JP2006181361A - 送信ビーム生成器システムのための方法とシステム - Google Patents

Abstract

【課題】遅延、アポダイゼーション、変調周波数、フィルタ特性等を走査線毎に変更できる送信機を提供する。
【解決手段】複数のマルチチャンネル送信器を備え、各々のチャンネルは、各々のビームについて１以上の対応する変換器素子に提供される究極的な希望の波形を表す、サンプリングされた複素値の初期波形情報（Ｔ４１０）のソースを備える。各々のマルチチャンネル送信器は、ビーム生成遅延（Ｔ４２２）とアポダイゼーション（Ｔ４２０）を各々のチャンネルの各々の初期波形情報にデジタル的に適用し、その情報を搬送周波数でデジタル的に変調し（Ｔ４２４）、変換のために情報をＤＡＣ（Ｔ４２８）サンプル・レートまで補間（Ｔ４２６）してアナログ信号への変換し、関連する変換器素子へ適用する。
【選択図】図４

Description

本発明は、例えば、振動性エネルギーを用いる、レーダー、ソナー、地震、超音波システムを含む干渉性結像システムに関し、特に、リニア、湾曲リニア、セクタ、円形、ベクタ（登録商標）、操舵ベクタ（登録商標）のような走査フォーマット、及び、例のみとして挙げるＢ−モード（グレースケール結像モード）、Ｆ−モード（フロー又はカラー・ドップラー結像モード）、Ｍ−モード（運動モード）、Ｄ−モード（スペクトル・ドップラー・モード）のような結像モードにおける他のタイプの走査フォーマットのための位相アレイの超音波結像システムに関するが、それらには限定されない。本発明は超音波システムを基準にして説明するが、本発明は他のタイプの干渉性結像システムを用いて実現できる。

デジタル受信ビーム生成器システムの基本的な態様には、（１）例えば、リニアアレイのようなアレイの素子ごとに受信した超音波信号の増幅、（２）信号の最大周波数の少なくとも２倍のアナログ・デジタル・サンプリングレートで超音波信号について行うチャンネルごとの直接的アナログ・デジタル変換、（３）焦点調節のための遅延を提供するデジタル・メモリ、（４）全てのチャンネルからの焦点調節された信号のデジタル的な加算、が含まれる。受信ビーム生成器システムの他の処理態様には、微細な焦点調節を提供するためのチャンネルごとの受信信号の位相回転、ビームのサイドローブを制御するための振幅スケール（アポダイゼーション）、信号の帯域幅を制御するためのデジタルフィルタリングが含まれる。

Ａ． 送信ビーム生成
より正確な焦点調節と、優れた分解能と、好ましい感度と、高いフレーム・レートとを超音波結像において達成したいという永続的な要望がある。従って、所定の走査要求についての結果を最適化するために、ビーム生成特性の多様な調整が必要になる。最大の多様性は、超音波機器が、同時に送信されるビーム数、パルス波形（ＰＷ）又は連続波形（ＣＷ）の特性、時間遅延、及び、アポダイゼーション値を、走査線ごとの基準で完全に変更できる時に実現する。しかし、このような多様性は、直接的な構成で行われる場合には、大量のハードウェア資源を要求するので、好ましくない。

従来技術では、主として改善された受信ビーム生成器を用いて、画像を改善する多数の試みが開示されている。デジタル手法とデジタル信号処理を採用する受信ビーム生成器が従来技術において報告されているが、依然として、革新的な設計によって実質的な改善が可能である。しかし、送信ビーム生成の特性を改善する試みは殆ど行われていなかった。今まで、送信ビームは典型的に、アナログ回路によって希望の搬送周波数で生成され、ゲートされた搬送パルスであった。送信パルス波形（エンベロープ）を最適化する唯一の柔軟性は、典型的には、パルスに含まれる整数の搬送サイクルにより示されるパルス長を指定する機能と、ある固定のアナログフィルタリングであった。ビーム生成のためのアポダイゼーションと遅延プロファイルが、特有の精度限界を内包しつつ指定され、それは典型的には同様にアナログ形態で実現されていた。パルス波形のエンベロープ形状は基本的に固定されていたが、アナログ処理の限界から最適なものではなかった。また、従来の送信ビーム生成器は、走査の各々の発射について異なるアポダイゼーション・プロファイルと異なる遅延プロファイルをサポートでき、各々の発射について異なるパルス長をサポートできたが、搬送周波数を走査線間で変えることはできず、エンベロープ形状の他の特性も、その長さを除いて、変更できなかった。

デジタル処理技術を用いて送信ビーム生成器の柔軟性を高めると、大きな有益性を得ることができる。例えば、変換器素子の応答又は変換器素子へのアナログ通路の欠陥を補償するために、超音波変換器素子の各々に供給される波形を任意に独立に波形整形できることが望ましい。別の例として、グレーティングローブの影響を小さくするために、走査線ごとの基準で、各々の変換器素子に供給される波形の搬送周波数を変更することが望ましい。経時的にドリフトするアナログ成分の傾向を除去することにより送信ビームの焦点精度を改善し、又は、収差を生じる組織影響を補正することが望ましい。更に、結果として得られる画像のレンジ分解能を維持しながら時間的に長いパルスを生成するために、チャープ又は疑似ランダム・コード化波形のような特殊な変調のもとでパルスを送信することが望ましい。更に別の例として、フレーム・レートを高め、スペックル効果を小さくし、又は、合成焦点（複数焦点）を達成する方法として、単一の発射による複数ビーム送信をサポートできることが望ましい。更に他の例として、減衰性の人体組織の歪み作用を補償する、精密に定められた形状のパルスを送信できることが望ましい。更に別の例として、走査線ごとの基準で、可能な限り多くの送信パルスの特性を更新することが望ましい。全てのこれらの目標を同時に満足することは、現在使用可能な超音波送信ビーム生成器では不可能である。

単一チャンネルのデジタルのプログラム可能な波形生成器は、任意の波形を正確に生成するその機能から、検査機器の分野では周知の技術である。例えば、Ｐｒｉａｔｋｏの米国特許第４，８８１，１９０号と、Ｔｅｋｔｒｏｎｉｘの“検査及び測定製品カタログ１９９４”３３７〜３５９頁を参照されたい。これらの検査機器で用いている技術は、一般的には位相アレイの超音波送信ビーム生成には適用又は実用できず、その目的のために用いられてもいなかった。例えば、それらは、単一の送信チャンネルのみしかサポートできず、一部において、コストとパワーとスペースの制約からビームを生成できない。

ここでは、“アナログ”信号は、時間的なあらゆる所定の瞬時値が、連続する値の範囲内のあらゆる値を採りうる信号として用いられる。“デジタル”信号は、ここで用いる語としては、離散的な時間間隔において離散的な値のみを採りうる。“超音波”という用語は、ここでは、人間の可聴レンジを超えるあらゆる周波数を意味するものとして用いている。“プログラム可能な”デバイス又は機能とは、ここでは、デバイス又は機能による使用のために特定の値を提供するか、又は、このような値を、使用可能な値の所定のセットから選択してプログラムできるものを含む趣旨で用いている。

超音波デジタル送信ビーム生成において究極的な柔軟性を実現する１つの方法は、完全な波形サンプル・シーケンスのデジタル表示を、変換器素子ごと及び発射ごとに、メモリに書き込むことである。波形表示は、変調と、エンベロープ形状と、ビーム生成アポダイゼーションと、遅延と、を考慮して予め計算され記憶される。それから、発射（送信事象）は、同時に全ての変換器素子に関連する波形をメモリから読み取り、それらを、波形表示により想定されるサンプル・レートで各々の変換器素子に関連するデジタル・アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）に供給することにより実行される。走査は、走査における各々の発射に関連する異なる波形のセットを通じて順序付けることにより実行される。このようなシステムはデジタル送信ビーム生成器の直接的な構成である。

このようなシステムは構築可能であり、希望した目的を達成できるであろうが、それは幾つかの理由から現在の技術においては非現実的である。第１に、大容量のメモリが必要であり、それらは非常に高速のデータ・レートで作動しなければならないからである。第２に、希望の柔軟性が、各々の発射前にリアルタイムで波形を変更する柔軟性を備えると想定すると、各々の波形の計算に必要な計算量と、波形サンプルの全てをメモリにダウンロードするために必要な時間量とが、診断において有益性のないレベルにまで走査フレーム・レートを低下させると考えられるからである。

従って、好適には、本発明の方法及び装置は、独立な送信器の実質的なデジタル信号処理構造を提供し、好適には送信器の各々が１以上の変換器に割り当てられ、それら送信器は、複数レンジの焦点調節と走査線ごとの更新とに合致するレートで、信号パラメータ及びビーム生成パラメータの調整のために完全にプログラム可能である。各々の送信器が、複数の同時のビーム（走査線）の生成をサポートできる複数の処理チャンネルを有する。独立性と、プログラム可能性と、プロセッサのチャンネル化が、従来技術では不可能だった多様性をサポートしている。この構造は、独立の送信器を、（１）全ての送信器と無関係に全ての信号とビーム生成パラメータを定める分離した中央制御装置を製作し、（２）複数レンジ焦点調節及び走査線ごとの調整を維持するために必要なレートで各々の送信器にパラメータをプログラムすることにより実現する。デジタル送信ビーム生成器の構造は、従って、従来のビーム生成をサポートし、適応式焦点ビーム生成のような改善された送信ビーム生成器の機能もサポートできる。走査線間隔の基準でプログラムできる信号及びビーム生成パラメータは、遅延サンプル値、アポダイゼーション・サンプル値、変調周波数、信号規定及び信号整形フィルタ値、利得、サンプル・レート、利得及び位相の較正調整、同時送信ビームの数、を含む。プログラム可能な態様の独立な送信器を有するシステム構造の長所は、送信器に送られるパラメータのタイプを再度プログラムすることにより実現できる、新しい送信ビーム生成手法をサポートする能力にある。

デジタル送信ビーム生成器システムは、複数の送信プロセッサを備え、各々が１以上の対応する変換器素子に供給される究極的な希望波形に関する実数又は複素値の初期波形サンプルのソースを備える。好適には、パルス波（ＰＷ）送信の場合、波形サンプルは、希望送信パルスのベースバンド（０Ｈｚ又はそれに近い）表示である。その場合、波形サンプルは、送信パルスの実数又は複素エンベロープを表している。初期波形サンプルのソースは、例えばメモリであり、それは、２つ以上の送信プロセッサ間で共用できる。連続波（ＣＷ）送信の場合、各々の送信プロセッサは単位波形サンプルの連続シーケンスを提供する。各々の送信プロセッサは、ビーム生成遅延とアポダイゼーションをその各々の初期波形サンプルにデジタル的に適用し、情報を搬送周波数にデジタル的に変調する。また、各々の送信プロセッサは、アナログ信号への変換及び関連する変換器素子への適用のために、情報をＤＡＣサンプル周波数になるように補間する。各々の送信プロセッサは１〜４つの送信チャンネルを処理できる。

デジタル送信ビーム生成器は、高度のプログラム可能性を備える。特に、パルス形状は、適切な初期波形サンプルを各々の送信プロセッサに割り当てることによりプログラム可能である。搬送周波数は、送信チャンネルごとの遅延及びアポダイゼーション値と同様に、プログラム可能なパラメータである。前述の遅延値に加えて、収差と較正作用を調整するために外部装置によって計算された任意の遅延補正値を、送信チャンネルごとにプログラムすることもできる。

前述の送信波形のパラメータ化のおかげで、高度な柔軟性が、前述の直接実行方式に付随する問題を招かずに実現する。そのうえ、超音波変換器アレイの発射により希望の合成ビーム応答を生成するために、各々の送信器に指定しなければならない情報量は、直接実行方式と比べると、十分に減少する。従って、ＰＷ動作の場合、走査フレーム・レートを診断における有益性が無くなるレベルにまで低下させることなく、パルス波形パラメータを送信チャンネルごと、発射ごとの基準で送信ビーム生成器に指定できる。波形パラメータは、走査フォーマットや焦点調節深度や視野などの高レベルの柔軟性を実現する外部中央制御システムによって送信器に指定できる。従って、パラメータ化は、各々の送信器を、自らを単一出力パルス波形の生成のみ関与させることを可能にする。

本発明の別の観点では、送信チャンネルごとに指定される送信パルス遅延は、少なくとも２つの要素、即ち、サンプル間隔の整数である粗い遅延と、端数サンプル間隔の表す遅延と等価な焦点位相調整と、によって適用される。“粗い遅延”は、メモリ読取サンプル間隔の整数のサンプルだけ、送信チャンネルの初期波形サンプルのメモリ読取を時間的に遅延させることにより適用される。このような時間遅延は、異なる送信器により生成されたパルス波形内の焦点における単一サンプル間隔内において、あるレベルの時間的干渉性を実現する。位相の干渉性は、サンプル間隔に対して正規化された整数の端数値として送信器に指定された送信時間遅延のサンプル端数部から導かれた搬送位相角度等価遅延により、送信チャンネルの各々の複素サンプルの位相回転によって達成される。そのうえ、ＤＡＣサンプル周波数へのアップサンプリングが１段階でなく２段階で行われる場合、より正確な時間的干渉性が達成できる。詳細には、送信チャンネルに指定されていた送信時間遅延の中間部（ここでは“微細な遅延”と呼ぶ）が、中間サンプル・レートで整数のサンプル時間だけ信号を更に遅らせることによって適用される。遅延は正又は負のいずれかであり、負の遅延は、正の先行と同じであることに注目すべきである。

各々の送信器は、その指定アポダイゼーションを、ＤＡＣに適用される究極的な送信波形サンプルでなく、送信器の初期波形サンプルに対して適用するので、アポダイゼーション乗算器は、究極的な送信波形サンプル・シーケンスの非常に高いサンプル・レートでなく、初期波形サンプル・レートにおいて動作できる。同様に、複素位相回転は、好適にはＤＡＣサンプル・レートでなく、初期波形サンプル・レートにおいて行われる。

ＤＡＣからの最終的な送信搬送周波数Ｆ_Cは、周波数の実質的に連続する所定の範囲内のあらゆる希望周波数を、送信信号経路に指定することができる。希望周波数Ｆ_Cは、所定の複数の使用可能な公称中心周波数Ｆ₀のなかの１つを選択し、バーニャ係数ｖ＝Ｆ_C／Ｆ₀を指定することにより定められる。Ｆ₀の各々の選定は、選択された公称中心周波数Ｆ₀について最適化された、信号経路におけるデジタル・フィルタの異なるセットを選定する。値ｖは、０〜２の範囲のあらゆる値として、それが指定されたビット数と同じく微細な精度で指定できるが、実際には指定は狭い所定の範囲に限定される。使用可能なＦ₀周波数は、好ましくは十分に近接した状態で離間しているので、送信器が、バーニャ係数と共に、周波数の広い範囲内において、ｖが指定されたビット数のみによって限定される精度下で任意の搬送周波数を生成できる。送信器は、最初に、傾きがｖから決まる位相傾斜を各々のサンプルに適用し、次に、デジタル処理手段を用いて信号をＦ₀で変調することにより、好ましくは初期波形サンプルをＦ_Cで変調する。位相傾斜の適用は、好適には初期波形サンプル・レートで、再度そのサンプルに相応する位相傾斜値だけ各々の実数又は複素値のサンプルを位相回転することにより行われる。

複数のビームを生成するために、複数の波形（各々のビームに１つが関連する）が各々の送信器で同時に生成される。複数の波形は、適切な遅延とアポダイゼーションの適用後、送信器に関連する変換器素子に適用される前に送信器で重畳される。異なるビームについての波形パラメータは、初期波形サンプルを含め、送信器が生成する各々の波形について共用し又は別個に指定することができる。

複数の送信ビームを生成する時に、各々の送信器は、好適にはその複数の波形を、それらが、他の送信器により生成された合成波形と組み合わされる時に、複数のビームを生成する合成波形を生成するように加算される信号経路上のポイントにおいて、共用の処理ソースを用いてインターリーブ方式で処理する。信号経路のそのポイントの前で、送信器は、あらゆる幾つかの所定の処理モードで作動できる。使用可能な処理ソースは、（１）ビームの最大数と、（２）初期波形サンプリングレート（最大送信帯域幅に関連する）と、（３）送信周波数（より正確には、公称中心周波数Ｆ₀）のなかで、計算的に効率的なトレードオフにおける異なるパラメータ・セットのもとで処理モードを好適に定める。使用可能な処理モードが提供するトレードオフは、ハードウェアの使用可能な計算能力の最大限の活用を可能にする。

Ａ． 好適なビーム生成器システム構造の概要
１． 超音波信号の説明
本発明では、超音波結像は、結像されるべき人体の組織又は他の物体に、送信走査線と呼ばれる空間的な直線に沿うように中心が配置された合焦超音波ビームの走査シーケンスを発射（送信）することによって行われる（図１ａ）。送信走査線は、送信ビーム生成器と超音波変換器アレイによって生成される。送信走査線は、予め定められた発射又は走査パターンによって、組織の平坦でリニア、平坦でセクタの、又は、他の表示を生成するように離間している。組織のある定められた深度に焦点が合うと、組織を通じて公称Ｃ＝１５４０ｍ／秒の想定一定伝搬速度で伝搬する超音波送信連続波（ＣＷ）又はパルス波（ＰＷ）信号は、組織と相互作用し、信号の小さい部分を、超音波信号を発信した超音波変換器アレイへ戻す。往復遅延時間は、超音波変換器アレイの最も近くに位置する目標に対して最短であり、変換器アレイから最も離れている目標に対して最長になる。適正な時間遅延を適用すると、受信ビーム生成器（図１ｂ）は、例えば、対象の最浅のレンジ（深度）から始まり、対象の最深のレンジに向かう、受信走査線と呼ばれる空間的な直線に沿う受信ビームを動的に焦点調節できる。

図１ａと１ｂは、それぞれ、送信と受信の走査線（実線）と個々の素子からの直線信号伝搬通路（破線）を示す。図１ａでは、送信ビーム生成器は、この特定の実施例の場合、リニア位相アレイとして構成された複数の個々の変換器素子Ｔ−５４を含む変換器アレイＴ−５２と共に、Ｔ−５０によって全体的に表されている。従来技術において周知のように、多種多様な変換器アレイ構成が、超音波送受信ビーム生成器システムで使用できる。図１ａから分かるように、送信ビーム生成器Ｔ−５０は、適切に時間的に遅延された電気信号を個々の変換器素子Ｔ−５４に送る。これらの変換器素子Ｔ−５４は、電気信号を、人体の組織Ｔ−５６内を伝搬する音波に順に変換する。個々の変換器素子Ｔ−５４に送られる励起信号に異なる時間遅延を加えることによって、それぞれ焦点レンジｒ_１とｒ_２を有する送信走査線Ｔ−６０とＴ−６２が設定できる。これらの送信走査線の各々が、結像されるべき人体に向けて操舵され焦点調節される、異なる送信ビームの中心線を表していることが理解できる。

送信ビーム生成器Ｔ−５０は、異なる走査線に沿う、又は、同じ走査線に沿う異なる焦点深度の同時のマルチビームを生成できる（合成焦点）。更に、複数の送信ビームは、各々が結像フォーマット全体を走査でき、又は、複数のビーム各々が結像フォーマットの指定部分だけを走査するように送信できる。

図１ｂは、デジタル受信ビーム生成器Ｒ−５８を示し、これもまた変換器アレイＴ−５２に接続している。また、図１ｂには、動的に焦点調節された第１受信ビームと動的に焦点調節された第２受信ビームに夫々対応する受信走査線Ｒ−６４とＲ−６６が図示してある。ビームは、レンジにおいて、夫々の走査線に沿う複数の焦点深度（ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３）でサンプルされる。本受信ビーム生成システムのデジタル受信信号経路では、変換器アレイ信号は、複数の別個のビームを表すデータに選択的に分離できる。

送信又は受信走査パターンの各々の走査線は、変換器アレイ上の原点と走査線方向（角度θ）と焦点深度又はレンジ（ｒ）とによってパラメータ設定できる。本発明の超音波結像システムは、これらのパラメータによって指定される焦点調節時間遅延と開口アポダイゼーション値の予め計算された散在データセットを記憶し（従来技術において周知の幾何学的検討に基づいて）、リアルタイム計算手段によってその値を拡張して、所望の走査線を生成する送信／受信ビーム生成器システムを制御する。

２． ビーム生成器システム
図２ａ、２ｂ、２ｃは、医療用超音波結像システムＲ−２０の全体的なブロック図を示す。超音波システムＲ−２０は、ビーム生成器システムＲ−２２、１以上の変換器Ｔ−１１２、ディスプレイＲ−２８を有する表示処理システムＲ−２６、超音波結像システムコントロールＲ−４０を備えている。

図２ａ、２ｂ、は２ｃでは、ビーム生成器システムＲ−２２は、独創的で新規の、（１）デジタル送信ビーム生成器システムＴ−１０２、（２）デジタル受信ビーム生成器システムＲ−１００、（３）ビーム生成器中央制御システムＣ−１０４、（４）適応式焦点調節コントロールシステムＧ−１００、（５）ドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４００、（６）ベースバンドマルチビームプロセッサＲ−１２５、及び、（７）干渉性サンプル合成器Ｓ−１００を備えている。これらのシステムは、高レベル機能ブロック図として図示してある。ブロックは、実行される信号処理機能を効果的に図示するために、好適な実施例の実際の装備から抽出されている。

図２ａに示すように、ビーム生成器システムＲ−２２は、２つのデジタルビームデータ源を表示処理システムＲ−２６に提供する。すなわち、（１）ビームの干渉性時間的サンプリング（ＣＷケース）、又は、ビームに沿ったあるレンジロケーションにおける干渉性時間的サンプリング（ＰＷケース）を表すドップラー受信ビーム生成器の単一ビームの複素同相／直角位相データと、（２）各々の受信走査線に沿うレンジにおける干渉性サンプリングを表す、デジタル受信ビーム生成器のマルチビームの複素同相／直角位相データである。ビーム生成器システムＲ−２２は、種々の表示モードに適したデータを提供するために、前述のように、走査線のシーケンス及び関連するサンプルを提供するように作動できる。例として、可能な表示モードとそれらに関連するプロセッサは、（１）Ｂ−モード（グレースケール結像）とＭ−モード（運動表示）のための輝度画像及び運動プロセッサＲ−３０と、（２）Ｆ−モード（流れ結像）のためのカラードップラー画像プロセッサＲ−３２と、（３）広域動的非結像ドップラー速度対時間表示のためのスペクトルドップラープロセッサＲ−３４とを搭載できる。更なる表示モードは、当業者には自明のことと思われるが、Ｒ−２２の２つの複素データ源から作成できる。

また、超音波システムＲ−２０は、出力波形を送信器Ｔ−１０３から変換器素子Ｔ−１１４に送る送信デマルチプレクサＴ−１０６と、入力波形を変換器素子Ｔ−１１４から受信器Ｒ−１０１に送る受信マルチプレクサＲ−１０８と、１以上の変換器コネクタＴ−１１０と、変換器アレイＴ−１１２を備えている。数多くのタイプの変換器アレイがこのシステムで使用できる。

また、超音波システムＲ−２０は、超音波結像システムコントロールＲ−４０と、走査パラメータと走査データを記憶する保管メモリＲ−３８と、オペレータインタフェースＲ−３６を備えている。

ここで用いる超音波という用語は、人間の聴覚範囲を越える周波数を意味している。しかし、変換器アレイＴ−１１２は典型的に２〜１０ＭＨｚの範囲の周波数に対して最適化してある。

変換器アレイＴ−１１２は、リニア、湾曲、湾曲リニア、及び、環状の変換器アレイを含むが、それらに限定されない、種々の異なる変換器アレイと交換可能である。種々の変換器アレイの形状と周波数は、種々の異なる医学的な設定に関する要求を満足するために望ましいことである。しかし、変換器アレイＴ−１１２は、典型的には前述の２〜１０ＭＨｚの指定範囲内の周波数に対して最適化される。医療用超音波システムＲ−２０は、３つの主な機能、すなわち、超音波変換器アレイ素子Ｔ−１１４を駆動して、焦点調節した超音波エネルギーを送ること、変換器アレイＴ−１１４に入射する後方散乱した超音波エネルギーを受けて焦点調節すること、送信／受信機能を制御して、リニア、セクタ又はベクタ（登録商標）フォーマットを含む（しかしこれらには限定されない）走査フォーマットの視野を走査することを行う。

図２ａ、２ｂ、２ｃでは、コントロール信号は細い案内線で連結されるが、シグナルパスは太い案内線を用いて描かれている。

３． デジタル送信ビーム生成器システム
デジタル送信ビーム生成器Ｔ−１０２（図２ｃ）は、本発明の主題である。好適な実施例においては、複数のデジタルマルチチャンネル送信器Ｔ−１０３と、１以上の個々の変換器素子Ｔ−１１４に対する１つのデジタルマルチチャンネル送信器とから構成されていることが理解される。送信器は、マルチチャンネルであり、好適な実施例では、４つまでの独立ビームを処理できる。従って、例えば、１２８個のマルチチャンネル送信器は５１２チャンネルを有する。他の好適な実施例では、５つ以上の独立したビームを処理できる。プロセッサあたり５つ以上のビームを処理することも本発明の視野の範囲内である。

好適な実施例では、デジタルマルチチャンネル送信器Ｔ−１０３の各々は、励起事象に対応する出力として、４パルスまでの重畳を生成し、各々のパルスがビームに対応している。各々のパルスは正確にプログラム設定された波形を有しており、その増幅度は、他の送信器又はチャンネルあるいはその両方に対して正確にアポダイズされ、共通の送信開始（ＳＯＴ）信号に対して正確に定められた時間だけ遅延される。送信器Ｔ−１０３はＣＷも生成できる。

各々のデジタル・マルチチャンネル送信器Ｔ−１０３は、概念的には、複素変調器Ｔ−１１７に出力を送るマルチビーム送信フィルタＴ−１１５を備えている。複素変調器Ｔ−１１７の出力は、遅延／フィルタ部Ｔ−１１９に送られ、そこからデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）Ｔ−１２１に送られる。ＤＡＣ Ｔ−１２１の出力は増幅器Ｔ−１２３によって増幅される。マルチビーム送信フィルタＴ−１１５と、複素変調器Ｔ−１１７と、遅延／フィルタ・ブロックＴ−１１９は、デジタルマルチチャンネル送信プロセッサＴ−１０４を構成する。

送信フィルタＴ−１１５は、送信開始（ＳＯＴ）信号に応答するあらゆる実数又は複素数波形を提供するようにプログラム設定できる。送信フィルタＴ−１１５は、あらゆる所望の任意のパルス波形の実数又は複素数サンプルを記憶するメモリと、焦点調節遅延機能の構成要素によって遅延された送信開始（ＳＯＴ）信号に応答して連続的にサンプルを読み出す手段と、を備えて構成される。好適な実施例では、Ｔ−１１５のメモリは、実数又は複素数パルスのエンベロープのベースバンド表示を記憶するようにプログラム設定される。

ブロックＴ−１１５は、主としてメモリであるが、ブロックＴ−１１５の出力がインパルスに対するフィルタの時間応答と考えることができるので、ここでは送信フィルタと呼ぶことにする。複素変調器Ｔ−１１７は、エンベロープを送信周波数にアップコンバートし、適切な焦点調節位相及びアポダイゼーションを提供する。

遅延／フィルタ部Ｔ−１１９は、概念的には、あらゆる残余焦点調節遅延成分と最終的な整形フィルタを提供する。デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）Ｔ−１２１は、送信波形サンプルをアナログ信号に変換する。送信増幅器Ｔ−１２３は、送信パワーレベルを設定し、選択された変換器素子Ｔ−１１４へ送信デマルチプレクサＴ−１０６を経由して送られる高電圧信号を生成する。

各々のマルチチャンネル送信プロセッサＴ−１０４に関連するのは、局部的又は２次プロセッサコントロールＣ−１２５であり、それは、アポダイゼーションと遅延値などの制御値及びパラメータを、マルチチャンネル送信プロセッサＴ−１０４の機能ブロックに提供する。各々の局部的又は２次プロセッサコントロールＣ−１２５は、中央又は１次制御システムＣ−１０４によって順に制御される。

４． デジタル受信ビーム生成器システム
個々の変換器素子Ｔ−１１４からの信号は、結像される物体から反射される戻りエコー又は戻り信号を表している。これらの信号は、変換器コネクタＴ−１１０を経由して受信マルチプレクサＲ−１０８に送られる。マルチプレクサＲ−１０８を経由して、各々の変換器素子Ｔ−１１４が、複数のデジタルマルチチャンネル受信器Ｒ−１０１のうちの１つに別々に接続しており、デジタルマルチチャンネル受信器Ｒ−１０１は、加算器Ｒ−１２６と共に、本発明のデジタル受信ビーム生成器Ｒ−１００を構成する。受信器はマルチチャンネルであり、好適な実施例では、各々の受信器が４つまでの独立したビームを処理できる。プロセッサあたり５つ以上のビームを処理することも、本発明の視野の範囲である。

各々のデジタルマルチチャンネル受信器Ｒ−１０１は、好適な実施例では、図２ｂの高レベル機能ブロック図に示す、次の要素を備えている。これらの要素は、動的で小ノイズで可変時間利得式の増幅器Ｒ−１１６と、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）Ｒ−１１８と、デジタルマルチチャンネル受信プロセッサＲ−１２０と、を備えている。デジタルマルチチャンネル受信プロセッサＲ−１２０は、概念的には、フィルタ／遅延ユニットＲ−１２２と、複素復調器Ｒ−１２４と、を備えている。フィルタ／遅延ユニットＲ−１２２は、フィルタリングと、粗い焦点調節の時間遅延を提供する。複素復調器Ｒ−１２４は、微細な焦点調節の遅延を位相回転とアポダイゼーション（計測又は重み付け）の形態で提供し、また、ベースバンドへ、又は、その近傍への信号復調を行う。

テジタルマルチチャンネル受信器Ｒ−１０１は、加算器Ｒ−１２６に接続され、そこでは、各々の受信プロセッサの各ビームの信号サンプルが加算器Ｒ−１２６により加算されて、最終受信走査線サンプルを生成し、その結果得られた複素サンプルはベースバンドプロセッサＲ−１２５へ送られる。これらの夫々のブロックの厳密な機能及び構成は、残りの図面を最小して、後に十分に記述される。

局部又は２次コントロールＣ−２１０は、各々のデジタルマルチチャンネル受信器Ｒ−１０１に関連する。局部プロセッサコントロールＣ−２１０は、中央又は１次コントロールＣ−１０４によって制御され、タイミングと制御とパラメータの値を前述の受信器Ｒ−１０１のそれぞれに送る。パラメータ値は、時間遅延プロファイルとアポダイゼーションプロファイルを含んでいる。

５． ドップラー受信ビーム生成器システム
広ダイナミックレンジ、非結像ドップラー捕捉のためのドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４００は、アナログ受信器Ａ−４０２を備えており、その各々がエコー信号を各々の１以上の変換器Ｔ−１１４から受信する。ドップラー受信器Ａ−４０２の各々は、復調器／レンジゲートＡ−４０４を備えており、それは受信信号を復調してゲート制御し（ＰＷモードだけ）、エコーを狭いレンジから選択する。ドップラー受信器Ａ−４０２のアナログ出力はドップラープリプロセッサＡ−４０６に送られる。プリプロセッサＡ−４０６内で、アナログ信号は、加算器Ａ−４０８によって加算され、その後、積分され、フィルタリングされ、アナログプロセッサＡ−４１０によってサンプリングされる。プリプロセッサＡ−４０６は、それから、サンプリングしたアナログ信号をアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）Ａ−４１２でデジタル化する。デジタル化された信号は表示処理システムＲ−２６に送られる。

全てのドップラー受信器Ａ−４０２に、単一の局部的又は２次ドップラービーム生成器コントロールＣ−１２７が関連している。ドップラービーム生成器コントロールＣ−１２７は、中央又は１次制御システムＣ−１０４によって制御され、制御及び焦点調節パラメータの値をドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４００に提供する。

ドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４００を記載する上述の特許出願において指摘されるように、このビーム生成器システムＲ−２２は、デジタル受信ビーム生成器システムＲ−１００とドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４００を、同一のデジタル送信ビーム生成器システムＴ−１０２及び同一の変換器アレイを用いて、デジタル受信ビーム生成器システムＲ−１００がＢ−及びカラードップラーモードのような結像モードに対して最適となるように効果的に結合し、それゆえ、高い空間解像度を備えていることになる。付帯するドップラー受信ビーム生成器システムは、広いダイナミックレンジを備え、非結像ドップラー処理信号捕捉における使用に対して最適化されている。

６． ビーム生成器中央制御システム
本発明のビーム生成器中央制御システムＣ−１０４は、デジタル送信ビーム生成器システムＴ−１０２と、デジタル受信ビーム生成器システムＲ−１００と、ドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４００と、適応式焦点調節制御システムＧ−１００と、ベースバンドプロセッサＲ−１２７の動作を制御する。

中央制御システムＣ−１０４の主な制御機能が図２ｃに図示してある。制御機能は４つの構成要素を用いて行われる。捕捉コントロールＣ−１３０は、超音波システムコントロールＲ−４０を含むシステムの残りの部分と通信し、高レベルの制御と走査パラメータのダウンロードを行う。焦点調節コントロールＣ−１３２は、送信／受信ビーム生成に必要な動的遅延値とアポダイゼーションデジタル値をリアルタイムで計算し、それらは、適応式焦点調節制御システムＧ−１００により提供されるあらゆる推定補正値に加え、事前計算値と拡張理想値を含んでいる。前置コントロールＣ−１３４は、デマルチプレクサＴ−１０６とマルチプレクサＲ−１０８の切替えを設定し、変換器コネクタＴ−１１０とインタフェースし、全ての送信増幅器Ｔ−１２３及び全ての受信増幅器Ｒ−１１６の利得とバイアスレベルを設定する。タイミングコントロールＣ−１３６は、デジタル回路が要求するデジタルクロックの全てを提供する。これは送信器ＤＡＣ Ｔ−１２１と受信器ＡＤＣ Ｒ−１１８の全てのサンプリングクロックを含んでいる。

好適な実施例では、中央制御システムＣ−１０４は、補間及び補外の如き手法を用いて事前に計算され、記憶されたデータに基づいて、焦点調節時間遅延と開口アポダイゼーション値の散在テーブルを拡張する。拡張した遅延及びアポダイゼーション値は、変換器開口に渡る値のプロファイルとして局部プロセッサコントロールに送られ、レンジにおける遅延とアポダイゼーションのデータ拡張が、変換器素子ごと、サンプルごと、ビーム値ごとに行われる。

７． 適応式焦点調節制御システム
適応式焦点調節制御システムＧ−１００はリアルタイム同時適応式焦点調節を提供する。適応式焦点調節制御システムＧ−１００は、中央制御システムＣ−１０４の焦点調節コントロールＣ−１３２に焦点補正遅延値を提供する適応式焦点調節プロセッサＧ−５０５を備える。適応式焦点調節プロセッサＧ−５０５は、デジタル受信ビーム生成器システムＲ−１００のサブアレイ加算器Ｒ−１２６から収集したデータから収差値推定器Ｇ−５０２によって生成された出力を演算する。従って、収差補正値、好ましくは収差遅延及び振幅値は、図２ｃに示す適応式焦点調節制御サブシステムＧ−１００により、送信焦点深度に対応するレンジ領域で、各々の受信走査線又は受信走査線のサブセットについて適応的に測定される。

焦点調節遅延を調整する適応式焦点調節制御システムに加えて、数多くの適応式制御システムが考えられる。これらのシステムは、例えば、（１）焦点調節遅延と開口アポダイゼーションを調整する適応式コントラスト改善制御システムと、（２）焦点調節遅延及び位相、並びに、開口アポダイゼーションを調整する適応式干渉除去コントロールと、（３）焦点調節遅延及び位相と、開口アポダイゼーションと、像送受信周波数と、ベースバンド波形整形を調整する適応式目標改善コントロールと、を備える。

適応式焦点調節制御システムＧ−１００の好適な実施例に含めることができる適応式焦点調節機能の別の観点は、幾何学的収差変換デバイスＧ−５０８／５０９であり、それは、測定された収差値を収差値推定器Ｇ−５０２が収集しなかった走査線及び走査線深度位置について、適応式焦点調節プロセッサＧ−５０５に収差補正遅延値を提供することができる。特に、測定された収差補正値は、Ｇ−５０８／５０９の遅延テーブルに書き込まれる。Ｇ−５０８／５０９は、幾何学的収差変換のルックアップルールに準じて遅延テーブルから値を検索し、深度、走査幾何形状、並びに、深度、走査幾何形状、及び、収差補正値が測定されたモード以外の捕捉モードに対して有効な開口に渡る焦点調節遅延補正のプロファイルを形成する。

8. ベースバンドプロセッサシステム
ベースバンドプロセッサＲ−１２５は、ここに記載したように、フィルタリング、受信走査線間（ビーム間）の増幅および位相調整を行う。ベースバンドプロセッサＲ−１２５は、ベースバンドフィルタ、複素乗算器、並びに、ベースバンドフィルタおよび複素乗算器の動作を制御するベースバンドプロセッサコントロールを付加的に含んでいる。ベースバンドプロセッサコントロールは、中央制御システムＣ−１０４によって制御される。

9. 干渉性サンプル合成システム
この干渉性サンプル合成システムＳ−１００は、本発明のマルチビーム送信及びマルチビーム受信能力を利用して、実際の走査線に沿った受信ビームデータの干渉性（事前検出）サンプルを捕捉し、記憶し、そして、記憶された干渉サンプルの補間を行って、実際の走査線に沿った、又は、合成的に生成された走査線に沿った新たなレンジ位置に新たな干渉サンプルを合成する。捕捉されたサンプルおよび合成されたサンプルの双方が、表示処理ステムＲ−２６に伝送される。

10. 送信および受信マルチプレクサ
変換器アレイ素子Ｔ−１１４と、デジタル送信ビーム生成器システム、デジタル受信ビーム生成器システムおよびドップラー受信ビーム生成器システムのためのプロセッサＴ−１０３、Ｒ−１０１およびＡ−４０２との接続性は、図２ａに示す送信デマルチプレクサＴ−１０６および別の受信マルチプレクサＲ−１０８を介して確立されている。図２ａに示す複数の変換器のマルチプレクサの形態は、単一の変換器アレイ内に完全に位置し、または、２個の変換器アレイに跨がる送信および受信開口を選択することを可能ならしめる。２つのマルチプレクサは、ビーム生成器中央制御システムＣ−１０４によって独立して制御されるが、滑り開口および合成開口モードを含む多くの捕捉モードを支持するためにプログラムすることができる。

Ｂ． デジタル送信ビーム生成器システムの好ましい実施例
１． デジタルマルチチャンネル送信プロセッサ・デジタル信号処理
好適な実施例では、送信ビーム生成器Ｔ１０２は、各々の送信要素ごとに実質的に独立の波形生成プロセッサを備えている。送信プロセッサＴ１０４は、送信プロセッサ各々が複数のプログラム可能な複素エンベロープ波形を生成できるので、ここではマルチチャンネル・プロセッサと呼ばれる。結像周波数の実質的に連続的なレンジがサポートされる。

全体的に、各々の送信プロセッサは、（１）１以上のビームについての１以上の波形の波形整形、（２）アポダイゼーション、（３）そのような波形についての操舵／焦点調節時間遅延の挿入という主な機能を行う。ＰＷ送信について波形整形を行うために、信号経路は、ＤＡＣ Ｔ１２１のサンプリング周波数Ｆ_Sのそれより低いレートＲ_Eの初期波形サンプルから始まる。初期波形サンプルは、０Ｈｚに中心をもつ周波数スペクトルをもつか、又は、０Ｈｚからオフセットを有するようにすることができる。本実施例の波形整形は、初期波形サンプルをＦ_Sにアップサンプリングするステップ、及び、所望の搬送周波数Ｆ_Cで波形を変調するステップを含む。振幅の重み付け（アポダイゼーション）も、波形整形処理の一部と考えることができる。アップサンプリングし、変調し、アポダイズし、遅延し、適切にフィルタリングするステップは、デジタル送信ビーム生成器においてあらゆる順序で実行することができ、これらの個々のステップは、分離され、信号経路の異なる部分で実行されるサブステップに分割することさえも可能である。更に、あるステップ又はサブステップは、単一のハードウェア・ユニットにおける実行のために組み合わせることができる。

出力搬送周波数は、ここでは所望のプログラムされた搬送周波数Ｆ_Cと実質的に同一であると考えることができるが、信号経路のフィルタ作用のため、等しくはならない。Ｆ_Cは、パラメータのダウンロードを通じて中央制御システムＣ１０４によって設定される。

ａ． 送信処理モード
本実施例のデジタルマルチチャンネル送信プロセッサの機能ブロックを説明する前に、各々の受信プロセッサが作動できる種々の処理モード（前述の結像モードと混同しないこと）を理解することが望ましい。理想的には、各々の送信プロセッサが、ある最大値までの任意の数の重畳され別個に遅延されアポダイズされた送信ビームについて、ある最大値まで任意の搬送周波数で、ある最大値までの任意のサンプル・レートでサンプリングされた初期波形の表示によって指定される波形を生成できることが望ましい。これは、しかし、特に最大値が大きい場合に、相当な処理能力を要求する。処理能力はあらゆるシステムにおいて制限があるので、３つのパラメータ全てが最大に指定される場合にハードウェアが対応できるように、これらの最大値を十分に低く維持しなければならないと考えられる。一方、本実施例は、これらの３つのパラメータ間でトレードオフを許容し、中央制御システムが医療的設定に基づいて、そのうちの異なるものを最適化するように選定することを許容することにより、使用可能な処理能力を効果的に活用する。

テーブル１は、送信ビーム生成器Ｔ１０２の所定の送信プロセッサＴ１０４について中央制御システムＣ１０７が選択できる処理モードの一部を示す。別の実施例では、より少数又は多数のモード、及び、より少数又は多数のビームをサポートすることができる。テーブルでは、下記の用語が用いられている。

Ｆ_Sは、サンプルがＤＡＣ Ｔ１２１（図１ｂ）によって変換されるシステム・クロック周波数である。中央制御システムＣ１０４は、種々の使用可能な周波数からＦ_Sを選択できる。

Ｆ₀は送信信号の公称中心周波数である。Ｆ₀は、Ｆ_Sの端数としてマルチチャンネル送信器に対して指定され、搬送周波数と等しい（又は近い）。

Ｒ_Eは、ビームごとの初期波形サンプリングレートである。Ｒ_E／Ｆ₀の比率は、初期波形がサンプリングされ得る送信信号の公称中心周波数Ｆ₀の周期ごとの実数又は複素サンプル数を示す。

λ₀は、Ｆ₀における音波の波長であり、λ₀＝Ｃ／Ｆ₀である。

ｃは、人体における音の速度である。

γ_Eは、ビームごとの初期波形サンプル間隔であり、ｃ／２Ｒ_Eに等しい。

Ｎ_Bは、所定の送信処理モードについて同時に生成されるビームの最大数である。（ビーム生成器は、希望に応じて、Ｎ_Bより少ないビームを生成するように作動できる。例えば、Ｎ_B＝４のモードでは、ビーム生成器は、希望に応じて３ビームのみ生成するように作動できるが、これは、使用可能なハードウェアの処理能力を完全に用いているわけではない。）
Ｎ／Ｉ： ここで説明する実施例では実行されないモード。

テーブルを水平方向に見ると分かるように、各々の送信信号公称中心周波数Ｆ₀について、ハードウェアは、ビームごとの初期波形サンプル間隔γ_Eの増加に対して、より多数Ｎ_Bの重畳される波形がトレードオフされ、又は、その逆が行われることを可能にする。より大きいＮ_Bは高いフレーム・レートに転換するが（視野全体が、同じ数のビームであるが少ない発射数で走査できるので）、高められた初期波形サンプル間隔γ_E（より小さいγ_Eの値）はレンジにおけるより鋭い画像に転換する。従って、例えば、Ｆ−モードとＢ−モードのパルス発射を各々インターリーブして生成される、グレースケール（Ｂ−モード）画像上で重ね合わされたカラー・フロー・ドップラー（Ｆ−モード）画像を表示する表示モードにおいて、中央制御システムＣ１０４は、全てのＢ−モード結像パルスに対してＮ_B＝１で、また、カラー・フロー・ドップラー結像パルスに対してＮ_B＝２又はＮ_B＝４で、送信器Ｔ１０２を作動できる。

同様に、テーブル１を垂直に下方に見て、帯域幅モード５と６を除くと、所定のビームＮ_Bの最大数について、より高い公称中心周波数Ｆ₀を有する処理モードはまた、より大きい（従って低質の）ビームごとの初期波形サンプル間隔γ_E（λ₀に対して）を備えることが分かる。（ビームごとの初期波形サンプル間隔γ_Eは、比率γ_E／λ₀と表記される場合、ここでは、周波数的に正規化されたビームごとの初期波形サンプル間隔と呼ばれる）。医療関係者は、典型的に、希望の透過に適した結像周波数で作動できる変換器を選択する。その場合、医療関係者は、全体的な結像分解能（２つのターゲットを識別できる能力）のために、透過をトレードオフする。（より大きい透過は、結像周波数を減少させ、それにより全体的な画像分解能を減少させることにより達成されるので、後者のトレードオフは、超音波の物理的特性に本来的なものである）。所定のビームＮ_Bの最大数について、希望の透過がテーブルのＦ₀を決定し、ハードウェアが選択されたＦ₀で提供できる、最適な周波数的に正規化されたビームごとの初期波形サンプル間隔を有する処理モードが決まる。すなわち、Ｆ₀が高い透過を達成するために減少すると、各々の送信プロセッサＴ１０４の信号処理経路は、ビームごとに秒単位で多くのサンプルを処理する必要性をなくする（信号処理パイプラインの少なくとも早期の段階では）。これは、ハードウェアの処理機能を使用可能な状態に維持するので、システムは、Ｒ_E／Ｆ₀を高め、それゆえ周波数的に正規化されたビームごとの初期波形サンプル間隔γ_E／λ₀を改善することによりその処理機能を活用する。

更に、テーブルを対角線状に（右上に）読み、モード５と６を再び除くと、ハードウェアは、一定の周波数的に正規化されたビームごとの初期波形サンプル間隔γ_E／λ₀において、より低いＦ₀が、より大きいビーム数Ｎ_Bに対してトレードオフされ得ることが分かる。

より一般的に説明すると、マルチチャンネル送信器Ｔ１０２が作動するように指定できるモードは、実際は３つのパラメータ、すなわち、Ｎ_BとＦ₀とγ_E／λ₀（又は、等価的にＲ_E／Ｆ₀）の間におけるトレードオフを提供する。従って、各々の処理モードはパラメータ・セット｛Ｎ_B、Ｆ₀、γ_E／λ₀｝を規定する。テーブル１に示す処理モードの全てが、所定のＦ_Sに対して、周波数的に正規化されたビームごとの初期波形サンプル間隔によって除算された、ビームＮ_Bの最大数と送信信号公称中心周波数との積が一定になるというルールを満足している。
そのうえ、次に示す関係が保持される。

γ_E ＝ ２・ｃ・Ｎ_B／Ｆ_S
及び
Ｒ_E ＝ Ｆ_S／４Ｎ_B

各々の送信器Ｔ１０２が、選択された処理モードにおいて最大のビーム数Ｎ_Bを生成するように作動すると仮定すると、テーブル１のモードの全てが、送信プロセッサ・ハードウェアの信号経路の処理能力を完全に活用することになる。また、好適な実施例は、テーブル１に図示されておらず、システムの処理能力を完全に使用していない他の処理モードもサポートする。更にまた、モード５と６は説明を完全にするためにテーブル１に含めているが、それらは、本発明を理解するうえで重要ではなく、それゆえ以下の残り説明の部分からは除外される。

ｂ． 粗い時間遅延
図３は、デジタルマルチチャンネル送信プロセッサＴ−１０４の１つの機能ブロック図である。この信号経路では、アップサンプリングが２つのサブステップ（補間器１と補間器２）で行われる。送信搬送周波数Ｆ_Cへの変調も２つのサブステップで行われ、焦点調節は３つのステップで行われる。焦点調節機能により、各々のビームに対して送信器が生成した波形出力を、全ての能動プロセッサにわたる遅延プロファイルに応じて、ビーム生成のために必要に応じて遅延することが可能となる。全体的な遅延ワードは、中央制御システムＣ−１０４によって、各々のビームに高精度で提供され、Ｔ₀＝１／Ｆ₀の整数と端数のサンプル単位で表される。送信プロセッサＴ−１０４の好適な実施例において、この値を３つの成分に分割することは、大まかにいえば、遅延ワードを３つの精度グループに分離することである。エンベロープ・サンプリング時間Ｔ_E＝１／Ｒ_Eの１つの単位の精度までの高順位部分は、粗い遅延整数値Ｎ_Cを形成する。公称中心周波数期間Ｔ₀＝１／Ｆ₀ごとの４つの単位の精度までの中順位部分は、微細な遅延整数値Ｎ_Ｆを形成する。遅延ワードの残りの低順位ビットは、公式φ_D＝−２πＶ_φＴ_φに従って遅延の位相部φ_Dを計算するために用いられる。ここで、Ｔ_φはＴ₀の端数単位を表す遅延ワードの下位部であり、Ｖ_φはベルニール周波数スケール係数Ｆ_C／Ｆ₀である。送信プロセッサＴ−１０４は、希望に応じて、中央制御システムＣ−１０４により、異なるＶ_φの値を使用するようにプログラム可能であることに注目すべきである。

図３を参照すると、ＳＯＴ（送信開始、全ての送信プロセッサに共通）信号は、粗い遅延Ｔ３０２をトリガーし、その遅延Ｔ３０２は、サンプリングレートＲ_E（期間Ｔ_E）におけるＮ_Cサンプル分の時間だけ初期波形サンプルの読取開始を遅らせる。従って、遅延ユニットＴ３０２が加える遅延は、ＳＯＴ信号に対して、Ｎ_CＴ_Eである。

ｃ． 初期波形サンプル・メモリ
図３に示すように、遅延ユニットＴ３０２の出力は、初期波形サンプルのメモリＴ３０４からの読取を駆動する。初期波形サンプル・メモリＴ３０４の出力は、機能的に、マルチプレクサＴ３０８の一方の入力ポートに送られ、その他方の入力ポートは１の値を受信する。ＰＷ発射の場合、マルチプレクサは、その出力にメモリ・サンプル・ワードを選択するが、ＣＷ出力を生成する場合、マルチプレクサは、一定である入力１を選択する。

メモリＴ３０４内の波形サンプルを、複素数の代わりに実数とし、メモリスペースを節約することもできる。複素値は２ワードを占めるのに対し、実数値は１ワードを占めるからである。好適には、初期波形はベースバンド（０Ｈｚ又はその近く）にあり、その場合、初期波形は送信器の出力パルスの複素エンベロープを表している。初期波形サンプルの数に対する唯一の制限は、メモリＴ３０４に記憶できる総ワード数である。それ以外は、あらゆる数の別個の初期波形を、あらゆる開始アドレスからメモリＴ３０４にダウンロードできる。発射前に、中央制御システムＣ−１０４は、開始アドレスと、サンプル数と、各々のプロセッサの各々のビームについての実際のサンプル値と、をダウンロードできるので、多種多様な異なるオプションを、各々の発射を伴う波形生成に使用できる。

例えば、単一の初期波形がメモリＴ３０４全体を満たし、又は、複数の波形がメモリＴ３０４の異なる部分を満たすようにすることができる。別の例として、中央制御システムＣ−１０４は、２つの異なる波形をダウンロードでき、また、別の発射において別の開始アドレスをプログラムすることにより、別の発射について異なる整形がされた送信パルス波形を生成できる。この最後の例は、例えば、２つの交互の結像モードについての発射をインターリーブする際に有用である。ビームごとに異なる初期波形を指定すると、深度及び角度に依存するパルス整形が可能となり、異なる結像モードに対して異なる初期波形を指定すると、空間分解能と信号対雑音比（ＳＮＲ）間の如きトレードオフについての異なるモードに依存する妥協を実行することが可能になる。

デジタル的に初期波形をプログラムする機能は、人体のような減衰性媒体（例えばガウス形状）を通じる送信中に歪まないような波形に近い波形を有するパルスの生成を可能にするだけでなく、２モード応答や長いリングダウン応答のような変換器のインパルス応答の好ましくない特性を補償して、軸方向の分解能を改善する波形のプログラムも可能にする。初期波形サンプルの選定は、（１）アナログ送信／受信経路における歪み、（２）送信及び受信ビーム生成器のデジタルフィルタ応答における歪み、及び、（３）超音波信号の伝搬経路における多少の歪みを事前に補償できる。この後者の補償は、ＳＮＲ又は横方向分解能に対する周波数依存性減衰の影響を低減できる。これら全ては、従来技術の超音波送信ビーム生成器の機能に対して、重大な利点である。

メモリＴ３０４に提供された初期波形サンプルが複素サンプルである場合、ある実施例ではそのサンプルは同相／直角位相の形態で与えられ、他の実施例では振幅／位相の形態で与えられる。ここで説明した好適な実施例の構成（図４を参照）では、情報は振幅／位相の形態で与えられることが分かる。

ｄ． アポダイゼーション／位相設定
メモリＴ３０４の初期波形サンプル出力は、アポダイゼーション／位相乗算ユニットＴ３０６に接続され、乗算ユニットＴ３０６は、各々のサンプルの振幅と乗算器Ｔ３０８のアポダイゼーション値とを乗算し、次に、乗算器Ｔ３１０において、各々のサンプルの位相を、波形サンプル位相φ_Eと、遅延の位相部φ_Dと、バーニャ・係数ｖ＝Ｆ_C／Ｆ₀から導かれたバーニャ位相傾斜値φ_Rとの加算により与えられた位相φだけ回転させる。φ_Dは、波形生成中は一定であり、波形生成前のセットアップ中に一度計算される。しかし、位相φ_Eとサンプル位相傾斜φ_Rは、初期波形サンプルごとに変わる。従って、φ＝φ_D＋φ_E＋φ_Rは、初期波形サンプルごとに計算される。

代わりに、遅延の低順位部分は、波形サンプルを補間し、信号経路において等価な時間遅延の信号サンプルを生成することにより達成することもできる。この場合、φ＝φ_E＋φ_Rである。

別の実施例では、遅延の低順位部分、又は、全体の遅延も、焦点調節フィルタにより達成することができる。このようなフィルタは、送信ビーム生成のサポートに必要な希望の信号遅延対周波数特性を考慮して、各々のデジタルマルチチャンネル送信プロセッサについて、及び、送信プロセッサ内の各々のビームに関連する各々の波形について、別異にプログラムされる。従って、フィルタは、一般的に非直線性の位相応答を有する。従って、焦点調節フィルタ特性は、図３に示す補間及び変調動作と関連する信号経路フィルタと対照的であり、それは、好適には線形位相応答（従って、フィルタを通る信号に歪みが生じない）を備え、一般的に、全ての送信プロセッサにおいて同一の特性に設定される。補間及び変調動作フィルタは、ビーム生成でなく波形整形に用いられ、通常は同一の波形（適切な遅延とアポダイゼーションを有する）が全ての送信プロセッサにおいて生成されるが、本発明は送信プロセッサ間で異なるフィルタを選択することもサポートする。

φ_Rは次のように計算される。前述のように、図３の信号経路は、２つの処理において、希望の搬送周波数Ｆ_Cで初期波形サンプルを変調する。プログラムされたＦ_Cの場合、中央制御システムＣ−１０４（図１ａ）は、Ｆ_Cに近い複数の送信信号公称中心周波数Ｆ₀（デジタル処理レートを設定する）から選択し、バーニャ・係数ｖ＝Ｆ_C／Ｆ₀を計算する。テーブル１に示すように、Ｆ₀の使用可能な値は、各々、ＤＡＣのサンプリング周波数Ｆ_Sの複数の使用可能な端数の１つを表していて、その端数も中央制御システムＣ−１０４が複数の使用可能なクロック周波数の１つから選択する。従って、Ｆ₀を選択する際に、中央制御システムＣ１０４は、使用するサンプリング周波数Ｆ_Sと、Ｆ₀を定めるＦ_Sの端数を決定する。

中央制御システムＣ−１０４は、Ｆ₀を各々の送信プロセッサＴ１０４に明示的にダウンロードはしない。むしろ、中央制御システムＣ−１０４は、周波数生成器Ｔ２５６を制御してＦ_Ｓを生成し、補間器２の整数アップサンプリング係数Ｋ_ｕ２の値をダウンロードする。その情報が、Ｆ₀＝Ｆ_S／４Ｋ_ｕ２の関係に応じてＦ₀を暗示的に指定する。しかし、各々の送信プロセッサＴ−１０４が要求する情報は、Ｆ₀でなく、Ｋ_ｕ２であることに注目すべきである。送信プロセッサＴ−１０４は、Ｆ₀を明示的に知る必要がなく、クロック周波数に関する情報だけを必要とする。

Ｆ₀とＦ_Cの差を考慮して、中央制御システムＣ−１０４は、ｖを各々の送信プロセッサＴ１０４にダウンロードする。各々の送信プロセッサは、次に、次の式によって位相傾斜項φ_Rを計算する。

φ_R ＝ ２πＫ_ｕ１（ｖ−１）ｎ／４、
ここで、ｎは初期波形サンプルの数である。各々の送信プロセッサＴ−１０４は、中央制御システムＣ−１０４からダウンロードされていた補間係数Ｋ_ｕ２及びビーム数Ｎ_Bに基づいて、Ｋ_ｕ１＝４Ｎ_B／Ｋ_ｕ２からＫ_ｕ１（補間器１のアップサンプリング係数）を計算する。

理論的に、ｖは、０（包合的）から２（排他的）の範囲（ショートハンド表記“［０，２）”を用いて表現できる範囲）になる。しかし、現実には、送信プロセッサ信号経路のフィルタｈ２、ｈ３、ｈ４のフィルタ応答特性は、ｖの利用範囲を、［０，２）内のある狭い範囲に制限する。

周波数バーニャ・係数ｖは、例えば、ビーム干渉を小さくするために、又は、より深い焦点調節ビームの透過を高めるために、送信ビーム生成器システムＴ−１０２が生成している異なるビームについて独立に指定できる。ｖの独立の値は、（透過深度を決定する）分解能と感度の間の希望の結像モード依存性の妥協を得るために、混合結像モードについて指定できる。中央制御システムＣ−１０４は、複数の送信器Ｔ−１０３の各々に対して（すなわちアレイＴ−１１２の異なる変換器素子Ｔ−１１４に対して）独立に選択したｖをダウンロードする能力も備えており、希望に応じて、各々の発射前にｖの値をダウンロードできる。

ｅ． 補間器１
アポダイゼーション／位相乗算器Ｔ３０６の出力は、サンプリングされた波形情報を係数Ｋ_ｕ１でアップサンプリングし、それをフィルタｈ２を用いて低域フィルタする第１の補間器Ｔ３１２に送られる。係数Ｋ_ｕ１は、送信プロセッサＴ１０４が作動している処理モードに依存する。特に、Ｋ_ｕ１は、補間器Ｔ３１２の出力のサンプル・レートを、送信信号公称中心周波数Ｆ₀の周期ごとに、４つのサンプルに設定するために必要ないかなる値も採ることができる。従って、一般的に、Ｋ_ｕ１＝４Ｆ₀／Ｒ_Eになる。Ｋ_ｕ１は、送信プロセッサにダウンロードされないが、前述のように、送信プロセッサの計算、Ｋ_ｕ１＝４Ｎ_B／Ｋ_ｕ２から導かれる。

フィルタｈ２は、高い周波数における元信号の複製イメージを除去するために、Ｋ_ｕ１アップサンプラによりアップサンプリングされた出力を低域フィルタするために用いられる。ここで用いるように、“補間器”（又は“アップサンプラ”）と“間引器”（又は“ダウンサンプラ”）が行う動作は相反的動作であり、いずれも１より大きく又は小さい係数で行うことができる。従って、例えば、係数１／２でアップサンプリングすることは、係数２で間引きすることと同一である。同様に、ここで用いるように、デジタル信号処理補間器、又は、単純に“補間器”は、アップサンプリングとフィルタリングを共に行う。補間器のフィルタ伝達関数を１とすることができ、その場合、補間器はアップサンプラのみと同一である。

ｆ． 微細な時間遅延メモリ
第１の補間器Ｔ３１２の出力は、各々のサンプルをＮ_Ｆ（Ｔ₀／４）（Ｎ_Ｆは整数）だけ遅延させる第２の遅延ユニットＴ３１４に送られる。前述のように、Ｎ_Ｆは、全体の希望時間遅延の微細な遅延部分である。従って、Ｎ_CＴ_Eの粗い遅延が遅延ユニットＴ３０２において初期波形サンプリングレートにおける１つのサンプル間隔の分解能に適用され、微細な遅延Ｎ_Ｆ（Ｔ₀／４）が、遅延ユニットＴ３１４によって、帯域幅モード０〜４の送信信号公称中心周波数Ｆ₀の１／４周期の分解能、及び、帯域幅モード５及び６の３／４周期の分解能に適用される。初期波形サンプル・レートが、Ｆ₀のサイクル毎の４つのサンプルと等しい場合（すなわち、Ｒ_E＝４Ｆ₀ならば）、遅延ユニットＴ３１４は更なる時間遅延を導入しない。全体の希望時間遅延の位相部φ_D（アポダイゼーション／位相乗算ユニットで適用される）は、（Ｔ₀／４）より小さい希望時間遅延の端数部と等価な公称中心周波数の位相回転となる。

ｇ． 変調器
遅延ユニットＴ３１４の出力は変調器Ｔ３１６に送られる。変調器Ｔ３１６の乗算器Ｔ３１８では、指数（ｊｎπ／２）との乗算によって、Ｆ₀による初期波形の変調が行われ、ここでｎはサンプル指標に対応する。指数（ｊπｎ／２）が（−１、０、１）のみの値を採るので、本実施例におけるＦ₀のサイクルごとの４サンプルの中間サンプル・レート（第１の補間器の後）の選定は優れたものである。乗算器Ｔ３１８は、従って、適切な加算と減算処理によって、ハードウェアにおいて非常に単純に構成できる。異なる実施例では、中間サンプル・レートは、Ｆ₀のサイクルごとに２つのサンプルと等しくすることができる。

変調器Ｔ３１６の機能ブロックＴ３２０で、送信プロセッサは乗算器Ｔ３１８の変調信号出力の実数部を取得する。ハードウェア構成においては、単純に、乗算器Ｔ３１８が、ブロックＴ３２０で廃棄されるいずれの同相又は直角位相サンプルも生成しないように構成することによって、ブロックＴ３１８とＴ３２０は結合できる。

図３における、ブロックＴ３２０を通過するＳＯＴ信号からの信号経路は、変換器アレイによって生成される各々のビームについて概念的に並列に構成されるので、別個のチャンネルを効果的に提供する。（動作時には、異なるビームがハードウェアの共通セットを介してインターリーブされる）。変調器Ｔ３１６の加算器Ｔ３２２では、全てのビームのインターリーブが解除され、互いに重畳される。その結果は、変調器Ｔ３１６のブロックＴ３２４として示されているフィルタｈ３によって帯域フィルタされる。フィルタｈ３は、フィルタｈ２によって十分に減少しなかったイメージ周波数、及び、０Ｈｚにおいてエネルギーを減衰するために用いられる帯域通過フィルタである。

ｈ． 補間器２
変調器Ｔ３１６の出力は、第２の補間器Ｔ３２６によって、ＤＡＣ入力サンプル周波数Ｆ_Sまでアップサンプリングされる。補間は、信号を係数Ｋ_ｕ２でアップサンプリングし、その結果をフィルタｈ４により低域通過フィルタして行われる。通常、Ｋ_ｕ２＝Ｆ_S／４Ｆ₀＝Ｆ_S／Ｋ_ｕ１Ｒ_Eである。フィルタｈ４は、信号がＤＡＣサンプル周波数にアップサンプリングされた後に、好ましくないイメージを除去するために用いられる。補間フィルタ及び補間器の設計は、従来技術で周知のことである。

ｉ． ＤＡＣエンコーダ
補間器Ｔ３２６の出力は、エンコーダＴ３２８によって、ＤＡＣ Ｔ１２１（図１ｂ）で要求される形態に符号化され、ＤＡＣ Ｔ１２１に供給される。エンコーダＴ３２８は、フィルタされたデータを、使用可能なＤＡＣ帯域に厳格に制限する。

図３の信号経路は、パイプラインを形成し、そこでは、下流のユニットが波形の初期のサンプルを処理し、それと同時に上流のユニットが波形の後期のサンプルを処理することに注目すべきである。このような動作が並列に行われ、処理時刻において重複していても、ここでは、上流のユニットはその機能を下流のユニットの“前に”実行しているという。また、機能のパイプライン化は望ましいことであるが、別の実施例では、デジタル送信ビーム生成器を連続的に構成し、各々のステップが、次のステップが行われる前に、全パルス波形に対して全体として行われるように構成できることが理解される。同様に、その中間的な実施例も可能である。

２． 信号処理経路のハードウェア構成
前述のように、図３に示す機能ユニットの種々の機能のなかの幾つかをその構成において結合し、必要なハードウェア量を低減して、接合機能とすることができる。また、ある状況では、図３に示す概念的な機能は、ハードウェアをほとんど又は全く使用せずに構成できる単純に変形したケースに限縮することができる。図３の信号経路の局部的制御プロセッサを説明する前に、信号経路のハードウェア構成の幾つかの観点を理解していると有益である。

図４は、送信ビーム生成器システムＴ−１０２の２つのデジタルマルチチャンネル送信プロセッサを構成する、装置Ｔ４００の好適な構造のブロック図である。プロセッサを一対にすると、次に示すように、あるハードウェアを効果的に共用できる。図４の一対の送信器の部分は、単一のチップ上に製作されている。

図４を参照すると、初期波形サンプル・メモリＴ４１０は、両方の送信プロセッサの全ビームに関する初期波形情報を記憶している。サンプル値は、中央制御システムＣ−１０４によるサンプルのダウンロードに応答して、（以下に説明する）Ｉ／ＯプロセッサＴ４０２によって初期波形サンプル・メモリＴ４１０に書き込まれる。メモリＴ４１０は、複数のダブル・ワードとして又は単一ワードの２倍の量で組織され、中央制御システムから見ると、以下に説明するように、Ｉ／ＯプロセッサＴ４０２のパラメータ・レジスタと同じアドレス・スペースでメモリマップされている。メモリは、記憶された波形が占める総データ長が使用可能な総メモリ・スペースより短いか等しい限り、可変長の実数又は複素波形あるいはその両方のあらゆる組み合わせを記憶することができる。

個々の初期波形サンプルは、初期波形サンプル・レートＲ_EでメモリＴ４１０から読み取られ、そのレートは、両方の送信プロセッサの全ビームに対して同一であり、Ｆ₀及びＮ_Bに依存する。マルチビーム波形サンプルは時間的にインターリーブされた方法でメモリＴ４１０から読み取られるので、テーブル１に示す全ての処理モードは、単位時間ごとにＲ_D＝２Ｒ_EＮ_Bサンプルの最大メモリ・データ・レートを利用して、ハードウェアの使用を最大に活用する。

メモリＴ４１０から読み取られた各々の複素サンプルの位相部分は、次に説明するように、位相及び周波数プロセッサＴ４１８のφ_E入力に送られるが、振幅部Ｍ_Eはアポダイゼーション及び位相乗算器Ｔ４２０に送られる。アポダイゼーション及び位相乗算器Ｔ４２０は、予め計算済みのアポダイゼーション値をＩ／ＯプロセッサＴ４０２（送信プロセッサ及びビーム数によってインターリーブされる）から受信し、位相及び周波数プロセッサＴ４１８からの同相／直角位相（Ｉ／Ｑ）フォーマットの位相出力φを（送信プロセッサ及びビーム数によってインターリーブされる）受信する。機能的に、アポダイゼーション及び位相乗算器Ｔ４２０は、各々のサンプル値を、振幅／位相フォーマットＭ_Eｅｘｐ（Ｊφ_E）から、Ｉ／ＱフォーマットＭ_Eｃｏｓ（φ_E）＋ｊＭ_Eｓｉｎ（φ_E）に変換し、同時に、振幅Ｍ_Eをアポダイゼーション値に乗算し、位相に加算して、遅延と位相傾斜を考慮する。アポダイゼーション及び位相乗算器Ｔ４２０の出力は、単位時間当たり４Ｒ_EＮ_Bのレートで、ＩとＱの値によりインターリーブされた値とともに、送信プロセッサ及びビーム数によって生成される。これらの値は、このポイントで２つの並行シーケンスに分離され、送信プロセッサ０についての値が送信プロセッサ０経路によって用いられ、送信プロセッサ１についての値が送信プロセッサ１経路によって用いられる。個々の送信プロセッサ出力は、従って、ビーム数とＩ／Ｑ値によってインターリーブされた形式で、２Ｒ_EＮ_Bのレートで各々送られる。ここで、送信プロセッサ１の機能ブロックは同一であるので、送信プロセッサ０の残りの機能ブロックについてのみ説明する。

送信プロセッサ０についてのアポダイゼーション及び位相乗算器Ｔ４２０の出力は、ブロックＴ４２２に送られ、そこでは、低域通過フィルタｈ２を含む、第１の補間器Ｔ３１２と微細遅延ユニットＴ３１４（図３）の機能が実行される。詳細には、それは、Ｋ_ｕ１によるアップサンプリング、Ｎ_Ｆによる微細遅延、及び、ｈ２によるフィルタリング、並びに、Ｒ_E｛｝（実数部分）機能の部分を、全て一緒に行う。Ｋ_ｕ１によるアップサンプリングは、各々のビームの各々の波形のサンプル間に（Ｋ_ｕ１−１）個のゼロの挿入を理論的に要求し、単純に、内部パイプラインレジスタがロードされるレートのＫ_ｕ１倍のレートで内部パイプライン・レジスタの内容を確認することにより行われる。

処理ブロックＴ４２２は、各々の出力サンプルについて、同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）成分の両方を生成する必要はないことに注目すべきである。後で説明する変調周波数の選定、及び、Ｒ_E｛｝機能が要求する同相値のみの計算で十分であることにより、出力サンプルに基づいて、各々の出力サンプルに対してＩ又はＱ成分のみが交互に生成されれば足りることが当業者に理解される。

ブロックＴ４２２の出力は、ビーム数によってインターリーブされた単位時間ごとにＫ_u１Ｒ_EＮ_B＝４Ｆ₀Ｎ_B個のサンプルを搬送する。再び、送信プロセッサＴ−１０４の処理モードは、ここで、送信信号公称中心周波数Ｆ₀とビーム数Ｎ_Bとの間のトレードオフを可能にする。

処理ブロックＴ４２４は、変調器Ｔ３１６（図３）の機能の全てを行う。Ｒ_E｛｝機能と同様にＦ₀による変調も、全体的に、信号経路における選択的否定動作（図示せず）によって行われる。これは、変調周波数が、このポイントで、サンプル・レートの４倍に固定されていることにより可能となる。

処理ブロックＴ４２４の出力は、ビームによってインターリーブされる。それも、単位時間ごとに４Ｆ₀Ｎ_B個のサンプルのデータ・レートを有し、ここでは全て実数値である。処理ブロックＴ４２４は、次に異なるビームについてのインターリーブ値を加算し、送信プロセッサへの合成サンプルを生成する。送信プロセッサが生成するＮ_B個の波形全てがここで重畳される。次に、処理ブロックＴ４２４は、従来の方式で合成サンプル・ストリームに対して、ｈ３によるフィルタリングを行う。

４Ｆ₀の実数値サンプル・レートで生成される処理ブロックＴ４２４の出力は、第２の補間器ブロックＴ４２６に送られる。処理ブロックＴ４２２のアップサンプラの場合と同様に、補間器Ｔ４２６は、入力サンプル・レート４Ｆ₀でブロックＴ４２６のパイプライン・レジスタ（図示せず）に記録されていた入力値から、単純にＦ_Sのレートで出力値を作成することにより、４Ｋ_ｕ２Ｆ₀＝Ｆ_Sに入力サンプル・レートをアップサンプリングする。信号は、次にｈ４によってフィルタリングされる。

第２の補間器Ｔ４２６の出力はエンコーダ／ＤＡＣブロックＴ４２８の入力に接続され、完全なＤＡＣサンプリング周波数Ｆ_Sで供給される。エンコーダ／ＤＡＣ Ｔ４２６については後述する。

３． 局部的制御プロセッサ
図４の装置は、Ｉ／ＯプロセッサＴ４０２も備えており、それは装置内の全てのプログラム可能なソースに対する読取及び書込みを処理する。更に、Ｉ／Ｏプロセッサは、各々の送信発射以前の事前計算処理中に、幾つかのパラメータを計算する。装置Ｔ４００へのパラメータの全てのダウンロードは、中央制御システムＣ−１２７からアドレス／データ多重バスＴ４０６を経由して、Ｉ／ＯプロセッサＴ４０２内に機能的に位置するメモリ・マップ・パラメータ・レジスタへと行われる。レジスタの一部は、ビームごと及び送信プロセッサごとに中央制御システムＣ１０４によりプログラム可能であり、他のレジスタは送信プロセッサのペアに対してのみプログラム可能である。Ｉ／ＯプロセッサＴ４０２内の更に他のパラメータ・レジスタ（Ｋ_u１、Ｎ_C、Ｎｆ、φ_Dなど）は、各々の発射前にＩ／ＯプロセッサＴ４０２によって予め計算された内容を有している。

プロセッサ・ペアＴ４００の２つのプロセッサは、共通のメモリ・アドレス及び遅延プロセッサＴ４１６と共通の位相及び周波数プロセッサＴ４１８も共用している。メモリ・アドレス及び遅延プロセッサＴ４１６は、ＳＯＴ信号だけでなく、初期波形サンプル開始アドレス（ビームごと及び送信プロセッサごとに）と、波形長情報（ビームごと及び送信プロセッサごとに）と、粗い遅延Ｎ_C（ビームごと及び送信プロセッサごとに）とを、Ｉ／ＯプロセッサＴ４０２から受信する。メモリ・アドレス及び遅延プロセッサＴ４１６は、送信プロセッサによって、ビームにより、振幅／位相値によってインターリーブされる状態で初期波形サンプルを読み取るために、サンプル・メモリ・アドレス・バスＴ４１４上にアドレスを提供する。

位相及び周波数プロセッサＴ４１８は、ＳＯＴ信号を中央制御システムＣ１０４から受信するだけでなく、サンプル・メモリＴ４１０から到来する入力サンプル位相φ_Eも受信する。位相及び周波数プロセッサＴ４１８は、Ｉ／ＯプロセッサＴ４０２から、周波数バーニャ係数ｖ（ビームごと及び送信プロセッサごとに）と、遅延値の位相部φ_D（ビームごと及び送信プロセッサごとに）と、Ｋ_u１（両方の送信プロセッサの全ビームに対して一定）を受信する。入力サンプル位相値は、送信プロセッサとビームによってインターリーブされた状態で２Ｒ_EＮ_Bのレートで波形サンプル・メモリＴ４１０から送られる。位相及び周波数プロセッサＴ４１８は、φ_Eのインターリーブされた構成と一致する方式でｖ係数を多重化し、φ_Dのものを同じ方式で多重化する。

制御プロセッサＴ４０２、Ｔ４１６、Ｔ４１８について、ここで詳細に説明する。制御論理ブロックＣ−１２５は、図４のハードウェア実施例における種々の低レベル信号経路要素を動作させるタイミング及び制御論理を表す。この論理は、周知のものであり説明の必要はない。

ａ． Ｉ／Ｏプロセッサ
図５はＩ／ＯプロセッサＴ４０２（図４）の機能ブロック図である。それは、パラメータ・レジスタ・バンクＴ５０２と、アポダイゼーション・プリプロセッサＴ５０４と、遅延プリプロセッサＴ５０６と、Ｉ／Ｏ制御ユニットＴ５０８と、を備えている。全ての送信器における、パラメータ・レジスタＴ５０２の全て及び波形サンプル・メモリＴ４１０の全ての位置は、中央制御システムＣ−１０４（図４）から見る場合と同一のアドレス・スペースでメモリ・マップされている。中央制御システムＣ１０４は、一対のシステム・バスを経由して送信プロセッサと（ビーム生成器システムＲ２２の他の構成要素とも）通信し、インタフェース・ロジック（図示せず）は、個々の送信プロセッサ・ペアについて、両システムバスからダウンロードされた情報をアドレス／データ・バスＴ４０６に上へ結合する。

パラメータをダウンロードする手法は、必要な総時間を最小限にする数多くの技術を用いているので、発射間のパラメータの更新に必要な時間を最小化し、フレーム・レートを最大にする。例えば、中央制御システムＣ−１０４は、同じ情報が送信プロセッサ・ペアＴ４００の全てに書き込まれるブロードキャストモードで作動できる。ブロードキャストモードは、例えば、データがこのような送信プロセッサの全てに対して同一である場合に、全ての送信プロセッサに初期波形サンプルをダウンロードする際に効果的である。別の例として、中央制御システムＣ−１０４は、送信プロセッサ・ペアの一方又は両方の送信プロセッサの全ビームに関連するレジスタに、同一データを同時に書き込むことができる。また、送信プロセッサ・ペアＴ４００は、レジスタ・アドレス自動増加機能も備え、その機能では、中央制御システムＣ−１０４は、各々の書込みのための新アドレスを指定せずに、連続的なアドレスに書き込むことができる。パラメータ・レジスタのアドレスは、この機能を活用するために選定される。パラメータ情報は、発射の間にのみ送信プロセッサにダウンロードできる。

Ｉ／Ｏプロセッサに中央制御システムＣ−１０４がダウンロードしたパラメータは、初期波形サンプル（ビームごと及び送信プロセッサごとに別々に）、初期波形サンプルの開始アドレス及び長さ及びタイプ（実数又は複素数）（送信プロセッサごとにビームにつき１セット）、補間係数Ｋ_ｕ２及びビーム数Ｎ_B（送信プロセッサ・ペアごとに１セット）、フィルタｈ２、ｈ３及びｈ４に関するフィルタ・プログラム（送信プロセッサ・ペアごとのフィルタにつき１つのプログラム）、どの位相傾斜項φ_Rの計算のために用いるかについての選択を伴う周波数バーニャ係数ｖ及び代替周波数バーニャ係数ｖ_D（送信プロセッサごとにビームにつき１セット）、共通の遅延オフセット項（送信プロセッサ・ペアごとに１つの値）、遅延値及び任意の追加プログラム位相値（送信プロセッサごとにビームにつき１つの値）、アポダイゼーション値（送信プロセッサごとにビームにつき１つの値）、遅延較正値（送信プロセッサごとにビームにつき８つの値）、アポダイゼーション較正値（送信プロセッサごとにビームにつき８つの値）、どの遅延値及びアポダイゼーション較正値を用いるかについての選択（送信プロセッサごとに１つの選択）、全体的な送信プロセッサ利得管理値、ＰＷ又はＣＷ信号動作の選択（送信プロセッサ・ペアごとに１つの選択）を含む。較正について次に説明する。

ビームごとの遅延値の各々は２つのレジスタ・アドレスを備える：即ち、１つがダウンロード値による“遅延累積レジスタ”の初期設定に、１つがダウンロード値とパラメータ・レジスタの前の内容との累積のためにあることに注目すべきである。中央制御システムは、レンジの散在グリッドと操舵角度について予め計算された所定の遅延オフセットを用いて、希望の焦点レンジ及び操舵角度を遅延プロファイルに変換する。グリッドは変換器アレイの中心から始まるビームに対してのみ予め規定してあるので、中央制御システムは、グリッドを希望のビーム原点にシフトする計算をし、必要に応じて送信素子間を補間する。中央制御システムは、希望の操舵角度がグリッド角度間に存在する場合には、散在グリッド上の操舵角度間も補間する。補間は、希望の焦点レンジがグリッド上のレンジ間に存在する場合のレンジでも行われるが、この補間の計算は、部分的に中央制御システムによって、また、部分的に各々の送信プロセッサによって分担される。詳細には、中央制御システムは、適切な補間係数に基づいて２つの最も近い（レンジ的に）遅延プロファイルを調節し、それらをパラメータ・レジスタ・バンクＴ５０２の遅延累積レジスタに送り、それらを加算する。

ダウンロードされた初期波形サンプルは、Ｉ／ＯプロセッサＴ４０２によって、それがパラメータ情報を受信するのと同じ方式で受信される。Ｉ／Ｏ制御ユニットＴ５０８は、中央制御システムＣ−１０４が指定したアドレスから局部的サンプル・メモリ・アドレスを定め、そのアドレスをサンプル・メモリ・アドレス・バスＴ４１４上に提供する。そのバスＴ４１４は、サンプル・データをサンプル・メモリ・データ・バスＴ４１６に運ぶ。

送信器ペアＴ４００による各々のパルス発射は、事前計算期間の後に行われる。事前計算期間中に、アポダイゼーション・プリプロセッサＴ５０４は、生成されるべき個々の波形について選択されたアポダイゼーション値と、このような波形についての選択されたアポダイゼーション較正値と、利得調整値（ダウンロードした利得管理値の１つ）を供給される。アポダイゼーション・プリプロセッサＴ５０４は、これらを相互に従来の方式で乗算し、各々の送信プロセッサが生成する各々波形についての“予め計算されたアポダイゼーション”値を生成する。これらの値は、パラメータ・レジスタＴ５０２の個々の追加部に書き込まれる。

事前計算期間中にも、Ｉ／ＯプロセッサＴ４０２は、図５に図示しない手段を用いて、Ｋ_u１＝４Ｎ_B／Ｋ_ｕ２により、Ｋ_u１を計算する。

事前計算期間中にも、遅延プリプロセッサＴ５０６は、３つの遅延要素、Ｎ_CとＮ_Ｆとφ_Dとを、送信プロセッサごとビームごとに１つのセットで計算する。遅延プリプロセッサは、遅延累積レジスタの累積遅延値と、プログラムされた位相値と、個々の送信プロセッサごとビームごとのパイプラインと、信号経路のフィルタ遅延とを考慮して計算する。単純のために信号経路遅延を無視すると、前述のように、遅延プリプロセッサは、高順位と中順位と低順位のビット・ワードに分割して、遅延部Ｎ_CとＮ_Ｆとφ_Dとを計算する。

従って、各々の送信プロセッサにおいてＮ_B個の適正に整形され、遅延され、アポダイズされ、変調された波形を生成するために必要なパラメータ・レジスタＴ５０２の全ては、波形生成が始まる前に、ダウンロードされ又は予め計算される。

ｂ． メモリ・アドレス及び遅延プロセッサ
図６は、メモリ・アドレス及び遅延プロセッサＴ４１６が行う計算を機能的に示す。図に示すように、アドレス・プロセッサＴ４１６は以下の機能を行う。ＳＯＴ信号に応答して、カウンタＴ６０２は、Ｔ_E＝１／Ｒ_Eの単位でカウントを開始する。両方の送信プロセッサが、同じビーム数とアップサンプリングレートを備えているので、同じカウントを共用することになる。現在のカウント値をＮと呼ぶ。全ビームのＮ_C項と両方の送信プロセッサが、インターリーブされた形態で選択される。ビーム及びプロセッサの完全なサイクルは、各々のＮ（すなわち、Ｒ_Eの各々の期間）に生成される。Ｎ_Cは、２Ｋ_u１で除算され（除算器Ｔ６０６）、時分割多重化した形態でカウント値から減算される（Ｔ６０８）。Ｂ＝Ｎ−Ｎ_C／２Ｋ_u１によって与えられる、この和をＢと呼ぶ。Ｂは、ゼロと比較され（コンパレータＴ６１０）、初期波形長Ｌと比較されて、メモリを読み取るべきかどうかを決定する。サンプルは、Ｂ＜０又はＢ≧Ｌの場合には読み取られない。メモリから読み取る場合、メモリ・アドレスはＡ＝Ｂ＋Ｓで与えられ、Ｓは初期波形のスタート・アドレスである。この加算は加算器Ｔ６１６によって行われる。

エンベロープ・メモリＴ４１０の各々のアドレスはダブルワードに対応している。通常の動作時、最上位ビット（ＭＢＳ）は振幅を表し、最下位ビット（ＬＳＢ）が位相を表す。初期波形サンプルは実数サンプルのみとして記憶することができ、その場合、ＭＳＢは１つの実数サンプルを表し、ＬＳＢは次の実数サンプルを表す。メモリは、従って、各々の送信プロセッサの各々のビームにおける単位時間ごとにＲ_Eサンプル（実数又は複素サンプル）のレートでアクセスされ、それは、単位時間ごとのＲ_D＝２・Ｎ_B・Ｒ_Eの総データ・レートになる。

メモリ読取イネーブル（Ｔ６１０）は、プログラムされた波形サンプルの柔軟性が希望されない場合に、メモリ出力の代わりに、初期波形サンプルのソースとして直接使用することができる。また、他の更に複雑なリアルタイム計算スキームを、メモリの代わりに、初期波形サンプルのソースとして使用することができる。しかし、波形サンプルのソースとしては、メモリを使用することが望ましい。

アドレスＡの計算は、Ｂの符号ビットを考慮していないことに注目すべきである。これは、Ｂが負の場合は、サンプルがメモリから読み取られないので、許容され得る。また、加算がオーバーフローする場合があることにも注目すべきである。従って、初期波形の表記は、波形メモリをラップアラウンドすることが可能である。

ｃ． 位相及び周波数プロセッサ
図７は、１つの送信プロセッサの１つのビームに対して、位相及び周波数プロセッサＴ４１８が行う計算を機能的に示す。動作時に、ハードウェアを、図６と同様に、φ_Eのインターリーブと同じ方式で多重化することができる。位相及び周波数プロセッサＴ４１８はブロックＴ７０２を備え、そのブロックは、サンプルごとの位相傾斜増加分をφ_R／ｎ＝Ｋ_u１（ｖ−１）／４により計算し、結果を累積器Ｔ７０４に供給する。累積器Ｔ７０４は、Ｒ_Eクロック・サイクルごとに１回、ブロックＴ７０２の出力を自らに加え、それはビーム及び送信プロセッサについての初期波形情報サイクルの各々ごとに１回と対応している。累積器Ｔ７０４の出力は、φ_Rであり、４−ポート・アダーＴ７０６の１つの出力に送られる。アダーＴ７０６の他の３つのポートは、φ_Eと、φ_Dと、プログラムされた送信プロセッサ位相と、を受信する。アダーＴ７０６の和出力はφであり、それは次に正弦／余弦テーブルＴ７１０に送られる。正弦／余弦テーブルＴ７１０は、正弦テーブルと余弦テーブルとして交互に作動する。正弦／余弦テーブルＴ７１０の出力は、ｅｘｐ（ｊφ）の同相部ｃｏｓ（φ）によってインターリーブされたｅｘｐ（ｊφ）の直角位相部ｓｉｎ（φ）である。位相プロセッサＴ４１８におけるハードウェアの多重化のために、ｓｉｎ（φ）とｃｏｓ（φ）は、単位時間ごとに２Ｒ_EＮ_Bフルφのデータ・レートで相互にインターリーブされる。全体的として、φはｓｉｎ（φ）とｃｏｓ（φ）によって、送信プロセッサ数及びビーム数によりインターリーブされる。

４． 出力信号経路
ａ． エンコーダ／ＤＡＣ
図４に戻り、各々の送信プロセッサの処理ブロックＴ４２６の出力は、エンコーダ／ＤＡＣ Ｔ４２８に送られる。エンコーダ／ＤＡＣ Ｔ４２８が図８に機能的に図示してある。図８に示すように、２進入力サンプル値がエンコーダＴ８０２に送られ、エンコーダＴ８０２はそれを６つのサーモメータコード（均一に重み付けしてある）ＭＳＢと３つの２進ＬＳＢと符号ビットとの形態に符号化する。また、エンコーダＴ８０２は、ダイナミックレンジを符号化出力スキームのダイナミックレンジに狭めるために、入力サンプル値の比率計圧縮又はその厳格な限定も行う。

エンコーダＴ８０２のコード化出力は、正の値用１つと負の値用１つの、一対の電流出力ＤＡＣ Ｔ８０４及びＴ８０６に送られる。エンコーダＴ８０２の符号出力は、適正なＤＡＣのみを可能とするために用いる。図８には図示してないが、エンコーダ及びＤＡＣのビット・スイッチは、図４に示す回路の残りの部分として同じ集積回路（ＩＣ）上に全て位置し、ＤＡＣ Ｔ８０４とＴ８０６を構成するために用いるＤＡＣスイッチがドライブする抵抗、その他の作動回路は全て別々に位置している。６つのサーモメータコード化ビットの選定は、任意の１つのＤＡＣスイッチに流れる電流を制限するために行われ、３つだけの２進コード化ビットの選定は、電流ドライブ要求が大きくないＩＣのピン数を最小限にするために行われる。ＤＡＣスイッチによってオンした抵抗の各々からの電流は、ＤＡＣの出力電流を生成するために加算される。電圧基準は、ＤＡＣ抵抗に流れる電流の設定に用いられ、ＤＡＣの利得制御のために調整できる。

ＤＡＣ構成のためにサーモメータコード化ＤＡＣビットと２進重み付けＤＡＣビットを混合して使用することと、ＤＡＣ出力のレベル設定のために電圧基準を調整することと、ＤＡＣ出力電流を生成するためにＤＡＣスイッチが選択した抵抗電流を加算することは、個々には従来技術で周知のことであるが、超音波デジタル送信ビーム生成器における使用のために、ここで説明した方式は既知ではない。

出力信号経路は、全体として変換器素子に直接接続したＤＡＣから構成することができるが、これは好ましい構成とは言えない。

ｂ． 出力増幅器
ＤＡＣ Ｔ８０４とＴ８０６が提供する差動電流出力は、各々、一対の電流増幅器Ｔ８０８及びＴ８１０に送られ、ＤＡＣの電流出力要求を低減する。増幅器出力は、変成器Ｔ８１６の巻線の１つの差動入力をドライブする一対の高電圧出力段Ｔ８１２及びＴ８１４に送られる。その巻線の中心タップＴ８１８は、高電圧プログラム可能電源に連結している。高電圧レベルは、高電圧電源から供給される出力を制御するために調整可能である。出力信号は、変成器の他の側面からのシングルエンドの形態になる。変成器の後段には出力フィルタＴ８２０が位置し、ＤＡＣが生成したエイリアシング成分を減少させる。信号は、次に送信デマルチプレクサに送られる。

電流増幅器の設計と、変成器を差動的にドライブする高電圧出力段の活用と、変成器及び出力フィルタの活用及び設計は、個々には従来の方式であるが、それらは、今まで、超音波デジタル送信ビーム生成器のついてここで説明した方式で結合されたことはなかった。

最適であるとはいえないまでも、他の好適な例として、シングルエンド増幅器をドライブするシングルエンドＤＡＣ（エンコーダを必要としないと考えられる）、又は、他のＤＡＣ構成（例えば、サーモメータにＲ−２Ｒをプラス、２進にＲ−２Ｒをプラスしたものなど）の構成が、エンコーダ／ＤＡＣ／電流増幅器の機能を行うために可能であることに留意されたい。別のＤＡＣ構成手法が、アナログ・デバイスの“アナログ・デジタル変換ハンドブック”第３版など（１９８６）に記載してある。これらの機能をここで説明した方式で組み合わせると、高度にプログラム設定可能なデジタルマルチチャンネル送信器が実現できる。

５． 較正
送信マルチプレクサＴ−１０６（図１ａ）は、送信器を異なる変換器に接続することを可能にする。前述のように、パラメータ・レジスタＴ５０２（図５）は、アポダイゼーション較正値を記憶するレジスタと、位相較正値を記憶するレジスタと、を備えている。従って、較正値は、幾つかのアナログ送信経路条件についての利得と遅延の変動を補償するために記憶可能である。これは、能動開口が、走査中に変換器アレイ面を横断し、異なる素子接続を必要とするので、優れているといえる。走査時の異なる発射も異なる送信周波数を用いており、このことも較正値に影響すると考えられる。特定の走査に用いる可能性のある接続又は周波数あるいはその両方の各々に対して送信器を予め較正することにより、較正レジスタの選択の必要のみが、走査時の各々発射前に、中央制御システムＣ−１０４により送信器に送られる。

送信器を較正するために、中央制御システムＣ−１０４は、送信器を電気的に較正受信器に結合するように、送信デマルチプレクサＴ−１０６を操作する。第１の接続が最初に選択され、単一の送信器が発射する。較正受信器の出力は中央制御システムＣ−１０４に戻され、システムＣ−１０４は、その情報を用いて、選択された送信器及び接続選択について、適切な位相及びアポダイゼーション補正を位相及びアポダイゼーション較正レジスタに書き込む。このプロセスは、各々の送信器の各々の接続構造ごとに繰り返され、希望に応じて、走査時に用いられる送信周波数ごとに繰り返される。

走査中には、中央制御システムＣ−１０４は、グループ構成モード又は個別構成モードを用いて、較正レジスタの選択を指定できる。グループ構成モードでは、全ての送信器が、自身の較正レジスタ選択値を計算する。中央制御システムＣ−１０４は、パラメータを送信器の全てに指示して、次の発射のために変換器アレイの開口の位置を指定する。各々の送信器は、この値を、変換器アレイ全体におけるそれ自体の位置と共に利用し、それ自体の較正レジスタ選択値を独自に計算する。

個別構成モードでは、中央制御システムＣ−１０４は、送信器の各々について較正レジスタ選択を定め、選択値を各々の送信プロセッサのパラメータ・レジスタにダウンロードする。

送信器は、変換器素子ごとの周波数応答較正をサポートする。変換器アレイの各々の素子は、測定された周波数応答を備え（又は測定されたアナログ信号経路の周波数応答を、あるいはその両方を備え）、それは補正反転インパルス応答を生成し、記憶するように処理される。中央制御システムは、この補正インパルス応答と希望の送信器初期波形とのたたみこみを行い（結合し）、補正された初期波形を、各々の送信器についての初期波形サンプル・メモリにダウンロードする。代わりに、オフライン手段により、補正された応答と希望の応答とをたたみこみ（結合）することができ、その場合、中央制御システムは補正された初期波形をダウンロードするだけである。

本発明の実施例に関する前述の説明は、図解と説明を意図して行われてきた。本発明を、開示した正確な形状に限定する又は制限することは、意図されていない。数多くの変更と変形が当業者には自明のことと思われる。実施例は、本発明の原理とその具体的な適用事例を最も効果的に説明するために選定され説明されてきた。従って、他の事例も可能なことを、当業者は、考えられる特定の用途に適した種々の実施例と種々の変更について、本発明を理解すれば認めると思われる。本発明の範囲は、次に示す特許請求の範囲とそれらと同等の項目から定められることを意図している。

図１ａ及び図１ｂは人体組織に出入する超音波ビームの送信と受信の概念を示す図である。 本発明のデジタル送信ビーム生成器システムの実施例を含む超音波医療用結像システムにおける新規の超音波ビーム生成器システムの高レベル・ブロック図である。 図２ａの超音波ビーム生成器システムの詳細なブロック図である。 図２ａの超音波ビーム生成器システムの詳細なブロック図である。 図２ｃのデジタルマルチチャンネル送信器の１つの信号経路の機能ブロック図である。 図２ｃの送信ビーム生成器の２つの送信プロセッサを構成する、装置構成のブロック図である。 図４のＩ／Ｏプロセッサの機能ブロック図である。 図４のメモリ・アドレスと遅延プロセッサが行う計算を機能的に示す図である。 図４の位相プロセッサが行う計算を機能的に示す図である。 図４のエンコーダ／ＤＡＣを機能的に示す図である。

Claims (1)

1. 超音波システムから超音波波形を送信するための方法であって、
   (a) 第１の走査線に沿って、実質的に同一の送信中心周波数と関連する少なくとも第１及び第２のビームを実質的に同時に送信する工程と、
   (b) 第１の焦点深度で、前記第１のビームの焦点調節を行い、そして、第２の焦点深度で、前記第２のビームの焦点調節を行う工程であって、前記第２の焦点深度が前記第１の焦点深度と異なっているところの工程と
   を含む方法。

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