JP2002143162A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】本発明は、超音波ドプラ法により被検体内の血
流情報を得て診断情報とする超音波診断装置に関し、ハ
ードウェアの増大を従来より抑えた上で初期化を行なう
ことにより過度応答時期の短かいＭＩＴフィルタを実現
する。 【解決手段】Ａ／Ｄ変換器１０７が、信号のレベルと設
定されたリファレンス電圧とに応じたサンプリングデー
タを生成するものであって、複数個の超音波送受信のう
ちの初回の超音波送受信により得られる信号をサンプリ
ングする初回サンプリングに先立ってＡ／Ｄ変換器のリ
ファレンス電圧を所定の初期リファレンス電圧に設定
し、初回サンプリングにより得られたサンプリングデー
タをメモリレジスタ３，４に初期値として設定し、その
後、所定の定常リファレンス電圧に設定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、超音波ドプラ法に
より被検体内の血流情報を得て診断情報とする超音波診
断装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】生体内の血流速度分布を実時間で測定
し、モノクロ断層像上に重ねてカラー表示するようにし
たカラードプラ法が知られている。このような装置の血
流速度分布の測定原理は次のとおりである。すなわちプ
ローブにより超音波ビームを生体内の特定の方向に一定
周期で繰返しパルス放射すると共に、散乱体によるエコ
ーを同一のプローブで受信する。この時受信信号は生体
内の音響インピーダンスの差を反映した散乱強度の情
報、及び散乱体の運動速度を反映した周波数偏移情報を
含んでいる。この周波数偏移がすなわち血流情報であ
り、この血流情報は、受信波を直交検波してドプラ信号
を検出し、ディジタル化した後周波数解析することによ
り求められる。この時超音波ビームの送受信は、解析結
果の精度を保つために通常同一方向に対して８〜１６回
程度行う。さらに深さ方向に対して通常２５６〜１０２
４個程度のレンジゲートを設定し、この各々について計
測を行うことで深さ方向の分解能を得ている。この超音
波送受信を、超音波ビームの走査方向を少しづつ変化さ
せながら順次行うことにより、２次元的な血流速度分布
を得ている。

【０００３】ところが、前述したカラードプラ法により
検波されたドプラ信号は、心臓壁などの運動による低周
波ドプラ信号も含んでいる。一般にクラッタ信号と呼ば
れるこの低周波ドプラ信号は、血流によるドプラ信号よ
りも数百倍もの大きな振幅を有し、血流情報を正確に検
出する妨げとなるので、除去することが必要となる。そ
のため受信検波したドプラ信号をディジタルデータに変
換した後、いわゆるＭＴＩ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｔａｒｇｅ
ｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）フィルタと呼ばれるハイパス
ディジタルフィルタにより低周波ドプラ信号をカットす
る。このディジタルフィルタとしては一般にＩＩＲ（無
限インパルス応答）フィルタが用いられる。その理由は
ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタに比べ低い次数
で急峻な遮断特性が得られるためである。しかしＩＩＲ
フィルタは過渡応答時間が長いという欠点がある。過渡
応答時間が長くなれば、超音波信号から得られるデータ
列のうち周波数解析における計算で使用可能なデータ数
が減少し、計測データの信頼性が低下してしまう結果を
もたらすことになる。

【０００４】この過渡応答時間を短縮する一つの方法と
して、ＩＩＲメモリレジスタの最終的な定常状態の値を
推定し、データ列の処理に先立って、これを初期値とし
て設定しておくものがある。ここでメモリレジスタとは
フィルタの内部状態を記憶するもので、２次のフィルタ
であれば２個のレジスタが必要となる。クラッタ信号は
大振幅の直流成分及び低周波成分から構成されるため、
あるレンジゲートから最初に戻ってくるサンプリングデ
ータの値と大きさが等しい単位ステップ入力に近似する
ことができる。この近似を使えば最終的な定常状態にお
けるメモリレジスタの値を推定できる。この初期化方法
は、例えばフィルタのＺ伝達関数がＨ（ｚ）＝（１−２
＊ｚ^-1＋ｚ^-2）／（１＋ａ₁＊ｚ^-1＋ａ₂＊ｚ^-2）である
ＭＴＩフィルタに適用することができる。この伝達関数
で表わされるＭＴＩフィルタを採用した時、最終状態に
おける２個のメモリレジスタの値は、任意のレンジゲー
トから最初に戻ってきたデータをｘ（０）とした場合、
ｘ（０）／（１＋ａ₁＋ａ₂）となる。これを各メモリレ
ジスタに初期値として設定する。

【０００５】図１は、この初期化方法を採用した従来の
ＭＴＩフィルタの構成を示した図である。

【０００６】図１に示すＭＴＩフィルタは、加算器１，
２、メモリレジスタ３，４、それぞれ入力を−ａ₁、−
ａ₂、−２倍するための掛算器５，６，７、および、入
力を１／（１＋ａ₁＋ａ₂）倍するための掛算器８から構
成されている。入力データ列ｘ _m（ｎ）は、前段に設け
られた図示しないＡ／Ｄ変換器から与えられる。また、
ここでは、出力データ列をｙ_m（ｎ）、加算器１の出力
データ列をｗ_m0（ｎ）、メモリレジスタ３，４の出力デ
ータ列をそれぞれｗ_m1（ｎ），ｗ_m2（ｎ）とする。ここ
で、添え字ｎ（０≦ｎ≦Ｎ−１）は同一方向への送受信
回数を表わす番号、ｍ（ｍ＝０，１，２，…）は深さ方
向のレンジゲートの番号を示している。またメモリレジ
スタ３，４は、それぞれ各レンジゲートのフィルタの内
部状態を保持するために、レンジゲートの個数と同一数
のデータを記憶することができるだけの記憶領域を持
つ。

【０００７】本フィルタの動作は次のように行われる。
まず同一方向へのＮ回の超音波の送受信において、最初
の受信信号が図示しない検波回路により検波されること
によりドプラ信号が検出され、図示しないＡ／Ｄ変換器
でサンプリングされる。そしてサンプリングクロックに
同期して各レンジゲートのデータが順次ｘ₀（０），ｘ₁
（０），ｘ₂（０）…の順で出力され、これらが図１の
フィルタに入力される。このデータ列は掛算器８により
１／（１＋ａ₁＋ａ₂）なる定数が掛け合わされ、メモリ
レジスタ３，４の、各レンジゲートに対応した格納領域
に格納される。以上が初期化の処理手順である。

【０００８】初期化完了後は通常のフィルタ処理を行
う。すなわちパルス繰り返し周期を隔てて、次の受信信
号のサンプリングデータがｘ₀（１）、ｘ₁（１）、ｘ₂
（１）…の順で入力されるが、この時メモリレジスタ３
の格納データｗ_m1（１）がレンジゲートごとに出力され
掛算器５により−ａ₁が掛け合わされ、またメモリレジ
スタ４の格納データｗ_m2（１）もレンジゲートごとに出
力されて掛算器６により−ａ₂が掛け合わされ、それら
が加算器１により入力データｘ_m（１）とレンジゲート
ごとに足し合わされ、ｗ_m0（１）が計算される。またメ
モリレジスタ３の出力データｗ_m1（１）は掛算器７によ
り−２倍される。加算器２は、加算器１の出力データｗ
_m0（１）、掛算器７の出力データ−２＊ｗ_m1（１）、及
びメモリレジスタ４の出力データｗ_m2（１）をレンジゲ
ートごとに足し合せることにより最終的なフィルタ出力
データｙ_m（１）が計算され、ｙ₀（１），ｙ₁（１），
ｙ₂（１）……の順で出力される。さらに、メモリレジ
スタ３の出力データｗ_m1（１）は、メモリレジスタ４の
各レンジゲートに対応した領域に格納され、加算器１の
出力データｗ_m0（１）もメモリレジスタ３に同様に格納
される。その後、パルス繰返し周期を隔てて入力される
サンプリングデータｘ₀（ｎ），ｘ₁（ｎ），ｘ₂（ｎ）
…（２≦ｎ≦Ｎ−１）に対しても同様の処理を行ない、
これを同一方向への最後の送受信迄繰り返す。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上記の初期化方法を採
用すると、メモリレジスタ３，４を上述したような方法
で初期設定することにより、フィルタの過渡応答時間を
短縮することが可能となる。しかしメモリレジスタに格
納すべき初期値を求めるには、上述したように、各レン
ジゲートそれぞれから最初に戻ってきた各データｘ
（０）と定数１／（１＋ａ₁＋ａ₂）を掛け合わせる処理
が必要となる。そのためメモリレジスタの初期化を行わ
ない場合、或いはゼロで初期化する場合等に比べ掛算器
等の追加回路が必要となり、ハードウェアの増大を招く
ことが問題となっていた。

【００１０】本発明は、ハードウェアの増大を従来より
抑えた上で初期化を行なうことにより過度応答時期の短
かいＭＩＴフィルタを実現し、これにより計測データの
信頼性を確保した超音波診断装置を提供することを目的
とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明の超音波診断装置は、被検体内への超音波パルスの送
波と被検体内で反射して戻ってきた反射超音波の受信と
を複数回繰り返しこの繰り返しの間に得られる信号を検
波しさらにＡ／Ｄ変換器でサンプリングした後ディジタ
ルフィルタでクラッタ成分を除去することにより血流成
分を抽出する超音波診断装置において、上記Ａ／Ｄ変換
器が、超音波送受信により得られた信号を、自在に設定
されるリファレンス電圧と比較することにより、その信
号のレベルと設定されたリファレンス電圧とに応じたサ
ンプリングデータを生成するものであって、複数個の超
音波送受信のうちの初回の超音波送受信により得られる
信号をサンプリングする初回サンプリングに先立ってＡ
／Ｄ変換器のリファレンス電圧を所定の初期リファレン
ス電圧に設定し、初回サンプリングの後、かつ二回目の
超音波送受信により得られる信号のサンプリングに先立
ってＡ／Ｄ変換器のリファレンス電圧を初期リファレン
ス電圧とは異なる所定の定常リファレンス電圧に再設定
するリファレンス電圧設定手段を有し、上記ディジタル
フィルタが、サンプリングデータを格納し繰返し周期一
周期分遅延させたタイミングで出力するメモリレジスタ
を備えたものであって、初回サンプリングにより得られ
たサンプリングデータをメモリレジスタに初期値として
設定する初期値設定手段を有することを特徴とする。

【００１２】本発明の超音波診断装置は、Ａ／Ｄ変換器
のリファレンス電圧を調整することにより所要の初期化
を行なうように構成したものであり、従来と比べハード
ウェアの増大を抑えることができる。

【００１３】ここで、上記本発明の超音波診断装置にお
いて、上記ディジタルフィルタは、ｚ伝達関数が Ｈ（ｚ）＝（１−２＊ｚ^-1＋ｚ^-2）／（１＋ａ₁＊ｚ^-1
＋ａ₂＊ｚ^-2） 但し、＊は乗算、ａ₁，ａ₂は各係数を表わす。で表わさ
れるディジタルフィルタであることが好ましい。

【００１４】本発明は、上記のｚ伝達関数を持つＭＴＩ
フィルタを備えた超音波診断装置に好適に適用される。

【００１５】また、上記本発明の超音波診断装置におい
て、上記Ａ／Ｄ変換器で得られたサンプリングデータを
上位ビット側にシフトすることによりそのサンプリング
データを２のべき乗倍する左シフト手段を有し、上記初
期値設定手段は、上記メモリレジスタに、初回サンプリ
ングにより得られさらに左シフト手段により２のべき乗
倍されたサンプリングデータを初期値として設定するも
のであることが好ましい。

【００１６】このように構成すると、ＭＴＩフィルタの
カットオフ周波数の自由度を大幅に広げることができ
る。

【００１７】また、この場合に、具体的には、例えば、
上記ディジタルフィルタは、 ２^-s-1≦１＋ａ₁＋ａ₂＜２^-s 但し、ｓは正の整数を表わすを満足する係数ａ₁，ａ₂を
採用したｚ伝達関数 Ｈ（ｚ）＝（１−２＊ｚ^-1＋ｚ^-2）／（１＋ａ₁＊ｚ^-1
＋ａ₂＊ｚ^-2） 但し、＊は乗算を表わすで表わされる特性を有するディ
ジタルフィルタであって、上記リファレンス電圧設定手
段は、初期リファレンス電圧として定常リファレンス電
圧の（１＋ａ₁＋ａ₂）＊２^s倍のリファレンス電圧を設
定するものであり、上記左シフト手段は、Ａ／Ｄ変換器
で得られたサンプリングデータを上位ビット側にＳビッ
トシフトするものであってもよい。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
説明する。

【００１９】図２は、本発明の超音波診断装置の構成図
である。

【００２０】この図２に示す超音波診断装置１００に
は、探触子１０１が備えられており、この探触子１０１
の先端には圧電セラミック等の振動子が配列されてい
る。探触子１０１には送信回路１０２と受信回路１０４
が接続されている。パルス発生器１０３は送信の繰り返
し周期（例えば４ＫＨｚ）を与えるタイミング信号Ｓ１
１（レートパルス）を発生し、それを送信回路１０２に
供給する。送信回路１０２は例えば６４チャンネルの、
パルスドライバ及び遅延回路から構成される。パルスド
ライバはレートパルスのタイミングで送信周波数（例え
ば２．５ＭＨｚ）に等しい周期の駆動パルスを発生し、
探触子１０１の振動子に印加する。遅延回路は超音波ビ
ームを収束し、かつ指向性を与えるために各チャンネル
毎のパルス発生タイミングに所定の遅延を与える。その
結果超音波ビームが指向性に応じた方向にパルス放射さ
れる。このようにレートパルス周期で、生体（図示せ
ず）の内部に向けて、同一方向（例えば図２のａ方向）
への送受信を例えば８回繰り返して行い、さらに断層像
取得のための１回の走査を行い、計９回の走査で一つの
周期（ライン周期）を完了し、順次ｂ、ｃ、ｄと走査方
向を切り替えながら、例えば６４本の走査線について同
様の処理を行い１フレーム分の走査を完了する。

【００２１】一方、生体内の音響インピーダンスの不連
続面で反射したエコーは、探触子１０１を介して受信回
路１０４でチャンネル毎に受信される。受信回路１０４
はプリアンプ、遅延回路、加算回路から構成される。受
信信号はプリアンプで増幅され、遅延回路により各チャ
ンネル毎に所定の遅延が与えられ、加算回路により相互
に加算される。これにより指向性に応じた方向からのエ
コーが受信される。

【００２２】受信回路１０４から出力される受信信号は
ミキサ回路１０５に入力される。ミキサ回路１０５は、
図示しない発信器により生成された、送信周波数と同一
の周期を持ち互いに位相が９０°異なる一対の参照信号
とこの受信信号を混合することにより直交検波を行い、
ドプラ信号の同相信号Ｓ１２ａ及び直交信号Ｓ１２ｂを
出力する。２つのローパスフィルタ１０６ａ，１０６ｂ
は、それぞれ、混合の結果生じたドプラ信号の同相信号
Ｓ１２ａおよび直交信号Ｓ１２ｂ中の高調波成分を除去
する。各ローパスフィルタ１０６ａ，１０７ａの出力信
号は、各Ａ／Ｄ変換器１０７ａ，１０７ｂにより、深さ
方向に対して一定のサンプリング周期で例えば各２５６
点のサンプリングが行なわれてディジタル値に変換され
る。ＭＴＩフィルタ１０８ａ，１０８ｂは、ドプラ信号
に含まれる臓器の壁運動等による低周波成分を除去し血
流成分のみを抽出するものである。このＭＴＩフィルタ
の詳細は後述する。

【００２３】自己相関回路１０９にはＭＴＩフィルタ１
０８ａ，１０８ｂの出力信号が入力され、この自己相関
回路１０９では、繰り返し周期を隔てて得られるドプラ
信号の、同相信号を実部、直交信号を虚部とする複素自
己相関を、８回の繰返し周期のデータについて計算す
る。その演算結果は実部、虚部ごとに各走査線の７回目
のレートパルスのタイミングに同期して深さ毎に順次取
り出される。

【００２４】速度検出回路１１０は自己相関回路１０９
の演算結果である自己相関値を入力し、その偏角を計算
する。この偏角値はドプラ偏移周波数に比例した量を与
える。この偏角値は平均速度データとして画像処理回路
１１２に送られる。

【００２５】一方、受信回路１０４の出力信号は断層像
処理部１１１にも送られる。断層像処理部１１１は、受
信信号の包絡線を検波した後、Ａ／Ｄ変換し、モノクロ
輝度データとして画像処理回路１１２に出力する。

【００２６】画像処理回路１１２は、順次入力される平
均速度データに対して方向及びその絶対値に基づき所定
の配色を施し、断層像のモノクロ輝度データと共に、そ
の走査方向及び深さに応じて２次元状にマッピングし、
これを画像データとして、図示しない画像メモリに格納
する。さらに、その画像メモリに格納された画像データ
は一定の周期でその画像メモリから読み出され、ＴＶモ
ニタ１１３上に断層像を示すモノクロ画像と血流を示す
カラー画像とが合成された診断像が表示される。

【００２７】図３は、図２に示す超音波診断装置を構成
する２つのＭＴＩフィルタ１０８ａ，１０８ｂのうちの
１つを示す、ＭＴＩフィルタの構成図である。本フィル
タのｚ伝達関数は図１を参照して説明した従来の方法Ｍ
ＴＩフィルタのｚ伝達関数と同一であり、Ｈ（ｚ）＝
（１−２＊ｚ^-1＋ｚ^-2）／（１＋ａ₁＊ｚ^-1＋ａ₂＊
ｚ^-2）で表わされる。図３において、図１のＭＴＩフィ
ルタの構成要素と、同一の構成要素には、図１に付した
符号と同一の符号を付して示す。

【００２８】また、図４は図３に示すＭＴＩフィルタの
動作を示すタイミングチャートである。本タイミングチ
ャートは簡略化のため、各レンジゲート毎のデータを例
えばｘ_m（０）等と一まとめにして表わしている。

【００２９】図３において、Ａ／Ｄ変換器１０７は、図
２に示す２つのＡ／Ｄ変換器１０７ａ，１０８ａのうち
の一方を代表的に示したものであり、このＡ／Ｄ変換器
１０７は、受信検波により得られたドプラ信号を一定の
サンプリングレートでサンプリングする。Ｄ／Ａ変換器
１２１には、図示しない制御回路から電圧値データが入
力され、Ｄ／Ａ変換器１２１ではその入力された電圧値
データがアナログ値Ｓｌに変換され、このアナログ値Ｓ
ｌがＡ／Ｄ変換器１０７のリファレンス電圧設定端子に
入力される。Ｄ／Ａ変換器１２１の出力であるアナログ
値Ｓｌは初期状態においてはＶ₀［Ｖ］であるとする。
Ａ／Ｄ変換器１０７のアナログ入力のフルスケールは−
１／２Ｖ₀〜＋１／２Ｖ₀［Ｖ］であり、この時入力信号
振幅がピーク時においてフルスケールの半分程度となる
ようゲイン調整が行われているものとする。

【００３０】ここで、Ａ／Ｄ変換器１０７の出力データ
列をｘ_m（ｎ）、このＭＴＩフィルタ１０８の出力デー
タ列をｙ_m（ｎ）、加算器１の出力データ列をｗ
_m0（ｎ）、メモリレジスタ３，４の出力データ列をそれ
ぞれｗ_m1（ｎ），ｗ_m2（ｎ）とする。ここで、添え字ｎ
（０≦ｎ≦Ｎ−１）は同一方向への送受信回数を表わす
番号、ｍ（ｍ＝０，１，２，…）は深さ方向のレンジゲ
ートの番号を示している。左シフト回路１１２は、図示
しない制御回路からシフトビット数Ｓ２が与えられ、そ
れに基いてＡ／Ｄ変換器１０７の出力データをｎビット
左シフトし、その出力をメモリレジスタ３、４のプリセ
ットデータ入力端子に与える。１及び２は加算器、５，
６，７はそれぞれ入力を−ａ₁、−ａ₂、−２倍するため
の掛算器、３及び４はメモリレジスタである。Ｓ３はメ
モリレジスタ３，４に共通につながれたプリセット制御
信号、Ｓ４はラッチ信号である。

【００３１】ここで、ＭＴＩフィルタのフィルタの正規
化カットオフ周波数に対する各パラメータ値を示してお
く。正規化カットオフ周波数とは、サンプリング周波数
で正規化したときのカットオフ周波数をいう。

【００３２】

【表１】

【００３３】まず最初にフィルタのカットオフ周波数が
サンプリング周波数に対して高めに設定してある場合、
例えば正規化カットオフ周波数が０．４の場合について
説明する。この場合、表１により、（１＋ａ₁＋ａ₂）は
０．８２６２９となる。この時本フィルタの動作は次の
ように行われる。

【００３４】まずパルス繰返し周期を示すレートパルス
信号の立ち上がりのタイミングに伴って、ある方向への
最初の超音波パルスの送受信が行われ、受信信号が図２
に示すミキサ回路１０５により検波されさらにローパス
フィルタ１０７ａ，１０７ｂにより高周波数成分が除去
されることによりドプラ信号が検出され、Ａ／Ｄ変換器
１０７ａ，１０７ｂ（図３に代表的に示すＡ／Ｄ変換器
１０７）に入力される。一方、図示しない制御回路はＤ
／Ａ変換器１２１に与える電圧値データを調整し、その
出力電圧Ｓ２が初期リファレンス電圧（１＋ａ₁＋ａ₂）
＊Ｖ₀［Ｖ］となるようにする。Ａ／Ｄ変換器１０７は
サンプリングクロックの立ち上がりに同期して入力信号
をサンプリングするが、この時リファレンス電圧が（１
＋ａ₁＋ａ₂）倍されているため、アナログ入力のフルス
ケールも（１＋ａ₁＋ａ₂）倍され、変換出力データは１
／（１＋ａ₁＋ａ₂）倍される。すなわちｘ₀（０）／
（１＋ａ₁＋ａ₂）、ｘ₁（１＋ａ₁＋ａ₂）、ｘ₂（０）／
（１＋ａ₁＋ａ₂）…なるサンプリングデータ列が順次Ａ
／Ｄ変換器１０７より出力される。これらは左シフト回
路１２２に入力されるが、この時、図示しない制御回路
はシフトビット数Ｓ２を０に設定しているためビットシ
フトは行われず、各データはそのまま出力される。すな
わち、この場合は、左シフト回路１２２は不要である。
メモリレジスタ３，４は左シフト回路１２２の出力デー
タ列を各レンジゲート毎に、プリセット制御信号Ｓ３の
立ち上がりに同期して取り込み、各レンジゲート毎に割
り当てられた格納領域に順次格納する。ここまでが本実
施形態における初期化処理の手順である。

【００３５】そして次のレートパルス信号の立ち上がり
に同期して、次に受信検波されたドプラ信号がＡ／Ｄ変
換器１０７に入力される。一方、図示しない制御回路
は、Ｄ／Ａ変換器１２１に与える電圧値データを調整
し、その出力電圧Ｓ２を通常時の値（定常リファレンス
電圧）Ｖ₀に戻すようにする。そのためＡ／Ｄ変換器１
０７のアナログ入力のフルスケールも元の−１／２Ｖ₀
〜＋１／２Ｖ₀［Ｖ］に戻り、その変換出力データ列が
ｘ₀（１）、ｘ₁（１）、ｘ₂（１）…の順で出力されフ
ィルタに入力される。

【００３６】一方、メモリレジスタ３の格納データｗ_m1
（１）がレンジゲートごとに出力されて掛算器５により
−ａ₁が掛け合わされ、またメモリレジスタ４の格納デ
ータｗ_m2（１）もレンジゲートごとに出力されて掛算器
６により−ａ₂が掛け合わされ、それらが加算器１によ
り入力データｘ_m1（１）とレンジゲートごとに足し合わ
されてｗ_m0（１）が計算される。またメモリレジスタ３
の出力データｗ_m1（１）は掛算器７により−２倍され
る。加算器２は加算器１の出力データｗ_m0（１）、掛算
器７の出力データ−２＊ｗ_m1（１）、及びメモリレジス
タ４の出力データｗ_m2（１）をレンジゲートごとに足し
合せることにより最終的なフィルタ出力データｙ
_m（１）が計算され、ｙ₀（１），ｙ₁（１），ｙ₂（１）
……の順で出力される。さらにラッチ信号Ｓ４の立ち上
がりのタイミングに伴って、メモリレジスタ３の出力デ
ータｗ_m1（１）はメモリレジスタ４の各レンジゲートに
対応した領域に格納され、加算器１の出力データｗ
_m0（１）もメモリレジスタ３に同様に格納される。その
後、パルス繰返し周期を隔てて入力されるサンプリング
データｘ ₀（ｎ），ｘ₁（ｎ），ｘ₂（ｎ）……（２≦ｎ
≦Ｎ−１）に対しても同様の処理が行なわれ、これを同
一方向への最後の送受信迄繰り返す。この過程において
出力されるフィルタ出力データｙ_m（１）は、本実施形
態によるメモリレジスタの初期化により、過渡応答時間
が短いものとなる。

【００３７】次にフィルタのカットオフ周波数がサンプ
リング周波数に対して低めに設定してある場合、例えば
０．１の場合について説明する。この時、表１により、
（１＋ａ₁＋ａ₂）は０．０８０３３となる。

【００３８】２^-4＜０．０８０３３＜２^-3であるため、
この場合には前記の動作に対して次の部分が異なる。す
なわち、ある方向から最初に受信検波されたドプラ信号
がＡ／Ｄ変換器１０７に入力される時、図示しない制御
回路はＤ／Ａ変換器１２１へ与える電圧値データを調整
し、その出力電圧Ｓｌが（１＋ａ₁＋ａ₂）＊２³＊Ｖ
₀［Ｖ］となるようにする。一般に（１＋ａ₁＋ａ₂）の
値が２^-s-1≦１＋ａ₁＋ａ₂＜２^-s（ｓ＝１，２，…）を
満足する場合には、Ａ／Ｄ変換器１０７のリファレンス
電圧を（（１＋ａ₁＋ａ₂）＊２³倍する。ここでは、
０．５≦（１＋ａ₁＋ａ ₂）＊２³＜１．０であり、ピー
ク時の振幅がフルスケールの半分になるようゲインが設
定されているため、入力のオーバフローは発生しない。

【００３９】Ａ／Ｄ変換器１０７はサンプリングクロッ
クの立ち上がりに同期して入力信号をサンプリングする
が、この時リファレンス電圧が（１＋ａ₁＋ａ₂）＊２³
倍されているため、アナログ入力のフルスケールも（１
＋ａ₁＋ａ₂）＊２³倍され、変換出力データは２^-3／
（１＋ａ₁＋ａ₂）倍される。一方図示しない制御回路は
左シフト回路１２２へのビットシフト数Ｓ２を３に設定
する。そのため変換出力データ列は２³倍され、結局１
／（１＋ａ₁＋ａ₂）倍されたデータ列ｘ_m（０）／（１
＋ａ₁＋ａ₂）が左シフト回路１２２からレンジゲート毎
に順次出力される。これらがプリセット制御信号Ｓ３の
立ち上がりに同期してメモリレジスタ３，４のレンジゲ
ートに対応した領域に格納され初期化が完了する。それ
以降の処理については前述したカットオフ周波数が高め
の場合と同様である。その結果、この場合にもやはりフ
ィルタ出力データｙ_m（１）は過渡応答時間が短いもの
となる。

【００４０】

【発明の効果】以上、説明したように、本発明によれ
ば、従来の初期化方法でメモリレジスタの初期値を求め
るために行われていた掛算処理が不要となり、そのため
に必要であった掛算器を省略でき、ハードウェアの簡素
化が図れる。そのため応答時間の短い高性能なＭＴＩフ
ィルタを安価なコストで実現できるメリットがある。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のＭＴＩフィルタの構成を示した図であ
る。

【図２】本発明の超音波診断装置の構成図である。

【図３】図２に示す超音波診断装置を構成する２つのＭ
ＴＩフィルタのうちの１つを示す、ＭＴＩフィルタの構
成図である。

【図４】図３に示すＭＴＩフィルタの動作を示すタイミ
ングチャートである。

【符号の説明】

１，２ 加算器 ３，４ メモリレジスタ ５，６，７，８ 掛算器 １００ 超音波診断装置 １０７，１０７ａ，１０７ｂ Ａ／Ｄ変換器 １０８，１０８ａ，１０８ｂ ＭＴＩフィルタ １２１ Ｄ／Ａ変換器 １２２ 左シフト回路

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 被検体内への超音波パルスの送波と該被
   検体内で反射して戻ってきた反射超音波の受信とを複数
   回繰り返しこの繰り返しの間に得られる信号を検波しさ
   らにＡ／Ｄ変換器でサンプリングした後ディジタルフィ
   ルタでクラッタ成分を除去することにより血流成分を抽
   出する超音波診断装置において、 前記Ａ／Ｄ変換器が、超音波送受信により得られた信号
   を、自在に設定されるリファレンス電圧と比較すること
   により、該信号のレベルと設定されたリファレンス電圧
   とに応じたサンプリングデータを生成するものであっ
   て、 複数個の超音波送受信のうちの初回の超音波送受信によ
   り得られる信号をサンプリングする初回サンプリングに
   先立って前記Ａ／Ｄ変換器のリファレンス電圧を所定の
   初期リファレンス電圧に設定し、該初回サンプリングの
   後、かつ二回目の超音波送受信により得られる信号のサ
   ンプリングに先立って前記Ａ／Ｄ変換器のリファレンス
   電圧を前記初期リファレンス電圧とは異なる所定の定常
   リファレンス電圧に再設定するリファレンス電圧設定手
   段を有し、 前記ディジタルフィルタが、サンプリングデータを格納
   し繰返し周期一周期分遅延させたタイミングで出力する
   メモリレジスタを備えたものであって、 前記初回サンプリングにより得られたサンプリングデー
   タを前記メモリレジスタに初期値として設定する初期値
   設定手段を有することを特徴とする超音波診断装置。
2. 【請求項２】 前記ディジタルフィルタは、ｚ伝達関数
   が Ｈ（ｚ）＝（１−２＊ｚ^-1＋ｚ^-2）／（１＋ａ₁＊ｚ^-1
   ＋ａ₂＊ｚ^-2） 但し、＊は乗算、ａ₁，ａ₂は各係数を表わす。で表わさ
   れるディジタルフィルタであることを特徴とする請求項
   １記載の超音波診断装置。
3. 【請求項３】 前記Ａ／Ｄ変換器で得られたサンプリン
   グデータを上位ビット側にシフトすることにより該サン
   プリングデータを２のべき乗倍する左シフト手段を有
   し、 前記初期値設定手段は、前記メモリレジスタに、前記初
   回サンプリングにより得られさらに前記左シフト手段に
   より２のべき乗倍されたサンプリングデータを初期値と
   して設定するものであることを特徴とする請求項１記載
   の超音波診断装置。
4. 【請求項４】 前記ディジタルフィルタは、 ２^-s-1≦１＋ａ₁＋ａ₂＜２^-s 但し、ｓは正の整数を表わすを満足する係数ａ₁，ａ₂を
   採用したｚ伝達関数 Ｈ（ｚ）＝（１−２＊ｚ^-1＋ｚ^-2）／（１＋ａ₁＊ｚ^-1
   ＋ａ₂＊ｚ^-2） 但し、＊は乗算を表わすで表わされる特性を有するディ
   ジタルフィルタであって、 前記リファレンス電圧設定手段は、前記初期リファレン
   ス電圧として前記定常リファレンス電圧の（１＋ａ₁＋
   ａ₂）＊２^s倍のリファレンス電圧を設定するものであ
   り、 前記左シフト手段は、前記Ａ／Ｄ変換器で得られたサン
   プリングデータを上位ビット側にＳビットシフトするも
   のであることを特徴とする請求項３記載の超音波診断装
   置。