JPH10293170A - 超音波ビーム形成装置 - Google Patents
超音波ビーム形成装置Info
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- JPH10293170A JPH10293170A JP9360496A JP36049697A JPH10293170A JP H10293170 A JPH10293170 A JP H10293170A JP 9360496 A JP9360496 A JP 9360496A JP 36049697 A JP36049697 A JP 36049697A JP H10293170 A JPH10293170 A JP H10293170A
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- G10K11/345—Circuits therefor using energy switching from one active element to another
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- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
- Transducers For Ultrasonic Waves (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】多数の並列チャネルでのエコー信号の時間遅延
および加算によって超音波ビームを形成する超音波イメ
ージング・システムにおいて、チャネルの処理に必要な
ビーム形成用遅延を与える手段。 【解決手段】フェーズド・アレイ・セクタ走査超音波シ
ステムにおいて、各々の受信チャネルは、それぞれの素
子により発生エコー信号に遅延を与える。該エコー信号
は、送信ビームがアレイの中心から出ない時でも、ステ
アリングされ、動的に収束され且つウインドウを定めた
受信ビームを形成するように加算される。受信器は、多
数のビーム形成チャネルを含むビーム形成装置を有す
る。ビーム形成装置は、ＦＩＦＯ装置および補間器を組
み合わせ同期化し、不所望な不連続性を導入することな
く各チャネルに対する遅延を動的に増加する。補間器は
「ウォーレス・ツリー」加算器を使用して、入力をビッ
ト・シフトさせたものを累算する
および加算によって超音波ビームを形成する超音波イメ
ージング・システムにおいて、チャネルの処理に必要な
ビーム形成用遅延を与える手段。 【解決手段】フェーズド・アレイ・セクタ走査超音波シ
ステムにおいて、各々の受信チャネルは、それぞれの素
子により発生エコー信号に遅延を与える。該エコー信号
は、送信ビームがアレイの中心から出ない時でも、ステ
アリングされ、動的に収束され且つウインドウを定めた
受信ビームを形成するように加算される。受信器は、多
数のビーム形成チャネルを含むビーム形成装置を有す
る。ビーム形成装置は、ＦＩＦＯ装置および補間器を組
み合わせ同期化し、不所望な不連続性を導入することな
く各チャネルに対する遅延を動的に増加する。補間器は
「ウォーレス・ツリー」加算器を使用して、入力をビッ
ト・シフトさせたものを累算する
Description
【０００１】
【発明の分野】本発明は、一般的には、多数の並列チャ
ネルでのエコー信号の時間遅延および加算によって超音
波ビームを形成する超音波イメージング・システムに関
するものである。具体的には、本発明は、チャネルの処
理に必要なビーム形成用遅延を与える手段に関するもの
である。
ネルでのエコー信号の時間遅延および加算によって超音
波ビームを形成する超音波イメージング・システムに関
するものである。具体的には、本発明は、チャネルの処
理に必要なビーム形成用遅延を与える手段に関するもの
である。
【０００２】
【発明の背景】従来の超音波イメージング・システム
は、超音波ビームを送信し且つ被検体からの反射ビーム
を受信するために使用される超音波トランスジューサの
アレイを有する。超音波イメージングのために、該アレ
イは典型的には一列に配列され且つ別々の電圧で駆動さ
れる多数のトランスジューサを有する。印加される電圧
の時間遅延（または位相）および振幅を選択することに
よって、個々のトランスジューサは、これらのトランス
ジューサが発生する超音波が組み合わさって、好ましい
ベクトル方向に沿って進行し且つビームに沿った選ばれ
た点に焦点合わせされ正味の超音波を形成するように制
御することが出来る。同じ解剖学的情報を表すデータを
取得するために多数回のファイアリング（ｆｉｒｉｎ
ｇ）が使用される。各々のファイアリングにおけるビー
ム形成パラメータを変えることにより、最大焦点を変更
し、さもなければ例えば各々のビームの焦点を前のビー
ムの焦点に対してシフトさせながら同じ走査線に沿って
相次いでビームを送信することによって、各ファイアリ
ングでの受信データの内容を変更することができる。印
加電圧の時間遅延および振幅を変えることによって、被
検体を走査するために一平面内でビームをその焦点と共
に動かすことが出来る。
は、超音波ビームを送信し且つ被検体からの反射ビーム
を受信するために使用される超音波トランスジューサの
アレイを有する。超音波イメージングのために、該アレ
イは典型的には一列に配列され且つ別々の電圧で駆動さ
れる多数のトランスジューサを有する。印加される電圧
の時間遅延（または位相）および振幅を選択することに
よって、個々のトランスジューサは、これらのトランス
ジューサが発生する超音波が組み合わさって、好ましい
ベクトル方向に沿って進行し且つビームに沿った選ばれ
た点に焦点合わせされ正味の超音波を形成するように制
御することが出来る。同じ解剖学的情報を表すデータを
取得するために多数回のファイアリング（ｆｉｒｉｎ
ｇ）が使用される。各々のファイアリングにおけるビー
ム形成パラメータを変えることにより、最大焦点を変更
し、さもなければ例えば各々のビームの焦点を前のビー
ムの焦点に対してシフトさせながら同じ走査線に沿って
相次いでビームを送信することによって、各ファイアリ
ングでの受信データの内容を変更することができる。印
加電圧の時間遅延および振幅を変えることによって、被
検体を走査するために一平面内でビームをその焦点と共
に動かすことが出来る。
【０００３】この同じ原理は、トランスジューサが反射
された音波を受信するために用いられるとき（受信モー
ド）にも適用される。受信用トランスジューサで発生さ
れた電圧は、正味の信号が被検体内の１つの焦点から反
射された超音波を表すように加算される。送信モードの
場合と同様に、超音波エネルギのこの焦点合わせされた
受信は、各々の受信用トランスジューサからの信号に対
して別々の時間遅延（および／または位相）と利得を与
えることによって達成される。
された音波を受信するために用いられるとき（受信モー
ド）にも適用される。受信用トランスジューサで発生さ
れた電圧は、正味の信号が被検体内の１つの焦点から反
射された超音波を表すように加算される。送信モードの
場合と同様に、超音波エネルギのこの焦点合わせされた
受信は、各々の受信用トランスジューサからの信号に対
して別々の時間遅延（および／または位相）と利得を与
えることによって達成される。
【０００４】このような走査は、ステアリング（ｓｔｅ
ｅｒｉｎｇ）された超音波を送信し、反射された超音波
を受信して記憶する一連の測定で構成される。典型的に
は、送信および受信は各々の測定の際に同じ方向にステ
アリングされて、音響ビームすなわち走査線に沿った一
連の点からのデータが取得される。受信器は、反射され
た超音波を受信するとき、走査線に沿った相次ぐ距離
（ｒａｎｎｇｅ）に動的に焦点合わせされる。
ｅｒｉｎｇ）された超音波を送信し、反射された超音波
を受信して記憶する一連の測定で構成される。典型的に
は、送信および受信は各々の測定の際に同じ方向にステ
アリングされて、音響ビームすなわち走査線に沿った一
連の点からのデータが取得される。受信器は、反射され
た超音波を受信するとき、走査線に沿った相次ぐ距離
（ｒａｎｎｇｅ）に動的に焦点合わせされる。
【０００５】超音波イメージングは多数のイメージ走査
線で構成される。１つの走査線（または小さな局部の走
査線群）は、収束された超音波エネルギを関心のある領
域内の一点に送信し、次いで反射されたエネルギを時間
につれて受信することによって取得される。収束された
送信エネルギは「送信ビーム」と呼ばれる。送信後の時
間に、受信ビーム形成装置が、位相回転または遅延を動
的に変えることによって、各々のチャネルで受信したエ
ネルギをコヒーレントに加算して、所望の走査線に沿っ
たピーク感度を経過時間に比例する距離の所に生じさせ
る。この結果の収束された感度パターンは「受信ビー
ム」と呼ばれる。走査線の分解能は、関連する送信およ
び受信ビーム対の指向性の結果である。
線で構成される。１つの走査線（または小さな局部の走
査線群）は、収束された超音波エネルギを関心のある領
域内の一点に送信し、次いで反射されたエネルギを時間
につれて受信することによって取得される。収束された
送信エネルギは「送信ビーム」と呼ばれる。送信後の時
間に、受信ビーム形成装置が、位相回転または遅延を動
的に変えることによって、各々のチャネルで受信したエ
ネルギをコヒーレントに加算して、所望の走査線に沿っ
たピーク感度を経過時間に比例する距離の所に生じさせ
る。この結果の収束された感度パターンは「受信ビー
ム」と呼ばれる。走査線の分解能は、関連する送信およ
び受信ビーム対の指向性の結果である。
【０００６】走査線はそれらの位置および角度によって
規定される。ビームとトランスジューサの面との交点は
「位相中心」と呼ばれる。垂直線に対する走査線の角度
が「ステアリング角度」と呼ばれる。ビーム形成用遅延
は固定され又は動的に変えられる。送信での遅延は、特
定の距離でピーク圧力を生じるように固定される。受信
での遅延は典型的には動的に変えられる。というのは、
ピーク感度が経過時間ｔの関数として増加する反射距離
ｒに追従するようにしなければならないからである。
規定される。ビームとトランスジューサの面との交点は
「位相中心」と呼ばれる。垂直線に対する走査線の角度
が「ステアリング角度」と呼ばれる。ビーム形成用遅延
は固定され又は動的に変えられる。送信での遅延は、特
定の距離でピーク圧力を生じるように固定される。受信
での遅延は典型的には動的に変えられる。というのは、
ピーク感度が経過時間ｔの関数として増加する反射距離
ｒに追従するようにしなければならないからである。
【０００７】 ｒ＝ｔ（ｃ／２） （１） 上式で、ｃはイメージングされる媒体内での音速であ
る。経過時間は、量子化された焦点距離と等価である量
τによって量子化することが出来る。 ｒ＝ｎτ（ｃ／２） （２） ここで使用される幾何学的関係が、リニア／セクタおよ
びカーブド・リニア（ｃｕｒｖｅｄ ｌｉｎｅａｒ）ト
ランスジューサについて図１および２にそれぞれ示され
ている。重要な基準点は、位相中心、焦点および素子位
置である。位相中
る。経過時間は、量子化された焦点距離と等価である量
τによって量子化することが出来る。 ｒ＝ｎτ（ｃ／２） （２） ここで使用される幾何学的関係が、リニア／セクタおよ
びカーブド・リニア（ｃｕｒｖｅｄ ｌｉｎｅａｒ）ト
ランスジューサについて図１および２にそれぞれ示され
ている。重要な基準点は、位相中心、焦点および素子位
置である。位相中
【０００８】
【外１】
【０００９】Φi ＝ｌi ρによって決定される。ここ
で、ｌi はプローブの面に沿った位相中心からの距離で
ある。
で、ｌi はプローブの面に沿った位相中心からの距離で
ある。
【００１０】
【外２】
【００１１】する音波の伝搬時間ＴP のチャネル相互間
における差を補償しなければならない。相対遅延Ｔd は
チャネルｉに対する伝搬遅延と位相中心に対する伝搬遅
延との差である。図１における幾何学的関係の場合、時
間ＴP およびＴd は次のようになる。
における差を補償しなければならない。相対遅延Ｔd は
チャネルｉに対する伝搬遅延と位相中心に対する伝搬遅
延との差である。図１における幾何学的関係の場合、時
間ＴP およびＴd は次のようになる。
【００１２】
【数１】
【００１３】図３を参照して説明すると、通常の超音波
イメージング・システムは、複数の別々に駆動されるト
ランスジューサ素子１２より成るトランスジューサ・ア
レイ１０を含む。各々のトランスジューサ素子は、送信
器２２によって発生されたパルス波により付勢されたと
き、超音波エネルギのバーストを発生する。被検体から
反射されてトランスジューサ・アレイ１０へ戻る超音波
エネルギは、各々の受信用のトランスジューサ素子１２
によって電気信号に変換されて、１組の送信／受信（Ｔ
／Ｒ）スイッチ２６を介して別々に受信器２４に印加さ
れる。Ｔ／Ｒスイッチ２６は、典型的には、送信電子回
路によって発生された高電圧から受信電子回路を保護す
るダイオードである。送信信号により、ダイオードが受
信器への受信器への信号を遮断または制限する。送信器
２２および受信器２４は、操作員からの指令に応答する
走査制御器２８の制御の下に作動される。完全な走査
は、送信器２２を一時的にオンにゲート駆動することに
よって一連のエコーを取得し、その後に各々のトランス
ジューサ素子１２によって発生されたエコー信号を受信
器２４に印加することにより、実行される。チャネル
は、別のチャネルがまだ送信を行っている間に受信を開
始し得る。受信器２４は各々のトランスジューサ素子か
らの別々のエコー信号を組み合わせて、単一のエコー信
号を発生する。この単一のエコー信号は、表示モニタ３
０上の画像中の１本の線を作成する。
イメージング・システムは、複数の別々に駆動されるト
ランスジューサ素子１２より成るトランスジューサ・ア
レイ１０を含む。各々のトランスジューサ素子は、送信
器２２によって発生されたパルス波により付勢されたと
き、超音波エネルギのバーストを発生する。被検体から
反射されてトランスジューサ・アレイ１０へ戻る超音波
エネルギは、各々の受信用のトランスジューサ素子１２
によって電気信号に変換されて、１組の送信／受信（Ｔ
／Ｒ）スイッチ２６を介して別々に受信器２４に印加さ
れる。Ｔ／Ｒスイッチ２６は、典型的には、送信電子回
路によって発生された高電圧から受信電子回路を保護す
るダイオードである。送信信号により、ダイオードが受
信器への受信器への信号を遮断または制限する。送信器
２２および受信器２４は、操作員からの指令に応答する
走査制御器２８の制御の下に作動される。完全な走査
は、送信器２２を一時的にオンにゲート駆動することに
よって一連のエコーを取得し、その後に各々のトランス
ジューサ素子１２によって発生されたエコー信号を受信
器２４に印加することにより、実行される。チャネル
は、別のチャネルがまだ送信を行っている間に受信を開
始し得る。受信器２４は各々のトランスジューサ素子か
らの別々のエコー信号を組み合わせて、単一のエコー信
号を発生する。この単一のエコー信号は、表示モニタ３
０上の画像中の１本の線を作成する。
【００１４】送信器２２は、発生される超音波エネルギ
がビームとして方向付けられ、すなわちステアリングさ
れるように、トランスジューサ・アレイ１０を駆動す
る。これを達成するために、送信器２２は、それぞれの
ビーム形成チャネルを介して相次ぐトランスジューサ素
子１２に印加されるそれぞれのパルス波形Ｗに時間遅延
を与える。各々のチャネルにはそれぞれパルス発生器が
設けられている。パルスの時間遅延を通常のやり方で適
切に調節することによって、超音波ビームは軸３６から
角度θだけ離れた向きに方向付けし、また固定の距離Ｒ
の所に収束させることが出来る。相次ぐ励起において時
間遅延を漸進的に変えることにより、セクタ走査が実行
される。従って、角度θが増分的に変えられて、送信ビ
ームが相次いで異なる方向にステアリングされる。
がビームとして方向付けられ、すなわちステアリングさ
れるように、トランスジューサ・アレイ１０を駆動す
る。これを達成するために、送信器２２は、それぞれの
ビーム形成チャネルを介して相次ぐトランスジューサ素
子１２に印加されるそれぞれのパルス波形Ｗに時間遅延
を与える。各々のチャネルにはそれぞれパルス発生器が
設けられている。パルスの時間遅延を通常のやり方で適
切に調節することによって、超音波ビームは軸３６から
角度θだけ離れた向きに方向付けし、また固定の距離Ｒ
の所に収束させることが出来る。相次ぐ励起において時
間遅延を漸進的に変えることにより、セクタ走査が実行
される。従って、角度θが増分的に変えられて、送信ビ
ームが相次いで異なる方向にステアリングされる。
【００１５】各々の超音波エネルギのバーストによって
作成されたエコー信号は、超音波ビームに沿って位置す
る被検体から反射される。エコー信号は各々のトランス
ジューサ素子１２によって別々に検知され、特定の時点
でのエコー信号の大きさは特定の距離で生じた反射量を
表す。しかし、反射点Ｐと各々のトランスジューサ素子
１２との間の伝搬路の差により、これらのエコー信号は
同時に検出されず、またそれらの振幅は等しくない。受
信器２４は別々のエコー信号を増幅し、各々の信号に適
切な時間遅延を与え、そしてそれらの信号を加算するこ
とにより、角度θを向いた超音波ビームに沿った距離Ｒ
に位置する点Ｐから反射された全超音波エネルギを正確
に表す単一のエコー信号を作成する。
作成されたエコー信号は、超音波ビームに沿って位置す
る被検体から反射される。エコー信号は各々のトランス
ジューサ素子１２によって別々に検知され、特定の時点
でのエコー信号の大きさは特定の距離で生じた反射量を
表す。しかし、反射点Ｐと各々のトランスジューサ素子
１２との間の伝搬路の差により、これらのエコー信号は
同時に検出されず、またそれらの振幅は等しくない。受
信器２４は別々のエコー信号を増幅し、各々の信号に適
切な時間遅延を与え、そしてそれらの信号を加算するこ
とにより、角度θを向いた超音波ビームに沿った距離Ｒ
に位置する点Ｐから反射された全超音波エネルギを正確
に表す単一のエコー信号を作成する。
【００１６】各々のトランスジューサ素子１２に当たっ
たエコーによって発生された電気信号を同時に加算する
ために、受信器２４の各々の別々のビーム形成チャネル
に時間遅延が導入される。受信のためのビームの時間遅
延はエコーの受信の際に連続的に変えられて、エコー信
号が出てくる距離Ｒの所に受信ビームを動的収束させ
る。
たエコーによって発生された電気信号を同時に加算する
ために、受信器２４の各々の別々のビーム形成チャネル
に時間遅延が導入される。受信のためのビームの時間遅
延はエコーの受信の際に連続的に変えられて、エコー信
号が出てくる距離Ｒの所に受信ビームを動的収束させ
る。
【００１７】走査制御器２８の指令の下に、受信器２４
は走査の際に遅延を与えて、受信器２４のステアリング
が送信器２２によってステアリングされたビームの方向
θを追従し、且つビームに沿った点Ｐに動的に収束する
ための適切な遅延および位相シフトを行うようにする。
従って、超音波パルス波形の送信毎に、超音波ビームに
沿って位置する解剖学的構造からの反射された音波の量
を表す大きさを持つ信号が取得される。
は走査の際に遅延を与えて、受信器２４のステアリング
が送信器２２によってステアリングされたビームの方向
θを追従し、且つビームに沿った点Ｐに動的に収束する
ための適切な遅延および位相シフトを行うようにする。
従って、超音波パルス波形の送信毎に、超音波ビームに
沿って位置する解剖学的構造からの反射された音波の量
を表す大きさを持つ信号が取得される。
【００１８】検出器２５が受信信号を表示データに変換
する。Ｂモード（グレイ・スケール）において、このデ
ータは信号のエンベロープであり、エッジ強調および対
数圧縮のような付加的な処理が行われる。走査変換器／
補間器３２が検出器２５から表示データを受け取って、
該データを表示のための所望の画像に変換する。具体的
に述べると、走査変換器は、極座標（Ｒ−θ）セクタ形
式またはデカルト座標線形アレイからの音響画像データ
を、適切に拡大／縮尺したデカルト座標表示画素データ
へ、ビデオ速度で変換する。この走査変換された音響デ
ータは、表示モニタ３０で表示するために出力される。
表示モニタ３０は、信号のエンベロープの時間につれて
変化する振幅をグレイ・スケールとして画像にする。
する。Ｂモード（グレイ・スケール）において、このデ
ータは信号のエンベロープであり、エッジ強調および対
数圧縮のような付加的な処理が行われる。走査変換器／
補間器３２が検出器２５から表示データを受け取って、
該データを表示のための所望の画像に変換する。具体的
に述べると、走査変換器は、極座標（Ｒ−θ）セクタ形
式またはデカルト座標線形アレイからの音響画像データ
を、適切に拡大／縮尺したデカルト座標表示画素データ
へ、ビデオ速度で変換する。この走査変換された音響デ
ータは、表示モニタ３０で表示するために出力される。
表示モニタ３０は、信号のエンベロープの時間につれて
変化する振幅をグレイ・スケールとして画像にする。
【００１９】図４を参照して説明すると、受信器は受信
ビーム形成部分３４および信号処理装置３８を有する。
受信器２４の受信ビーム形成部分３４は別々のビーム形
成チャネル３５を含んでいる。各々のビーム形成チャネ
ル３５は、それぞれのトランスジューサ素子からアナロ
グ・エコー信号を受信する。ビーム形成制御器５０が走
査線数および送信焦点数をチャネル制御器記憶装置（図
示していない）に対するアドレスに変換する。走査制御
器２８（図３）およびビーム形成制御器５０（図４）
は、表示フォーマットの変更や異なる超音波プローブの
接続のような使用者の操作に応答して、システム・ホス
トＣＰＵによりロード（ｌｏａｄ）される。
ビーム形成部分３４および信号処理装置３８を有する。
受信器２４の受信ビーム形成部分３４は別々のビーム形
成チャネル３５を含んでいる。各々のビーム形成チャネ
ル３５は、それぞれのトランスジューサ素子からアナロ
グ・エコー信号を受信する。ビーム形成制御器５０が走
査線数および送信焦点数をチャネル制御器記憶装置（図
示していない）に対するアドレスに変換する。走査制御
器２８（図３）およびビーム形成制御器５０（図４）
は、表示フォーマットの変更や異なる超音波プローブの
接続のような使用者の操作に応答して、システム・ホス
トＣＰＵによりロード（ｌｏａｄ）される。
【００２０】図５に示されているように、各々のビーム
形成チャネル３５が受信チャネルおよび送信チャネルを
有し、各々のチャネルは遅延手段４０および４２をそれ
ぞれ含んでいる。遅延手段４０および４２は、それぞ
れ、受信制御論理装置４４および送信制御論理装置４６
によって必要なビーム形成遅延を与えるように制御され
る。送信は、典型的には、送信パルスの発生を遅延させ
るための計数器を使用することによって行われる。また
システムによっては、受信のための遅延に加えて、或い
は遅延の代わりに相対位相回転が用いられる。受信チャ
ネルはまた、受信パルスのアポダイゼイション（ａｐｏ
ｄｉｚａｔｉｏｎ）およびフィルタリングのための回路
４８を有する。
形成チャネル３５が受信チャネルおよび送信チャネルを
有し、各々のチャネルは遅延手段４０および４２をそれ
ぞれ含んでいる。遅延手段４０および４２は、それぞ
れ、受信制御論理装置４４および送信制御論理装置４６
によって必要なビーム形成遅延を与えるように制御され
る。送信は、典型的には、送信パルスの発生を遅延させ
るための計数器を使用することによって行われる。また
システムによっては、受信のための遅延に加えて、或い
は遅延の代わりに相対位相回転が用いられる。受信チャ
ネルはまた、受信パルスのアポダイゼイション（ａｐｏ
ｄｉｚａｔｉｏｎ）およびフィルタリングのための回路
４８を有する。
【００２１】加算器３６（図４参照）に入る信号は、そ
れらが他のビーム形成チャネル３５の各々からの遅延信
号と加算されたとき、その結果の加算信号が、ステアリ
ングされたビーム（θ）に沿って位置する解剖学的構造
から反射されたエコー信号の大きさおよび位相を表すよ
うに遅延される。信号処理装置３８が加算器３６からビ
ーム・サンプルを受けて、走査変換器３２に対する出力
を発生する（図３参照）。
れらが他のビーム形成チャネル３５の各々からの遅延信
号と加算されたとき、その結果の加算信号が、ステアリ
ングされたビーム（θ）に沿って位置する解剖学的構造
から反射されたエコー信号の大きさおよび位相を表すよ
うに遅延される。信号処理装置３８が加算器３６からビ
ーム・サンプルを受けて、走査変換器３２に対する出力
を発生する（図３参照）。
【００２２】上記の通常の時間遅延ディジタル・ビーム
形成システムでは、各々の信号処理チャネル３５はアナ
ログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）およびＦＩＦＯ装置
を有し、ＦＩＦＯ装置は整数倍の時間遅延を与えるよう
に制御される。ＡＤＣおよびＦＩＦＯ装置の入力は、可
変の遅延を生じるように非同期クロックによって駆動さ
れる。ＦＩＦＯ装置の深さを増加させる必要があると
き、余分なクロック・サイクルが挿入されている。これ
は、ＡＤＣの性能を劣化させ、タイミングに起因して多
くの実施上の困難さを招く。
形成システムでは、各々の信号処理チャネル３５はアナ
ログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）およびＦＩＦＯ装置
を有し、ＦＩＦＯ装置は整数倍の時間遅延を与えるよう
に制御される。ＡＤＣおよびＦＩＦＯ装置の入力は、可
変の遅延を生じるように非同期クロックによって駆動さ
れる。ＦＩＦＯ装置の深さを増加させる必要があると
き、余分なクロック・サイクルが挿入されている。これ
は、ＡＤＣの性能を劣化させ、タイミングに起因して多
くの実施上の困難さを招く。
【００２３】他の従来のディジタル・ビーム形成装置は
データをＦＩＦＯ装置に入る前に補間して、より高いサ
ンプリング速度にしている。これは、ＦＩＦＯ装置の所
要の大きさを増大させる。更に、他の従来のディジタル
・ビーム形成装置はＦＩＦＯ装置の出力を補間してい
る。ＦＩＦＯ装置の遅延の動的変化は補間器の入力に不
連続性を生じさせて、補間器の性能を劣化させる。
データをＦＩＦＯ装置に入る前に補間して、より高いサ
ンプリング速度にしている。これは、ＦＩＦＯ装置の所
要の大きさを増大させる。更に、他の従来のディジタル
・ビーム形成装置はＦＩＦＯ装置の出力を補間してい
る。ＦＩＦＯ装置の遅延の動的変化は補間器の入力に不
連続性を生じさせて、補間器の性能を劣化させる。
【００２４】
【発明の概要】本発明は、最小限のハードウエアおよび
ソフトウエアで、超音波イメージング・システムのため
の必要なビーム形成用遅延を作成する装置である。特
に、本発明は、超音波ビーム形成装置においてサブサン
プル速度の精度で動的に可変の時間遅延を生じさせる方
法である。
ソフトウエアで、超音波イメージング・システムのため
の必要なビーム形成用遅延を作成する装置である。特
に、本発明は、超音波ビーム形成装置においてサブサン
プル速度の精度で動的に可変の時間遅延を生じさせる方
法である。
【００２５】高性能超音波イメージング・システムのた
めの受信ビーム形成には、５ナノ秒程度の時間遅延の精
度が必要である。しかし、受信信号は、実信号に対して
は４０ＭＨｚまたは復調および／またはフィルタリング
の後では１０ＭＨｚのように、ずっと低いサンプル周期
でディジタル的に完全に表すことが出来る。本発明は、
実際のサンプル速度を増加させることなく、サンプル周
期の分数（ｆｒａｃｔｉｏｎ）である精度を持つ動的に
可変の遅延を生じさせる。この分数の遅延を生じさせる
ために入力サンプル速度で動作する補間器が使用され
る。
めの受信ビーム形成には、５ナノ秒程度の時間遅延の精
度が必要である。しかし、受信信号は、実信号に対して
は４０ＭＨｚまたは復調および／またはフィルタリング
の後では１０ＭＨｚのように、ずっと低いサンプル周期
でディジタル的に完全に表すことが出来る。本発明は、
実際のサンプル速度を増加させることなく、サンプル周
期の分数（ｆｒａｃｔｉｏｎ）である精度を持つ動的に
可変の遅延を生じさせる。この分数の遅延を生じさせる
ために入力サンプル速度で動作する補間器が使用され
る。
【００２６】受信中に焦点を維持するために、超音波ビ
ーム形成装置は各チャネルに対する遅延を動的に増加さ
せなければならない。本発明は、ＦＩＦＯ装置および補
間器を組み合わせて同期させることによって、不所望な
不連続性を導入することなく、必要な動的遅延を生じさ
せる。好ましい実施態様の補間器は「ウォーレス・ツリ
ー（Ｗａｌｌａｃｅ ｔｒｅｅ）」加算器を使用して、
入力をビット・シフトしたものを累算する。加算の数
は、等価な係数を表すのに必要とされるビットの数より
も少ない。これは、係数におけるビットの数に等しくす
るシフト及び加算を持つ乗算器を設けた通常の装置と比
べてハードウエアを低減する。
ーム形成装置は各チャネルに対する遅延を動的に増加さ
せなければならない。本発明は、ＦＩＦＯ装置および補
間器を組み合わせて同期させることによって、不所望な
不連続性を導入することなく、必要な動的遅延を生じさ
せる。好ましい実施態様の補間器は「ウォーレス・ツリ
ー（Ｗａｌｌａｃｅ ｔｒｅｅ）」加算器を使用して、
入力をビット・シフトしたものを累算する。加算の数
は、等価な係数を表すのに必要とされるビットの数より
も少ない。これは、係数におけるビットの数に等しくす
るシフト及び加算を持つ乗算器を設けた通常の装置と比
べてハードウエアを低減する。
【００２７】この好ましい実施態様の別の特徴は、その
性能が医用イメージングに通常利用される入力周波数の
全範囲にわたって適切であり、その周波数範囲の外側で
は劣化させ得ることである。それは、入力信号が周波数
を変えるとき変更を必要としない。この特徴はオプショ
ンであり、実施態様によっては周波数依存性構成を含み
得る。
性能が医用イメージングに通常利用される入力周波数の
全範囲にわたって適切であり、その周波数範囲の外側で
は劣化させ得ることである。それは、入力信号が周波数
を変えるとき変更を必要としない。この特徴はオプショ
ンであり、実施態様によっては周波数依存性構成を含み
得る。
【００２８】
【好ましい実施態様の詳しい説明】図６を参照して説明
すると、本発明による各々の受信信号処理チャネル３５
は、それぞれの超音波トランスジューサ素子によって検
出された信号を増幅する増幅器５２、この増幅されたア
ナログ信号をあるサンプリング速度でディジタル・サン
プル（例えば、各々のディジタル・サンプルは８ビット
を持つ）の流れに変換するアナログ−ディジタル変換器
５４、ディジタル・サンプルをサンプル周期の整数倍に
等しい時間だけ遅延させる整数サンプル周期遅延回路５
６、およびサンプル周期の分数に等しい時間だけ遅延さ
せる分数サンプル周期遅延回路５８を有する。各々の処
理チャネルに対するそれぞれの分数サンプル周期遅延回
路の出力は、図４に示されている加算器３６で加算され
る。
すると、本発明による各々の受信信号処理チャネル３５
は、それぞれの超音波トランスジューサ素子によって検
出された信号を増幅する増幅器５２、この増幅されたア
ナログ信号をあるサンプリング速度でディジタル・サン
プル（例えば、各々のディジタル・サンプルは８ビット
を持つ）の流れに変換するアナログ−ディジタル変換器
５４、ディジタル・サンプルをサンプル周期の整数倍に
等しい時間だけ遅延させる整数サンプル周期遅延回路５
６、およびサンプル周期の分数に等しい時間だけ遅延さ
せる分数サンプル周期遅延回路５８を有する。各々の処
理チャネルに対するそれぞれの分数サンプル周期遅延回
路の出力は、図４に示されている加算器３６で加算され
る。
【００２９】本発明によれば、整数サンプル周期遅延回
路は動的ＦＩＦＯ装置１０１および直列のクロック作動
パイプライン・レジスタ１０２−１０５（図１０参照）
を有し、また分数サンプル周期遅延回路は補間器１０７
を有する。各々のＦＩＦＯ装置から複数の読出し位置を
設けることによって並列のビーム形成を行うことが可能
である。そうでない場合は、各々の受信ビームに対して
別々のＦＩＦＯ装置を設ける必要がある。
路は動的ＦＩＦＯ装置１０１および直列のクロック作動
パイプライン・レジスタ１０２−１０５（図１０参照）
を有し、また分数サンプル周期遅延回路は補間器１０７
を有する。各々のＦＩＦＯ装置から複数の読出し位置を
設けることによって並列のビーム形成を行うことが可能
である。そうでない場合は、各々の受信ビームに対して
別々のＦＩＦＯ装置を設ける必要がある。
【００３０】本発明の広義の概念によれば、動的ＦＩＦ
Ｏ装置は広帯域ビーム形成を行うために距離依存性時間
遅延を提供する。ＦＩＦＯ装置は±１２．５ナノ秒の
「粗い」遅延精度を生じる４０ＭＨｚのサンプル速度を
支持する。ＦＩＦＯ装置の初期長さは、「初期受信遅
延」と呼ばれる多ビット制御フィールドによって制御さ
れる。遅延増加装置（図示していない）がＦＩＦＯ装置
の遅延増加を要求したとき、ＦＩＦＯ装置の長さは出力
サンプルの繰り返し又は「保持」により出力において増
加される。すなわち、出力データは前の４０ＭＨｚのク
ロック・チック（ｔｉｃｋ）から変化しない。
Ｏ装置は広帯域ビーム形成を行うために距離依存性時間
遅延を提供する。ＦＩＦＯ装置は±１２．５ナノ秒の
「粗い」遅延精度を生じる４０ＭＨｚのサンプル速度を
支持する。ＦＩＦＯ装置の初期長さは、「初期受信遅
延」と呼ばれる多ビット制御フィールドによって制御さ
れる。遅延増加装置（図示していない）がＦＩＦＯ装置
の遅延増加を要求したとき、ＦＩＦＯ装置の長さは出力
サンプルの繰り返し又は「保持」により出力において増
加される。すなわち、出力データは前の４０ＭＨｚのク
ロック・チック（ｔｉｃｋ）から変化しない。
【００３１】本発明によれば、各々の受信ビームに対し
て１つの補間器が必要である。補間器は、ＦＩＦＯ装置
からのサンプルの間を補間することによって、「微細」
遅延調節を行う。一実施態様によれば、補間器は、ＦＩ
ＦＯ装置からの４つのサンプルの間を補間することによ
って、２５ナノ秒のクロック周期の２．７５倍、２．５
倍、２．２５倍または２．０倍の遅延を生じる。これは
±３．１２５ナノ秒の遅延精度を与える。好ましい実施
態様による補間係数を表１に列挙する。
て１つの補間器が必要である。補間器は、ＦＩＦＯ装置
からのサンプルの間を補間することによって、「微細」
遅延調節を行う。一実施態様によれば、補間器は、ＦＩ
ＦＯ装置からの４つのサンプルの間を補間することによ
って、２５ナノ秒のクロック周期の２．７５倍、２．５
倍、２．２５倍または２．０倍の遅延を生じる。これは
±３．１２５ナノ秒の遅延精度を与える。好ましい実施
態様による補間係数を表１に列挙する。
【００３２】
【表１】
【００３３】これらの係数は全て簡単な２のべき数の組
合せであり、２５６まで定められている。２．７５の遅
延を得るためには、１番目、５番目、９番目および１３
番目の係数が使用され、また２．５の遅延を得るために
は、２番目、６番目、１０番目および１４番目の係数が
使用され、以下同様に行われる。各々のビームに関連す
る遅延計数器１０６（図１０参照）は補間係数を選択
し、ＦＩＦＯ装置の遅延増加が必要なときを指示する。
ＦＩＦＯ装置の遅延増加がＦＩＦＯ装置の出力を「保
持」するとき、補間器のデータも保持しなければならな
い。
合せであり、２５６まで定められている。２．７５の遅
延を得るためには、１番目、５番目、９番目および１３
番目の係数が使用され、また２．５の遅延を得るために
は、２番目、６番目、１０番目および１４番目の係数が
使用され、以下同様に行われる。各々のビームに関連す
る遅延計数器１０６（図１０参照）は補間係数を選択
し、ＦＩＦＯ装置の遅延増加が必要なときを指示する。
ＦＩＦＯ装置の遅延増加がＦＩＦＯ装置の出力を「保
持」するとき、補間器のデータも保持しなければならな
い。
【００３４】一例が表２に示されており、そこで各々の
行は４０ＭＨｚのクロック・チックを表す。第１列は４
０ＭＨｚのクロック・チックの単位で表した所望の動的
遅延を示し、第１行の５．０で始まる。補間器はこの遅
延の分数部分を生じさせ、２つの付加的な整数の遅延が
ある。次の４列は補間器入力バッファの内容であり、そ
の次の４列は使用される係数である。ＦＩＦＯ装置の遅
延増加が最後の行で必要とされ、そこで、補間器入力バ
ッファ内の全てのデータと共に、ｓ（２５）がＦＩＦＯ
装置の出力で保持される。
行は４０ＭＨｚのクロック・チックを表す。第１列は４
０ＭＨｚのクロック・チックの単位で表した所望の動的
遅延を示し、第１行の５．０で始まる。補間器はこの遅
延の分数部分を生じさせ、２つの付加的な整数の遅延が
ある。次の４列は補間器入力バッファの内容であり、そ
の次の４列は使用される係数である。ＦＩＦＯ装置の遅
延増加が最後の行で必要とされ、そこで、補間器入力バ
ッファ内の全てのデータと共に、ｓ（２５）がＦＩＦＯ
装置の出力で保持される。
【００３５】
【表２】
【００３６】補間は線形時間不変フィルタにゼロ充填信
号を印加することと等価である。ゼロ充填信号は、既知
のサンプル値の間にゼロを持つサンプリングされた入力
信号である。ゼロ充填したサンプリングされた信号のス
ペクトルは、サンプル速度の高調波で入力スペクトルの
高周波イメージを持つ。補間フィルタは入力信号のスペ
クトルを通すと共に、これらのイメージの全てを減衰さ
せる。これらのイメージは素子間間隔によって決定され
るようなアレイ設計周波数よりも高い。従って、それら
はグレーティング・ローブ（ｇｒａｔｉｎｇ ｌｏｂ
ｅ）を生じさせる。これらのグレーティング・ローブの
相対レベルは、サンプル速度の高調波付近の補間フィル
タの阻止帯域によって決定される。
号を印加することと等価である。ゼロ充填信号は、既知
のサンプル値の間にゼロを持つサンプリングされた入力
信号である。ゼロ充填したサンプリングされた信号のス
ペクトルは、サンプル速度の高調波で入力スペクトルの
高周波イメージを持つ。補間フィルタは入力信号のスペ
クトルを通すと共に、これらのイメージの全てを減衰さ
せる。これらのイメージは素子間間隔によって決定され
るようなアレイ設計周波数よりも高い。従って、それら
はグレーティング・ローブ（ｇｒａｔｉｎｇ ｌｏｂ
ｅ）を生じさせる。これらのグレーティング・ローブの
相対レベルは、サンプル速度の高調波付近の補間フィル
タの阻止帯域によって決定される。
【００３７】この設計のためのフィルタ係数は表１に列
挙されている。この補間フィルタの周波数応答が図７に
示されている。それは１３ＭＨｚ以上まで伸びる−３ｄ
ｂ通過帯域を有すると共に、４０、８０および１２０Ｍ
Ｈｚ付近にそれぞれ２６ＭＨｚの幅の−３５ｄｂ阻止帯
域を有する。従って、ＣＷ信号は最悪の場合に−３５ｄ
ｂのグレーティング・ローブを生じさせる。典型的な信
号のグレーティング・ローブはこれよりずっと低い。最
悪の場合の例は４０チャネルの開口での２０サイクルＰ
Ｗドップラーバーストである。第１のグレーティング・
ローブが付加的に−６ｄｂ減衰されて、全体のレベルが
−４０ｄｂより小さくなる。
挙されている。この補間フィルタの周波数応答が図７に
示されている。それは１３ＭＨｚ以上まで伸びる−３ｄ
ｂ通過帯域を有すると共に、４０、８０および１２０Ｍ
Ｈｚ付近にそれぞれ２６ＭＨｚの幅の−３５ｄｂ阻止帯
域を有する。従って、ＣＷ信号は最悪の場合に−３５ｄ
ｂのグレーティング・ローブを生じさせる。典型的な信
号のグレーティング・ローブはこれよりずっと低い。最
悪の場合の例は４０チャネルの開口での２０サイクルＰ
Ｗドップラーバーストである。第１のグレーティング・
ローブが付加的に−６ｄｂ減衰されて、全体のレベルが
−４０ｄｂより小さくなる。
【００３８】別の見方では、補間器は異なる群遅延を持
つ全通過フィルタを選択するものと見なされる。これ
は、実際の装置により近いので直感的な方法である。こ
の設計では、所望の分数遅延に従って４つの係数が適用
される。４つの分数遅延が利用できるので、４つの係数
が４組あり、各々は関連する群遅延および振幅応答を持
つ。図８および９は、表１に列挙された係数に対する応
答を示す。振幅応答は１３ＭＨｚまで±０．５ｄｂの範
囲で平坦であり、群遅延応答は１３ＭＨｚまで３．２５
ナノ秒以内で正確である。この方法では結果の正確さが
洞察されるが、最初の方法のようにビーム形成性能（す
なわち、グレーティング・ローブのレベル）を直接的に
推定し得ない。コーディック（ｃｏｒｄｉｃ）回転また
は線形補間と比べて、この方法は全てのモードで性能を
良好にし、および／またはハードウエアを少なくする。
つ全通過フィルタを選択するものと見なされる。これ
は、実際の装置により近いので直感的な方法である。こ
の設計では、所望の分数遅延に従って４つの係数が適用
される。４つの分数遅延が利用できるので、４つの係数
が４組あり、各々は関連する群遅延および振幅応答を持
つ。図８および９は、表１に列挙された係数に対する応
答を示す。振幅応答は１３ＭＨｚまで±０．５ｄｂの範
囲で平坦であり、群遅延応答は１３ＭＨｚまで３．２５
ナノ秒以内で正確である。この方法では結果の正確さが
洞察されるが、最初の方法のようにビーム形成性能（す
なわち、グレーティング・ローブのレベル）を直接的に
推定し得ない。コーディック（ｃｏｒｄｉｃ）回転また
は線形補間と比べて、この方法は全てのモードで性能を
良好にし、および／またはハードウエアを少なくする。
【００３９】図１０に示された本発明の好ましい実施態
様によれば、動的ビーム形成用遅延はＦＩＦＯ装置１０
１、パイプライン・レジスタ１０２−１０５および補間
器１０７によって与えられる。ＦＩＦＯ装置１０１は、
サンプル・クロック（ＳＣＬＫ）周期の整数倍である遅
延を生じる。レジスタ１０２および１０３は、ＩＮ２す
なわち補間器１０７の公称中央入力に対して、２サンプ
ル周期の付加的な遅延を生じる。補間器１０７は中央の
２つ（ＩＮ２およびＩＮ３）の入力サンプルの間に付加
的な分数遅延を生じさせる。４サンプルの補間器が図示
されているが、本発明はＱ個のレジスタからのＱ個の入
力を使用するように一般化し得る。ここで、Ｑは２以上
の整数である。入力レジスタはＱ／２サンプル周期の遅
延を生じ、補間器は中央の２つの入力の間で補間を行
う。
様によれば、動的ビーム形成用遅延はＦＩＦＯ装置１０
１、パイプライン・レジスタ１０２−１０５および補間
器１０７によって与えられる。ＦＩＦＯ装置１０１は、
サンプル・クロック（ＳＣＬＫ）周期の整数倍である遅
延を生じる。レジスタ１０２および１０３は、ＩＮ２す
なわち補間器１０７の公称中央入力に対して、２サンプ
ル周期の付加的な遅延を生じる。補間器１０７は中央の
２つ（ＩＮ２およびＩＮ３）の入力サンプルの間に付加
的な分数遅延を生じさせる。４サンプルの補間器が図示
されているが、本発明はＱ個のレジスタからのＱ個の入
力を使用するように一般化し得る。ここで、Ｑは２以上
の整数である。入力レジスタはＱ／２サンプル周期の遅
延を生じ、補間器は中央の２つの入力の間で補間を行
う。
【００４０】図１０に示された動的ビーム形成用遅延論
理装置は、ＦＩＦＯ装置１０１、パイプライン・レジス
タ１０２−１０５および補間器１０７を同期して制御す
る遅延計数器１０６を有する。全体の遅延は、制御クロ
ック（ＣＣＬＫ）の各々のチックで、遅延増加装置（図
示していない）からの「遅延増加」信号に応答して増加
させることが出来る。遅延計数器１０６は、図１１に示
されているように、分数遅延指数およびオーバーフロー
ビットを出力する。一般的には、補間器１０７はサンプ
ル周期の０倍から（Ｌ−１）／Ｌ倍までのＬ個の分数遅
延の選択を行い、このときの指数はＭ＝ｌｏｇ2 Ｌビッ
トである。「遅延増加」と共にＣＣＬＫチックがセット
される度毎に、遅延計数器の累算器１０８が、次の分数
遅延を選択するように増数する。（Ｌ−１）から０へオ
ーバーフローしたとき、オーバーフロー論理装置１１０
が１つのＳＣＬＫ期間の間オーバーフロービットをセッ
トして、ＲＥＮを介してＦＩＦＯ装置１０１の読出しを
不作動にすると共に、ＣＥを介してレジスタをクロック
作動する。ＲＥＮは、書込みを継続させながら、ＦＩＦ
Ｏ装置の読出しを停止させて、ＦＩＦＯ装置でＳＣＬＫ
チック毎に余分なサンプルの遅延を生じさせる。ＲＥＮ
の１つのＳＣＬＫチックはＦＩＦＯ装置の遅延を１サン
プル周期だけ増加させる。ＣＥは補間器入力レジスタの
内容を保持させて、それらをＦＩＦＯ装置の出力と同期
した状態に保ち、所望の出力に対し最も近い４つのサン
プルが生じる。これは、補間器の遅延が（Ｌ−１）／Ｌ
から０の分数遅延へ切り換わると同時に起こり、不連続
性を生じることなく１／Ｌ分数遅延の所望の正味の増加
が生じる。このことが表２に示されている。
理装置は、ＦＩＦＯ装置１０１、パイプライン・レジス
タ１０２−１０５および補間器１０７を同期して制御す
る遅延計数器１０６を有する。全体の遅延は、制御クロ
ック（ＣＣＬＫ）の各々のチックで、遅延増加装置（図
示していない）からの「遅延増加」信号に応答して増加
させることが出来る。遅延計数器１０６は、図１１に示
されているように、分数遅延指数およびオーバーフロー
ビットを出力する。一般的には、補間器１０７はサンプ
ル周期の０倍から（Ｌ−１）／Ｌ倍までのＬ個の分数遅
延の選択を行い、このときの指数はＭ＝ｌｏｇ2 Ｌビッ
トである。「遅延増加」と共にＣＣＬＫチックがセット
される度毎に、遅延計数器の累算器１０８が、次の分数
遅延を選択するように増数する。（Ｌ−１）から０へオ
ーバーフローしたとき、オーバーフロー論理装置１１０
が１つのＳＣＬＫ期間の間オーバーフロービットをセッ
トして、ＲＥＮを介してＦＩＦＯ装置１０１の読出しを
不作動にすると共に、ＣＥを介してレジスタをクロック
作動する。ＲＥＮは、書込みを継続させながら、ＦＩＦ
Ｏ装置の読出しを停止させて、ＦＩＦＯ装置でＳＣＬＫ
チック毎に余分なサンプルの遅延を生じさせる。ＲＥＮ
の１つのＳＣＬＫチックはＦＩＦＯ装置の遅延を１サン
プル周期だけ増加させる。ＣＥは補間器入力レジスタの
内容を保持させて、それらをＦＩＦＯ装置の出力と同期
した状態に保ち、所望の出力に対し最も近い４つのサン
プルが生じる。これは、補間器の遅延が（Ｌ−１）／Ｌ
から０の分数遅延へ切り換わると同時に起こり、不連続
性を生じることなく１／Ｌ分数遅延の所望の正味の増加
が生じる。このことが表２に示されている。
【００４１】実用上のタイミングの制約に合致させるた
めに、ＣＣＬＫはＳＣＬＫに対して適切な関係を持って
いなければならない。ＣＣＬＫトリガ縁は、ＳＣＬＫト
リガ縁より前にＲＥＮおよびＣＥ制御入力を設定するこ
とが出来るように充分早く生じさせなければならない。
一般に、ＣＣＬＫはＳＣＬＫよりも遅い速度で動作させ
得る。ＣＣＬＫの周波数ｆC は、ビーム形成用遅延を距
離に応じて変化させなければならない速度に遅れない程
度に高くする必要があるだけである。
めに、ＣＣＬＫはＳＣＬＫに対して適切な関係を持って
いなければならない。ＣＣＬＫトリガ縁は、ＳＣＬＫト
リガ縁より前にＲＥＮおよびＣＥ制御入力を設定するこ
とが出来るように充分早く生じさせなければならない。
一般に、ＣＣＬＫはＳＣＬＫよりも遅い速度で動作させ
得る。ＣＣＬＫの周波数ｆC は、ビーム形成用遅延を距
離に応じて変化させなければならない速度に遅れない程
度に高くする必要があるだけである。
【００４２】良好な近似は次の通りである。
【００４３】
【数２】
【００４４】ここで、ｆS はＳＣＬＫ周波数であり、ｆ
n は最小受信ｆナンバーであり、θは垂直軸に対する最
大ステアリング角度である。最小受信ｆナンバーが１．
５、最大ステアリング角度が４５度、サンプル速度が４
０ＭＨｚ、補間比が４であるシステムは、１０ＭＨｚの
制御クロックを必要とする。補間器は従来技術に述べら
れているような通常の補間器であってよいが、その好ま
しい実施態様を図１２に示す。マルチプレクサ１１１
が、遅延計数器１０６（図１０参照）からの指数に従っ
てＬ個の分数遅延の内の１つを選択する。指数が０の場
合、第２の（Ｑ／２）入力レジスタからのサンプルが直
接出力へ通過する。それ以外の場合は、（Ｌ−１）個の
シフト及び加算ブロック１１２乃至１１４の内の１つの
出力が使用される。
n は最小受信ｆナンバーであり、θは垂直軸に対する最
大ステアリング角度である。最小受信ｆナンバーが１．
５、最大ステアリング角度が４５度、サンプル速度が４
０ＭＨｚ、補間比が４であるシステムは、１０ＭＨｚの
制御クロックを必要とする。補間器は従来技術に述べら
れているような通常の補間器であってよいが、その好ま
しい実施態様を図１２に示す。マルチプレクサ１１１
が、遅延計数器１０６（図１０参照）からの指数に従っ
てＬ個の分数遅延の内の１つを選択する。指数が０の場
合、第２の（Ｑ／２）入力レジスタからのサンプルが直
接出力へ通過する。それ以外の場合は、（Ｌ−１）個の
シフト及び加算ブロック１１２乃至１１４の内の１つの
出力が使用される。
【００４５】上記の方法の利点は、なんら乗算器を必要
としないことであり、シフト及び加算ブロックに対して
シフト、反転およびウォーレス・ツリー加算器だけが必
要なことである（図１３参照）。ビット・シフト装置に
は何ら制御または能動回路を必要とせず、シフトはビッ
ト接続をシフトさせることによって簡単に行われる。反
転は非常に簡単であり、またウォーレス・ツリー加算器
は多くの値を加算するのに最も効率のＶＬＳＩ設計であ
る。図１３に示されている好ましい実施態様では、第１
の入力サンプルがそれぞれのブロック１１６Ａおよび１
１６Ｂで２つのやり方でシフト／反転され、第２の入力
サンプルがそれぞれのブロック１１６Ｃ−１１６Ｅで３
つのやり方でシフト／反転され、第３の入力サンプルが
それぞれのブロック１１６Ｆ−１１６Ｈで３つのやり方
でシフト／反転され、第４の入力サンプルがそれぞれの
ブロック１１６Ｉおよび１１６Ｊで２つのやり方でシフ
ト／反転される。例えば、２．７５の遅延を得るため
に、表１に示された１番目、５番目、９番目および１３
番目の係数が分解されて、次のように使用される。シフ
ト／反転ブロック１１６Ａへの入力ＩＮ１が４ビットだ
けシフトされて反転され（これは、−１６を乗算するこ
とに等しい）、シフト／反転ブロック１１６Ｂへの入力
ＩＮ１が２ビットだけシフトされて反転され（これは、
−４を乗算することに等しい）、シフト／反転ブロック
１１６Ｃへの入力ＩＮ２が６ビットだけシフトされ（こ
れは、６４を乗算することに等しい）、シフト／反転ブ
ロック１１６Ｄへの入力ＩＮ２が３ビットだけシフトさ
れ（これは、８を乗算することに等しい）、シフト／反
転ブロック１１６Ｅへの入力ＩＮ２が１ビットだけシフ
トされ（これは、２を乗算することに等しい）、シフト
／反転ブロック１１６Ｆへの入力ＩＮ３が８ビットだけ
シフトされ（これは、２５６を乗算することに等し
い）、シフト／反転ブロック１１６Ｇへの入力ＩＮ３が
５ビットだけシフトされて反転され（これは、−３２を
乗算することに等しい）、シフト／反転ブロック１１６
Ｈへの入力ＩＮ３が２ビットだけシフトされて反転され
（これは、−４を乗算することに等しい）、シフト／反
転ブロック１１６Ｉへの入力ＩＮ４が６ビットだけシフ
トされて反転され（これは、−３２を乗算することに等
しい）、シフト／反転ブロック１１６Ｊへの入力ＩＮ４
が２ビットだけシフトされる（これは、４を乗算するこ
とに等しい）。全てのシフト／反転されたサンプルは次
いで、加算のため、例えば−２０（ＩＮ１）＋７４（Ｉ
Ｎ２）＋２２０（ＩＮ３）−２８（ＩＮ４）を行うた
め、ウォーレス・ツリー加算器１１５に供給される。こ
れは、２つ又は３つの２のべき数すなわち±２shift の
和または差に制限されている係数に対して補間を行うこ
とと等価である。
としないことであり、シフト及び加算ブロックに対して
シフト、反転およびウォーレス・ツリー加算器だけが必
要なことである（図１３参照）。ビット・シフト装置に
は何ら制御または能動回路を必要とせず、シフトはビッ
ト接続をシフトさせることによって簡単に行われる。反
転は非常に簡単であり、またウォーレス・ツリー加算器
は多くの値を加算するのに最も効率のＶＬＳＩ設計であ
る。図１３に示されている好ましい実施態様では、第１
の入力サンプルがそれぞれのブロック１１６Ａおよび１
１６Ｂで２つのやり方でシフト／反転され、第２の入力
サンプルがそれぞれのブロック１１６Ｃ−１１６Ｅで３
つのやり方でシフト／反転され、第３の入力サンプルが
それぞれのブロック１１６Ｆ−１１６Ｈで３つのやり方
でシフト／反転され、第４の入力サンプルがそれぞれの
ブロック１１６Ｉおよび１１６Ｊで２つのやり方でシフ
ト／反転される。例えば、２．７５の遅延を得るため
に、表１に示された１番目、５番目、９番目および１３
番目の係数が分解されて、次のように使用される。シフ
ト／反転ブロック１１６Ａへの入力ＩＮ１が４ビットだ
けシフトされて反転され（これは、−１６を乗算するこ
とに等しい）、シフト／反転ブロック１１６Ｂへの入力
ＩＮ１が２ビットだけシフトされて反転され（これは、
−４を乗算することに等しい）、シフト／反転ブロック
１１６Ｃへの入力ＩＮ２が６ビットだけシフトされ（こ
れは、６４を乗算することに等しい）、シフト／反転ブ
ロック１１６Ｄへの入力ＩＮ２が３ビットだけシフトさ
れ（これは、８を乗算することに等しい）、シフト／反
転ブロック１１６Ｅへの入力ＩＮ２が１ビットだけシフ
トされ（これは、２を乗算することに等しい）、シフト
／反転ブロック１１６Ｆへの入力ＩＮ３が８ビットだけ
シフトされ（これは、２５６を乗算することに等し
い）、シフト／反転ブロック１１６Ｇへの入力ＩＮ３が
５ビットだけシフトされて反転され（これは、−３２を
乗算することに等しい）、シフト／反転ブロック１１６
Ｈへの入力ＩＮ３が２ビットだけシフトされて反転され
（これは、−４を乗算することに等しい）、シフト／反
転ブロック１１６Ｉへの入力ＩＮ４が６ビットだけシフ
トされて反転され（これは、−３２を乗算することに等
しい）、シフト／反転ブロック１１６Ｊへの入力ＩＮ４
が２ビットだけシフトされる（これは、４を乗算するこ
とに等しい）。全てのシフト／反転されたサンプルは次
いで、加算のため、例えば−２０（ＩＮ１）＋７４（Ｉ
Ｎ２）＋２２０（ＩＮ３）−２８（ＩＮ４）を行うた
め、ウォーレス・ツリー加算器１１５に供給される。こ
れは、２つ又は３つの２のべき数すなわち±２shift の
和または差に制限されている係数に対して補間を行うこ
とと等価である。
【００４６】代替の方法は補間係数の対称性を利用す
る。ｉ／Ｌの分数遅延に対する係数は（Ｌ−ｉ）／Ｌの
遅延に対する係数と順序を逆にしたものである。ここ
で、ｉ＜Ｌ／２である。従って、Ｌ＝Ｑ＝４サンプルの
場合、分数遅延指数が２より大きいとき、反転論理装置
１１７によりＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３およびＩＮ４を反
転して、シフト及び加算ブロックのＩＮ１、ＩＮ２、Ｉ
Ｎ３およびＩＮ４入力にそれぞれ接続することが出来
る。マルチプレクサ制御論理装置１１８は、分数遅延指
数ｉがＬ／２より大きいとき指数Ｌ／２−ｉを出力し、
それ以外のときはｉを通す。
る。ｉ／Ｌの分数遅延に対する係数は（Ｌ−ｉ）／Ｌの
遅延に対する係数と順序を逆にしたものである。ここ
で、ｉ＜Ｌ／２である。従って、Ｌ＝Ｑ＝４サンプルの
場合、分数遅延指数が２より大きいとき、反転論理装置
１１７によりＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３およびＩＮ４を反
転して、シフト及び加算ブロックのＩＮ１、ＩＮ２、Ｉ
Ｎ３およびＩＮ４入力にそれぞれ接続することが出来
る。マルチプレクサ制御論理装置１１８は、分数遅延指
数ｉがＬ／２より大きいとき指数Ｌ／２−ｉを出力し、
それ以外のときはｉを通す。
【００４７】シフトおよび反転、すなわち係数を適切に
選択することにより、超音波イメージング帯域全体にわ
たって適切な性能を得ることが出来る。上記の好ましい
実施態様は例示の目的で開示された。超音波イメージン
グ用のビーム形成の分野の当業者には種々の変更および
変形を容易になし得よう。このような全ての変更および
変形は特許請求の範囲に包含されるものである。
選択することにより、超音波イメージング帯域全体にわ
たって適切な性能を得ることが出来る。上記の好ましい
実施態様は例示の目的で開示された。超音波イメージン
グ用のビーム形成の分野の当業者には種々の変更および
変形を容易になし得よう。このような全ての変更および
変形は特許請求の範囲に包含されるものである。
【図１】リニア／セクタ用のビーム形成の幾何学的関係
を示す線図である。
を示す線図である。
【図２】カーブド・リニア・トランスジューサの場合の
ビーム形成の幾何学的関係を示す線図である。
ビーム形成の幾何学的関係を示す線図である。
【図３】通常の実時間超音波イメージング・システム内
の主要な機能のサブシステムを示すブロック図である。
の主要な機能のサブシステムを示すブロック図である。
【図４】図３に示されたシステムのための典型的な１２
８チャネルのビーム形成装置のブロック図である。
８チャネルのビーム形成装置のブロック図である。
【図５】図４に示された通常のビーム形成装置における
チャネル処理のブロック図である。
チャネル処理のブロック図である。
【図６】本発明に従った受信信号処理チャネルのブロッ
ク図である。
ク図である。
【図７】本発明による補間フィルタの４点立方補間周波
数応答を示すグラフである。
数応答を示すグラフである。
【図８】本発明による補間フィルタについて振幅応答を
示すグラフである。
示すグラフである。
【図９】本発明による補間フィルタについて群遅延を示
すグラフである。
すグラフである。
【図１０】本発明の好ましい実施態様による動的ビーム
形成用遅延論理装置を示すブロック図である。
形成用遅延論理装置を示すブロック図である。
【図１１】図１０に示された動的ビーム形成用遅延論理
装置に用いられる遅延制御論理装置を示すブロック図で
ある。
装置に用いられる遅延制御論理装置を示すブロック図で
ある。
【図１２】本発明の好ましい実施態様に従って、図１０
に示された動的ビーム形成用遅延論理装置に用いられる
補間器を示すブロック図である。
に示された動的ビーム形成用遅延論理装置に用いられる
補間器を示すブロック図である。
【図１３】図１０に示された動的ビーム形成用遅延論理
装置に用いられる代表的なシフト及び加算ブロックを詳
しく示すブロック図である。
装置に用いられる代表的なシフト及び加算ブロックを詳
しく示すブロック図である。
【図１４】本発明の別の好ましい実施態様に従って、図
１０に示された動的ビーム形成用遅延論理装置に用いら
れる補間器を示すブロック図である。
１０に示された動的ビーム形成用遅延論理装置に用いら
れる補間器を示すブロック図である。
フロントページの続き (72)発明者 グレゴリイ・エー・リレガード アメリカ合衆国，ウィスコンシン州，グリ ンフィールド，サウス・フォーティサー ド・ストリート・ナンバー５，4068番 (72)発明者 ダニエル・シー・ミロン アメリカ合衆国，ウィスコンシン州，ミル ウォーキー，ノース・プロスペクト・アベ ニュー・ナンバー309，1671番
Claims (10)
- 【請求項１】 多数のビーム形成チャネル（３５）およ
び該多数のビーム形成チャネルにそれぞれ結合された多
数の入力を持つ加算器（３６）を有するビーム形成装置
において、各々の前記ビーム形成チャネルが、 所与のサンプリング速度でディジタル・サンプルを出力
するアナログ−ディジタル変換器（５４）、 前記ディジタル・サンプルを受け取るように結合された
入力を持つと共に、出力を持つ整数サンプリング周期遅
延回路（５６）、 前記整数サンプリング周期遅延回路から前記ディジタル
・サンプルを受け取るように結合された入力を持つと共
に、前記加算器のそれぞれの入力に結合された出力を持
つ分数サンプリング周期遅延回路（５８）、並びに前記
整数サンプリング周期遅延回路および前記分数サンプリ
ング周期遅延回路に結合されていて、前記整数サンプリ
ング周期遅延回路および前記分数サンプリング周期遅延
回路を通過する信号がこれらの遅延回路によって遅延さ
れる遅延量を動的に同期して制御する遅延信号を出力す
る遅延制御回路（１０６）を有しており、 前記整数サンプリング周期遅延回路が、前記ディジタル
・サンプルを受け取るように結合された入力を持つと共
に出力を持つＦＩＦＯ装置（１０１）、並びに前記ＦＩ
ＦＯ装置の出力に結合された入力を持つと共に出力を持
つ第１のレジスタ（１０２）を有しており、前記分数サ
ンプリング周期遅延回路が、前記第１のレジスタの出力
に結合された第１の入力を持つ補間器（１０７）を有し
ていることを特徴とするビーム形成装置。 - 【請求項２】 各々の前記ビーム形成チャネルが、更
に、前記第１のレジスタの出力に結合された入力および
出力を持つ第２のレジスタ（１０３）を有し、また前記
補間器が、前記第２のレジスタの出力に結合された第２
の入力を持っていることを特徴とする請求項１記載のビ
ーム形成装置。 - 【請求項３】 各々の前記ビーム形成チャネルが、更
に、前記第２のレジスタの出力に結合された入力および
出力を持つ第３のレジスタ（１０４）、並びに前記第３
のレジスタの出力に結合された入力および出力を持つ第
４のレジスタ（１０５）を有し、また前記補間器が、前
記第３および第４のレジスタの出力にそれぞれ結合され
た第３および第４の入力を持っていることを特徴とする
請求項２記載のビーム形成装置。 - 【請求項４】 前記補間器が、前記第１乃至第４のレジ
スタからそれぞれ受け取った第１乃至第４のディジタル
・サンプルの関数である補間されたディジタル・サンプ
ルを出力することを特徴とする請求項３記載のビーム形
成装置。 - 【請求項５】 前記補間器が、第１組の補間係数に従っ
て前記第１および第２のレジスタからの前記第１および
第２のディジタル・サンプルをシフトおよび／または反
転して、前記第１組の補間係数に従って前記第１および
第２のレジスタからの前記第１および第２のディジタル
・サンプルをシフトおよび／または反転した結果に依存
した第１の多数のシフト／反転されたディジタル・サン
プルを作成する第１の手段（１１２，１１６Ａ−１１６
Ｊ）、 前記第１の多数のシフト／反転されたディジタル・サン
プルを受け取るように結合されていて、前記第１の多数
のシフト／反転されたディジタル・サンプルを加算して
第１の補間されたディジタル・サンプルを作成する第１
の加算器（１１２，１１５）、 第２組の補間係数に従って前記第１および第２のレジス
タからの前記第１および第２のディジタル・サンプルを
シフトおよび／または反転して、前記第２組の補間係数
に従って前記第１および第２のレジスタからの前記第１
および第２のディジタル・サンプルをシフトおよび／ま
たは反転した結果に依存した第２の多数のシフト／反転
されたディジタル・サンプルを作成する第２の手段（１
１３，１１６Ａ−１１６Ｊ）、 前記第２の多数のシフト／反転されたディジタル・サン
プルを受け取るように結合されていて、前記第２の多数
のシフト／反転されたディジタル・サンプルを加算して
第２の補間されたディジタル・サンプルを作成する第２
の加算器（１１３，１１５）、並びに前記第１のおよび
第２の補間されたディジタル・サンプルを受け取るよう
にそれぞれ結合された第１のおよび第２の入力を持ち、
前記遅延制御回路からの制御信号に応答して前記第１の
および第２の補間されたディジタル・サンプルの内の１
つを出力するマルチプレクサ（１１１）を有しているこ
とを特徴とする請求項３記載のビーム形成装置。 - 【請求項６】 前記第１および第２の加算器の各々がウ
ォーレス・ツリー加算器であることを特徴とする請求項
４記載のビーム形成装置。 - 【請求項７】 前記補間器が、 前記第１および第２のレジスタから前記第１および第２
のディジタル・サンプルを受け取るようにそれぞれ結合
されていて、それぞれ出力を持つ第１および第２のビッ
ト・シフト／反転回路（１１２，１１６Ａ−１１６
Ｊ）、 前記第１および第２のビット・シフト／反転回路の出力
にそれぞれ結合された第１および第２の入力を持つと共
に、出力を持つ第１の加算器（１１２，１１５）、並び
に前記第１の加算器の出力にそれぞれ結合された第１の
入力を持つマルチプレクサ（１１１）を有していること
を特徴とする請求項３記載のビーム形成装置。 - 【請求項８】 前記補間器が、更に、 前記第１および第２のレジスタから前記第１および第２
のディジタル・サンプルを受け取るようにそれぞれ結合
されていて、それぞれ出力を持つ第３および第４のビッ
ト・シフト／反転回路（１１３，１１６Ａ−１１６
Ｊ）、並びに前記第３および第４のビット・シフト／反
転回路の出力にそれぞれ結合された第１および第２の入
力を持つと共に、出力を持つ第２の加算器（１１３，１
１５）を有しており、 前記マルチプレクサが前記第２の加算器の出力にそれぞ
れ結合された第２の入力を持っていることを特徴とする
請求項７記載のビーム形成装置。 - 【請求項９】 前記第１および第２の加算器の各々がウ
ォーレス・ツリー加算器であることを特徴とする請求項
８記載のビーム形成装置。 - 【請求項１０】 トランスジューサ・アレイ（１０）、
前記トランスジューサ・アレイに結合されたビーム形成
装置（３４，３６）、前記ビーム形成装置に結合された
信号処理装置（３８）、前記信号処理装置に結合された
走査変換器（３２）および前記走査変換器に結合された
表示モニタ（３０）を有し、前記トランスジューサ・ア
レイが多数のトランスジューサ素子（１２）を有し、前
記ビーム形成装置が多数のビーム形成チャネル（３
５）、前記ビーム形成チャネルを前記トランスジューサ
素子に選択的に結合するスイッチング回路（２６）、お
よび前記多数のビーム形成チャネルにそれぞれ結合され
た多数の入力を持つ加算手段（３６）を有している超音
波イメージング・システムにおいて、各々の前記ビーム
形成チャネルが、 所与のサンプリング速度でディジタル・サンプルを出力
するアナログ−ディジタル変換器（５４）、 前記ディジタル・サンプルを受け取るように結合された
入力を持つと共に、出力を持つ整数サンプリング周期遅
延回路（５６）、 前記整数サンプリング周期遅延回路から前記ディジタル
・サンプルを受け取るように結合された入力を持つと共
に、前記加算器のそれぞれの入力に結合された出力を持
つ分数サンプリング周期遅延回路（５８）、並びに前記
整数サンプリング周期遅延回路および前記分数サンプリ
ング周期遅延回路に結合されていて、前記整数サンプリ
ング周期遅延回路および前記分数サンプリング周期遅延
回路を通過する信号がこれらの遅延回路によって遅延さ
れる遅延量を動的に同期して制御する遅延信号を出力す
る遅延制御回路（１０６）を有しており、 前記整数サンプリング周期遅延回路が、前記ディジタル
・サンプルを受け取るように結合された入力を持つと共
に出力を持つＦＩＦＯ装置（１０１）、並びに前記ＦＩ
ＦＯ装置の出力に結合された入力を持つと共に出力を持
つ第１のレジスタ（１０２）を有しており、前記分数サ
ンプリング周期遅延回路が、前記第１のレジスタの出力
に結合された第１の入力を持つ補間器（１０７）を有し
ていることを特徴とする超音波イメージング・システ
ム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/774667 | 1996-12-30 | ||
| US08/774,667 US5844139A (en) | 1996-12-30 | 1996-12-30 | Method and apparatus for providing dynamically variable time delays for ultrasound beamformer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10293170A true JPH10293170A (ja) | 1998-11-04 |
| JP4039643B2 JP4039643B2 (ja) | 2008-01-30 |
Family
ID=25101897
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP36049697A Expired - Fee Related JP4039643B2 (ja) | 1996-12-30 | 1997-12-26 | 超音波ビーム形成装置 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5844139A (ja) |
| JP (1) | JP4039643B2 (ja) |
| KR (1) | KR19980064032A (ja) |
| CN (1) | CN1184474C (ja) |
| DE (1) | DE19756024A1 (ja) |
| IL (1) | IL122693A (ja) |
| IT (1) | IT1296867B1 (ja) |
| NO (1) | NO976115L (ja) |
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