JP4091094B2 - ドップラー受信ビーム生成器システムのための方法とシステム - Google Patents
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Description
Hatle,M.D.とBjorn Angelsen、Dr.Techn.,“心臓医学におけるドップラー超音波”(第1版が1982年に発行し、第2版が1984年に発行)に記載され、共にその全ての参考文献としてここに含める。
1. 超音波信号の説明
本発明では、超音波結像は、結像されるべき人体の組織又は他の物体に、送信走査線と呼ばれる空間的な直線に沿うように中心が配置された合焦超音波ビームの走査シーケンスを発射(送信)することによって行われる(図1a)。送信走査線は、送信ビーム生成器と超音波変換器アレイによって生成される。送信走査線は、予め定められた発射又は走査パターンによって、組織の平坦でリニア、平坦でセクタの、又は、他の表示を生成するように離間している。組織のある定められた深度に焦点が合うと、組織を通じて公称C=1540m/秒の想定一定伝搬速度で伝搬する超音波送信連続波(CW)又はパルス波(PW)信号は、組織と相互作用し、信号の小さい部分を、超音波信号を発信した超音波変換器アレイへ戻す。往復遅延時間は、超音波変換器アレイの最も近くに位置する目標に対して最短であり、変換器アレイから最も離れている目標に対して最長になる。適正な時間遅延を適用すると、受信ビーム生成器(図1b)は、例えば、対象の最浅のレンジ(深度)から始まり、対象の最深のレンジに向かう、受信走査線と呼ばれる空間的な直線に沿う受信ビームを動的に焦点調節できる。
図2a、2b、2cは、医療用超音波結像システムR−20の全体的なブロック図を示す。超音波システムR−20は、ビーム生成器システムR−22、1以上の変換器T−112、ディスプレイR−28を有する表示処理システムR−26、超音波結像システムコントロールR−40を備えている。
デジタル送信ビーム生成器T−102は、複数のデジタルマルチチャンネル送信器T−103と、1以上の個々の変換器素子T−114に対する1つのデジタルマルチチャンネル送信器とから構成されている。送信器は、マルチチャンネルであり、好適な実施例では、4つまでの独立ビームを処理できる。従って、例えば、128個のマルチチャンネル送信器は512チャンネルを有する。他の好適な実施例では、5つ以上の独立したビームを処理できる。プロセッサあたり5つ以上のビームを処理することも本発明の視野の範囲内である。
デジタル受信ビーム生成器R−100は図2bに示されている。個々の変換器素子T−114からの信号は、結像される物体から反射される戻りエコー又は戻り信号を表している。これらの信号は、変換器コネクタT−110を経由して受信マルチプレクサR−108に送られる。マルチプレクサR−108を経由して、各々の変換器素子T−114が、複数のデジタルマルチチャンネル受信器R−101のうちの1つに別々に接続しており、デジタルマルチチャンネル受信器R−101は、加算器R−126と共に、本発明のデジタル受信ビーム生成器R−100を構成する。受信器はマルチチャンネルであり、好適な実施例では、各々の受信器が4つまでの独立したビームを処理できる。プロセッサあたり5つ以上のビームを処理することも、本発明の視野の範囲である。
広ダイナミックレンジ、非結像ドップラー捕捉のためのドップラー受信ビーム生成器システムA−400は、アナログ受信器A−402を備えており、その各々がエコー信号を各々の1以上の変換器T−114から受信する。ドップラー受信器A−402の各々は、復調器/レンジゲートA−404を備えており、それは受信信号を復調してゲート制御し(PWモードだけ)、エコーを狭いレンジから選択する。ドップラー受信器A−402のアナログ出力はドップラープリプロセッサA−406に送られる。プリプロセッサA−406内で、アナログ信号は、加算器A−408によって加算され、その後、積分され、フィルタリングされ、アナログプロセッサA−410によってサンプリングされる。プリプロセッサA−406は、それから、サンプリングしたアナログ信号をアナログ−デジタル変換器(ADC)A−412でデジタル化する。デジタル化された信号は表示処理システムR−26に送られる。ドップラー受信ビーム生成システムは、本出願の主題である。
本発明のビーム生成器中央制御システムC−104は、デジタル送信ビーム生成器システムT−102と、デジタル受信ビーム生成器システムR−100と、ドップラー受信ビーム生成器システムA−400と、適応式焦点調節制御システムG−100と、ベースバンドプロセッサR−127の動作を制御する。
適応式焦点調節制御システムG−100はリアルタイム同時適応式焦点調節を提供する。適応式焦点調節制御システムG−100は、中央制御システムC−104の焦点調節コントロールC−132に焦点補正遅延値を提供する適応式焦点調節プロセッサG−505を備える。適応式焦点調節プロセッサG−505は、デジタル受信ビーム生成器システムR−100のサブアレイ加算器R−126から収集したデータから収差値推定器G−502によって生成された出力を演算する。従って、収差補正値、好ましくは収差遅延及び振幅値は、図2cに示す適応式焦点調節制御サブシステムG−100により、送信焦点深度に対応するレンジ領域で、各々の受信走査線又は受信走査線のサブセットについて適応的に測定される。
ベースバンドプロセッサR−125は、ここに記載したように、フィルタリング、受信走査線間(ビーム間)の増幅および位相調整を行う。ベースバンドプロセッサR−125は、ベースバンドフィルタ、複素乗算器、並びに、ベースバンドフィルタおよび複素乗算器の動作を制御するベースバンドプロセッサコントロールを付加的に含んでいる。ベースバンドプロセッサコントロールは、中央制御システムC−104によって制御される。
この干渉性サンプル合成システムS−100は、本発明のマルチビーム送信及びマルチビーム受信能力を利用して、実際の走査線に沿った受信ビームデータの干渉性(事前検出)サンプルを捕捉し、記憶し、そして、記憶された干渉サンプルの補間を行って、実際の走査線に沿った、又は、合成的に生成された走査線に沿った新たなレンジ位置に新たな干渉サンプルを合成する。捕捉されたサンプルおよび合成されたサンプルの双方が、表示処理ステムR−26に伝送される。
変換器アレイ素子T−114と、デジタル送信ビーム生成器システム、デジタル受信ビーム生成器システムおよびドップラー受信ビーム生成器システムのためのプロセッサT−103、R−101およびA−402との接続性は、図2aに示す送信デマルチプレクサT−106および別の受信マルチプレクサR−108を介して確立されている。図2aに示す複数の変換器のマルチプレクサの形態は、単一の変換器アレイ内に完全に位置し、または、2個の変換器アレイに跨がる送信および受信開口を選択することを可能ならしめる。2つのマルチプレクサは、ビーム生成器中央制御システムC−104によって独立して制御されるが、滑り開口および合成開口モードを含む多くの捕捉モードを支持するためにプログラムすることができる。
図2bを参照すると、デジタル受信ビーム生成器チャンネルの各々についての低ノイズの可変利得増幅器R116が、ドップラー受信ビーム生成器A−400内の対応する復調/レンジ・ゲート・ユニットA402に関連付けられている。図3は、所定の受信チャンネルについて、これらの2つの要素間の関係を示す機能ブロック図である。
+I7は、コンバータ/スプリッタA404のIバンクに関して√2/2の重み付け出力から始まる入力導線を表す。
デジタル受信ビーム生成器システムの好ましい実施例
1.アナログフロントエンド
a. 低ノイズの可変時間利得増幅器
従来技術で周知のように、時間変動性の利得が、深度に伴う減衰を補償するために受信信号に印加される。この実施例では、利得は、アナログで低ノイズの時間利得増幅器R−116(図2b)によって印加される。個々のデジタルマルチチャンネル受信器R−101ごとに、1つの低ノイズの時間利得増幅器R−116が含まれる。共通の利得機能が全ての増幅器R−116に適用されるが、独自の利得を増幅器R−116ごとに適用することもできる。利得は、結像される物体から変換器素子へのレンジ(又は、時間、レンジと時間は結像される媒体内における音の速度に応じて互いに関連するので)に伴って変動する。
好ましい実施例のアナログ・デジタル変換器(ADC)R−118は、受信信号の公称中心周波数F0の少なくとも4倍(好ましくは、4、8、16又は32倍)で信号をオー
バーサンプリングする。オーバー・サンプリングのレートは、異なる実施例においては、4倍より小さくもできるし大きくすることも可能である。従って、システムが10MHzで結像していると、ADC R−116は40MHzのレートでサンプリングする。好適には、ADC R−116は8以上のビット数のADCである。しかし、前述の特許から明らかなように、多くのタイプのADCが、異なる実施例においてビーム生成器と共に使用できる。
a. 処理モード
図7の機能ブロックを説明する前に、各々の受信プロセッサが作動できる種々の処理モードを理解していることが望ましい。理想的には、各々の受信プロセッサが、ある最大値までのあらゆる受信信号公称中心周波数F0において、ある最大値までの受信信号空間レンジ分解能γB(受信信号帯域幅と逆の関係)で特定される、ある最大値まで任意の数の重畳され、別個に遅延され、アポダイズされた受信ビームを処理できることが望ましい。しかしながら、これは、特に最大値が大きい場合に、過度の処理能力を要求する。処理能力は、あらゆるシステムにおいて制限があるので、全ての3つのパラメータが最大値に指定される時にもハードウェアが対応できるように、これらの最大値を十分に低く保持しなければならないことが分かる。この実施例は、その一方で、これらの3つのパラメータのなかでトレードオフを許容し、中央制御システムが医療設定に基づいて処理モードを選定することを可能とすることによって、使用可能な処理能力を効果的に活用している。ユーザが、医療設定に関する変換器とモードと走査フォーマットを一度選択したならば、この方法と装置は、好適には予め選択し予め記憶してある処理モードから自動的に選択を行うものと理解すべきである。
システム・クロック周波数である。中央制御システムC−104は、あらゆる種々の周波数にFsを設定できる。
サンプルがADC R−118(図2b)によって変換される、ADCのサンプリング周波数又はレートである。ここで一般的に、FADC=Fs又はFs/2である。
受信信号の公称中心周波数である。F0は、実際の信号搬送周波数Fcに等しいか近いので、公称受信信号周波数と考えられる。F0は、Fsの端数として、個々のデジタルマ
ルチチャンネル受信器R−101ごとに特定される。F0は、予め記憶してある値に基づ
いて、デジタルマルチチャンネル受信器R−101ごとに、中央制御システムC−104によってプログラム設定される。
受信信号の搬送周波数(結像周波数)である。デジタル・マルチチャンネル受信器R−101は、F0をFcにバーニャすることにより同調できる。FcとF0は、中央制御システムに予め記憶してあるように、v・F0=Fcになるように、周波数スケール・ファク
タ又は周波数バーニャ・ファクタvによって、本実施例において関連付けられる。本実施例が同調できる搬送周波数Fcのレンジは、理論的には0×F0から2×F0であるが、典型的には、F0の75%からF0の125%の間になる。
ビームごとの複素(I/Q−ペア)出力サンプリングレート又はビームごとの処理レートである。R0/F0の比率は、受信信号の公称中心周波数F0の周期ごとの複素サンプル
の数を表している。
ビームごとの空間レンジ分解能である。γB=C/2R0=λ0/(2R0/F0)である
ことに留意すべきである。
値F0/2から4F0の間の空間レンジ分解能を考慮して、好ましい実施例においては、6つの空間レンジ分解能(又は帯域幅モード)がある。これらの値から外れた値も、異なる実施例において使用可能である。
空間レンジ分解能(帯域幅モード):
BWモード1: R0=4F0 又は γB=λ0/8
BWモード2: R0=2F0 又は γB=λ0/4
BWモード3: R0= F0 又は γB=λ0/2
BWモード4: R0=F0/2 又は γB=λ0
BWモード5: R0=2F0/3又は3γB=λ0/4
BWモード6: R0=F0/3 又は3γB=λ0/2
NB=所定の処理モードにおいて、同時に生成されるビームの最大数である。(ビーム生
成器は、希望に応じて、NBビームより少なく生成するように作動できる。例えば、NB=4のモードでは、ビーム生成器は、希望に応じて3ビームだけ生成するように作動できる。但し、これは、使用可能なハードウェアの処理能力を完全に用いているわけではないが。)
N/I=好ましい実施例では実行されないモード
うに、ハードウェアは、重畳されたビーム波形の数NBをより多くすることのトレードオ
フとして、ビームごとの空間レンジ分解能γBを幾分低下させ、また、その逆を行なうこ
とを可能にする。より大きいNBは高いフレーム・レートに変わり(視野全体が1/2又
は1/4の発射数で走査できるので)、向上した空間レンジ分解能γB(小さいγBの値)はレンジにおける鋭い像に変わる。例えば、従って、B−モードとF−モードのパルス発射をインターリーブして生成し、グレースケールの像上に重畳されたカラー・フロー・ドップラー像を表示する表示モードにおいては、両方のモードが同じF0を共用すると仮定すると、中央制御C−104システムは、全てのB−モード結像パルスに対してNB=1で、また、カラー・フロー・ドップラー結像パルスに対してNB=2、又はNB=4でも動作するように受信ビーム生成器R−100を再プログラムできる。
に、希望深度の透過に適した搬送周波数で作動できる変換器を選択する。その場合、医療関係者は、全体的な像の分解能(2つのターゲットを識別できる能力)のために、透過を犠牲にする。(より大きい透過は結像周波数を減少させることによって達成され、それは次には全体の像の分解能を減少させるので、後者のトレードオフは超音波の物理的特性に内在的なものである)。所定のビームNBの最大数について、所望の組織の透過からF0が決まり(テーブルA1)、次に、ハードウェアが、選択されたF0で提供することができ
る最適なビームごとの空間レンジ分解能を有する処理モードも決まる。すなわち、高い透過を達成するためにF0がFsに対して減ると、各々の受信チャンネルR−101の信号
処理通路は、秒単位で多くのサンプルを処理する必要がなくなる。これは、ハードウェアの処理機能を使用可能な状態にするので、システムは、R0/F0を高めることによりそ
の処理機能を活用し、それゆえ正規化されたビームごとの相対的な空間レンジ分解能γB
/λ0を改善することになる。
理モードがパラメータ・セット(NB、F0、γB)を規定する。一般的に、テーブルA1
に示す処理モードの全ては、所定のFsに対して、ビームNBの最大数と、正規化された
ビームごとの空間レンジ分解能γB/λ0で除算されたチャンネル処理レートF0と、の積
が一定になるというルールを満足している。更に、好ましい実施例は、テーブルA1に示されておらず、システムの総処理能力を十分に活用していない別の処理モードもサポートする。
図7に示すように、ビーム生成器プロセッサR−120は、間引器1 R−150と時間遅延メモリR−152と間引器2 R−154と複素乗算器R−156とから構成されている。間引器1 R−150は、プログラム設定可能(既に定義)であり、種々のプログラム可能な間引き係数及び関連するプログラム可能なフィルタ係数を有する可変レート間引フィルタ又はマルチレート間引フィルタとも呼ばれる。間引器1 R−150は、好ましい実施例では、機能的に、第1のプログラム可能なフィルタ係数h1を有する第1のフィルタ(フィルタ1)R−160と、間引き係数KD1(テーブルA2)でダウンサンプリングする間引器R−162と、第2のプログラム可能なフィルタ係数h2を有する第2のフィルタ(フィルタ2)R−164と、により構成されている。好ましい実施例では、フィルタ1(h1)は、FIR(有限インパルス応答性)のアンチエイリアシング低域/高域通過フィルタである。フィルタ1(h1)は、ADC量子化ノイズと受信信号の公称中心周波数F0の奇数高調波を除去する。好適には、フィルタ2(h2)は、FIRのアンチエイリアシング帯域通過フィルタであり、受信信号の公称中心周波数F0の偶数高調波を取り除く。フィルタのプロファイルと間引きレートの値は、受信信号の公称中心周波数F0とADCのサンプリングレート(FADC)に基づいてプログラムできる。この
ようなフィルタは、信号整形の、追加のプログラム可能なタスクも行うことができる。実施中においては、フィルタ1(h1)R−160と間引器R−162の機能的特徴は同時に達成される。しかし、フィルタリングと間引き動作は、他の実施例において、別個に、計算面では効率の低い順序で行うことも可能である。
数である時には、間引き動作は行われない。従って、間引器1 R−150のある公称間引きモードでは、間引器1 R−150が全く間引き動作を実施しない。10MHzであるF0と等しい中心周波数Fcを有するビームで、サンプリング周波数Fsが40MHz
である場合、間引き動作をしない間引器1 R−150の出力は、40MHzであるか又は4倍でオーバーサンプリングされている。受信信号の公称中心周波数F0の4倍より高
くサンプリングされるADC R−118からの信号は、テーブルA2から明らかなように、受信信号の公称中心周波数の4倍である4F0にダウン・サンプリングされる。間引
き係数KD1は、ADCのサンプリングレートFADCの関数として、この間引きレートを達成するように選択される。
DC/4F0になる。
ここで、FADC=Fs又はFs/2である。
図9aに示すように、変換器の開口に渡る時間遅延のプロファイルは、変換器素子位置と、結像される物体の変換器アレイからのレンジとの両方の関数である。一般的に、走査線が前方へ真っ直ぐに操舵されるケースでは、変換器アレイの端部の信号に加わるよりも大きな遅延が、開口(図9a)の中心に加わる。この理由は、結像される物体からの受信(戻りエコー)超音波信号は、より中央よりの変換器素子又は結像される物体に近い変換素子に達するより、外側の変換器素子に達するほうが、時間がかかるためである。
=1/F0の好ましい実施例では、粗い時間遅延が受信信号公称中心周波数F0の1/4サイクル(T0/4)の整数部を表し、微細な時間遅延(位相シフト)は1/4サイクルの
端数値を表している。帯域幅モード5と6では、粗い時間遅延が3/4サイクル(3T0
/4)の整数部を表し、微細な位相シフトは3/4サイクルの端数値を表している。
56データのサンプルは、好ましい実施例では、帯域幅モード1〜4に対する256×T0/4=64T0の総時間遅延、及び、帯域幅モード5と6に対する256×3T0/4=
192T0の総時間遅延に対応している。
第2の間引器、間引器2 R−154は、プログラム可能で、間引器1 R−150と類似のフィルタ及び間引き構造(可変レート間引きフィルタ)を備えているが、第3のフィルタR−167についてプログラム可能な複素フィルタ係数h3を用いている。第3のフィルタは、アンチ・エイリアシングの複素帯域通過フィルタとして作用し、正の結像周波数を選択し、負の結像周波数と帯域外ノイズを除去する。このR−154におけるフィルタリング及び間引き工程は、好ましい実施例では、信号をベースバンドに又はその近傍に復調し、信号をI(同相)とQ(直角位相)の複素直角位相信号のペアに変換する。
うに出力サンプリングレートR0を定める。ここで、帯域幅モード1〜4に対して、KD
2=4F0/R0であり、帯域幅モード5と6に対して、KD2=4F0/3R0である。
号の空間レンジ分解能γBと、(3)同時受信ビームNBの数との間の関係は、間引器、特に第2の間引器に関する間引き係数、及び、ビームを区別するためにメモリに適用する時間遅延値とともにプログラム可能である。この長所は、信号復調が信号経路内の何処で行われるかに依存しない。
微細な時間遅延のために複素位相回転を行う複素乗算器は、計算面において非常に集中的である。しかし、信号経路内のこのポイントにおいて、信号は、信号経路内における最小のサンプリングレートに間引きされるので、複素乗算は非常に効率的に実施できる。
スバンドへの又はその近傍への復調は、例えば、F0のバーニャがない時には、他の実施
例において、間引器2のように信号経路の他の場所で行われる。
別の実施例では、微細な焦点調節遅延も、希望した遅延に最も近い2つのサンプル間における線形補間のように、遅延補間器を用いて構成できる。遅延補間器を一般化したものが焦点調節フィルタである。このフィルタは、受信ビーム生成のサポートに必要な所望の信号遅延と周波数特性との関係を考慮するために、個々のデジタルマルチチャンネル受信プロセッサごとに、受信プロセッサ内の各々のビームに関連する波形ごとに、別々にプログラム設定される。従って、フィルタは通常、非線形性の位相応答を有している。焦点調節フィルタの特性は、従って、好適には線形位相応答を有し(従って、フィルタを通過する信号に歪みを生じない)、全ての受信プロセッサにおいて同じ特性に設定される、図7に示す間引きと復調の動作に関連する信号経路フィルタと対照的である。間引器及び復調処理に使用されるフィルタは、ビーム生成でなく、波形整形に用いられ、本実施例は異なるフィルタ特性を受信プロセッサの中から選択することもサポートするけれども、通常、同じ波形(適切な遅延とアポダイゼーションを有する)が全ての受信プロセッサで作成される。
デジタルマルチチャンネル受信器R−101の2次又は局部プロセッサコントロールC−210(図7)は、制御データを1次又は中央制御システムC−104から受信する。2次又は局部プロセッサコントロールC−210は、コントローラ及びI/OプロセッサC−260と、較正プロセッサC−262と、メモリ・アドレス及び遅延プロセッサC−264と、位相及び周波数プロセッサC−266と、アポダイゼーション・プロセッサC−268とを備えている。局部プロセッサコントロールC−210は、デジタルマルチチャンネル受信プロセッサR−120に、周波数値(即ち、復調周波数、位相補正周波数、受信信号の公称中心周波数F0、遅延値、位相シフト値、アポダイゼーション値、及び、次に詳細に説明するデジタル受信サンプルごと及びビームごとの較正値)を提供する役割を有する。中央制御システムC−104は、前述の特許出願に記載してあるように、局部プロセッサコントロールC−210に、(1)フィルタ係数のプログラム設定(前述のプログラム可能の定義に従って)と、間引き係数のプログラム設定と、結像モードごとの較正値のプログラム設定と、(2)走査線ごと、かつ、ビームごとの以下に指定する周波数パラメータと、(3)ダイナミックレンジ・ゾーン及びビームごとの遅延値及びアポダイゼーション値と、(4)サンプルごとの遅延補間/補外係数と、を提供する役目を有する。局部プロセッサコントロールC−210は、ADC R−118のサンプリングレートも制御する。
2次又は局部プロセッサコントロールC−210に関して、コントローラ及びI/OプロセッサC−260は、読取と書込みの動作の全てを制御する。
好ましい実施例では、メモリ・アドレス及び遅延プロセッサC−264は、焦点調節コントロールC−132の1次遅延プロセッサを経由して中央制御システムC−104が提供する補間又は補外あるいはその両方の係数(αrange)とゾーン境界遅延値を用いて、
関連するビーム生成器プロセッサR−120の各々のビームの各々の出力サンプルの補間され又は補外された遅延値を計算する。ゾーン境界遅延値は、例えば、特定のレンジ境界の遅延プロファイル(図9c)から定められる。係数αrangeは、レンジ境界間の遅延値
の密度を高めるために、遅延プロファイル境界間(又はその外側あるいはその両方)のレンジ内の補間(又は補外あるいはその両方)を可能にする。各々のデジタルマルチチャンネル受信プロセッサR−120は、それに関連するメモリ・アドレス及び遅延プロセッサC−264を、動的焦点調節を提供するために備えている。マルチビーム動作とするために、遅延補間は時間的にインターリーブされる。
はメモリ・アドレス及び遅延プロセッサC−264から局部的に生成できる。その上、更に異なる遅延値生成スキームが採用できる。例として、局部的アポダイゼーションプロセッサC−268の累積器C−272と類似する累積器の構造が、適切な遅延値の生成に使用できる。
局部又は2次プロセッサコントロールC−210の位相及び周波数プロセッサC−266(図7と12)は、復調位相値(例えば、送信ビーム生成器システムによるF0のバーニャを考慮して)と、中央制御システムC−104が定めた位相シフト補正値を生成する。復調位相値は、理想的には、周波数プロファイル生成器C−141から生成された復調周波数(図14aと14bと14c)の積分として計算される。このような積分を行うハードウェアは高価なので、復調位相値は、好適には、(1)周波数プロファイル生成器C−141からの復調周波数詳細プロファイルfD(t)(図14d、14e、14f)と、遅延メモリR−152へのデータの入力と同期したメモリ・アドレス及び遅延プロセッサC−264からの復調基準時間との、乗算器C−140において計算された積と、(2)、次に詳細に説明する、加算器C−141により加算された一定値と、の和として計算される。
からバーニャされる時に生じる。このバーニャされた中心周波数は、送信ビーム生成器T−100から送信した全てのビームに対して同じとすることもでき、又は、マルチ送信ビームの各々に対して異なる周波数とすることもできる。
(2)周波数は、(a)ある実施例で、一定の限界周波数Flimitで飽和するか、又は
(b)指定時間限界Tbreakに達するまで、ダウンシフト・スロープ△Fdownslopeだけ開始周波数(Fstart)からシフト・ダウンし、その後に、図14bに示すように一定の周
波数を保つ、
(3)周波数は、(a)ある実施例で、一定の限界周波数Flimitで飽和するか、又は
(b)指定時間限界Tbreakに達するまで、ダウンシフト・スロープ△Fdownslopeだけ開始周波数Fstartから最初にシフト・ダウンし、その後に、周波数が(a)開始周波数Fstartで飽和するか又は(b)開始周波数(図14c)で飽和せずに継続するまで、アップシフト・スロープ△Fupslopeだけ直ちにシフトアップする。
送信搬送周波数と対応する受信搬送周波数とを同じにすることができるが、それらが実際に同じになる必要はないことが理解される。そこで、周波数プロファイルの開始周波数は、送信ビーム生成器の中心周波数と異なるならば、受信ビーム生成器の中心周波数になる。そこで、Fstartはあらゆる値とすることができる。しかし、Fstartは、好適には、中心周波数とバーニャ係数の積、vF0に等しい、送信搬送周波数Fcになる。
は、ダウンスロープは、限界周波数で制限されないが、時間Tbreakで制限される。従っ
て、図14cの周波数プロファイルは、Tbreakが過ぎるまで、下向きになる。そのポイ
ントで、周波数プロファイルが上向きになる。
(t)とが乗算器C−140において乗算され、マルチプレクサC−145により、ゼロ値が加算器C−141において加えられる。従って、復調位相値は、fD(t)・tになる。一方で、基準時間tがTbreak≦tによって与えられると、マルチプレクサC−14
3は、(t−Tbreak)とfD(t)とを乗算し、マルチプレクサC−145は一定値f
D(Tbreak)・Tbreak(図14eと14fの不連続部分を参照)をその結果に加える。そこで、復調位相値は、fD(t)・(t−Tbreak)+fD(Tbreak)・Tbreakにな
る。
アポダイゼーション・プロセッサC−268(図12)は、レンジ境界アポダイゼーション値の散在テーブルを、中央制御システムC−104の焦点調節プロセッサC−132から得る。また、中央制御システムC−104から、ゾーン幅が値Bによって指定される、レンジ境界アポダイゼーション値間のゾーン幅2Bを得る。あるゾーン境界アポダイゼーション値がA1(図15)で、他のゾーン境界アポダイゼーション値がA2である場合に、アポダイゼーション・プロセッサC−268の累積器C−272(図12)は、好適には下記値:
較正プロセッサC−262は、走査フォーマット又は変換器が変更される時に起動される。較正中に、例えば、送信ビーム生成器システムT−100からの共通の較正信号が、全ての受信チャンネルに注入される。ADC R−118におけるデジタル化以前の、アナログ回路の構成要素の公差が、アナログ・パス間の信号変動のもとになる。局部的較正プロセッサは、出力信号と、局部的較正プロセッサに記憶してある固定較正基準値とを比較する。局部的較正プロセッサは、反復プロセスを通じて出力信号と基準信号の間の違いをゼロに導くために、局部的制御に関する遅延値とアポダイゼーション補正値とを計算する。
デジタルマルチチャンネル受信プロセッサR−120は、加算器R−126で加算される。その結果は、ベースバンド・フィルタ及び位相調整器R−127(図2bと7と13)と、ベースバンド・プロセッサ・コントロールC−270(図2bと7と13)と、を備えるベースバンドマルチビーム・プロセッサR−125(図2b)へ送られる。
従来技術で周知のように、複数の入力を加算する2つの標準方式として、並行加算と逐次加算がある。この実施例は、高速で効率的な加算プロセスのために、2つの手法を組み合わせている。図2bは、このデジタル受信ビーム生成器システムの加算プロセスを示す。デジタルマルチチャンネル受信プロセッサR−120の対は、平行加算により結合される。8対のプロセッサR−120が、サブアレイ加算器によって逐次的に加算される(図2bのサブアレイ加算ブロックR−126)。この第1の加算ステップのための加算器は、プロセッサR−120の外部に設けることができる。代わりに、プロセッサR−120が、このステップを実行する加算器を含むこともできる。
変換器面に渡ってサンプルされた素子からの全信号の和を表す、デジタルマルチチャンネル受信プロセッサR−120からの複素ベースバンド信号(又は、多重ビームの場合の信号)は、ベースバンド・フィルタ及び位相調節器ブロックR−127に送られる。ブロックR−127は、フィルタリングと有理サンプリングレート変換(補間と間引き)を行うベースバンド・フィルタR−250(図13)を含んでいる。ブロックR−127は、さらに、(1)走査線間のアポダイゼーションの変化、走査形状、不整列の実効的送信/受信原点に起因する位相差の補正に必要な信号の、走査線に依存し、レンジに依存する位相調整、(2)走査線ごとに異なる送信周波数に起因する位相差を補正する信号の再変調(周波数調整)、及び、(3)走査線ごとの利得調整を提供する、位相調整器R−252(図13)も含んでいる。送受信において走査線毎に可変周波数のモードを使用することの利点は、グレーティングローブの減少である。
位相調整器は、ベースバンド・プロセッサ・コントロールC−270(図2bと7と13)に含まれている制御機能を備えている。このベースバンド・プロセッサ・コントロールC−270では、走査線間又はビーム間の利得調整値及び位相調整値が、時間的にインターリーブした状態で生成される。前述のように、位相補正値は、(1)走査線間のアポダイゼーションの変化と、不整列の実効的な送信/受信原点(走査線依存性及びレンジ依存性の位相調整項)をもたらす走査形状と、に起因する位相差の補正に必要な位相調整項と、(2)各々の走査線が共通搬送周波数を用いていた場合に信号を再変調するために必要な位相項と、を含めた、位相項の和である。記述のように、周波数スケール・ファクタ又は周波数バーニャ・ファクタを用いると、各々のビームは異なる搬送周波数を有することができる。位相調整器は、そこで、全ビームの搬送周波数の差を調整するために、ビーム間の再変調を行う。
C−280と、中央制御システムC−104により予め計算済みで記憶済みの走査線補間係数(αline)が供給される走査線補間器C−282と、共に中央制御システムC−104により事前に計算済みで記憶済みである有理間引き係数L/M及び位相ゾーン幅が供給されるレンジ累積器C−286を有するレンジ補間器C−284と、を備えている。有理間引き係数L/Mは、ベースバンド・フィルタR−250に送られたのと同じ値である。累積器C−286は、局部的アポダイゼーション・プロセッサC−268(図12)の累積器C−272と同様に作動する。更に従来技術で周知のように、有理間引き係数L/Mに応じたサンプル・レート変換は、ベースバンド・フィルタR−250のサンプル・データ・レートと整合するために行われる。
がゼロに向かう場合の図14bのTbreakの後に、全く同じになる)場合、第1の累積器
は何もしない。走査線間の周波数の変化レートに差がない場合、第2の累積器だけが、経時的な周波数差を累積し、補正用の再変調位相値を生成する。
合成開口は、本発明の好ましい実施例では、(1)変換器素子のアレイを、夫々が複数の変換器素子を有する、送信及び/又は受信のための複数の独立した又は実施例に独立したサブアレイに分割し、(2)複数の送信/受信シーケンスをサブアレイの組により実行し、(3)シーケンスごとに、干渉性サンプルを捕捉し、(4)好適には加算又は重み付け加算により全ての対応する干渉性サンプルを結合することを特徴にしている。この構成によって、送信及び/又は受信の電子的通路の数が効率的に増加し、送信及び/又は受信の変換器開口が増加する。
Claims (1)
- 各々がアレイの個々の超音波受信素子に入射する超音波エネルギーに応答する複数のアナログ信号を処理する装置であって、
前記アナログ信号に応答し、ビーム生成出力信号を生成する非結像ビーム生成器を備え、
前記非結像ビーム生成器は、各々が入力信号の個々の1つをレンジ・ゲートするように接続された複数のレンジ・ゲートと、
各々が前記入力信号の個々の1つを複素位相回転するように接続された複数の焦点調節位相回転器と、
和信号を生成するために、前記ゲート制御され位相回転された信号に応答する信号を加算するように接続された加算器と、
前記入力信号の少なくとも1つに応答する信号を復調する復調器と、
前記復調器の下流に位置し、前記和信号に応答する信号を積分して、出力値を生成する積分器と、を備える装置。
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