DE19581716B4

DE19581716B4 - Verfahren und Einrichtung für ein Doppler-Empfangs-Strahlformersystem

Info

Publication number: DE19581716B4
Application number: DE19581716T
Authority: DE
Inventors: Samuel H. Woodside Maslak; Christopher R. Cupertino Cole; Josef G. Sunnyvale Petrofsky
Original assignee: Acuson Corp
Current assignee: Siemens Medical Solutions USA Inc
Priority date: 1994-08-05
Filing date: 1995-08-04
Publication date: 2007-02-22
Anticipated expiration: 2015-08-05
Also published as: WO1996004588A1; JPH10506801A; US5555534A; JP4091067B2; JP4091094B2; AU3275995A; JP3756517B2; JP2007117755A; DE19581716T1; JP2006051368A

Abstract

Einrichtung zum Verarbeiten mehrerer Ultraschall-Echosignale mit mehreren Bereichsgattern zur Verarbeitung je eines Eingangssignals, mehreren fokussierenden Phasendrehern für jeweils ein Eingangssignal, einem Addierer zum Aufsummieren der gattergesteuerten, phasengedrehten Signale, einem Demodulator zum Demodulieren eines von mindestens einem der Eingangssignale abhängigen Signal, einem Integrator hinter dem Demodulator zum Integrieren eines dem aufsummierten Signal entsprechenden Signals zum Erzeugen eines Ausgangswertes, Mitteln zum Betreiben der Einrichtung in einem ersten Modus (PW), in dem jedes Bereichsgatter nur während bestimmter Zeitperioden aktiviert ist und Mitteln zum Betreiben der Einrichtung in einem zweiten Modus (CW), in dem die Bereichsgatter ständig aktiviert sind.

Description

Die Erfindung betrifft Einrichtungen und Verfahren zum Verarbeiten von Ultraschallsignalen.

Bei medizinischen Ultraschall-Abbildungssystemen wird eine Abfolge fokussierter Ultraschallstrahlen in das Körpergewebe von einer Ultraschall-Wandleranordnung abgestrahlt, wobei die Abstrahlrichtungen so gesteuert werden, daß sie einen ebenen Schnitt des Gewebes in einem vorher bestimmten Abtastmuster abdecken. Die Ultraschallenergie pflanzt sich angenommenerweise mit konstanter Geschwindigkeit im Gewebe fort und interagiert mit dem Gewebe, so daß ein geringer Teil der Energie zurück zur Ultraschallanordnung reflektiert wird. Die gesamte Laufzeit infolge der endlichen Fortpflanzungsgeschwindigkeit ist für solche Gewebeteile am kürzesten, die am nächsten zur Anordnung liegen, und am längsten für die am weitesten entfernten Echos. Damit liefert die empfangene Energie zu verschiedenen Zeitpunkten nach dem Abstrahlen eine Information über das Gewebe in unterschiedlichen Tiefen des Patienten.

Der Sendestrahl wird durch Verzögern des Zeitpunktes gesteuert, zu dem die einzelnen Wandler in der Anordnung einen Impuls abgeben, nämlich mit einem vorher definierten Verzögerungsprofil längs der Anordnung derart, daß das Interferenzmuster im Körper eine relativ schmale Linie bildet. Der Empfangsstrahl kann in ähnlicher Weise komplementär gesteuert werden. Ferner lassen sich mit den Verzögerungsprofilen die Strahlen in einer bekannten Tiefe im Körper fokussieren. Für die Abstrahlung kann nur eine Fokussiertiefe definiert werden. Im Empfang kann die Fokussiertiefe dynamisch über die Zeit hinweg verändert werden, um die Gewebetiefe zu erfassen, aus der die Echos zu jedem Zeitpunkt empfangen werden.

Ferner wird das an jedem Wandler anliegende Signal beim Senden entsprechend einem Apodisationsprofil gewichtet, um das räumliche, seitliche Keulenmuster des Strahls infolge der endlichen Öffnung der Wandleranordnung zu steuern. Ein komplementäres Apodisationsprofil wird auch empfangsseitig verwendet.

Es sind mehrere verschiedene Programme zur Ultraschall-Datenaquisition bekannt, so der sogenannte B-Modus (Grauskalen-Abbildung), F-Modus (Farbfluß- oder Doppler-Abbildung) und D-Modus (Spektral-Doppler).

Im B-Modus gibt das Ultraschallsystem eine Reihe von Strahlen längs der Tastlinien ab, um ein gewünschtes Betrachtungsfeld abzutasten. Das Ultraschallsystem lenkt die Echostrahlen derart, daß sie den Sendestrahlen entsprechen. Die aus jedem Echostrahl gewonnenen Daten werden einer Bildanzeige zugeführt, die ein zweidimensionales Grauskalenbild aus den B-Modus-Daten rekonstruiert und anzeigt.

Eine Abbildung im F-Modus wird in ähnlicher Weise durchgeführt, so daß das Ultraschallsystem eine Reihe von Strahlen abgibt und empfängt, um ein Betrachtungsfeld abzutasten. Da jedoch der F-Modus eine Berechnung der Geschwindigkeit der Ziele verlangt, wird jeder Strahl mehrfach abgegeben und empfangen. Wie im B-Modus werden die bei der Strahlrückkehr ermittelten Daten zum Rekonstruieren eines Bildes benutzt.

Die Abbildung im F-Modus wird oft zusammen mit dem B-Modus-Bild benutzt. So kann beispielsweise das in einer B-Modus-Abtastung gewonnene Grauskalenbild eine Überlagerung mit einem F-Modus-Bild erhalten, das aus einer F-Modus-Abtastung des gleichen Feldes oder eines kleineren Feldes rekonstruiert wird. Die F-Modus-Information kann farbig angezeigt werden, wobei unterschiedliche Farben verschiedene positive oder negative Flußgeschwindigkeiten bzw. eine Turbulenz in dem Teil des B-Modus-Bildes anzeigen, in dem das Pixel überlagert ist. Da das F-Modus-Bild dazu dient, lediglich qualitativ die Bewegung eines Ziels im Patienten zu gewinnen, muß die Verarbeitung der Signale im F-Modus keine hohe räumliche oder Geschwindigkeits-Auflösung weder in der Amplitude noch in der Pixelauflösung leisten. Da aber ein besonderer Wert der F-Modus-Abbildung darin liegt, Strömungen in Relation zu anatomischen Strukturen im Körper zu gewinnen, ist es für gewöhnlich wichtig, daß das F-Modus-Bild mit dem B-Modus-Bild auf dem Bildschirm richtig fluchtet.

In der Bilderfassung D-Modus (Spektral-Doppler) gibt das Ultraschallsystem einen Strahl ab und verarbeitet das Echosignal für ein einziges Ziel. Die spektrale Doppler-Information wird gewonnen, indem man entweder eine kontinuierliche Welle (CW) oder eine gepulste Welle (PW) abgibt und empfängt. In der CW-Doppler-Aquisition empfängt der Ultraschallempfänger laufend Echosignale aus allen Objekten innerhalb des Empfindlichkeitsbereiches des Empfängers im Körper und kann keine Informationen isolieren, die aus einem spezifischen Bereichsintervall stammen. CW-Doppler sind besonders dort nützlich, wo der Empfindlichkeitsbereich des Gerätes eingestellt werden kann, entweder durch physikalische Lokalisierung des Schallkopfes oder durch Strahlformung oder mit beidem, um nur das gewünschte Ziel zu erfassen. Bei der PW-Doppler-Aquisition empfängt das Ultraschallgerät Echosignale einzelner Impulse, deren Zeitfolge auf ein Entfernungsintervall im Körper des Objektes zurückgeht, der das Echosignal erzeugt. Der Kliniker wählt typischerweise ein Entfernungsintervall aus, in dem das zu erwartende Ziel liegt.

Bei der D-Modus-Aquisition ist es wünschenswert, detaillierte quantitative Messungen in einem sehr großen Signalpegelbereich durchzuführen (dynamischer Bereich). Die D-Modus-Information wird im Ultraschallsystem verarbeitet, um eine Anzeige entweder des Geschwindigkeitsspektrums des Zieles abhängig von der Zeit zu liefern oder einen Audioausgang mit ähnlicher Information. Die spektrale Doppler-Aquisition ist in Liv Hatle, B.D. & BjØrn Angelsen, Dr. Techn., „Doppler Ultrasound in Cardiology" (1. Ausg. 1982) und (2. Ausg. 1984) erläutert, worauf Bezug genommen wird.

Zusätzlich zum B-, F- und D-Modus gibt es auch einen vierten Modus, nämlich den M-Modus, doch bedeutet dies lediglich eine unterschiedliche Anzeigemo dalität für die Daten, die man ähnlich dem B- oder F-Modus erhalten. Die Anforderungen im M-Modus unterscheiden sich nicht wesentlich von denen im B- oder F-Modus.

Eine Darstellung im D-Modus erfordert ein Empfangsgerät mit einem wesentlich größeren dynamischen Bereich als für den B- oder F-Modus. Dies hauptsächlich deshalb, weil sich der D-Modus auf niederpegelige Doppler-Signaturen von Echosignalen sich bewegender Ziele konzentriert, wie der Strömung von Blutkörperchen. Die von der Blutströmung erzeugten Echosignale sind außerordentlich schwach und ein Herzklappenfehler erzeugt ein besonders schwaches Signal. So sind Störechos oder die nicht Doppler-verschobene Komponente im D-Modus-Empfangssignal oftmals wesentlich stärker. Beispielsweise können sich nicht bewegende Objekte im Empfangsfeld des Körpers Echosignale erzeugen, die wesentlich stärker sind als diejenigen, die von dem zu untersuchenden Ziel herrühren. In einem anderen Beispiel werden in einer Ausführungsform des PW-Dopplers, wie sie als „hohe Impuls-Wiederholungsfrequenz" (HPRF) benannt wird, ein oder mehrere neue Impulse abgestrahlt, bevor die Daten-Aquisition für den laufenden Impuls komplett ist. Beim HPRF-PW-Doppler können Echosignale, die von den neuen Pulsen stammen, die an Objekten in geringerer Tiefe als das Zielobjekt reflektiert werden, stärker sein als das Echosignal, das vom laufenden Impuls erzeugt wird, der am Zielobjekt reflektiert wird. Dieses Problem von Nahfeld-Echosignalen stellt sich auch beim CW-Doppler, wo das Abstrahlsignal kontinuierlich empfangen wird.

Zusätzlich zu den Störechos kann es beim CW-Doppler auch ein starkes elektrisches und akustisches Übersprechen geben. Um so schwache Strömungen zu erfassen, muß der Empfangssignalweg einen dynamischen Bereich besitzen, der groß genug ist, um die Störechos ohne Störung des Grundrauschens zu übertragen, auch wenn sie sich der Höhe nach um Größenordnungen unterscheiden.

An Empfänger für B- und F-Modus werden wesentlich geringerer dynamische Bereichsanforderungen gestellt als für die Empfindlichkeit im D-Modus. Der B-Modus konzentriert sich auf Echos von stationären Objekten, also Echos, die wesentlich stärker sind als die zur Analyse im Spektral-Doppler das größte Interesse verdienen und der F-Modus unterliegt nicht den gleichen Stör-Echoquellen, wie sie im CW- und HPRF-PW D-Modus vorhanden sind.

Im Handel erhältliche analoge medizinische Ultraschallsysteme bekannter Bauweise mit analogen Empfangsstrahlformern verwendeten typischerweise analoge, in jedem Kanal variable Verzögerungs- bzw. Laufzeitstrahlen, um die Empfangsstrahlen zu formen (definieren). Die analogen Verzögerungsstrahlen lieferten die gute Richtungsgüte (seitliche Auflösung), die für hochqualitative Abbildungen im B- und F-Modus erforderlich sind. Diese Systeme konnten auch im D-Modus benutzt werden, wenn man ein Bereichsgatter nach der Strahlformung aktiviert hat, um die Energie zu isolieren, die aus dem gewünschten Bereichsintervall des Strahls empfangen wurde. Wenn zwar die analogen Verzögerungsstrahlen für den B- und F-Modus ausreichten, so begrenzten sie doch den dynamischen Bereich so stark, daß er zur Bildverarbeitung im D-Modus nicht ausreichte. Analoge variable Verzögerungsstrahlen mit größeren dynamischen Bereichen verboten sich wegen der hohen Kosten, insbesondere wegen der benötigten großen Anzahl.

Bekannte digitale Empfangsstrahlformer liefern mehrere Vorteile gegenüber analogen Empfangsstrahlformern im B- und F-Modus, wenn auch noch wesentliche Verbesserungen möglich sind. Digitale Strahlformer benutzen digitale variable Verzögerungselemente anstelle der analogen Verzögerungsstrahlen bei analogen Strahlformern. Obwohl digitale variable Verzögerungselemente weniger kosten als vergleichsweise analoge variable Verzögerungsstrahlen hoher Genauigkeit, so ergeben sich im digitalen Verarbeitungsweg wiederum andere Einschränkungen im dynamischen Bereich für den D-Modus.

Um so den für den D-Modus wünschenswerten dynamischen Bereich zu erzielen, muß eine hohe Bit-Genauigkeit im größten Teil des Verarbeitungsweges eingehalten werden. Dies verteuert das Gerät wesentlich gegenüber einer Ausführung, bei der nur die kleinere Bit-Genauigkeit für den B- und F-Modus gefordert wird. Ferner arbeiten digitale Empfangsstrahlformer typischerweise durch Umsetzen der einzelnen analogen Eingangssignale in jedem Kanal in das digitale Format zum frühestmöglichen Zeitpunkt und dann erfolgt die weitere Signalverarbeitung digital. Die für jeden Kanal vorgesehenen Analog/Digital-Umsetzer (ADC), die hierfür erforderlich sind, müssen beispielsweise 40 Mega-Abtastwerte je Sekunde erzeugen, um ein Aliasing zu vermeiden, womit erhebliche Anforderungen an die Umsetzer gestellt werden. Wenn diese Umsetzer Abtastwerte dieser Frequenz erzeugen sollen, welche die wesentlich höhere Bit-Genaugkeit besitzen, die für den größeren dynamischen Bereich im D-Modus wünschenswert ist, so lassen sich solche Umsetzer entweder überhaupt nicht mehr herstellen oder mit extremen Kosten. Damit besitzen die digitalen Empfangsstrahlformer mit der für den B-/F-Modus erforderlichen hohen Bit-Genauigkeit typischerweise nicht den dynamischen Bereich, der für einen leistungsfähigen D-Modus erforderlich ist. Wegen dieser Mängel bekannter Empfangsstrahlformer für den D-Modus besaßen marktübliche Geräte oft einen eigenen, nicht strahlformenden Hilfskanal (AUX-Kanal) nur für den D-Modus. Dieser Kanal arbeitete mit einem eigenen, nicht abbildenden Wandler, der aus einem oder zwei Elementen besteht. Ein AUX-Kanal konnte mit CW- oder PW-Spektral-Doppler arbeiten und benutzte einen einzelnen Empfangskanal mit großem dynamischem Bereich.

Dieser Kanal für den großen dynamischen Bereich ermöglichte zwar eine überlegene spektrale Doppler-Abbildung, doch hatte der getrennte Schallkopf erhebliche klinische Nachteile. Da der AUX-Kanal kein Bild erzeugt, konnte ein Arzt den Ort einer Strömung im Körper relativ zu anatomischen Strukturen, die im B-Modus sichtbar sind, nicht visuell erkennen. Wenn der Arzt ferner bei der Untersuchung eines Patienten sowohl B- als auch D-Modus anwenden wollte, so mußte die Untersuchung zum Auswechseln der Schallköpfe unterbrochen werden. Die Funktionsblöcke eines typischen AUX-Kanals sind in dem oben genannten „Doppler Ultrasound in Cardiology", 1. Ausgabe, S. 202, dargestellt.

Wegen der vorgenannten Behinderungen waren die Benutzer medizinischer Ultraschallgeräte in der Vergangenheit dazu gezwungen, entweder eine Aquisition mit hoher Auflösung der Strahlformung zu wählen oder eine Aquisition mit großem dynamischem Bereich ohne Strahlformung. Es stand also eine Aquisition mit Strahlformung und hohem dynamischem Bereich nicht zur Verfügung, was aber wün schenswert ist, damit der Arzt bestimmte Ziele für eine detaillierte quantitative spektrale Doppler-Analyse relativ zu anatomischen Strukturen im Körper visuell lokalisieren kann. Deshalb besteht ein Bedarf an Ultraschall-Empfangssystemen, die sowohl das Strahlformen mit hoher Auflösung in einer Phasenanordnung für den B- und/oder F-Modus leisten und eine Strahlformung der Phasenanordnung mit einem hohen dynamischen Bereich für den D-Modus, ohne daß man hohe Ausgaben für zusätzliche und teuere Schaltungen benötigt.

Die obigen Nachteile werden durch Vorrichtungen und Verfahren gemäß den unabhängigen Ansprüchen 1, 4, 13, 16, 24, 27, 31, 56, 81, 89 und 107 behoben. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gehen aus der Beschreibung, den Zeichnungen und den anhängenden Ansprüchen hervor.

Erfindungsgemäß besitzt ein Ultraschall-Empfangssystem zwei Empfangsstrahlformer. Ein erster Strahlformer wird für die Abbildung im B- und F-Modus optimiert und besitzt deshalb eine hohe räumliche Auflösung, während der zweite Strahlformer einen großen dynamischen Bereich hat und zur Ermittlung der Signale im D-Modus dient. Der zweite Strahlformer besitzt die Empfindlichkeit und den geringen Rauschpegel eines gebündelten Gerätes mit einem einzelnen Kanal, führt aber auch eine elektronische Strahllenkung aus. Der zweite Strahlformer bedarf keines großen zusätzlichen Schaltungsaufwandes, da viele Funktionen für die gewünschte Aquisition im D-Modus weggelassen werden können, Funktionen, die für einen Bildempfangs-Strahlformer erforderlich sind, um Daten für andere Bildprogramme zu liefern.

In einer Ausführungsform des zweiten Empfangsstrahlformers (im folgenden auch als Doppler-Empfangsstrahlformer bezeichnet) wird das analoge Eingangssignal jedes Empfangselementes verstärkt, dann phasengleichen (in-phase I) und Quadratur (Q)-Mischstufen zur Demodulation zu einem Basisband zugeführt, erhält eine unabhängige Phasenlage in einem komplexen Phasendreher und bei gepulsten Signalen (PW) wird es unabhängig bereichsgetastet, um sowohl die Strahlformung als auch die Isolation des gewünschten Bereichsintervalls zu erzielen. Die Basisbandsignale aller Kanäle werden dann aufsummiert und (im Falle von PW-Signalen) über die kombinierte Zeitdauer aller Bereichstastungen integriert (im Falle von kontinuierlichen Signalen (CW) kann der Integrator als Tiefpaßfilter arbeiten). Dem Integrator folgt ein Taster sowie Filter und Verarbeitungsschaltungen, wie ein Analog/Digital-Umsetzer.

Die Anordnung der einzelnen Bereichsgatter für jeden einzelnen Kanal vor der Kanalsummierung liefert einen Aspekt der Erfindung, mit dem der zusätzliche Schaltungsaufwand erheblich verringert wird, der für den Strahlformer mit dem zusätzlichen hohen dynamischen Bereich erforderlich ist, weil dies nicht nur das Reichweitengatter nach der Summierung ersetzt, sondern auch die teueren und hochgenauen Laufzeit-Verzögerungsleitungen, die konventionell erforderlich sind. Die Reichweitengatter lassen sich sehr billig realisieren.

Erfolgt der Einbau eines einzelnen Integrators hinter der Summierstufe, so ergibt sich ein weiterer Aspekt der Erfindung. Die spektrale Doppler-Verarbeitung für PW macht es erforderlich, über das ausgewählte Reichweitenintervall zu integrieren, um letztlich einen einzelnen Ausgangswert für jede Strahlabgabe zu liefern. Ersetzt man aber die analogen Verzögerungsleitungen je Kanal durch individuell aktivierte Reichweitengatter pro Kanal, so kann angenommen werden, daß die individuellen Integratoren für jeden Kanal erforderlich sind, um über die Zeitdauer zu integrieren, während der jedes einzelne Reichweitengatter geschlossen ist (durchgesteuert). Dieser Aspekt der Erfindung zieht Vorteile aus der Beobachtung, daß der Kanal zur Summenbildung nicht beiträgt, wenn das Reichweitengatter in einem bestimmten Kanal offen ist (gesperrt). So kann die integrierende Funktion nach der Summenbildung bleiben, solange die Integrierung während einer Zeitspanne vorgenommen wird, die nicht später als zu dem Zeitpunkt beginnt, in dem das erste Reichweitengatter schließt und nicht früher endet, als in dem Zeitpunkt, zu dem das letzte Reichweitengatter öffnet. Der PW-Abtastwert bleibt unvollständig bis zum Ende dieser Zeitdauer.

Die Auftrennung der Funktionen für die Demodulation und Phasenlage in jedem Kanal liefert einen weiteren Aspekt der Erfindung. Um eine kohärente Summenbildung der Signale aus den verschiedenen Kanälen zu ermöglichen, müssen die Phasen der einzelnen Kanalsignale vor der Summierung ausgerichtet werden, damit sie sich alle addieren und nicht willkürlich addieren und subtrahieren. Auch sind zum Mischen im Basisband Sinus- und Cosinus-Produkte erforderlich, um die Doppler-Richtungsinformation zu halten. Konventionell erfolgt die Phasenausrichtung in jedem Kanal dadurch, daß eigene Mischertakt-Eingangssignale mit ausgewählter Phasenlage erzeugt werden. Taktsignale variabler Phase für jedes einzelne Signal sind aber in sich problematisch. Stellt man sie für eine akzeptable Anzahl verschiedener Kanäle bereit (beispielsweise 64), so gilt dies umso stärker. Benutzt man zwei phasenveränderliche Taktsignale in genauer Quadratur für viele Kanäle, so führt dies zu großen Schwierigkeiten. Dieser Aspekt der Erfindung zieht einen Vorteil aus der Beobachtung, daß die Anforderungen an die Fokussierung im D-Modus weniger streng sind als in anderen Bilddarstellungsprogrammen, so daß eine Körnigkeit von nur einer kleinen Anzahl Phaseneinstellungen ausreicht. Somit werden gemeinsame Sinus- und Cosinus-Taktsignale in allen Kanälen auf die Mischstufen verteilt und die Drehung auf gleiche Phase wird je Kanal entsprechend der Auswahl durchgeführt, die von einer gemeinsamen Steuerung digital vorgenommen wird.

Zahlreiche Abänderungen der Schaltung gemäß der Erfindung sind möglich, einschließlich der Neuordnung und/oder Kombination der Verarbeitungsfunktionen, auch mit einer zusätzlichen I/F-Stufe. Einige dieser Abänderungen werden am Ende der Beschreibung erläutert.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
1a und 1b Sende- und Empfangsstrahlen von Ultraschallwellen im Körpergewebe;
2a ein Blockschaltbild eines neuartigen Ultraschallstrahl-Formersystems in einem medizinischen Ultraschallabbildungssystem mit einem digitalen, empfangsseitigen Strahlformersystem;
2b und 2c zusammengenommen ein detailliertes Blockschaltbild des Ultraschall-Strahlformersystems der 2a;
3 ein Blockschaltbild eines der Empfangsverstärker und Demodulator-Reichweitengatter der 2b;
4 ein Blockschaltbild der gemeinsamen Schaltung im Doppler-Empfangsstrahlformer der 2b;
5 ein Blockschaltbild, das zeigt, wie die Ausgangssignale verschiedener Demodulator/Reichweitengatter der 2b zu einem Eingangssignal für die gemeinsame Schaltung der 2b kombiniert werden;
6 eine zeitabhängige Darstellung des Betriebes bestimmter Komponenten der 3 und 4 zur PW-Doppler-Bildermittlung (normal oder HPRF);
7 ein Blockschaltbild eines digitalen mehrkanaligen Empfangsprozessors und eines mehrstrahligen Basisbandprozessors der Erfindung gemäß 2b.
8 eine schematische Darstellung des variablen Laufzeitspeichers des digitalen mehrkanaligen Empfangsprozessors der 7 zusammen mit einer Ausführungsform der Speicheradresse und Laufzeitprozessors;
9a und 9b Darstellungen typischer Laufzeitprofile für den variablen Laufzeitspeicher der 8;
9c mehrere evolvierende Laufzeitprofile mit ansteigenden Öffnungsbreiten für eine wachsende Reichweite auf einem Empfangsabtaststrahl, der zur Wandleranordnung zentriert und rechtwinklig ist.
10a, 10b und 10c eine graphische Darstellung der Speicherung und Auswahl geeigneter zeitverzögerter Daten aus dem variablen Laufzeitspeicher des Empfangsprozessors der 8;
11 eine schematische Darstellung der Auswahl von im variablen Laufzeitspeicher der 8 abgespeicherten Daten zur Ausgabe von Laufzeitdaten, die zum Formen mehrerer Strahlen repräsentativ sind;
12 eine Ausführungsform eines komplexen Multiplikators, des Phasen- und Frequenzprozessors und des Apodisationsprozessors der lokalen Prozessorsteuerung gemäß der Erfindung;
13 ein Blockschaltbild einer Phaseneinrichtung des Strahlformer-Empfangssystems zur Phasenausrichtung von Abtast-Empfangsstrahlen in Verbindung mit einem Dezimator und einem Steuerprozessor zur Phasenjustierung (Verstärkung, Phase und Frequenz);
14a, 14b und 14c graphische Darstellungen typischer abwärts gerichteter Signalfrequenzprofile zur Signaldemodulation und Phasenfeineinstellung im komplexen Multiplikator und zur Signaldemodulation in der Phasenausrichtschaltung;
14d, 14e und 14f graphische Darstellungen von abwärts gerichteten Signalfrequenzprofilen für die Signaldemodulation;
15 mehrere unterschiedlich evolvierende Apodisationsprofile mit ansteigenden Öffnungsbreiten bei ansteigender Reichweite längs eines Empfangsabtaststrahls, der zur Wandleranordnung zentriert und rechtwinklig ist.
A. Struktur eines bevorzugten Empfangsstrahlformersystems:
1. Signalbeschreibung Ultraschall:
Bei dem vorliegenden Strahlformerempfangssystem erfolgt die Ultraschallabbildung durch sequentielle Einstrahlung fokussierter Ultraschallstrahlen in ein Körpergewebe bzw. andere abzubildende Objekte, wobei die Strahlen längs Gerader im Raum zentriert sind und als Sendeabtaststrahlen bezeichnet werden (1a). Die Sendeabtaststrahlen werden von einem Senderstrahlformer und einer Ultraschallwandleranordnung erzeugt. Die Senderabtaststrahlen sind beabstandet und erzeugen einen planaren, linearen Sektor bzw. eine Darstellung des Gewebes über ein vorher definiertes Einstrahl- bzw. Abtastmuster. Bei Fokussierung hinsichtlich einer bestimmten Tiefe des Körpergewebes breitet sich die abgegebene Ultraschallwelle kontinuierlich (CW) oder als Impulswelle (PW) mit einer angenommenen konstanten Ausbreitungsgeschwindigkeit von nominell c = 1540 m/s im Gewebe aus, interagiert mit dem Gewebe und reflektiert einen kleinen Signalanteil zurück zur Wandleranordnung, die das Ultraschallsignal abgegeben hat. Die Verzögerungszeit für die gesamte Ausbreitung ist für solche Ziele am kürzesten, die der Wandleranordnung am nächsten liegen, und am längsten für solche Ziele, die von der Wandleranordnung am weitesten weg liegen. Bei Verwendung geeigneter Zeitverzögerungen kann der Empfangsstrahlformer (1b) dynamisch die Empfangsstrahlen längs Gerader im Raum fokussieren, welche als Empfangsabtaststrahlen bezeichnet werden, die beispielsweise mit dem kürzesten Abstand (Tiefe) beginnen und zum tiefsten interessierenden Bereich evolvieren bzw. fortschreiten.
Die 1a und 1b sind Darstellungen der Sende- und Empfangsabtaststrahlen (durchgezogen) und der geraden Ausbreitungswege einzelner Elemente (gestrichelt). 1a zeigt einen Sender-Strahlformer T-50 mit einer Wandleranordnung T-52 mehrerer einzelner Wandlerelemente T-54, die in dieser Ausführungsform linear in Phase liegen. Wie bekannt, gibt es eine Reihe von verschiedenen Anordnungen zum Senden und Empfangen von Ultraschall. Gemäß 1a überträgt der Sender-Strahlformer T-50 in passender Weise zeitverzögerte elektrische Signale an die einzelnen Wandlerelemente T-54. Diese konvertieren die Signale in Schallwellen, die sich im Körpergewebe T-56 ausbreiten. Verleiht man den den Wandlerelementen T-54 zugeführten Erregersignalen unterschiedliche Zeitverzögerungen, so ergeben sich Sender-Abtaststrahlen T-60 und T-62 mit jeweiligen Brennpunkten r₁ und r₂. Dabei ist natürlich jeder Sende-Abtaststrahl repräsentativ für einen Zentralstrahl eines unterschiedlichen Sendestrahls, der in den abzubildenden Körperteil eingeleitet und fokussiert wird.
Der sendeseitige Strahlformer T-50 kann gleichzeitig mehrere Strahlen längs verschiedener Abtaststrahlen oder verschiedene fokale Tiefen längs des gleichen Abtaststrahls (Verbundfokus) erzeugen. Ferner können mehrfache Sendestrahlen jeweils das gesamte Bildformat abtasten oder können derart abgestrahlt werden, daß jeder mehrfache Strahl nur einen bestimmten Abschnitt des Bildformats abtastet.
1b zeigt einen digitalen Empfänger-Strahlformer R-58, der ebenfalls an die Wandleranordnung T-52 angeschlossen ist. 1b zeigt ferner Abtast-Empfängerstrahlen R-64 und R-66 entsprechend einem dynamisch fokussierten ersten Empfangsstrahl und einem dynamisch fokussierten zweiten Empfangsstrahl. Die Strahlen werden im Bereich mehrerer fokaler Tiefen (R1, R2, R3) längs ihres Abtaststrahls getastet. Bei dem digitalen Signalempfangsweg des empfangsseitigen Strahlformersystems können die Wandleranordnungssignale selektiv in Daten aufgetrennt werden, welche für mehrere individuelle Strahlen repräsentativ sind.
Jeder Abtaststrahl im sendeseitigen oder empfangsseitigen Abtastmuster kann mit Parametern für den Ursprung in der Wandleranordnung, mit der Abtaststrahlorientierung (θ) und Fokustiefe bzw. Bereich (r) versehen werden. Das Ultraschallabbildungssystem des Empfangsstrahlformersystems speichert einen, vorher berechneten Datensparsatz von Fokussierzeitverzögerungen und Öffnungsapodisationswerten, die durch diese Parameter indexiert sind (basierend auf bekannten geometrischen Überlegungen) und expandiert die Werte mit Realzeitrechenmitteln, um die sende- und empfangsseitigen Strahlformersystem zu steuern, die die gewünschten Abtaststrahlen erzeugen.
2. Strahlformersystem:
Die 2a, 2b und 2c zeigen ein Blockschaltbild eines medizinischen Ultraschallabbildungssystems R-20. Das System R-20 besitzt ein Strahlformersystem R-22, mindestens einen Wandler T-112, ein Anzeigeprozeßsystem R-26 mit Anzeige R-28 und eine Steuerung R-40 für das Ultraschallabbildungssystem.
In den 2, 2b bzw. 2c besitzt das Strahlformersystem R-22 in neuer und erfinderischer Weise: (1) ein digitales sendeseitiges Strahlformersystem T-102, (2) ein digitales empfangsseitiges Strahlformersystem R-100, (3) ein zentrales Strahlformer-Steuersystem C-104, (4) ein adaptives Fokussiersteuersystem G-100, (5) ein Dopplerempfangs-Strahlformersystem A-400, (6) einen Basisband-Mehrfachstrahl-Prozessor R-125 und (7) einen kohärenten Abtastsynthesizer. Diese Systeme sind als funktionelle Blöcke für den Energiefluß dargestellt. Diese Darstellung, die von der tatsächlichen Schaltung einer entsprechenden Ausführungsform abweicht, dient zum besseren Verständnis der Signalverarbeitungsfunktionen.
In 2a bietet das Strahlformersystem R-22 zwei digitale Strahldatenquellen für das Anzeigesystem R-26: (1) Doppler-Empfangsstrahlformer-Einzelstrahlkomplex in Phase/Quadraturdaten zur Darstellung kohärenter, zeitweiser Strahlabtastung (CW) oder kohärenter zeitweiser Abtastung in einem Ortsbereich längs des Strahls (PW) und (2) digitalen Empfangsstrahlformer-Mehrstrahlkomplex in Phase/Quadraturdaten zur Darstellung einer kohärenten Abtastung im Bereich längs jedes empfangsseitigen Abtaststrahls. Das Strahlformersystem R-22 kann so betrieben werden, daß es eine Reihe von Abtaststrahlen und entsprechende Abtastwerte erzeugt und Daten für mehrere Anzeigeprogramme liefert. Beispielsweise gibt es folgende mögliche Anzeigeprogramme und entsprechende Prozessoren: (1) Helligkeits-Bild und Motion-Prozessor R-30 für B-Modus (Grauskalenabbildung) und M-Modus (Motion Display), (2) Doppler-Farbbildprozessor R-32 für Flow Bilder und (3) Doppler-Spektralprozessor R-34 für breite dynamische nicht abbildende Dopplergeschwindigkeit gegenüber einer Zeit darstellung. Zusätzliche Displayprogramme können aus den beiden komplexen Datenquellen R-22 in bekannter Weise erzeugt werden.
Das Ultraschallsystem R-20 besitzt auch einen sendeseitigen Demultiplexer T-106 zum Lenken von Ausgangswellen aus dem Sender T-103 zu den Wandlerelementen T-114, einen Empfangsmultiplexer R-108 zum Lenken von Eingangswellen aus den Wandlerelementen T-114 zu dem Empfängern R-101, mindestens einen Wandlerverbinder T-110 und Wandleranordnungen T-112. In dem vorliegenden System lassen sich viele Wandleranordnungen verwenden.
Das Ultraschallsystem R-20 besitzt ferner eine Systemsteuerung R-40 für die Ultraschallabbildung, einen Archivspeicher R-38 zum Speichern von Abtastparametern und Abtastdaten und eine Operatorschnittstelle R-36.
Im vorliegenden Text bezieht sich der Ausdruck Ultraschall auf Frequenzen oberhalb der menschlichen Wahrnehmung. Die Wandleranordnungen T-112 sind typischerweise für Frequenzen im Bereich von 2 bis 10 MHz optimiert.
Die Wandleranordnung T-112 ist gegen andere Anordnungen austauschbar, ist also nicht begrenzt auf lineare, gekrümmte, gekrümmt lineare und ringförmige Anordnungen. Mehrere Arten der Wandleranordnung sowie Frequenzen sind für die klinischen Anordnungen wünschenswert. Die Wandleranordnung T-112 ist jedoch typischerweise für Frequenzen im Bereich von 2 bis 10 MHz optimiert. Das medizinische Ultraschallsystem R-20 führt drei hauptsächliche Funktionen aus, nämlich eine Ansteuerung der Elemente T-114 zum Abstrahlen fokussierter Ultraschallenergie, zum Empfang und Fokussieren von reflektierter Ultraschallenergie an der Anordnung T-114 und zum Steuern der Sende- und Empfangsfunktionen, um ein Gesichtsfeld in Abtastformaten wie dem linearen Abtastformat, Sektor- oder Vektorformat abzutasten (nicht einschränkend).
In den 2a, 2b und 2c sind die Steuerleitungen dünn und die Signalwege dick gezeichnet.
3. Digitales Sender-Strahlformersystem:
Der digitale Senderstrahlformer T-102 in 2c besteht aus mehreren digitalen Mehrkanalsendern T-103, einem digitalen Mehrkanalsender für ein oder mehrere einzelne Wandlerelemente T-114. Die Sender sind mehrkanalig, so daß jeder Sender in einer vorzugsweisen Ausführungsform bis zu vier unabhängige Strahlen verarbeiten kann. So haben beispielsweise 128 mehrkanalige Sender 512 Kanäle. In anderen bevorzugten Ausführungsformen lassen sich auch mehr als vier unabhängige Strahlen vorsehen. Auch dies liegt im Rahmen der Erfindung.
In einer vorzugsweisen Ausführungsform erzeugt jeder digitale Mehrkanalsender T-103 an seinem Ausgang bei Erregung eine Überlagerung von bis zu vier Impulsen, die jeweils einem Strahl entsprechen. Jeder Impuls hat eine genau programmierte Wellenform, deren Amplitude bezüglich der anderen Sender und/oder Kanäle apodisiert und um eine genau definierte Zeitverzögerung bezüglich eines gemeinsamen Sendestartsignals (SOT) verzögert wird. Die Sender T-103 sind auch in der Lage, CW zu erzeugen.
Jeder digitale Mehrkanalsender T-103 besteht im Prinzip aus einem Mehrfachstrahlsenderfilter T-115, dessen Ausgangssignal einem komplexen Modulator T-117 zugeführt wird. Der Ausgang des Modulators T-117 wird einem Verzögerungs/Filterblock T-119 zugeführt und von dort an einen Digital/Analog-Umsetzer T-121 (DAC). Der Ausgang des Umsetzers T-121 wird im Verstärker T-123 verstärkt. Das Mehrfachstrahlsendefilter T-115, der Modulator T-117 und der Verzögerungs/Filterblock T-119 bilden einen digitalen Mehrkanalsendeprozessor T-104.
Das Sendefilter T-115 kann so programmiert werden, daß es jede beliebige reale oder komplexe Wellenform beim Auftreten eines Sendestartsignals (SOT) liefert. Das Sendefilter T-115 besteht aus einem Speicher, der reale oder komplexe Abtastwerte jeder gewünschten oder beliebigen Impulswellenform speichert, sowie aus Mitteln zum Auslesen der Abtastwerte in einer Reihenfolge beim Auftreten des Sendestartsignals, das um eine Komponente der Fokussierverzögerung verzögert ist. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird der Speicher von T-115 so programmiert, daß Basisbanddarstellungen von realen oder komplexen Impulshüllen gespeichert werden.
Der Block T-115, obwohl primär ein Speicher, wird hier als Sendefilter bezeichnet, da das Ausgangssignal des Blocks T-115 als zeitliche Antwort eines Filters auf einen Impuls verstanden werden kann. Der komplexe Modulator T-117 konvertiert die Hülle nach oben auf die Sendefrequenz und liefert die richtige Fokussierphase und Öffnungsapodisation.
Der Verzögerungs/Filterblock T-119 dient im Prinzip für alle übrigbleibenden fokussierenden Verzögerungskomponenten und dient als finales formendes Filter. Der DAC T-121 konvertiert die gesendeten Abtastwerte in ein Analogsignal. Der Senderverstärker T-123 stellt die Sendeleistung ein und erzeugt das Hochspannungssignal, das durch den Senderdemultiplexer T-106 auf ein ausgewähltes Wandlerelement T-114 geführt wird.
Mit jedem mehrkanaligen Senderprozessor T-104 ist eine lokale oder sekundäre Prozessorsteuerung C-125 verbunden, die Steuerwerte und Parameter liefert, wie die Apodisation und die Verzögerungswerte für die funktionellen Blöcke des mehrkanaligen Senderprozessors T-104. Jede lokale bzw. sekundäre Kanalsteuerung C-125 wird wiederum von dem zentralen Steuersystem C-104 angesteuert.
4. Digitales Strahlformerempfangssystem
Der digitale empfangsseitige Strahlformer R-100 (2b) stellt die Erfindung dar.
Die Signale der einzelnen Wanderelemente T-114 stellen die zurückkommenden Echosignale dar, die am abzubildenden Objekt reflektiert worden sind. Diese Signale gelangen über die Wandlerverbindungen T-110 zum Empfangsmultiplexer R-108. Durch den Multiplexer R-108 ist jedes Wandlerelement T-114 ge trennt mit einem der digitalen mehrkanaligen Empfänger R-101 verbunden, die zusammen mit dem Addierer R-126 den digitalen Empfangsstrahlformer R-100 gemäß der Erfindung darstellen. Die Empfänger sind mehrkanalig, so daß jeder Empfänger vorzugsweise bis zu vier unabhängige Strahlen verarbeiten kann. Es liegt im Rahmen der Erfindung, auch noch mehr Strahlen zu verarbeiten.
Jeder digitale Mehrkanalempfänger R-101 kann vorzugsweise die folgenden Elemente aufweisen, die in 2b vorhanden sind. Diese Elemente sind ein dynamischer, rauscharmer und mit zeitvariabler Verstärkung versehener Verstärker R-116, ein A/D-Umsetzer R-118 (ADC) und ein digitaler Mehrkanalempfangsprozessor R-120. Dieser besteht prinzipiell aus einer Filter/Verzögerungseinheit R-122 und einem komplexen Demodulator R-124. R-122 dient zum Filtern und für eine Zeitverzögerung zum Grobfokussieren. Der Demodulator R-124 liefert eine Verzögerung zum Feinfokussieren in Form einer Phasendrehung und einer Apodisation (Maßstabsänderung bzw. Gewichtung), sowie als Signaldemodulator aus bzw. nahe dem Basisband. Die Empfänger R-101 kommunizieren mit dem Addierer R-126, in dem die Signalabtastwerte, die zu jedem Strahl jedes Empfangsprozessors gehören, aufsummiert werden, um finale, empfangsseitige Abtaststrahlwerte zu bilden und auch die resultierenden komplexen Abtastwerte für den Basebandprozessor R-125. Die genaue Funktion und Zusammensetzung dieser Blöcke wird nachfolgend anhand der anderen Zeichnungen beschrieben.
Eine lokale bzw. sekundäre Steuerung C-210 gehört zu jedem Empfänger R-101. Die Steuerung C-210 wird von der zentralen Steuerung C-104 angesteuert und liefert Zeit-, Steuer- und Parameterwerte für jeden Empfänger R-101. Die Parameterwerte enthalten die fokussierenden Zeitverzögerungsprofile und Apodisationsprofile.
5. Dopplerempfangs-Strahlformersystem:
Das Dopplerempfangs-Strahlformersystem A-400 zur nichtabbildenden Doppleraquisition in einem großen dynamischen Bereich enthält Analogempfänger A-403, von denen jeder Echosignale aus einem oder mehreren Wandlerelementen T-114 erhält. Jeder Dopplerempfänger A-403 besitzt ein Demodulator/Bereichsgatter A-418, das das empfangene Signal demoduliert und auftastet (nur PW-Modus), um das Echo aus einem schmalen Bereich zu selektieren. Die Analogausgänge der Dopplerempfänger A-403 gelangen zu einem Dopplerpreprozessor. Hier werden die Analogsignale im Addierer summiert und dann integriert, gefiltert und vom Analogprozessor A-410 getastet. Der Preprozessor digitalisiert dann das getastete Analogsignal in einem A/D-Umsetzer A-412. Das digitalisierte Signal wird dann auf das Anzeigeverarbeitungssystem R-26 geführt.
Zu allen Dopplerempfängern A-403 gehört eine einzelne lokale bzw. sekundäre Dopplerstrahlformersteuerung C-127. Die Steuerung C-127 wird vom zentralen Steuersystem C-104 angesteuert und liefert Steuer- und Fokussierparameterwerte an das Dopplerempfangs-Strahlformersystem A-400.
Das vorliegende Strahlformersystem R-22 kombiniert in vorteilhafter Weise ein abbildendes, digitales Empfangs-Strahlformersystem R-100 mit einem nicht abbildenden Dopplerempfangs-Strahlformersystem A-400 derart, daß man das gleiche Senderstrahlformersystem T-102 und die gleiche Wandleranordnung benutzt und das digitale Empfangsstrahlformersystem R-100 optimiert wird für die abbildenden Programme wie dem B-Modus und der Dopplerfarbabbildung, so daß man deshalb eine hohe räumliche Auflösung erhält, während das begleitende Dopplerempfangs-Strahlformersystem einen großen dynamischen Bereich besitzt und zum Erfassen von Signalen zum nicht abbildenden Dopplerverarbeiten optimiert wird.
6. Zentrales Strahlformersteuersystem:
Das zentrale Strahl-Formersteuersystem C-104 der Erfindung steuert den Betrieb des digitalen Sender-Strahlformersystems T-102, des digitalen Empfangsstrahlformersystems R-100, des Dopplerempfangs-Strahlformersystems A-400, der adaptiven Fokussiersteuerung G-100 und des Basisbandprozessors R-127. Die Hauptsteuerfunktionen des Systems C-104 sind in 2c dargestellt. Die Steuerfunktionen sind mit vier Komponenten realisiert. Die Aquisitionssteuerung C-130 kommuniziert mit dem übrigen System einschließlich der Ultraschallsteuerung R-40 und dient zur Leistungssteuerung und zum Herunterladen der Abtastparameter. Die Fokussiersteuerung C-132 berechnet in Echtzeit die dynamischen digitalen Werte für die Verzögerung und Apodisation, die für den Sender- und Empfangsstrahlformer erforderlich sind, einschließlich der vorberechneten und expandierten Idealwerte zuzüglich aller geschätzter Korrekturwerte, die vom adaptiven Fokussiersteuersystem G-100 bereitgestellt werden. Die vordere Steuerung C-134 setzt die Schalter für den Demultiplexer T-106 und den Multiplexer R-108, kommuniziert mit den Wandlerverbindungen T-110 und stellt die Verstärkungs- und Vorspannungspegel aller Sendeverstärker T-123 und aller Empfangsverstärker R-116 ein. Die Zeitsteuerung C-136 liefert alle digitalen Taktsignale, die für die Digitalschaltungen erforderlich sind, einschließlich der Abtasttaktsignale für alle sende- und empfangsseitigen Umsetzer T-121 und R-118.
In einer bevorzugten Ausführungsform der zentralen Steuerung C-104 werden wenige Tabellenwerte (Spartabelle) für die fokussierende Zeitverzögerung und Öffnungsapodisation basierend auf vorberechneten und gespeicherten Daten expandiert, indem man Interpolations- und Extrapolationsverfahren benutzt. Die expandierten Verzögerungs- und Apodisationswerte werden als ein Werteprofil längs der Wandleröffnung an die lokalen Prozessorsteuerungen übertragen, wo die bereichsweise Verzögerungs- und Apodisationsdatenexpansion pro Wandlerelement, pro Abtastwert, pro Strahlwert zu Ende geführt wird.
7. Adaptives Fokussiersteuersystem:
Das adaptive Fokussiersteuersystem G-100 ermöglicht ein adaptives Fokussieren laufend mit der Echtzeit. Das Steuersystem G-100 besteht aus einem adaptiven Fokusprozessor G-505, der für die Fokussteuerung C-132 der zentralen Steuerung C-104 Fokuskorrektur-Verzögerungswerte liefert. Der adaptive Fokusprozes sor G-505 arbeitet mit Ausgangssignalen, die von Fehlerwertestimatoren G-502 aus Daten hergestellt werden, die aus Untergruppenaddierer R-126 des digitalen Empfangsstrahlformersystems R-100 stammen. Somit werden von dem adaptiven fokussierenden Steuersubsystem G-100 in 2c die Fehlerkorrekturwerte, vorzugsweise Abweichungen in Verzögerung und Amplitude adaptiv für jeden empfangsseitigen Abtaststrahl bzw. für eine Untergruppe von empfangsseitigen Abtaststrahlen in Bereichen gemessen, die den sendeseitigen fokalen Tiefen entsprechen.
Es wird auch darauf hingewiesen, daß zusätzlich zu dem adaptiven Fokussiersteuersystem zum Einstellen der Fokusverzögerung, auch andere adaptive Steuersysteme in Betracht gezogen werden können. Solche Systeme sind beispielsweise (1) ein adaptives Steuersystem zur Kontrastvergrößerung durch Einstellen von Fokusverzögerungen und Öffnungsapodisationen, (2) eine adaptive Steuerung zur Interferenzlöschung durch Einstellen von Fokussierverzögerungen und Phasen, sowie Öffnungsapodisationen und (3) eine adaptive Steuerung zur Zielverbesserung durch Einstellen von Fokusverzögerungen und Phase, Öffnungsapodisationen, sende- und empfangsseitige Bildfrequenzen und Formierung der Basisbandwellenform.
Ein anderer Aspekt der adaptiven Fokussierung, mit der die bevorzugte Ausführungsform des Steuersystems G-100 versehen werden kann, ist eine Einrichtung G-508/509 zur geometrischen Fehlertransformierung, die Fehlerkorrektur-Verzögerungswerte an den adaptiven Fokusprozessor G-505 für Abtaststrahlen und Abtaststrahltiefenorte liefert, für die gemessene Fehlerwerte von den Fehlerwertestimatoren G-502 nicht gesammelt worden sind. Genauer gesagt, werden gemessene Fehlerkorrekturwerte in eine Verzögerungstabelle von G-508/509 eingeschrieben. Aus dieser Verzögerungstabelle werden dann Werte entsprechend Auswerteregeln der geometrischen Fehlertransformierung gewonnen, um fokussierende Verzögerungskorrekturprofile längs der Öffnung zu bilden, die für die Tiefen, Abtastgeometrien und Aquisitionsprogramme gelten, die von der Tiefe, der Abtastgeometrie und dem Programm abweichen, für das die Fehlerkorrekturwerte gemessen worden sind.
8. Basisbandprozessorsystem
Der Basisbandprozessor R-125 dient zum Filtern und zum Einstellen von Amplitude und Phase für jeden empfangsseitigen Abtaststrahl, wie hier beschrieben ist. Der Basisbandprozessor R-125 besitzt zusätzlich ein Basisbandfilter, einen komplexen Multiplikator und eine Steuerung für den Betrieb des Basisbandfilters und des komplexen Multiplikators. Die Steuerung wird von der zentralen Steuerung C-104 angesteuert.
9. Kohärentes Abtastsynthesizersystem
Dieses System benutzt die Mehrstrahleigenschaften beim Senden und Empfangen des empfangsseitigen Strahlformersystems, um kohärente (Predetektion) Abtastwerte der empfangsseitigen Strahldaten auf den tatsächlichen Abtaststrahlen zu erfassen und zu speichern und eine Interpolation der gespeicherten kohärenten Abtastwerte durchzuführen, um neue kohärente Abtastwerte an neuen Bereichsorten längs existierender Abtaststrahlen oder längs synthetisch erzeugter Abtaststrahlen zu synthesieren. Die erfaßten wie auch die synthesierten Abtastwerte werden dem Anzeigeverarbeitungssystem R-26 zugeführt.
10. Sende- und Empfangsmultiplexer
Die Verbindung zwischen den Wandlerelementen T-114 und den Prozessoren T-103, R-101, A-402 der digitalen sendeseitigen und empfangsseitigen, sowie empfangsseitigen Dopplerstrahl-Formersysteme erhält man mit Hilfe eines senderseitigen Demultiplexers T-106 und eines getrennten empfangsseitigen Multiplexers R-108, die in 2a dargestellt sind. Wie in 2a gezeigt werden damit die sende- und empfangsseitigen Öffnungen ausgewählt, die vollständig innerhalb einer einzelnen Wandleranordnung liegen oder sich über zwei Wandleranordnungen erstrecken. Die beiden Multiplexer werden von der zentralen Steuerung C-104 unabhängig gesteuert und können so programmiert werden, daß sie mehrere Aquisitionsprogramme einschließlich eines Programms für gleitende Öffnung bzw. synthetische Öffnung ermöglichen.
B. Detailbeschreibung des Doppler-Empfangsstrahlformers
In 2b gehört der rauscharme, verstärkungsfaktorveränderliche Verstärker R-116 für jeden digitalen Empfangs-Strahlformerkanal zu einem entsprechenden Demodulator-/Reichweitengatter A-418 im Doppler-Empfangsstrahlformer A-400. 3 ist ein Blockschaltbild zur Darstellung des Verhältnisses zwischen diesen beiden Komponenten für einen bestimmten Empfangskanal.
In 3 hat der Verstärker R-116 einen rauscharmen Vorverstärker A-402, dem das analoge Kanalsignal aus dem Empangsmultiplexer R-100 (2a) zugeführt wird. Der Vorverstärker A-402 ist die erste Verstärkungsstufe im Empfangsteil des Ultraschallsystems und hat eine Verstärkung, die ausreicht, um eine signifikante Rauschverschlechterung durch das Rauschen der nachfolgenden Stufen zu verhindern.
Der Ausgang des Vorverstärkers A-402 ist ein einendiges Spannungssignal, das einem Spannungs-/Stromsignal-Umsetzer/Verteiler A-404 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Verteilers A-404 liegt über acht Leitungen A-406 (wie noch erläutert wird) an und dient zum Ansteuern zweier identischer Reihen von jeweils vier Spannungs-/Stromverstärkern. Die vier Verstärker gewichten ihre Ausgangssignale annähernd im Verhältnis von √2/2, (1–√2/2), –√2/2 und –(1–√2/2). Auch wenn die beiden Reihen identisch sind, so wird die eine als I-Bank und die andere als Q-Bank aus noch zu erläuternden Gründen bezeichnet.
Die Ausgangsleitungen A-406 der Umsetzer/Verteiler A-404 sind an dem Eingang eines Schalters A-408 angeschlossen, der die Ströme entweder zu einem Verstärker A-409 mit veränderlicher Verstärkung für den B/F-Modus oder zum Demodulations-/Reichweitengatter T-222 über Leitungen A-414 lenkt für den D-Modus entsprechend einem Modus-Steuersignal A-411. Vorzugsweise werden die Funktionen des Schalters und der veränderlichen Verstärkung in der gleichen Schaltung durchgeführt. Für den D-Modus wird die Verstärkung auf Eins gesetzt. Für den B/F-Modus ist die Verstärkung stetig variabel in einem Bereich, der unter Eins liegt. Dies läßt sich mit einem bipolaren Transistor in paarweiser Differenzschaltung ermöglichen. Wenn auch die beschriebene Ausführungsform nicht die Verarbeitung im B/F-Modus und im D-Modus gleichzeitig am gleichen Empfangs signal durchführen kann, so läßt sich in einer anderen Ausführungsform eine gleichzeitige Signalverarbeitung durchaus ermöglichen.
Ein Fokussieren im D-Modus wird in jedem empfangsseitigen Demodulator-/Reichweitengatter T-222 ausgeführt, indem das Reichweitengatter-Enable-Signal A-413 zeitlich gesteuert zugeführt und die verfügbaren Phasendrehungen aus A-434 ausgewählt werden. Sowohl die Aufschaltung A-413 für das Reichweitengatter und den Phasendreher A-434 werden von der lokalen Steuerung C-127 in 3 angesteuert (identisch zur Doppler-Strahlformer-Steuerung C-127 der 2b), die ihren Fokussier-Zeitablauf aus dem DMA-Prozessor der Bildsteuerung C-130 in 2c erhält. Die Fokussiersteuerung C-132 des zentralen Steuersystems C-104 entwickelt alle Sender- und Empfangs-Fokussierparameter für das vom Benutzer ausgewählte Reichweitenintervall (nur PW) aus den gemeinsamen im Sparprogramm abgetasteten Laufzeiten- und Apodisationsprofilen, die zu voll abgetasteten Laufzeiten- und Apodisationsprofilen expandiert werden, die dann jedem Strahlformer zur Verarbeitung von der finalen lokalen Steuerung zugeführt werden. Der Doppler-Empfangsstrahlformer in der beschriebenen Ausführungsform ermöglicht nur eine gleichmäßige Apodisation, so daß das Apodisationsprofil, das am zentralen Steuersystem C-104 verfügbar ist, für diesen Strahlformer nicht erforderlich ist. Nur die Öffnungsgröße und der Ort sind erforderlich, um die aktiven Elemente des Doppler-Strahlformers zu bestimmen, der in einfacher Weise vorher berechnet und gespeichert wird, ohne die Apodisation des zentralen Steuersystems zu benötigen, obwohl andere Ausführungen des Doppler-Strahlformers unter Benutzung der Apodisation aus der Apodisation der zentralen Steuerung Nutzen ziehen können. Die Laufzeiten für den Doppler-Strahlformer, wie sie vom Laufzeitprozessor der Fokussiersteuerung C-132 gemeinsam für alle Ultraschall-Strahlformer erzeugt werden, werden nicht direkt zu den lokalen Steuerprozessen übertragen, wie dies beim Sender-Strahlformersystem T-102 oder beim abbildenden Empfangs-Strahlformersystem R-100 der Fall ist. Vielmehr werden sie dem DMA-Prozessor der Akquisitionssteuerung C-130 zur weiteren Verarbeitung zugeführt, nämlich jede Fokussier-Laufzeit pro Kanal (für aktive Elemente in der Öffnung) in eine Laufzeit umzusetzen, mit der ein Reichweitengatter eine Reichweitengatter-Zeitdauer und eine Feinfokussier-Phasendreherkomponente startet, die in ein RAM in der lokalen Steuerung C-127 übertragen und gespeichert werden. Für den CW-Betrieb wird die Reichweitengatter-Zuschaltung aktiv während des CW-Akquisitionsintervalls gehalten und nur der Phasendreher wird zum Fokussieren dem Basisband demodulierten Signal aufgedrückt.
Für die Akquisition im D-Modus wird der Signalausgang über die Leitungen A-414 an ein Reichweitengatter A-418 geführt, das die erste Komponente in der analogen Empfangsschaltung A-403 pro Kanal (3) darstellt. Das Reichweitengatter A-418 besteht in einfacher Weise aus acht Transistoren, von denen jeder eine der acht Leitungen des Signals A-414 aus dem Signalweg ausblendet, wenn ein Reichweitengatter-Enable-Signal 413 abgeschaltet wird. Das Gatter A-418 ist funktionell ein Ein-/Ausschalter, der von der lokalen Steuerung C-127 über das Signal A-413 gesteuert wird. Im CW-Betrieb wird das Gatter A-418 einfach „eingeschaltet" oder „gesperrt" und im PW-Betrieb wird es zeitlich entsprechend der Position des Doppler-Reichweitengatters von einer logischen Tabelle für die Ein- und Aus-Zeiten des Reichweitengatters in jedem Kanal zeitlich gesteuert, der in ein RAM in der lokalen Steuerung C-127 heruntergeladen worden ist. In der lokalen Steuerung C-127 wird die Tabelle in jedem Kanal als Vektor dargestellt, dessen der Reihe nach indexierte Elemente den aufeinanderfolgenden Reichweiten im Körper entsprechen. Bei Empfang wird der RAM mit einer festen Geschwindigkeit ausgelesen, um zu bestimmen, wann das Reichweitengatter zu schließen und zu öffnen ist. Die Auslesesequenz und Geschwindigkeit ist für alle Kanäle gleich, doch kann die Geschwindigkeit verändert werden, um die Gatterauflösung auf Kosten der maximalen Tiefe bzw. umgekehrt zu ändern. Das gleiche Reichweitengatter-Enable-Signal wird den Reichweitengattern A-418 in jedem benachbarten Paar analoger Empfangskanäle A-403 zugeführt. Damit bildet das Bereichsgatter A-418 zusammen mit einem noch zu beschreibenden Integrator hinter der Summierung die grobe Reichweitenfunktion des analogen Strahlformers A-400. Es gibt keine analoge Laufzeitschaltung.
Wenn keine Sperrung vorliegt, werden die vier Leitungen A-420 aus der I-Bank im Umsetzer/Teiler A-404 in eine Mischstufe A-422 mit einem gleichphasigen (I-CLK) Signal gemischt, das differentiell an den Leitungen A-426 ansteht und die vier Leitungen A-421 aus der Q-Bank im Umsetzer/Teiler A-404 werden in einer Mischstufe A-424 mit einem Quadratursignal (Q-CLK) gemischt, das differentiell an den Leitungen A-428 ansteht. Die Mischstufen A-422 und A-424 bilden jeweils in einfacher Weise ein Paar analoger Multiplikatoren mit differentiellem Eingang und differentiellem Ausgang. Das phasengleiche Taktsignal an der Mischstufe A-422 wird gemeinsam den gleichphasigen Mischstufen aller analogen Empfangskanäle A-403 zugeführt, wie auch das Quadratur-Taktsignal am Mischer A-424. Diese Taktsignale können von einer nicht dargestellten Schaltung erzeugt werden, welche in einem Verfahren mit extrem kleinem Jitter das Oszillatorsignal eines Schwingquarzes herunterteilt. Der kleine Jitter dient zum Aufrechterhalten des großen dynamischen Bereiches.
Die Basisband-Signalausgänge der Mischer A-422 und A-424 werden als phasengleiche und quadrierte Komponenten geliefert, die jeweils auf vier Leitungen A-430 und A-432 anstehen. Diese Ausgangssignale werden einem komplexen Dreher A-434 zugeführt, der die eingangsseitigen gleichphasigen Signale und Quadratursignale in einer von acht möglichen Ausgangsphasen von gleichphasigen Signalen und Quadratursignalen auswählt und aufsummiert. Der Dreher in jedem Kanal besitzt seinen eigenen Satz von drei Phasensteuer-Eingangsbits ϕ von der lokalen Steuereinheit C-127 und dient dazu, die Analogsignale in den einzelnen analogen Strahlformerkanälen A-403 der Phase nach auszurichten. Die Ausgänge des Drehers A-434 gleichphasig und Quadratur dienen als differentielle, laufende Modussignale A-436 bzw. A-438. Die vorliegende Ausführungsform bedient sich einer Phasenausrichtgranularität von acht möglichen Positionen, doch läßt sich andererseits auch eine feinere oder gröbere Granularität verwenden.
Der Dreher A-434 liefert ein differentielles Strommodus Signal (I+, I-) in Phase an die Leitungen A-436 und ein differentielles Strommodus-Signal (Q+, Q-) um 90° phasenverschoben an die Leitungen A-438. Der Dreher A-434 erzeugt sein I+ Ausgangssignal durch eine Stromsteuerung seiner acht Eingangsleitungen und paarweises Summieren, wobei das Paar entsprechend den Phasensteuer-Eingangsbits ϕ ausgewählt wird. Der Dreher A-434 erzeugt seine I-, Q+ und Q-Ausgangssignale in ähnlicher Weise. So erfolgt eine Phasendrehung in acht Positionen im Dreher A-434 mit wenig Schaltungsaufwand.
Die Tabelle I zeigt die einzelnen Summierungen des Drehers A-434 abhängig von jenem Wert ϕ. Es ist ersichtlich, daß infolge der Vektornatur der Eingangssignale an den Leitungen A-430 und A-432 die Summen tatsächlich eine Phasendrehung der Eingangssignale entsprechend ϕ darstellen.
TABELLE I
Für die Tabelle I gilt:

+I7 ist die Eingabe-Voreilung, die sich aus dem √2/2 gewichteten Ausgang der I-Bank im Konverter/Teiler A-404 ergibt;
+I3 ist die Eingabe-Voreilung, die sich aus dem (1–√2/2) gewichteten Ausgang der I-Bank in A-404 ergibt;
-I7 ist die Eingabe-Voreilung, die sich aus dem –√2/2 gewichteten Ausgang der I-Bank in A-404 ergibt;
-I3 ist die Eingabe-Voreilung, die sich aus dem –(1–√2/2) gewichteten Ausgang der I-Bank in A-404 ergibt;
+Q7 ist die Eingabe-Voreilung, die sich aus dem √2/2 gewichteten Ausgang der Q-Bank in A-404 ergibt;
+Q3 ist die Eingabe-Voreilung, die sich aus dem (1–√2/2) gewichteten Ausgang der Q-Bank in A-404 ergibt;
-Q7 ist die Eingabe-Voreilung, die sich aus dem –√2/2 gewichteten Ausgang der Q-Bank in A-404 ergibt und
-Q3 ist die Eingabe-Voreilung, die sich aus dem –(1–√2/2) gewichteten Ausgang der Q-Bank A-404 ergibt.

Die I- und Q-Ausgänge A-436 und A-438 aller Doppler-Empfangs-Strahlformerkanäle A-402 werden kombiniert (getrennt für I und Q, bevor sie der gemeinsamen Schaltung A-412 zugeführt werden. Die 5 zeigt, wie die phasengleichen Signale kombiniert werden und auch die Quadratursignale werden in gleicher Weise kombiniert. Alle analogen Signalweg-Signale in 5 sind differentielle Signale, auch wenn die betreffende Bezeichnung dabei weggelassen wurde. Das gleiche gilt für 4.
In 5 werden die gleichphasigen Signalausgänge I aller einzelner Doppler-Empfangs-Strahlformerkanäle A-402 in vier Gruppen in Stromsummierpunkten A-602, A-604, A-606 und A-608 summiert, um vier gleichphasige Summen zu bilden. Diese Summen werden in den Verstärkers A-610, A-612, A-614 und A-616 jeweils verstärkt, deren Verstärkungsfaktoren gemeinsam aus vier verfügbaren Einstellungen von der Steuerung A-609 ausgewählt werden. Diese Verstärker dienen auch als Tiefpaßpol, der die Hochfrequenzanteile des Mischprozesses ohne Verschlechterung der Basisbandkomponente ausfiltert. Ferner werden hinsichtlich aller hochfrequenten Signale im System die physikalischen Signalweglängen von den Ausgängen des Mischers A-422 zu den Verstärkern A-610, A-612, A-614 und A-616 so kurz wie möglich gehalten. Dies ist hinter den Verstärkern nicht erforderlich.
Die Ausgänge der Verstärker werden in einer Summierstufe A-618 aufaddiert, um ein kombiniertes gleichphasiges Signal A-620 aus allen Kanälen zu erzeugen. Es ist manchmal aus klinischer Sicht nützlich, eine kleinere Anzahl als alle verfügbaren Kanäle zu benutzen, so daß Schalter A-622, A-624, A-626 und A-628 zwischen den Verstärkern und der Summierstufe A-618 vorgesehen sind, um einen oder mehrere der vier Kanalgruppen abzuschalten. Der Rauschanteil der unbenutzten Kanäle wird durch Abtrennen einer jeden Kanalgruppe minimiert, die völlig unbenutzt bleibt.
4 zeigt ein Blockdiagramm der Schaltung in A-406 (2b), die für alle analogen Empfangskanäle A-403 gemeinsam ist. Die gleichphasigen und Quadratur-Signalwege sind getrennt dargestellt. Da sie identisch sind, soll nur der gleichphasige Signalweg beschrieben werden.
Der Ausgang A-620 der Summierstufe A-618 (5) ist an einen Integrator/Filter A-504 angeschlossen. In den PW-Programmen wird der Integrator mit der gewählten Impuls-Wiederholungsfrequenz (PRF) zurückgestellt und dient als Reichweitengatter-Integrator. Für die CW-Programme fungiert dieser Block als Tiefpaßfilter.
Der Ausgang des Integrators/Filters A-504 wird einer Spur/Halte-Schaltung A-506 zugeführt, die in den PW-Programmen zur Ermittlung der Basisbandsignale nach der Reichweitengatter-Integration benutzt wird, und um während der Integrator-Rückstellung und Integrierung des nächsten Rückkehr-Impulses zu halten. Das Ultraschallsystem kann auch mit gleichzeitigen Anzeigeprogrammen arbeiten, bei denen Daten aus zwei Akquisitionsprogrammen gleichzeitig dargestellt werden. Dies erfolgt durch zeitliche Verschachtelung der Akquisitionprogramme. Ist eines der Programme ein spektrales Doppler-Verfahren, so tastet die Schaltung A-506 im D-Modus und hält, wenn die Erregung im B- oder F-Modus erfolgt. Durch Halten des letzten Wertes, der für die vorhergehende D-Modus Periode erforderlich ist, während die anderen erregt werden, verhindert die Schaltung A-506 hohe Transienten, die zu den nachgeschalteten Filtern übertragen werden, um dadurch die Einstellerfordernisse für das Filter zu minimieren.
Der Zustand/Zeitsteuerung der Schaltung A-506 wird von einem Signal der Steuereinheit C-127 gesteuert, wie dies in 4 dargestellt ist. Die Steuereinheit steuert auch die Bandbreite der Spur/Halte-Schaltung aus noch zu erläuternden Gründen.
Das Ausgangssignal der Schaltung A-506 geht zu einem Hochpaßfilter A-508, um niederfrequente Störsignale zu entfernen und damit den dynamischen Be reich der gleichphasigen und Quadratursignale zu verringern, um so besser den dynamischen Bereich des noch zu beschreibenden A/D-Umsetzers (ADC) zu benutzen. Die Abschneidefrequenz des Filters wird von der Steuereinheit C-127 bestimmt.
Der Ausgang des Hochpaßfilters A-508 geht zu einer programmierbaren Verstärkungsstufe A-510, deren Verstärkung ebenfalls von der Steuereinheit C-127 eingestellt wird. Die Stufe A-510 wird zusammen mit dem Hochpaßfilter A-508 benutzt, um das Eingangssignal für den ADC maßstäblich zu ändern. Der Ausgang der Verstärkerstufe A-510 geht in ein Tiefpaßfilter A-512, dessen Ausgang an den analogen Eingang eines ADC A-514 angeschlossen ist. Das Tiefpaßfilter A-512 verhindert ein Aliasing der Signale oder des Rauschens, die höher liegen als die Hälfte der Abtastrate am Eingang des Umsetzers. Das Filter dient auch zum Glätten der Signalstufen, die am Ausgang der Schaltung 506 auftreten.
Der ADC A-514 ist ein übertastender ADC, der das Signal mit einer Auflösung von 18 Bit digitalisiert. Dieser Umsetzer arbeitet mit einer festen ausgangsseitigen Abtastrate im zehnfachen Kilohertz-Bereich. Der ADC A-517 führt einen Zwischenschritt aus, wo er sein analoges Eingangssignal mit nur einem Bit pro Abtastung hochübertastet. Dieses hochübertastete Signal wird dann digital gefiltert und dezimiert, um hochgenaue Ausgangswerte mit einer kleinen Abtastrate zu erzeugen. Das digitale Filter im ADC führt hauptsächlich die Anti-Aliase-Filterung aus, die zur Abtastung bei dieser Frequenz erforderlich ist. Übertastende ADCs und ihre Vorteile sind erläutert in Hauser „Principles of Oversampling A/D Conversion", J.Audio Eng., Bd. 39, No. 1/2, S. 3-26, erschienen Januar/Februar 1991. Die niedrige Abtastrate macht es möglich, daß die komplexen I/Q-Ausgabedaten in einer Logik A-515 in einen einzelnen seriellen Datenstrom kombiniert werden, der den digitalen Signalverarbeitungsblöcken im Anzeige-Verarbeitungssystem R-26 (2a) zugeführt werden.
6 ist ein Zeitablauf-Diagramm, das den Betrieb bestimmter Komponenten darstellt, die in den 3 und 4 für die PW-Doppler-Akquisition benutzt werden. Die Kurve A-702 des Diagramms in 6 gibt an, wann ein Ultraschallimpuls von der Wandleranordnung T-112 (2a) abgestrahlt wird. Wie dargestellt, beginnt die Impulsabstrahlung zum Zeitpunkt T1 und endet in T3. Ein nachfolgender Puls wird zum Zeitpunkt T8 abgestrahlt und endet in T11 usw..
Die Kurven A-704 und A-706 geben wieder, wann zwei der Reichweitengatter A-418 (3) durchgesteuert sind. Das Bereichsgatter m entsprechend dem Kurvenzug A-704 ist jenes Reichweitengatter, das am frühesten schließt entsprechend dem strahlformenden Laufzeitenprofil und das Reichweitengatter n entsprechend dem Kurvenzug A-706 öffnet am spätesten. Wie 6 zeigt, schließt das erste Bereichsgatter zum Zeitpunkt T5 und das letzte Bereichsgatter öffnet zum Zeitpunkt T6. Für eine normale PW-Doppler-Aquisition sind die Echosignale, die durch die Bereichsgatter zwischen T5 und T6 hindurchlaufen, jene, die abhängig von dem Senderimpuls erzeugt werden, der zwischen T1 und T3 übertragen wurde. Für eine HPRF PW-Doppler-Akquisition, bei der mehrere Ultraschallimpulse gleichzeitig gesendet werden, sind die Echosignale von Interesse, die zwischen den Zeitpunkten T5 und T6 empfangen werden, jene, die abhängig von Impulsen erzeugt wurden, die vor dem Zeitpunkt T1 abgestrahlt wurden. Echosignale von erst kürzlich abgestrahlten Impulsen gelangen ebenfalls durch die Bereichsgatter zwischen den Zeitpunkten T5 und T6. Diese Signale sind aber entweder von dem nachgeschalteten Filter A-508 gefiltert oder werden von dem Arzt beeinflußt. Genauer gesagt, wenn die ungewünschten Signale Echosignale stationärer Objekte bilden, so addieren sie lediglich eine konstante Verschiebung zum Ausgang der Spur/Halte-Schaltung A-506. Eine konstante Verschiebung. ist eine Nullfrequenz-Komponente, die im Hochpaßfilter A-508 gedämpft wird. Bilden die ungewünschten Signale Echosignale eines sich bewegenden Objektes, dann kann der Arzt den Schallkopf verschieben, um die unerwünschten Bereiche für das Ansprechen an einen anderen Ort zu bewegen.
Die Kurve A-708 bildet ein Steuersignal für den Integrator/Filter A-504 (der im PW-Betrieb als Integrator arbeitet). Wie 6 zeigt, löscht der Integrator bis zur Zeit T4, die vor dem Zeitpunkt T5 liegen muß, zu dem das erste Bereichsgatter m schließt. Der Integrator A-504 setzt das Integrieren bis zum Zeitpunkt T10 fort, also bis über die Zeit hinaus, in der das letzte Bereichsgatter n öffnet. Dies ist auch nach einer Aquisition von der Spur/Halte-Schaltung A-506 der Fall, wie noch erläutert wird. Der Kurvenzug A-710 zeigt eine Abtastspannung am Ausgang des Integrators A-504. Beginnend mit dem gelöschten Zustand vor dem Zeitpunkt T5 läuft der Spannungspegel zwischen T5 und T6 hoch, während die Bereichsgatter geschlossen sind und bleibt dann konstant zwischen T6 bis T10, wenn der Integrator gelöscht ist.
Das interne Rauschen der pro Kanal vorgesehenen Verstärker R-116 trägt zum Rauschen am Integrator-Ausgang nur während der Zeit bei, in der das Bereichsgatter für den jeweiligen Kanal geschlossen ist. Die Rauschquellen der folgenden Stufen bis zum und einschließlich des Integrators tragen zum Rauschen am Integrator-Ausgang für die gesamte Zeit bei, während der Integrator integriert (im Gegensatz zum Rückstellen). Da das Rauschen vom Integrator akkumuliert wird, minimiert die Steuereinheit die Zeit zwischen T4 und T5, um den Rauscheffekt zu verringern.
Der Kurvenzug A-712 in 6 zeigt an, wann die Einheit A-506 im Nachführzustand und im Haltezustand ist. Wie dargestellt, hält die Einheit A-506 ihren früheren Wert zwischen T5 und T6, wenn die Bereichsgatter geschlossen sind, und baldmöglichst anschließend zum Zeitpunkt T7 beginnt der Nachführzustand. Die Zeit zwischen T6 und T7 wird so kurz wie möglich gehalten, um die Akkumulation von Rauschen im Integrator zu verringern. Die Einheit A-506 fährt mit dem Nachführen bis T9 fort und dann zum Zeitpunkt T10 wird der Integrator A-504 gelöscht (s. Kurvenzug A-708). Der Kurvenzug A-714 in 6 zeigt den Spannungsausgang der Einheit A-506 abhängig vom Spannungsausgang des Integrators im Kurvenzug A-710. Nach jedem Nachführintervall gemäß Kurvenzug A-712 entspricht die Spannungsausgabe der Einheit A-506 dem unmittelbar vorangehenden Spannungsausgang des Integrators A-504.
Die Abtastung der Schaltung A-506 veranlaßt ein Rausch-Aliasing im Paßband am Ausgang. Der Grad, mit dem sich das vollzieht, ist von der Bandbreite der Spur/Halte-Schaltung abhängig. Eine engere Bandbreite läßt ein kleineres Rausch-Aliasing zu, doch bedarf es einer längeren Akquisitionszeit von T7 nach T9. Die Bandbreite der Spur/Halte-Schaltung wird deshalb so gewählt, daß man das Alias- Abtastrauschen auf Kosten der zusätzlichen Integrator-Rauschakkumulierung während der Spur/Halte-Akquisitionszeit ausführt. Die Steuereinheit C-127 wählt eine von vier verfügbaren Spur/Halte-Bandbreiten aus sowie eine entsprechende Akquisitionszeit T7 bis T9 basierend auf den Einstellungen des Systems.
Teile im Kurvenzug A-716 geben die Zeitpunkte an, zu denen der ADC A-514 jede Umsetzung beendet. Der ADC A-514 arbeitet mit einer festen Rate von 50,000 Ausgabe-Abtastwerten pro Sekunde und alle anderen Zeitpunkte im Diagramm der 6 werden hieraus basierend berechnet. Spezifisch, wie dies der Kurvenzug A-712 zeigt, beginnt die Spur/Halte-Schaltung A-506 mit dem Nachführen der nächsten Abtastung, sobald eine ADC-Ausgabeabtastung komplett ist. Unmittelbar nach T9, am Ende der Nachführzeit zum Zeitpunkt T10, wird der Integrator A-504 gelöscht (Kurvenzug A-708). Die Zeitperiode zwischen T6, wenn das letzte Bereichsgatter öffnet, und dem Zeitpunkt T7 (wenn die Einheit A-506 die Nachführung beginnt) ist willkürlich, aber wie bereits erwähnt, ist es wünschenswert, diese Zeitperiode so kurz wie möglich zu halten, um das Rauschen zu minimieren. Die Zeitdauer zwischen T5 (wenn das erste Bereichsgatter schließt) und T6 (wenn das letzte Bereichsgatter öffnet) wird von dem Bereichsintervall und der Position festgelegt, die vom Arzt gewählt werden, wie auch die Zeitdauer zwischen T1 (Start der Abstrahlung) und T5 (Zeitpunkt, in dem das erste Bereichsgatter schließt). Um somit die Zeitdauer zwischen T6 und T7 so kurz wie möglich zu halten, beginnt das System mit dem Abstrahlen jedes Impulses gerade frühzeitig genug, so daß das letzte Reichweitengatter öffnen kann, bevor der ADC A-514 eine Ausgabeabtastung abschließt.
Oftmals tritt der Fall ein, daß infolge der Tiefe des vom Arzt angewählten Zieles die Zeitdauer zwischen T1 (Start der Abstrahlung) und T6 (Zeitpunkt, wann das letzte Reichweitengatter öffnet) länger als 20 Mikrosekunden zwischen den ADC-Ausgabe-Abtastwerten ist. Ist dies der Fall, so setzt das System die Berechnung des Starts der Abstrahlzeitpunkte synchron mit den ADC-Ausgabe-Abtastzeiten fort, obwohl nur ein Senderimpuls für jeweils zwei, drei oder mehrere ADC-Ausgabe-Abtastwerte abgegeben wird. In diesem Fall wird der ADC mehr als einen Ausgabe-Abtastwert pro Abtaststrahl erzeugen. Diese mehrfachen Ausgabe-Abtastwerte stellen unterschiedliche Schätzwerte des einzelnen Ausgabewertes der Einheit A-506 dar und sie werden nur bei der nachfolgenden Verarbeitung durchschnittlich behandelt, um pro Abtastung einen einzigen Ausgabewert zu erzeugen.
Es läßt sich sehen, daß alle diese Funktionsblöcke im Doppler-Strahlformer A-400 leicht optimiert werden können, um einen sehr hohen dynamischen Bereich für die spektrale Doppler-Aquisition zu liefern. Keiner der Blöcke ist schwierig zu optimieren. Der Strahlformer A-400 hat auch ein ausreichendes Richtungsvermögen für die spektrale Doppler-Akquisition und wird dem Empfänger im B/F-Modus hinzugefügt, ohne daß mehr als ein minimaler Schaltungsaufwand erforderlich ist. Dies wird durch eine Anzahl von Neuerungen vollzogen, wie sie im folgenden nicht einschränkend aufgelistet werden. Als erstes vermeidet die Verwendung von einfachen Bereichsgattern A-418 pro Kanal (3) den Bedarf an teueren, hochgenauen analogen oder digitalen Laufzeitleitungen pro Kanal. Zweitens bedarf es infolge der Strahlformung des Empfangssignals im analogen Zustand keiner kostspieligen, hochdynamischen Bereichs-ADCs am Eingang aller Empfangskanäle. Nur ein einziges I/Q-Paar von ADCs A-514 ist erforderlich. Drittens kann der dynamsche Bereich des einzigen I/Q-ADC-Paares A-514 ebenfalls minimiert werden, wenn Störsignale im Hochpaßfilter A-508 gefiltert werden. Viertens können die Umsetzgeschwindigkeiten der ADCs A-514 in starkem Maße verringert werden, wenn das Empfangssignal nur im gewünschten Bereichsintervall vor der Umwandlung in digitale Signale analog verarbeitet wird (d.h. wenn ADCs vor den Bereichsgattern und vor der Integration liegen, so müssen im MHz-Bereich arbeiten, während die ADCs A-514 in der vorliegenden Ausführungsform nur im kHz-Bereich arbeiten). Fünftens erfolgt der Hauptanteil der teueren Verarbeitung im Signalweg innerhalb des gemeinsamen Teils des Signalwegs. Der Anteil pro Kanal, der vielmals im System vorhanden sein muß, kann sehr wirtschaftlich durchgeführt werden.
Somit wurde ein Ultraschallsystem erläutert, bei dem zwei Empfangsstrahlformer an die gleiche Ultraschall-Wandleranordnung angeschlossen sind. Einer der Empfangsstrahlformer (für den D-Modus) hat einen wesentlich größeren dynami schen Bereich als der andere (der abbildende Empfangsstrahlformer), erzeugt aber nur Informationen hinsichtlich eines einzigen Ziels pro Empfangsstrahl. Zusätzlich führt der abbildende Empfangsstrahlformer dynamisch den Fokusbereich eines Empfangsstrahls nach (s. „Bevorzugte Ausführungsformen des digitalen Empfangsstrahlformersystems"), wohingegen der Empfangsstrahlformer im D-Modus nur in einem Reichweitenintervall fokussieren muß. Der D-Modus Empfangsstrahlformer ist für eine optimale spektrale Doppler-Akquisition ausgelegt, wohingegen der abbildende Empfangsstrahlformer für eine optimale Abbildung ausgelegt ist.
Bei dem vorbeschriebenen Ausführungsbeispiel sind bestimmte Funktionseinheiten vor oder nach anderen Einheiten im Signalweg dargestellt. Beispielsweise liegt in 3 der Dreher A-434 hinter dem Bereichsgatter A-418 und beide (s. 4) liegen vor dem Integrator/Filter A-504. Auch wenn mit den Ausdrücken „vor" und „hinter" die Lage gemeint ist, in der die Komponenten angeordnet sind, so lassen sich diese Ausdrücke auch auf das zeitliche Verhältnis zwischen den von den Verarbeitungselementen ausgeführten Schritten anwenden. Nachdem beispielsweise ein bestimmter momentaner Anteil des Empfangskanalsignals durch das Bereichsgatter A-418 gelangt, verstreicht eine endliche Zeitspanne, bevor der gleiche momentane Anteil des Empfangssignals den Dreher A-434 erreicht. Für analoge Funktionsblöcke ist die Zeitverzögerung klein, doch endlich. Ferner bemerkt man, daß die nachgeschalteten Einheiten früher momentane Anteile des Eingangssignals zur gleichen Zeit verarbeiten können, zu der die vorgeschalteten Einheiten spätere momentane Anteile des Eingabesignals verarbeiten. Auch wenn sich diese Operationen zeitlich überlappen, so verarbeiten die vorgeschalteten Einheiten immer noch einen gegebenen momentanen Anteil des Empfangssignals, bevor die nachgeschalteten Einheiten den gleichen momentanen Anteil verarbeiten.
Es wird auch darauf hingewiesen, daß viele Verarbeitungselemente im Doppler-Empfangsstrahlformer A-400 in ihrer Reihenfolge ausgetauscht werden können und daß andere Verarbeitungselemente an verschiedenen Punkten des Signalweges eingesetzt werden können. Um diese Änderungen zu ermöglichen, werden bestimmte Signale als „abhängig" von anderen bezeichnet, nämlich vom im Signalweg vorherlaufenden Signalen. Ist ein intervenierendes Verarbeitungselement vorhanden, so ist der Signalausgang dieses Elements immer noch „abhängig" vom Signaleingang. Wenn das intervenierende Verarbeitungselement mehr als ein Signal kombiniert, wie die Summierstufe A-502, so ist der Signalausgang des Verarbeitungselementes „abhängig" von jedem der Signaleingänge und wenn nur eine Senderleitung ein vorherlaufendes Signal von einem nachlaufenden Signal abtrennt, so wird das nachlaufende Signal immer noch als „abhängig" vom vorlaufenden Signal angesehen.
Ferner ist hier ein „analoges" Signal ein solches, dessen Wert zu einem bestimmten Zeitpunkt irgendeinen Wert in einem kontinuierlichen Wertebereich annehmen kann. Analoge Signale können auch kontinuierlich der Zeit nach sein oder zeitlich getastet werden. Ein „digitales" Signal, wie es hier benutzt wird, kann nur einen diskreten Wert annehmen.
Diese Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele der Erfindung dient der Erläuterung, nicht aber der Einschränkung.
So sind beispielsweise viele Änderungen in der Kanalverarbeitung des Doppler-Empfangsstrahlformers möglich. Anstelle der Mischer mit Ansteuerung von Seiten der festen I- und Q-Taktsignalen gefolgt von einem Phasendreher können beispielsweise die Phasendreher pro Kanal auch auf die ankommenden festen I- und Q-Taktsignale einwirken und ihre Ausgänge die Mischstufen ansteuern. Andererseits kann das Bereichsgattersignal gemeinsam für eine Anzahl benachbarter Anordnungskanäle gelten (muß aber nicht der Fall sein). Für Anwendungszwecke nur in CW können die Bereichsgatter vollständig weggelassen werden. Die bevorzugte Ausführungsform liefert eine effektive Einer-Bit-Steuerung der Apodisation, indem jeder Kanal zugeschaltet oder abgeschaltet wird. In einer anderen Ausführungsform kann die Apodisation auf eine größere Bitzahl mit Hilfe mehrerer multiplizierender DAC-Elemente ausgedehnt werden, bei denen das Kanalsignal am analogen Eingang anliegt und der digitale Apodisationswert am digitalen Eingang. In einem an deren Ausführungsbeispiel kann die Reihenfolge der Verarbeitungselemente (d.h. Mischen, Phasenlage, Gatter) geändert werden.
In einer anderen Veränderung kann man an Stelle der direkten Demodulation auf das Basisband ein IF-Schema anwenden, bei dem ein einzelner Mischertakt pro Kanal (wobei die Taktsignalphase unabhängig pro Kanal gesteuert wird) zum Umsetzen und für die Phasenlage des empfangenen Signals in eine IF-Frequenz benutzt wird. Das Bereichsgatter kann vor oder nach dem Mischer vorgesehen sein. Die IF-Signale pro Kanal können dann summiert werden und die I- und Q-Demodulation wird am summierten Ausgang vorgenommen, gefolgt von einer Basisband-Verarbeitung. Alternativ kann ein Teil der Verarbeitung am IF-Signal vor der Basisband-Demodulation erfolgen. Eine Ausführungsform ist auch möglich, bei der die Phasenlage vor dem Strahlformen und die Demodulation nach dem Strahlformen ausgeführt wird.
In einer anderen Abänderung einer PW-Doppler-Architektur kann das Signal in jedem Kanal auf Basisband unabhängig von seiner Phase demoduliert werden, dann kann eine Anzahl benachbarter Kanäle (beispielsweise acht) summiert werden, um Untergruppensignale zu bilden, die summierten Signale werden in einem Satz I- und Q-Integratoren akkumuliert (ein komplexer Satz pro Untergruppe) und dann werden die Integratorausgänge summiert. Auch sind Ausführungen möglich, die eine Information von mehr als einem ausgewählten Ziel pro Abstrahlung liefern, entweder längs einem Einzelstrahl oder mehrfacher Strahlen.
Bevorzugte Ausführungsform des digitalen Empfangsstrahlformersystems:
1. Analoge Vorderseite:
a) Rauscharmer Verstärker mit zeitvariablem Faktor:
Wie bekannt wird das Empfangssignal mit einer zeitvariablen Verstärkung versehen, um die Tiefenabschwächung zu kompensieren. Hier wird die Verstärkung von einem Analogverstärker R-116 (2b) geliefert, der rauscharm ist und zeitlich verstärkt. Ein solcher Verstärker R-116 ist für jeden digitalen Mehrkanalempfänger R-101 vorgesehen. Eine gemeinsame Verstärkungsfunktion gilt für alle Verstärker R-116, obwohl auch unabhängige Verstärkungsfaktoren für jeden Verstärker R-116 einstellbar sind. Die Verstärkung ändert sich mit der Entfernung (bzw. der Zeit, da Entfernung und Zeit abhängig von der Schallgeschwindigkeit im abzubildenden Medium einander entsprechen) zwischen dem abzubildenden Objekt und den Wandlerelementen.
b) A/D-Umsetzer (ADC):
Der ADC R-118 (2b) in der bevorzugten Ausführungsform überlastet das Signal mindestens 4mal (vorzugsweise 4, 8, 16 oder 32mal) der empfangsseitigen nominellen Schwerpunktsfrequenz F₀. Die Übertastrate bleibt im Rahmen der Erfindung, auch wenn sie größer oder kleiner als Faktor 4 ist. Wenn somit das System Bilder bei 10 MHz liefert, so beträgt die Abtastrate des A/D-Umsetzers R-118 40 MHz. Vorzugsweise ist R-118 ein Umsetzer mit 8 oder mehr Bits. Im Rahmen der Erfindung lassen sich aber viele passende Umsetzer finden.
2. Digitale Mehrkanal-Signalverarbeitung (digitaler Mehrkanal-Empfangsprozessor R-120):
a. Verarbeitungsprogramme:
Bevor 7 erläutert wird, soll auf die Verarbeitungsprogramme eingegangen werden, die für jeden Empfangsprozessor gelten. Idealerweise wäre es für jeden Empfangsprozessor wünschenswert, jede Anzahl überlagerter und separat verzöger ter und apodisierter Empfangsstrahlen bis zu einem bestimmten Maximalwert zu verarbeiten, bei jeder Empfangssignal-Nennschwerpunktsfrequenz F₀ bis zu einem Maximalwert, spezifiziert durch eine Empfangssignal-Raumentfernungsauflösung γ_B (invers bezüglich der Empfangssignal-Bandbreite) bis zu einem Maximalwert. Dies würde sehr hohe Kapazitäten erforderlich machen, insbesondere wenn die Maximalwerte hoch sind. Da die Kapazität beschränkt ist, sollten die Maximalwerte so niedrig gehalten werden, daß die Hardware folgen kann, wenn alle drei Parameter in ihrem Maximum liegen. Andererseits macht die vorliegende Ausführungsform einen besseren Gebrauch von der Verarbeitungskapazität, wenn auf bestimmte der drei Parameter verzichtet wird und das zentrale Steuersystem abhängig von den klinischen Bedürfnissen unter den Verarbeitungsprogrammen wählt. Sobald also der Benutzer einen Wandler, ein Programm und ein Abtastformat entsprechend den klinischen Bedürfnissen auswählt, so wird vorzugsweise das Verfahren und die Einrichtung automatisch aus vorhergewählten und abgespeicherten Verarbeitungsprogrammen ausgewählt.
In der Tabelle I sind einige Verarbeitungsprogramme angegeben, die von dem zentralen Steuersystem C-104 für alle digitalen Mehrkanal-Empfangsprozessoren R-120 des Empfangsstrahlformers R-100 ausgewählt werden können. Andere Ausführungen bestehen aus weniger oder mehr Programmen bzw. Strahlen. In der Tabelle gilt:

F_S:: Taktfrequenz des Systems. Die zentrale Steuerung C-104 kann F_S auf eine von mehreren Frequenzen einstellen.
F_ADC:: AD-Umsetzer Abtastfrequenz bzw. Häufigkeit, mit der die Abtastwerte von R-118 (2b) umgesetzt werden, wobei typischerweise F_ADC = F_S oder F_S/2.
F₀:: Nennwert der Schwerpunktsfrequenz für Signalempfang; F₀ ist gleich oder nahe der tatsächlichen Signalträgerfrequenz F_c und wird deshalb als Nennwert Signalempfangsfrequenz angesehen. F₀ wird für jeden digitalen Mehrkanalempfänger R-101 als Bruchteil von F_S spezifiziert. F₀ ist von der zentralen Steuerung C-104 für jeden digitalen Mehrkanalempfänger R-101 basierend auf vorher gespeicherten Werten programmierbar.
C:: Schallgeschwindigkeit im Körper.
γ₀:: Akustische Wellenlänge von F₀; γ₀ = c/F₀.
F_C:: Trägerfrequenz (Abbildungsfrequenz) für Empfangssignal. Der digitale Mehrkanalempfänger R-101 kann durch Feineinstellung F₀ auf F_C abgestimmt werden. F_C und F₀ stehen miteinander im Empfänger-Strahlformersystem durch einen Frequenz-Maßstabsfaktor oder Frequenz-Noniusfaktor v derart in Relation, daß v × F₀ = F_C wie in der zentralen Steuerung vorher gespeichert. Der Bereich der Trägerfrequenzen F_C für die Abstimmung des Empfänger-Strahlformersystems reicht theoretisch von 0 × F₀ bis 2 × F₀, ist aber typischerweise 75% von F₀ bis 125% von F₀.
R₀:: Komplexe (I/Q-Paar) Ausgangsabtastrate pro Strahl bzw. Verarbeitungsrate pro Strahl. Das Verhältnis R₀/F₀ entspricht der Anzahl der komplexen Abtastwerte pro Periode der Nennwert-Schwerpunktsfrequenz F₀ des Empfangssignals.
γ_B:: Räumliche Entfernungsauflösung pro Strahl. γ_B = C/2R₀ = γ₀/(2R₀/F₀).

Räumliche Entfernungsauflösung (bzw. Bandbreiten-Programme (BW Modus)) ausgewählt im Dezimator Zwei: Es gibt sechs räumliche Entfernungsauflösungen (oder Bandbreiten-Programme) im bevorzugten Ausführungsbeispiel entsprechend der räumlichen Entfernungsauflösung zwischen den Werten F₀/2 bis 4F₀. Größen außerhalb dieser Werte liegen im Rahmen der Erfindung.
Räumliche Entfernungsauflösung (Bandbreiten-Programme):

BW MODE 1: R₀ = 4F₀ or γ_B = λ₀/8.
BW MODE 2: R₀ = 2F₀ or γ_B = λ₀/4.
BW MODE 3: R₀ = F₀ or γ_B = λ₀/2.
BW MODE 4 : R₀ = F₀/2 or γ_B = λ₀.
BW MODE 5: R₀ = 2F₀/3 or 3γ_B = λ₀/4.
BW MODE 6: R₀ = F₀/3 or 3γ_B = λ₀/2.

N_B: = maximale Anzahl gleichzeitig erzeugter Strahlen für ein bestimmtes Verarbeitungsprogramm (Strahlformer kann auch weniger als N_B-Strahlen erzeugen, wenn gewünscht; beispielsweise für einen Modus, bei dem N_B gleich 4 ist, kann der Strahlformer nur drei Strahlen erzeugen, wenn dies gewünscht ist, obwohl hierfür die volle Kapazität der verfügbaren Hardware nicht erforderlich ist).
N/I: = In der bevorzugten Ausführungsform nicht realisierter Modus.

TABELLE I Empfängerseitige Verarbeitungsprogramme (Ausgang des Dezimators Zwei)
Liest man die Tabelle 1 waagrecht, so gestattet die Hardware für jede nominelle Schwerpunktsfrequenz F₀ des Empfangssignals, das eine größere Zahl N_B überlagerter Strahlwellenformen gegen eine gewisse Verschlechterung der räumlichen Entfernungsauflösung γ_B pro Strahl und umgekehrt austauschbar ist. Ein höherer N_B-Wert verwandelt sich in eine höhere Bildrate (da das gesamte Gesichtsfeld mit nur der Hälfte oder einem Viertel der Abschußanzahl abgetastet werden kann, während eine verbesserte räumliche Auflösung γ_B (kleinerer Wert von γ_B) sich in ein schärferes Bild im Bereich verwandelt. So kann beispielsweise im Anzeigemodus, in dem ein auf einem Grauskalabild überlagertes Farbfluß-Dopplerbild angezeigt wird, wie es von ineinanderliegenden Impulsabstrahlungen im B-Modus und F-Modus herrührt, die zentrale Steuerung C-104 den Empfängerstrahlformer R-100 neu programmieren, um bei N_B = 1 für alle Bildimpulse im B-Modus und bei N_B = 2 oder sogar N_B = 4 für Farbfluß-Dopplerbild-Impulse zu operieren, in der Annahme, daß beide Programme sich die gleiche Frequenz F₀ teilen.
Liest man dagegen die Tabelle 1 senkrecht und läßt in diesem Beispiel die Programme 5 und 6 weg, so ist ersichtlich, daß für eine gegebene maximale Anzahl von Strahlen N_B die Verarbeitungsprogramme mit einer höherer Trägerfrequenz (etwa F₀) eine größere relative räumliche Entfernungsauflösung γ_B pro Strahl besitzen. Ein Kliniker wählt typischerweise einen Wandler aus, der bei einer Trägerfrequenz arbeitet, die für eine gewünschte Tiefeneindringung geeignet ist. Damit verzichtet der Kliniker auf eine Penetration für die Gesamtbildauflösung (Fähigkeit zur Unterscheidung zwischen zwei Zielen). Dieser Verzicht liegt in der Physik des Ultraschalls begründet, da eine größere Penetration durch Verringerung der Bildfrequenz erzielt wird (was wiederum die Gesamtbildauflösung verkleinert). Für eine gegebene maximale Anzahl von Strahlen N_B bestimmt sich F₀ aus der gewünschten Gewebepenetration, was wiederum ein Verarbeitungsprogramm verlangt, das die optimale räumliche Entfernungsauflösung pro Strahl besitzt, die die Hardware bei dem ausgewählten Wert F₀ liefert. Das heißt, wenn F₀ gegenüber F_S fällt, um eine größere Penetration zu erzielen, so muß der Signalverarbeitungsweg in jedem Empfängerkanal R-101 nicht so viele Abtastwerte pro Sekunde verarbeiten. Damit bleibt Hardware-Verarbeitungskapazität verfügbar, aus der das System Vorteile zieht, wenn es R₀/F₀ vergrößert und damit die normalisierte relative räumliche Entfernungsauflösung γ_B/λ₀ pro Strahl verbessert.
Liest man außerdem die Tabelle 1 diagonal (nach rechts oben) und läßt die Programme 5 und 6 in diesem Beispiel weg, so ist ersichtlich, daß die Hardware einen kleineren Wert F₀ gegen eine größere Anzahl von Strahlen N_B bei einer konstanten empfängerseitigen Raumauflösung γ_B austauscht.
Zusammengefaßt können die Programme für den Empfängerkanal R-101 so spezifiziert werden, daß bestimmte, von den drei Parametern N_B, F₀ und γ_B ausgetauscht bzw. aufgegeben werden. Somit definiert jedes Verarbeitungsprogramm einen Parametersatz (N_B, F₀, γ_B). Allgemein befriedigen die Verarbeitungsprogramme der Tabelle I die Regel, daß für einen gegebenen Wert F_S das Produkt der maximalen Anzahl von Strahlen N_B und der Kanalverarbeitungsrate F₀ geteilt durch die normalisierte räumliche Entfernungsauflösung γ_B/λ₀ pro Strahl konstant bleibt. Ferner läßt die bevorzugte Ausführungsform auch zusätzliche Verarbeitungsprogramme zu, die die Tabelle 1 nicht zeigt und die aber ebenfalls nicht die totale Verarbeitungskapazität des Systems benutzen.
b. Dezimator Eins:
7 zeigt, daß der Strahlformerprozessor R-120 aus einem Dezimator Eins besteht, nämlich R-150, Zeitverzögerungsspeicher R-152, Dezimator Zwei, nämlich R-154 und einen komplexen Multiplikator R-156. Dezimator R-150 ist programmierbar (bereits definiert) und wird als variables Dezimatorfilter oder Mehrfach-Dezimatorfilter mit einer Reihe programmierbarer Dezimationsfaktoren und zugehöriger programmierbarer Filterfaktoren bezeichnet. Dezimator R-150 besteht vorzugsweise funktionell aus einem ersten Filter (Filter Eins), R-160 mit einem ersten programmierbaren Filterfaktor h1, einem Dezimator R-162, der mit einem Dezimationsfaktor K_D1 (Tabelle 2) heruntertastet, und einen zweiten Filter (Filter Zwei) R-164, der zweite programmierbare Filterfaktoren h2 besitzt. Vorzugsweise ist Filter 1 ein FIR (endliche Impulsantwort), Anti-aliasing Tief/Hochpaßfilter. Filter Eins fil tert das A/D-Quantisierrauschen und ungerade harmonische der nominellen Schwerpunktsfrequenz F₀ des Empfangssignals aus. Vorzugsweise ist das Filter Zwei ein FIR, Anti-alias, Bandpaßfilter, das die geraden harmonischen der Schwerpunktsfrequenz F₀ ausfiltert. Die Filterprofile und Dezimationsratenwerte sind abhängig von der Schwerpunktsfrequenz F₀ und der Abtastrate F_ADC programmierbar. Solche Filter können zusätzliche programmierbare Aufgaben der Signalformung durchführen.
In der Schaltung werden die funktionellen Merkmale des Filters R-160 und des Dezimators R-162 gleichzeitig hergestellt. Diese Vorgänge können aber auch getrennt auftreten und lassen sich im Rahmen der Erfindung auch in anderen Ausführungsformen realisieren, die rechnerisch weniger wirkungsvoll sind.
Ferner wird darauf hingewiesen, daß das Empfangs-Strahlformersystem mit Filtern in verschiedenen Längen realisiert werden kann, wobei feste oder fließende Punktoperationen benutzt werden.
Ein digitaler Signaldezimator führt sowohl das Filtern wie das Heruntertasten aus. Das Programmieren der Filter, Filterfaktoren und Dezimationsraten wird in der zentralen Steuerung C-104 durchgeführt, welche den Betrieb des digitalen Mehrkanalsenders T-103 und der digitalen Mehrkanalempfänger R-101 koordiniert. Solche Filterfaktoren und Filterwerte und Dezimationsfaktoren können in den Speicher R-165 des Dezimators R-150 aus der primären Steuerung C-104 heruntergeladen. So kann die Steuerung C-104 den Speicher R-165 programmieren und aus den im Speicher programmierten Werten solche auswählen, mit denen der Dezimator R-150 betrieben wird. Alternativ können solche Werte auch dauernd in einem Speicher wie dem Speicher R-165 vorher eingespeichert werden, wobei dann die Steuerung C-104 unter den gespeicherten Werten abhängig vom Verarbeitungsprogramm entsprechend der obigen Definition die Auswahl trifft. Ferner können andere als die in Tabelle 2 genannte Dezimationsfaktoren ausgewählt werden und der Dezimator Eins läuft erfindungsgemäß ab.
Entsprechend der Nyquist Abtastregel muß ein Realsignal mit mindestens einem Faktor 2 über der höchsten Frequenz des Signals abgetastet werden, um das Signal erfolgreich zu rekonstruieren. Für die vom Mehrkanal-Empfangsprozessor R-120 empfangenen Signale liegt ein wesentlicher Frequenzinhalt über der Frequenz F₀ und bei einer Übertastrate von 4 × F₀ (s. Tabelle 2) werden diese Frequenzen ausreichend getastet. Wenn die Daten aus dem ADC R-118 bereits 4 × F₀ betragen, so erfolgt vorzugsweise keine Dezimation. So ist eine der normalen Betriebsarten des Dezimators Eins (R-150) diejenige, daß überhaupt keine Dezimation erfolgt. Für einen Strahl mit einer Schwerpunktsfrequenz F_C = F₀ von 10 MHz und mit einer Tastfrequenz F_s von 40 MHz wäre die Ausgangsgröße des Dezimators R-150 ohne Dezimation gleich 40 MHz bzw. viermalige Überabtastung. Daten aus ADC R-118, die mit mehr als 4 × die Schwerpunktsfrequenz F₀ getastet werden, werden viermal auf die nominelle Schwerpunktsfrequenz 4 × F₀ heruntergetastet, wie sich dies aus der Tabelle 2 ergibt. Die Dezimationsfaktoren K_D1 werden so ausgewählt, daß diese Dezimationsrate als Funktion der ADC-Abtastrate F_ADC vollzogen wird.
So ist in dieser Ausführungsform das Verhältnis zwischen dem Dezimationsfaktor K_D1 für den Dezimator Eins und die Kanalverarbeitungsrate oder Schwerpunktsfrequenz F₀ und die ADC-Abtastrate F_ADC gleich. KD1 = FADC/4 F0 mit F_ADC = F_s oder F_S/2.
Die Überabtastung mit einem kleineren oder größeren Faktor 4 (und damit mit unterschiedlichen ganzzahligen und/oder rationalen Dezimationsfaktoren K_D1) kann mit dem vorliegenden Empfangsstrahl-Formersystem im Rahmen der Erfindung herbeigeführt werden.
Ferner können für das Filter R-160 und das Filter R-162 die Filterfaktoren ausgewählt werden, um zu veranlassen, daß diese Filter in einem Bypass-Modus arbeiten (d.h. ohne Filterwirkung) für alle spezifizierten Dezimationsfaktoren. Ein solcher Bypass-Betrieb kann zur Diagnose Verwendung finden. Auch bei einem maximalen Breitband-Verarbeiten kann das Filter Eins ohne Wirkung sein.
TABELLE 2 (Dezimationsfaktoren für Dezimator Eins)
c. Zeitverzögerungsspeicher
Gemäß 9a ist das Zeitverzögerungsprofil längs der Öffnung eines Wandlers eine Funktion der Lage der Wandlerelement und der Entfernung des abzubildenden Objektes. Dort, wo die Abtastlinie geradeaus verläuft, erhält die Mitte der Öffnung (5a) mehr Verzögerung als die Signale an den Rändern der Wandleranordnung. Dies deshalb, weil es für das Ultraschall-Echosignal länger dauert, vom abzubildenden Objekt die äußeren Wandlerelemente zu erreichen, als die mehr in der Mitte liegenden Wandlerelemente bzw. die näher am abzubildenden Objekt liegenden Elemente. Dort, wo in 9a der Abtaststrahl rechtwinklig zur Wandleranordnung liegt, liegt der Grund, daß die Zeitverzögerungsprofile flacher als Folge der Entfernung (bzw. der Zeitdauer zum abzubildenden Objekt) liegen, darin, daß die Entfernung auf Unendlich ansteigt und die Abstände zwischen einem bestimmten Wandlerelement und dem Objekt auf gleiche Werte konvergieren, so daß die Notwendigkeit für Zeitverzögerungen vermindert wird, um die Empfangssignale richtig zu summieren.
Vorzugsweise sind unterschiedliche Zeitverzögerungsprofile bestimmten Referenzbereichsgrenzen der Bereichszonen zugeordnet (9a und 9c, wird noch erläutert). Der Abstand zwischen den Referenzbereichsgrenzen kann gleich und/oder ungleich sein, wie gewünscht. Ferner ist verständlich, daß diese Zeitverzögerungen eine grobe Zeitverzögerung für das noch zu erläuternde Signal darstellen, wobei eine Feinfokussier-Zeitverzögerung in einer Phasenverschiebung für den komplexen Multiplikator R-156 realisiert wird (7).
Das Verfolgen von Empfangsstrahlen, die relativ zur Wandleröffnung verlaufen, bedeutet eine Änderung des Zeitverzögerungsprofils bezüglich der Nummer des Wandlerelements und dem Bereich, wie aus 9b folgt. Ändert man so das Zeitverzögerungsprofil, das zur Auswahl von zeitindizierten Empfangsdaten aus dem Speicher benutzt wird, so können die gewünschten Strahlen abgelenkt und fokussiert werden.
8 zeigt ein Blockschaltbild eines programmiebaren Speichers R-152 mit variabler Zeitverzögerung und zwei Anschlüssen, der bevorzugt wird. Die Daten werden aus dem Speicher R-152 basierend auf ständig aufgefrischten Adressen ausgelesen, die aus den variablen Zeitverzögerungsprofilen erhalten werden (beispielsweise wie obenstehend beschrieben), wie sie vom zentralen Steuersystem C-104 und dem lokalen Steuerprozessorsystem C-210 geliefert werden, um dynamisches Fokussieren zu ermöglichen.
8 zeigt eine Dateneingangsleitung R-190 und eine Datenausgangsleitung R-159 sowie eine Adresseneingangsleitung C-194 und eine Adressenausgangsleitung R-196. C-194 für den Adresseneingang wird mit konstanter Frequenz von einem Modulzähler C-198 aufgefrischt. Die Ausgabeadresse R-196 ist variabel und besteht aus einer Kombination aus der Eingabeadresse weniger einer Grobzeitverzögerungs-Komponente der Zeitverzögerung, die von dem zentralen Steuersystem C-104 und dem lokalen Steuersystem C-210 geliefert wird. Vorzugsweise repräsentiert die Grobzeitverzögerung die meistsignifikanten Bits (MSB) und die Feinzeit-Verzögerung repräsentiert die mindersignifikanten Bits (LSB) eines Zeitverzöge rungswortes aus dem lokalen Steuersystem C-210. In der bevorzugten Ausführungsform für Bandbreitenprogramme 1 bis 4 und mit T₀ = 1/F₀ repräsentiert die Grobzeitverzögerung ganzzahlige Einheiten der Viertelperioden (T₀/4) der nominellen Empfangs-Schwerpunktsfrequenz F₀ und die Feinzeitverzögerung (Phasenverschiebung) repräsentiert einen Bruchteil einer Viertelperiode. Für Bandbreitenprogramme 5 und 6 repräsentiert die Grobzeitverzögerung ganzzahlige Einheiten von ¾ Perioden (3T₀/4) und die Feinphasenverschiebung repräsentiert Bruchteile der ¾ Perioden.
Der Speicher R-152 ist als Kreispuffer organisiert, der die ältesten Speicherdaten überschreibt. Der Speicher hält keine Daten für die gesamte Abtastung oder den Empfangsstrahl, doch gerade genug Daten, um die Spanne zwischen der minimalen und maximalen Zeitverzögerung zu überbrücken, die erforderlich ist, um die gespeicherten Signaldaten auszuwählen. So läßt sich die Notwendigkeit vermeiden, wesentlich größere Speicher zu verwenden, die alle Daten eines Abtaststrahls speichern können. Vorzugsweise behält der Speicher für jeden Kanal die letzten 256 Daten-Abtastwerte längs eines Abtaststrahls mit einer Rate von 4F₀. Die 256 Daten-Abtastwerte entsprechen vorzugsweise einem totalen Verzögerungsbereich von 256 × T₀/4 = 64 T₀ für die Bandbreitenprogramme 1 bis 4 und einem totalen Verzögerungsbereich von 256 × 3T₀/4 = 192 T₀ für die Bandbreitenprogramme 5 und 6.
In den 10a, 10b und 10c sind Datenzeilen dargestellt, die zu den Zeitpunkten t_k-1, t_k und t_k+1 gespeichert worden sind, nämlich auf drei Empfangskanälen für benachbarte Wandlerelemente N-1, N und N+1. Die 10a, 10b und 10c zeigen so einen Schnappschuß der gespeicherten Signale der drei Wandlerelemente, die für die drei angegebenen Zeitpunkte eingefroren sind. Wählt man den richtigen Zeitverzögerungswert auf der Zeitachse der Zeichnung aus, so wählt man damit die gewünschten Daten aus der gespeicherten Datenzeile. Das dynamische Fokussieren ergibt sich aus der Echtzeitauswahl der Zeitverzögerungswerte, um die aus dem Speicher R-152 auszulesenden Daten zu bestimmen. Die 10a, 10b und 10c zeigen die ausgelesenen Abtastwerte von S3, S4 und S5 aus den Datenfolgen, die zum Zeitpunkt t_k aus den drei Kanälen mit den gewählten Zeitverzögerungen gespeichert sind. So besteht die Möglichkeit, aus den gespeicherten Datenwerten gemäß den unterschiedlichen Zeitverzögerungswerten dynamisch auszuwählen, um ein dynamisches Fokussieren durchzuführen.
Verwendet man gemäß 11 unterschiedliche Zeitverzögerungsprofile für die gleichen im Speicher R-152 gespeicherten Daten, so kann der Empfangsstrahl-Formerprozessor R-120 die Verfolgung aufnehmen und in der dargestellten Weise zwei Empfangsstrahlen aus den Empfangssignalen an jedem Element bilden.
So zeigt 11 schematisch die Art und Weise, wie die Mehrfach-Strahldaten vom Speicher R-152 ausgewählt und ausgelesen werden. So werden im wesentlichen verschachtelte Zeitverzögerungswerte aus zwei oder mehreren Zeitverzögerungsprofilen bei jedem gewünschten Bereich für die gleichen im Speicher R-152 gespeicherten Daten verwendet. Jedes Zeitverzögerungsprofil macht es möglich, daß Daten, die einem anderen Strahl, der in einer anderen Richtung orientiert ist, aus dem Speicher und dem Ausgang über die Datenausgangsleitung R-192 wiedergewonnen wird. Damit ist es möglich, daß mit der richtigen Auswahl der Zeitverzögerungsprofile die Daten für unterschiedliche Strahlen fokussiert werden.
So zeigt insbesondere 11 eine Phasenanordnung von Wandlern R-112 mit Wandlerelementen N-5 bis N+5, R-114. Schematisch sind die Sequenzen der Daten R-200 (wie in den 10a, 10b und 10c dargestellt), die im Speicher R-152 für jedes Wandlerelement zum Zeitpunkt „t" gespeichert sind, zugehörig zu den jeweiligen Elementen dargestellt. Den Datensequenzen sind erste und zweite Zeitverzögerungsprofile R-202 und R-204 überlagert, die die Profile für die ersten und zweiten Strahlen darstellen (BM₁, BM₂). Durch Auswahl der richtigen Zeitverzögerungswerte für jedes Wandlerelement aus den Zeitverzögerungsprofilen für jeden Strahl, wie dies von der zentralen und lokalen Steuerung vorgesehen ist, lassen sich individuelle Brennpunkte R-206 der ersten und zweiten Strahlen aus den jeweiligen Daten in jeder Datensequenz bilden.
Freilich kann das Zeitverzögerungsprofil zu jedem Zeitpunkt dynamisch verändert werden. Somit kann jeder gewünschte, in den Daten vorhandene Strahl verfolgt und aus den im Speicher R-152 gespeicherten Daten gebildet werden.
Um ferner die rechnerische Flexibilität des Empfangsstrahl-Formersystems zu unterstreichen und hinsichtlich Tabelle 1, soll angenommen werden, daß ein einzelner Strahl eine nominelle Schwerpunktfrequenz F₀ von 10 MHz bei einer Abtastrate F_S von 40 MHz hat, so daß dann nur ein dynamisch fokussierter Strahl bei einer λ/2 räumlichen Bereichsauflösung gebildet werden kann (BW Modus 3). Wenn jedoch der Strahl eine Schwerpunktsfrequenz von 5 MHz hat, so ist ausreichend rechnerische Bandbreite im System enthalten, so daß zwei Strahlen mit einer λ₀/2 räumlichen Auflösung gebildet werden können (BW Modus 3). Vorzugsweise können bis zu vierfach verschachtelte Datenströme aus dem im Speicher R-152 gespeicherten Daten erzeugt werden, indem man vier Gruppen unabhängiger Zeitverzögerungsprofile verwendet, also eine Gruppe für jeden Strahl. Andere bekannte Systeme sind nicht so flexibel und erfordern einen separaten Stahlformer für jeden zusätzlichen Strahl, der aus den Daten des gleichen Wandlerelementes gebildet werden soll. Diese bekannten Systeme haben nicht die Fähigkeit, vollständig unabhängige Verzögerungs-, Phasen und Apodisationswerte auf einer Basis von Abtastung zu Abtastung für einen einzelnen oder auch einen mehrfachen Empfangsstrahl zu verwenden.
Ein weiterer Vorteil der Erfindung liegt darin, daß über die Speicherung der Empfangssignaldaten im Speicher R-152 keine Unterscheidung oder Abscheidung der Daten zwischen den Strahlen erfolgt. Somit werden die gesamte Vorderseiten-Verarbeitung und -Verstärkung, die ADC-Umwandlung und die Berechnungen des Dezimators 1, die alle sehr rechenintensiv sind, wie auch der Prozeß der Datenspeicherung in R-152 transparent bezüglich der Strahlanzahl im Empfangssignal vorgenommen. Würden die Mehrfachstrahlen einzeln verfolgt und früher in der Signalverarbeitungskette identifiziert, dann müßten die Berechnungen im Dezimator 1 beispielsweise bei einer mehrfachen Anzahl von Strahlen x der laufenden Abtastrate vorgenommen werden. Somit vermittelt das erfinderische System wesentliche Ersparnisse in der Hardware, weil nicht zwischen den Strahlen unterschieden wird, bis die Daten aus dem Speicher R-152 ausgelesen werden und damit ergibt sich eine wirksame und maximale Verwendung der Rechenkapazität durch die geschilderte Austauschbarkeit in der Anzahl der Strahlen N_B, die verarbeitet werden, der nominellen Schwerpunktsfrequenz F₀ für jeden Strahl und der räumlichen Bereichsauflösung γ_B/λ₀ für jeden Strahl.
d. Dezimator Zwei:
Der zweite Dezimator R-154 ist programmierbar und besitzt eine Filter- und Dezimationsstruktur (variables Dezimationsfilter) ähnlich dem Dezimator R-150, aber mit programmierbaren komplexen Filterfaktoren h3 für das dritte Filter R-167. Das dritte Filter dient als Anti-Aliasing, komplexes Bandpaßfilter und wählt die positiven Bildfrequenzen und filtert negative Bildfrequenzen und Rauschen außerhalb des Bandes aus. Dieses Filter- und Dezimationsverfahren in R-154 kann auch vorzugsweise das Signal auf oder nahe dem Basisband demodulieren und in ein komplexes Quadratursignalpaar I (In-Phase) und Q (Quadratur) konvertieren.
Wie noch erläutert wird, stellt vorzugsweise die Datenausgabe des Dezimators Zwei Daten von einem, zwei oder vier Strahlen dar, wobei die Daten von zwei oder vier Strahlen zeitverschachtelt sind. Wie die Tabellen 1, 2 und 3 zeigen, sitzt der Dezimator R-154 dort, wo der Empfangsabtast-Bandbreitenaustausch augenscheinlich ist und die räumliche Bereichsauflösung letztlich durch die Auswahl des Dezimationsfaktors K_D2 bestimmt wird.
Der Speicher R-171 (7) ist programmierbar (im obigen Sinn) über die zentrale Steuerung C-104 mit mehrfachen komplexen Filterfaktoren und mehrfachen Dezimatorfaktoren. Die Filterfaktoren und Dezimatorfaktoren werden von der zentralen Steuerung C-104 entsprechend der jeweiligen Bildaufgabe programmiert, die in dem Mehrkanalempfänger durchgeführt wird.
TABELLE 3 Dezimationsfaktoren für den Dezimator Zwei
Das Verhältnis Dezimationsfaktor des Dezimators Zwei zur nominellen Schwerpunktsfrequenz F₀ definiert die Ausgabe-Abtastrate R₀, wie in Tabelle 3 angegeben mit K_D2 = 4F₀/R₀ für die Bandbreiten-Programme 1 bis 4 und mit K_D2 47F₀/3R₀ für die Bandbreiten-Programme 5 und 6.
Somit steigt beim Herabstufen des Dezimationsfaktors auf einen kleineren Wert die Abtastrate pro Strahl mit dem Dezimator R-154, der mit konstanter voller maximaler Kapazität in allen Zuständen arbeitet. So nutzt die bevorzugte Ausführungsform den Dezimator R-154, um die Rechengeschwindigkeit maximal und konstant zu halten.
Ferner ermöglichen die Bypass-Programme des Dezimators Zwei dessen Isolierung für Diagnosezwecke und/oder dann, wenn ein Signal von breiterer Bandbreite gewünscht wird. Beispielsweise kann im Bandbreiten-Modus 1 der Dezimator Zwei im Bypass liegen. Ferner kann der Dezimator Zwei nur zum Heruntertasten betrieben werden, ohne zu filtern.
So ergibt sich, daß der Strahlformer-Prozessor R-120 das Signal auf die kleinste Frequenz für maximale Rechenkapazität dezimatiert, die sich mit der Anzahl der verwendeten Strahlen und der räumlichen Auflösung verträgt.
Ferner zeigt sich, daß die geschilderte Verarbeitung des Empfangssignals für (1) einen variablen Zeitverzögerungsspeicher und (2) einen zweiten programmierba ren Dezimator sorgt, der den vorgenannten Vorteil bezüglich der vollen und maximalen Signalverarbeitung unter Verwendung der rechnerischen Bandbreite besitzt. Das gegenseitige Verhältnis von (1) nomineller Empfangssignal-Schwerpunktsfrequenz F₀, (2) räumliche Bereichsauflösung γ_B und (3) Anzahl der gleichzeitig empfangenen Strahlen N_B kann mit Dezimationsfaktoren programmiert werden, einerseits hinsichtlich der Dezimatoren und andererseits der Zeitverzögerungswerte im Speicher, um zwischen den Strahlen zu unterscheiden. Diese Vorteile sind unabhängig davon, wo die Signaldemodulation im Signalweg erfolgt.
e. Komplex-Multiplikator:
Die komplexe Multiplikation für die komplexe Phasendrehung bei der Feinzeitverzögerung ist sehr rechenintensiv, doch ist jetzt im Signalweg das Signal auf die kleinste Abtastfrequenz im Signalweg herunterdezimatiert und damit kann die komplexe Multiplikation besser ausgeführt werden. Der komplexe Multiplikator R-156 führt die komplexe Multiplikation mit einer nachstehend beschriebenen Kreuzmultiplikation aus.
In R-156 erfolgt die Signaldemodulation zum oder nahe zum Basisband zu dem Zweck, die Feinverstellung von F₀ nach F_C zu berücksichtigen. Wie vorstehend erläutert, kann diese Demodulation am oder nahe dem Basisband, wenn beispielsweise keine Feineinstellung von F₀ erfolgt, im Signalweg an anderen Orten erfolgen, wie im Dezimator Zwei, ebenfalls im Rahmen der Erfindung.
Beim Multiplikator R-156 wird ein Wertungsausdruck, der ein Apodisationswert und fokussierende Phasenverschiebung (entsprechend einer Feinzeitverzögerung) ist, mit dem Signaleingang vom Dezimator R-154 multipliziert. Der Apodisationswert und der Phasenverschiebungswert können sich dynamisch von Abtastung zu Abtastung pro Empfangsprozessor und pro Strahlbasis verändern. So können sich diese Werte dynamisch längs der Öffnung des Wandlers verändern, wie auch dynamisch mit der Zeit (s. 9a, 9b, 9c und 15). Diese Werte werden von der zentralen Steuerung C-104 geliefert sowie von der lokalen Prozessorsteuerung C-210.
In 7 ist die bevorzugte Ausführungsform des Multiplikators R-156 im Prinzip gezeigt, wonach eine komplexe I/O-Signalabtastung in R-210 mit einem komplexen Phasenwert und einem realen Apodisationswert multipliziert wird, wobei diese Werte in einem komplexen Multiplikator R-260 kombiniert werden. Der Multiplikator R-210 besteht vorzugsweise aus vier realen Multiplikationsvorgängen, die von einem Time-share Booth-Multiplikator vorgenommen werden. Alternativ können zum Fokussieren des Signals ein separater Phasenmultiplikator und ein separater Apodisationsmultiplikator verwendet werden. Ferner kann der separate Phasenmultiplikator auch als Cordic-Multiplikator ausgeführt sein und der separate Apodisations-Multiplikator als Booth-Multiplikator.
Am Ausgang von R-156 steht folgender Ausdruck an: Y = AcosΦ·I – AsinΦ·Q + j (AcosΦ·Q + AsinΦ·I)worin Y + jQ das Eingangskanal-Abtastsignal für den Multiplikator R-156 darstellt, A den Apodisationswert und Φ den Phasenverschiebungswert. So ergibt sich aus Obigem und insbesondere hinsichtlich des Speichers R-152 und des Multiplikators R-156, daß das Empfangs-Strahlformersystem eine echte dynamische Fokussierung und dynamische Apodisation durchführt, da jede Datenabtastung pro Strahl und pro Empfangsprozessor dynamisch mit Verzögerungswerten, Phasenwerten und Apodisationswerten modifiziert werden kann, wie sie vom zentralen und lokalen Steuersystem geliefert werden. Somit ist das Strahlformersystem in der Lage, für jede Datenabtastung momentane Verzögerungs-, Phasen- und Apodisationswerte zu benutzen, die vom zentralen Steuersystem berechnet werden.
Wie schon erwähnt, werden der Multiplikator wie auch die anderen Funktionsblöcke in 7 mit digitaler Hochgeschwindigkeits-Hardware realisiert. Es liegt im Rahmen der Erfindung, daß sich diese Funktionsblöcke auch in Software realisieren lassen, also mit Mikroprozessoren allgemeiner Art und mit unterschiedlichen Rechenanweisungen und Algorithmen. Beispielsweise könnte bei dem Multiplikator der Apodisationswert multipliziert werden, nachdem die komplexe I und Q Multiplikation erfolgte. Ferner sind im Stand der Technik andere Verfahren zum Realisieren eines komplexen Multiplikators erläutert.
f. Fokussier-Filter:
In einer anderen Ausführungsform kann die Feinfokussier-Verzögerung auch mit einem Verzögerungsinterpolator ausgeführt werden, also als lineare Interpolation zwischen zwei Abtastungen, die der gewünschten Verzögerung am nächsten liegen. Eine Verallgemeinerung des Verzögerungsinterpolators ist ein Fokussierfilter. Ein solches Filter wird für jeden digitalen Mehrkanal-Empfangsprozessor und jede zu jeden Strahl im Empfangsprozessor gehörenden Wellenform unterschiedlich programmiert, um die gewünschte Eigenschaft von Signalverzögerung bezüglich Frequenz zu berücksichtigen, die für die empfangsseitige Strahlformierung benötigt wird. Das Filter wird deshalb im allgemeinen ein nicht lineares Phasenansprechverhalten haben. Die Eigenschaften des Fokussierfilters unterscheiden sich deshalb von denen der Signalwegfilter, die zu den Dezimations- und Demodulationsoperationen gehören, die vorzugsweise ein lineare Phasenansprechverhalten aufweisen (ohne Verzerrung der Signale im Filterdurchlaßband) und die typischerweise auf gleiche Eigenschaften in allen Empfangsprozessoren eingestellt sind. Die Dezimator- und Demodulationsfilter dienen zum Formieren der Wellenform, nicht zum Strahlformen und die gleiche Wellenform (mit passender Verzögerung und Apodisation) wird normalerweise in allen Empfangsprozessoren erzeugt, obwohl das Empfangs-Strahlformersystem auch die Auswahl unterschiedlicher Filtereigenschaften der Empfangsprozessoren zuläßt.
3. Lokales Prozessor-Steuersystem pro Kanal:
Diese Steuerung C-210 (7) für den digitalen Mehrkanalempfänger R-101 erhält Steuerdaten aus der Zentralsteuerung C-104. Die lokale Steuerung C-210 besteht aus einer Steuerung und einem I/O-Prozessor C-260, einem Kalibrierprozessor C-262, einem Speicheradressen- und Verzögerungsprozessor C-264, einem Phasen- und Frequenzprozessor C-266 und einem Apodisationsprozessor C-268.
Die lokale Steuerung C-210 ist dafür verantwortlich, daß dem digitalen Mehrkanal-Empfangsprozessor R-120 Frequenzwerte (d.h. Demodulationsfrequenz, Pha senkorrekturfrequenz und nominelle Empfangssignal-Schwerpunktsfrequenz F₀, Verzögerungswerte, Phasenverschiebungswerte, Apodisationswerte und Kalibrierwerte pro digitalen Empfangsabtastwert und pro Strahl) zugeführt werden, wie noch erläutert wird. Das zentrale Steuersystem C-104 ist dafür verantwortlich, daß der Lokalsteuerung C-210 folgende Größen zugeführt werden: (1) Filterfaktor-Programm (entsprechend der vorstehenden Definition für Programme), Dezimationsfaktor-Programm, Kalibrierwert-Programm pro Bildmodus, (2) Frequenzparameter pro Abtaststrahl und pro Ultraschallstrahl, wie noch erläutert wird, (3) Verzögerungs- und Apodisationswerte pro dynamische Bereichszone und pro Strahl und (4) Verzögerungs-Interpolations/Extrapolations-Faktoren pro Abtastung. Die lokale Steuerung C-210 steuert auch die Abtastrate des ADC R-118.
a. I/O-Prozessor:
Im Vergleich zur lokalen Steuerung C-210 steuert die Steuerung und der Prozessor C-260 alle Lese- und Einschreibvorgänge.
b. Speicheradressen- und Verzögerungsprozessor:
In einer bevorzugten Ausführungsform berechnet der Prozessor C-264 einen interpolierten oder extrapolierten Verzögerungswert für jede Ausgangsabtastung jedes Ultraschallstrahls des zugehörigen Strahlformerprozessors R-120, indem Zonengrenzen-Verzögerungswerte und Interpolations- und/oder Extrapolationsfaktoren (α_RANGE) benutzt werden, die von der zentralen Steuerung C-104 über einen primären Verzögerungsprozessor einer Fokussiersteuerung C-132 geliefert werden. Die Zonengrenzen-Verzögerungswerte sind beispielsweise durch Verzögerungsprofile (9c) in bestimmten Bereichsgrenzen definiert. Die Faktoren α_RANGE dienen zur Interpolation (und/oder Extrapolation) im Bereich zwischen (und/oder auch außerhalb) der Verzögerungsprofil-Grenzen, um die Dichte der Verzögerungswerte zwischen den Bereichsgrenzen zu erhöhen. So besitzt jeder Prozessor R-120 einen zugehörigen Prozessor C-264, um das dynamische Fokussieren des Empfangs-Strahlformersystems zu ermöglichen. Für den Betrieb mit Mehrfachstrahlen sind die Ver zögerungsinterpolationen zeitverschachtelt.
Der Verzögerungsprozessor C-264 führt eine lokale Interpolation/Extra-polation aus, um die Dichte der wenigen, dezimatierten Verzögerungsprofil-Daten zu erhöhen, die dem Prozessor C-264 vom Fokussierprozessor C-132 der zentralen Steuersteuerung C-104 zugeführt werden. Nach dem Interpolations-/Extrapolationsschritt im Interpolator C-199 (8) wird der Verzögerungswert unterteilt, wobei die meist signifikanten Bits (Grobverzögerung) dem Zeitverzögerungs-speicher R-152 zugeführt werden, um die Auswahl der Abtastwerte für den bzw. die gewünschten Strahl bzw. Strahlen zu erleichtern. Die am wenigsten signifikanten Bits (Feinzeitverzögerung) des Zeitverzögerungswertes werden dem Phasen- und Frequenzprozessor C-266 zugeführt, der auf einen Phasenwert abgestimmt ist, wie noch erläutert wird.
Bei Anwahl liefert somit diese Struktur einen Verzögerungskalibrierwert, der den Verzögerungsdaten vor der Interpolation in C-199 hinzuaddiert werden kann. Die digitalen Verzögerungs-Kalibrierwerte aus dem Prozessor C-262 werden online über C-195 an den Interpolator C-199 übertragen.
Alternative Ausführungsformen können ein kleineres Verhältnis als 1:1 zwischen dem Prozessor R-120 und dem Prozessor C-264 im Rahmen der Erfindung besitzen. Ferner können die Faktoren α_Range lokal im Prozessor C-264 erzeugt werden. Schließlich lassen sich auch die Verzögerungswerte in anderer Weise erzeugen. Beispielsweise lassen sich diese Verzögerungswerte auch mit einer Akkumulatorstruktur ähnlich dem Akkumulator C-272 des lokalen Apodisationsprozessors C-268 benutzen.
c. Phasen- und Frequenzprozessor:
Dieser Prozessor C-266 (7, 12) der lokalen Steuerung C-210 erzeugt Demodulationsphasenwerte (um beispielsweise die Feineinstellung von F₀ beim sendeseitigen Strahlformersystem zu berücksichtigen), und ferner Phasenverschiebungskorrekturwerte, wie vom vom zentralen Steuersystem C-104 bestimmt werden. Die Demodulationsphasenwerte werden in idealer Weise als Integration der Demodulationfrequenz (14a, 14b und 14c) berechnet, die im Frequenzprofilgenerator C-141 erzeugt werden. Da die Hardware für diese Integration kostspielig ist, werden die Demodulationsphasenwerte vorzugsweise berechnet durch folgende Summierung: (1) ein Produkt, das im Multiplikator C-140 der Demodulationsfrequenzprofile f_D(t) (14d, 14e und 14f) aus dem Frequenzprofilgenerator C-141 und einer Demodulationsreferenzzeit aus dem Prozessor C-264 synchronisiert mit dem Dateneingang zum Verzögerungsspeicher R-152 berechnet wird, und (2) einem Konstantwert, der von der Addierstufe C-141 hinzugefügt wird, wie noch erläutert wird.
Die Feinfokussier-Phasenkorrekturwerte, wie sie im Multiplikator C-138 berechnet werden, sind das Produkt aus der momentanen Phasenkorrekturfrequenz f_P(t) vom Frequenzprofilgenerator C-141 (14a, 14b und 14c) und der restlichen oder Feinverzögerungszeit (LSBs der Verzögerungszeit) aus dem Prozessor C-264. Die Demodulationsfrequenz wie auch die Phasenkorrekturfrequenz werden zum Berechnen der Fokussierphasenwerte benutzt und werden vorzugsweise durch Auswahl eines Frequenzprofils berechnet, das im Frequenzprofilgenerator C-141 erzeugt wird. Die beiden Phasenwerte, nämlich der Feinphasen-Verschiebungswert und der Demodulations-Phasenwert werden in der Summierstufe C-142 addiert und in einen Tabellenspeicher C-144 übertragen, indem der Phasenwert in einen komplexen I/Q-Wert konvertiert wird.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform erfolgt die gesamte Demodulation am bzw. nahe dem Basisband im komplexen Multiplikator. Beispielsweise kann die Demodulation in Fällen, in denen es Frequenzverlagerungen gibt, auch alternativ im Dezimator Zwei mit Hilfe komplexer Filterfaktoren erfolgen, wobei eine restliche Demodulation im komplexen Multiplikator erfolgt. Solche Frequenzverlagerungen können beispielsweise daher kommen, daß die Trägerfrequenz aus der Schwerpunktsfrequenz F₀ im vorgenannten sendeseitigen Strahlformersystem T-100 feinverstellt wird. Diese feinverstellte Schwerpunktsfrequenz kann für alle abgehenden Strahlen die gleiche sein, aber auch für jeden Strahl unterschiedlich.
Die Frequenz für die Demodulation und die Phasenverschiebung bzw. -verdrehung kann auch unabhängig programmiert werden, um eines aus folgenden drei Frequenz-/Zeitprofilen auszuwählen:

(1) Die Frequenz bleibt bei einer konstanten Startfrequenz F_start (allgemein Trägerfrequenz F_C), die zeitunabhängig ist, wie 14a zeigt; oder
(2) die Frequenz wird ausgehend von der Startfrequenz nach unten F_abwärts verschoben, bis (a) eine konstante Grenzfrequenz erreicht ist, nämlich F_limit oder (b) eine bestimmte Zeitgrenze T_break erreicht ist, worauf die Frequenz konstant bleibt, wie 14b zeigt, oder
(3) die Frequenz wird erst nach abwärts verschoben und dann entweder (a) auf einer konstanten Grenzfrequenz F_limit gehalten oder (b) bis sie eine bestimmte Zeitgrenze T_break erreicht, worauf sie wiederum nach oben verschoben wird F_abwärts, bis die Frequenz entweder (a) die Startfrequenz erreicht oder (b) beibehalten wird, ohne daß sie die Startfrequenz erreicht, wie dies 14c zeigt.

Die Demodulationsfrequenz f_D(t) wie auch die Frequenz f_P(t) zum Erzeugen des Fokussier-Phasenverschiebungswertes können aus jedem der vorgenannten Frequenzprofile ausgewählt werden. So kann das gleiche Profil für die beiden Multiplikatoren C-13 8 und C-140 verwendet werden. Unterschiedliche Frequenzprofile können aber auch verwendet werden und liegen im Rahmen der Erfindung.
Die Profile modellieren die Frequenzabschwächung der Ultraschallsignale im Körpergewebe. Je länger also beispielsweise ein Breitbandsignal sich im Gewebe ausbreitet, desto stärker wird die Schwerpunktsfrequenz des Signals infolge der Abschwächung nach unten verschoben. Hier beginnen alle Profile mit der Startfrequenz. Diese Frequenz kann die Trägerfrequenz F_C des Empfangsstrahls sein. Wenn auch die Trägerfrequenz des Senders und die entsprechende Trägerfrequenz des Empfängers gleich sein können, so muß dies nicht unbedingt der Fall sein. So kann die Startfrequenz der Frequenzprofile gleich der Schwerpunktsfrequenz des Empfangstrahlformers sein, aber unterschiedlich von der Schwerpunktsfrequenz des Sendestrahlformers. Somit kann die Startfrequenz jeden Wert einnehmen, Vorzugsweise ist aber die Startfrequenz gleich der Senderträgerfrequenz F_C, die gleich dem Feineinstellungsfaktor mal der Schwerpunktsfrequenz vF₀ ist.
Die Parameter zum Definieren der Frequenzprofile sind in der zentralen Steue rung C-104 abgespeichert. Der Frequenzprofilgenerator C-141 des Phasen- und Frequenzprozessors C-266 erhält diese Parameter und berechnet die Frequenzwerte auf Basis von Empfangsabtastung pro Empfangsabtastung. Diese Frequenzwerte definieren die Frequenzprofile der 14a, 14b und 14c.
In einem Ausführungsbeispiel bestehen die aus der zentralen Steuerung in die lokale Steuerung heruntergeladenen Parameter die Startfrequenz, den Frequenzgrenzwert, die Abwärtsfrequenz und die Aufwärtsfrequenz. Wie bereits gesagt, ist die Startfrequenz für gewöhnlich die Trägerfrequenz F_C. Der Frequenzgrenzwert ist die kleinste Frequenz, die für die Berechnungen benutzt wird. Die in der zentralen Steuerung C-104 gespeicherten Zahlen können jedesmal aufgefrischt werden mit neuen Daten, die beispielsweise von einem Festplattenspeicher übernommen und in der zentralen Steuerung C-104 abgespeichert werden.
In einer anderen bevorzugten Ausführungsform bestehen die heruntergeladenen Parameter aus der Startfrequenz, der Abbrechzeit T_break, der Abwärtsfrequenz und der Aufwärtsfrequenz. Hier ist die Abwärtsfrequenz nicht vom Frequenzgrenzwert, sondern von der Zeit T_break bestimmt. So kann die Frequenz in 14c abfallen, bis T_break erreicht ist. Dann folgt die Aufwärtsfrequenz.
Vorzugsweise berechnet der Prozessor C-266 alle Profile gleichzeitig und dann wählt die zentrale und/oder lokale Steuerung das Frequenzprofil basierend auf den in der Steuerung C-104 für jeden Abbildungsmodus vorher eingespeicherten Werten aus, um einen Demodulations-Phasenwert und einen restlichen Zeitverzögerungs-Phasenwert zu berechnen und damit die bestmögliche Abbildung zu erhalten.
Bei Mehrfachstrahlen kann ferner jeder Strahl mit einer unterschiedlichen Trägerfrequenz F_C empfangen werden. Der zentrale Prozessor kann beispielsweise unterschiedliche Frequenzen, Schrägen und Zeitgrenzwerte für jeden Strahl auswählen, um die Abbildung zu verbessern. In dieser Situation sind die Startfrequenzen bei jedem der drei Frequenzprofile abhängig von der Frequenz des einzelnen Strahls, der im Strahlformerprozessor gebildet wird. Damit können die Frequenzprofile jedes Strahls mit völlig unterschiedlichen Parametern spezifiziert werden. Wie bereits erwähnt, ist vorzugsweise der Demodulations-Phasenwert die Summe aus (1) einem Produkt im Multiplikator C-140, der Demodulationsfrequenz f_D(t) (14d, 14e und 14f), aus dem Frequenzprofilgenerator C-141 und einer Demodulationsreferenzzeit t aus dem Speicheradressen- und Verzögerungsprozessor C-264 und (2) einem von der Addierstufe C-141 zuaddierten Wert. Ist die Referenzzeit t durch 0 ≤ t ≤ T_break definiert, so verursacht der Multiplexer C-143, daß t mit f_d(t) im Multiplikator C-140 multipliziert wird und der Multiplexer C-145 verursacht, daß in der Addierstufe C-141 der Wert 0 hinzuaddiert wird. Damit ist der Demodulations-Phasenwert gleich f_D(t)·t. Wenn andererseits die Referenzzeit t durch T_break ≤ t bestimmt ist, so verursacht der Multiplexer C-143, daß t-T_break mit f_d(t) multipliziert wird und der Multiplexer C-145 verursacht, daß der Konstantwert f_D(T_break)·T_break (s. Sprünge in den 14e und 14f) dem Resultat hinzuaddiert wird. Damit ist der Demodulator-Phasenwert gleich f_D(t)·(t-T_break) + f_D(T_break)·T_break.
d. Apodisationsprozessor:
Dieser Prozessor C-268 (12) erhält eine Spartabelle von bereichsgebundenen Apodisationswerten aus dem Fokusprozessor C-132 der zentralen Steuerung C-104. Ferner erhält er aus der zentralen Steuerung C-104 die Zonenbreite 2^B zwischen dem bereichsgebundenen Apodisationswert, wobei die Zonenbreite durch einen Wert B bestimmt ist. Ein Zonengrenz-Apodisationswert gleich A₁ (15) und der andere gleich A₂, dann kann der Akkumulator C-272 (12) des Apodisationsprozessors C-268 Apodisationsinkremente zwischen A₁ und A₂ dadurch erzeugen, daß vorzugsweise der Ausdruck
den akkumulierten Apodisationswerten hinzu addiert wird (wobei der Startwert gleich A₁ ist). Somit werden die Apodisationswerte alle 2^B Intervalle zwischen A₁ und A₂ erzeugt, um die von der zentralen Steuerung zugeführte Spartabelle auszufüllen. Dieser Vorgang ist implizit eine lineare Interpolation. Es lassen sich aber auch nicht lineare Verfahren verwenden und auch Extrapolationsverfahren.
Alternativ kann der Prozessor C-268 auch intern die Bereichsfaktoren für die Interpolation/Extrapolation in einem lokalen Generator basierend auf Abtastgeometrie-Parameter der zentralen Steuerung C-104 berechnen. Diese Parameter definieren das jeweils benutzte Abtastformat. Ferner können die Apodisationsfaktoren auch vorher in der zentralen Steuerung eingespeichert und dann heruntergeladen werden.
Der Prozessor C-268 berechnet einen interpolierten bzw. extrapolierten Apodisationswert für jede Abstrahlung eines Strahls. Bei Mehrfachstrahlsystemen verschachtelt der Prozessor C-268 die Rechenwerte. Wie bei den Verzögerungswerten können gegebenenfalls auch die Apodisationswerte durch Kalibrierwerte aus dem Kalibrierprozessor modifiziert werden, bevor der Apodisationswert in den komplexen Multiplikator gelangt. Die komplexe Darstellung der Werte für die Phasenverschiebung und der Apodisation multipliziert im Multiplikator R-260 werden dann dem komplexen Multiplikator R-156 zugeführt, um mit dem komplexen Abtastsignalwert multipliziert zu werden.
e. Kalibrierprozessor:
Der Kalibrierprozessor C-262 wird aktiviert, wenn ein Abtastformat oder ein Wandler verändert wird. Bei der Kalibrierung gelangt ein gemeinsames Kalibriersignal, beispielsweise aus dem Sender-Strahlformersystem T-100 in alle Empfangskanäle. Die Toleranzen in der Analogschaltung vor der Digitalisierung im R-118 können zu Signaländerungen in den jeweiligen Analogwegen führen. Der lokale Kalibrierprozessor vergleicht das Ausgangssignal mit einem festen Kalibrier-Referenzwert, der im lokalen Kalibrierprozessor gespeichert ist. Dieser berechnet Verzögerungs- und Apodisationskorrekturwerte für die lokale Steuerung, um den Unterschied zwischen den Ausgangssignalen und den Referenzsignalen mit einem iterativen Prozess auf Null zu führen.
Diese Korrekturwerte werden auf Basis eines analogen Signalweges getastet und dem Kalibrierprozessor C-262 bezüglich der Größe dem Apodisationsprozessor C-268 und bezüglich Verzögerung und Phase dem Speicheradressen- und Verzögerungsprozessor C-264 zugeführt.
Für Vorgänge, wie beispielsweise gleitende Öffnung, beliebige Öffnung und synthetische Öffnung können mehrere feste Kalibrier-Referenzwerte abgespeichert sein.
Zusätzlich zu den oben genannten lokal berechneten Kalibrierwerten können diese auch aus der zentralen Steuerung heruntergeladen werden. Beispielsweise können Kalibrierwerte für jede Wandlertype in der zentralen Steuerung abgespeichert oder für einen neuen Wandler bereitgestellt werden. Diese Werte können dann in den lokalen Prozessor heruntergeladen werden.
4. Finaler Strahlformprozessor (Basisband-Mehrfachstrahl-Prozessor):
Die digitalen Mehrkanal-Empfangsprozessoren R-120 werden in der Summierstufe R-126 summiert und das Ergebnis dem Basisband-Mehrfachstrahl-Prozessor R-125 (2b) zugeführt, der aus einem Basisbandfilter und Phasenjustierung R-127 (2b, 7, 13) und einem Basisband-Prozessorsteuerung C-270 (2b, 7, 13) besteht.
a. Untergruppen-Addierer:
In bekannter Weise stehen zwei Standardverfahren zum Summieren mehrerer Eingänge zur Verfügung, nämlich parallele und sequentielle Summierung. Die Erfindung kombiniert beide Verfahren, um eine schnelle und wirkungsvolle Summierung zu erhalten. 2b zeigt den Addierprozeß des digitalen Empfangs-Strahlformersystems. Digitale Mehrkanal-Empfangsprozessoren R-120 werden paarweise über parallele Summierung kombiniert. Acht Prozessorpaare R-120 werden in einem Untergruppen-Addierer sequentiell summiert (Untergruppen-Summenblock R-126 in 2b). Die Addierer dieses ersten Summierschrittes können außerhalb der Prozessoren R-120 vorgesehen sein, sie können aber auch die Addierstufen beinhalten.
Nach der Summierung werden dann vier solcher Untergruppensummen parallel in einem semifinalen Addierer summiert (finaler Summenblock R-126). Nach diesem Schritt folgt eine parallele Summierung, in der die Summen der beiden semifinalen Addierer parallel in einem finalen Addierer summiert werden (Summierblock R-126). Es lassen sich freilich auch alternative Kombinationen für die parallele und sequentielle Summierung vorsehen sowie auch andere Kombinationen.
b. Basisbandfilter und Phasenjustierung:
Das komplexe Basisbandsignal (bzw. Signale bei Mehrfach-Strahlsystemen) aus den digitalen Mehrkanal-Empfangsprozessoren R-120, welche die Summierung aller Signale der längs der Wandleranordnung vorgesehenen Abtastelemente darstellen, wird an einen Basisbandfilter und Phasenjustierungsblock R-127 übertragen. Der Block R-127 besitzt ein Basisbandfilter R-250 (13), das filtert und rationale Abtastraten konvertiert (Interpolation und Dezimation). Der Block R-127 besitzt auch eine Phasenjustierung R-252 (13), die folgendes ausführt: (1) Abtaststrahlabhängige und bereichsabhängige Phaseneinstellungen des zur Korrektur von Phasendifferenzen erforderlichen Signals, die von Apodisationsänderungen von Strahl zu Strahl, Abtastgeometrie und von nicht justierten effektiven sende- und empfangsseitigen Ursprungsorten herrühren, (2) Remodulation (Frequenzjustierung) des Signals, um Phasendifferenzen zu korrigieren, die von unterschiedlichen Sendefrequenzen pro Abtaststrahl herrühren, und (3) Nachstellung der Verstärkung pro Abtaststrahl.
Diese Phasenjustierung und Remodulation zwischen gewünschten Abtaststrahlen und insbesondere zwischen zwei und mehr benachbarten Abtaststrahlen wird beispielsweise für kohärente Bildverarbeitungsverfahren benutzt. So liegt der Zweck der Phasenjustierung darin, eine Kohärenz von Abtast- zu Abtaststrahl aufrechtzuerhalten, für (1) einstellbaren Frequenzbetrieb, (2) synthetischen Abtaststrahlbetrieb und (3) synthetischen Öffnungsbetrieb sowie (4) zukünftige Operationen an kohärenten Strahlabtastungen.
Das Basisbandfilter R-250 besteht vorzugsweise aus einem FIR-Filter mit mehreren Anzapfungen, das mit realen und komplexen Faktoren h4 programmierbar ist und aus einem rationalen Konverter für die Abtastgeschwindigkeit. Dieser Konverter besteht aus einem Interpolator, der einen ganzzahligen aufwärts tastenden Faktor L besitzt und einen Dezimator mit einem ganzzahligen abwärts tastenden Faktor M. Das Basisbandfilter R-250 führt somit folgende Aufgaben aus.
Zuerst erhöht das Basisbandfilter R-250 das Signal/Rausch-Verhältnis durch Auslöschen von Rauschfrequenzen außerhalb des Bandes und/oder Maximieren des Signal/Rausch-Verhältnisses mit einem angepaßten Filter oder quasi angepaßten Filter, vorzugsweise zum Anpassen an hauptsächlich Gauss-Sendeimpulse und an andere Impulsformen. Gauss-Impulse sind besonders nützlich, da sie Wellenformen bilden, die beim Übertragen durch abschwächende Medien wie dem Körpergewebe nicht verzerrt werden.
Zweitens dient das Basisbandfilter R-250 zur Impulsgleichförmigkeit und zur Impulsformung durch Kompensation des Wandlerfrequenz-Ansprechverhaltens und des analogen Signalweges vor dem ADC R-118.
Drittens führt das Basisbandfilter R-250 eine Konversion der Abtastrate aus (Dezimationsfunktion), basierend auf dem rationalen (nicht ganzzahligen) Dezimationsfaktor L/M (mit L und M ganzzahligen Werten). Somit wird die Abtastrate in eine Rate umgesetzt, die für die Bildanzeige vorteilhaft ist.
Beispiele für die Dezimation finden sich in den Angaben der vorstehenden Diskussion des Dezimators Eins und Zwei. Die Filterfaktoren und nicht ganzzahligen Dezimationsfaktoren für das Basisbandfilter R-250 werden in die Basisbandfilter-Phasenjustierung R-127 durch Herunterladen aus der zentralen Steuerung C-104 in den Faktor- und Geschwindigkeitsspeicher C-278 einprogrammiert. Die heruntergeladenen Faktoren können jederzeit durch Einführen neuer Faktoren in die zentrale Steuerung C-104 geändert werden. Die im Speicher C-278 gespeicherten Faktoren sind von der zentralen Steuerung C-104 auswählbar, um das Filter und das Dezimationsverhältnis L/M des Basisbandfilters R-250 zu programmieren.
Der komplexe Multiplikator R-254 der Phasenjustierung R-252 arbeitet ähnlich dem komplexen Multiplikator R-156 (7).
Auf den komplexen Multiplikator R-254 folgt ein Register C-296, das Abtaststrahl-Tastdaten speichert, so daß dies an den DMA-Prozessor C-202 der zentralen Steuerung C-104 übertragbar ist, um eine Kalibrierung von Abtaststrahl zu Abtaststrahl zu erzielen.
c. Basisband-Prozessorsteuerung:
Die Phasenjustierung beinhaltet eine Steuerfunktion in einer Basisband-Prozessorsteuerung C-270 (2b, 7, 13). In dieser Steuerung C-270 werden Verstärkungseinstellwerte und Phaseneinstellwerte auf der Basis Abtaststrahl zu Abtaststrahl bzw. Ultraschallstrahl zu Ultraschallstrahl zeitverschachtelt erzeugt. Wie bereits erwähnt, ist der Phasenkorrekturwert gleich der Summe der Phasenterme einschließlich: (1) ein Phasenjustierungsterm, der zum Korrigieren der Phasendifferenz infolge Apodisationsänderungen von Abtaststrahl zu Abtaststrahl erforderlich ist, und von Abtastgeometrie, die zu nicht justierten effektiven Sende- und Empfangsursprungspunkten führt (Abtaststrahl abhängiger und entfernungsabhängiger Phasenjustierungsterm) und (2) einen Phasenterm, der zum Remodulieren des Signals erforderlich ist, als ob jeder Strahl eine gemeinsame Trägerfrequenz nutzt. Verwendet man einen Frequenz-Maßstabsfaktor oder Frequenz-Noniusfaktor, so kann jeder Strahl eine unterschiedliche Trägerfrequenz haben. Die Phasenjustierung liefert somit die Remodulation zwischen den Strahlen, so daß alle Strahlen hinsichtlich ihrer Unterschiede der Trägerfrequenzen justiert werden.
Im Betrieb wird ein Quellendatensatz, der Abtastformat-Geometrieparameter, Spartabellen-Abtaststrahl-Verstärkung und Verzögerungswert, Interpolationsfaktor und nicht ganzzahlige Dezimationsfaktoren umfaßt, aus der zentralen Steuerung C-104 in die Basisband-Prozessorsteuerung C-270 heruntergeladen. Ferner werden Frequenzparameter für den Frequenzprofilgenerator der zentralen Steuerung C-104 entsprechend 14a, 14b und 14c in die Steuerung C-270 heruntergeladen.
Die Steuerung C-270 in 13 besitzt einen Verstärkungs- und Phasen-RAM C-270, einen Strahlinterpolator C-282, der vorher berechnete und abgespeicherte Strahlinterpolationsfaktoren (α_linie) von der zentralen Steuerung C-104 erhält, einen Bereichsinterpolator C-284 mit einem Bereichsakkumulator C-286, der einen rationalen Dezimationsfaktor L/M und eine Phasenzonenbreite erhält. Beide Werte sind vorher berechnet und gespeichert worden. Der rationale Dezimationsfaktor L/M ist der gleiche Wert für das Basisbandfilter R-250. Der Akkumulator C-286 arbeitet in gleicher Weise wie C-272 des Prozessors C-268 (12). Außerdem wird in bekannter Weise eine Abtastratenumsetzung mit dem rationalen Dezimationsfaktor L/M ausgeführt, um eine Anpassung an die Abtastdatenrate des Filters R-250 zu erzielen.
Alternativ können dem Interpolator/Extrapolator C-284 für den Bereich programmierbare (wie oben definiert) Interpolation/Extrapolationsfaktoren zugeführt werden, die beispielsweise entweder (1) in der zentralen Steuerung vorher berechnet und gespeichert wurden oder (2) lokal in der Steuerung C-270 mit einem Faktorengenerator berechnet worden sind.
Die Steuerung C-270 besitzt auch einen Remodulations-Frequenzprozessor C-292, der vorzugsweise als Doppelphasen-Akkumulator ausgeführt ist. Dieser berechnet die Phasenjustierwerte, um die Frequenzdifferenzen von Strahl zu Strahl zu korrigieren und so das Signal zu remodulieren, als wenn eine gemeinsame Trägerfrequenz für alle Abtaststrahlen benutzt worden wäre.
Von der zentralen Steuerung C-104 werden die vorher berechneten und gespeicherten Werte für die Frequenzdifferenzen zwischen den Abtaststrahlen (Delta-Frequenzwerte) an den Remodulations-Frequenzprozessor C-292 übertragen. Diese Frequenz-Differenzwerte basieren auf den Frequenzen und Frequenzschrägen, wie sie in den 14a, 14b und 14c dargestellt sind. Nur im Wege eines Beispiels soll angenommen sein, daß die Frequenzprofile für zwei Abtaststrahlen wie in 14b aussehen, aber eine unterschiedliche Startfrequenz besitzen, unterschiedliche Werte und verschiedene Abwärtsschrägen. Somit wird aus der zentralen Steuerung für die beiden Abtaststrahlen die Frequenzdifferenz zwischen den Abtaststrahlen und die Differenz der Änderungsgeschwindigkeit der Frequenzprofile in zeitlicher Hinsicht in die Steuerung C-270 heruntergeladen. Diese Werte werden vom Aquisitionsprozessor C-130 basierend auf gespeicherten Parametern und abhängig von dem bestimmten rationalen Konversionsfaktor L/M, der gerade benutzt wird, berechnet. Der erste Akkumulator des Prozessors C-292 akkumuliert die Differenz in den Änderungsgeschwindigkeiten der Frequenzprofile in zeitlicher Hinsicht zwischen dem Abtaststrahl, während der zweite Akkumulator die Differenz der Frequenzen zwischen den Abtaststrahlen zeitlich akkumuliert. Gibt es keine Differenz für die Ände rungsgeschwindigkeit des Frequenzprofils längs der Zeit (d.h. das Profil ist genau gleich für anfänglich unterschiedliche Startfrequenzwerte, oder nach dem Punkt T_break in 14b, wenn die Schräge auf 0 geht), so führt der erste Akkumulator keine Funktion aus. Besteht keine Differenz in der Änderungsgeschwindigkeit der Frequenzen zwischen den Abtaststrahlen, so akkumuliert nur der zweite Akkumulator die Frequenzdifferenzen über die Zeit, was zu einem Korrektur-Remodulations-Phasenwert führt.
Die Phasenjustierung infolge Apodisationsänderungen von Abtaststrahl zu Abtaststrahl, die Abtastgeometrie, die so nicht justierten Sende- und Empfangsursprungspunkten und die Phasenjustierung infolge der Remodulation des Signals in eine effektive gemeinsame Trägerfrequenz werden in einem Addierer C-288 addiert und der addierte Phasenwert wird dann in einem Tabellenspeicher C-290 in Sinus- und Cosinus-Darstellungen umgesetzt. Als Teil der Funktion des Tabellenspeichers C-290 wird die Verstärkung mit den Darstellungen für Sinus und Cosinus multipliziert. Dieser Wert wird dem komplexen Multiplikator R-252 zugeführt.
Es sind aber auch andere Ausführungsformen der Basisband-Prozessorsteuerung im Rahmen der Erfindung möglich.
Wie oben dargestellt, liefert die Phasenjustierung R-127 das Ergebnis, das die Verhältnisse von kohärentem Signal und Abtastung zwischen den Abtaststrahlen eingehalten werden. Die sendeseitigen Tastvorgänge und die empfangsseitigen Echowerte der Signale werden als kohärent definiert, wenn ausreichende Informationen gespeichert bzw. aufrechterhalten werden, damit die Tastwerte der Echosignale in Phase und Amplitude von Abtaststrahl zu Abtaststrahl korrigiert werden. Das Korrekturverfahren für Phase und Amplitude muß nicht durchgeführt werden, solange ausreichende Informationen bezüglich einem Referenzwert vorhanden sind.
Wird eine Signalabtastung kohärent verarbeitet, so bleibt in der Verarbeitung eine ausreichende Information erhalten, um die Phasen- und Amplitudenkorrektur zu einem späteren Zeitpunkt auszuführen. Werden zwei oder mehrere Abtastungen kohärent verarbeitet (beispielsweise kohärent addiert), so müssen die für die Phasen- und Amplitudenjustierung erforderlichen Korrekturen vorher ausgeführt wor den sein.
Das kohärente Verarbeiten von zwei oder mehreren Signalabtastungen bietet erhebliche Vorteile, da man damit synthetische Abtastungen berechnen kann. Wegen der Strahlformersteuerung C-104, die alle Aspekte des sende- und empfangsseitigen Signals spezifiziert und berücksichtigt, bleiben alle Signalabtastungen als kohärente Abtastungen im Sender- und Empfangssignalweg erhalten, bis das Signal in einem Vorgang letztlich festgestellt wird, der bezüglich der Strahlbildung extern ist.
Wenn auch die Phasenjustierung von Abtaststrahl zu Abtaststrahl von R-127 nach der Strahlformierung durchgeführt wird, so kann die Phasenjustierung auch vor der Strahlformierung im Prozessor R-120 erfolgen. Beispielsweise kann eine solche Phasenjustierung in jedem komplexen Multiplikator R-156 jedes Prozessors R-120 ausgeführt werden.
5. Synthetische Öffnung:
Die synthetische Öffnung für die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung ist wie folgt gekennzeichnet: (1) Unterteilen der Wandlerelementanordnung in mehrere unabhängige oder im wesentlichen unabhängige Untergruppen zur Abstrahlung und/oder zum Empfang, wobei jede Untergruppe aus mehreren Wandlerelementen besteht, (2) Ausführen mehrerer Sende-/Empfangsfolgen mit einem Untergruppenpaar, (3) Ermitteln der kohärenten Abtastungen für jede Sequenz und (4) Kombinieren aller entsprechender kohärenter Abtastungen, vorzugsweise durch Summierung oder gewichtete Summierung. Mit einer derartigen Anordnung läßt sich die Anzahl der sendeseitigen und/oder empfangsseitigen elektronischen Wege vergrößern und die Wandleröffnung beim Senden und/oder Empfang wird vergrößert.
Ein synthetisches Öffnungstasten ist beispielsweise im Klahr U.S. Patent 3,805,596 „High Resolution Ultrasonic Imaging Scanner" und im Saugeon U.S. Patent 4,733,562 „Method and Apparatus for Ultrasonic Scanning of an Object" beschrieben. Ferner wird auf Proceedings of the IEEE, Bd. 67, April 1979, verwiesen, nämlich „Acoustic Imaging for Nondestructive Evaluation" und Sutton „Underwater Acoustic Imaging".
Das vorliegende digitale Empfangs-Strahlformersystem unterstützt einen Betrieb mit synthetischer Öffnung. Der Kalibrierprozessor speichert Verstärkungs- und Phasenkorrekturen für die Untergruppe-Empfangsöffnungen, die für den synthetischen Öffnungsbetrieb benutzt werden. Die Schaltung zum Ausrichten der Phase erhält die Kohärenz der getrennt empfangenen Untergruppen-Empfangsöffnungsstrahlen, so daß ein Addierer die Signale kombinieren kann, um eine synthetische Öffnungsabtastzeile zu bilden.

Claims

Einrichtung zum Verarbeiten mehrerer Ultraschall-Echosignale mit mehreren Bereichsgattern zur Verarbeitung je eines Eingangssignals, mehreren fokussierenden Phasendrehern für jeweils ein Eingangssignal, einem Addierer zum Aufsummieren der gattergesteuerten, phasengedrehten Signale, einem Demodulator zum Demodulieren eines von mindestens einem der Eingangssignale abhängigen Signal, einem Integrator hinter dem Demodulator zum Integrieren eines dem aufsummierten Signal entsprechenden Signals zum Erzeugen eines Ausgangswertes, Mitteln zum Betreiben der Einrichtung in einem ersten Modus (PW), in dem jedes Bereichsgatter nur während bestimmter Zeitperioden aktiviert ist und Mitteln zum Betreiben der Einrichtung in einem zweiten Modus (CW), in dem die Bereichsgatter ständig aktiviert sind.
Einrichtung nach Anspruch 1, bei der der Integrator das aufsummierte Signal während Zeitperioden integriert, welche die gewählten Zeitperioden einschließen.
Einrichtung nach Anspruch 2, bei der im zweiten Modus ein Schaltungselement das dem aufsummierten Signal entsprechende Signal filtert.
Verfahren zum Verarbeiten von Ultraschall-Eingangssignalen aus Ultraschallwandlern durch Phasendrehen eines analogen Eingangssignals um einen bestimmten Phasenwinkel mit folgenden Schritten: die analogen Eingangssignale werden als phasengeteilte Signale geliefert, mindestens ein phasengeteiltes Signal wird mit mehreren verschiedenen festen Werten gewertet, um mehrere gewertete phasengeteilte Signale zu bilden und bestimmte dieser Signale werden aufsummiert, wobei die Auswahl abhängig von der gewünschten Phasendrehung vorgenommen wird.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem genau zwei phasengeteilte Signale geliefert werden.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem die beiden phasengeteilten Signale im Wesentlichen zueinander um 90° phasenversetzt sind (Quadratur).
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem das analoge Eingangssignal mit einem ersten Signal und parallel dazu mit einem zweiten Signal gemischt wird, und beide Signale um 90° phasenverschoben sind.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem das analoge Eingangssignal mit einem ersten Filter und parallel dazu mit einem zweiten Filter gefiltert wird, beide Filter gleiche Durchgangseigenschaften von etwa gleicher Größe in einem bestimmten Frequenzbereich haben und einen Phasenunterschied von mindestens 90° in dem Frequenzbereich.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem im Schritt des Wertens jedes phasengeteilte Signal mit mehreren unterschiedlichen festen Werten gewichtet werden.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem der Negativwert jedes festen Wertungswerts in den unterschiedlichen festen Wertungswerten auch in den unterschiedlichen festen Wertungswerten vorkommt.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem die Phasendrehung mit einem Betrag aus einem definierten Satz verfügbarer diskreter Beträge vorgenommen wird.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem das analoge Signal von je einem Ultraschallwandler entsprechend der einfallenden Ultraschallenergie erzeugt wird.
Verfahren zum Verarbeiten von Ultraschall-Energiesignalen von Ultraschallwandlern durch Phasendrehung des analogen Eingangssignals um einen bestimmten diskreten Wert, bei dem das analoge Eingangssignal als zweiphasengeteilte, um 90° phasenversetzte Signale vorliegt, jedes phasengeteilte Signal gewichtet wird, um mehrere gewichtete phasengeteilte Signale von jedes Eingangssignal zu bilden, wobei der Negativwert jedes gewichteten phasengeteilten Signals auch in den gewichteten phasengeteilten Signalen vorkommt und bei dem bestimmte gewichtete Signale aufsummiert werden, wobei die Auswahl abhängig von dem gewünschten Phasendreherbetrag vorgenommen wird.
Verfahren nach Anspruch 13, bei dem die diskreten Beträge acht verfügbare Beträge sind, die im Bereich von 0 bis 360° gleichmäßig beabstandet sind, wo bei die gewichteten phasengeteilten Signale aus vier Signalen mit folgenden Wertungen bestehen: +1, –1, 1+√2/2 und –(1+√2/2).
Verfahren nach Anspruch 13, bei dem das analoge Signal von mehreren Ultraschallwandlern erzeugt wird.
Einrichtung zum Verarbeiten von Ultraschall-Echosignalen durch Phasendrehen mit einer Quelle zum Umformen des analogen Eingangssignals in mehrere phasengeteilte Signale, einem Verstärker zum Gewichten mindestens eines phasengeteilten Signals mit mehreren unterschiedlichen festen Werten, um mehrere gewichtete phasengeteilte Signale zu bilden und mit einem Addierer zum Aufsummieren ausgewählter phasengeteilter Signale, wobei die Auswahl von der gewünschten Phasendrehung vorgenommen wird.
Einrichtung nach Anspruch 16, bei der die Quelle genau zwei phasengeteilte Eingangssignale liefert.
Einrichtung nach Anspruch 17, bei der die beiden Signale um 90° phasenverschoben sind.
Einrichtung nach Anspruch 17, bei der die Quelle aufweist: einen ersten Mischer zum Mischen des analogen Signals mit einem ersten Demodulationssignal zum Erzeugen des ersten phasengeteilten Signals und mit einem zweiten Mischer parallel zum Mischen des analogen Signals mit einem zweiten Demodulationssignal zum Erzeugen des zweiten phasengeteilten Signals, wobei die beiden Demodulationssignale 90° phasenverschoben sind.
Einrichtung nach Anspruch 16, bei der die Quelle aufweist: ein erstes Filter zum Erzeugen eines ersten phasengeteilten Signals aus dem analogen Eingangssignal und ein zweites paralleles Filter zum Erzeugen des zweiten phasengeteilten Signals, wobei die beiden Filter etwa gleich große Durchgangseigenschaften in einem bestimmten Frequenzbereich haben und in dem Bereich um 90° phasenverschoben sind.
Einrichtung nach Anspruch 16, bei der der Verstärker jedes phasengeteilte Signal mit mehreren unterschiedlichen festen Gewichten bewertet, um mehrere gewichtete phasengeteilte Signale zu erzeugen.
Einrichtung nach Anspruch 16, bei der der Negativwert jedes festen Gewichts der unterschiedlichen festen Gewichte auch in den unterschiedlichen festen Gewichten vorkommt.
Einrichtung nach Anspruch 16, mit mehreren Ultraschallwandlern, von denen jeder ein analoges Signal erzeugt.
Einrichtung zum Verarbeiten von Ultraschallsignalen durch Phasendrehung mit bestimmten Beträgen, mit einer Quelle zum Erzeugen zweier phasengeteilter Eingangssignale, einem Verstärker zum Gewichten der phasengeteilten Signale und einem Addierer zum Aufsummieren bestimmter phasengeteilter Signale.
Einrichtung nach Anspruch 24, bei der die diskreten Beträge acht Werte umfassen, die im Bereich von 0 bis 360° gleichmäßig beabstandet sind und die gewichteten phasengeteilten Signale mit den folgenden vier Werten gewichtet sind: +1, –1, 1+√2/2 und –(1+√2/2).
Einrichtung nach Anspruch 24, mit mehreren Ultraschallwandlern zum Erzeugen jeweils eines analogen Signals.
Verfahren zum Steuern eines Ultraschall-Strahlformersystems mit folgenden Schritten: Sendedaten werden von einer zentralen Steuerung zu einem Senderstrahlformer übertragen, der eine Ultraschall-Wandleranordnung zum Abstrahlen anregt und die Sendedaten als Senderverzögerungsprofil längs der Anordnung zum Fokussieren des Sendestrahls ausgegeben werden; ein nicht abbildender Empfangsdatensatz von der zentralen Steuerung wird an eine getrennte lokale Steuerung eines nicht abbildenden Empfangsstrahlformers übertragen, dem Empfangssignale für einen nicht abbildenden Empfangsstrahl von der Ultraschall-Wandleranordnung zugeführt werden, wobei der nicht abbildende Empfangsdatensatz ein nicht abbildendes Empfangsverzögerungsprofil längs der Anordnung bildet, die den nicht abbildenden Empfangsstrahl fokussiert; ein abbildender Empfangsdatensatz wird von der zentralen Steuerung an einen abbildenden Empfangsstrahlformer übertragen, dem Signale für einen abbildenden Empfangsstrahl von der Wandleranordnung zugeführt werden, wobei der abbildende Empfangsdatensatz ein abbildendes Empfangsverzögerungsprofil längs der Anordnung bildet, die den abbildenden Empfangsstrahl fokussiert und in der zentralen Steuerung werden das Sendeverzögerungsprofil und das nicht abbildende Empfangsverzögerungsprofil von einer gemeinsamen Verzögerungsprofilquelle berechnet.
Verfahren nach Anspruch 27, bei dem der nicht abbildende Empfangsdatensatz auch ein Profil der aktiven Elemente der Anordnung angibt.
Verfahren nach Anspruch 27, bei dem der nicht abbildende Empfangsdatensatz auch ein fokussierendes Zeitverzögerungsprofil längs der Anordnung aktiver Bereichsintervalle angibt.
Verfahren nach Anspruch 27, bei dem das Sendeverzögerungsprofil einen Steuerwinkel für den Sendestrahl definiert und das nicht abbildende Empfangsverzögerungsprofil den gleichen Steuerwinkel für den nicht abbildenden Empfangsstrahl definiert.
Ultraschalleinrichtung zum Verarbeiten analoger Signale mit einem ersten, abbildenden Empfangsstrahlformer und einem zweiten nicht abbildenden Empfangsstrahlformer, der mehrere Verarbeitungskanäle aufweist, mit je einem Demodulator zum Erzeugen eines Basisbandsignals aus einem demodulierten analogen Signal und mit einem Phasendreher zum Phasenrichten des Basisbandsignals, wobei der zweite Strahlformer die phasengerichteten Basisbandsignale benutzt, um das zweite strahlgeformte Ausgangssignal zu bilden.
Einrichtung nach Anspruch 31, bei der der zweite Strahlformer einen Kanaladdierer zum Aufsummieren der Basisbandsignale in den Kanälen aufweist, um das zweite strahlgeformte Ausgangssignal zu erzeugen.
Einrichtung nach Anspruch 32, bei der der Kanaladdierer hinter dem Phasendreher liegt.
Einrichtung nach Anspruch 31, bei der der erste Strahlformer ein mehrstrahliges Ausgangssignal als erstes Ausgangssignal erzeugt und der zweite Strahlformer ein einstrahliges Signal als zweites Ausgangssignal erzeugt.
Einrichtung nach Anspruch 31, bei der beide Strahlformer bestimmte dynamische Bereiche haben und der des zweiten Strahlformers größer als der des ersten ist.
Einrichtung nach Anspruch 35, bei der der dynamische Bereich des zweiten Strahlformers wesentlich größer als der des ersten Strahlformers ist.
Einrichtung nach Anspruch 35, bei der beide Strahlformer jeweils eine Richtungsselektivität für die einfallende Ultraschallenergie aufweisen und die Richtungsselektivität des ersten Strahlformers feiner als die des zweiten ist.
Einrichtung nach Anspruch 37, bei der die Richtungsselektivität des ersten Strahlformers wesentlich feiner als die des zweiten ist.
Einrichtung nach Anspruch 31, bei der beide Strahlformer jeweils eine Richtungsselektivität für die einfallende Ultraschallenergie aufweisen und die des ersten Strahlformers feiner als die des zweiten Strahlformers ist.
Einrichtung nach Anspruch 35, bei der der erste Strahlformer digital ist.
Einrichtung nach Anspruch 35, bei der der erste Strahlformer analog ist.
Einrichtung nach Anspruch 35, bei der der erste Strahlformer analog/digital als Hybridschaltung ausgeführt ist.
Einrichtung nach Anspruch 31, bei der das erste Ausgangssignal vom ersten Strahlformer mehrere Werte aufweist, die einem Ziel in einem jeweils unterschiedlichen Intervall mehrerer Bereichsintervalle entsprechen, das zweite vom zweiten Strahlformer erzeugte Signal mindestens einen Wert aufweist, der einem Ziel auf einem Strahl in einem bestimmten Bereichsintervall entspricht und ein von den Bereichsintervallen definierter Bereich im wesentlichen größer ist als ein von dem bestimmten Bereichsintervall definierten Bereich.
Einrichtung nach Anspruch 31, bei der der erste Strahlformer einen Bereich von Brennpunkten der Ultraschallenergie dynamisch tastet und der zweite Strahlformer diesen Brennpunktbereich nicht dynamisch tastet.
Einrichtung nach Anspruch 32, bei der der erste Strahlformer mehrere erste Verarbeitungskanäle für jeweils ein analoges Signal aufweist und jeder Kanal aufweist: einen Analog/Digital-Umsetzer zum Erzeugen eines digitalen Signals aus jeweils einem Analogsignal und Zeitverzögerungsmittel hinter dem Umsetzer zum Hervorrufen eines variablen Zeitverzögerung in dem ersten Verarbeitungskanal entsprechend einem ersten Fokussier-Zeitverzögerungsprofil für den ersten Strahlformer und bei der mehrere Kanäle im zweiten Strahlformer zweite Verarbeitungskanäle definieren, von denen jeder für ein Analogsignal vorgesehen ist und jeder Bereichstrennmittel zum Isolieren eines bestimmten Bereichsintervalls im zweiten Verarbeitungskanal gemäß einem zweiten Fokussier-Zeitverzögerungsprofil des zweiten Strahlformers aufweist, wobei der zweite Strahlformer ferner einen Analog/Digital-Umsetzer hinter den Bereichsisoliermitteln mindestens eines zweiten Kanals aufweist.
Einrichtung nach Anspruch 44, bei der der Kanaladdierer hinter den Bereichstrennmitteln für alle zweiten Kanäle und vor dem Analog/Digital-Umsetzer liegt.
Einrichtung nach Anspruch 31, bei dem der erste Empfangsstrahlformer mehrere erste Verarbeitungskanäle für je ein analoges Eingangssignal aufweist, mit einem Analog/Digital-Umsetzer und einem variablen Phasendreher hinter dem Umsetzer und bei der der Phasendreher im zweiten Strahlformer variabel ist, die Kanäle im zweiten Strahlformer zweite Verarbeitungskanäle bilden, von denen jeder auf ein analoges Signal anspricht und jeder einen variablen Phasendreher aufweist und bei der ein Analog/Digital-Umsetzer hinter dem variablen Phasendreher mindestens eines zweiten Kanals vorgesehen ist.
Einrichtung nach Anspruch 47, bei der zweite Strahlformer einen Kanaladdierer zum Aufsummieren der Basisbandsignale in den Kanälen aufweist, um ein zweites strahlgeformtes Ausgangssignal zu bilden, wobei der Kanaladdierer hinter dem variablen Phasendreher aller zweiten Kanäle und vor dem Umsetzer liegt.
Einrichtung nach Anspruch 32, bei der der erste Empfangsstrahlformer mehrere Verarbeitungskanäle für je ein analoges Signal und zum Erzeugen je eines digitalen Ausgangssignals aufweist und zum Aufsummieren dieser Signale ein digitaler Addierer vorgesehen ist, und bei der mehrere Kanäle im zweiten Strahlformer zweite Verarbeitungskanäle bilden, für jeweils ein analoges Signal und zum Erzeugen eines Ausgangssignals, wobei der Addierer einen analogen Addierer zum Aufsummieren der analogen Ausgangssignale aufweist.
Einrichtung nach Anspruch 49, mit einer gemeinsamen Zeitreferenz, bei der jeder Verarbeitungskanal einen Analog/Digital-Umsetzer und digitale Schaltungen zum Verzögern des digitalen Eingangssignals je Kanal um einen bestimmten Betrag bezüglich der gemeinsamen Zeitreferenz und zum Zeitverzögern des Eingangssignals gegenüber allen anderen Signalen aufweist, digitale Schaltungen zum Gewichten des digitalen Eingangssignals des Kanals mit einer entsprechenden Apodikation und digitalen Mitteln zum Demodulieren des Signaleingangs für den Kanal.
Einrichtung nach Anspruch 49, bei der jedes Verarbeitungssignal im zweiten Strahlformer ein analoges Bereichsgatter aufweist und der Phasendreher analog ist.
Einrichtung nach Anspruch 31, ferner mit Lenkmitteln zum Überführen der analogen Signale ausschließlich zu einem ersten Empfangsstrahlformer und zweiten Empfangsstrahlformer entsprechend einem Steuersignal.
Einrichtung. nach Anspruch 31, bei der. jedes Empfangselement mehrere Ultraschallwandler in einer Anordnung aufweist.
Einrichtung nach Anspruch 31, bei der der zweite Strahlformer aufweist: ein Bereichsgatter zur Gattersteuerung jeweils eines analogen Signals zum Erzeugen eines gattergesteuerten Signals entsprechend dem Analogsignal zwischen einer Gattersperrzeit und einer Gatterdurchlaßzeit und einen Integrator, der das von dem Gatter gesteuerten Signal abhängige Signal über eine Zeitperiode integriert, die nicht später als die Gattersperrzeit beginnt und nicht früher als die Gatterdurchlaßzeit endet.
Einrichtung nach Anspruch 54, bei der der Demodulator ein dem gattergesteuerten Signal entsprechendes Signal demoduliert und das von dem Integrator integrierte Signal dem gattergesteuerten demodulierten Signal entspricht.
Verfahren zum Verarbeiten analoger Signale von mehreren Ultraschall-Wandlerelementen in einer Anordnung, gekennzeichnet durch: in einem ersten abbildenden Empfangsstrahlformer wird ein erstes Ausgangssignal gebildet und in einem zweiten nicht abbildenden Empfangsstrahlformer wird ein zweites Ausgangssignal gebildet, der zweite Strahlformer besteht aus mehreren Verarbeitungskanälen und zum Erzeugen des zweiten Ausgangssignals werden die analogen Signale demoduliert, um jeweilige Basisbandsignale zu erzeugen, deren Phasen gedreht werden, um die Phasen der Basisbandsignale in allen Kanälen auszurichten und die ausgerichteten Signale werden zum Erzeugen des zweiten Ausgangssignals verwendet.
Verfahren nach Anspruch 56, bei dem die Basisbandsignale in allen Verarbeitungskanälen aufsummiert werden und das zweite Ausgangssignal bilden.
Verfahren nach Anspruch 57, bei dem das Aufsummieren nach dem Phasendrehen erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 56, bei dem das erste Ausgangssignal des Strahlformers ein mehrstrahliges Signal ist und das zweite Ausgangssignal ein einstrahliges Signal.
Verfahren nach Anspruch 56, bei dem beide Strahlformer bestimmte dynamische Bereiche haben und der des zweiten Strahlformers größer ist als der des ersten Strahlformers.
Verfahren nach Anspruch 60, bei dem der dynamische Bereich des zweiten Strahlformers wesentlich größer als der des ersten ist.
Verfahren nach Anspruch 60, bei dem beide Strahlformer Richtungsselektivitäten für die Ultraschallenergie aufweisen und die des ersten Strahlformers feiner als die des zweiten Strahlformers ist.
Verfahren nach Anspruch 62, bei dem die Richtungsselektivität des ersten Strahlformers wesentlich feiner als die des zweiten Strahlformers ist.
Verfahren nach Anspruch 56, bei dem beide Strahlformer jeweilige Richtungsselektivitäten für die einfallende Ultraschallenergie haben und die des ersten Strahlformers feiner als die des zweiten ist.
Verfahren nach Anspruch 60, bei dem der erste Strahlformer digital ist.
Verfahren nach Anspruch 60, bei dem der erste Strahlformer analog ist.
Verfahren nach Anspruch 60, bei dem der erste Strahlformer analog/digital in Hybridschaltung ist.
Verfahren nach Anspruch 56, bei dem zum Erzeugen des ersten Ausgangssignals mehrere Werte für das Signal vorhanden sind, von denen jeder einem Ziel in jeweils einem unterschiedlichen Bereichsintervall auf einem Strahl entspricht und das zweite Ausgangssignal aus mindestens einem Wert besteht, der einem Ziel entspricht, das auf einem Strahl in einem vorbestimmten Bereichsintervall liegt und ein von den Bereichsintervallen definierter Bereich wesentlich größer ist als ein von dem vorbestimmten Bereichsintervall definierter Bereich.
Verfahren nach Anspruch 56, bei dem das erste Ausgangssignal mit einem ersten Empfangsstrahlformer erzeugt wird, um dynamisch einen Bereich von Brennpunkten der Ultraschallenergie zu tasten und bei dem das zweite Ausgangssignal mit einem zweiten Strahlformer erzeugt wird, der einen Bereich von Brennpunkten der Ultraschallenergie nicht dynamisch tastet.
Verfahren nach Anspruch 56, bei dem der erste Strahlformer mehrere erste Verarbeitungskanäle aufweist und die Verarbeitungskanäle im zweiten Strahlformer mehrere zweite Verarbeitungskanäle definieren, mit folgenden Schritten: jeder erste Verarbeitungskanal erhält je ein Analogsignal; jedes Analogsignal wird digital umgesetzt; nach dem Umsetzen erhält jeder erste Verarbeitungskanal eine variable Zeitverzögerung entsprechend einem ersten Fokussier-Zeitverzögerungsprofil; in jedem zweiten Verarbeitungskanal wird ein ausgewähltes Bereichsintervall entsprechend einem zweiten Fokussier-Zeitverzögerungsprofil isoliert und anschließend erfolgt ein Umsetzen des isolierten analogen Signals in ein digitales Signal in mindestens einem der zweiten Verarbeitungskanäle.
Verfahren nach Anspruch 70, bei dem zum Erzeugen des zweiten Strahlformer-Ausgangssignals die Basisbandsignale in mehreren zweiten Verarbeitungskanälen aufsummiert werden und das Aufsummieren nach dem Isolieren und vor dem Umsetzen erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 56, bei dem der erste Strahlformer mehrere erste Verarbeitungskanäle und der zweite Strahlformer mehrere zweite Verarbeitungskanäle aufweist, mit folgenden Schritten: in jedem ersten Verarbeitungskanal wird das Analogsignal in ein digitales Signal umgesetzt und dieses in der Phase variabel gedreht und in jedem zweiten Verarbeitungskanal werden die Phasen der analogen Signale variabel verdreht.
Verfahren nach Anspruch 72, bei dem durch Aufsummieren der Basisbandsignale in mehreren zweiten Verarbeitungskanäle das zweite Ausgangssignal erzeugt wird und das Aufsummieren in allen zweiten Kanälen nach dem variablen Phasendrehen und vor dem Umsetzen erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 57, bei dem jeweils der erste und zweite Strahlformer erste und zweite Verarbeitungskanäle aufweisen, mit folgenden Schritten: in den ersten Verarbeitungskanälen wird jeweils aus analogen Signalen ein digitales Ausgangssignal erzeugt, das digital aufsummiert wird, in den zweiten Verarbeitungskanälen wird aus den analogen Signalen ein analoges Ausgangssignal erzeugt, das anschließend summiert wird.
Verfahren nach Anspruch 74 mit Verwendung einer gemeinsamen Zeitreferenz, bei dem in jedem ersten Verarbeitungskanal das analoge Signal digital umgesetzt wird; dieses digitale Signal um einen Betrag relativ zur gemeinsamen Zeitreferenz digital verzögert wird und das digitale Signal mit denen aller anderen Kanäle zeitverzögert wird; das digitale Signal für den Kanal mit jeweils einer Apodikation digital gewichtet wird und das digitale Signal für den Kanal digital demoduliert wird.
Verfahren nach Anspruch 74, bei dem in jedem zweiten Verarbeitungskanal die analogen Signale gattergesteuert werden.
Verfahren nach Anspruch 56, bei dem die analogen Signale nur zu einem ersten und einem zweiten Strahlformer nach Maßgabe eines Steuersignals geleitet werden.
Verfahren nach Anspruch 56, bei dem jedes Empfangselement mehrere Ultraschallwandler in einer Anordnung aufweist.
Verfahren nach Anspruch 56, bei dem der zweite Strahlformerausgang wie folgt erzeugt wird: das Analogsignal wird gattergesteuert, um ein gattergesteuertes Signal zu erzeugen, das nur zwischen einer Gattersperrzeit und einer Gatterdurchlaßzeit auf das Analogsignal reagiert, und ein auf das gattergesteuerte Signal reagierendes Signal wird über eine Zeitperiode integriert, die nicht später als die Gattersperrzeit beginnt und nicht früher als die Gatterdurchlaßzeit endet.
Verfahren nach Anspruch 79, bei dem zum Demodulieren ein gattergesteuertes Signal demoduliert wird und das integrierte Signal dem gattergesteuerten demodulierten Signal entspricht.
Ultraschall-Empfangseinrichtung zum Verarbeiten analoger Signale mehrerer Ultraschall-Empfangselemente in einer Anordnung mit einem ersten abbildenden Empfangsstrahlformer und einem zweiten nicht abbildenden Empfangsstrahlformer, der mindestens einen Demodulator und mehrere Verarbeitungskanäle aufweist, jeder mit einem Phasendreher, wobei der zweite Strahlformer die analogen Signale in einer bestimmten Reihenfolge den Phasendrehern und dem Demodulator zuführt.
Einrichtung nach Anspruch 81, bei der jeder Verarbeitungskanal je einen Demodulator aufweist.
Einrichtung nach Anspruch 82, bei der jeder Demodulator einen Mischer aufweist.
Einrichtung nach Anspruch 82, bei der jeder Demodulator ein erstes demoduliertes analoges Signal erzeugt und auf ein erstes Demodulationssignal anspricht und getrennt vom Phasendreher ein zweiter Demodulator vorgesehen ist und beide Demodulationssignale gleich sind.
Einrichtung nach Anspruch 82, bei der die Phasendreher hinter den Demodulatoren angeordnet sind.
Einrichtung nach Anspruch 81, bei der jeder Phasendreher aus zwei Filtern besteht.
Einrichtung nach Anspruch 86, bei der mindestens ein Demodulator hinter dem jeweiligen Phasendreher liegt.
Einrichtung nach Anspruch 87, bei der mindestens ein Demodulator ein analoges Signal bestehend aus einer Summe mehrerer Kanäle verarbeitet.
Verfahren zum Verarbeiten analoger Signale von mehreren Ultraschall-Empfangselementen in einer Anordnung, wobei die von den Wandlerelementen aufgefangene Ultraschallenergie in analoge Signale umgesetzt wird, die einem ersten und einem zweiten Strahlformer zugeführt werden, wobei das Ausgangssignal des zweiten Strahlformers ein phasengedrehtes analoges Signal ist.
Verfahren nach Anspruch 89, bei dem der zweite Strahlformer mehrere Kanäle aufweist und in jedem Kanal die Analogsignale phasengedreht werden.
Verfahren nach Anspruch 90, bei dem die analogen Signale in jedem Verarbeitungskanal demoduliert werden.
Verfahren nach Anspruch 91, bei dem das Demodulieren durch Mischen mindestens eines ersten analogen Signals mit einem ersten Demodulationssignal erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 92, bei dem das Demodulieren aus dem Mischen eines zweiten Demodulationssignals mit mindestens einem zweiten Analogsignal erfolgt, um ein zweites demoduliertes analoges Signal zu erzeugen, wobei beide Demodulationssignale gleich sind.
Verfahren nach Anspruch 91, bei dem das Phasendrehen nach dem Demodulieren erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 90, bei dem das Phasendrehen aus dem Filtern der Analogsignale in jedem Kanal erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 95, bei dem das Phasendrehen vor dem Demodulieren erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 96, bei dem die Signale mindestens zweier Kanäle aufsummiert werden und die Demodulation nach dem Summieren erfolgt.
Ultraschall-Abbildungseinrichtung zum Verarbeiten analoger Signale aus mehreren Ultraschall-Empfangselementen in einer Anordnung mit folgenden Komponenten: einem Senderstrahlformer zum Abstrahlen von Sendestrahlen von den Wandlerelementen; einem ersten abbildenden Empfangsstrahlformer; einem zweiten nicht abbildenden Empfangsstrahlformer; einer zentralen Steuerung zum Übertragen von Senderdaten zum Senderstrahlformer entsprechend einem Senderverzögerungsprofil längs der Anordnung zum Fokussieren der Sendestrahlen; während mit der dezentralen Steuerung ein nicht abbildender Empfangsdatensatz zu einer getrennten lokalen Steuerung des nicht abbildenden Empfangsstrahlformers übertragbar ist, wobei der nicht abbildende Empfangsdatensatz ein nicht abbildendes Empfangsverzögerungsprofil längs der Reihe bildet, die einen nicht abbildenden Empfangsstrahl fokussiert; mit der zentralen Steuerung ein abbildender Empfangsdatensatz zum abbildenden Empfangsstrahlformer übertragbar ist, wobei der abbildende Empfangsdatensatz ein abbildendes Empfangsverzögerungsprofil längs der Anordnung bildet, die einen abbildenden Empfangsstrahl fokussiert, und mit der zentralen Steuerung das Senderverzögerungsprofil und das nicht abbildende Empfangsverzögerungsprofil aus einem gemeinsamen Quellenverzögerungsprofil berechenbar ist.
Einrichtung nach Anspruch 98, mit der über den nicht abbildenden Empfangsdatensatz ferner ein Profil aktiver Anordnungselemente anzeigbar ist.
Einrichtung nach Anspruch 98, mit der über den nicht abbildenden Empfangsdatensatz ferner ein fokussierendes Zeitverzögerungsprofil auf einer Anordnung aktiver Bereichsintervalle anzeigbar ist.
Einrichtung nach Anspruch 98, mit deren Senderverzögerungsprofil einen Leitwinkel für den Übertragungsstrahl definierbar ist und mit deren nicht abbildendem Empfangsverzögerungsprofil der gleiche Leitwinkel für den nicht abbildenden Empfangsstrahl definierbar ist.
Einrichtung nach Anspruch 101, bei der der nicht abbildende Strahlformer einen Doppler-Strahlformer besitzt und das nicht abbildende Empfangsverzögerungsprofil ein Doppler-Empfangszeit-Verzögerungsprofil aufweist, wobei mit der zentralen Steuerung beide Profile aus dem gemeinsamen Quellenverzögerungsprofil berechenbar sind.
Einrichtung nach Anspruch 101, mit deren Senderverzögerungsprofil ein Leitwinkel für den Senderstrahl definierbar ist, mit deren nicht abbildendem Empfangsverzögerungsprofil der gleiche Leitwinkel für den nicht abbildenden Empfangsstrahl definierbar und mit deren abbildendem Empfangsverzögerungsprofil auch der gleiche Leitwinkel für den abbildenden Empfangsstrahl definierbar ist.
Einrichtung nach Anspruch 101, bei dem der nicht abbildende Empfangsstrahlformer ein Bereichsgatter für jedes analoge Signal der Anordnung aufweist und mit dem nicht abbildenden Empfangsdatensatz anzeigbar ist, wann und wie lange jedes Bereichsgatter aktiviert werden soll.
Einrichtung nach Anspruch 104, bei der der nicht abbildende Empfangsdatensatz aus einem Vektor mit Bits für jedes Bereichsgatter besteht, mit jedem i'ten Bit jedes gegebenen Vektors anzeigbar ist, ob das Bereichsgatter des gegebenen Vektors während der i'ten Zeitperioden aktiviert werden soll, wobei alle Zeitperioden die gleiche Dauer haben.
Einrichtung nach Anspruch 98, bei der der nicht abbildende Empfangsstrahlformer einen Phasendreher für jedes Analogsignal aufweist und ein Teil des nicht abbildenden Empfangsdatensatzes eine Drehung für jeden Phasendreher angibt.
Einrichtung zum Verarbeiten von analogen Signalen entsprechend auf Wandlerelementen einfallender Ultraschallenergie mit einem nicht abbildenden Strahlformer, der aufweist: mehrere Bereichsgatter für jeweils ein Eingangssignal; mehrere fokussierende Phasendreher für jedes Eingangssignal und einen Addierer zum Aufsummieren von gattergesteuerten, phasengedrehten Signalen; einem Demodulator zum Demodulieren eines mindestens einem Eingangssignal entsprechenden Signals und einem Integrator hinter dem Demodulator zum Integrieren eines dem Summensignal entsprechenden Signals und zum Erzeugen eines Ausgangswertes.