DE19581713B4

DE19581713B4 - Basisbandprozessor eines Empfangsstrahlformersystems

Info

Publication number: DE19581713B4
Application number: DE19581713T
Authority: DE
Inventors: J. Nelson Menlo Park Wright; Christopher R. Cupertino Cole; Albert Los Altos Gee
Original assignee: Acuson Corp
Current assignee: Siemens Medical Solutions USA Inc
Priority date: 1994-08-05
Filing date: 1995-08-04
Publication date: 2006-08-24
Anticipated expiration: 2015-08-05
Also published as: US5921932A; WO1996003919A1; US5928152A; JPH10507099A; AU3360795A; DE19581713T1; JP4203834B2

Abstract

Basisbandprozessor zum Verarbeiten von Signalen von einem Ultraschallempfangsstrahlformer, der Abtastwerte erzeugt, die ein Ultraschallsignal repräsentieren, dadurch gekennzeichnet, daß er eine komplex ansprechende Einstellvorrichtung aufweist, die auf die Abtastwerte einwirkt, um Kohärenz zwischen den Abtastwerten zu erreichen.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft kohärente Abbildungssysteme, die beispielsweise Radar-, Sonar-, seismische und Ultraschallsysteme umfassen, unter Einsatz von Vibrationsenergie. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf Ultraschallabbildungssysteme mit in Phase angeordneten Anordnungen für Abtastformate, wie beispielsweise lineare, gelenkt lineare, sektorielle, kreisförmige, Vector-, gelenkte Vector-Formate, in Abbildungsmodi, wie beispielsweise B- (Grauskalen) Abbildungsmodus und Farb-Doppler-Abbildungsmodus. Insbesondere beschreibt die Erfindung Nachstrahlformungssignalverarbeitungseinstellungen. Obwohl die Erfindung in Verbindung mit einem Ultraschallsystem erläutert wird, kann sie auch mit anderen Arten von kohärenten Abbildungssystemen verwirklicht werden.

Kohärenz von Strahl zu Strahl ist bei den meisten Ultraschallabbildungssystemen des Standes der Technik nicht erforderlich, obwohl die Notwendigkeit einer Kohärenz von Kanal zu Kanal in Abbildungssystemen mit in Phase angeordneten Anordnungen bekannt ist. Bei den Systemen des Stan des der Technik besteht eine Anforderung in bezug auf die Bildgleichmäßigkeit darin, daß das Amplitudenansprechverhalten des Systems in bezug auf ein Punktziel in jedem beliebigen Bereich auf jedem beliebigen Abtaststrahl im wesentlichen mit dem Amplitudenansprechverhalten des gleichen Zieles im gleichen Bereich auf einem benachbarten Abtaststrahl identisch ist. Die zusätzliche Anforderung nach einer Kohärenz von Strahl zu Strahl bedingt ferner, daß das Phasenansprechverhalten (zusammen mit dem Amplitudenansprechverhalten beispielsweise durch ein In-Phasen- und Quadratur (I/Q)-Ansprechverhalten repräsentiert) des Systems in bezug auf ein Punktziel in irgendeinem Bereich auf irgendeinem Abtaststrahl ebenfalls im wesentlichen identisch ist mit dem Phasenansprechverhalten in bezug auf das gleiche Ziel im gleichen Bereich auf einem benachbarten Abtaststrahl. In einigen Abtastformaten können systematische Phasenänderungen auftreten. Weil sich beispielsweise die aufeinanderfolgenden Sende- und Empfangsstrahlen zugeordneten Öffnungen relativ zueinander ändern, können systematische Phasenänderungen von Abtaststrahl zu Abtaststrahl eingeführt werden. In entsprechender Weise können systematische Phasenänderungen von Abtaststrahl zu Abtaststrahl auftreten, wenn sich die Mittelfrequenzen von aufeinanderfolgenden Sende- und Empfangsstrahlen relativ zueinander verändern. Dieses Verfahren erfordert bereichsabhängige und abtaststrahlabhängige Phasenkorrekturen oder Einstellungen von derartigen systematischen Änderungen. Solche Phasenkorrekturen oder Einstellungen können vorgegeben und in einem Speicher gespeichert sein, um über ein komplexes Multiplizierglied den akquirierten kohärenten Abtastwerten zugeführt zu werden, bevor weitere kohärente Operationen, beispielsweise die Synthetisierung von neuen kohärenten Abtastwerten, durchgeführt werden.

Es ist ebenfalls wünschenswert, systematische Phasenvariationen einzustellen, um eine kohärente Phasenausrichtung unter vordetektierten Strahlen in einer durch Unterschiede in den Sende/Empfangsfrequenzen von Strahl zu Strahl verursachten Abtastung durch Remodulation vor der Detektion aufzubauen. Dies wird besonders wirksam auf den strahlgeformten Basisband-I/Q-Signalen durchgeführt.

Eine Ultraschallabbildung wird durchgeführt, indem eine Abtastsequenz von fokussierten Ultraschallstrahlen, die entlang geraden Linien im Raum, welche als Sendeabtaststrahlen bezeichnet werden, zentriert sind, in Körpergewebe oder andere auszubildende Objekte abgestrahlt (gesendet) wird. Die Sendeabtaststrahlen werden von einem Sendestrahlformer und einer Ultraschallwandleranordnung erzeugt. Die Sendeabtaststrahlen sind beabstandet, um eine planar lineare, planar sektorielle oder andere Anzeige des Gewebes über ein vordefiniertes Sende- oder Abtastmuster zu erzeugen. Das auf eine definierte Tiefe im Gewebe fokussierte Ultraschallsendesignal in Form einer kontinuierlichen Welle (CW) oder einer Impulswelle (PW), das sich mit einer angenommenen konstanten Fortpflanzungsgeschwindigkeit von nominell c = 1540 m/sec durch das Gewebe fortpflanzt, interagiert mit dem Gewebe und reflektiert einen geringen Anteil des Signales zurück zur Ultraschallwandleranordnung, die das Ultraschallsignal abgegeben hat. Die Verzögerungszeit für den Gesamtweg ist am kürzesten für diejenigen Ziele, die zur Ultraschallwandleranordnung am nächsten liegen, und am längsten für die Ziele, die von der Wandleranordnung am weitesten weg liegen. Durch Aufbringung von geeigneten Zeitverzögerungen kann der Empfangsstrahlformer Empfangsstrahlen entlang geraden Linien im Raum, die als Empfangsabtaststrahlen bezeichnet werden, dynamisch fokussieren, wobei beispielsweise mit dem flachsten Bereich (Tiefe) begonnen und in Richtung auf den tiefsten Bereich, der von Interesse ist, fortgeschritten wird.

Analog- und Hybrid (analog-digital)-Phasenanordnungsstrahlformersysteme sind bekannt. Beispielsweise können Phasenanordnungsstrahlformersysteme in den nachfolgenden Veröffentlichungen gefunden werden: US-PS'en 4 140 022, 4 550 607, 4 699 009, 5 014 710 und 5 165 413.

Digitale Empfangsstrahlformersysteme sind ebenfalls vorgeschlagen worden. Das Hauptmerkmal eines digitalen Empfangsstrahlformersystemes kann umfassen: (1) Verstärkung des Ultraschallsignales, das von jedem Element einer Anordnung, beispielsweise einer linearen Anordnung, empfangen wird; (2) die direkte Analog-Digital-Umwandlung des Ultraschallsignales pro Kanal mit einer Analog-Digital-Samplingrate, die mindestens doppelt so hoch ist wie die höchste Frequenz im Signal; (3) einen digitalen Speicher, um Verzögerungen zum Fokussieren vorzusehen; und (4) eine digitale Summation der fokussierten Signale von allen Kanälen. Andere Verarbeitungsmerkmale eines Empfangsstrahlformersystems können die Phasendrehung eines Empfangssignales auf einer Kanal-Kanal-Basis umfassen, um eine Feinfokussierung, Amplitudenskalierung (Apodisation) zur Steuerung der seitlichen Ausbauchungen des Strahles und eine digitale Filterung zur Steuerung der Handbreite des Signales vorzusehen. Dieser Stand der Technik drückt den immer vorhandenen Wunsch aus, auf wirksame Weise ein rekonstruiertes Bild hoher Qualität zu erhalten.

Weitere Ultraschallabbildungssysteme sind ebenfalls aus der US-A-S 016 641 und der US-A-5 170 792 bekannt.

Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Basisbandprozessor bereitzustellen, mit dem im Vergleich zum Stand der Technik ein rekonstruiertes Bild hoher Qualität generierbar ist.

Die obige Aufgabe wird durch den Gegenstand von Anspruch 1 gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen, Weiterentwicklungen und Modifikationen der Erfindung gehen aus der Beschreibung, den Zeichnungen und den anhängenden Ansprüchen hervor.

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Basisbandprozessor, der Nach-Strahlformungseinstellungen in bezug auf die komplexen (IN-Phase/Quadratur) Vordetektionsabtaststrahlabtastwerte durchführen kann, die von einem Empfangsstrahlformer eines Ultraschallabbildungssystems akquiriert wurden.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform umfaßt die Erfindung ein auf finite Impulse ansprechendes Filter (FIR) und eine programmierbare komplexe Multipliziereinheit. Gemäß einem Aspekt der Erfindung führt das programmierbare Filter eine Signalformung durch. Das Signalformungsvermögen kann dazu verwendet werden, um das Wandler- und Analogsignalwegansprechen zu kompensieren, das die gesendeten und empfangenen Ultraschallwellen verzerrt. Das Filter kann auch so programmiert werden, daß es das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) erhöht, indem außerhalb des Bandes liegende Rauschfrequenzen zurückgewiesen werden. Es kann auch so programmiert werden, daß es als angepaßtes Filter zur Maximierung des Ausgangs-SNR relativ zu einer ausgewählten Sendewellenform wirkt. Die Erfindung ist in der Lage, mit zeitlich verschachtelten Datenabtastwerten, die Mehrfachstrahlen zugeordnet sind, zu arbeiten.

Gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung wirkt der Basisbandprozessor als Sampelratenumformer, der die Sampelrate des Empfangsstrahlformersignales in eine Rate umformt, die für einen Bildanzeigeprozessor vorteilhaft ist.

Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung umfaßt der Basisbandprozessor eine programmierbare komplexe Multipliziereinheit, die dem programmierbaren Filter folgt. Die komplexe Multipliziereinheit korrigiert systematische Verarbeitungsamplituden- und Phasendifferenzen zwischen Abtaststrahlen, so daß eine Amplitudenkohärenz von Abtaststrahl zu Abtaststrahl (Strahl zu Strahl) (auch als Amplitudenanpassung bezeichnet) und eine Phasenkohärenz (auch als Phasenausrichtung bezeichnet) vorhanden ist. Ein derartiger Aspekt stützt das neuartige Merkmal der Synthetisierung von Abtastwerten und synthetischen Abtaststrahlen.

Der Basisbandprozessor ermöglicht des weiteren eine einstellbare Frequenzabtastung, um Gitterausbauchungen zu mildern. Die komplexe Multipliziereinheit kann gemäß einem anderen Aspekt eine Frequenzremodulation von Abtaststrahldaten bewirken, um die Phasenkohärenz von Abtaststrahl zu Abtaststrahl aufrechtzuerhalten, wenn sich die Frequenz während der Abtastung ändert.

Gemäß noch einem weiteren Aspekt der Erfindung kann der Basisbandprozessor eine Empfangssignalfrequenzerniedrigung mit der Gewebetiefe aufgrund von Dämpfung aufspüren.

Weitere Vorteile, Ziele und neuartige Merkmale können der nachfolgenden Beschreibung in Verbindung mit den Figuren entnommen werden. Es zeigen:
die 1a und 1b die Abstrahlung und den Empfang von Ultraschallstrahlen in ein Körpergewebe und aus diesem;
2a ein schematisches Blockdiagramm eines neuartigen Ultraschallstrahlformersystems eines medizinischen Ultraschallabbildungssystems, das eine Aus führungsform eines Basisbandprozessorsystems der vorliegenden Erfindung enthält;
die 2b und 2c zusammen ein Blockdiagramm des Ultraschallstrahlformersystems der 2a;
3 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines digitalen Basisband-Mehrfachstrahlprozessors für den Empfangsstrahlformer der 2;
die 4a und 4b weitere Ausführungsformen eines Basisbandprozessorsystems, wobei die in 4a gezeigte erste Alternative die Reihenfolge des Basisbandfilters und der komplexen Multipliziereinheit umschaltet und die zweite Alternative gemäß 4b die Amplituden- und Phaseneinstellung in den Empfangsstrahlformer bewegt;
5 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Basisbandprozessorsteuerung die für die Filterung und Amplituden/Phaseneinstellung unter den Empfangsabtaststrahlen sorgt;
die 6a, 6b und 6c Diagramme von typischen Signalfrequenzabnahmeprofilen, die für die Signalre modulation im Basisbandprozessor Anwendung finden können,
7 das Wellenansprechverhalten für drei Ultraschallabtaststrahlen am gleichen Bereichspunkt;
8 das Verfahren der Phasenakkumulation am Bereich r_t für eine Vector-Abtastgeometrie, bei der die Phasendifferenzen für tatsächlich aquirierte Abtaststrahlen (durchgezogen) mit nominalem Strahlabstand angedeutet sind, während die gestrichelten Linien die Abtaststrahlen andeuten, die nicht aquiriert wurden; und
9 eine Darstellung (linke Seite) der Differentialphase für eine Sequenz von aquirierten Ultraschallabtaststrahlen (usl) und eine Darstellung (rechte Seite) der akkumulierten (integrierten) Phase.
Die vorliegende Erfindung umfaßt eine Komponente eines medizinischen Ultraschallabbildungssystems, für die die vorstehend aufgeführten weiteren amerikanischen Patentanmeldungen gleichzeitig eingereicht wurden.
A. Übersicht über die bevorzugte Strahlformersystemarchitektur
1. Ultraschallsignalbeschreibung
Die 1a und 1b zeigen Darstellungen von Sende- und Empfangsabtaststrahlen (durchgezogen) und geradlinigen Signalfortpflanzungswegen von einzelnen Elementen (gestrichelt). In 1a ist der Sendestrahlformer allgemein mit T-50 identifiziert, und die Wandleranordnung T-52 enthält eine Vielzahl von einzelnen Wandlerelementen T-54, die bei dieser speziellen Ausführungsform als lineare phasierte Anordnung organisiert sind. Wie bekannt ist, gibt es eine große Vielzahl von Wandleranordnungskonfigurationen, die für Ultraschallsende- und Empfangsstrahlformersysteme geeignet sind. Wie in 1a gezeigt, sendet der Sendestrahlformer T-50 in geeigneter. Weise zeitverzögerte elektrische Signale an die einzelnen Wandlerelemente T-54. Diese Wandlerelemente T-54 wandeln dann die elektrischen Signale in akustische Wellen um, die sich in das Körpergewebe T-56 fortpflanzen. Indem die den einzelnen Wandlerelementen T-54 zugeführten Erregersignale mit unterschiedlichen zeitlichen Verzögerungen beaufschlagt werden, können die Abtaststrahlen T-60 und T-62 erzeugt werden, die entsprechende Brennpunkte r₁ und r₂ aufweisen. Es versteht sich, daß jeder dieser Sendeabtaststrahlen eine Mittellinie eines unterschiedlichen Sendestrahles repräsentiert, der in den abzubildenden Körper geleitet und fokussiert wird.
Der Sendestrahlformer T-50 kann gleichzeitig mehrere Strahlen entlang unterschiedlichen Abtaststrahlen oder unterschiedliche fokale Tiefen entlang dem gleichen Abtaststrahl (Verbundfokus) erzeugen. Des weiteren können die Mehrfachsendestrahlen jeweils das gesamte Bildformat abtasten oder so gesendet werden, daß jeder der Mehrfach strahlen nur einen speziellen Abschnitt des Bildformates abtastet.
1b zeigt einen digitalen Empfangsstrahlformer R-58, der auch an die Wandleranordnung T-52 angeschlossen ist. Ferner sind in 1b Empfangsabtaststrahlen R-64, R-66 gezeigt, die einem dynamisch fokussierten ersten Empfangsstrahl und einem dynamisch fokussierten zweiten Empfangsstrahl entsprechen. Die Strahlen werden in einem Bereich bei einer Vielzahl von fokalen Tiefen (r₁, r₂, r₃) entlang jedem Abtaststrahl abgetastet. Im digitalen Empfangssignalweg der vorliegenden Erfindung können Wandleranordnungssignale selektiv in Daten getrennt werden, die mehrere einzelne Strahlen repräsentieren.
Jeder Abtaststrahl eines Sende- oder Empfangsabtastmusters kann mit dem Ursprung auf der Wandleranordnung, der Abtaststrahlorientierung (Winkel θ) und der Fokustiefe oder dem Bereich (r) parameterisiert werden. Das Ultraschallabbildungssystem der vorliegenden Erfindung speichert einen vorberechneten Spardatensatz von Fokussierzeitverzögerungs- und Öffnungsapodisationswerten, die mit diesen Parametern indexiert sind (auf der Basis von geometrischen Betrachtungen, wie dies bekannt ist), und expandiert die Werte über Realzeitrechenmittel zur Steuerung der Sende- und Empfangsstrahlformungssysteme, die die gewünschten Abtaststrahlen erzeugen.
2. Strahlformersystem
Die 2a, 2b, 2c zeigen ein Gesamtblockdiagramm eines medizinischen Ultraschallabbildungssystems R-20. Das Ultraschallsystem R-20 umfaßt ein Strahlformersystem R-22, einen oder mehrere Wandler T-112, ein Anzeigeverarbei tungssystem R-26 mit einer Anzeige R-28 und eine Ultraschallabbildungssystemsteuerung R-40. Der hier verwendete Begriff Ultraschall bezieht sich auf Frequenzen über dem Bereich des menschlichen Hörens. Die Wandleranordnungen T-112 sind für Frequenzen optimiert, die typischerweise innerhalb eines Bereiches von 2-10 MHz liegen.
Gemäß den 2a, 2b oder 2c umfaßt das Strahlformersystem R-22 (1) ein digitales Sendestrahlformersystem T-102, (2) ein digitales Empfangsstrahlformersystem R-100, (3) ein zentrales Strahlformersteuersystem C-104, (4) ein adaptives Fokussiersteuersystem G-100, (5) ein Doppler-Empfangsstrahlformersystem A-400, (6) einen Basisbandmehrstrahlprozessor R-125 und (7) einen kohärenten Sampel-Synthesizer 5-100. Diese Systeme sind als funktionale Blockdiagramme dargestellt. Die Blöcke sind gegenüber der tatsächlichen Realisation einer bevorzugten Ausführungsform abstrahiert, um die durchgeführten Signalverarbeitungsfunktionen besser darzustellen.
Gemäß den 2a, 2b, 2c werden die Steuersignale über die dünnen Leitungen gesendet, während die Signalwege mitgestrichelten Linien dargestellt sind.
Wie in 2a gezeigt, sorgt das Strahlformersystem R-22 für zwei Quellen von digitalen Strahldaten für das Anzeigeverarbeitungssystem R-26: (1) Doppler-Empfangsstrahlformer-Einstrahlkomplex-In-Phasen/Quadraturdaten, die das kohärente temporale Sampling des Strahles (CW-Fall) oder das kohärente temporale Sampling an einer Bereichsstelle entlang dem Strahl (PW-Fall) verdeutlichen, und (2) digitale Empfangsstrahlformer-Mehrstrahlkomplex-In-Phasen/Quadraturdaten, die das kohärente Sampling in einem Bereich entlang jedem Empfangsabtaststrahl repräsentieren. Das Strahlformersystem R-22 kann so operieren, daß es eine Sequenz von Abtaststrahlen und zugehörigen Abtastwerten, wie vorstehend beschrieben, vorsieht, um Daten für eine Vielzahl von Anzeigemodi zur Verfügung zu stellen. Beispielsweise können mögliche Anzeigemodi und ihre zugehörigen Prozessoren umfassen: (1) einen Helligkeitsbild- und Bewegungsprozessor R-30 für B-Modus (Grauskalenabbildung) und M-Modus (Bewegungsabbildung), (2) einen Farb-Doppler-Bildprozessor R-32 für eine Flow-Abbildung und (3) einen Spektral-Doppler-Prozessor R-34 für breite dynamische nicht abbildende Doppler-Geschwindigkeit-Zeit-Anzeigen. Weitere Anzeigemodi können aus den beiden komplexen Datenquellen von R-22 erzeugt werden, wie dem Fachmann bekannt ist.
Das Ultraschallsystem R-20 umfaßt ferner einen Sendedemultiplexer T-106 zum Leiten der Ausgangswellen von den Sendern T-103 zu den Wandlerelementen T-114, einen Empfangsmultiplexer R-108 zum Leiten der Eingangswellen von den Wandlerelementen T-114 zu den Empfängern R-101, einen oder mehrere Wandleranschlüsse T-110 und Wandleranordnungen T-112. Viele Arten von Wandleranordnungen können bei dem vorliegenden System Verwendung finden.
Das Ultraschallsystem R-20 umfaßt ferner eine Ultraschallabbildungssystemsteuerung R-40, einen Archivspeicher R-38 zum Speichern von Abtastparametern und Abtastdaten und eine Operatorschnittstelle R-36.
Die Wandleranordnung T-112 ist austauschbar mit einer Vielzahl von anderen Arten von Wandleranordnungen, die lineare, gekrümmte, gekrümmt lineare und ringförmige Wandleranordnungen umfassen, jedoch hierauf nicht beschränkt sind. Es ist eine Vielzahl von Wandleranordnungsformen und Frequenzen wünschenswert, um den Anforderungen einer Vielzahl von unterschiedlichen klinischen Gegebenheiten gerecht zu werden. Die Wandleranordnungen T-112 sind jedoch in typischer Weise für Frequenzen innerhalb des Bereiches von 2-10 MHz optimiert. Das medizinische Ultraschallsystem R-20 führt die drei Hauptfunktionen des Antreibens der U1-traschallwandleranordnung von Elementen T-114, damit diese fokussierte Ultraschallenergie abstrahlt, des Empfangens und Fokussierens von zurückgestreuter Ultraschallenergie, die auf die Wandleranordnung T-114 trifft, und des Steuerns der Sende- und Empfangsfunktionen zur Abtastung eines Gesichtsfeldes in Abtastformaten einschließlich (jedoch hierauf nicht begrenzt) dem linearen, Sektor- oder Vector-Format durch.
3. Digitales Sendestrahlformersystem
Der digitale Sendestrahlformer T-102 (2c) umfaßt eine Vielzahl von digitalen Mehrkanalsendern T-103, wobei ein digitaler Mehrkanalsender einem oder mehreren einzelnen Wandlerelementen T-114 zugeordnet ist. Die Sender sind insofern mehrkanalig, als daß jeder Sender bei einer bevorzugten Ausführungsform bis zu vier unabhängige Strahlen bearbeiten kann. Somit besitzen beispielsweise 128 Mehrkanalsender 512 Kanäle. Hei anderen bevorzugten Ausführungsformen können mehr als vier unabhängige Strahlen erhalten werden. Die Verarbeitung von mehr als vier Strahlen pro Prozessor liegt innerhalb des Bereiches der vorliegenden Erfindung.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform erzeugt jeder der digitalen Mehrkanalsender T-103 als ein Ausgangssignal in Abhängigkeit von einem Erregungsereignis die Überlagerung von bis zu vier Impulsen, wobei jeder Impuls einem Strahl entspricht. Jeder Impuls besitzt eine genau programmierte Wellenform, deren Amplitude in geeigneter Weise relativ zu den anderen Sendern und/oder Kanälen apodisiert und über eine genau definierte Zeitverzögerung relativ zu einem gemeinsamen Sendestartsignal (SOT) verzögert wird. Die Sender T-103 sind ebenfalls in der Lage, CW zu erzeugen.
Jeder digitale Mehrkanalsender T-103 umfaßt ein Mehrfachstrahlsendefilter T-115, das ein Ausgangssignal an einen komplexen Modulator T-117 legt. Der Ausgang des komplexen Modulators T-117 steht mit einem Verzögerungs/Filterblock T-119 in Verbindung, wobei dessen Ausgangssignal einem Digital-Analog-Wandler (DAC) T-121 zugeführt wird. Der Ausgang des DAC T-121 wird von einem Verstärker T-123 verstärkt. Das Mehrfachstrahlsendefilter T-115, der komplexe Modulator T-117 und der Verzögerungs/Filterblock T-119 bilden einen digitalen Mehrkanalsendeprozessor T-104.
Das Sendefilter T-115 kann so programmiert werden, daß es eine willkürliche reale oder komplexe Wellenform in Abhängigkeit von einem Sendestartsignal (SOT) zur Verfügung stellt. Das Sendefilter T-115 ist mit einem Speicher versehen, der reale oder komplexe Abtastwerte jeder gewünschten und willkürlichen Impulswellenform speichert, und weist Einrichtungen zum sequentiellen Auslesen der Abtastwerte in Abhängigkeit vom Sendestartsignal (SOT), das um eine Komponente der Fokussierverzögerung verzögert ist, auf. Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist der Speicher von T-115 so programmiert, daß er Basisbanddarstellungen von realen oder komplexen Impulshüllen speichert.
Der Block T-115, obwohl in erster Linie ein Speicher, wird hier als Sendefilter bezeichnet, da der Ausgang des Blocks T-115 als zeitliches Ansprechen eines Filters auf einen Impuls angesehen werden kann. Der komplexe Modulator T-117 wandelt die Hülle nach oben auf die Sendefrequenz um und sorgt für eine geeignete Fokussierphase und Öffnungsapodisation.
Der Verzögerungs/Filterblock T-119 bildet eine verbleibende Fokussierverzögerungskomponente und ein Endformfilter. Der Digital-Analog-Wandler (DAC) T-121 wandelt die Sendewellenabtastwerte in ein Analogsignal um. Der Sendeverstärker T-123 stellt den Sendeleistungspegel ein und erzeugt das Hochspannungssignal, das vom Sendedemultiplexer T-106 zu einem ausgewählten Wandlerelement T-114 geführt wird.
Jedem Mehrkanalsendeprozessor T-104 ist eine lokale oder sekundäre Prozessorsteuerung C-125 zugeordnet, die Steuerwerte und Parameter, wie beispielsweise Apodisations- und Verzögerungswerte, in funktionalen Blöcken des Mehrkanalsendeprozessors T-104 zur Verfügung stellt. Jede lokale oder sekundäre Kanalsteuerung C-125 wird wiederum vom zentralen oder primären Steuersystem C-104 gesteuert.
4. Digitales Empfangsstrahlformersystem
Der digitale Empfangsstrahlformer R-100 ist in 2b gezeigt. Die Signale von den einzelnen Wandlerelementen T-114 stellen zurückkehrende Echos oder zurückkehrende Signale dar, die von dem abgebildeten Objekt reflektiert werden. Diese Signale werden über die Wandleranschlüsse T-110 dem Empfangsmultiplexer R-108 zugeführt. Über den Multiplexer R-108 ist jedes Wandlerelement T-114 separat an einen der Vielzahl von digitalen Mehrkanalempfängern R-101 angeschlossen, die zusammen mit dem Addierglied R-126 den digitalen Empfangsstrahlformer R-100 der Erfindung bilden. Die Empfänger sind mehrkanalig, da jeder Empfänger bei einer bevorzugten Ausführungsform bis zu vier unabhängige Strahlen verarbeiten kann. Die Verarbeitung von mehr als vier Strahlen pro Prozessor liegt innerhalb des Bereiches der vorliegenden Erfindung.
Jeder digitale Mehrkanalempfänger R-101 kann bei einer bevorzugten Ausführungsform die folgenden Elemente umfassen, die durch das Funktionsblockdiagramm in 2b dargestellt sind. Diese Elemente umfassen einen dynamischen, rauscharmen und mit zeitvariabler Verstärkung versehenen Verstärker R-116, einen Analog-Digital-Wandler (ADC) R-118 und einen digitalen Mehrkanalempfangsprozessor R-120. Der digitale Mehrkanalempfangsprozessor R-120 besitzt eine Filter/Verzögerungseinheit R-122 und einen komplexen Demodulator R-124. Die Filter/Verzögerungseinheit R-122 sorgt für eine Filterung und eine Grobfokussierzeitverzögerung. Der komplexe Demodulator R-124 sorgt für eine Feinfokussierverzögerung in der Form einer Phasendrehung und Apodisation (Skalierung oder Gewichtung) sowie für eine Signaldemodulation auf das oder nahe dem Basisband. Die digitalen Mehrkanalempfänger R-101 stehen mit dem Addierglied R-126 in Verbindung. Hier werden die jedem Strahl zugeordneten Signalabtastwerte von jedem Empfangsprozessor summiert, um endgültige Empfangsabtaststrahlabtastwerte zu bilden, und die entstehenden komplexen Abtastwerte werden dem Basisbandprozessor R-125 zur Verfügung gestellt. Die exakte Funktionsweise und Zusammensetzung eines jeden dieser Blöcke wird nachfolgend im einzelnen beschrieben.
Eine lokale oder sekundäre Steuerung C-210 ist jedem digitalen Mehrkanalempfänger R-101 zugeordnet. Die lokale Prozessorsteuerung C-210 wird von der zentralen oder primären Steuerung C-104 gesteuert und versorgt jeden Empfänger R-101 mit Timing-, Steuer- und Parameterwerten. Die Parameterwerte umfassen Fokussierzeitverzögerungsprofile und Apodisationsprofile.
5. Dopplerempfangsstrahlformersystem
Das Dopplerempfangsstrahlformersystem A-400 zur nicht abbildenden Dopplerakquisition in einem großen dynamischen Bereich enthält Analogempfänger A-402, von denen jeder Echosignale von einem oder mehreren Wandlern T-114 empfängt. Jeder der Doppler-Empfänger A-402 enthält ein Demodulator/Bereichsgatter A-404, das das empfangene Signal demoduliert und auftastet (nur PW-Modus), um das Echo aus einem engen Bereich auszuwählen. Die Analogausgänge der Doppler-Empfänger A-402 stehen mit einem Doppler-Präprozessor A-406 in Verbindung. Im Präprozessor A-406 werden die Analogsignale vom Addierglied A-408 aufaddiert und dann integriert, gefiltert und vom Analogprozessor A-410 getastet. Der Präprozessor A-406 digitalisiert dann das getastete Analogsignal im Analog-Digital-Wandler (ADC) A-412. Das digitalisierte Signal wird dem Anzeigeverarbeitungssystem R-26 zugeführt.
Sämtlichen Doppler-Empfängern A-402 ist eine einzige lokale oder sekundäre Doppler-Strahlformersteuerung C-127 zugeordnet. Die Doppler-Strahlformersteuerung C-127 wird vom zentralen oder primären Steuersystem C-104 gesteuert und liefert an das Doppler-Empfangsstrahlformersystem A-400 Steuer- und Fokussierparameterwerte.
Das vorliegende Strahlformersystem R-22 kombiniert in vorteilhafter Weise ein abbildendes digitales Empfangsstrahlformungssystem R-100 und das nicht abbildende Doppler-Empfangsstrahlformungssystem A-400 in einer Weise, gemäß der das gleiche digitale Sendestrahlformungssystem T-102 und die gleiche Wandleranordnung verwendet wird. Diese Anordnung ermöglicht, daß das digitale Empfangsstrahlformungssystem R-100 für Abbildungsmodi, wie beispielsweise B-Modus und Farb-Doppler-Abbildung, optimiert wird, und hat daher eine hohe räumliche Auflösung, während das begleitende Doppler-Empfangsstrahlformungssystem einen breiten dynamischen Bereich aufweist und zum Akquirieren von Signalen für die nicht abbildende Doppler-Verarbeitung optimiert werden kann.
6. Zentrales Strahlformersteuersystem.
Das zentrale Strahlformersteuersystem C-104 der vorliegenden Erfindung steuert die Funktionsweise des digitalen Sendestrahlformersystems T-102, des digitalen Empfangsstrahlformersystems R-100, des Doppler-Empfangsstrahlformersystems A-400, des adaptiven Fokussiersteuersystems G-100 und des Basisbandprozessors R-125.
Die Hauptsteuerfunktionen des zentralen Steuersystems C-104 sind in 2c gezeigt. Die Steuerfunktionen werden mit vier Komponenten verwirklicht. Die Akquisitionssteuerung C-130 steht mit dem Rest des Systems einschließlich der Ultraschallsystemsteuerung R-40 in Verbindung und sorgt für eine hochpegelige Steuerung sowie das Beschicken der Abtastparameter. Die Fokussiersteuerung C-132 berechnet die dynamischen Verzögerungs- und Apodisationsdigitalwerte, die für die Sende- und Empfangsstrahlformung erforderlich sind und vorberechnete und expandierte Idealwerte plus beliebige geschätzte Korrekturwerte, die vom adaptiven Fokussiersteuersystem G-100 zur Verfügung gestellt werden, enthalten, in Realzeit. Die Vorderendsteuerung C-134 stellt die Schalter für den Demultiplexer T-106 und den Multiplexer R-108 ein, bildet die Schnittstelle mit den Wandleranschlüssen T-110 und stellt die Verstärkungs- und Vorspannungspegel von sämtlichen Sendeverstärkern T-123 und sämtlichen Empfangsverstärkern R-116 ein. Die Timing-Steuerung C-136 stellt sämtliche digitale Takte zur Verfügung, die von den digitalen Schaltungen benötigt werden. Dies schließt die Sampling-Takte für sämtliche Sender-DACs T-121 und Empfänger-ADCs R-118 ein.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform expandiert die zentrale Steuerung C-104 Spartabellen von Fokussierzeitverzögerungs- und Öffnungsapodisationswerten auf der Basis von vorberechneten und gespeicherten Daten über solche Techniken, wie Interpolation und Extrapolation. Die expandierten Verzögerungs- und Apodisationswerte werden den lokalen Prozessorsteuerungen als Profil von Werten über die Wandleröffnung zugeführt, wobei die Verzögerungs- und Apodisationsdatenexpansion im Bereich durch Werte pro Wandlerelement, pro Abtastwert und pro Strahl vervollständigt wird.
7. Adaptives Fokussiersteuersystem
Das adaptive Fokussiersteuersystem G-100 sorgt für eine adaptive Fokussierung in Realzeit. Es umfaßt einen adaptiven Brennpunktprozessor G-505, der der Brennpunktsteuerung C-132 der zentralen Steuerung C-104 Brennpunktkorrekturverzögerungswerte liefert. Der adaptive Brennpunktprozessor G-505 operiert auf einem Ausgang, der von Aberrationswertestimatoren G-502 von Daten erzeugt wurde, die von den Unteranordnungsaddiergliedern R-126 des digitalen Empfangsstrahlformersystems R-100 gesammelt wurden. Daher werden Aberrationskorrekturwerte, vorzugsweise Aberrationsverzögerungs- und Amplitudenwerte, für jeden Empfangsabtaststrahl oder für einen Untersatz von Empfangsabtaststrahlen adaptiv in Bereichen, die den Sendefokaltiefen entsprechen, vom adaptiven Fokussiersteueruntersystem G-100, das in 2c gezeigt ist, gemessen.
Zusätzlich zu dem adaptiven Fokussiersteuersystem, das Fokusverzögerungen einstellt, wird eine Reihe von weiteren adaptiven Steuersystemen vorgeschlagen. Diese Systeme umfassen beispielsweise (1) ein adaptives Kontrastverzögerungssteuersystem zum Einstellen von Fokusverzögerungen und Öffnungsapodisationen, (2) eine adaptive Interferenzlöschsteuerung zum Einstellen von Fokusverzögerungen und Phasen sowie Öffnungsapodisationen und (3) eine adaptive Zielvergrößerungssteuerung zum Einstellen von Fokusverzögerungen und Phase, Öffnungsapodisationen, Abbildungssende- und Empfangsfrequenzen und zur Basisbandwellenformung.
Ein weiterer Aspekt des adaptiven Fokussierens, der in der bevorzugten Ausführungsform des adaptiven Fokussiersteuersystems G-100 enthalten sein kann, betrifft eine geometrische Aberrationstransformationsvorrichtung G-508/509, die Aberrationskorrekturverzögerungswerte im adaptiven Brennpunktprozessor G-505 für Abtaststrahlen und Abtaststrahltiefenstellen zur Verfügung stellen kann, für die gemessene Aberrationswerte von den Aberrationswertestimatoren G-502 nicht gesammelt wurden. Genauer gesagt, gemessene Aberrationskorrekturwerte werden in eine Verzögerungstabelle in G-508/509 eingeschrieben. Die Vorrichtung G-508/509 gewinnt die Werte aus der Verzögerungstabelle gemäß den Durchsichtregeln der geometrischen Aberrations transformation zurück, um Fokussierverzögerungskorrekturprofile über die Öffnung zu erzeugen, die für Tiefen, Abtastgeometrien und andere Aquisitionsmodi als Tiefe, Abtastgeometrie und Modi, für die Aberrationskorrekturwerte gemessen wurden, gültig ist.
8. Basisbandprozessorsystem
Der Basisbandprozessor R-125 sorgt für das Filtern und für die Amplituden- und Phaseneinstellungen von Empfangabtaststrahl zu Empfangabtaststrahl (Strahl zu Strahl). Der Basisbandprozessor R-125 besitzt zusätzlich ein Basisbandfilter, eine komplexe Multipliziereinheit und eine Basisbandprozessorsteuerung, die die Operation des Basisbandfilters und der komplexen Multipliziereinheit steuert. Die Basisbandprozessorsteuerung wird von der zentralen Steuerung C-104 gesteuert.
9. Kohärentes Samplesynthesizersystem
Das kohärente Samplesynthesizersystem S-100 ist in 2a gezeigt. Dieses System benutzt die Mehrfachstrahlsende- und Mehrfachstrahlempfangsfähigkeit der Erfindung zum Akquirieren und Speichern von kohärenten (Vordetektions) Abtastwerten von Empfangsstrahldaten entlang tatsächlicher Abtaststrahlen und zum Durchführen einer Interpolation der gespeicherten kohärenten Abtastwerte, um neue kohärente Abtastwerte an neuen Bereichsstellen entlang existierender Abtaststrahlen oder entlang synthetisch erzeugter Abtaststrahlen zu synthesieren. Sowohl die aquirierten als auch die synthesierten Abtastwerte werden dem Anzeigeverarbeitungssystem R-26 zugeführt.
10. Sende- und Empfangsmultiplexer
Die Verbindung zwischen den Wandleranordnungselementen T-114 und den Prozessoren T-103, R-101, R-402 der digitalen Sende-, digitalen Empfangs- und Doppler-Empfangsstrahlformersysteme wird über einen Sendedemultiplexer T-106 und einen separaten Empfangsmultiplexer R-108 hergestellt, wie in 2a gezeigt. Die in 2a gezeigte Mehrfachwandlermultiplexerkonfiguration ermöglicht die Selektion von Sende- und Empfangsöffnungen, die vollständig innerhalb einer einzigen Wandleranordnung liegen oder zwei Wandleranordnungen überspannen. Die beiden Multiplexer werden unabhängig voneinander vom zentralen Steuersystem C-104 des Strahlformers gesteuert und können so programmiert werden, daß sie mehrere Akquisitionsprogramme einschließlich eines Programms für gleitende Öffnung bzw. synthetische Öffnung ermöglichen.
B. Bevorzugte Ausführungsformen des Basisbandprozessorsystems
Der digitale Basisbandmehrstrahlprozessor R-125 (3) umfaßt ein Basisbandfilter R-127, eine komplexe Multipliziereinheit B-254 und eine Basisbandprozessorsteuerung C-270.
1. Basisbandfilter und komplexe Multipliziereinheit
Das komplexe Basisbandstrahlsignal (oder die zeitlich verschachtelten Strahlsignale im Falle des Mehrfachstrahles) vom digitalen Empfangsstrahlformersystem R-100 wird dem Basisbandmehrfachstrahlprozessor R-125 zugeführt. Das Basisbandfilter R-127 führt das Filtern, Signalformen und/oder die Sampelratenumwandlung mit einem Faktor L/M, wobei L der ganzzahlige Interpolationsfaktor und M der ganzzahlige Dezimationsfaktor sind, durch. Die komplexe Multipliziereinheit B-254 sorgt für (1) abtaststrahlabhängige und bereichsabhängige Amplituden- und Phaseneinstellungen des gefilterten I/Q-Signales B-260, die erforderlich sind, um Amplituden- und Phasendifferenzen zu korrigieren, die aus den Apodisationsänderungen von Abtaststrahl zu Abtaststrahl, der Abtastgeometrie und den nicht ausgerichteten wirksamen Sende- und Empfangsursprüngen resultieren, und (2) die Remodulation (Frequenzeinstellung) des gefilterten Signales zum Korrigieren von Phasenvariationen im Bereich, die aus unterschiedlichen Sendefrequenzen pro Abtaststrahl resultieren. Der Vorteil der Verwendung eines von Abtaststrahl zu Abtaststrahl variablen Frequenzmodus bei der Sende- und Empfangsstrahlformung besteht darin, daß hierdurch Gitterausbauchungen reduziert werden können.
Derartige Amplituden-, Phasen- und Frequenzeinstellungen zwischen den Abtaststrahlen, insbesondere zwei oder mehr benachbarten Abtaststrahlen, dienen beispielsweise zur Erzeugung von kohärenten Abtastwerten, die benötigt werden, um kohärente Bildverarbeitungstechniken zu realisieren. Auch andere Operationen nach der Strahlformung, die phasenkohärente Abtastwerte zwischen den Abtasttrahlen benötigen, profitieren von den von der komplexen Multipliziereinheit durchgeführten Einstellungen.
Das Basisbandfilter R-127 besitzt vorzugsweise einen Aufsampler B-255 (3), einen Absampler B-257 und ein Multi-Tap-FIR-Filter B-256, das durch die Impulsansprechsequenz h4 [n] bestimmt wird und unter Verwendung von realen oder komplexen Koeffizienten programmierbar ist. Der Aufsampler, der in Verbindung mit dem Filter operiert, wirkt als Interpolator, der die Sampelrate um einen ganz zahligen Aufsamplingfaktor L erhöht. Der Absampler, der in Verbindung mit dem Filter operiert, wirkt als Dezimator, der die Sampelrate um einen ganzzahligen Absamplingfaktor M erniedrigt. Wenn sowohl der Aufsampler als auch der Absampler operieren, beträgt der Nettosampelratenumwandlungsfaktor L/M. Die Sampelratenumwandlung ist vorteilhaft zur Einstellung von Sampelraten für abstromseitige Prozessoren, beispielsweise das Anzeigeverarbeitungssystem R-26. Bei der bevorzugten Ausführungsform führt ein 16-Tap-Komplexkoeffizienten-FIR-Filter die verschiedenen Filteroperationen durch, für die das Basisbandfilter programmiert werden kann. Während des Sampelratenumwandlungsvorganges werden fraktionell geshiftete Versionen der gewünschten Filteransprache in den Koeffizientenregistern des Filters während der Filteroperation in geeigneter Weise in Sequenz gebracht.
Das Basisbandfilter R-127 kann ferner drei andere Aufgaben übernehmen. Als erstes kann das Basisbandfilter R-127 so programmiert werden, daß es das Signal-Rausch-Verhältnis erhöht, indem außerhalb des Bandes liegende Rauschfrequenzen zurückgewiesen werden.
Als zweites kann das Basisbandfilter alternativ so programmiert werden, daß es das Signal-Rausch-Verhältnis durch Programmieren als angepaßtes Filter oder quasi angepaßtes Filter maximiert, vorzugsweise um eine Anpassung an im wesentlichen Gauss-förmige Sendeimpulse sowie Impulse anderer Formen zu erreichen. Gauss-förmige Impulse sind besonders geeignet, da sie Wellen repräsentieren, die während der Abstrahlung durch dämpfende Medien, wie beispielsweise einen Körper, nicht verzerrt werden.
Als drittes ermöglicht das Basisbandfilter R-127 eine Impulsvergleichmäßigung und Formung durch Kompensation der Wandlerfrequenzansprache und des Analogsignalweges vor dem ADC R-118.
2. Basisbandprozessorsteuerung
Die Filterkoeffizienten h4 [n], der Dezimationsfaktor M und der Interpolationsfaktor L für das Basisbandfilter R-127 werden in den Basisbandprozessor R-125 programmiert, indem sie von der zentralen Steuerung C-104 in den Koeffizienten- und Ratenspeicher C-278 (5) in der Basisbandprozessorsteuerung C-270 (3) eingegeben werden. Die eingegebenen Filterkoeffizienten und Sampelratenumwandlungsfaktoren können jederzeit verändert werden, indem neue Koeffizienten und Faktoren in die zentrale Steuerung C-104 eingeführt werden. Die im Koeffizienten- und Ratenspeicher C-278 gespeicherten Koeffizienten und Faktoren sind von der zentralen Steuerung C-104 auswählbar, um das Filter und das Sampelratenumwandlungsverhältnis L/M des Basisbandfilters R-127 zu programmieren.
Der komplexen Multipliziereinheit B-254 folgt ein Register C-296, das Abtaststrahlsampeldaten speichert, so daß es in bezug auf den DMA-Prozessor C-202 der zentralen Steuerung C-104 eine Kalibrierung von Abtaststrahl zu Abtaststrahl durchführt.
Die komplexe Multipliziereinheit B-254 umfaßt eine Steuerfunktion, die in der Basisbandprozessorsteuerung C-270 (5) enthalten ist. In der Basisbandprozessorsteuerung C-270 werden ein Amplitudeneinstellwert A von Abtaststrahl zu Abtaststrahl (Strahl zu Strahl) und ein Phaseneinstellwert ϕ pro Abtastwert eines jeden Strahles in zeitlich verschachtelter Weise entsprechend den zeitlich verschachtelten Wahlabtastwerten B-260 erzeugt. Wie vorstehend erläutert, entspricht der Phasenkorrekturwert der Summe der Phasenwerte, die umfassen: (1) einen Phaseneinstellwert, der zur Korrektur von Phasendifferenzen aufgrund von Apodisationsänderungen von Abtaststrahl zu Abtaststrahl erforderlich ist, (2) einen Phaseneinstellwert für die Abtastgeometrie, der in nicht ausgerichteten wirksamen Sende- und Empfangsursprüngen resultiert (der abtaststrahlabhängige und bereichsabhängige Phaseneinstellwert) und (3) einen Phasenwert, der zum Remodulieren des Signales erforderlich ist, als ob jeder Abtaststrahl auf einer gemeinsamen Trägerfrequenz gesendet und empfangen worden ist. Unter Verwendung eines Frequenzskalierungsfaktors oder Frequenz-Vernier-Faktors kann jeder Strahl mit einer anderen Trägerfrequenz erzeugt werden. Die komplexe Multipliziereinheit sorgt für eine Remodulation der empfangenen Strahlsignale zwischen den Abtaststrahlen, so daß sämtliche Strahlen so eingestellt werden, daß man beliebigen Differenzen der Trägerfrequenzen gerecht wird.
Im Betrieb wird ein Quellendatensatz, der Abtastformatgeometrieparameter, Sparabtaststrahlzuwachs- und Verzögerungswerte, Interpolationskoeffizienten zum Expandieren der Sparwerte; einen Interpolationsfaktor L und einen Dezimationsfaktor M enthält, von der zentralen Steuerung C-104 der Basisbandprozessorsteuerung C-270 zugeführt. Ferner werden Frequenzparameter, die im Frequenzprofilgenerator der zentralen Steuerung C-104 gemäß den 6a, 6b und 6c verwendet werden, in die Basisbandprozessorsteuerung C-270 eingegeben. Diese Profile sorgen für eine Frequenzdämpfung mit der Tiefe.
Die Basisbandprozessorsteuerung C-270 gemäß 5 umfaßt einen Verstärkungs- und Phasen-RAM C-280, einen Abtaststrahl-indexierten Interpolator C-282, der von der zentralen Steuerung C-104 mit vorberechneten und vorgespeicherten Strahlinterpolationskoeffizienten (α_line) versorgt wird, und einen bereichsindexierten Interpolator C-284 mit einem Bereichsakkumulator C-286, der mit einem rationalen Sampelratenumwandlungsfaktor L/M und einer Phasenzonenbreite versorgt wird, die beide in der zentralen Steuerung C-104 vorberechnet und vorgespeichert werden. Der rationale Sampelratenumwandlungsfaktor L/M entspricht den gleichen L- und M-Werten, die dem Basisbandfilter R-127 zugeführt wurden. Wie ferner bekannt ist, wird eine Sampelratenumwandlung gemäß dem rationalen Sampelratenumwandlungsfaktor L/M durchgeführt, um die Eingangssampeldatenrate zum Basisbandfilter R-127 an die Ausgangssampeldatenrate zum Anzeigeverarbeitungssystem R-26 anzupassen.
Alternativ dazu kann der bereichsindexierte Interpolator/Extrapolar C-284 mit programmierbaren Interpolations/Extrapolationskoeffizienten versorgt werden, die beispielsweise entweder (1) vorberechnet und vorgespeichert sind bzw, von der zentralen Steuerung berechnet werden oder (2) örtlich in der Basisbandprozessorsteuerung C-270 über einen Koeffizientengenerator berechnet werden.
Die Basisbandprozessorsteuerung C-270 umfaßt ferner einen Remodulationsfrequenzprozessor C-292, der vorzugsweise als Doppelphasenakkumulator verwirklicht ist. Dieser Doppelphasenakkumulator berechnet Phaseneinstellwerte, um Frequenzdifferenzen von Abtaststrahl zu Abtaststrahl zu korrigieren, und remoduliert somit das Signal, als ob eine gemeinsame Trägerfrequenz über sämtliche Abtaststrahlen benutzt worden wäre.
Um die Basis der Remodulationsoperation zu verstehen, wird eine idealisierte Darstellung eines Signales am Ausgang eines Strahlformers betrachtet, das in kohärenter Weise über mehrere Elemente addiert worden ist und eine Modulation beim Senden, Demodulation beim Empfangen sowie eine kohärente Summation erfahren hat: x(t-2r/c) = e(t-2r/c)·ej[ωm·(t-2r/c)]·e-j[ωd·t] (1)worin bedeuten:

e(t) =: eine Basisband-I/Q-Signalhülle,
ω_m =: 2πf_m = eine Modulationsfrequenz [MHz],
ω_d =: 2πf_d = eine Demodulationsfrequenz [MHZ],
r =: eine Abbildungstiefe (Bereich) [cm].

Die tatsächliche Mittenfrequenz des Abbildungsimpulses x (t-2r/c) hängt zusätzlich von anderen Dingen ab, wie beispielsweise der Gewebedämpfung, der Filterung in den Sende- und Empfangsverarbeitungsketten sowie anderen Effekten, die in der obigen Gleichung (1) nicht explizit berücksichtigt wurden. Ferner wurden in der obigen Gleichung (1) nicht explizit berücksichtigt die detaillierten Wiedergaben der Fokussierverzögerungs- und Phaseneinstellungen, die zur Strahlformung erforderlich sind, obwohl diese vom Fachmann vermutet werden können. Dieses Detail ist nicht erforderlich, um die hier angeführten speziellen Ergebnisse zu belegen.
Die Sendemodulationsfrequenz, die Empfangsdemodulationsfrequenz oder beide können normalerweise bereichsabhängig sein. Insbesondere gilt ωm = ωm (Rt) und ωd = ωd (Rr)worin bedeuten

R_t =: der Abstand vom aktiven Anordnungszentrum bis zum Sendebrennpunkt,
R_r =: der Abstand vom aktiven Anordnungszentrum zum Empfangsbrennpunkt.

Für ein System mit dynamischem Fokus bedeutet dies, daß ω_d kontinuierlich aktualisiert wird.
Es wird nunmehr ein Abtaststrahl 1 betrachtet, der einer Modulationsfrequenz ω_m ¹, einer Demodulationsfrequenz ω_d ¹ und einer Nachstrahlformerremodulationsfrequenz ω_r ¹ entspricht, sowie ein benachbarter Abtaststrahl 2 mit entsprechenden Modulations-, Demodulations- und Remodulationsfrequenzen ω_m ², ω_d ², ω_r ². Es kann gezeigt werden, daß die Phasendifferenz nach der Strahlformung zwischen diesen beiden Abtaststrahlen als Ergebnis der unterschiedlichen Modulations-, Demodulations- und Remodulationsfrequenzen durch eine Größe Δν begrenzt werden kann, wobei gilt Δν < (ωm 2 – ωm 1)·Tp – [(ωd 2 + ωr 2) – (ωd 1 + ωr 1)]·2Rr/c (2)worin
T_p die Abbildungsimpulsdauer bei irgendeiner Tiefe des Empfangsstrahlformersignalausgangs ist.
Dieser Ausdruck ist gültig bei der Empfangsfokaltiefe R_r am Punkt der Nachstrahlformerremodulation. Abgesehen von Δν können auch andere Werte vorhanden sein, die benötigt werden, um eine Phasenkohärenz am Strahlformerausgang sicher zustellen, und zwar abgesehen von der obigen Gleichung (2). Beispiele von derartigen anderen Werten sind Werte, die für den Versatz im Abstrahlursprung stehen, wie sie auf natürliche Weise in Vector-, linearen und gekrümmt linearen Formaten auftreten, insbesondere mit Endausrichtung. Δγ ist 0, wenn ω_m ² = ω_m ¹, ω_d ² = ω_d ¹ und ω_r ² = ω_r ¹ sind.
Man kann nunmehr aus der obigen Gleichung (2) feststellen, daß zum Erreichen einer Remodulation am Nachstrahlformer ein vordetektierter Ausgang mit einer Frequenz ω_r eine Phasenkohärenz von Abtaststrahl zu Abtaststrahl durch geeignete Auswahl ermöglicht. Indem insbesondere ω_r ¹ und ω_r ² so ausgewählt werden, daß gilt ωd 1 + ωr 1 = ωd 2 + ωr 2 (3)kann der zweite Wert der Gleichung (2) im wesentlichen ignoriert werden. Wenn ω_d bereichsabhängig ist, wie dies für ein Bereichstrackingsystem der Fall ist, dann muß auch ω_r bereichsabhängig sein.
Der erste Wert der Gleichung (2), d.h. (ω_m ² – ω_m ¹)·T_p, kann ohne weiteres gemanagt werden, indem (ω_m ² – ω_m ¹) ausreichend klein gehalten wird. Es sei beispielsweise gefordert, daß Δγ < π/4 ist, und angenommen, daß in typischer Weise der am Punkt der Remodulation für ein fokussiertes Trackingsystem gemessene Abbildungspuls eine Dauer besitzt, die vier Zyklen der Nennmodulationsfrequenz beträgt. Dann wird die erforderliche Grenze der Frequenzänderung von Abtaststrahl zu Abtaststrahl in angenäherter Weise aus den Gleichungen (2) und (3) f_m ² – f_m ¹ < f_m ¹/32. Wenn die Nennmodulationsfrequenz 5 MHz beträgt, dann ist die Modulationsfrequenz von Abtaststrahl zu Abtaststrahl bei diesem Beispiel auf weniger als 0,156 MHz beschränkt.
Wenn somit eine Nachstrahlformungs-Vordetektionsempfangsverarbeitung eine Phasenkohärenz von Strahl zu Strahl für sämtliche Strahlen der Abtastung erforderlich macht, sollte die maximale Sendeträgerfrequenzdifferenz zwischen beliebigen zwei Strahlen der Abtastung so gewählt werden, daß sie den obigen Kriterien gerecht wird.
Die vorstehende Beziehung (3), die die Remodulationsfrequenz definiert, ist unabhängig von den Modulationsfrequenzen beim Senden. Eine solche Unabhängigkeit setzt voraus, daß sowohl das Modulationssignal als auch das Demodulationssignal für sämtliche Sende- und Empfangskanäle in bezug auf einen gemeinsamen Timingtaktbezug phasenverriegelt sind. Mit anderen Worten, die Phasen aller dieser Modulations- und Demodulationssignale sind in bezug auf eine gemeinsame zeitliche Referenz definiert.
Die vorstehende Beziehung (3) setzt ferner voraus, daß die Modulationsfrequenzen von aufeinanderfolgenden Sendeabtaststrahlen und die Demodulationsfrequenzen von aufeinanderfolgenden Empfangsabtaststrahlen jeweils langsam variieren, um 2π-Phasenzweideutigkeiten zu vermeiden. Mit anderen Worten, f_d ¹ ≈ f_d ² und f_m ¹ ≈ f_m ². Diese Beschränkung ist mit dem gelösten Problem konsistent.
Die vorstehende Beziehung (3) setzt auch ein "gut fokussiertes" System voraus, wobei jede durchgeführte Beobachtung, die einen Punkt im Gesichtsfeld betrifft, zu einem Zeitpunkt auftritt, wenn sich der Empfangsbrennpunkt auf diesem Punkt befindet (d.h. Tracking oder dynamischer Fo kus), und zwar unabhängig davon, ob sich an diesem Punkt auch ein Ziel befindet.
Von der Zentralsteuerung C-104 werden vorberechnete und vorgespeicherte Werte, die die Frequenzdifferenzen zwischen den Abtaststrahlen (Deltafrequenzwerte) repräsentieren, dem Remodulationsfrequenzprozessor C-292 zugeführt. Diese Frequenzdifferenzwerte basieren auf Frequenzen und Frequenzsteigungen, wie sie in den 6a, 6b und 6a dargestellt sind. Als Beispiel sei angenommen, daß die Frequenzprofile für zwei Abtaststrahlen so aussehen, wie in 6b gezeigt, jedoch mit anderen Startfrequenzwerten F_start und anderen negativen Steigungswerten F_downslope.
In die Basisbandprozessorsteuerung C-270 wird daher von der zentralen Steuerung für die beiden Abtaststrahlen die Differenz der Frequenzen zwischen den Abtaststrahlen und die Differenz des Änderungswertes der Frequenzprofile über der Zeit eingegeben. Diese Werte werden vom Akquisitionsprozessor C-130 auf der Basis von gespeicherten Parametern und in Abhängigkeit vom speziellen rationalen Umwandlungsfaktor L/M, der gerade verwendet wird, berechnet. Der erste Akkumulator des Prozessors C-292 akkumuliert die Differenz des Änderungsbetrages der Frequenzprofile über die Zeit zwischen Abtaststrahlen, während der zweite Akkumulator die Differenz in den Frequenzen zwischen den Abtaststrahlen über die Zeit akkumuliert. Wenn keine Differenz im Änderungsbetrag des Frequenzprofiles über der Zeit vorhanden ist (d.h. die Profile sind exakt die gleichen für anfangs unterschiedliche F_start-Werte oder nach T_break in 6b, wenn die Steigung zu Null wird), dann führt der erste Akkumulator keine Funktion durch. Wenn keine Differenz in den Änderungswerten der Frequenzen zwischen den Abtaststrahlen vorhanden ist, akkumuliert nur der zweite Akkumulator die Frequenzdifferenzen über die Zeit, was zu einem Korrektiv-Remodulationsphasenwert pro Abtastwert führt.
Die Phaseneinstellung aufgrund von Apodisationsänderungen von Abtaststrahl zu Abtaststrahl, die Phaseneinstellung aufgrund der Abtastgeometrie, die zu nicht ausgerichteten Sende- und Empfangsursprüngen führt, und die Phaseneinstellung aufgrund der Remodulation des Signales auf eine wirksame gemeinsame Trägerfrequenz werden im Addierglied C-288 addiert, und der addierte Phasenwert wird dann in einer Look-up-Tabelle C-290 in Sinus- und Cosinus-Repräsentationen umgeformt. Als Teil der Funktion der Look-up-Tabelle C-290 wird der Zuwachs mit den Sinus- und Cosinus-Repräsentationen multipliziert. Dieser komplexe Einstellwert Ae^jϕ wird der komplexen Multipliziereinheit B-254 zum Anlegen an die Strahlsignale B-260 zugeführt.
Es versteht sich, daß auch andere Ausführungsformen der Basisbandprozessorsteuerung im Rahmen dieser Erfindung möglich sind.
Wie vorstehend ausgeführt, stellt die komplexe Multipliziereinheit B-254 sicher, daß zwischen den Abtaststrahlen kohärente Signalbeziehungen aufrechterhalten werden. Die Sendeabtastwerte und die Echo- oder Empfangsabtastwerte der Signale von Strahlen werden als kohärent definiert, wenn ausreichende Informationen gespeichert, aufbewahrt oder aufrechterhalten worden sind, damit die Abtastwerte der zurückgeführten Signale von Abtaststrahl zu Abtaststrahl in bezug auf Phase und Amplitude korrigiert werden können. Der Prozeß der tatsächlichen Durchführung der Phasen- und Amplitudenkorrekturen muß noch nicht stattgefun den haben, solange wie ausreichende Informationen in bezug auf eine Referenz aufrechterhalten werden.
Wenn ein Signalabtastwert kohärent verarbeitet wird, wird die Verarbeitung fortgesetzt, um ausreichende Informationen aufrechtzuerhalten, damit eine Phasen- und Amplitudenkorrektur zu einem späteren Zeitpunkt durchgeführt werden kann. Wenn zwei oder mehr Abtastwerte kohärent verarbeitet werden (d.h. kohärent addiert werden), müssen die Phasen- und Amplitudenkorrekturen, die zum Erreichen von Phasen- und Amplitudenkohärenz erforderlich sind, vorher durchgeführt worden sein.
Die kohärente Verarbeitung von zwei oder mehr Signalabtastwerten ergibt signifikante Vorteile, beispielsweise die Möglichkeit der Berechnung von synthetischen Abtastwerten, wie dies in der vorstehend genannten Parallelanmeldung beschrieben ist.
Aufgrund der Tatsache, daß die zentrale Strahlformersteuerung C-104 sämtliche Aspekte des Sende- und Empfangssignales spezifiziert und erledigt, hält das gesamte Strahlformersystem sämtliche Signalabtastwerte als kohärente Abtastwerte über den Sende- und Empfangssignalweg aufrecht, bis das Signal schließlich in einer in bezug auf die Strahlformung externen Operation selektiert wird.
C. Alternative Ausführungsformen
Bei der bevorzugten Ausführungsform werden die Amplituden- und Phaseneinstellungen mit einer komplexen Multipliziereinheit durchgeführt, die dem Basisbandfilter folgt. Wenn x [n] einen einzustellenden Datenabtastwert repräsen tiert, dann ist x [n]. Ae^jϕ der eingestellte Wert, wobei A der Amplitudeneinstellwert und ϕ der Phaseneinstellwert ist. Die gleiche Einstellung kann erreicht werden, indem die komplexe Multipliziereinheit auf dem Signalverarbeitungsweg in eine Position vor dem Basisbandfilter bewegt wird (4a). In äquivalenter Weise kann die Amplituden- und Phaseneinstellung dadurch erreicht werden, daß die Operation in jeden der Empfangsprozessoren R-101 des Empfangsstrahlformers R-100 verschoben wird (2b). Insbesondere kann der Demodulationswert, der von jedem der komplexen Demodulatoren R-124 jedem Empfangsprozessorkanalabtastwert zugeführt wird, durch den Amplituden- und Phaseneinstellfaktor vergrößert werden, wie in 4b gezeigt. Andere Ausführungsformen sind für den Fachmann offensichtlich.
D. Basis für die Amplituden- und Phaseneinstellungen
Die Notwendigkeit der nach der Empfangsstrahlformung und den Basisbandfiltern vorgenommenen Amplituden- und Phasenkorrektur wird aus 7 deutlich die die Abtastgeometrie von zwei aquirierten kolinearen B-Modus-Sende/Empfangsabtaststrahlen mit einem einzigen Ziel zeigt, das zwischen diesen Abtaststrahlen angeordnet ist, und zwar in einem Bereich r entlang einem Abtaststrahl, der durch dieses Ziel verläuft. Die Ausgangspunkte und Winkel der Abtaststrahlen sind gezeigt, wobei sich die auf jedem aquirierten Sende/Empfangsabtaststrahlpaar gezeigte gestrichelte Linie der Wellenfront der gesendeten Welle im Bereich r_t annähert, unter der Annahme, daß die eingesetzte Apodisation symmetrisch um die Abtaststrahlausgangspunkte ist. Die Zielabtaststrahlen, obwohl auf dem gleichen Gitter wie das akustische Aquisitionsgitter definiert, müssen nicht mit einem der akquirierten Sende/Empfangsabtaststrahlen zusammenfallen und müssen daher synthetisch erzeugt werden, beispielsweise durch Interpolation zwischen zwei benachbarten akquirierten Sende/Empfangsabtaststrahlpaaren.
Der interpolierte Abtaststrahl sollte so auftreten, als wäre er ein tatsächlicher Abtaststrahl, der auf das Ziel anspricht, unter Verwendung von Abtastwerten im Bereich r_t von den entsprechenden benachbarten Abtaststrahlen. Die Phase des Rückkehrsignales im Bereich r_t auf jedem akquirierten Sende/Empfangsabtaststrahl entspricht jedoch nicht der Phase, die im Bereich r_t gemesen wird, wenn ein tatsächlicher Abtaststrahl akquiriert worden wäre, der mit dem Zielabtaststrahl zusammenfällt. Dies ist auf die geringfügig verschiedenen Wege zurückzuführen, die von den Wellen durchlaufen werden, die von jedem akquirierten Abtaststrahl ausgehen und zum Ziel und zurück verlaufen, wobei die Ausgangspunkte im wesentlichen an ihren Apodisationszentren zentriert sind. 7 zeigt, daß die Zweiweglänge für den Abtaststrahl 1 größer ist als 2r₁, während die Weglänge für den Abtaststrahl 2 geringer ist als 2r₁. Eine zusätzliche Komponente, die zu einer Weglängendifferenz beiträgt, entsteht aus der Verschiebung des Apodisationszentrums gegenüber dem Ausgangspunkt des Abtaststrahles und führt zu einem zusätzlichen Phasenfehler zwischen den aquirierten Signalen entlang dem Abtaststrahl 1 und dem Abtaststrahl 2. Daher ist diese Phasendifferenz zwischen den Abtaststrahlsignalen im Bereich r_t von jedem aquirierten Abtaststrahl vorhanden und muß vor der kohärenten Verarbeitung, wie beispielsweise einer Interpolation zwischen Abtaststrahlen, kompensiert werden. Dies ist durch die zurückgeführten Signalwellen in 7 dargestellt. Es sei vorausgesetzt, daß sich die im Bereich r_t entlang dem Abtaststrahl 2 gemessene Phase um 180° von der im Bereich r_t entlang dem Abtaststrahl 1 gemessenen Phase unterscheidet, wobei ein Ziel angenommen wird, das zwischen dem Abtaststrahl 1 und dem Abtaststrahl 2 im Bereich r_t zentriert ist. Wenn die Amplituden der zurückgeführten Signale etwa gleich sind, dann führt die Interpolation zwischen dem Abtaststrahl 1 und dem Abtaststrahl 2 im Bereich r_t im wesentlichen zu einem Ergebnis von Null. Wenn jedoch ein tatsächliches kolineares Sende/Empfangsabtaststrahlpaar entlang dem Zielabtaststrahl gesendet wird, ist das durch die gestrichelte Welle in 7 verdeutlichte von Null abweichende Ansprechverhalten das tatsächliche Resultat. Im allgemeinen ist die vom Basisbandprozessor zu kompensierende Phasendifferenz eine Funktion des Bereiches, des Abtaststrahlausgangspunktes und des Winkels.
Im allgemeinen existieren sowohl Amplituden- als auch Phasendifferenzen zwischen akquirierten Abtaststrahlsignalen in einem Bereich r, wobei ein Zielbereich r entlang einem Zielabtaststrahl vorhanden ist, die in komplizierter Weise vom Abtastformat, der Anordnungsform, der Zielgeometrie in bezug auf die Anordnung, den Sende/Empfangsapodisationen, der Sende/Empfangsapodisationsendbehandlung, der synthetischen Abtaststrahlbildung beim Einfach- oder Mehrfachsenden, der Frequenz und der Wellenform abhängig sind. Ein angenäherter Ausdruck in geschlossener Form für das relative Ansprechen des Abtaststrahls auf die Amplitude und Phase eines Referenzpunktes basiert auf den Annahmen, daß (1) der Zielabtaststrahl innerhalb des Hauptstrahles eines jeden der entsprechenden Abtaststrahlpaare liegt, d.h. die Sende- und Empfangsabtaststrahlen weisen einen geringeren Abstand auf als der Nyquist-Abtand oder entsprechen diesem, und (2) die Apodisationsfunktion einer Gauß'schen Gewichtung über die Anordnungsöffnung entspricht. Das rela tive Ansprechverhalten im Bereich r_t in bezug auf einen absoluten Referenzzeiger (Ae^jϕ) ist ein anderer komplexer Zeiger, der eine Funktion von drei Hauptwerten ist. Der relative Ansprechzeiger ρ(r_t) wird durch den Satz von Gleichungen in Tabelle 1 wiedergegeben. Am Ende der Tabelle 1 ist eine Liste von abhängigen Parametern angegeben, die sämtliche typischen Abtastformatparameter umfassen, die bei der Ultraschallabbildung auftreten.
Um den Effekt dieser Differenz zu kompensieren, können komplexe Strahlabtastwerte beispielsweise einfach mit dem inversen Wert 1/ρ(r_t) multipliziert werden, bevor kohärente Operationen an Abtastwerten in einem gemeinsamen Bereich, jedoch mit unterschiedlichen Abtaststrahlen durchgeführt werden. Alternativ dazu muß nur die relative Zeigerdifferenz zwischen zwei räumlichen Punkten der aquirierten Abtaststrahldaten korrigiert werden, bevor kohärente Operationen mit den Daten ausgeführt werden. Es sei angenommen, daß ein gleichmäßiges Ziel von den Abtaststrahlen geschnitten wird und daß ρ₁ = A₁ e^jψ1 das relative (in bezug auf einen Referenzpunkt) komplexe Zeigeransprechverhalten an einem Punkt 1 entlang einem Abtaststrahl und ρ₂ = A₂ e^jψ2 das relative komplexe Zeigeransprechverhalten an einem anderen Punkt 2 sonstwo (auf dem gleichen Abtaststrahl oder auf einem anderen Abtaststrahl) ist. In idealer Weise möchte man die Signalverarbeitung durch Strahlformung durchführen, um ein identisches komplexes Strahlsignalansprechverhalten irgendwo zu erhalten, wo das gleichmäßige Ziel von den Abtaststrahlen geschnitten wird, so daß beispielsweise eine lineare Interpolation zwischen beliebigen zwei Abtaststrahlabtastwerten das identische komplexe Ansprechverhalten ergibt. Wenn ein derartiger Zustand erreicht ist, sind die Abtaststrahlsignalansprechverhalten "amplitudenkohärent" (da an den beiden Punkten A₁ = A₂ ist) und "phasenkohärent" (da an den beiden Punkten ψ₁ = ψ₂ ist. Die geometrischen Bedingungen der Aquisition und die Endlichkeit der Öffnungen erzeugen jedoch systematische Effekte, die zu unterschiedlichen komplexen Ansprechverhalten führen, wie Tabelle 1 klar verdeutlicht. Man muß mindestens das "relative" Ansprechverhalten an zwei Punkten einstellen, beispielsweise unter Verwendung der "komplexen Multiplikation" des Ansprechverhaltens von Punkt 1 mit ρ2/ρ1 oder der "komplexen Multiplikation" des Ansprechverhaltens des Punktes 2 mit ρ₁/ρ₂, bevor Amplitudenkohärenz und Phasenkohärenz zwischen mindestens diesen beiden räumlichen Stellen vorhanden ist. Da ρ₂/ρ₁ = (A₂/A₁)e^{j(ψ2 – ψ1)} oder ρ₁/ρ₂ = (A₁/A₂e^{j(ψ1 – ψ2)} ist, wird die Amplitudenkohärenz durch "Amplitudeneinstellung" unter Verwendung des Faktors A₂/A₁ oder A₁/A₂ erhalten, während Phasenkohärenz durch "Phaseneinstellung" über den Faktor (ψ₂ – ψ₁) oder (ψ₁ – ψ₂) erhalten wird. Der Prozeß zum Erzielen von Phasenkohärenz wird auch als "Phasenausrichtung" bezeichnet, da die relative Phase zwischen zwei räumlichen Abtastpunkten nach der Phaseneinstellung derart ist, daß der Wert (ψ₂ – ψ₁) = 0 ist, d.h. die Phasenansprechverhalten sind nach der Einstellung "ausgerichtet", so daß sich eine Phasendifferenz von 0 ergibt. Der hier verwendete Begriff "komplexe Einstellung des Ansprechverhaltens" soll bedeuten, daß Phaseneinstelloperationen und/oder Amplitudeneinstelloperationen durchzuführen sind, wenn nicht anders angedeutet.
Da eine komplexe Zahl c in Polarkoordinatenform als c = a·e^jθ oder äquivalent hierzu als Inphasen- und Quadratur (I/Q) Format c = x_I + jx_q dargestellt werden kann, wobei a = (x_I ² + x_q ²)^1/2, θ = arctan (x_I/x_Q), x_I = a·cosθ , x_q = a·sin bedeuten, können die Amplituden- und Phaseneinstellungen zum Erhalt von ρ·c unter Verwendung des komplexen Wertes (oder eines Verhältnisses von Werten) unter Verwendung einer Reihe von Mitteln durchgeführt werden. Eine "komplexe Multipliziereinheit" ist die allgemeinste Einrichtung, um einen oder mehrere komplexe Strahlsignalabtastwerte mit einem komplexen Einstellfaktor ρ zu beaufschlagen. Wenn die Polarformatdarstellung für ρ verwendet wird, bilden separate Schritte unter Verwendung einer einzigen "realen Multiplikation" mit dem Amplitudenfaktor "a" und unter Verwendung einer "Phasendrehung" mit einem Phasenfaktor θ die geeigneten Mittel. Wenn die in Phasen- und Quadraturformatdarstellung für ρ verwendet wird, dann sind separate "reale Multiplikationen" mit den beiden Faktoren a·cosθ und a·sinθ die geeigneten Mittel, in welchem Fall der θ-Faktor als "Phasenshift"-Operation dargestellt ist. Der hier verwendete Begriff "komplexe Multipliziereinheit" umfaßt solche Anordnungen, bei denen reale Multipliziereinheiten, Phasenrotatoren und Phasenshifter Verwendung finden.
Das aus drei Werten bestehende Produkt des Zeigers ρ(r_t) besitzt einen geometrischen Wert G_ρ, einen Apodisationswert A_ρ und einen Ursprungswert O_ρ. G_ρ wird von Abhängigkeiten der Wandleranordnung und Abtastgeometrie dominiert und umfaßt Breitbandimpulseffekte. Für Ziele in ansteigenden Bereichen von der Sende/Empfangsabtaststrahlachse aus nimmt der Wert (1 + σ² ρ²) zu, so daß die Zweiwege-Gauß'sche Impulsbandbreite und Mittenfrequenz aufgrund des Tiefpaßfiltereffektes der zeitlichen Dispersion abnehmen. Der Wert A wird von Abhängigkeiten der Apodisation dominiert, die eine Gauß'sche Form besitzen dürfte. Der Ursprungswert O_ρ ist einfach das Produkt aus den Sende- und Empfangsursprungswerten O_x und O_r und enthält den Strahlverlust sowie einen zusätzlichen Phasenverschiebungswert, der sich auf den Strahl auswirkt, und zwar deswegen, weil seine Sende/Empfangsapodisationsursprungswerte x_ax und x_ar von den Sende/Empfangsabtastursprungswerten x_ax und x_ar verschoben sind. O berücksichtigt auch die wirksame Apodisationsverschiebung aufgrund von Elementenfaktor- und Dämpfungseffekten.
Wenn man das relative Zeigeransprechen im Bereich r_t entlang dem Abtaststrahl 1 mit ρ₁ (r_t) = A₁e^jψ1 und entlang dem Abtaststrahl 2 mit ρ₂ (r_t) = A₂e^jψ2 bezeichnet, wobei A₁ und A₂ die relativen Amplitudenreaktionen und ψ₁ und ψ₂ die relativen Phasenreaktionen sind, umfaßt die Amplitudendifferenz, die eine Amplitudeneinstellung von einer oder beiden Abtaststrahlreaktionen im Bereich r_t erfordert, um die Amplitudenreaktion anzupassen, den Zuwachsfaktor A₂/A₁ (oder A₁/A₂), während die Phasendifferenz, die eine Phaseneinstellung von einer oder beiden Abtaststrahlreaktionen im Bereich r_t erfordert, durch den Faktor ψ₁ – ψ₂ (oder ψ₂ – ψ₁) gebildet wird. Es gibt ein Abtastformat, das prinzipiell keine Amplituden- oder Phaseneinstellungen benötigt, um Amplituden- und Phasenkohärenz für solche Zwecke, wie beispielsweise das Interpolieren von neuen Abtaststrahlabtastwerten, aufrechtzuerhalten. Es sei ein Sektorabtastformat einer linearen Anordnung betrachtet, bei dem die Abtastspitze in der Mitte der Anordnung angeordnet ist. Es sei ferner angenommen, daß die gleiche Abbildungsmittenfrequenz verwendet wird, um sämtliche Abtaststrahlen zu erzeugen, und daß eine symmetrische Apodisation Anwendung findet. In diesem Fall gilt x_ox = x_or = x_t = x_ax = x_or, und die verschiedenartigen Differenzausdrücke, wie beispielsweise x_tox = x_t – x_ox, sind alle Null. In dieser Situation führt die Gleichung in Tabelle 1 zu Phasenwerten (die die Form e^jψ für ein Phasenargument ψ besitzen), die im wesentlichen Null sind, und zu Amplitudenwerten für einen vorgegebenen Bereich, die für sämtliche Abtaststrahlen identisch sind. Somit macht das Sektorabtastformat normalerweise keine Amplituden- oder Phaseneinstellungen erforderlich, da bereits nahezu vollständige Kohärenz unter den Abtaststrahlen in einem vorgegebenen Bereich vorhanden ist.
Obwohl die Zeiger-Gleichung in Tabelle 1 einen analytischen Ausdruck für das systematische Verständnis der Amplituden- und Phaseneinstellungen liefert, die zur Aufrechterhaltung einer derartigen Kohärenz zwischen den Abtaststrahlen erforderlich ist, verbietet sich die Auswertung eines derartigen Ausdrucks als Teil einer Realzeitabtastoperation. Ein anderer Versuch, der auf eine Realzeitverwirklichung zielt, besteht darin, die Amplituden- und Phasenkorrekturwerte vorzuberechnen, die auf einem Spargitter von Referenzbereichen, indexiert durch die Abtaststrahlzahl, ausgewertet wurden. Eine Interpolation in das Spargitter der Amplituden- und Phasenkorrekturwerte für einen willkürlichen Bereich und/oder willkürliche Abtaststrahlen zwischen indexierten Abtaststrahlen kann dann angenäherte Amplituden- und Phasenkorrekturen erzeugen, die von der komplexen Multipliziereinheit B-246 oder einer vergleichbaren Vorrichtung, wie beispielsweise einer realen Multipliziereinheit für die Amplitude und einem Phasenrotator für die Phase, an jeden Abtastwert eines jeden Abtaststrahles gelegt werden.
Es sei nunmehr ein spezieller Fall der Erzeugung der Phaseneinstellung betrachtet. Der Phasenanteil der Korrektur entspricht einfach der Differenz der einzelnen relativen Abtaststrahlphasenreaktionen. ψ2(rt) – ψ1 (rt) = –Δψ(rt)
Obwohl die Phasendifferenz Δψ über die Abtaststrahlen berechnet werden kann, bestimmt sie nicht die einzelnen Abtaststrahlphasen ψ₁ und ψ₂, die zur Phasenkorrektur oder Phasenausrichtung der einzelnen Abtaststrahlabtastwerte erforderlich sind. 8 zeigt die Phasendifferenzen für eine Gruppe von Abtaststrahlen, die mit einem nominellen Abtaststrahlabstand beabstandet sind, wobei die gestrichelten Linien Zielabtaststrahlen andeuten. Die Phase ψ für einen vorgegebenen Phasenkorrekturreferenzabtaststrahl, der für Einfachstrahlabtastmodi dem Zielabtaststrahl gleichgesetzt wird, wird so ermittelt, daß die von benachbarten ψ gebildeten Phasendifferenzen entweder zur direkten Verwendung von -Δψ führen oder das Ergebnis einer linearen Interpolation von benachbarten Phasendifferenzen sind. Ausgehend vom mittleren Abtaststrahl bei einer in 8 nach rechts gerichteten Abtastung werden die Phasen in der folgenden Weise akkumuliert. Die Phase ψ₁ wird auf Null gesetzt, da die absolute Phasenreferenz vollständig willkürlich ist; ψ₂ = –1/2·(Δψ₂₁ + Δψ₃₂) ψ₂ = ψ₂ – 1/2·(Δψ₃₂ + Δψ₄₃) etc. Dies entspricht einer einfachen numerischen Integration von Phasendifferenzen über Referenzabtaststrahlen, wobei hier die Trapezregel Verwendung findet. Bei der trapezförmigen Integration wird das Integral einer Funktion durch Akkumulieren der Bereiche eines Trapezoids näherungsweise bestimmt. Dies ist in 9 gezeigt, wobei die gestrichelte Linie die trapezförmige Annäherung an die kontinuierlichen Differenzphasenkorrekturwerte zeigt, die mit der durchgezogenen Linie dargestellt sind. Die entsprechende trapezförmige Integration kann mathematisch wie folgt dargestellt werden
etc.
Während der Realzeit-B-Modus-Abbildung legt der Basisbandprozessor die bereichsvariierenden akkumulierten Phasenkorrekturwerte an jeden Bereichsabtastwert eines jeden Empfangsabtaststrahles. Wenn ein vorgegebener Bereichsabtastwert nicht mit einem Phasenkorrekturwert in der vorberechneten Tabelle auf einem Bezugsabtaststrahl und in einem Bezugsbereich zusammenfällt, interpoliert die Basisbandprozessorsteuerung linear unter den akkumulierten Phasenkorrekturwerten des Abtaststrahles und Bereiches, um eine Korrekturphase zu erzeugen. Praktische Überlegungen hinsichtlich der Speichergröße beschränken jedoch die Anzahl der Bezugsbereiche und Bezugsabtaststrahlen, so daß es wünschenswert ist, die Bezugspunkte im Bereichsabtaststrahlgitter in einer Weise zu verteilen, die den Phasenfehler zwischen gewünschten Phasenkorrekturwerten und interpolierten Phasenkorrekturwerten über den Bildbereich minimiert. Die Differenzphase variiert sehr schnell in der Nähe des Sendebrennpunktes. Da die Phasenakkumulation über Abtaststrahlen auftritt, verändern sich auch die Phasenkorrekturwerte sehr rasch in der Nähe des Sendebrennpunks. Es ist daher von Vorteil, eine höhere Dichte von Bezugsbereichen in der Nähe des Sendebrennpunkts vorzusehen, um Phasenvariationen im Bereich durch stückweise lineare Annäherung, die vorstehend beschrieben wurde, genau zu erfassen, und eine niedrigere Dichte von Bezugsbereichen in solchen Bereichen vorzusehen, die Phasenvariationen aufweisen, die sehr langsam mit dem Bereich variieren. Die Verteilung der Bezugsabtaststrahlen benutzt daher einen ungleichmäßigen Abstand, wobei die höchste Konzentration von Bezugsbereichen dort liegt, wo sich die Phase rasch ändert. Tabelle 1

f_c(r_t) =: wirksame Abbildungsmittenfrequenz
f_c0 =: Abbildungsmittenfrequenz (Tiefe von Null)
f_d(rt) =: Demodulationsfrequenz
ψ_d(r_t) =: Demodulationsphase
γ =: Dämpfung
r_x =: Sendefokusbereich
r_r =: Empfangsfokusbereich
r_t =: Zielbereich
θ_x⊥ =: Sende-usl-Winkel
θ_r⊥ =: Empfangs-usl-Winkel
θ_t⊥ =: Ziel-usl-Winkel
x_ox =: Sende-usl-Ursprung
x_or =: Empfangs-usl-Ursprung
x_t =: Ziel-usl-Ursprung
x_ax =: Gauß'scher Sendeapodisationsursprung
x_ar =: Gauß'scher Empfangsapodisationsursprung
W_x =: Gauß'sche Sendeapodisationsbreite
W_r =: Gauß'sche Empfangsapodisationsbreite
d =: Elementenabstand
W_e =: Elementenbreite
R_xdcr =: Wandlerradius
N =: # von Elementen

Bemerkung: Die Winkel beziehen sich auf die Normale der Anordnungsfläche und c ist die akustische Fortpflanzungsgeschwindigkeit.

Claims

Basisbandprozessor zum Verarbeiten von Signalen von einem Ultraschallempfangsstrahlformer, der Abtastwerte erzeugt, die ein Ultraschallsignal repräsentieren, dadurch gekennzeichnet, daß er eine komplex ansprechende Einstellvorrichtung aufweist, die auf die Abtastwerte einwirkt, um Kohärenz zwischen den Abtastwerten zu erreichen.
Basisbandprozessor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die komplex ansprechende Einstellvorrichtung eine Phaseneinstellvorrichtung aufweist, die auf die strahlgeformten Abtastwerte einwirkt, um Phasenkohärenz zwischen den Abtastwerten zu erreichen und auf diese Weise phasenkohärente Abtastwerte zu erzeugen.
Basisbandprozessor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß er des weiteren eine Amplitudeneinstellvorrichtung umfaßt, die auf die strahlgeformten Abtastwerte einwirkt, um Amplitudenhohärenz zu er reichen und dadurch amplitudenkohärente Abtastwerte zu erzeugen.
Basisbandprozessor nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Phaseneinstellvorrichtung auf die Phase der strahlgeformten Abtastwerte einwirkt, um Phasenkohärenz zwischen Abtastwerten auf unterschiedlichen Abtaststrahlen zu erreichen.
Basisbandprozessor nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phaseneinstellvorrichtung auf die strahlgeformten Abtastwerte einwirkt, um Phasenkohärenz zwischen Abtastwerten auf dem gleichen Abtaststrahl zu erreichen.
Basisbandprozessor nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Phaseneinstellvorrichtung die strahlgeformten Abtastwerte auf einem Empfangsabtaststrahl remoduliert.
Basisbandprozessor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Phaseneinstellvorrichtung die getrennten Strahlen zugeordneten strahlgeformten Abtastwerte unter Verwendung von unterschiedlichen Frequenzen zum Erreichen von Kohärenz von Strahl zu Strahl remoduliert.
Basisbandprozessor nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Phaseneinstellvorrichtung einen Phasenrotator umfaßt.
Basisbandprozessor nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Phaseneinstellvor richtung eine Konmplexwert-Multipliziereinheit aufweist.
Basisbandprozessor nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß er des weiteren ein Basisbandfilter aufweist.
Basisbandprozessor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Basisbandfilter so angeschlossen ist, daß es als Eingangssignale die strahlgeformten Abtastwerte empfängt, und daß die komplex ansprechende Einstellvorrichtung so angeschlossen ist, daß sie das Ausgangssignal des Basisbandfilters empfängt.
Basisbandprozessor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die komplex ansprechende Einstellvorrichtung so angeschlossen ist, daß sie als Eingangssignale die strahlgeformten Abtastwerte empfängt, und daß das Basisbandfilter so angeschlossen ist, daß es das Augangssignal der komplex ansprechenden Einstellvorrichtung empfängt.
Basisbandprozessor nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Basisbandfilter ein programmierbares Filter umfaßt.
Basisbandprozessor nach Anspruch 10 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß das Basisbandfilter einen Sampelratenumformer aufweist.
Basisbandprozessor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Basisbandfilter das Signal-Rausch-Verhältnis der Signale vom Ultraschallstrahlformer erhöht, indem es außerhalb des Bandes liegende Rauschfrequenzen zurückweist.
Basisbandprozessor nach einem der Ansprüche 10 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß das Basisbandfilter die Signale vom Ultraschallstrahlformer formen kann.
Basisbandprozessor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Basisbandfilter eine angenäherte Gauß'sche Wellenform erzeugen kann.
Basisbandprozessor nach Anspruch 1 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die komplex ansprechende Einstellvorrichtung eine Komplexwert-Multipliziereinheit umfaßt.
Basisbandprozessor nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudeneinstellvorrichtung eine Realwert-Multipliziereinheit umfaßt.
Basisbandprozessor nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß er des weiteren einen Sampelratenumformer aufweist.