DE19756024A1

DE19756024A1 - Verfahren und Einrichtung zur Schaffung dynamisch veränderlicher Zeitverzögerungen für einen Ultraschall-Strahlformer

Info

Publication number: DE19756024A1
Application number: DE19756024A
Authority: DE
Inventors: Steven C Miller; Gregory A Lillegard; Daniel C Milon
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1996-12-30
Filing date: 1997-12-17
Publication date: 1998-07-02
Also published as: IT1296867B1; CN1184474C; NO976115D0; ITMI972773A1; CN1191970A; JPH10293170A; JP4039643B2; IL122693A; NO976115L; IL122693A0; US5844139A; KR19980064032A

Description

Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf Ultraschall-Bild gebungssysteme, die Ultraschallstrahlen bzw. -bündel durch Zeitverzögerung und Aufsummierung von Rückkehrsignalen in mehreren parallelen Kanälen bilden. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf Mittel zum Vorsehen der geforderten Strahl formungsverzögerungen für die Kanalverarbeitung.

Übliche Ultraschall-Bildgebungssysteme enthalten ein Array bzw. ein Feld von Ultraschallwandlern, die benutzt werden, um einen Ultraschallstrahl auszusenden und sodann den von dem untersuchten Objekt reflektierten Strahl zu empfangen. Für eine Ultraschall-Bildgebung weist das Array typischerweise viele Wandler auf, die in einer Reihe bzw. Linie angeordnet sind und mit separaten Spannungen betrieben werden. Durch Auswählen der Zeitverzögerung (oder Phase) sowie der Ampli tude der angelegten Spannungen können die einzelnen Wandler derart gesteuert werden, daß sie Ultraschallwellen erzeugen, welche sich zur Bildung einer resultierenden Ultraschallwelle zusammenfügen, die entlang einer bevorzugten Vektorrichtung wandert und an einem ausgewählten Punkt im Strahlverlauf fo kussiert wird. Es können mehrere Aktivierungen (firings) be nutzt werden, um die Daten zu gewinnen, welche dieselbe ana tomische Information darstellen. Die Strahlformungsparameter für jede der Aktivierungen können variiert werden, um eine Änderung hinsichtlich des maximalen Fokus' vorzusehen oder um in anderer Weise den Inhalt der empfangenen Daten für jede Aktivierung zu verändern, z. B. indem man aufeinanderfolgende Strahlen längs derselben Abtastlinie sendet, wobei der Brenn punkt von jedem Strahl relativ zum Brennpunkt des vorherigen Strahls verschoben wird. Durch Veränderung der Zeitverzöge rung sowie der Amplitude der angelegten Spannungen kann der Strahl mit seinem Brennpunkt in einer Ebene bewegt werden, um das Objekt abzutasten.

Dieselben Grundsätze gelten, wenn der Wandler verwendet wird, um den reflektierten Schall zu empfangen (Empfangsmodus). Die an den empfangenden Wandlern erzeugten Spannungen werden der art aufsummiert, daß das resultierende Signal kennzeichnend ist für den von einem einzelnen Brennpunkt in dem Objekt re flektierten Ultraschall. Wie bei dem Sendemodus wird dieser fokussierte Empfang von Ultraschallenergie erreicht, indem man dem Signal von jedem Empfängerwandler eine separate Zeit verzögerung (und/oder Phasenverschiebungen) sowie Verstärkung zuteilt.

Ein derartiges Abtasten enthält eine Reihe von Messungen, bei denen die gesteuerte bzw. gerichtete Ultraschallwelle ausge sendet und die reflektierte Ultraschallwelle empfangen und gespeichert wird. In typischen Fällen werden die Übertragung und der Empfang während jeder Messung in derselben Richtung vorgenommen, um aus einer Reihe von Punkten entlang einem akustischen Strahl oder einer Abtastlinie Daten zu gewinnen. Der Empfänger wird dynamisch bei aufeinanderfolgenden Entfer nungen längs der Abtastlinie fokussiert, während die reflek tierten Ultraschallwellen empfangen werden.

Eine Ultraschallabbildung wird aus vielen Bildabtastzeilen zusammengesetzt. Eine einzelne Abtastzeile (oder eine kleine lokalisierte Gruppe von Abtastzeilen) wird erhalten, indem man fokussierte Ultraschallenergie an einen Punkt in dem in teressierenden Bereich überträgt und sodann die über die Zeit reflektierte Energie empfängt. Die fokussierte bzw. gebün delte Sendeenergie wird als Sendestrahl bzw. -bündel bezeich net. Während der Zeit nach dem Senden summieren ein oder meh rere Empfangsstrahlformer kohärent die von jedem Kanal emp fangene Energie auf, wobei sie dynamisch die Phasendrehung oder die Verzögerungen verändern, um ein Empfindlichkeitsma ximum längs den gewünschten Abtastlinien in Entfernungen zu erzeugen, die proportional zu der verstrichenen Zeit sind. Das resultierende gebündelte Empfindlichkeitsmuster wird als ein Empfangsstrahl bzw. -bündel bezeichnet. Die Auflösung einer Abtastlinie ist ein Ergebnis der Richtwirkung des zuge hörigen Paares von Sende- und Empfangsstrahl.

Abtastlinien werden definiert durch ihre Position und ihren Winkel. Der Schnittpunkt eines Strahls mit der Wandlerfläche wird als das Phasenzentrum bezeichnet. Der Winkel einer Ab tastlinie relativ zur Orthogonalen wird als der Steuerungs- oder Lenkwinkel bezeichnet.

Die strahlformenden Verzögerungen können fest oder dynamisch sein. Sendeverzögerungen sind fest, um einen Spitzendruck bei einer bestimmten Entfernung vorzusehen. Empfangsverzögerungen sind typischerweise dynamisch, da die Spitzenempfindlichkeit der zunehmenden Entfernung r der Reflexionen als Funktion der verstrichenen Zeit t folgen muß:

r = t (c/2) (1)

wobei c die Schallgeschwindigkeit in dem abgebildeten Medium ist. Die verstrichene Zeit kann quantisiert werden mittels einer Größe τ, die äquivalent ist zu den quantisierten Brennpunktsabständen:

r = n τ (c/2) (2)

Die hierbei benutzte Geometrie ist in den Fig. 1A und 1B für Linear/Sektor- bzw. gekrümmte lineare Wandler gezeigt. Die wichtigen Bezugspunkte sind das Phasenzentrum, der Brenn punkt sowie die Elementposition. Das Phasenzentrum wird stets der Ursprung des (x, z) Cartesischen Koordinatensystems sein. Der Brennpunkt ist r und die Elementposition ist p_i. Für ge krümmte Arrays bzw. Matrizen wird die Elementposition be stimmt durch den Krümmungsradius ρ sowie den Kanalwinkel Φ_i = l_i ρ, wobei l_i der Abstand vom Phasenzentrum entlang der Fläche der Probe bzw. Sonde ist.

Der Strahlformer muß die von Kanal zu Kanal auftretenden Ab weichungen in der Ausbreitungszeit T_p des zwischen dem Pha senzentrum und p_i über einen Reflektor bei r wandernden Schalls kompensieren. Die relative Verzögerung T_d ist die Differenz zwischen der Ausbreitungszeit für den Kanal i und der Ausbreitungszeit für das Phasenzentrum. Für die Geometrie in Fig. 1A sind die Zeiten T_p und T_d wie folgt:

Unter Bezugnahme auf Fig. 2 enthält ein konventionelles Ul traschall-Bildgebungssystem ein Wandler-Array 10, das mehrere separat betriebene Wandlerelemente 12 enthält, von denen je des einen Ausstoß (burst) von Ultraschallenergie erzeugt, wenn es über einen Impulsverlauf, der von einem Sender 22 er zeugt wird, mit Energie beaufschlagt wird. Die von dem unter suchten Objekt zum Wandler-Array 10 zurückreflektierte Ultra schallenergie wird von jedem empfangenden Wandlerelement 12 in ein elektrisches Signal umgesetzt und über einen Satz von Sende/Empfangsschaltern (T/R) 26 separat an einen Empfänger 24 angelegt. Die T/R-Schalter 26 sind in typischen Fällen Di oden, welche die Empfangselektronik vor den hohen Spannungen schützen, die von der Sendeelektronik erzeugt werden. Das Sendesignal veranlaßt, daß die Dioden abschalten oder das Si gnal zum Empfänger begrenzen. Der Sender 22 sowie der Empfän ger 24 werden betrieben unter der Steuerung einer Abtast steuerung 28, die auf Befehle von einem menschlichen Bediener anspricht. Eine vollständige Abtastung (scan) wird durchge führt, indem man eine Reihe von Echos gewinnt, bei denen der Sender 22 momentweise eingeschaltet wird, um jedes Wandler element 12 zu aktivieren, und die nachfolgenden von jedem Wandlerelement 12 erzeugten Echosignale werden an den Empfän ger 24 angelegt. Es kann ein Kanal mit dem Empfang beginnen, während ein anderer Kanal noch beim Senden ist. Der Empfänger 24 verknüpft die separaten Echosignale von jedem Wandlerele ment derart, daß er ein einziges Echosignal erzeugt, das zur Erzeugung einer Zeile in einer Abbildung auf einem Anzeigemo nitor 30 benutzt wird.

Der Sender 22 betreibt das Wandler-Arry 10 derart, daß die erzeugte Ultraschallenergie in einen Strahl gerichtet oder gelenkt wird. Um dies zu erreichen, teilt der Sender 22 eine Zeitverzögerung den entsprechenden Impulsen W zu, die über entsprechende Strahlformerkanäle an die aufeinander folgenden Wandlerelemente 12 gelegt werden. Jeder Kanal besitzt einen diesem zugeordneten entsprechenden Impulsgeber. Durch eine in üblicher Weise vor zunehmende geeignete Einstellung der Im pulszeitverzögerungen kann der Ultraschallstrahl um einen Winkel θ von der Achse 36 ausgelenkt und/oder auf eine feste Entfernung R fokussiert werden. Eine Sektorabtastung wird durchgeführt, indem man progressiv in aufeinanderfolgenden Erregungen bzw. Einspeisungen die Zeitverzögerungen ändert. Der Winkel θ wird somit inkrementell verändert, um den Strahl in eine Aufeinanderfolge von Richtungen zu lenken.

Die bei jedem Ultraschall-Energiestoß erzeugten Echosignale reflektieren an den Objekten, die sich in aufeinanderfolgen den Entfernungen entlang dem Ultraschallstrahl befinden. Die Echosignale werden von jedem Wandlerelement 12 separat abge fühlt, und die Größe des Echosignals zu einem bestimmten Zeitpunkt repräsentiert den Betrag der bei einem spezifischen Abstand auftretenden Reflexion. Aufgrund der Unterschiede in den Ausbreitungswegen zwischen einem reflektierenden Punkt P und jedem Wandlerelement 12 werden diese Echosignale jedoch nicht gleichzeitig erfaßt bzw. detektiert und ihre Amplituden werden nicht gleich sein. Der Empfänger 24 verstärkt die se paraten Echosignale, teilt jedem die geeignete Zeitverzöge rung zu und summiert sie auf zur Bildung eines einzigen Echo signals, das ein genaues Maß der ingesamten Ultraschallener gie ist, die von einem Punkt P bei der Entfernung R entlang dem unter dem Winkel θ orientierten Ultraschallstrahl reflek tiert wird.

Um gleichzeitig die elektrischen Signale zu summieren, die von den auf jedes Wandlerelement 12 auftreffenden Echos er zeugt werden, werden in jeden separaten Strahlformungskanal des Empfängers 24 Zeitverzögerungen eingebracht. Die Strahl zeitverzögerungen für den Empfang sind dieselben Verzögerun gen wie die zuvor bei den Sendeverzögerungen beschriebenen. Die Zeitverzögerung für jeden Empfängerkanal ändert sich je doch kontinuierlich während des Empfangs des Echos, um eine dynamische Fokussierung des aus dem Abstand R empfangenen Strahls vorzusehen, von wo das Echosignal ausgeht.

Unter der Führung der Abtaststeuerung 28 sieht der Empfänger 24 während der Abtastung Verzögerungen derart vor, daß die Steuerung des Empfängers 24 der Richtung θ des von dem Sender 22 gesteuerten Strahls folgt und die geeigneten Verzögerungen und Phasenverschiebungen zur dynamischen Fokussierung an den Punkten P im Strahlverlauf vorsieht. Somit resultiert jede Aussendung einer Ultraschall-Impulswelle in der Gewinnung ei nes Signals mit einer Größe, die den Betrag des von einer Anatomie reflektierten Schalls repräsentiert, die im Ultra schallstrahl angeordnet ist.

Ein Detektor 25 setzt die empfangenen Signale in Anzeigedaten um. Im B-Modus (Grau-Skala) würde dies mit einigem zusätzli chen Verarbeitungsaufwand, z. B. einer Kantenverbesserung und einer logarithmischen Kompression, die Signaleinhüllende sein.

Der Abtastumsetzer/Interpolator 32 empfängt die Anzeigedaten vom Detektor 25 und konvertiert die Daten zu dem gewünschten Bild für die Anzeige. Insbesondere konvertiert der Abta stumsetzer die akustischen Bilddaten vom Polarkoordinaten- (R-θ) Sektorformat oder vom Cartesischen linearen Koordina tenfeld zu geeignet skalierten Display-Pixeldaten bei der Vi deofrequenz in Cartesischen Koordinaten. Diese Abtast-konver tierten akustischen Daten werden sodann zur Anzeige auf einem Anzeigemonitor 30 ausgegeben, der die sich mit der Zeit ver ändernde Amplitude der Signaleinhüllenden als Grauskala ab bildet.

Unter Bezugnahme auf Fig. 3 enthält der Empfänger einen strahlformenden Abschnitt 34 sowie einen Signalprozessor 38. Der empfängerseitige strahlformende Abschnitt 34 des Empfän gers 24 enthält separate Strahlformerkanäle 35. Jeder strahl formende Kanal 35 empfängt das analoge Echosignal von einem entsprechenden Wandlerelement. Die Strahlformersteuerung 50 konvertiert die Abtastzeile und überträgt Fokuszahlen an Adressen in einen (nicht gezeigten) Kanalsteuerspeicher. Die Abtaststeuerung 28 (Fig. 2) sowie die Strahlformersteuerung 50 (Fig. 3) werden von dem Hostrechner des Systems als Ant wort auf Benutzeraktionen geladen, z. B. beim Wechsel des An zeigeformats oder beim Anschließen einer anderen Ultraschall sonde.

Wie in Fig. 4 zu ersehen ist, enthält jeder Strahlformerka nal 35 einen Empfangskanal und einen Sendekanal, wobei jeder Kanal Verzögerungsmittel 40 bzw. 42 enthält,die derart ge steuert werden, daß sie die benötigten Strahlformungsverzöge rungen über die Empfangssteuerungslogik 44 bzw. die Sende steuerungslogik 46 vorsehen. Die Aussendung erfolgt typisch unter Verwendung eines Zählers, um den Start der Sendeim pulserzeugung zu verzögern. Einige Systeme können ebenfalls relative Phasendrehungen zusätzlich zu oder anstelle von Ver zögerungen für den Empfang anwenden. Die Empfangskanäle wei sen weiterhin einen Schaltkreis 48 für das Aufbereiten bzw. Apodisieren und Filtern der Empfangsimpulse auf.

Die in den Summierer 36 (vgl. Fig. 3) eintretenden Signale sind derart verzögert worden, daß, wenn sie mit den verzöger ten Signalen von jedem der anderen Strahlformerkanäle 35 sum miert werden, die Summensignale die Größe und die Phase des von einer in dem gelenkten Strahl (θ) angeordneten Anatomie reflektierten Echosignals angeben. Der Signalprozessor 38 empfängt die Strahlabtastungen von dem Summierer 36 und er zeugt einen Ausgang für den Abtastumsetzer 32 (vgl. Fig. 2).

Gemäß dem vorhergehenden konventionellen digitalen Strahlformungssystem mit Zeitverzögerung enthält jeder Si gnalverarbeitungskanal 35 einen Analog/Digitalumsetzer (ADU) sowie ein Register vom FIFO-Typ (First-In/First-Out), das für die Bereitstellung von ganzzahligen Zeitverzögerungen gesteu ert wird. Die Eingänge des ADU und FIFO werden für die Erzeu gung variabler Verzögerungen mit asynchronen Takten betrie ben. Es werden extra Taktzyklen eingefügt, wenn das notwendig ist, um die FIFO-Tiefe zu erhöhen. Dies vermindert die Lei stungsfähigkeit der ADUs und bringt viele Implementierungs schwierigkeiten aufgrund der Zeitsteuerung bzw. des Timings mit sich.

Andere digitale Strahlformer nach dem Stand der Technik in terpolieren die Daten auf eine höhere Abtasterfrequenz, bevor sie in das FIFO-Register eingehen. Dies erhöht die erforder liche Größe des FIFO.

Wieder andere digitale Strahlformer nach dem Stand der Tech nik interpolieren den Ausgang des FIFO. Dynamische Änderungen in der Verzögerung des FIFO erzeugen Diskontinuitäten am Ein gang zum Interpolator, was die Leistungsfähigkeit des Inter polators herabsetzt.

Die vorliegende Erfindung löst die Aufgabe, eine Einrichtung und ein Verfahren zur Erzeugung der erforderlichen Strahlfor mungsverzögerungen für ein Ultraschall-Bildgebungssystem mit minimaler Hardware und Software anzugeben. Insbesondere be trifft die Erfindung ein Verfahren zur Bereitstellung dyna misch variabler Zeitverzögerungen in einem Ultraschall strahlformer mit einer Präzision im Bereich der Sub-Sampel rate.

Die Formung von Empfangsstrahlen für ein Ultraschall-Bildge bungssystem hoher Leistung erfordert eine Genauigkeit für die Zeitverzögerung in der Größenordnung von 5 ns. Die Empfangs signale können jedoch digital vollständig dargestellt werden mit viel geringeren Abtastperioden: z. B. 40 MHz für ein re ales Signal oder 10 MHz nach der Demodulation und/oder der Filterung. Die vorliegende Erfindung sieht dynamisch verän derliche Verzögerungen mit einer Präzision vor, die ein Bruchteil der Abtastperiode ist, und zwar ohne die tatsächli che Abtastrate zu erhöhen. Die Bruchteilsverzögerungen werden durch den Einsatz eines mit der Eingangsabtastrate laufenden Interpolators bereitgestellt.

Um die Fokussierung während des Empfangs aufrechtzuerhalten, muß der Ultraschall-Strahlformer die Verzögerungen für jeden Kanal dynamisch erhöhen. Die vorliegende Erfindung sieht die geforderte dynamische Verzögerung ohne Einführung unerwünsch ter Diskontinuitäten vor, indem sie ein FIFO-Register und einen Interpolator kombiniert und synchronisiert.

Die vorgezogene Ausführung des Interpolators verwendet Addie rer vom "Wallace tree"-Typ, um die bit-verschobenen Versionen der Eingänge zu akkumulieren. Die Anzahl von Additionen ist geringer als die Anzahl von Bits, die zur Darstellung äquiva lenter Koeffizienten benötigt würde. Dies reduziert die Hard ware bezogen auf eine konventionelle Implementierung, weiche Multiplizierer mit Verschiebungen und Hinzufügungen in der Anzahl der Bit-Stellen in den Koeffizienten beinhaltet.

Ein weiteres Merkmal der bevorzugten Ausführung besteht darin, daß ihre Leistungsfähigkeit über den gesamten Bereich von Eingangsfrequenzen passend ist, die normalerweise für me dizinische Bildgebung verwendet werden, während sie einen Ab fall der Leistungsfähigkeit außerhalb dieses Frequenzbereichs zuläßt. Sie erfordert keine Modifikation, wenn das Eingangs signal seine Frequenz ändert. Dieses Merkmal ist optional: Einige Ausführungen können frequenzabhängige Konfigurationen enthalten.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von beispielhaften Ausführungen unter Zuhilfenahme der beigefügten Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1A und 1B Diagramme, welche die Strahlformungsgeometrie für Linear/Sektorwandler bzw. ge krümmte lineare Wandler zeigen;

Fig. 2 ein Blockschaltbild, das die hauptsächlichen funktio nalen Untersysteme in einem konventionellen Echtzeit-Ultra schall-Abbildungssystem zeigt;

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines typischen 128-Kanal Strahl formers für das in Fig. 2 dargestellte System;

Fig. 4 ein Blockschaltbild der Kanalverarbeitung bei dem konventionellen in Fig. 3 dargestellten Strahlformer;

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines das Empfangssignal verar beitenden Kanals gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6 eine graphische Darstellung des Frequenzgangs eines Interpolationsfilters bei einer kubischen Vier-Punkt-Interpo lation gemäß der Erfindung;

Fig. 7A und 7B graphische Darstellungen, welche das Ant wortverhalten hinsichtlich der Größe bzw. der Gruppenverzöge rung für ein Interpolationsfilter gemäß der Erfindung zeigen;

Fig. 8 ein Blockschaltbild, das die dynamische Verzögerungs logik zur Strahlformung gemäß der bevorzugten Ausführung der Erfindung zeigt;

Fig. 9 ein Blockschaltbild, das die Verzögerungssteuerungs logik zeigt, die in der dynamischen Verzögerungslogik für die Strahlformung in Fig. 8 eingesetzt ist;

Fig. 10 ein Blockschaltbild, das den in die in Fig. 8 ge zeigte dynamische Verzögerungslogik für die Strahlformung eingefügten Interpolator gemäß einer bevorzugten Ausführung der Erfindung zeigt;

Fig. 11 ein Blockschaltbild, das weitere Einzelheiten eines repräsentativen Verschiebe- und Addierblocks (V) zeigt, wie er in den in Fig. 10 dargestellten Interpolator eingefügt ist; und

Fig. 12 ein Blockschaltbild, das den in die dynamische Ver zögerungslogik für die Strahlformung nach Fig. 8 eingebauten Interpolator gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführung der Erfindung zeigt.

Unter Bezugnahme auf Fig. 5 enthält jeder Verarbeitungskanal 35 für ein Empfangssignal gemäß der vorliegenden Erfindung: Einen Verstärker 52, der das von einem jeweiligen Ultra schall-Wandlerelement erfaßte Signal verstärkt; einen Ana log/Digitalumsetzer 54, der das verstärkte Analogsignal bei einer Abtastrate umsetzt in einen Strom von digitalen Abta stungen (z. B. weist jede digitale Abtastung 8 Bits auf); eine Verzögerungsschaltung 56 um ganzzahlige Abtastperioden zum Verzögern der digitalen Abtastungen um ein Zeitintervall, das gleich einer ganzzahligen Anzahl von Abtastperioden ist; und eine Verzögerungsschaltung 58 um Bruchteile von Abtastperi oden zum Verzögern der digitalen Abtastungen um ein Zeitin tervall, das ein Bruchteil der Abtastperiode ist. Die Aus gänge der entsprechenden um einen Bruchteil der Abtastperiode verzögernden Schaltungen für jeden Verarbeitungskanal werden sodann im Summierer 36, der in Fig. 3 gezeigt ist, aufsum miert.

Gemäß der vorliegenden Erfindung enthält die Verzögerungs schaltung um ganzzahlige Abtastperioden ein dynamisches FIFO- Register 101 (im folgenden als FIFO bezeichnet), sowie eine Reihe von getakteten Pipeline-Registern 102-105 (vgl. Fig. 8), während die um Bruchteile der Abtastperiode verzögernde Schaltung einen Interpolator 107 enthält. Eine parallele Emp fangsstrahlformung könnte unterstützt werden, indem man meh rere Auslesepositionen von jedem FIFO vorsieht. Eine Alterna tive würde darin bestehen, daß man separate FIFOs für jeden Empfangsstrahl vorsieht.

In Übereinstimmung mit dem breiten Konzept der Erfindung schaffen die dynamischen FIFOs eine entfernungsabhängige Zeitverzögerung zur Unterstützung einer breitbandigen Strahl formung. Die FIFOs unterstützen eine 40 MHz Abtastrate, was eine "grobe" Verzögerungsgenauigkeit von ± 12,5 ns liefert. Die anfänglichen Längen der FIFOS werden gesteuert durch Mehrfachbit-Steuerfelder, die "anfängliche Empfangsverzöge rung" genannt werden. Wenn eine (nicht gezeigte) Einrichtung zur Verzögerungserhöhung ein FIFO-Verzögerungsinkrement an fordert, wird die FIFO-Länge an dem Ausgang erhöht mit einer Wiederholung oder mit dem "Halten" der Abtastung am Ausgang, d. h. der Ausgangsdatenwert ändert sich nicht gegenüber dem vorhergehenden 40 MHz Taktimpuls.

Gemäß der Erfindung wird für jeden Empfangsstrahl ein Inter polator benötigt. Der Interpolator sieht für die Verzögerung die "Feineinstellung" vor, indem er zwischen den Abtastungen von dem FIFO interpoliert. Gemäß einer bevorzugten Ausfüh rungsform interpoliert der Interpolator zwischen vier Abta stungen von dem FIFO, um eine Verzögerung um 2,75, 2,5, 2,25 oder 2,0 mal 25 ns Taktperioden zu erzeugen. Dies liefert eine Verzögerungsgenauigkeit von ± 3,125 ns. Die Interpolator-Koef fizienten gemäß der bevorzugten Ausführungsform sind in der Tabelle 1 aufgelistet.

Tabelle 1

Koeffizienten
Zusammensetzung
-20	-(16+4)
-31	-32+1
-28	-32+4
0	0
74	64+8+2
152	128+32-8
220	256-32-4
256	256
220	256-32-4
152	128+32-8
74	64+8+2
0	0
-28	-32+4
-31	-32+1
-20	-(16+4)
0	0

Diese Koeffizienten stellen alle einfachen Kombinationen der Potenzen von 2 in einer bis 256 reichenden Skala dar. Um eine Verzögerung von 2,75 zu erhalten, werden der erste, fünfte, neunte und dreizehnte Koeffizient benutzt; um eine Verzöge rung von 2,5 zu erhalten, wird der zweite, sechste, zehnte und vierzehnte Koeffizient benutzt usw.

Der jedem Strahl zugeordnete Verzögerungszähler 106 (vgl. Fig. 8) wählt die Interpolations-Koeffizienten aus und zeigt an, wenn eine Erhöhung der FIFO-Verzögerung erforderlich ist. Wenn eine Zunahme der FIFO-Verzögerung den FIFO-Ausgang "hält", müssen die Daten des Interpolators ebenfalls gehalten werden.

Ein Beispiel ist in Fig. 2 gezeigt, bei dem jede Zeile einen 40 MHz Taktimpuls darstellt. Die erste Spalte gibt die ge wünschte dynamische Verzögerung in Einheiten von 40 MHz Tak timpulsen an, und zwar startet sie in der ersten Zeile bei 5,0. Der Interpolator liefert den Bruchteilsanteil dieser Verzögerung zusammen mit zwei zusätzlichen ganzzahligen Ver zögerungen. Die nächsten vier Spalten stellen den Inhalt des Interpolator-Eingangspuffers und die letzten vier Spalten die benutzten Koeffizienten dar. Eine FIFO-Verzögerungserhöhung ist in der letzten Zeile erforderlich, somit wird s(25) am Ausgang des FIFO gehalten und gleichermaßen alle Daten in dem Interpolator-Eingangspuffer.

TABELLE 2

Eine Interpolation ist äquivalent zum Anwenden einer linearen zeit-invarianten Filterfunktion auf ein mit Nullen aufgefüll tes Signal. Das mit Nullen aufgefüllte Signal repräsentiert das abgetastete Eingangssignal mit Nullen zwischen den be kannten Abtastwerten. Das Spektrum des mit Nullen aufgefüll ten abgetasteten Signals weist Hochfrequenz-Abbildungen des Eingangsspektrums bei Harmonischen der Abtastrate auf. Das Interpolationsfilter läßt das Spektrum des Eingangssignals durch, während es alle diese Abbildungen abschwächt. Diese Abbildungen liegen oberhalb der Designfrequenz des Arrays, wie sie durch den Abstand zwischen den Elementen bestimmt wird. Sie erzeugen somit Gitterlappen bzw. -keulen (grating lobes). Der relative Wert dieser Gitterlappen wird bestimmt durch die Sperrbereiche des Interpolationsfilters um die Har monischen der Abtastfrequenz.

Die Filterkoeffizienten für diesen Design sind in Tabelle 1 aufgeführt. Der Frequenzgang dieses Interpolationsfilters ist in Fig. 6 gezeigt. Es besitzt einen - 3 dB Durchlaßbereich bis größer 13 MHz und -35 dB Sperrbereiche um 40, 80 und 120 MHz, und zwar jeweils 26 MHz breit. Somit würde im ungünstigsten Fall ein CW Signal Gitterlappen bei -35 dB haben. Die Gitter lappen eines typischen Signals sind viel kleiner. Ein Bei spiel für den ungünstigsten Fall wäre ein 20-Zyklen PW Dopp lerausstoß (burst) auf einer 40 Kanäle umfassenden Apertur. Der erste Gitterlappen wird um zusätzliche -6 dB abgeschwächt, was den insgesamten Pegel kleiner als -40 dB macht.

Ein anderer Weg zur Betrachtung des Interpolators ist der ei ner Auswahl von Allpaßfiltern mit verschiedenen Gruppenverzö gerungen. Dieser Ansatz mag intuitiver sein, da er näher an der aktuellen Implementierung liegt. Bei diesem Design werden vier Koeffizienten entsprechend der gewünschten bruchteiligen Verzögerung angelegt. Da vier verschiedene Bruchteilsverzöge rungen verfügbar sind, gibt es vier Sätze von vier Koeffizi enten, und zwar jede mit einer zugehörigen Gruppenverzögerung und Größenantwort bzw. Amplitudengang. Die Fig. 7A und 7B zeigen das Antwortverhalten für die in der Tabelle 1 aufgeli steten Koeffizienten. Die Betragskurve bzw. der Amplituden gang verläuft mit etwa ± 0,5 dB flach bis zu 13 MHz und die Gruppenverzögerung ist im Rahmen von 3,25 ns korrekt bis zu 13 MHz. Obwohl dieser Ansatz Einsicht in die resultierende Genauigkeit bietet, führt er doch nicht so direkt wie der er ste Ansatz zu einer Abschätzung der Leistungsfähigkeit der Strahlformung (d. h. der Gitterlappenwerte). Im Vergleich zu einer Cordic-Rotation oder einer linearen Interpolation sieht dieser Ansatz in allen Modi eine bessere Leistungsfähigkeit und/oder weniger Hardware vor.

Gemäß einer in Fig. 8 gezeigten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden dynamische Strahlformungsverzögerungen bereitgestellt vom FIFO 101, den Pipeline-Registern 102-105 und dem Interpolator 107. Das FIFO 101 liefert Verzögerungen, die eine ganzzahlige Anzahl der Perioden des Abtasttakts (SCLK sample clock) sind. Die Register 102 und 103 liefern eine zusätzliche Verzögerung von zwei Abtastperioden an IN2, den nominellen Mitteneingang des Interpolators 107. Der In terpolator 107 sieht eine zusätzliche Bruchteilsverzögerung zwischen den Mittlern zwei (IN2 und IN3) Eingangsabtastungen vor. Obwohl ein Interpolator mit vier Abtastungen gezeigt ist, kann die Erfindung verallgemeinert werden auf den Ge brauch von Q Eingangsabtastungen von Q Registern, wobei Q eine ganze Zahl gleich oder größer 2 ist. Die Eingangsregi ster würden in dem Fall eine Verzögerung von Q/2 Abtastperi oden liefern, während der Interpolator zwischen den mittleren beiden Eingängen interpolierte.

Die in Fig. 8 gezeigte dynamische Verzögerungslogik für die Strahlformung besitzt einen Verzögerungszähler 106, der in einer synchronen Weise das FIFO 101, die Register 102-105 so wie den Interpolator 107 steuert. Die insgesamte Verzögerung kann bei jedem Impuls eines Steuertakts (CCLK control clock) als Antwort auf ein Signal "Verzögerung erhöhen" von einer (nicht gezeigten) Einrichtung zur Vergrößerung der Verzöge rung vergrößert werden. Der in Fig. 9 gezeigte Verzögerungs zähler gibt einen Index für die Bruchteilsverzögerung sowie ein Überlaufbit aus. In dem allgemeinen Fall, bei dem der In terpolator 107 eine Auswahl von L Bruchteilsverzögerungen von 0 bis (L - 1)/L Abtastperioden liefert, beträgt der Index M = log₂L Bits. Jedesmal, wenn bei gesetztem Befehl "Verzögerung erhöhen" der Steuertakt CCLK auftritt, erhöht der Akkumulator 108 im Verzögerungszähler seinen Wert, um die nächste Bruchteilsverzögerung auszuwählen. Beim Überlauf von (L - 1) auf 0 setzt die Überlauflogik 110 das Überlaufbit für eine SCLK-Periode, um das Lesen des FIFO 101 über den Eingang REN sowie das Takten der Register über CE zu hemmen. REN stoppt das Lesen des FIFO, während das Schreiben andauert, was eine extra Abtastung der FIFO-Verzögerung pro SCLK-Impuls erzeugt. Ein CSLK-Impuls von REN erhöht die FIFO-Verzögerung um eine Abtastperiode. CE hält die Inhalte auf den Interpola tor-Eingangsregistern, um sie mit dem FIFO-Ausgang synchroni siert zu halten, und zwar mit den für den gewünschten Ausgang am nächsten kommenden vier Abtastungen. Dies geschieht gleichzeitig mit dem Schalten der Interpolator-Verzögerung von einer Bruchteilsverzögerung (L - 1)/L auf 0, was die ge wünschte resultierende Zunahme um 1/L Bruchteilsverzögerungen ohne eine Diskontinuität erzeugt. Dies ist in Tabelle 2 dar gestellt.

Um praktische Beschränkungen hinsichtlich der Zeitsteuerung zu berücksichtigen, muß CCLK in der richtigen Beziehung zu SCLK stehen. Die CCLK Triggerimpulskante muß früh genug auf treten, um das Aufsetzen der Steuereingänge REN und CE vor der SCLK Triggerflanke zu erlauben. Im allgemeinen kann der Steuertakt CCLK mit einer niedrigeren Frequenz laufen als der Abtasttakt SCLK. Die Frequenz f_c des Steuertakts CCLK braucht lediglich groß genug zu sein, um mit der Frequenz Schritt zu halten, mit der die Strahlformungsverzögerungen sich mit der Entfernung ändern müssen.

Eine gute Approximation ist:

wobei f_s die SCLK-Frequenz, f_n die kleinste f-Zahl für den Empfang und θ der maximale Auslenkwinkel relativ zur Breit seite ist. Ein System, das eine kleinste f-Zahl von 1,5 für den Empfang besitzt, einen maximalen Auslenkungswinkel von 45°, eine Abtastfrequenz von 40 MHz sowie ein Interpolations verhältnis L von 4 aufweist, erfordert einen Steuertakt von 10 MHz.

Bei dem Interpolator kann es sich um einen konventionellen Interpolator handeln, wie er im Stand der Technik beschrieben wird; jedoch ist die bevorzugte Ausführungsform in Fig. 10 gezeigt. Ein Multiplexer (MUX) 111 wählt eine der L Bruch teilsverzögerungen entsprechend dem Index vom Verzögerungs zähler 106 (vgl. Fig. 8) aus. Ist der Index Null, wird die Abtastung von dem zweiten (Q/2) Eingangsregister direkt zum Ausgang durchgeleitet. Andernfalls wird der Ausgang von einem der (L - 1) Verschiebe- und Addierblöcke(V) 112 bis 114 be nutzt.

Ein Vorteil des vorgehenden Verfahrens besteht darin, daß keine Multiplizierer benötigt werden; lediglich Verschiebun gen, Inversionen und ein "Wallace tree"-Addierer werden pro Verschiebe- und Addierblock benötigt (vgl. Fig. 11). Die Bit- Schieber erfordern keine Steuerung oder aktive Schaltung; die Verschiebungen werden schlicht durch Verschieben der Bit-Ver bindungen durchgeführt. Eine Inversion ist sehr einfach und ein "Wallace tree"-Addierer ist der effizienteste VLSI-De sign, um viele Werte aufzuaddieren. Bei der bevorzugten in Fig. 11 gezeigten Ausführung wird die erste Eingangsabta stung in den entsprechenden Blöcken (V/I) 116A und 116B in zwei Pfaden verschoben/invertiert; die zweite Eingangsabta stung wird in den entsprechenden Blöcken 116C-116E in drei Pfaden verschoben/invertiert; die dritte Eingangsabtastung wird in den entsprechenden Blöcken 116F-116H in drei Pfaden verschoben/invertiert; und die vierte Eingangsabtastung wird in den entsprechenden Blöcken 116I und 116J in zwei Pfaden verschoben/invertiert. Um beispielsweise eine Verzögerung von 2,75 zu erhalten, werden der erste, fünfte, neunte und drei zehnte der in Tabelle 1 aufgelisteten Koeffizienten zusammen gesetzt und wie folgt benutzt: Der Eingang IN1 zum Ver schiebe-/Invertierblock 116A wird um 4 Bitstellen verschoben und invertiert (d. h. äquivalent zu einer Multiplikation mit -16); der Eingang IN1 zum Verschiebe-/Invertierblock 116B wird um 2 Bitstellen verschoben und invertiert (d. h. äquivalent zu einer Multiplikation mit -4); der Eingang IN2 zum Verschiebe-/In vertierblock 116C wird um 6 Bitstellen verschoben (d,h. äquivalent zu einer Multiplikation mit 64); der Eingang IN2 zum Verschiebe-/Invertierblock 116D wird um 3 Bitstellen ver schoben (d. h. äquivalent zu einer Multiplikation mit 8); der Eingang IN2 zum Verschiebe-/Invertierblock 116E wird um eine Bitstelle verschoben (d. h. äquivalent zu einer Multiplikation mit 2); der Eingang IN3 zum Verschiebe-/Invertierblock 116F wird um 8 Bitstellen verschoben (d. h. äquivalent zu einer Multiplikation mit 256); der Eingang IN3 zum Verschiebe-/In vertierblock 116G wird um 5 Bitstellen verschoben und in vertiert (d. h. äquivalent zu einer Multiplikation mit -32); der Eingang IN3 zum Verschiebe-/Invertierblock 116H wird um 2 Bitstellen verschoben und invertiert (d. h. äquivalent zu ei ner Multiplikation mit -4); der Eingang IN4 zum Verschiebe-/In vertierblock 116I wird um 6 Bitstellen verschoben und in vertiert (d. h. äquivalent zu einer Multiplikation mit -32); und der Eingang IN4 zum Verschiebe-/Invertierblock 116J wird um 2 Bitstellen verschoben (d. h. äquivalent zu einer Multi plikation mit 4). Alle verschobenen/invertierten Abtastungen werden sodann an einen "Wallace tree"-Addierer 115 zur Auf summierung angelegt, z. B. -20(In1) + 74(IN2) + 220(IN3) -28(IN4). Dies ist äquivalent zu einer Interpolation mit Koef fizienten, die auf die Summe oder Differenz von zwei oder drei Potenzen von 2 begrenzt sind, d. h. + 2^{Verschiebungen}. Für eine verbesserte Leistungsfähigkeit können mehr Potenzen von zwei benutzt werden.

Ein alternativer Ansatz macht sich die Symmetrie der Interpo lationskoeffizienten zunutzte. Die Koeffizienten für die i/L Bruchteilsverzögerung werden einfach in der Reihenfolge von den Koeffizienten für die (L - i)/L Verzögerung umgekehrt, wobei i < L/2 ist. Somit kann für das Beispiel L = Q = 4, wenn der Index der Bruchteilsverzögerung größer als 2 ist, die Umkehrlogik 117 die Eingänge IN1, IN2; IN3 und IN4 umkeh ren, um sie mit den Verschiebe- und Addiereingängen IN4, IN3, IN2, bzw. IN1 zu verbinden. Die Steuerlogik 118 für den Mul tiplexer gibt den Index L/2 - i aus, wenn der Index i der Bruchteilsverzögerung größer ist als L/2 und läßt andernfalls einfach i durch.

Eine geeignete Auswahl der Verschiebungen und Inversionen, d. h. der Koeffizienten, kann eine angemessene Leistungsfähig keit über das gesamte Band für die Ultraschallbildgebung lie fern.

Die vorhergehenden bevorzugten Ausführungsformen wurden zum Zwecke der Veranschaulichung dargestellt. Abänderungen und Modifikationen werden sich für Fachleute auf dem Gebiet der Strahlformung für Ultraschallbildgebung unschwer ergeben. Alle derartigen Abänderungen und Modifikationen sollen von den nachfolgend angeführten Ansprüchen mitumfaßt werden.

Claims

1. Strahl- bzw. Bündelformungskanal, insbesondere für eine Einrichtung zur Ultraschallbildgebung, gekennzeichnet durch:
Einrichtungen (54) zur Analog/Digitalumsetzung zum Aus geben von digitalen Abtastwerten bzw. Abtastungen bei einer Abtastrate;
eine Schaltung (56) zum Verzögern um ganzzahlige Ab tastperioden mit einem Eingang zum Aufnehmen der digitalen Abtastungen und mit einem Ausgang;
eine Schaltung (58) zum Verzögern um Bruchteile von Ab tastperioden mit einem Eingang zum Aufnehmen der digitalen Abtastungen von der Schaltung (56) zum Verzögern um ganzzah lige Abtastperioden und mit einem Ausgang; und
eine Verzögerungssteuerschaltung (106), die mit der Schaltung (56) zum Verzögern um ganzzahlige Abtastperioden sowie mit der Schaltung (58) zum Verzögern um Bruchteile von Abtastperioden verbunden ist, zum Ausgeben von Verzögerungs signalen, die dynamisch und synchron den Betrag steuern, um den die Schaltung zum Verzögern um ganzzahlige Abtastperioden sowie die Schaltung zum Verzögern um Bruchteile von Abtastpe rioden jeweils ein durch sie hindurchgehendes Signal verzö gern;
wobei die Schaltung (56) zum Verzögern um ganzzahlige Abtastperioden enthält:
ein FIFO-Register (101) mit einem Eingang zum Aufnehmen der digitalen Abtastungen und mit einem Ausgang; und
ein erstes Register (102) mit einem mit dem Ausgang des FIFO verbundenen Eingang sowie mit einem Ausgang;
und wobei die Schaltung (58) zum Verzögern um Bruch teile von Abtastperioden einen Interpolator (107) mit einem ersten Eingang (IN1) enthält, der mit dem Ausgang des ersten Registers (102) verbunden ist.

2. Strahlformungskanal nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß er weiterhin ein zweites Register (103) enthält, das einen mit dem Ausgang des ersten Registers (102) verbundenen Eingang sowie einen Ausgang besitzt, wobei der Interpolator (107) einen zweiten mit dem Ausgang des zweiten Registers (103) verbundenen Eingang (IN2) aufweist.

3. Strahlformungskanal nach Anspruch 2, dadurch ge kennzeichnet, daß er weiter enthält:
ein drittes Register (104) mit einem mit dem Ausgang des zweiten Registers (103) verbundenen Eingang sowie mit ei nem Ausgang; und
ein viertes Register (105) mit einem mit dem Ausgang des dritten Registers (104) verbundenen Eingang sowie mit einem Ausgang, wobei der Interpolator (107) dritte (IN3) bzw. vierte (IN4) Eingänge aufweist, die mit den Ausgängen des dritten und vierten Registers (104, 105) verbunden sind.

4. Strahlformungskanal nach Anspruch 2, dadurch ge kennzeichnet, daß der Interpolator (107) eine interpolierte digitale Abtastung ausgibt, die eine Funktion der ersten und zweiten von den ersten bzw. zweiten Registern empfangenen di gitalen Abtastungen ist.

5. Strahlformungskanal nach Anspruch 2, dadurch ge kennzeichnet, daß der Interpolator (107) enthält:
erste Einrichtungen zum Verschieben und/oder Invertie ren der ersten und zweiten digitalen Abtastungen von den er sten und zweiten Registern gemäß einem ersten Satz von Inter polationskoeffizienten zur Erzeugung einer ersten Menge von verschobenen/invertierten digitalen Abtastungen, die abhängig sind von den Ergebnissen der Verschiebung und/oder der Inver tierung der ersten und zweiten digitalen Abtastungen von den ersten und zweiten Registern gemäß dem ersten Satz von Inter polationskoeffizienten;
einen ersten derart gekoppelten Addierer, daß er die erste Menge von verschobenen/invertierten digitalen Abtastun gen empfängt und addiert, um eine erste interpolierte digi tale Abtastung zu erzeugen;
zweite Einrichtungen zum Verschieben und/oder Invertie ren der ersten und zweiten digitalen Abtastungen von den er sten und zweiten Registern gemäß einem zweiten Satz von In terpolationskoeffizienten zur Erzeugung einer zweiten Menge von verschobenen/invertierten digitalen Abtastungen, die ab hängig sind von den Ergebnissen der Verschiebung und/oder der Invertierung der ersten und zweiten digitalen Abtastungen von den ersten und zweiten Registern gemäß dem zweiten Satz von Interpolationskoeffizienten;
einen zweiten derart gekoppelten Addierer, daß er die zweite Menge von verschobenen/invertierten digitalen Abta stungen empfängt und addiert, um eine zweite interpolierte digitale Abtastung zu erzeugen; und
einen Multiplexer (111) mit ersten bzw. zweiten Eingän gen, die zum Aufnehmen der ersten und zweiten interpolierten digitalen Abtastungen verbunden sind, wobei der Multiplexer als Antwort auf ein Steuersignal von der Verzögerungssteuer schaltung (106) eine der ersten und zweiten interpolierten digitalen Abtastungen ausgibt.

6. Strahlformungskanal nach Anspruch 5, dadurch ge kennzeichnet, daß jeder der ersten und zweiten Addierer ein "Wallace tree"-Addierer (115) ist.

7. Strahlformungskanal nach Anspruch 2, dadurch ge kennzeichnet, daß der Interpolator (107) enthält:
erste bzw. zweite Bit-Verschiebe/Invertierschaltungen, die zum Aufnehmen der ersten und zweiten digitalen Abtastun gen von den ersten und zweiten Registern verbunden sind, wo bei jede der ersten und zweiten Bit-Verschiebe/Invertier schaltungen einen Ausgang aufweist;
einen ersten Addierer mit ersten und zweiten Eingängen, die mit den Ausgängen der ersten bzw. zweiten Bit-Verschiebe-/In vertierschaltungen verbunden sind und einen Ausgang aufweisen; und
einen Multiplexer (111) mit einem ersten mit dem Aus gang des ersten Addierers gekoppelten Eingang.

8. Strahlformungskanal nach Anspruch 7, dadurch ge kennzeichnet, daß der Interpolator weiterhin enthält:
dritte bzw. vierte Bit-Verschiebe/Invertierschaltungen, die zum Aufnehmen der ersten und zweiten digitalen Abtastun gen von den ersten und zweiten Registern verbunden sind, wo bei jede der dritten und vierten Bit-Verschiebe/Invertier schaltungen einen Ausgang aufweist; und
einen zweiten Addierer mit ersten und zweiten Eingängen, die mit den Ausgängen der dritten bzw. vierten Bit-Verschiebe/Invertierschaltungen verbunden sind und einen Ausgang aufweisen;
wobei der Multiplexer einen zweiten mit dem Ausgang des zweiten Addierers verbundenen Eingang aufweist.

9. Strahlformungskanal nach Anspruch 8, dadurch ge kennzeichnet, daß es sich bei jedem der ersten und zweiten Addierer um einen "Wallace tree"-Addierer handelt.

10. Strahl- bzw. Bündelformer, insbesondere für Ultra schall-Bildgebungssysteme, mit mehreren Strahlformerkanälen sowie einem Summierer mit mehreren Eingängen, die jeweils mit den mehreren Strahlformerkanälen verbunden sind, dadurch ge kennzeichnet, daß jeder der Strahlformerkanäle enthält:
Einrichtungen (54) zur Analog/Digitalumsetzung zum Aus geben von digitalen Abtastwerten bzw. Abtastungen bei einer Abtastrate;
eine Schaltung (56) zum Verzögern um ganzzahlige Ab tastperioden mit einem Eingang zum Aufnehmen der digitalen Abtastungen und mit einem Ausgang;
eine Schaltung (58) zum Verzögern um Bruchteile von Ab tastperioden mit einem Eingang zum Aufnehmen der digitalen Abtastungen von der Schaltung (56) zum Verzögern um ganzzah lige Abtastperioden und mit einem Ausgang, der mit einem ent sprechenden Eingang des Summierers verbunden ist; und
eine Verzögerungssteuerschaltung (106), die mit der Schaltung (56) zum Verzögern um ganzzahlige Abtastperioden sowie mit der Schaltung (58) zum Verzögern um Bruchteile von Abtastperioden verbunden ist, zum Ausgeben von Verzögerungssignalen, die dynamisch und synchron den Betrag steuern, um den die Schaltung zum Verzögern um ganzzahlige Abtastperioden sowie die Schaltung zum Verzögern um Bruch teile von Abtastperioden jeweils ein durch sie hindurchgehen des Signal verzögern;
wobei die Schaltung (56) zum Verzögern um ganzzahlige Abtastperioden enthält:
ein FIFO-Register (101) mit einem Eingang zum Aufnehmen der digitalen Abtastungen und mit einem Ausgang; und
ein erstes Register (102) mit einem mit dem Ausgang des FIFO verbundenen Eingang sowie mit einem Ausgang;
und wobei die Schaltung (58) zum Verzögern um Bruch teile von Abtastperioden einen Interpolator (107) mit einem ersten Eingang (IN1) enthält, der mit dem Ausgang des ersten Registers (102) verbunden ist.

11. Strahlformer nach Anspruch 10, dadurch gekenn zeichnet, daß jeder der Strahlformerkanäle weiterhin ein zweites Register (103) enthält, das einen mit dem Ausgang des ersten Registers (102) verbundenen Eingang sowie einen Aus gang besitzt, wobei der Interpolator (107) einen zweiten mit dem Ausgang des zweiten Registers (103) verbundenen Eingang (IN2) aufweist.

12. Strahlformer nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet, daß jeder der Strahlformerkanäle weiterhin enthält:
ein drittes Register (104) mit einem mit dem Ausgang des zweiten Registers (103) verbundenen Eingang sowie mit ei nem Ausgang; und
ein viertes Register (105) mit einem mit dem Ausgang des dritten Registers (104) verbundenen Eingang sowie mit ei nem Ausgang, wobei der Interpolator (107) dritte (IN3) bzw. vierte (IN4) Eingänge aufweist, die mit den Ausgängen des dritten und vierten Registers (104, 105) verbunden sind.

13. Strahlformer nach Anspruch 12, dadurch gekenn zeichnet, daß der Interpolator (107) eine interpolierte digi tale Abtastung ausgibt, die eine Funktion der ersten bis vierten von den jeweils ersten bis vierten Registern (102, 103, 104, 105) empfangenen digitalen Abtastungen ist.

14. Strahlformer nach Anspruch 12, dadurch gekenn zeichnet, daß der Interpolator (107) enthält:
erste Einrichtungen zum Verschieben und/oder Invertie ren der ersten und zweiten digitalen Abtastungen von den er sten und zweiten Registern gemäß einem ersten Satz von Inter polationskoeffizienten zur Erzeugung einer ersten Menge von verschobenen/invertierten digitalen Abtastungen, die abhängig sind von den Ergebnissen der Verschiebung und/oder der Inver tierung der ersten und zweiten digitalen Abtastungen von den ersten und zweiten Registern gemäß dem ersten Satz von Inter polationskoeffizienten;
einen ersten derart gekoppelten Addierer, daß er die erste Menge von verschobenen/invertierten digitalen Abtastun gen empfängt und addiert, um eine erste interpolierte digi tale Abtastung zu erzeugen;
zweite Einrichtungen zum Verschieben und/oder Invertie ren der ersten und zweiten digitalen Abtastungen von den er sten und zweiten Registern gemäß einem zweiten Satz von In terpolationskoeffizienten zur Erzeugung einer zweiten Menge von verschobenen/invertierten digitalen Abtastungen, die ab hängig sind von den Ergebnissen der Verschiebung und/oder der Invertierung der ersten und zweiten digitalen Abtastungen von den ersten und zweiten Registern gemäß dem zweiten Satz von Interpolationskoeffizienten;
einen zweiten derart gekoppelten Addierer, daß er die zweite Menge von verschobenen/invertierten digitalen Abta stungen empfängt und addiert, um eine zweite interpolierte digitale Abtastung zu erzeugen; und
einen Multiplexer (111) mit ersten bzw. zweiten Eingän gen, die zum Aufnehmen der ersten und zweiten interpolierten digitalen Abtastungen verbunden sind, wobei der Multiplexer als Antwort auf ein Steuersignal von der Verzögerungssteuer schaltung (106) eine von den ersten und zweiten interpolier ten digitalen Abtastungen ausgibt.

15. Strahlformer nach Anspruch 14, dadurch gekenn zeichnet, daß jeder der ersten und zweiten Addierer ein "Wallace tree"-Addierer (115) ist.

16. Strahlformer nach Anspruch 12, dadurch gekenn zeichnet, daß der Interpolator (107) enthält:
erste bzw. zweite Bit-Verschiebe/Invertierschaltungen, die zum Aufnehmen der ersten und zweiten digitalen Abtastun gen von den ersten und zweiten Registern verbunden sind, wo bei jede der ersten und zweiten Bit-Verschiebe/Invertier schaltungen einen Ausgang aufweist;
einen ersten Addierer mit ersten und zweiten Eingängen, die mit den Ausgängen der ersten bzw. zweiten Bit-Verschiebe-/In vertierschaltungen verbunden sind und einen Ausgang aufweisen; und
einen Multiplexer (111) mit einem ersten mit dem Aus gang des ersten Addierers gekoppelten Eingang.

17. Strahlformer nach Anspruch 16, dadurch gekenn zeichnet, daß der Interpolator weiterhin enthält:
dritte bzw. vierte Bit-Verschiebe/Invertierschaltungen, die zum Aufnehmen der ersten und zweiten digitalen Abtastun gen von den ersten und zweiten Registern verbunden sind, wo bei jede der dritten und vierten Bit-Verschiebe/Invertier schaltungen einen Ausgang aufweist; und
einen zweiten Addierer mit ersten und zweiten Eingängen, die mit den Ausgängen der dritten bzw. vierten Bit-Verschiebe/Invertierschaltungen verbunden sind und einen Ausgang aufweisen;
wobei der Multiplexer einen zweiten mit dem Ausgang des zweiten Addierers verbundenen Eingang aufweist.

18. Strahlformer nach Anspruch 17, dadurch gekenn zeichnet, daß es sich bei jedem der ersten und zweiten Addie rer um einen "Wallace tree"-Addierer handelt.

19. Ultraschall-Bildgebungssystem enthaltend ein Wand ler-Array, einen mit dem Wandler-Array verbundenen Strahlfor mer, einen mit dem Strahlformer verbundenen Signalprozessor, einen mit dem Signalprozessor verbundenen Abtastkonverter so wie einen mit dem Abtastkonverter verbundenen Anzeigemonitor, wobei das Wandler-Array eine Vielzahl von Wandlerelementen enthält, und der Strahlformer mehrere Strahlformungskanäle enthält sowie Schaltkreise zum Schalten und selektiven Ver binden der Strahlformungskanäle mit den Wandlerelementen so wie Summiereinrichtungen mit mehreren Eingängen, die jeweils mit den mehreren Strahlformungskanälen verbunden sind, da durch gekennzeichnet, daß jeder der Strahlformungskanäle ent hält:
Einrichtungen (54) zur Analog/Digitalumsetzung zum Aus geben von digitalen Abtastwerten bzw. Abtastungen bei einer Abtastrate;
eine Schaltung (56) zum Verzögern um ganzzahlige Ab tastperioden mit einem Eingang zum Aufnehmen der digitalen Abtastungen und mit einem Ausgang;
eine Schaltung (58) zum Verzögern um Bruchteile von Ab tastperioden mit einem Eingang zum Aufnehmen der digitalen Abtastungen von der Schaltung (56) zum Verzögern um ganzzah lige Abtastperioden und mit einem Ausgang, der mit einem ent sprechenden Eingang des Summierers verbunden ist; und
eine Verzögerungssteuerschaltung (106), die mit der Schaltung (56) zum Verzögern um ganzzahlige Abtastperioden sowie mit der Schaltung (58) zum Verzögern um Bruchteile von Abtastperioden verbunden ist, zum Ausgeben von Verzögerungs signalen, die dynamisch und synchron den Betrag steuern, um den die Schaltung zum Verzögern um ganzzahlige Abtastperioden sowie die Schaltung zum Verzögern um Bruchteile von Abtastpe rioden jeweils ein durch sie hindurchgehendes Signal verzö gern;
wobei die Schaltung (56) zum Verzögern um ganzzahlige Abtastperioden enthält:
ein FIFO-Register (101) mit einem Eingang zum Aufnehmen der digitalen Abtastungen und mit einem Ausgang; des ersten Registers (102) verbundenen Eingang; und
wobei die Schaltung (58) zum Verzögern um Bruchteile von Abtastperioden einen Interpolator (107) mit ersten bzw. zweiten Eingängen enthält, die mit den Ausgängen der ersten und zweiten Register verbunden sind.

20. Ultraschall-Bildgebungssystem nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Interpolator (107) enthält:
erste Einrichtungen zum Verschieben und/oder Invertie ren der ersten und zweiten digitalen Abtastungen von den er sten und zweiten Registern gemäß einem ersten Satz von Inter polationskoeffizienten zur Erzeugung einer ersten Menge von verschobenen/invertierten digitalen Abtastungen, die abhängig sind von den Ergebnissen der Verschiebung und/oder der Inver tierung der ersten und zweiten digitalen Abtastungen von den ersten und zweiten Registern gemäß dem ersten Satz von Inter polationskoeffizienten;
einen ersten derart gekoppelten Addierer, daß er die erste Menge von verschobenen/invertierten digitalen Abtastun gen empfängt und addiert, um eine erste interpolierte digi tale Abtastung zu erzeugen;
zweite Einrichtungen zum Verschieben und/oder Invertie ren der ersten und zweiten digitalen Abtastungen von den er sten und zweiten Registern gemäß einem zweiten Satz von In terpolationskoeffizienten zur Erzeugung einer zweiten Menge von verschobenen/invertierten digitalen Abtastungen, die ab hängig sind von den Ergebnissen der Verschiebung und/oder der Invertierung der ersten und zweiten digitalen Abtastungen von den ersten und zweiten Registern gemäß dem zweiten Satz von Interpolationskoeffizienten;
einen zweiten derart gekoppelten Addierer, daß er die zweite Menge von verschobenen/invertierten digitalen Abta stungen empfängt und addiert, um eine zweite interpolierte digitale Abtastung zu erzeugen; und
einen Multiplexer (111) mit ersten bzw. zweiten Eingän gen, die zum Aufnehmen der ersten und zweiten interpolierten digitalen Abtastungen verbunden sind, wobei der Multiplexer als Antwort auf ein Steuersignal von der Verzögerungssteuer schaltung (106) eine der ersten und zweiten interpolierten digitalen Abtastungen ausgibt.

21. Verfahren zum Erzeugen einer zeitverzögerten digi talen Abtastung in einem Ultraschall-Strahlformer entspre chend einer digitalen Abtastung mit einer Zeitverzögerung, die ein Bruchteil einer Abtastperiode ist, dadurch gekenn zeichnet, daß es die folgenden Schritte enthält:
Gewinnen von ersten und zweiten digitalen Abtastungen eines Ultraschall-Empfangssignals während einer ersten und zweiten Abtastperiode;
Bit-Verschiebung und/oder Invertierung der ersten und zweiten digitalen Abtastungen gemäß einem ersten Satz von In terpolationskoeffizienten, um eine erste Menge von hinsicht lich ihrer Bit-Stellen verschobenen/invertierten digitalen Abtastungen zu erzeugen, die abhängig sind von den Ergebnis sen der Verschiebung und/oder Invertierung der ersten und zweiten digitalen Abtastungen von den ersten und zweiten Re gistern gemäß dem ersten Satz von Interpolationskoeffizien ten;
Addieren dieser ersten Menge von hinsichtlich ihrer Bit-Stellen verschobenen/invertierten digitalen Abtastungen, um eine erste interpolierte digitale Abtastung zu erzeugen;
Bit-Verschiebung und/oder Invertierung der ersten bis vierten digitalen Abtastungen gemäß einem zweiten Satz von Interpolationskoeffizienten, um eine zweite Menge von hin sichtlich ihrer Bit-Stellen verschobenen/invertierten digita len Abtastungen zu erzeugen, die abhängig sind von den Ergeb nissen der Verschiebung und/oder Invertierung der ersten und zweiten digitalen Abtastungen von den ersten und zweiten Re gistern gemäß dem zweiten Satz von Interpolationskoeffizien ten;
Addieren der zweiten Menge von hinsichtlich ihrer Bit stellen verschobenen/invertierten digitalen Abtastungen, um eine zweite interpolierte digitale Abtastung zu erzeugen; und
im Multiplexbetrieb erfolgendes Durchschalten einer der ersten und zweiten interpolierten digitalen Abtastungen zu einem Ausgang.