden einen digitalen Mehrkanalsendeprozessor T-104.
Der Sendefilter T-115 kann so programmiert werden, daß er jede beliebige reale oder komplexe Wellenform in Abhängigkeit von einem Sendestartsignal (SOT) liefert. Der Sendefilter T-115 besitzt einen Speicher, der reale oder komplexe Abtastwerte jeder gewünschten oder beliebigen Impulswellenform speichert, sowie Einrichtungen zum sequentiellen Auslesen der Abtastwerte in Abhängigkeit vom Sendestartsignal (SOT), das um eine Komponente der Fokussierverzögerung verzögert ist. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird der Speicher von T-115 so programmiert, daß er Basisbanddarstellungen von realen oder komplexen Impulshüllen speichert.
Der Block T-115, obwohl primär ein Speicher, wird hier als Sendefilter bezeichnet, da das Ausgangssignal des Blocks T-115 als zeitliche Antwort eines Filters auf einen Impuls angesehen werden kann. Der komplexe Modulator T-117 konvertiert die Hülle nach oben auf die Sendefrequenz und liefert eine geeignete Fokussierphase und Öffnungsapodisation.
Der Verzögerungs/Filterblock T-119 sieht im Prinzip alle restlichen Fokussierverzögerungskomponenten vor und bildet einen finalen formenden Filter. Der D/A-Wandler (DAC) T-121 wandelt die Sendewellenabtastwerte in ein Analogsignal um. Der Sendeverstärker T-123 stellt das Sendeleistungsniveau ein und erzeugt das Hochspannungssignal, das durch den Sendedemultiplexer T-106 an ein ausgewähltes Wandlerelement T-114 geführt wird.
Jedem Mehrkanalsendeprozessor T-104 ist eine lokale oder sekundäre Prozessorsteuerung C-125 zugeordnet, die Steuerwerte und Parameter, wie die Apodisation und die Verzögerungswerte, an die Funktionsblöcke des Mehrkanalsendeprozessors T-104 liefert. Jede lokale oder sekundäre Kanalsteuerung C-125 wird wiederum von dem zentralen oder primären Steuersystem C-104 gesteuert.
4. Digitales Empfangsstrahlformersystem
Die Signale von den einzelnen Wandlerelementen T-114 stellen zurückkommende Echos oder Rückführsignale dar, die von dem abzubildenden Objekt reflektiert werden. Diese Signale gelangen über die Wandleranschlüsse T-110 zum Empfangsmultiplexer R-108. Über den Multiplexer R-108 ist jedes Wandlerelement T-114 separat an einen einer Vielzahl von digitalen Mehrkanalempfängern R-101 angeschlossen, die zusammen mit dem Addierer R-126 den digitalen Empfangsstrahlformer R-100 gemäß der Erfindung darstellen. Die Empfänger sind mehrkanalig, so daß jeder Empfänger einer bevorzugten Ausführungsform bis zu vier unabhängige Strahlen verarbeiten kann. Es liegt im Rahmen der Erfindung, auch mehr als vier Strahlen zu verarbeiten.
Jeder digitale Mehrkanalempfänger R-101 kann bei einer bevorzugten Ausführungsform die folgenden Elemente umfassen, die im Funktionsblockdiagramm der 2b dargestellt sind. Diese Elemente umfassen einen dynamischen rauscharmen und mit zeitvariabler Verstärkung versehenen Verstärker R-116, einen A/D-Wandler (ADC) R-118 und einen digitalen Mehrkanalempfangsprozessor R-120. Der digitale Mehrkanalempfangsprozessor R-120 umfaßt prinzipiell eine Filter/Verzögerungseinheit R-122 und einen komplexen Demodulator R-124. Die Filter/Verzögerungseinheit R-122 dient zum Filtern und für eine Zeitverzögerung zum Grobfokussieren. Der komplexe Demodulator R-124 liefert eine Verzögerung zum Feinfokussieren in Form einer Phasendrehung und einer Apodisation (Maßstabsänderung oder Gewichtung) und dient als Signaldemodulator auf bzw. nahe dem Basisband. Die digitalen Mehrkanalempfänger R-101 kommunizieren mit dem Addierer R-126, indem die Signalabtastwerte, die zu jedem Strahl jedes Empfangsprozessors gehören, aufsummiert werden, um finale Empfangsabtaststrahlwerte zu bilden und auch die resultierenden komplexen Abtastwerte für den Basisbandprozessor R-125. Die genaue Funktion und Zusammensetzung dieser Blöcke wird nachfolgend anhand der anderen Figuren beschrieben.
Eine lokale bzw. sekundäre Steuerung C-210 ist dem digitalen Mehrkanalempfänger R-101 zugeordnet. Die lokale Prozessorsteuerung C-210 wird von der zentralen oder primären Steuerung C-104 gesteuert und liefert Zeit-, Steuer- und Parameterwerte für jeden Empfänger R-101. Die Parameterwerte umfassen Fokussierzeitverzögerungsprofile und Apodisationsprofile.
5. Dopplerempfangsstrahlformersystem
Das Dopplerempfangsstrahlformersystem A-400 zur nichtabbildenden Doppleraquisition für einen großen dynamischen Bereich enthält Analogempfänger A-402, von denen jeder Echosignale von einem oder mehreren Wandlern T-114 empfängt. Jeder der Doppler-Empfänger A-402 besitzt ein Demodulator/Bereichsgatter A-404, das das empfangene Signal demoduliert und auftastet (nur PW-Modus), um das Echo aus einem normalen Bereich zu selektieren. Die Analogausgänge der Doppler-Empfänger A-402 gelangen zu einem Dopplerpräprozessor A-406. Hier werden die Analogsignale vom Addierer A-408 summiert und dann integriert, gefiltert und vom Analogprozessor A-410 getastet. Der Präprozessor A-406 digitalisiert dann das getastete Analogsignal in einem A/D-Wandler (ADC) A-412. Das digitalisierte Signal wird dann dem Anzeigeverarbeitungssystem R-26 zugeführt.
Zu allen Doppler-Empfängern A-402 gehört eine einzige lokale oder sekundäre Doppler-Strahlformersteuerung C-127. Diese Doppler-Strahlformersteuerung C-127 wird vom zentralen oder primären Steuersystem C-104 gesteuert und stellt dem Doppler-Empfangsstrahlformersystem A-400 Steuer- und Fokussierparameterwerte zur Verfügung.
Wie in der vorstehend genannten Patentanmeldung, die das Doppler-Empfangsstrahlformersystem A-400 beschreibt, kombiniert das vorliegende Strahlformersystem R-22 in vorteilhafter Weise ein abbildendes digitales Empfangsstrahl formersystem R-100 und ein nichtabbildendes Doppler-Empfangsstrahlformersystem A-400 in einer Art und Weise, gemäß der das gleiche digitale Sendestrahlformungssystem B-102 und die gleiche Wandleranordnung verwendet werden und das digitale Empfangsstrahlformungssystem R-100 für Abbildungsmodi, beispielsweise B-Modus und Farb-Doppler-Abbildung, optimiert werden kann. Es ist daher eine hohe räumliche Auflösung vorhanden, während das begleitende Doppler-Empfangsstrahlformungssystem einen großen dynamischen Bereich besitzt und zum Erfassen von Signalen zum nichtabbildenden Dopplerverarbeiten optimiert wird.
6. Zentrales Strahlformersteuersystem
Das zentrale Strahlformersteuersystem C-104 der vorliegenden Erfindung steuert den Betrieb des digitalen Sendestrahlformersystems T-102, des digitalen Empfangsstrahlformersystems R-100, des Doppler-Empfangsstrahlformersystems A-400, des adaptiven Fokussiersteuersystems G-100 und den Basisbandprozessor R-127.
Die Hauptsteuerfunktionen des zentralen Steuersystems C-104 sind in 2c gezeigt. Die Steuerfunktionen werden mit vier Komponenten realisiert. Die Aquisitionssteuerung C-130 kommuniziert mit dem Rest des Systems einschließlich der Ultraschallsystemsteuerung R-40 und dient zur Hochleistungssteuerung und zum Herunterladen der Abtastparameter. Die Fokussiersteuerung C-132 berechnet in Realzeit die dynamischen digitalen Werte für die Verzögerung und Apodisation, die für die Sende- und Empfangstrahlformung erforderlich sind, einschließlich der vorberechneten und expandierten Idealwerte zuzüglich aller geschätzten Korrekturwerte, die vom adaptiven Fokussiersteuersystem G-100 bereitgestellt werden. Die vordere Steuerung C-134 setzt die Schalter für den Demultiplexer T-106 und den Multiplexer R-108, kommuniziert mit den Wandleranschlüssen T-110 und stellt die Verstärkungs- und Vorspannungspegel aller Sendeverstärker T-123 und aller Empfangsverstärker R-116 ein. Die Zeitsteuerung C-136 liefert alle digitalen Taktsignale, die für die Digitalschaltungen erforderlich sind, einschließlich der Abtasttaktsignale für alle Sende-DACs T-121 und Empfangs-ADCs R-118.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform expandiert die zentrale Steuerung C-104 Spartabellen für die fokussierende Zeitverzögerung und Öffnungsapodisationswerte auf der Basis von vorberechneten und gespeicherten Daten, wobei solche Techniken, wie Interpolation und Extrapolation, verwendet werden. Die expandierten Verzögerungs- und Apodisationswerte werden als ein Profil von Werten über die Wandleröffnung den lokalen Prozessorsteuerungen zugeführt, wo die bereichsweise Verzögerungs- und Apodisationsdatenexpansion pro Wandlerelement, pro Abtastwert, pro Strahlwert zu Ende geführt wird.
7. Adaptives Fokussiersteuersystem
Das adaptive Fokussiersteuersystem G-100 ermöglicht ein adaptives Fokussieren laufend mit der Echtzeit. Das Steuersystem umfaßt einen adaptiven Fokusprozessor G-505, der der Fokussteuerung C-132 der zentralen Steuerung C-104 Fokuskorrekturverzögerungswerte zuführt. Der adaptive Fokusprozessor G-505 arbeitet mit Ausgangssignalen, die von Fehlerwertestimatoren G-502 aus Daten hergestellt werden, die aus Untergruppenaddierern R-126 des digitalen Empfangsstrahlformersystems R-100 stammen. Somit werden von dem adaptiven fokussierenden Steuersubsystem G-100 der 2c die Aberrationskorrekturwerte, vorzugsweise die Aberrationsverzögerungs- und Amplitudenwerte, adaptiv für jeden Empfangsabtaststrahl bzw. für eine Untergruppe von Empfangsabtaststrahlen in Bereichen gemessen, die den sendeseitigen fokalen Tiefen entsprechen.
Es wird auch darauf hingewiesen, daß zusätzlich zu dem adaptiven Fokussiersteuersystem zum Einstellen der Fokusverzögerungen auch andere adaptive Steuersysteme in Betracht gezogen werden können. Solche Systeme sind beispielsweise (1) ein adaptives Steuersystem zur Kontrastvergrößerung zum Einstellen von Fokusverzögerungen und Öffnungsapodisationen, (2) eine adaptive Steuerung zur Interferenzlöschung durch Einstellen von Fokussierverzögerungen und Phasen sowie Öffnungsapodisationen und (3) eine adaptive Steuerung zur Zielverbesserung zum Einstellen von Fokusverzögerungen und Phase, Öffnungsapodisationen, Sende- und Empfangsbildfrequenzen und zum Formen der Basisbandwellenform.
Ein anderer Aspekt der adaptiven Fokussierung, mit der die bevorzugte Ausführungsform des adaptiven Fokussiersteuersystems G-100 versehen werden kann, ist eine Vorrichtung G-508/509 zur geometrischen Aberrationstransformierung, die Aberrationskorrekturverzögerungswerte an den adaptiven Fokusprozessor G-505 für Abtaststrahlen und Abtaststrahltiefenorte liefert, für die gemessene Aberrationswerte von den Aberrationsestimatoren G-502 nicht gesammelt worden sind. Genauer gesagt werden gemessene Aberrationskorrekturwerte in eine Verzögerungstabelle von G-508/509 eingeschrieben. Aus dieser Verzögerungstabelle werden dann Werte entsprechend aus Werteregeln der geometrischen Aberrationstransformierung gewonnen, um fokussierende Verzögerungskorrekturprofile über die Öffnung zu bilden, die für die Tiefen, Abtastgeometrien und Aquisitionsprogramme gelten, die von der Tiefe, der Abtastgeometrie und dem Programm abweichen, für das die Aberrationskorrekturwerte gemessen worden sind.
8. Basisbandprozessorsystem
Der Basisbandprozessor R-125 dient zum Filtern und zum Einstellen von Amplitude und Phase für jeden empfangsseitigen Abtaststrahl, wie hier beschrieben ist. Der Basisbandprozessor R-125 besitzt zusätzlich ein Basisbandfilter, einen komplexen Multiplikator und eine Basisbandprozessorsteuerung, die den Betrieb des Basisbandfilters und des komplexen Multiplikators steuert. Die Basisbandprozessorsteuerung wird von der zentralen Steuerung C-104 gesteuert
9. Kohärentes Abtastsynthesizersystem
Das kohärente Abtastsynthesizersystem S-100 (2a) benutzt die Mehrstrahlsende- und Mehrstrahlempfangseigenschaften der Erfindung zum Aquirieren und Speichern von kohärenten (Prädetektion) Abtastwerten der Empfangsstrahldaten entlang den tatsächlichen Abtaststrahlen und zur Durchführung einer Interpolation der gespeicherten kohärenten Abtastwerte, um neue kohärente Abtastwerte an neuen Bereichsorten längs existierender Abtaststrahlen oder längs synthetisch erzeugter Abtaststrahlen zu synthesieren. Die erfaßten und synthesierten Abtastwerte werden dem Anzeigeverarbeitungssystem R-26 zugeführt.
10. Sende- und Empfangsmultiplexer
Die Verbindung zwischen den Wandlerelementen T-114 und den Prozessoren T-103, R-101, A-402 der digitalen Sende-, Empfangs- und Doppler-Empfangsstrahlformersysteme erhält man mit Hilfe eines Sendedemultiplexers T-106 und eines separaten Empfangsmultiplexers R-108, wie in 2a gezeigt. Die in 2a gezeigte Mehrfachwandlermultiplexerkonfiguration ermöglicht die Selektion von Sende- und Empfangsöffnungen, die vollständig innerhalb einer einzigen Wandleranordnung liegen oder zwei Wandleranordnungen überspannen. Die beiden Multiplexer werden unabhängig voneinander durch das zentrale Strahlformersteuersystem C-104 gesteuert und können so programmiert werden, daß sie mehrere Aquisitionsprogramme einschließlich eines Programms für gleitende Öffnung bzw. synthetische Öffnung ermöglichen.
B. Digitales Sendestrahlformersystem
Bevorzugte Ausführungsform
1. Digitaler Mehrkanalsendeprozessor
Digitale Signalverarbeitung
Bei der bevorzugten Ausführungsform besitzt der Sendestrahlformer T-102 einen im wesentlichen unabhängigen Wellenerzeugungsprozessor für jedes Sendeelement. Die Sendeprozessoren T-104 werden hier als Mehrkanalprozessoren bezeichnet, da jeder der individuellen Sendeprozessoren eine programmierbare Mehrfachkomplexhüllenwellenerzeugung durchführen kann. Ein im wesentlichen kontinuierlicher Bereich von Bildfrequenzen wird ermöglicht.
Jeder Sendeprozessor führt die folgenden Primärfunktionen durch: (1) Wellenformen von einer oder mehreren Wellen für einen oder mehrere Strahlen, (2) Apodisation und (3) Einsetzen von Lenk/Fokussierzeitverzögerungen für diese Wellen. Um die Wellenformung für eine PW-Sendung durchzuführen, beginnt der Signalweg mit Anfangswellenabtastwerten einer Rate von R_E, die unter der der DAC T-121 Abtastfrequenz F_S liegt. Die Anfangswellenabtastwerte können ein Frequenzspektrum besitzen, das bei 0 Hz zentriert ist, oder können gegenüber 0 Hz versetzt sein. Das Wellenformen der vorliegenden Ausführungsform umfaßt die Schritte des Aufabtastens der Anfangswellenabtastwerte auf F_S sowie das Modulieren der Wellen mit der gewünschten Trägerfrequenz F_C. Ene Amplitudengewichtung (Apodisation) kann ebenfalls als Teil der Wellenformoperation angesehen werden. Die Schritte des Aufabtastens, Modulierens, Apodisierens und Verzögerns sowie eine geeignete Filterung können in jeder beliebigen Sequenz in einem digitalen Sendestrahlformer durchgeführt werden. Einzelne dieser Schritte können auch in Unterschritte aufgeteilt werden, die separiert und auf unterschiedlichen Teilen des Signalweges durchgeführt werden. Ferner können einige Schritte oder Unterschritte kombiniert werden, um eine einzige Hardwareeinheit zu realisieren.
Es wird davon ausgegangen, daß die Ausgangsträgerfrequenz im wesentlichen der gewünschten programmierten Trägerfrequenz F_C entspricht. Aufgrund von Filtereffekten im Signalweg kann jedoch auch keine Identität vorliegen. F_C wird vom zentralen Steuersystem C-104 durch das Herunterladen der Parameter eingestellt.
a. Sendeverarbeitungsmodi
Bevor die Funktionsblöcke in einem digitalen Mehrkanalsendeprozessor der bevorzugten Ausführungsform beschrieben werden, ist es von Vorteil, die verschiedenartigen Verarbeitungsmodi (nicht mit den vorstehend beschriebenen Abbildungsmodi zu verwechseln) zu verstehen, in denen jeder Sendeprozessor arbeiten kann. In idealer Weise wäre es für jeden Sendeprozessor wünschenswert, Wellen für jede beliebige Zahl von überlagerten und getrennt verzögerten und apodisierten Sendestrahlen bis zu einem gewissen Maximum zu erzeugen, und zwar auf jeder beliebigen Trägerfrequenz bis zu einem gewissen Maximum, spezifiziert mit Anfangswellendarstellungen, die mit irgendeiner Abtastrate bis zu einem gewissen Maximum abgetastet worden sind. Dies macht jedoch eine extensive Verarbeitungskapazität erforderlich, insbesondere wenn die Maxima groß sind. Da die Verarbeitungskapazität in jedem System begrenzt ist, müssen diese Maxima niedrig genug gehalten werden, so daß die Hardware ausreicht, wenn alle drei Parameter auf ihrem Maximum spezifiziert worden sind. Die vorliegende Ausführungsform nutzt die zur Verfügung stehende Verarbeitungskapazität besser aus, da sie Kompromisse unter diesen drei Parametern ermöglicht, und erlaubt, daß das zentrale Steuersystem eine Auswahl in bezug auf die Optimierung von unterschiedlichen Parametern in Abhängigkeit von der klinischen Einstellung treffen kann.
In Tabelle I sind einige der Verarbeitungsmodi wiedergegeben, die vom zentralen Steuersystem C-107 für einen vorgegebenen Sendeprozessor T-104 des Sendestrahlformers T-102 ausgewählt werden können. Unterschiedliche Ausführungsformen können eine kleinere oder größere Anzahl von Betriebsarten und eine kleinere oder größere Anzahl von Strahlen ermöglichen. In der Tabelle werden folgende Parameter verwendet:

F_S: Systemtaktfrequenz, bei der die Abtastwerte von den DACs T-121 umgesetzt werden (1B). Das zentrale Steuersystem C-104 kann F_S aus einer Vielzahl von zur Verfügung stehenden Frequenzen auswählen.
F₀: Nennmittenfrequenz des Sendesignales. F₀ wird dem Mehrkanalsender als Anteil von F_S spezifiziert und entspricht der Trägerfrequenz bzw. liegt nahe an dieser.
R_E: Anfangswellenabtastrate pro Strahl. Das Verhältnis R_E/F₀ gibt die Anzahl der realen oder komplexen Abtastwerte pro Periode der Nennmittenfrequenz F₀ des Sendesignales wieder, bei der die Anfangswelle abgetastet werden kann.
λ₀: c/F₀ = akustische Wellenlänge bei F₀.
c: Schallgeschwindigkeit im Körper.
γ_E: Anfangswellenabtastintervall pro Strahl = c/2R_E.
N_B: Maximale Anzahl der gleichzeitig erzeugten Strahlen für den vorgegebenen Sendeverarbeitungsmodus. (Der Strahlformer kann so betrieben werden, daß er weniger als N_B Strahlen erzeugt, falls gewünscht; beispielsweise kann in einem Modus, für den NB = 4 ist, der Strahlformer so betrieben werden, daß er nur drei Strahlen erzeugt, falls gewünscht, obwohl hierdurch kein voller Gebrauch von der zur Verfügung stehenden Hardwareverarbeitungskapazität gemacht wird).
N/I: Modus, der in der hier beschriebenen Ausführungsform nicht realisiert wird.

F₀p	N_B = 1	NB = 2	N_B = 4
F_S/32	BW Modus 0	BW Modus 1	BW Modus 2
	R_E = 8F₀	R_E = 4F₀	R_E = 2F₀
	γ_E = λ₀/16	γ_E = λ₀/8	γ_E = λ₀/4
F_S/16	BW Modus 1	BW Modus 2	BW Modus 3
	R_E = 4F₀	R_E = 2F₀	R_E = F₀
	γ_E = λ₀/8	γ_E = λ₀/4	γ_E = λ₀/2
F_S/8	BW Modus 2	BW Modus 3	BW Modus 4
	R_E = 2F₀	R_E = F_D	R_E = F₀/2
	γ_E = λ₀/4	γ_E = λ₀/2	γ_E = λ₀
F_S/4	BW Modus 3	BW Modus 4	N/I
	R_E = F₀	R_E = F₀/2
	γ_E = λ₀/2	γ_E = λ₀
3F_S/8	BW Modus 5	BW Modus 6	N/I
	R_E = 2F₀/3	R_E = F₀/3
	γ_E = 3λ₀/4	γ_E = 3λ₀/2

Durch hurizontales Lesen der Tabelle kann man erkennen, daß für jede Nennmittenfrequenz F₀ des Sendesignales die Hardware eine große Zahl N_E von überlagerten Wellen ermöglicht, von der Abstriche zugunsten eines erhöhten Anfangswellensampleintervalls γ_E pro Strahl gemacht werden können und umgekehrt. Ein größerer Wert N_B führt zu einer höheren Bildfolge (da das gsamte Gesichtsfeld mit der gleichen Anzahl von Strahlen, jedoch mit weniger abgetastet werden kann), während ein vergrößertes Anfangswellensampleintervall γ_E (kleinerer Wert von γ_E) zu einem schärferen bereichsweisen Bild führen kann. Daher kann bei einem Anzeigemodus, gemäß dem ein Farb-Fluß-Doppler (F-Modus)-Bild, das einem Grauskalen(B-Modus)-Bild überlagert ist, erzeugt durch Verschachteln von F-Modus- und B-Modus-Impulsabstrahlungen, erzeugt wird, das zentrale Steuersystem C-104 die Sender T-102 mit N_B = 1 für alle B-Modus-Abbildungsimpulse und mit N_B = 2 oder N_B = 4 für Farb-Fluß-Dopplerabbildungsimpulse betreiben.
Wenn man die obige Tabelle vertikal liest und die Bandbreitenmodi 5 und 6 ausschließt, kann man erkennen, daß für eine vorgegebene maximale Anzahl von Strahlen N_B Verarbeitungsmodi mit einer höheren Nennmittenfrequenz F₀ ebenfalls ein größeres (und damit ungünstigeres) Anfangswellensampleintervall pro Strahl (relativ zu λ₀) besitzen. (Das Anfangswellensampleintervall γ_E pro Strahl, ausgedrückt als Verhältnis γ_E/λ₀, wird hier als frequenznormalisiertes Anfangswellensampleintervall pro Strahl bezeichnet). Ein Mediziner wählt typischerweise eine Wandleranordnung aus, die mit der für eine gewünschte Penetration geeigneten Abbildungsfrequenz betreibbar ist. Wenn er dies tut, macht der Mediziner Abstriche in bezug auf die Penetration für die Gesamtbildauflösung (Fähigkeit zur Unterscheidung von zwei Zielen). (Diese Abstriche sind in der Physik des Ultraschalls inhärent, da eine größere Penetration durch Reduzierung der Abbildungsfrequenz erreicht wird, die wiederum die Gesamtbildauflösung reduziert). Für eine vorgegebene Maximalzahl von Strahlen N_B stimmt die gewünschte Penetration F₀ in der Tabelle, welcher Wert wiederum einen Verarbeitungsmodus mit dem optimalen frequenznormalisierten Anfangswellensampleintervall pro Strahl festlegt, das von der Hardware bei dem ausgewählten Wert S₀ vorgesehen werden kann. Wenn S₀ absinkt, um eine größere Penetration zu erhalten, muß der Signalverarbeitungsweg in jedem Sendeprozessor T-104 nicht so viele Abtastwerte pro Sekunde pro Strahl verarbeiten (zumindest während der frühen Stadien der Signalverarbeitungsleitung). Hierdurch verbleibt Hardwareverarbeitungskapazität, die das System ausnutzen kann, indem es den Wert R_E/F₀ erhöht und somit das frequenznormalisierte Anfangswellensampleintervall γ_E/λ₀ pro Strahl verbessert.
Durch diagonales Lesen der Tabelle (nach rechts oben), wobei wiederum die Modi 5 und 6 ausgeschlossen sind, kann man feststellen, daß es die Hardware ermöglicht, zwischen einem niedrigeren Wert F₀ und einer größeren Zahl von Strahlen N_B bei einem konstanten frequenznormalisierten Anfangswellensampleintervall γ_E/λ₀ pro Strahl einen Kompromiß zu schließen.
Allgemeiner gesagt, die Modi, mit denen der Mehrkanalsender T101 in bezug auf seine Operation spezifiziert werden kann, bieten in der Tat Kompromisse zwischen drei Parametern: N_B, F₀ und γ_E/λ₀ (oder äquivalent R_E/F₀). Somit definiert jeder Verarbeitungsmodus einen Parametersatz {N_B, F₀, γ_E/λ₀}. Sämtliche in Tabelle I aufgeführten Verarbeitungsmodi erfüllen die Bedingung, daß für einen vorgegebenen Wert F_S das Produkt aus der maximalen Anzahl von Strahlen N_B und der Sendesignalnennmittenfrequenz geteilt durch das frequenznormalisierte Anfangswellensampleintervall pro Strahl konstant ist. Zusätzlich dazu gelten die folgenden Beziehungen: γ_E = 2cN_B/F_S und R_E = F_S/4N_B.
Unter der Annahme, daß jeder Sender T-102 so betrieben wird, daß er die maximale Zahl von Strahlen N_B im ausgewählten Verarbeitungsmodus erzeugt, nutzen sämtliche der in Tabelle I aufgeführten Modi die Verarbeitungskapazität der Sendeprozessorhardwaresignalwege vollständig aus. Die bevorzugte Ausführungsform ermöglicht darüber hinaus zusätzliche Verarbeitungsmodi, die nicht in Tabelle I aufgeführt sind und die Verarbeitungskapazität des Systems nicht vollständig nutzen. Obwohl die Modi 5 und 6 zur Vervollständigung der Beschreibung in Tabelle I aufgeführt sind, sind sie für das Verständnis der Erfindung nicht von Bedeutung und sind daher nicht mehr in der restlichen Beschreibung aufgeführt.
b. Grobzeitverzögerung
3 ist ein Funktionsblockdiagramm von einem der digitalen Mehrkanalsendeprozessoren T-104. In diesem Signalweg wird ein Aufsampeln in zwei Unterschritten (Interpolator 1 und Interpolator 2) durchgeführt. Eine Modulation auf die Sendeträgerfrequenz F_C wird ebenfalls in zwei Unterschritten durchgeführt, während das Fokussieren in drei Schritten ausgeführt wird. Die Fokussierungsfunktion kann das vom Sender für jeden Strahl erzeugte Wellenausgangssignal verzögern, wie es zum Strahlformen erforderlich ist, und zwar in Abhängigkeit von einem Verzögerungsprofil über sämtliche aktiven Prozessoren. Ein Gesamtverzögerungswort wird vom zentralen Steuersystem C-104 mit hoher Genauigkeit für jeden Strahl zur Verfügung gestellt und als ganzzahlige und anteilige Sampleeinheiten von T₀ = 1/F₀ ausgedrückt. Die Aufteilung dieses Wertes in drei Komponenten bei der bevorzugten Ausführungsform des Sendeprozessors T-104 beinhaltet grob gesagt eine Trennung des Verzögerungswortes in drei Präzisionsgruppierungen. Der Anteil hoher Ordnung herunter bis zu einer Genauigkeit von einer Einheit der Hüllsamplingzeit T_E = 1/R_E bildet den ganzzahligen Grobverzögerungswert N_C. Der Anteil mittlerer Ordnung des Wortes herunter bis zu einer Genauigkeit von vier Einheiten pro Nennmittenfrequenzperiode T₀ = 1/F₀ bildet den ganzzahligen Feinverzögerungswert N_F. Die verbleibenden Bits niedriger Ordnung des Verzögerungswortes dienen dazu, den Phasenanteil ϕ_D der Verzögerung gemäß der Formel ϕ_D = –2Πv_ϕτ_ϕ zu berechnen, wobei τ_ϕ der Anteil niedriger Ordnung des die Anteilseinheiten von T₀ repräsentierenden Verzögerungswortes und v_ϕ der Vernier-Frequenzskalierungsfaktor F_C/F₀ ist. Der Sendeprozessor T-104 kann vom zentralen Steuersystem C-104 auch so programmiert werden, daß er für v_ϕ auch einen anderen Wert verwendet, falls gewünscht.
Wie in 3 gezeigt, last das SOT (Sendestartsignal, das für alle Sendeprozessoren gemeinsam ist) eine Grobverzögerung T-302 aus, die den Beginn des Auslesens der Anfangswellenabtastwerte um N_C Abtastwertzeiten bei der Samplingrate R_E (Periode T_E) verzögert. Somit entspricht die von der Verzögerungseinheit T-302 auferlegte Verzögerung dem Wert N_CT_E relativ zum SOT-Signal.
c. Anfangswellensamplespeicher
Wie aus 3 hervorgeht, bewirkt der Ausgang der Verzögerungseinheit T-302 das Auslesen aus dem Speicher T-304 der Anfangswellenabtastwerte. Der Ausgang des Anfangswellensamplespeichers T-304 ist funktional an einen Eingang eines Multiplexers T-305 angeschlossen, dessen anderer Eingang einen Einheitswert empfängt. Für PW-Sendungen selektiert der Multiplexer die Speichersampleworte für seinen Ausgang, während er zur Erzeugung eines CW-Ausgangssignales den Konstanteinheiteneingang selektiert.
Die Wellenabtastwerte im Speicher T-304 können anstatt komplex real sein, wodurch Speicherraum gespart wird, da ein Komplexwert zwei Worte besetzt, während ein Realwert ein Wort belegt. Vorzugsweise liegt die Anfangswelle auf dem Basisband (bei oder nahe 0 Hz), in welchem Fall sie die komplexe Hülle des Ausgangsimpulses des Senders repräsentiert. Die einzige Begrenzung in bezug auf die Zahl der Anfangswellenabtastwerte ist die Gesamtzahl von Worten, die zur Speicherung im Speicher T-304 zur Verfügung steht. Abgesehen hiervon kann jede Zahl von separaten Anfangswellen in den Speicher T-304 eingegeben werden, wobei mit jeder Adresse begonnen werden kann. Vor einem Sendevorgang kann das zentrale Steuersystem C-104 die Startadresse, die Zahl der Abtastwerte und die tatsächlichen Abtastwerte für jeden Strahl in jedem Prozessor eingeben, so daß eine große Vielzahl von unterschiedlichen Optionen zur Wellenerzeugung bei jedem Sendevorgang zur Verfügung steht.
Beispielsweise kann eine einzige Anfangswelle den Speicher T-304 vollständig füllen, oder mehrere Wellen können unterschiedliche Teile des Speichers T-304 füllen. Als weiteres Beispiel kann das zentrale Steuersystem C-104 zwei unterschiedliche Wellen angeben und kann durch Programmieren von alternierenden Startadressen bei alternierenden Sendeereignissen unterschiedlich geformte Sendeimpulswellenausgangssignale bei alternierenden Sendeereignissen erzeugen. Dieses letzte Beispiel kann beispielsweise nützlich sein, um Sendeereignisse für zwei alternierende Abbildungsmodi zu verschachteln. Durch das Spezifizieren von unterschiedlichen Anfangswellen pro Strahl wird eine tiefenabhängige und winkelabhängige Impulsformung ermöglicht, während das Spezifizieren von unterschiedlichen Anfangswellen für unterschiedliche Abbildungsbetriebe eine Verwirklichung von unterschiedlichen modusabhängigen Kompromissen für solche Beziehungen wie die räumliche Auflösung in Abhängigkeit vom Signal/Rausch-Verhältnis (SMR) ermöglicht.
Die Fähigkeit zum digitalen Programmieren von Anfangswellen ermöglicht nicht nur die Erzeugung von Impulsen mit einer Wellenform, die sich einer solchen annähert, die während einer Übertragung durch dämpfende Medien, wie beispielsweise den Körper (d. h. eine Gauß'sche Form), nicht verzerrt wird, sondern ermöglicht auch die Programmierung einer Wellenform, die die axiale Auflösung verbessert, indem die unerwünschten Eigenschaften des Wandlerimpulsansprechens, beispielsweise bimodalen Ansprechens und Long ring-down-Ansprechens, kompensiert werden. Durch die Auswahl von Anfangswellenabtastwerten kann ferner eine Vorkompensation durchgeführt werden für (1) Verzerrungen in den analogen Sende- und Empfangswegen, (2) Verzerrungen im Ansprechverhalten des digitalen Filters der Sende- und Empfangsstrahlformer und (3) einige Verzerrungen in der Fortpflanzungsbahn des Ultraschallsignales. Durch diese zuletzt genannte Kompensation kann der Effekt einer frequenzabhängigen Dämpfung in bezug auf die SNR oder laterale Auflösung reduziert werden. Dies sind alles signifikante Vorteile gegenüber den Fähigkeiten von Ultraschallsendestrahlformern des Standes der Technik.
Wenn die im Speicher T-304 vorgesehenen Anfangswellenabtastwerte komplex sind, dann können sie bei einigen Ausführungsformen in In-Phase/Quadratur-Form vorgesehen werden, während sie bei anderen Ausführungsformen in Größe/Phase-Form vorgesehen werden können. Bei der Verwirklichung der hier beschriebenen bevorzugten Ausführungsform (siehe 4) wird die Information in Größe/Phase-Form zur Verfügung gestellt.
d. Apodisation/Phasenabgleich
Der Anfangswellensampleausgang des Speichers T-304 ist an eine Apodisations/Phasen-Multiplikationseinheit D-306 angeschlossen, die die Größe eines jeden Abtastwertes mit einem Apodisationswert im Multiplikator T-308 multipliziert und dann im Multiplikator T-310 die Phase eines jeden Abtastwertes zu einer Phase dreht, die durch die Summe aus der Wellensamplephase ϕ_E, dem Phasenanteil ϕ_D der Verzögerung und einem Vernier-Phasenrampenwert ϕ_R, der vom Vernier-Faktor v = F_C/F₀ abgeleitet wird, gebildet wird. ϕ_D ist eine Konstante während der Wellenerzeugung und wird einmal während einer Vorwellenerzeugungseinstellung berechnet. Die Phase ϕ_E und die Samplephasenrampe ϕ_R ändern sich jedoch für jeden Anfangswellenabtastwert. Die Summe ϕ = ϕ_D + ϕ_E + ϕ_R wird daher für jeden Anfangswellenabtastwert berechnet.
Alternativ dazu kann der Anteil niedriger Ordnung der Verzögerung durch eine Interpolation der Wellenabtastwerte gewonnen werden, um Signalabtastwerte einer äquivalenten Zeitverzögerung im Signalweg zu erzeugen. In diesem Fall gilt nur ϕ = ϕ_E + ϕ_R.
Bei einer anderen Ausführungsform kann der Anteil niedriger Ordnung der Verzögerung oder sogar die gesamte Verzögerung unter Verwendung eines Fokussierfilters gewonnen werden. Ein derartiger Filter wird unterschiedlich für jeden digitalen Mehrkanalsendeprozessor und jede mit jedem Strahl innerhalb eines Sendeprozessors zugeordnete Welle programmiert, um die gewünschte Signalverzögerung in Abhängigkeit von der Frequenzeigenschaft zu berücksichtigen, die zur Sendestrahlformung erforderlich ist. Der Filter hat daher normalerweise ein nicht lineares Phasenansprechvermögen. Die Fokussierfiltereigenschaften stehen daher in Kontrast mit den Signalwegfiltern, die den Interpolations- und Modulationsoperationen gemäß 3 zugeordnet sind, welche vorzugsweise ein Linearphasenansprechvermögen besitzen (daher keine Verzerrung von Signalen ergeben, die den Filter durchdringen) und typischerweise in allen Sendeprozessoren auf identische Eigenschaften eingestellt sind. Die Interpolations- und Modulationsoperationsfilter werden zum Wellenformen und nicht zum Strahlformen eingesetzt, und es wird normalerweise die gleiche Wellenform (mit geeigneter Verzögerung und Apodisation) in sämtlichen Sendeprozessoren erzeugt, obwohl die Erfindung auch die Auswahl von unterschiedlichen Filtern unter den Sendeprozessoren ermöglicht.
ϕ_R wird wie folgt berechnet. Wie vorstehend erwähnt, moduliert der Signalweg der 3 die Anfangswellenabtastwerte über die gewünschte Trägerfrequenz F_C in zwei Operationen. Für einen programmierten Wert F_C wählt das zentrale Steuersystem C-104 (1A) aus einer Vielzahl von Sendesignalen Nennmittenfrequenzen F₀ (die die digitale Verarbeitungsrate einstellen) eng benachbart zu F_C aus und berechnet einen Vernier-Faktor v = F_C/F₀. Wie in Tabelle I vorgeschlagen, repräsentieren die zur Verfügung stehenden Werte für F₀ jeweils einen aus einer Vielzahl von zur Verfügung stehenden Anteilen der DAC-Samplingfrequenz F_S, die das zentrale Steuersystem C-104 auch aus einer eine Vielzahl von zur Verfügung stehenden Taktfrequenzen wählt. Durch Auswahl eines F₀-Wertes legt somit das zentrale Steuersystem C-104 fest, welche Samplingfrequenz F_S verwendet wird und welche Anteile von F_SF₀ festlegen soll.
Das zentrale Steuersystem C-104 gibt nicht F₀ explizit in jeden Sendeprozessor T-104 ein. Es steuert vielmehr den Frequenzgenerator T-256 so, daß er F_S erzeugt, und gibt einen Wert für den Interpolator-2-Zahlaufsamplingfaktor Tut ein. Diese Information spezifiziert F₀ implizit gemäß der Beziehung F₀ = F_S/4K_u2. Es versteht sich jedoch, daß die von jedem Sendeprozessor T-104 geforderte Information K_u2 und nicht F₀ ist. Der Sendeprozessor T-104 muß nicht explizit F₀ kennen, sondern nur Informationen in bezug auf die Taktfrequenzen.
Um die Differenz zwischen F₀ und F_C zu berücksichtigen, gibt das zentrale Steuersystem C-104 v in jeden Sendeprozessor T-104 ein. Jeder Sendeprozessor berechnet dann den Phasenrampenwert ϕ_R gemäß der Formal: ϕ_R = 2ΠK_u1(v – 1)n/4 wobei n die Anfangswellensamplezahl darstellt. Jeder Sendeprozessor T-104 berechnet K_u1 (den Aufsamplingfaktor für den Interpolator 1) aus K_u1 = 4N_B/T_u2 auf der Basis der Anzahl der Strahlen N_B und des Interpolationsfaktors K_u2, der vom zentralen Steuersystem C-104 eingegeben wurde.
Theoretisch kann v von 4 (einschließlich) bis 2 (ausschließlich) reichen (ein Bereich, der unter Verwendung der Abkürzung ”[0,2]” ausgedrückt werden kann). In der Praxis begrenzen jedoch die Filteransprecheigenschaften der Filter h2, h3 und h4 im Sendeprozessorsignalweg den nutzbaren Bereich für v auf einen etwas geringeren Bereich innerhalb von (0,2).
Der Frequenz-Vernier-Faktor v kann unabhängig für unterschiedliche Strahlen spezifiziert werden, die vom Sendestrahlformersystem T-102 erzeugt werden, beispielsweise um die Strahlinterferenz zu reduzieren oder das Eindringvermögen von tieferen Fokussierstrahlen zu erhöhen. Unabhängige Werte von v können auch für gemischte Abbildungsmodi spezifiziert werden, um die gewünschten vom Abbildungsmodus abgehängigen Kompromisse zwischen Auflösung und Empfindlichkeit zu erhalten (die die Eindringtiefe festlegt). Das zentrale Steuersystem C-104 hat ferner die Fähigkeit, ein unabhängig ausgewähltes v für jeden der Vielzahl der Sender T-103 einzugeben (d. h. für unterschiedliche Wandlerelemente T-114 in der Anordnung T-112), und kann Werte für v vor jedem Sendeereignis eingeben, falls gewünscht.
e. Interpolator 1
Der Ausgang des Apodisations/Phasenmultiplikators T-306 ist an einen ersten Interpolator T-312 gelegt, der die abgetastete Welleninformation mit dem Faktor K_u1 aufsampelt und diese tiefpaßfiltert, wobei ein Filter h2 Verwendung findet. Der Faktor K_u1 hängt vom Verarbeitungsmodus ab, in dem der Sendeprozessor T-104 arbeitet. K_u1 nimmt den Wert an, der jeweils erforderlich ist, um die Samplerate am Ausgang des Interpolators T-312 auf vier Abtastwerte pro Periode der Sendesignalnennmittenfrequenz F₀ zu bringen. Allgemein gilt daher K_u1 = 4F₀/R_E. K_u1 wird nicht in den Sendeprozessor eingegeben, sondern von der Sendeprozessorberechnung K_u1 = 4N_B/K_u2 abgeleitet, wie vorstehend erwähnt.
Der Filter h₂ wird dazu verwendet, den aufgesampelten Ausgang des K_u1-Aufsamplers tiefpaßzufiltern, um replizierte Bilder des Originalsignales auf höheren Frequenzen zu entfernen. Wie hier beschrieben, sind die von einem ”Interpolator” (oder ”Aufsampler”) und ”Dezimator” (oder ”Absampler”) durchgeführten Operationen Reziprokaloperationen und können jeweils mit einem Faktor realisiert werden, der entweder größer oder kleiner als der Einheitswert ist. So ist beispielsweise das Aufsampeln mit einem Faktor von 1/2 das gleiche wie das Dezimatieren mit einem Faktor von 2. Wie hier beschrieben, führt ein digitaler Signalverarbeitungsinterpolator oder einfach ”Interpolator” sowohl ein Aufsampeln als auch ein Filtern durch. Die Filtertransferfunktion in einem Interpolator kann der Einheitsgröße entsprechen, wobei der Interpolator einem Aufsampler allein entspricht.
f. Feinverzögerungsspeicher
Der Ausgang des ersten Interpolators T-312 ist an eine zweite Verzögerungseinheit T-314 gelegt, die jeden Abtastwert um N_F (T_0/4) verzögert (N_F ist eine ganze Zahl). Wie vorstehend erläutert, entspricht N_F dem Feinverzägerungsanteil der gewünschten gesamten Zeitverzögerung. Somit wird eine Grobverzögerung von N_CT_E in der Verzögerungseinheit T-302 an eine Auflösung von einem Abtastwertintervall mit der Anfangswellensamplingrate gelegt, während eine Feinverzögerung N_F (T_0/4) von der Verzögerungseinheit T-314 an eine Auflösung einer 1/4-Periode der Sendesignalnennmittenfrequenz F₀ für Bandbreitenmodi 0 bis 4 und einer 3/4-Periode für Bandbreitenmodi 5 und 6 gelegt wird. Wenn die Anfangswellensamplerate vier Abtastwerten pro Zyklus von F₀ entspricht (d. h. wenn R_E = 4F₀ ist), führt die Verzögerungseinheit T-314 keine zusätzliche Zeitverzögerung ein. Der Phasenanteil (ϕ_D der gewünschten Gesamtzeitverzögerung (in der Apodisations/Phasenmultipliziereinheit angelegt) entspricht einer Phasendrehung auf der Nennmittenfrequenz, die zu einem Anteil der gewünschten Zeitverzögerung äquivalent ist, der geringer ist als (T_0/4).
g. Modulator
Der Ausgang der Verzögerungseinheit T-314 ist an einen Modulator T-316 angeschlossen. Im Multiplikator T-318 des Modulators T-316 wird eine Modulation der Anfangswelle durch S₀ durch Multiplikation mit exp(jnΠ/2), wobei n dem Sampleindex entspricht, realisiert. Diese Ausführungsform in bezug auf die Auswahl einer Zwischensamplerate (nach dem ersten Interpolator) von vier Abtastwerten pro Zyklus von F₀ ist vorteilhaft, da dann exp(jΠn/2) nur die Werte (–1,0,1) annimmt. Die Multipliziereinheit T-318 kann somit sehr einfach in Hardware durch geeignete Additions- und Subtraktionsoperationen realisiert werden. Bei einer anderen Ausführungsform kann die Zwischensamplerate auf zwei Abtastwerte pro Zyklus von F₀ gesetzt werden.
Im Funktionsblock T-320 des Modulators T-316 übernimmt der Sendeprozessor den Realteil des modulierten Signalausganges der Multipliziereinheit T-318. Bei der Hardwareverwirklichung können die Blöcke T-318 und T-320 kombiniert werden, so daß die Multipliziereinheit T-318 in einfacher Weise keinen der Inphase- oder Quadraturabtastwerte erzeugt, der vom Block T-320 verworfen wird.
Der Signalweg in 3 vom SOT-Signal über den Block T-320 verläuft vom Konzept her parallel für jeden Strahl, der von der Wandleranordnung erzeugt wird, so daß in wirksamer Weise separate Kanäle zur Verfügung gestellt werden (bei der Realisierung werden die unterschiedlichen Strahlen über einen gemeinsamen Satz von Hardware verschachtelt). Im Summierer T-322 des Modulators T-316 werden alle Strahlen entschachtelt und überlagert. Das Ergebnis wird über einen Filter h3 bandpaßgefiltert und als Block T-324 des Modulators T-316 kommentiert. Der Filter h3 ist ein Bandpaßfilter, der dazu verwendet wird, Energie auf 0 Hz und auf Bildfrequenzen zu verzögern, die vom Filter h2 nicht ausreichend reduziert wurden.
h. Interpolator 2
Der Ausgang des Modulators T-316 wird dann vom zweiten Interpolator T-326 auf die DAC-Eingangssamplefrequenz F_S aufgesampelt. Die Interpolation wird durchgeführt, indem das Signal durch den Faktor K_u2 aufgesampelt und das Ergebnis über einen Filter h4 tiefpaßgefiltert wird. Allgemein gilt K_u2 = F_S/4F₀ = F_S/K_u1R_E. Der Filter h4 wird dazu verwendet, unerwünschte Bilder auszufiltern, nachdem das Signal auf die DAC-Samplefrequenz aufgesampelt worden ist. Die Ausgestaltung von Interpolationsfiltern und Interpolatoren ist bekannt.
i. DAC-Kodierer
Der Ausgang des Interpolators T-326 wird vom Kodierer T-328 in die für den DAC T-121 (1B) erforderliche Form kodiert und diesem zugeführt. Der Kodierer T-328 begrenzt ferner die gefilterten Daten auf den zur Verfügung stehenden DAC-Bereich.
Der Signalweg von 3 bildet eine Pipeline, in der abstromseitige Einheiten frühere Abtastwerte der Welle zur gleichen Zeit bearbeiten können wie aufstromseitige Einheiten spätere Abtastwerte der Welle verarbeiten. Obwohl derartige Operationen parallel verlaufen und sich in der Verarbeitungszeit überlappen, werden die aufstromseitigen Einheiten hier noch so bezeichnet, daß sie ihre Funktionen ”vor” den abstromseitigen Einheiten ausführen. Während das ”Pipelining” von Funktionen bevorzugt wird, kann bei einer anderen Ausführungsform ein digitaler Sendestrahlformer sequentiell verwirklicht werden, wobei jeder Schritt in seiner Vollständigkeit für die gesamte Impulswelle durchgeführt wird, bevor der nächste Schritt durchgeführt wird. Zwischenausführungsformen sind auch möglich.
2. Hardwareverwirklichung des Signalverarbeitungsweges
Wie vorstehend erläutert, können diverse Funktionen von verschiedenen funktionalen Einheiten, die in 3 gezeigt sind, in der Realisation kombiniert werden, um die Menge der Hardware zu reduzieren, die zur Verwirklichung der verbundenen Funktionen erforderlich ist. Ferner wird in einigen Situationen das in 3 dargestellte Funktionskonzept auf einen einfachen Fall reduziert, der unter Einsatz von geringer oder überhaupt keiner Hardware realisiert werden kann. Bevor die lokalen Steuerprozessoren für den Signalweg der 3 beschrieben werden, ist es von Vorteil, einige Aspekte der Hardwarerealisation des Signalweges zu verstehen.
4 ist ein Blockdiagramm einer bevorzugten Realisation der Vorrichtung T-400, die zwei digitale Mehrkanalsendeprozessoren des Sendestrahlformersystems T-102 verwirklicht. Die paarweise Anordnung von Prozessoren ermöglicht eine vorteilhafte Aufteilung einer gewissen Hardware, wie nachfolgend deutlich wird. Ein Anteil des Sendepaares gemäß 4 wird auf einem einzigen Chip hergestellt.
Wie man 4 entnehmen kann, enthält der Anfangswellensamplespeicher T-410 die Anfangswelleninformation für sämtliche Strahlen in beiden Sendeprozessoren. Die Samplewerte werden über einen I/O-Prozessor T-402 (nachfolgend beschrieben) in Abhängigkeit vom Eingeben der Abtastwerte durch das zentrale Steuersystem C-104 in den Anfangswellensamplespeicher T-410 eingeschrieben. Der Speicher T-410 ist in der Form einer Vielzahl von Doppelwörtern oder von doppelt so vielen Einzelwörtern organisiert und, wie vom zentralen Steuersystem gesehen, ist im gleichen Adreßraum wie die Parameterregister im I/O-Prozessor T-402, der nachfolgend beschrieben wird, mit Speicherkarten versehen. Der Speicher kann jede Kombination von realen und/oder komplexen Wellenformen variierender Länge enthalten, solange wie die von den gespeicherten Wellenformen besetzte Gesamtlänge geringer ist als der zur Verfügung stehende Gesamtspeicherraum oder diesem entspricht.
Einzelne Anfangswellenabtastwerte werden mit der Anfangswellensamplerate R_E, die für jeden Strahl von beiden Sendeprozessoren gleich ist und von F₀ und N_B abhängt, aus dem Speicher T-410 gelesen. Da Mehrfachstrahlwellenabtastwerte in einer zeitlich verschachtelten Weise aus dem Speicher T-410 gelesen werden, wird bei allen in Tabelle 1 aufgeführten Verarbeitungsmodi der Hardwareeinsatz maximiert, indem die maximale Speicherdatenrate von R_D = 2 R_EN_B Abtastwerten pro Zeiteinheit verwendet wird.
Während der Phasenanteil eines jeden aus dem Speicher T-410 gelesenen komplexen Abtastwertes dem ϕ_E-Eingang des Phasen- und Frequenzprozessors T-418 zugeführt wird, wie nachfolgend beschrieben, wird der Größenanteil M_E der Apodisations- und Phasenmultipliziereinheit T-420 zugeführt. Die Apodisations- und Phasenmultipliziereinheit T-420 empfängt ferner vorberechnete Apodisationswerte vom I/O-Prozessor T-402 (durch den Sendeprozessor und die Strahlzahl verschachtelt) und Phasenausgangssignale ϕ des Phasen- und Frequenzprozessors T-418 in einem In-Phasen-Quadratur(I/Q)-Format (verschachtelt durch Sendeprozessor und Strahlzahl). Die Apodisations- und Phasenmultipliziereinheit T-420 wandet zur gleichen Zeit, in der sie die Größe M_E mit dem Apodisationswert multipliziert und zur Phase addiert, um die Verzögerungen und die Phasenrampe zu berücksichtigen, jeden Samplewert vom Größen/Phasen-Format M_Eexp(jϕ_E) in das I/Q-Format M_Ecos(ϕ_E) + jM_Esin(ϕ_E) um. Das Ausgangssignal der Apodisations- und Phasenmultipliziereinheit T-420 wird mit einer Rate von 4 R_EN_K Werten pro Zeiteinheit erzeugt, und zwar mit I- und Q-Werten vom Sendeprozessor und von der Strahlzahl verschachtelten Werten. Diese Werte werden an diesem Punkt in zwei parallele Sequenzen getrennt, wobei die Werte für den Sendeprozessor 0 vom Sendeprozessor 0 Weg und die Werte für den Sendeprozessor 1 vom Sendeprozessor 1 Weg verwendet werden. Die einzelnen Sendeprozessorausgangssignale werden daher jeweils mit einer Rate von 2R_EN_B in einer Form zur Verfügung gestellt, die mit der Strahlzahl und den I/Q-Werten verschachtelt ist. An diesem Punkt werden nur die Funktionsblöcke für den restlichen Teil des Sendeprozessors 0 beschrieben, da die Funktionsblöcke für den restlichen Teil des Sendeprozessors 1 identisch sind.
Das Ausgangssignal der Apodisations- und Phasenmultipliziereinheit T-420 für den Sendeprozessor 0 wird einem Block T-422 zugeführt, der die Funktionen des ersten Interpolators T-312 und der Feinverzögerungseinheit T-314 (3) einschließlich des Tiefpaßfilters h2 durchführt. Insbesondere führt er das Aufsampeln über K_u1, die Feinverzögerung über N_F und das Filtern über h2 und einen Teil der Re{}(Realteil) Funktion durch, und zwar alle zusammen. Das Aufsampeln über K_u1, das theoretisch das Einsetzen von (K_u1 – 1) Nullen zwischen den Abtastwerten jeder Welle eines jeden Strahles erfordert, wird in einfacher Weise durch Beobachten der Inhalte von innern Pipeline-Registern mit einer Rate von K_u1 mal der Rate, mit der die Beschickung stattfindet, durchgeführt.
Der Verarbeitungsblock T-422 muß nicht sowohl eine In-Phasen(I)- als auch eine Quadratur(Q)-Komponente für jeden Ausgangsabtastwert erzeugen. Durch die hiernach beschriebene Auswahl der Modulationsfrequenz und die Tatsache, daß es ausreicht, nur die von der Re{}-Funktion geforderten In-Phasen-Werte zu berechnen, muß für jeden Ausgangsabtastwert nur eine I- oder Q-Komponente alternierend erzeugt werden, wie dem Fachmann bekannt ist.
Das Ausgangssignal des Blocks T-422 trägt K_u1 R_EN_B 4F₀N_B-Abtastwerte pro Zeiteinheit, die mit der Strahlzahl verschachtelt sind. Die Verarbeitungsmodi der Sendeprozessoren T-104 ermöglichen einen Kompromiß an diesem Punkt zwischen der Sendesignalnennmittenfrequenz F₀ und der Anzahl der Strahlen N_B.
Der Verarbeitungsblock T-424 führt sämtliche Funktionen des Modulators T-316 durch (3). Die Modulation über F₀ sowie die Re{}-Funktion werden vollständig durch eine selektive Negationsoperation (nicht gezeigt) im Signalweg erreicht. Dies ist möglich, weil die Modulationsfrequenz an diesem Punkt auf den vierfachen Wert der Samplerate fixiert wurde.
Der Ausgang des Verarbeitungsblocks T-424 ist über den Strahl verschachtelt. Er besitzt noch eine Datenrate von 4 F₀N_B Abtastwerten pro Zeiteinheit, wobei es sich hierbei nur um Realwerte handelt. Der Verarbeitungsblock T-424 summiert dann die verschachtelten Werte für die unterschiedlichen Strahlen, um einen zusammengesetzten Abtastwert für den Sendeprozessor zu erzeugen. Sämtliche vom Sendeprozessor erzeugten N_B-Wellen sind an diesem Punkt überlagert. Der Verarbeitungsblock T-424 führt dann in herkömmlicher Weise das Filtern über h3 am zusammengesetzten Samplestrom durch.
Das Ausgangssignal des Verarbeitungsblocks T-424, das mit einer Realwert-Samplerate von 4F₀ erscheint, wird dem zweiten Interpolatorblock T-426 zugeführt. Wie bei dem Aufsampler im Verarbeitungsblock T-422 aufsampelt der Interpolator T-426 die Eingangssamplerate auf 4K_u2F₀ = F_S, indem er einfach die Ausgangswerte mit einer Rate von F_S aus den Eingangswerten erzeugt, die in Pipeline-Register (nicht gezeigt) im Block T-426 mit der Eingangssamplerate 4F_C getaktet wurden. Das Signal wird dann über h4 gefiltert.
Der Ausgang des zweiten Interpolators T-426 ist an den Eingang eines Kodier/DAC-Blockes T-428 angeschlossen und wird mit der vollständigen DAC-Samplingfreguenz von F_S versehen. Der Kodierer/DAC T-426 wird in größeren Einzelheiten nachfolgend beschrieben.
3. Lokale Steuerprozessoren
Die Vorrichtung der 4 umfaßt ferner einen I/O-Prozessor T-402, der das Auslesen und Einschreiben sämtlicher programmierbarer Quellen in der Vorrichtung handhabt. Ferner berechnet der I/O-Prozessor einige Parameter während einer Vorrechenoperation vor einem jeden Sendeereignis. Die gesamte Eingabe von Parametern in die Vorrichtung T-400 erfolgt vom zentralen Steuersystem C-127 über einen multiplexierten Adreß/Daten-Bus T-406 im Kartenspeicherparameterregister, die funktional im I/O-Prozessor T-402 angeordnet sind. Einige der Register sind vom zentralen Steuersystem C-104 pro Strahl und pro Sendeprozessor programmierbar, während andere nur für das Sendeprozessorpaar programmierbar sind. Noch andere Parameterregister im I/O-Prozessor T-402 (wie K_u1, N_C, N_F und ϕ_D) besitzen einen Inhalt, der vor jedem Sendeereignis vom I/O-Prozessor T-402 vorberechnet wurde.
Die beiden Prozessoren im Prozessorpaar T-400 teilen sich ferner einen gemeinsamen Speicheradressen- und Verzögerungsprozessor T-416 und einen gemeinsamen Phasen- und Frequenzprozessor T-418. Der Speicheradressen- und Verzögerungsprozessor T-416 empfängt das SOT-Signal sowie die Anfangswellensamplestartadressen (pro Strahl und pro Sendeprozessor), die Wellenlängeninformation (pro Strahl und pro Sendeprozessor) und die Grobverzögerungen N_C (Pro Strahl und pro Sendeprozessor) vom I/O-Prozessor T-402. Er stellt Adressen auf einem Samplespeicheradreßbus T-414 zur Verfügung, um Anfangswellenabtastwerte in einer Weise auszulesen, die über den Sendeprozessor, den Strahl und über Größen/Phasenwerte verschachtelt ist.
Der Phasen- und Frequenzprozessor T-418 empfängt das SOT-Signal vom zentralen Steuersystem C-104 sowie die Eingangssamplephasen ϕ_E, die vom Samplespeicher T-410 ankommen. Vom I/O-Prozessor T-402 empfängt er die Frequenz-Vernier-Faktoren v (pro Strahl und pro Sendeprozessor), den Phasenanteil ϕ_D der Verzögerungswerte (pro Strahl und pro Sendeprozessor) und K_u1 (Konstante für alle Strahlen in beiden Sendeprozessoren). Die Eingangssamplephasenwerte kommen vom Wellensamplespeicher T-410 mit einer Rate von 2 R_EN_B an, und zwar über den Sendeprozessor und Strahl verschachtelt. Der Phasen- und Frequenzprozessor T-418 multiplext die v-Faktoren in einer Weise, die der verschachtelten Anordnung der ϕ_E's entspricht, und multiplext die ϕ_D's in der gleichen Weise.
Die Steuerprozessoren T-402, T-416 und T-418 werden nunmehr in größeren Einzelheiten beschrieben. Der Steuerlogikblock C-125 repräsentiert die Timing- und Steuerlogik, die die verschiedenartigen niedrigpegeligen Signalwegkomponenten in der Hardwareausführungsform der 4 betreibt. Diese Logik ist herkömmlich und muß nicht beschrieben werden.
a. I/O-Prozessor
5 ist ein Funktionsblockdiagramm des I/O-Prozessors T-402 (4). Er umfaßt eine Parameterregisterbank T-502, einen Apodisationpräprozessor T-504, einen Verzögerungspräprozessor T-506 und eine I/O-Steuereinheit T-508. Sämtliche Parameterregister T-502 und sämtliche Wellensamplespeicher-T-410-Lokationen in sämtlichen Sendern sind, vom zentralen Steuersystem C-104 (4) aus gesehen, im gleichen Adreßraum kartenmäßig gespeichert. Das zentrale Steuersystem C-104 kommuniziert mit den Sendeprozessoren (sowie mit anderen Komponenten im Strahlformersystem R-22) über ein Paar von Systembussen, und eine Schnittstellenlogik (nicht gezeigt) kombiniert eingegebene Informationen von beiden Systembussen auf den Adreß/Datenbus T-406 für die einzelnen Sendeprozessorpaare.
Die Prozeduren zum Eingeben der Parameter enthalten eine Reihe von Techniken, die die erforderliche Overhead-Zeit minimieren und auf diese Weise die Zeit minimieren, die zum Aktualisieren der Parameter zwischen Sendeereignissen und zum Maximieren der Bildfolge erforderlich ist. Beispielsweise kann das zentrale Steuersystem C-104 in einem Übertragungsmodus arbeiten, gemäß dem die gleiche Information in alle Sendeprozessorpaare T-400 eingeschrieben wird. Der Übertragungsmodus ist beispielsweise zum Eingeben von Anfangswellenabtastwerten in sämtliche Sendeprozessoren in Fällen geeignet, bei denen die Daten für alle Sendeprozessoren gleich sind. Bei einem anderen Beispiel kann das zentrale Steuersystem C-104 die gleichen Daten gleichzeitig in Register schreiben, die sämtlichen Strahlen von einem oder beiden Sendeprozessoren in einem Sendeprozessorpaar zugeordnet sind. Das Sendeprozessorpaar T-400 umfaßt ein selbsttätiges Registeradresseninkrementmerkmal, gemäß dem das zentrale Steuersystem C-104 an sequentielle Adressen schreiben kann, ohne eine neue Adresse für jeden Schreibvorgang spezifizieren zu müssen. Die Adressen für die Parameterregister werden so ausgewählt, daß von diesem Merkmal in vorteilhafter Weise Gebrauch gemacht werden kann. Die Parameterinformationen können nur zwischen Sendeereignissen in die Sendeprozessoren eingegeben werden.
Die vom zentralen Steuersystem C-104 in den I/O-Prozessor eingegebenen Parameter umfassen die Anfangswellenabtastwerte (separat pro Strahl und pro Sendeprozessor), die Anfangswellensamplestartadresse, die Länge und den Typ (real oder komplex) (Einsatz pro Strahl pro Sendeprozessor), den Interpolationsfaktor K_u2 und die Anzahl der Strahlen N_B (Einsatz pro Sendeprozessorpaar), das Filterprogramm für die Filter h2, h3 und h4 (eine Programmierung pro Filter pro Sendeprozessorpaar), den Frequenz-Vernier-Faktor v und einen anderen Frequenz-Vernier-Faktor v_d zusammen mit einer Auswahl, welcher zur Berechnung des Phasenrampenwertes zu verwenden ist (ein Satz pro Strahl pro Sendeprozessor), einen gemeinsamen Verzögerungsversatzwert (ein Wert pro Sendeprozessorpaar), einen Verzögerungswert und einen willkürlichen zusätzlichen programmierten Phasenwert (ein Satz pro Strahl pro Sendeprozessor), einen Apodisationswert (ein Wert pro Strahl pro Sendeprozessor), Verzögerungskalibrierungswerte (acht Werte pro Strahl pro Sendeprozessor), Apodisationskalibrierungswerte (acht Werte pro Strahl pro Sendeprozessor), eine Auswahl, welche Verzögerungs- und Apodisationskalibrierungswerte zu verwenden sind (eine Selektion pro Sendeprozessor), Gesamtsendeprozessorzuwachsmanagementwerte und eine Auswahl in bezug auf eine PW- oder CW-Signaloperation (eine Selektion pro Sendeprozessor). Die Kalibrierung wird nachfolgend beschrieben.
Jeder der Verzögerungswerte pro Strahl besitzt zwei Registeradressen: eine zum Initialisieren eines ”Verzögerungsansammlungsregisters” mit dem eingegebenen Wert und eine zum Sammeln des eingegebenen Wertes mit dem vorherigen Inhalt des Parameterregisters. Das zentrale Steuersystem überführt einen gewünschten Fokalbereich und Lenkwinkel in ein Verzögerungsprofil durch den Einsatz von Verzögerungsausgleichwerten, die auf einem dünnen Gitter von Bereichen und Lenkwinkeln vordefiniert sind. Dieses Gitter ist nur für Strahlen vordefiniert, die aus dem Mittelpunkt der Wandleranordnung stammen, so daß das zentrale Steuersystem Rechnungen durchführt, um das Gitter zum gewünschten Strahlursprung zu verschieben, wobei zwischen Sendeelementen interpoliert wird, falls erforderlich. Das zentrale Steuersystem interpoliert auch zwischen Lenkwinkeln auf dem Gitter, falls der gewünschte Lenkwinkel zwischen die Gitterwinkel fällt. Die Interpolation wird auch im Bereich durchgeführt, falls der gewünschte Fokalbereich zwischen Bereiche auf dem Gitter fällt. Die Berechnungen dieser Interpolation werden jedoch auf das zentrale Steuersystem und jeden Sendeprozessor aufgeteilt. Insbesondere skaliert das zentrale Steuersystem die beiden nächstgelegenen (im Bereich) Verzögerungsprofile mit den geeigneten Interpolationskoeffizienten und summiert diese, indem sie sie auf die Verzögerungssammelregister in der Parameterregisterbank T-502 überträgt.
Eingegebene Anfangswellenabtastwerte werden vom I/O-Prozessor T-402 in der gleichen Weise wie beim Empfang von Parameterinformationen empfangen. Die I/O-Steuereinheit T-508 bestimmt eine lokale Samplespeicheradresse von der vom zentralen Steuersystem C-104 spezifizierten Adresse und legt diese Adresse auf den Samplespeicheradreßbus T-414. Dieser führt die Sampledaten auf den Samplespeicherdatenbus T-415.
Jeder Impulssendung vom Senderpaar T-400 geht eine Vorberechnungsperiode voraus. Während der Vorberechnungsperiode wird der Apodisationspräprozessor T-504 mit den ausgewählten Apodisationswerten für die einzelnen zu erzeugenden Wellen, den ausgewählten Apodisationskalibrierungswerten für diese Wellen und einem Zuwachseinstellwert (einer der eingebenen Zuwachsmanagementwerte) versehen. Der Apodisationspräprozessor T-504 multipliziert diese Werte in herkömmlicher Weise, um ”vorberechnete Apodisationswerte” für jede von jedem Sendeprozessor zu erzeugende Welle zu erzeugen. Diese Werte werden in entsprechende zusätzliche Parameterregister T-502 eingeschrieben.
Während der Vorberechnungsperiode berechnet der I/O-Prozessor T-402 darüber hinaus den Wert K_u1 aus K_u1 = 4N_B/K_u2 mit Hilfe von nicht in 5 gezeigten Einrichtungen.
Während der Vorberechnungsperiode errechnet ferner der Verzögerungspräprozessor T-506 die drei Verzögerungskomponenten N_C, N_F und ϕ_D, und zwar einen Satz pro Strahl pro Sendeprozessor. Dies wird durchgeführt, indem der angesammelte Verzögerungswert im Verzögerungssammelregister, der programmierte Phasenwert und der einzelne Sendeprozessor, die Strahlpipeline sowie die Filterverzögerung des Signalweges berücksichtigt werden. Unter Ignorieren der Signalwegverzögerungen zur Vereinfachung berechnet der Verzögerungspräprozessor die Verzögerungsanteile N_C, N_F und ϕ_D durch Division in Bit-Worte hoher Ordnung, mittlerer Ordnung und niedriger Ordnung, wie vorstehend beschrieben.
Somit sind sämtliche Parameterregister T-502, die zur Erzeugung von N_B richtig geformten, verzögerten, apodisierten und modulierten Wellen in jedem Sendeprozessor erforderlich sind, vor dem Beginn der Wellenerzeugung beschickt oder vorberechnet worden.
b. Speicheradreß- und Verzögerungsprozessor
6 zeigt die Berechnungen, die vom Speicheradreß- und Verzögerungsprozessor T-416 durchgeführt wurden. Wie im Diagramm gezeigt, führt der Adreßprozessor T-416 die folgenden Funktionen durch. Beim SOT-Signal beginnt ein Zähler T-602 das Zählen in Einheiten von T_E = 1/R_E. Beide Sendeprozessoren besitzen die gleiche Zahl von Strahlen und Aufsamplingraten und teilen sich daher die gleiche Zählung. Die Momentanzählung wird mit N bezeichnet. Der Wert N_C für sämtliche Strahlen und beide Sendeprozessoren wird dann in verschachtelter Weise ausgewählt. Ein kompletter Zyklus von Strahlen und Prozessoren wird für jeden Wert N (d. h. für jede Periode R_E) zur Verfügung gestellt. Die I_C-Werte werden durch 2K_u1 dividiert (Teiler T-606) und vom Zählwert in einer zeitmultiplexten Weise subtrahiert (T-608). Diese Summe B entspricht der Gleichung B = N – N_C/2K_u1. B wird mit 0 (Komparator T-610) und mit der Anfangswellenlänge L verglichen, um zu bestimmen, ob der Speicher gelesen werden soll. Ein Abtastwert wird nicht gelesen, wenn B < 0 oder B ≥ L ist. Wenn aus dem Speicher gelesen wird, wird die Speicheradresse durch A = B + S zur Verfügung gestellt, wobei S die Startadresse der Anfangswelle ist. Diese Summe wird von der Summiereinheit T-616 ermittelt.
Jede Adresse des Hüllspeichers T-410 entspricht einem Doppelwort. Im Normalbetrieb repräsentieren die signifikantesten Bits (MSBs) die Amplitude und die am wenigstens signifikanten Bits (LSBs) die Phase. Anfangewellenabtastwerte können auch nur als reale Abtastwerte gespeichert werden, wobei die NSBs einen realen Abtastwert und die LSBs den nächsten realen Abtastwert repräsentieren. Auf den Speicher wird somit mit einer Rate von R_E Abtastwerten (realen oder komplexen Abtastwerten) pro Zeiteinheit für jeden Strahl eines jeden Sendeprozessors zugegriffen, was einer Gesamtdatenrate von R_D = 2N_BR_E Abtastwerten pro Zeiteinheit entspricht.
Die Speicherlese-Enablefunktion (T-610) kann direkt als Quelle von Anfangswellenabtastwerten anstelle des Speicherausgangssignales verwendet werden, wenn keine Flexibilität der programmierten Wellenabtastwerte gewünscht wird. Es können auch andere kompliziertere Realzeit-Berechnungsschemata anstelle des Speichers verwendet werden, um die Anfangswellenabtastwerte zur Verfügung zu stellen. Es wird jedoch die Verwendung eines Speichers als Quelle für die Wellenabtastwerte bevorzugt.
Die Berechnung der Adresse A berücksichtigt nicht das Vorzeichenbit von B. Dies ist akzeptierbar, da keine Abtastwerte aus dem Speicher glesen werden, wenn B negativ ist. Die Summe kann auch überfließen. Eine Anfangswellendarstellung kann sich daher um den Wellenspeicher herumwinden.
c. Phasen- und Frequenzprozessor
Die 7 zeigt die vom Phasen- und Frequenzprozessor T-418 an einem Strahl von einem Sendeprozessor durchgeführten Berechnungen. Bei der Verwirklichung kann die Hardware in der gleichen Weise wie die Verschachtelung der Werte ϕ_E, ähnlich 6, multiplext werden. Der Phasen- und Frequenzprozessor T-418 umfaßt einen Block T-702, der das Phasenrampeninkrement pro Abtastwert aus ϕ_R/n = K_u1(V – 1)/4 berechnet und das Ergebnis einem Akkumulator T-704 zuführt. Der Akkumulator T-704 addiert zu sich selbst den Ausgang des Blocks T-702 bei jedem R_E-Taktzyklus, was einem Mal für jeden Anfangswelleninformationsabtastwert für den Strahl und Sendeprozessor entspricht. Der Ausgang des Akkumulators T-704 beträgt ϕ_R und wird an einen Eingang eines Addiergliedes T-706 mit vier Anschlüssen gelegt. Die anderen drei Anschlüsse des Addiergliedes T-706 empfangen die Werte ϕ_E, ϕ_D und die programmierte Sendeprozessorphase. Der Summenausgang des Addiergliedes T-706 beträgt ϕ, der dann einer Sinus/Cosinus-Tabelle T-710 zugeführt wird. Die Sinus/Cosinus-Tabelle T-710 wird abwechselnd als Sinustabelle und als Cosinus-Tabelle betätigt. Der Ausgang der Sinus/Cosinus-Tabelle T-710 ist der Quadraturanteil sin(ϕ) von exp(jϕ), verschachtelt mit dem In-Phase-Anteil cos(ϕ) von exp(jϕ). Durch das Multiplexen der Hardware im Phasenprozessor T-418 werden sin(ϕ) und cos(ϕ) verschachtelt miteinander mit einer Datenrate von 2R_EN_B vollen ϕ-Werten pro Zeiteinheit vorgesehen. Insgesamt sind die ϕ-Werte über sin(ϕ) und cos(ϕ) durch die Sendeprozessorranzahl und die Strahlanzahl verschachtelt.
4. Ausgangssignalweg
a. Kodierer/DAC
Wie aus 4 hervorgeht, liegt der Ausgang des Verarbeitungsblocks T-426 in jedem Sendeprozessor an einem Kodierer/DAC T-428. Dieser Kodierer/DAC T-428 ist in 8 dargestellt. Wie aus 8 hervorgeht, werden die binären Eingangssamplewerte einem Kodierer T-802 zugeführt, der sie in die Form von sechs Thermometer-Code(gleichgewichtet)-MSBs, drei binären LSBs und einem Vorzeichenbit kodiert. Der Kodierer T-802 führt darüber hinaus entweder eine ratiometrische Kompression oder eine Begrenzung des Eingangssamplewertes durch, um den dynamischen Bereich auf den des kodierten Ausgangsschemas zu verengen.
Der kodierte Ausgang des Kodierers T-802 wird einem Paar von Stromausgangs-DACs T-804 und T-606 zugeführt, und zwar einem für positive Werte und einem für negative Werte. Der Vorzeichenausgang des Kodierers T-802 dient dazu, nur den geeigneten DAC in Betrieb zu nehmen. Obwohl in 8 nicht gezeigt, sind die Kodierer- und DAC-Bit-Schalter alle auf der gleichen integrierten Schaltung (IC) angeordnet wie der restliche Teil der in 4 gezeigten Schaltung. Die von den DAC-Schaltern betriebenen Widerstände und andere aktive Schaltungen zur Realisation der DACs T-804 und T-806 sind alle separat angeordnet. Die Auswahl von sechs Thermometer-kodierten Bits wird durchgeführt, um den Strom durch einen DAC-Schalter zu begrenzen, während die Auswahl von nur drei binär-kodierten Bits durchgeführt wird, um die Pin-Anzahl der IC zu minimieren, wenn die Stromantriebserfordernisse nicht groß sind. Der von jedem der Widerstände, die von den DAC-Schaltern eingeschaltet wurden, zugeführte Strom wird addiert, um den Ausgangsstrom des DAC zu bilden. Eine Bezugsspannung dient dazu, den Strom über die DAC-Widerstände einzustellen, und kann eingestellt werden, um die Verstärkung des DAC zu steuern.
Die gemischte Verwendung von Thermometer-kodierten DAC-Bits und binär gewichteten DAC-Bits zur Konstruktion eines DAC, die Einstellung von Bezugsspannungswerten zum Einstellen des Pegels des DAC-Ausgangs und die Summierung der von DAC-Schaltern ausgewählten Widerstandsströme zur Ausbildung des DAC-Ausgangsstromes sind einzeln bekannt. Nicht bekannt ist jedoch die hier beschriebene Art und Weise zur Verwendung in einem digitalen Ultraschallsendestrahlformer.
Der Ausgangssignalweg kann vollständig aus einem DAC bestehen, der direkt an ein Wandlerelement angeschlossen ist. Dies stellt jedoch keine bevorzugte Verwirklichung dar.
b. Ausgangsverstärker
Die von den DACs T-804 und T-806 zur Verfügung gestellten Differentialstromausgänge werden einem entsprechenden Paar von Stromverstärkern T-808 und T-810 zugeführt, um die Stromausgangserfordernisse DCAs zu reduzieren. Die Verstärkerausgänge sind an ein Paar von Hochspannungsausgangsstufen T-812 und T-814 gelegt, die die Differentialeingänge von einer der Wicklungen eines Transformators T-816 antreiben. Der mittlere Anschluß T-818 dieser Wicklung ist an die programmierbare Hochspannungsstromzuführung gelegt. Der Hochspannungspegel kann eingestellt werden, um die von der Hochspannungsstromversorgung abgezogene Energie zu steuern. Das Ausgangssignal wird einendig von der anderen Seite des Transformators übernommen. Dem Transformator folgt ein Ausgangsfilter T-820 zur Reduzierung der von den DACs erzeugten anderen Produkte. Das Signal wird dann den Sendedemultiplexern zugeführt.
Obwohl die Konstruktion von Stromverstärkern, die Verwendung von Hochspannungsausgangsstufen für Differentialantriebstransformatoren und die Verwendung und die Konstruktion von Transformatoren und Ausgangsfiltern im einzelnen herkömmlicher Art sind, sind sie bisher in der vorstehend beschriebenen Weise noch nicht in einem digitalen Ultraschallsendestrahlformer kombiniert worden.
Es sind auch andere weniger bevorzugte Ausführungsformen möglich, um die Kodierer/DAC/Stromverstärker-Funktionen durchzuführen, beispielsweise ein einendiger DAC, der einen einendigen Verstärker antreibt (der möglicherweise keinen Kodierer benötigt), oder andere DAC-Ausführungsformen (d. h. Thermometer plus R-2R, binär plus R-2R etc.). Andere DAC-Realisierungstechniken sind in Analog Devices, "Analog-Digital Conversion Handbook", 3. Ausgabe (1986) beschrieben. Durch Kombination dieser Funktionen in der hier beschriebenen Weise wird ein in großem Umfang programmierbarer digitaler Mehrkanalsender erhalten.
5. Kalibrierung
Der Sendemultiplexer T-106 (1A) ermöglicht den Anschluß von Sendern an unterschiedliche Wandler. Wie vorstehend erwähnt, umfassen die Parameterregister T-502 (5) Register zum Speichern von Apodisationskalibrierungswerten und Register zum Speichern von Phasenkalibrierungswerten. Somit können Kalibrierungswerte gespeichert werden, um Variationen im Zuwachs unter Verzögerung für diverse Analogsendewegbedingungen zu kompensieren. Dies ist vorteilhaft, da sich die aktive Öffnung während einer Abtastung über die Stirnseite der Wandleranordnung bewegen kann, was unterschiedliche Elementenanschlüsse erfordert. Bei unterschiedlichen Sendevorgängen in einer Abtastung können ebenfalls unterschiedliche Sendefrequenzen Verwendung finden, die auch die Kalibrierungswerte beeinflussen können. Durch Vorkalibrieren der Sender für jeden der möglichen Anschlüsse und/oder für jede der möglichen Frequenzen, die bei einer speziellen Abtastung Verwendung finden, braucht nur vom zentralen Steuersystem C-104 zu den Sendern vor einem jeden Sendevorgang der Abtastung ein Kalibrierungsregisterauswahlsignal gesendet zu werden.
Um die Sender zu kalibrieren, betätigt das zentrale Steuersystem C-104 die Sendedemultiplexer T-106 so, daß sie die Sender elektrisch an einen Kalibrierungsempfänger koppeln. Zuerst wird ein erster Anschluß ausgewählt und von einem einzigen Sender gesendet. Der Ausgang des Kalibrierungsempfängers wird dem zentralen Steuersystem C-104 zurückgeführt, die die Information benutzt, um die geeigneten Phasen- und Apodisationskorrekturen in die Phasen- und Apodisationskalibrierungsregister für den ausgewählten Sender und die Anschlußauswahl einzuschreiben. Dieser Prozeß wird für jede Anschlußanordnung in jedem Sender und, falls gewünscht, für jede Sendefrequenz, die bei der Abtastung verwendet wird, wiederholt.
Während der Abtastung kann das zentrale Steuersystem C-104 die Auswahl eines Kalibrierungsregisters spezifizieren, wobei entweder ein Gruppenkonfigurationsmodus oder ein Einzelkonfigurationsmodus Verwendung findet. Sein Gruppenkonfigurationsmodus berechnen sämtliche Sender ihren eigenen Konfigurationsregisterauswahlwert. Das zentrale Steuersystem C-104 sendet einen Parameter an sämtliche Sender zur Spezifizierung der Position der Öffnung über die Wandleranordnung für das nächste Sendeereignis. Jeder Sender benutzt diesen Wert zusammen mit seiner eigenen Position in der Gesamtwandleranordnung, um einzeln seinen eigenen Kalibrierungsregisterauswahlwert zu berechnen.
Im Einzelkonfigurationsmodus bestimmt das zentrale Steuersystem C-104 eine Kalibrierungsregisterauswahl für jeden Sender und gibt die Auswahlwerte in Parameterregister in jedem der Sendeprozessoren ein.
Die Sender ermöglichen eine frequenzabhängige Kalibrierung pro Wandlerelement. Jedes Element in einer Wandleranordnung besitzt ein gemessenes Frequenzansprechvermögen (und/oder besitzt das gemessene Frequenzansprechvermögen seines Analogsignalweges), das verarbeitet wird, um ein inverses Korrekturimpulsansprechvermögen zu erzeugen und zu speichern. Die zentrale Steuerung kombiniert diese Korrekturimpulsansprache mit der gewünschten Anfangswelle des Senders und gibt die korrigierte Anfangswelle in die Anfangswellensamplespeicher für jeden Sender ein. Alternativ dazu können die Korrekturansprache und die gewünschte Ansprache mit Off-line-Einrichtungen kombiniert werden, in welchem Fall die zentrale Steuerung nur die korrigierte Anfangswelle eingeben muß.
Die vorstehende Beschreibung von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung dient lediglich zum Zwecke der Darstellung und Erläuterung. Sie ist in keiner Weise erschöpfend oder beschränkt die Erfindung auf die offenbarten genauen Ausführungsformen. Viele Modifikationen und Variationen sind für den Fachmann offensichtlich. Die Ausführungsformen wurden ausgewählt und beschrieben, um die Prinzipien der Erfindung und deren praktische Anwendung am besten zu erläutern. Andere werden hierdurch in die Lage versetzt, die Erfindung für verschiedene Ausführungsformen und verschiedene Modifikationen, wie sie für den speziellen vorgeschlagenen Gebrauch geeignet sind, zu verstehen. Der Umfang der Erfindung wird durch die nachfolgenden Ansprüche mit entsprechenden äquivalenten Lösungen festgelegt.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

US 4881190 [0006]

Zitierte Nicht-Patentliteratur

Tektronix, ”Test and Measurement Product Catalog 1994”, Seiten 337–359 [0006]
DAC-Realisierungstechniken sind in Analog Devices, ”Analog-Digital Conversion Handbook”, 3. Ausgabe (1986) [0134]

Claims

Ultraschallsendestrahlformervorrichtung mit einer Quelle von Anfangswellenabtastwerten für eine erste Ausgangswelle; einem Ultraschallwandler; und einem ersten Signalweg zwischen der Quelle der Anfangswellenabtastwerte und dem Ultraschallwandler, der in Abhängigkeit von den Anfangswellenabtastwerten dem Wandler die erste Ausgangswelle zuführt und mindestens eines der nachfolgenden Elemente umfaßt; einen Auf-Sampler, einen Interpolator, einen Modulator, ein Zeitverzögerungselement und ein Phasenrotationselement.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das mindestens eine Element einstellbar ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle der Anfangswellenabtastwerte einen Speicher umfaßt, in den die Anfangswellenabtastwerte einschreibbar sind.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalweg einen Modulator umfaßt, der die Anfangswellenabtastwerte im ersten Signalweg über eine gewünschte Frequenz moduliert.
Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator einen Phasenrotator umfaßt.
Vorrichtung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalweg des weiteren ein Filter in Verbindung mit dem Modulator umfaßt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Signalweg des weiteren einen Digital-Analog-Wandler mit einer Eingangssamplerate F_S und einen Auf-Sampler umfaßt, der die Samplerate der Abtastwerte im ersten Signalweg vor dem Digital-Analog-Wandler auf eine Samplerate von F_S erhöht.
Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalweg des weiteren ein Filter in Verbindung mit dem Auf-Sampler aufweist.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Signalweg einen Digital-Analog-Wandler mit einer Eingangssamplerate F_S und einen Auf-Sampler umfaßt, der die Samplerate der Abtastwerte im ersten Signalweg vor dem Digital-Analog-Wandler auf eine Samplerate von F_S erhöht.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalweg des weiteren ein Filter in Verbindung mit dem Auf-Sampler aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalweg des weiteren ein Filter in Verbindung mit dem Auf-Sampler umfaßt.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Signalweg einen Digital-Analog-Wandler mit einer Eingangssamplerate F_S aufweist und daß die Anfangswellenabtastwerte eine Sampleperiode besitzen, die aus einer vorgegebenen Vielzahl von zur Verfügung stehenden Vielfachen von 1/F_S in bezug auf den ersten Signalweg spezifizierbar ist.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Signalweg einen Digital-Analog-Wandler mit einer Eingangssamplerate F_S aufweist, wobei die erste Ausgangswelle eine zugehörige Trägerfrequenz F_C besitzt, die etwa einem Faktor v mal einer Nennmittenfrequenz F₀ entspricht, und wobei F₀ aus einer vorgegebenen Vielzahl von zur Verfügung stehenden Bruchteilen von F_S in bezug auf den ersten Signalweg spezifizierbar ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Anfangswellenabtastwerte zu regelmäßigen diskreten Zeiten mit einer Rate R_E auftreten, wobei der erste Signalweg umfaßt: den Modulator, der Abtastwerte im ersten Signalweg über eine gewünschte Frequenz moduliert, und den Auf-Sampler, der dem Modulator vorausgeht und die Samplerate von Abtastwerten im ersten Signalweg um einen Faktor n = 4F₀/R_E erhöht, wobei n eine spezifizierbare ganze Zahl, die nicht geringer ist als 1, ist.
Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Signalweg des weiteren ein Filter in Verbindung mit dem Auf-Sampler aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß v in bezug auf den ersten Signalweg aus einem im wesentlichen kontinuierlichen Bereich, der zwischen 0 und 2 liegt, spezifizierbar ist.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Ausgangswelle eine zugehörige Trägerfrequenz besitzt, die einem Faktor v mal einer Nennmittenfrequenz F₀ entspricht, und daß der erste Signalweg so spezifizierbar ist, das er in einem einer Vielzahl von vordefinierten Verarbeitungsmodi arbeitet, wobei jeder dieser Verarbeitungsmodi einen entsprechenden Parametersatz definiert, der mindestens die Nennmittenfrequenz F₀ und die normalisierte Nennmittenfrequenz-AnfangswellenSamplerate R_E/F₀ umfaßt, und wobei die Verarbeitungsmodi einen Kompromiß zwischen F₀ udn R_E/F₀ wiedergeben.
Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Verarbeitungsmodi ein entsprechendes Parameterpaar F₀, R_E/F₀ vordefiniert, wobei jeder erste Verarbeitungsmodus, der einen geringeren Wert F₀ besitzt als ein zweiter Verarbeitungsmodus, auch einen größeren Wert R_E/F₀ als der zweite Verarbeitungsmodus aufweist.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anfangswellenabtastwerte eine aus einer Vielzahl von ersten Signalwegwellen, die im ersten Signalweg zur Erzeugung der ersten Ausgangswelle überlagert sind, definieren, wobei jede j-te der ersten Signalwegwellen in der ersten Ausgangswelle mit einer entsprechenden Trägerfrequenz erzeugt wird, die einem entsprechenden Faktor v_j mal einer gemeinsamen Nennmittenfrequenz F₀ entspricht, und daß der erste Signalweg so spezifizierbar ist, daß er in einem einer Vielzahl von vordefinierten Verarbeitungsmodi arbeitet, wobei jeder der Verarbeitungsmodi einen entsprechenden Parametersatz definiert, der mindestens die Nennmittenfrequenz F₀ und die maximale Zahl N_B der ersten Signalwegwellen, die der erste Signalweg überlagern kann, um die erste Ausgangswelle zu erzeugen, umfaßt, wobei die Verarbeitungsmodi einen Kompromiß zwischen F₀ und N_B wiedergeben.
Vorrichtung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Verarbeitungsmodi ein entsprechendes Parameterpaar F₀, N_B vordefiniert, wobei jeder erste Verarbeitungsmodus einen geringeren Wert N_B besitzt als ein zweiter Verarbeitungsmodus und einen größeren Wert F₀ aufweist als der zweite Verarbeitungsmodus.
Vorrichtung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Anfangswellenabtastwerte alle aus der Vielzahl der ersten Signalwegwellen definieren.
Vorrichtung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß v_j für unterschiedliche Werte j in bezug auf den ersten Signalweg unterschiedlich spezifizierbar ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 19 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Signalweg umfaßt; einen ersten Abschnitt, der eine erste Verarbeitung für sämtliche der ersten Signalwegwellenformen durchführt; und ein Addierglied abstromseitig des ersten Abschnittes, das die ersten Signalwegwellen überlagert, wobei der erste Abschnitt die erste Verarbeitung in zeitlich verschachtelter Weise unter sämtlichen ersten Signalwegwellen durchführt.
Vorrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Abschnitt die erste Verarbeitung mit einer ersten Samplerate pro Welle durchführt und daß der erste Signalweg des weiteren umfaßt: einen Auf-Sampler abstromseitig des Addiergliedes; und einen zweiten Abschnitt, der eine zweite Verarbeitung für die überlagerten Wellen mit einer zweiten Samplerate durchführt, die höher ist als die erste Samplerate pro Welle.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anfangswellenabtastwerte eine einer Vielzahl von ersten Signalwegwellen, die im ersten Signalweg überlagert sind, zur Erzeugung der ersten Ausgangswelle definiert, und daß der erste Signalweg so spezifizierbar ist, daß er in einem einer ersten Vielzahl von vordefinierten Verarbeitungsmodi arbeitet, wobei jeder der Verarbeitungsmodi einen entsprechenden Parametersatz definiert, der mindestens eine maximale Zahl N_B der ersten Signalwegwellen, die der erste Signalweg überlagern kann, um die erste Ausgangswelle zu erzeugen, und eine AnfangswellenSamplerate R_E umfaßt, und wobei die Verarbeitungsmodi einen Kompromiß zwischen N_B und R_E wiedergeben.
Vorrichtung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Anfangswellenabtastwerte mit der Samplerate R_E eine der Vielzahl N_B der ersten Signalwegwellenformen definieren und daß jeder der Verarbeitungsmodi ein entsprechendes Parameterpaar N_B, R_E vordefiniert, wobei jeder erste Verarbeitungsmodus, der einen kleineren Wert N_B besitzt als ein zweiter Verarbeitungsmodus, auch einen größeren Wert R_E aufweist als der zweite Verarbeitungsmodus.
Vorrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle der Anfangswellenabtastwerte einen Speicher zum Speichern sämtlicher Werte der Vielzahlen der Anfangswellenabtastwerte umfaßt und daß der erste Signalweg einen ersten Abschnitt aufweist, der die Anfangswellenabtastwerte für die Vielzahl der ersten Signalwegwellen mit einer Samplerate von k N_B R_E verarbeitet, wobei k für sämtliche Verarbeitungsmodi konstant ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 25 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß jede j-te erste Signalwegwelle in der ersten Ausgangswelle mit einer entsprechenden Trägerfrequenz F_C erzeugt wird, die einem entsprechenden spezifizierbaren Faktor v_j mal einer gemeinsamen Nennmittenfrequenz F₀ entspricht, und daß die erste Vielzahl der vordefinierten Verarbeitungsmodi ein Untersatz einer zweiten Vielzahl von vordefinierten Verarbeitungsmodi, in denen der erste Signalweg zum Operieren spezifizierbar ist, ist und jeder Verarbeitungsmodus in der zweiten Vielzahl von Verarbeitungsmodi einen entsprechenden Parametersatz definiert, der mindestens (1) N_B, (2) F₀ und (3) die normalisierte Nennmittenfrequenz-Anfangswellen-Samplerate R_E/F₀ umfaßt, wobei die Verarbeitungsmodi einen Kompromiß zwischen N_B, F₀ und R_E/F₀ wiedergeben.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anfangswellenabtastwerte mindestens eine einer Vielzahl N_B von ersten Signalwegwellen zur Erzeugung der ersten Ausgangswelle bilden, wobei die Anfangswellenabtastwerte, die der j-ten der ersten Signalwegwellen zugeordnet sind, in der ersten Ausgangswelle mit einer entsprechenden Trägerfrequenz erzeugt werden, die einem entsprechenden Faktor v_j mal einer gemeinsamen Nennmittenfrequenz F₀ entspricht, wobei jede der ersten Signalwegwellen mit einer Rate R_E spezifiziert ist und wobei der erste Signalweg so spezifizierbar ist, daß er in einem einer Vielzahl von Verarbeitungsmodi operiert, der einen entsprechenden Parametersatz definiert, welcher mindestens (1) die Maximalzahl N_B der ersten Signalwegwellen, die der erste Signalweg zur Erzeugung der ersten Ausgangswelle überlagern kann, (2) F₀ und (3) eine normalisierte Nennmittenfrequenz-AnfangswellenSamplerate R_E/F₀ umfaßt, wobei die Verarbeitungsmodi einen Kompromiß zwischen N_B, F₀ und R_E/F₀ wiedergeben.
Vorrichtung nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß R_E/N_B in sämtlichen Verarbeitungsmodi eine Konstante ist.
Vorrichtung nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Vielzahl der vordefinierten Verarbeitungsmodi einen Untersatz einer größeren Vielzahl von vordefinierten Verarbeitungsmodi ist.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche zur Erzeugung einer Vielzahl von Ausgangswellen, schnell genug, um Bildfolgen mit einer Bildaktualisierungsrate zu erzeugen, die schnell genug ist, um im wesentlichen kontinuierlich zu sein, wobei jedes der Bilder Daten aus einer Vielzahl der Ausgangswellen anzeigt, dadurch gekennzeichnet, daß sie des weiteren umfaßt: Einrichtungen zum Eingeben einer ersten Vielzahl von Anfangswellenabtastwerten für eine frühere Ausgangswelle für eine erste Bildfolge und zum Eingeben einer zweiten Vielzahl von Anfangswellenabtastwerten für eine spätere Ausgangswelle für die erste Bildfolge, wobei der erste Signalweg bewirkt, daß der Wandler die frühere Ausgangswelle in Abhängigkeit von der ersten Vielzahl von Abtastwerten und eine spätere Ausgangswelle in Abhängigkeit von der zweiten Vielzahl von Abtastwerten erzeugt.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche zur Erzeugung einer Vielzahl von Ausgangswellen, schnell genug, um Bildfolgen mit einer Bildaktualisierungsrate zu erzeugen, die schnell genug ist, um im wesentlichen kontinuierlich zu erscheinen, wobei jede der Bildfolgen Daten aus einer Vielzahl der Ausgangswellen anzeigt, dadurch gekennzeichnet, daß sie des weiteren umfaßt: Einrichtungen zum Eingeben einer entsprechenden Vielzahl von Anfangswellenabtastwerten in Verbindung mit jeder Ausgangswelle in die erste Bildfolge, wobei der erste Signalweg bewirkt, daß der Wandler jede Ausgangswelle in der ersten Bildfolge in Abhängigkeit von der entsprechenden Vielzahl von Anfangswellenabtastwerten erzeugt, die für die entsprechende Ausgangswelle eingegeben worden sind.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anfangswellenabtastwerte eine Hüllform erzeugen, die im wesentlichen der Gauß'schen Form entspricht.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle der Anfangswellenabtastwerte, der Ultraschallwandler und der erste Signalweg zusammen einen einer Vielzahl von Sendeabschnitten der Ultraschallsendestrahlformervorrichtung bilden, wobei jeder dieser Sendeabschnitte eine entsprechende Quelle von Abtastwerten für entsprechende Anfangswellen und einen entsprechenden Ultraschallwandler umfaßt und die Wandler in einer Wandleranordnung mechanisch aneinander befestigt sind.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Signalweg ein einstellbares Zeitverzögerungselement umfaßt, das verzögerte Wellenabtastwerte in Abhängigkeit von den Anfangswellenabtastwerten erzeugt und wobei die erste Ausgangswelle auf die verzögerten Wellenabtastwerte anspricht.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Signalweg des weiteren eine Multipliziereinheit zur Erzeugung von amplitudengewichteten Wellenabtastwerten in Abhängigkeit von den Anfangswellenabtastwerten umfaßt, wobei die erste Ausgangswelle auf die amplitudengewichteten Wellenabtastwerte anspricht.
Vorrichtung nach Anspruch 37, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudengewichtung einen Apodisationswert umfaßt, um apodisierte Wellenabtastwerte in Abhängigkeit von den Anfangswellenabtastwerten zu erzeugen.
Vorrichtung nach Anspruch 37 oder 38, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudengewichtung einen Kalibrierungswert umfaßt, der auf eine Signalwegkalibrierungsprozedur anspricht, um kalibrierte Wellenabtastwerte in Abhängigkeit von den Anfangswellenabtastwerten zu erzeugen.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Signalweg des weiteren eine Multipliziereinheit zur Erzeugung von amplitudengewichteten Wellenabtastwerten in Abhängigkeit von Größenkomponenten der Anfangswellenabtastwerte umfaßt, wobei die erste Ausgangswelle auf die amplitudengewichteten Wellenabtastwerte anspricht
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalweg einen Modulator aufweist, der Wellenabtastwerte in Abhängigkeit von den Anfangswellenabtastwerten über eine gewünschte Frequenz moduliert, um modulierte Wellenabtastwerte zu erzeugen, wobei die erste Ausgangswelle auf die modulierten Wellenabtastwerte anspricht.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Signalweg einen Modulator umfaßt, der Wellenabtastwerte in Abhängigkeit von den Anfangswellenabtastwerten über eine gewünschte Frequenz moduliert, um modulierte Wellenabtastwerte zu erzeugen, wobei die erste Ausgangswelle von den modulierten Wellenabtastwerten abhängig ist.
Vorrichtung nach Anspruch 42, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator einen Phasenrotator umfaßt.
Vorrichtung nach Anspruch 42 oder 43, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator des weiteren ein Filter umfaßt.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Signalweg einen Phasenrotationselement aufweist, das die Anfangswellenabtastwerte mit einer einstellbaren Phase beaufschlagt, um phasenverschobene Wellenabtastwerte zu erzeugen, wobei die erste Ausgangswelle von den phasenverschobenen Wellenabtastwerten abhängig ist.
Vorrichtung nach Anspruch 45, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Abschnitt der einstellbaren Phase einer Phasenrampe entspricht, die eine Vernier-Frequenzmodulation repräsentiert.
Vorrichtung nach Anspruch 45 oder 46, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Abschnitt der einstellbaren Phase einem Kalibrierungsphasenwert entspricht, der auf eine Signalbahnkalibrierung anspricht.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 45 bis 47, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Abschnitt der einstellbaren Phase Phasenkomponenten der Anfangswellenabtastwerte entspricht.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 45 bis 48, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Abschnitt der einstellbaren Phase für willkürliche Phasenversätze programmiert ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 45 bis 49, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Abschnitt der einstellbaren Phase eine Fokussierzeitverzögerung repräsentiert.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalweg ein Fokussierfilter umfaßt.
Vorrichtung nach Anspruch 51, dadurch gekennzeichnet, daß das Fokussierfilter einen Verzögerungsinterpolator umfaßt.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anfangswellenabtastwerte eine Samplerate von R_E besitzen und der erste Signalweg einen ersten Auf-Sampler aufweist, der auf die Anfangswellenabtastwerte einwirkt, um Zwischenwellenabtastwerte mit einer ZwischenSamplerate zu erzeugen, sowie einen zweiten Auf-Sampler, der auf die Zwischenwellenabtastwerte einwirkt, um Ausgangswellenabtastwerte mit einer AusgangsSamplerate F_S zu erzeugen.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Zeitverzögerung im ersten Signalweg einen Abschnitt, der eine grobe Zeitverzögerung repräsentiert, einen Abschnitt, der eine feine Zeitverzögerung repräsentiert, und einen Abschnitt, der eine Restverzögerung repräsentiert, aufweist und daß der erste Signalweg ein erstes Zeitverzögerungselement, das den groben Zeitverzögerungsabschnitt aufbringt, ein zweites Zeitverzögerungselement, das den feinen Zeitverzögerungsabschnitt aufbringt, und ein Phasenrotationselement aufweist, das den Restzeitverzögerungsabschnitt als Phasenrotation aufbringt.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anfangswellenabtastwerte eine Nurgrößenhülldarstellung besitzen.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anfangswellenabtastwerte eine Komplexhüllendarstellung besitzen.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anfangswellenabtastwerte eine Größen- und Phasendarstellung besitzen.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anfangswellenabtastwerte eine Inphasen- und Quadratur-Darstellung besitzen.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anfangswellenabtastwerte ein Basisbandsignal darstellen.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Signalweg einen ersten Modulator und einen zweiten Modulator umfaßt, daß der erste Modulator Abtastwerte im ersten Signalweg über eine Nennmittenfrequenz F₀ moduliert und daß der zweite Modulator Abtastwerte im ersten Signalweg über eine Vernier-Frequenz moduliert, die von minus F₀ bis F₀ reicht, um Ausgangswellenabtastwerte mit einer resultierenden Trägerfrequenz zwischen 0 und 2 F₀ zu erzeugen.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalweg einen Digitalsignalweg aufweist, der an eine DAC gekoppelt ist, welcher an einen Analogsignalweg gekoppelt ist, und daß der DAC einen Differentialausgang aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 61, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Signalweg digitale Wellenabtastwerte so codiert, daß sie ein Vorzeichenbit und eine Größenkomponente aufweisen, daß der DAC einen ersten und zweiten Unter-DAC aufweist, der jeweils einen digitalen Eingang besitzt, der die Größenkomponente der digitalen Wellenabtastwerte empfängt, und jeweils einen analogen Ausgang, daß der analoge Ausgangsweg die Analogausgänge von beiden Unter-DACs empfängt, daß der erste und zweite Unter-DAC jeweils einen Enable-Eingang besitzen, der die Vorzeichenbits der digitalen Wellenabtastwerte empfängt, und daß der erste und zweite Unter-DAC abwechselnd auf entgegengesetzte Polaritäten der Vorzeichenbits freigegeben werden.
Vorrichtung nach Anspruch 61 oder 62, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Signalweg einen Codierer umfaßt, der dem DAC digitale Wellenabtastwerte in Abhängigkeit von entsprechenden vorhergehenden Abtastwerten zuführt, wobei der Codierer jeden der vorhergehenden Abtastwerte in einer Form codiert, die ein Vorzeichenbit, eine Vielzahl hoher Ordnung von thermometer-codierten Bits und eine Vielzahl niedriger Ordnung von binärcodierten Bits umfaßt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 61 bis 63, dadurch gekennzeichnet, daß der Analogsignalweg mindestens eines der folgenden Elemente aufweist: einen DAC-Ausgangsverstärker, einen Hochspannungsverstärker und einen Transformator.
Ultraschallsendevorrichtung, gekennzeichnet durch: eine Quelle von Anfangswellenabtastwerten; einen Ultraschallwandler; und einen die Quelle und den Wandler verbindenden Signalweg, wobei der Signalweg einen digitalen Signalweg umfaßt, der an einen Digital-Analog-Wandler (DAC) gekoppelt ist, welcher an einen Analogsignalweg angeschlossen ist, wobei mindestens ein Abschnitt der Quelle der Anfangswellenabtastwerte, des digitalen Signalweges und mindestens ein Abschnitt des DAC auf einer integrierten Schaltung kombiniert sind.
Vorrichtung nach Anspruch 65, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Signalweg mindestens eines der folgenden Elemente umfaßt: einen Auf-Sampler, einen Interpolator, einen Modulator, ein Zeitverzögerungselement, ein Fokussierfilter und ein Phasenrotationselement.
Vorrichtung nach Anspruch 65 oder 66, dadurch gekennzeichnet, daß der DAC Schalter und Stromeinstellwiderstände umfaßt, wobei die Schalter auf der integrierten Schaltung integriert und die Widerstände von der integrierten Schaltung getrennt sind.
Vorrichtung nach Anspruch 67, dadurch gekennzeichnet, daß der DAC einen Differentialausgang besitzt.
Vorrichtung nach Anspruch 68, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Signalweg an den DAC gekoppelte digitale Wellenabtastwerte codiert, so daß diese ein Vorzeichenbit und eine Größenkomponente enthalten, wobei der DAC erste und zweite Unter-DACs umfaßt, die jeweils einen digitalen Eingang, der die Größenkomponente der digitalen Wellenabtastwerte empfängt, und einen analogen Ausgang besitzen, wobei der analoge Ausgangsweg die analogen Ausgangssignale beider Unter-DACs empfängt, und wobei der erste und zweite Unter-DAC jeweils einen Enable-Eingang besitzen, der die Vorzeichenbits der digitalen Wellenabtastwerte empfängt, und abwechselnd auf entgegengesetzte Polaritäten der Vorzeichenbits freigegeben werden.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 65 bis 69, dadurch gekennzeichnet, daß der DAC einen Differentialausgang besitzt.
Vorrichtung nach Anspruch 70, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Signalweg digitale Wellenabtastwerte so codiert, daß sie ein Vorzeichenbit und eine Größenkomponente enthalten, wobei der DAC erste und zweite Unter-DACs besitzt, die jeweils einen digitalen Eingang, der die Größenkomponente der digitalen Wellenabtastwerte empfängt, und einen analogen Ausgang aufweisen, wobei der analoge Ausgangsweg die analogen Ausgangssignale von beiden Unter-DACs empfängt, und wobei der erste und zweite Unter-DAC jeweils einen Enable-Eingang besitzen, der die Vorzeichenbits der digitalen Wellenabtastwerte empfängt, und abwechselnd auf entgegengesetzte Polaritäten der Vorzeichenbits freigegeben werden.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 65 bis 71, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Signalweg einen Codierer umfaßt, der dem DAC digitale Wellenabtastwerte in Abhängigkeit von entsprechenden vorhergehenden Abtastwerten zuführt und jeden der vorhergehenden Abtastwerte in eine Form codiert, die ein Vorzeichenbit, eine Vielzahl hoher Ordnung von thermometer-codierten Bits und eine Vielzahl niedriger Ordnung von binär codierten Bits umfaßt.
Vorrichtung nach Anspruch 72, dadurch gekennzeichnet, daß der DAC einen Differentialausgang besitzt.
Vorrichtung nach Anspruch 73, dadurch gekennzeichnet, daß die thermometer-codierten Bits und die binär codierten Bits zusammen eine Größenkomponente eines digitalen Wellenabtastwertes bilden, daß der DAC erste und zweite Unter-DACs aufweist, die jeweils einen digitalen Eingang besitzen, der die Größenkomponente der digitalen Wellenabtastwerte empfängt, und jeweils einen analogen Ausgang, wobei der analoge Ausgangsweg die analogen Ausgangssignale von beiden Unter-DACs empfängt, und daß der erste und zweite Unter-DAC jeweils einen Enable-Eingang besitzen, der die Vorzeichenbits der digitalen Wellenabtastwerte empfängt, wobei der erste und zweite Unter-DAC abwechselnd auf entgegengesetzte Polaritäten der Vorzeichenbits freigegeben wird.
Vorrichtung nach Anspruch 65 oder 68, dadurch gekennzeichnet, daß der Analogsignalweg mindestens eines der nachfolgenden Elemente umfaßt: einen DAC-Ausgangsverstärker, einen Hochspannungsverstärker und einen Transformator.