JPH0614928A - ビーム形成装置 - Google Patents
ビーム形成装置Info
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- JPH0614928A JPH0614928A JP5039159A JP3915993A JPH0614928A JP H0614928 A JPH0614928 A JP H0614928A JP 5039159 A JP5039159 A JP 5039159A JP 3915993 A JP3915993 A JP 3915993A JP H0614928 A JPH0614928 A JP H0614928A
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- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10K—SOUND-PRODUCING DEVICES; METHODS OR DEVICES FOR PROTECTING AGAINST, OR FOR DAMPING, NOISE OR OTHER ACOUSTIC WAVES IN GENERAL; ACOUSTICS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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- G10K11/18—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound
- G10K11/26—Sound-focusing or directing, e.g. scanning
- G10K11/34—Sound-focusing or directing, e.g. scanning using electrical steering of transducer arrays, e.g. beam steering
- G10K11/341—Circuits therefor
- G10K11/346—Circuits therefor using phase variation
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
- G01N29/00—Investigating or analysing materials by the use of ultrasonic, sonic or infrasonic waves; Visualisation of the interior of objects by transmitting ultrasonic or sonic waves through the object
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- G01N29/06—Visualisation of the interior, e.g. acoustic microscopy
- G01N29/0609—Display arrangements, e.g. colour displays
- G01N29/0645—Display representation or displayed parameters, e.g. A-, B- or C-Scan
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- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
- G01S15/88—Sonar systems specially adapted for specific applications
- G01S15/89—Sonar systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging
- G01S15/8906—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques
- G01S15/8909—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques using a static transducer configuration
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/52—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00
- G01S7/52017—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00 particularly adapted to short-range imaging
- G01S7/52023—Details of receivers
- G01S7/52025—Details of receivers for pulse systems
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- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 像の品質を低下せずに、超音波装置における
構成の簡単なビーム形成装置を提供する。 【構成】 ＰＡＳＳ超音波作像装置のビーム形成装置１
０１が、各々の変換器素子から受け取ったエコー信号を
別々にディジタル化するよう動作する１組のシグマ・デ
ルタ変調器２０１を含んでいる。各々のエコー信号の過
剰標本化された１ビットディジタル表示が、ビームの方
向決め及び焦点合わせのために必要に応じて遅延させら
れ、合算される。減数フィルタ２１３が、受信ビームか
ら得られる像を表示する前に、ディジタル化された受信
ビームのサンプル速度を下げる。
構成の簡単なビーム形成装置を提供する。 【構成】 ＰＡＳＳ超音波作像装置のビーム形成装置１
０１が、各々の変換器素子から受け取ったエコー信号を
別々にディジタル化するよう動作する１組のシグマ・デ
ルタ変調器２０１を含んでいる。各々のエコー信号の過
剰標本化された１ビットディジタル表示が、ビームの方
向決め及び焦点合わせのために必要に応じて遅延させら
れ、合算される。減数フィルタ２１３が、受信ビームか
ら得られる像を表示する前に、ディジタル化された受信
ビームのサンプル速度を下げる。
Description
【０００１】
【発明の背景】本発明は、超音波のような振動エネルギ
を用いたコヒーレント作像装置、特に、変換器配列の別
々の素子によって発生される信号を遅延させることによ
り、焦点合わせされ方向決めされたビームが発生される
超音波作像装置に関する。超音波のような振動エネルギ
を用いて物体の像を作ることのできる多数のモードがあ
る。超音波送信器を物体の一方の側に配置し、物体を透
過した音波を反対側に配置されている超音波受信器で受
け取る（「送信モード」）。この送信モードの方法で
は、画素の各々の輝度が受信器に達する超音波の振幅の
関数である（「減衰」モード）か、又は画素の各々の輝
度が音波が受信器に到達するのに要した時間の関数であ
る（「飛行時間」又は「音速」モード）ような像を発生
することができる。この代わりに、送信器と同じ物体の
側に受信器を配置し、画素の各々の輝度が物体から受信
器に反射された超音波の振幅又は飛行時間の関数である
（「屈折」、「後方散乱」又は「エコー」モード）よう
な像を発生することができる。本発明は、超音波像を作
る後方散乱方法に関連する。
を用いたコヒーレント作像装置、特に、変換器配列の別
々の素子によって発生される信号を遅延させることによ
り、焦点合わせされ方向決めされたビームが発生される
超音波作像装置に関する。超音波のような振動エネルギ
を用いて物体の像を作ることのできる多数のモードがあ
る。超音波送信器を物体の一方の側に配置し、物体を透
過した音波を反対側に配置されている超音波受信器で受
け取る（「送信モード」）。この送信モードの方法で
は、画素の各々の輝度が受信器に達する超音波の振幅の
関数である（「減衰」モード）か、又は画素の各々の輝
度が音波が受信器に到達するのに要した時間の関数であ
る（「飛行時間」又は「音速」モード）ような像を発生
することができる。この代わりに、送信器と同じ物体の
側に受信器を配置し、画素の各々の輝度が物体から受信
器に反射された超音波の振幅又は飛行時間の関数である
（「屈折」、「後方散乱」又は「エコー」モード）よう
な像を発生することができる。本発明は、超音波像を作
る後方散乱方法に関連する。
【０００２】超音波データを収集する多数の後方散乱方
法がよく知られている。所謂「Ａ−走査」方法では、送
信器によって超音波パルスを物体に送り込み、ある期間
に亘って反射された音波の振幅を記録する。エコー信号
の振幅は、物体内にある屈折材料の散乱強度に比例し、
遅延時間は、送信器からの屈折材料の距離に比例する。
所謂「Ｂ−走査」方法では、送信器が１つの運動軸線に
沿って物体を走査するときに一連の超音波パルスを送信
する。この結果得られるエコー信号がＡ−走査方法の場
合のように記録され、エコー信号の振幅又は遅延時間を
用いて、表示装置における画素の輝度を変調する。Ｂ−
走査方法では、屈折材料の像を再生することができるよ
うにするのに十分なデータが収集される。
法がよく知られている。所謂「Ａ−走査」方法では、送
信器によって超音波パルスを物体に送り込み、ある期間
に亘って反射された音波の振幅を記録する。エコー信号
の振幅は、物体内にある屈折材料の散乱強度に比例し、
遅延時間は、送信器からの屈折材料の距離に比例する。
所謂「Ｂ−走査」方法では、送信器が１つの運動軸線に
沿って物体を走査するときに一連の超音波パルスを送信
する。この結果得られるエコー信号がＡ−走査方法の場
合のように記録され、エコー信号の振幅又は遅延時間を
用いて、表示装置における画素の輝度を変調する。Ｂ−
走査方法では、屈折材料の像を再生することができるよ
うにするのに十分なデータが収集される。
【０００３】所謂Ｃ−走査方法では、変換器を物体の上
方の平面に亘って走査し、変換器の焦点深度から反射さ
れるエコーのみを記録する。ＣＲＴ表示装置の電子ビー
ムの掃引を変換器の走査と同期させて、変換器のｘ及び
ｙ座標が像のｘ及びｙ座標と対応するようにする。医療
用の超音波変換器は、一対の電極の間に挟まれている１
つ又は更に多くの圧電素子から構成されている。このよ
うな圧電素子は典型的にはチタン酸ジルコン酸鉛（ＰＺ
Ｔ）、二弗化ポリビニリデン（ＰＶＤＦ）又はＰＺＴセ
ラミック／ポリマ複合体で構成されている。電極は電圧
源に接続されており、電圧が印加されたとき、圧電素子
は印加電圧の周波数に対応する周波数で、寸法が変化す
る。電圧パルスが印加されたとき、圧電素子は励振パル
スに含まれている周波数で、圧電素子が結合されている
媒質の中に超音波を放出する。逆に、超音波が圧電素子
に入射すると、素子はその電極の間に対応する電圧を発
生する。典型的には、素子の前側は音響整合層で覆われ
ており、音響整合層は、超音波がその中を伝搬する媒質
との結合を改善する。更に、圧電素子の背側には支持材
料が配置されており、支持材料は素子の裏側から出て来
る超音波を吸収し、超音波が干渉しないようにする。こ
のような超音波変換器の多数の構造が、何れも出願人の
有する米国特許番号第４２１７６８４号、同第４４２５
５２５号、同第４４４１５０３号、同第４４７０３０５
号及び同第４５６９２３１号に記載されている。
方の平面に亘って走査し、変換器の焦点深度から反射さ
れるエコーのみを記録する。ＣＲＴ表示装置の電子ビー
ムの掃引を変換器の走査と同期させて、変換器のｘ及び
ｙ座標が像のｘ及びｙ座標と対応するようにする。医療
用の超音波変換器は、一対の電極の間に挟まれている１
つ又は更に多くの圧電素子から構成されている。このよ
うな圧電素子は典型的にはチタン酸ジルコン酸鉛（ＰＺ
Ｔ）、二弗化ポリビニリデン（ＰＶＤＦ）又はＰＺＴセ
ラミック／ポリマ複合体で構成されている。電極は電圧
源に接続されており、電圧が印加されたとき、圧電素子
は印加電圧の周波数に対応する周波数で、寸法が変化す
る。電圧パルスが印加されたとき、圧電素子は励振パル
スに含まれている周波数で、圧電素子が結合されている
媒質の中に超音波を放出する。逆に、超音波が圧電素子
に入射すると、素子はその電極の間に対応する電圧を発
生する。典型的には、素子の前側は音響整合層で覆われ
ており、音響整合層は、超音波がその中を伝搬する媒質
との結合を改善する。更に、圧電素子の背側には支持材
料が配置されており、支持材料は素子の裏側から出て来
る超音波を吸収し、超音波が干渉しないようにする。こ
のような超音波変換器の多数の構造が、何れも出願人の
有する米国特許番号第４２１７６８４号、同第４４２５
５２５号、同第４４４１５０３号、同第４４７０３０５
号及び同第４５６９２３１号に記載されている。
【０００４】超音波作像に用いるとき、典型的には、変
換器は列に配置されている多数の圧電素子を有してお
り、これら多数の圧電素子は別々の電圧で駆動される
（アポダイゼーション）。印加電圧の遅延時間（又は位
相）及び振幅を制御することにより、圧電素子（送信モ
ード）によって発生される超音波が組み合わさって、選
ばれた点に焦点を合わせた正味の超音波を発生する。印
加電圧の遅延時間及び振幅を制御することにより、この
焦点を平面内で移動させて又は「方向決め」して、被検
体を走査することができる。
換器は列に配置されている多数の圧電素子を有してお
り、これら多数の圧電素子は別々の電圧で駆動される
（アポダイゼーション）。印加電圧の遅延時間（又は位
相）及び振幅を制御することにより、圧電素子（送信モ
ード）によって発生される超音波が組み合わさって、選
ばれた点に焦点を合わせた正味の超音波を発生する。印
加電圧の遅延時間及び振幅を制御することにより、この
焦点を平面内で移動させて又は「方向決め」して、被検
体を走査することができる。
【０００５】変換器を用いて、反射された音波を受信す
るときにも（受信モード）、同じ原理が働く。即ち、配
列内の変換器素子に発生される電圧は、正味の信号が被
検体の１つの焦点から反射された音波を表すように合計
される。送信モードの場合と同じく、超音波エネルギを
このように焦点を合わせて受信することは、配列の各々
の変換器素子からの信号に別々の遅延時間（及び／又は
位相シフト）並びに利得を与えることにより達成され
る。
るときにも（受信モード）、同じ原理が働く。即ち、配
列内の変換器素子に発生される電圧は、正味の信号が被
検体の１つの焦点から反射された音波を表すように合計
される。送信モードの場合と同じく、超音波エネルギを
このように焦点を合わせて受信することは、配列の各々
の変換器素子からの信号に別々の遅延時間（及び／又は
位相シフト）並びに利得を与えることにより達成され
る。
【０００６】こういう形の超音波作像は、「位相調整ア
レイ扇形走査」又は“ＰＡＳＳ”と呼ばれる。この走査
は一連の測定で構成されており、この測定で、進路を決
められた超音波を送信し、短い期間の後に装置が受信モ
ードに切り換わり、反射された超音波を受信して記憶す
る。典型的には、走査線に沿った一連の点からのデータ
を収集するために、毎回の測定の間、送信及び受信は同
じ方向（θ）に方向決めされる。反射された超音波を受
信するとき、受信器は走査線に沿った一連の距離（Ｒ）
の所に動的に焦点合わせされる。走査全体を行うのに必
要な時間は、毎回の測定を行うのに要する時間と、所望
の分解能及び信号対雑音比で関心のある領域全体をカバ
ーするのに必要な測定の回数との関数である。例えば、
各々の走査線を０．７０°の増分に分けて方向決めし、
合計１２８本の走査線を９０°の扇形に亘って取得する
ことができる。このような多数の超音波作像装置が、出
願人に譲渡された米国特許番号第４１５５２５８号、同
第４１５５２６０号、同第４１５４１１３号、同第４１
５５２５９号、同第４１８０７９０号、同第４４７０３
０３号、同第４６６２２２３号、同第４６６９３１４
号、同第４８０９１８４号、同第４７９６２３６号、同
第４８３９６５２号及び同第４９８３９７０号に記載さ
れている。
レイ扇形走査」又は“ＰＡＳＳ”と呼ばれる。この走査
は一連の測定で構成されており、この測定で、進路を決
められた超音波を送信し、短い期間の後に装置が受信モ
ードに切り換わり、反射された超音波を受信して記憶す
る。典型的には、走査線に沿った一連の点からのデータ
を収集するために、毎回の測定の間、送信及び受信は同
じ方向（θ）に方向決めされる。反射された超音波を受
信するとき、受信器は走査線に沿った一連の距離（Ｒ）
の所に動的に焦点合わせされる。走査全体を行うのに必
要な時間は、毎回の測定を行うのに要する時間と、所望
の分解能及び信号対雑音比で関心のある領域全体をカバ
ーするのに必要な測定の回数との関数である。例えば、
各々の走査線を０．７０°の増分に分けて方向決めし、
合計１２８本の走査線を９０°の扇形に亘って取得する
ことができる。このような多数の超音波作像装置が、出
願人に譲渡された米国特許番号第４１５５２５８号、同
第４１５５２６０号、同第４１５４１１３号、同第４１
５５２５９号、同第４１８０７９０号、同第４４７０３
０３号、同第４６６２２２３号、同第４６６９３１４
号、同第４８０９１８４号、同第４７９６２３６号、同
第４８３９６５２号及び同第４９８３９７０号に記載さ
れている。
【０００７】配列内の各々の変換器素子によって受信さ
れた超音波エコー信号から、方向決めして焦点を合わせ
たビームを形成するとき、配列上の素子間の飛行時間の
差を補償するために、各々の変換器素子によって発生さ
れる信号を正確な量だけ遅延させなければならない。こ
れらの遅延を制御する精度が、配列のすべての素子の信
号の最終的なコヒーレントな和の品質、従って、この結
果得られる像の品質に影響を及ぼす。医療用超音波作像
装置では、発信される超音波周波数の波長の１／３２の
遅延の分解能により、必要とするビームの品質が得られ
る。例えば、５ＭＨｚの超音波搬送波周波数を用いると
きには、６．２５ナノ秒（１／３２（５ＭＨｚ））の遅
延分解能が要求される。
れた超音波エコー信号から、方向決めして焦点を合わせ
たビームを形成するとき、配列上の素子間の飛行時間の
差を補償するために、各々の変換器素子によって発生さ
れる信号を正確な量だけ遅延させなければならない。こ
れらの遅延を制御する精度が、配列のすべての素子の信
号の最終的なコヒーレントな和の品質、従って、この結
果得られる像の品質に影響を及ぼす。医療用超音波作像
装置では、発信される超音波周波数の波長の１／３２の
遅延の分解能により、必要とするビームの品質が得られ
る。例えば、５ＭＨｚの超音波搬送波周波数を用いると
きには、６．２５ナノ秒（１／３２（５ＭＨｚ））の遅
延分解能が要求される。
【０００８】上に引用した米国特許に記載されているよ
うな従来の装置では、超音波受信機のビーム形成回路に
おいてこのような遅延分解能を達成するには、相当量の
ハードウェアを必要とすると共に、相当量の電力を消費
する。最も最近の設計では、標本化された信号の同相及
び直角位相の成分を示す多重ビットディジタル数を発生
する高精度のＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器を
用いて、各々の変換器素子の信号を標本化する。これら
の多重ビット数を、先入れ／先出し、即ちＦＩＦＯメモ
リと、減数器と、位相回転装置とを含んでいる別個の回
路で遅延させてから、他の変換器素子の各々からの別々
に遅延させた多重ビットの同相及び直角位相の信号と合
算する。これは、普通の素子６４個の変換器配列にとっ
ては相当量のハードウェアになり、５１２個の素子を有
している２次元の変換器配列を考えるとき、膨大な量の
ハードウェアになる。
うな従来の装置では、超音波受信機のビーム形成回路に
おいてこのような遅延分解能を達成するには、相当量の
ハードウェアを必要とすると共に、相当量の電力を消費
する。最も最近の設計では、標本化された信号の同相及
び直角位相の成分を示す多重ビットディジタル数を発生
する高精度のＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器を
用いて、各々の変換器素子の信号を標本化する。これら
の多重ビット数を、先入れ／先出し、即ちＦＩＦＯメモ
リと、減数器と、位相回転装置とを含んでいる別個の回
路で遅延させてから、他の変換器素子の各々からの別々
に遅延させた多重ビットの同相及び直角位相の信号と合
算する。これは、普通の素子６４個の変換器配列にとっ
ては相当量のハードウェアになり、５１２個の素子を有
している２次元の変換器配列を考えるとき、膨大な量の
ハードウェアになる。
【０００９】
【発明の要約】本発明は、超音波作像装置における受信
器の改良されたビーム形成部に関する。更に具体的に言
うと、本発明のビーム形成部は、変換器配列の各々の別
々の素子に対して１つずつ、複数の受信チャンネルを含
んでおり、各々の受信チャンネルは過剰標本化アナログ
／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器を含んでいる。このＡ／
Ｄ変換器は、変換器配列の関連する素子によって発生さ
れたエコー信号を受け取り、ナイキストの判断基準を越
えるサンプル速度で対応するディジタル信号を発生す
る。更に本発明のビーム形成部は、受信ビームを所望の
方向に方向決めするために必要な量だけ各々のディジタ
ル信号を遅延させる手段と、ディジタル受信ビームを形
成すべくディジタル信号を合算する手段と、ディジタル
受信ビームのサンプル速度を低下させる減数手段とを含
んでいる。
器の改良されたビーム形成部に関する。更に具体的に言
うと、本発明のビーム形成部は、変換器配列の各々の別
々の素子に対して１つずつ、複数の受信チャンネルを含
んでおり、各々の受信チャンネルは過剰標本化アナログ
／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器を含んでいる。このＡ／
Ｄ変換器は、変換器配列の関連する素子によって発生さ
れたエコー信号を受け取り、ナイキストの判断基準を越
えるサンプル速度で対応するディジタル信号を発生す
る。更に本発明のビーム形成部は、受信ビームを所望の
方向に方向決めするために必要な量だけ各々のディジタ
ル信号を遅延させる手段と、ディジタル受信ビームを形
成すべくディジタル信号を合算する手段と、ディジタル
受信ビームのサンプル速度を低下させる減数手段とを含
んでいる。
【００１０】本発明の全般的な目的は、像の品質を低下
せずに、超音波装置におけるビーム形成回路を簡単化す
ることである。必要な遅延分解能を与えるためには、各
々の受信チャンネルにあるＡ／Ｄ変換器のサンプル速度
は、ナイキストの判断基準を満たすのに必要な速度をは
るかに越えている。更に具体的に言うと、ナイキストの
判断基準では、変調された超音波信号の帯域幅の２倍の
サンプル速度が要求されるが、本発明の好ましい実施例
の過剰標本化Ａ／Ｄ変換器は、搬送波周波数の３２倍の
周波数で標本化する。この結果、ディジタル信号の過剰
標本化ストリームを、簡単なシフトレジスタを用いて、
サンプル周期の増分に分けて遅延させることができ、
（λを搬送波の波長として）λ／３２の所望の遅延分解
能が容易に達成される。
せずに、超音波装置におけるビーム形成回路を簡単化す
ることである。必要な遅延分解能を与えるためには、各
々の受信チャンネルにあるＡ／Ｄ変換器のサンプル速度
は、ナイキストの判断基準を満たすのに必要な速度をは
るかに越えている。更に具体的に言うと、ナイキストの
判断基準では、変調された超音波信号の帯域幅の２倍の
サンプル速度が要求されるが、本発明の好ましい実施例
の過剰標本化Ａ／Ｄ変換器は、搬送波周波数の３２倍の
周波数で標本化する。この結果、ディジタル信号の過剰
標本化ストリームを、簡単なシフトレジスタを用いて、
サンプル周期の増分に分けて遅延させることができ、
（λを搬送波の波長として）λ／３２の所望の遅延分解
能が容易に達成される。
【００１１】本発明の他の目的は、超音波装置のビーム
形成装置用の比較的簡単で作製し易いＡ／Ｄ変換器を提
供することである。過剰標本化Ａ／Ｄ変換器は、非常に
高いサンプル速度で１ビットのディジタル出力信号を発
生するシグマ・デルタ変調器（即ち、フィードバック付
きのデルタ変調器）であってもよい。このようなデルタ
変調器は構成が簡単であって、集積回路の一部として構
成するのが容易である。減数器は１ビットディジタル信
号の復調器として作用する。
形成装置用の比較的簡単で作製し易いＡ／Ｄ変換器を提
供することである。過剰標本化Ａ／Ｄ変換器は、非常に
高いサンプル速度で１ビットのディジタル出力信号を発
生するシグマ・デルタ変調器（即ち、フィードバック付
きのデルタ変調器）であってもよい。このようなデルタ
変調器は構成が簡単であって、集積回路の一部として構
成するのが容易である。減数器は１ビットディジタル信
号の復調器として作用する。
【００１２】本発明の更に特定の目的は、超音波装置の
ビーム形成部で必要とされる遅延回路及び減数器の数及
び複雑さを低減することである。各々の受信チャンネル
に別々の遅延装置及び別々の減数器を設ける代わりに、
遅延回路は他の受信チャンネルと部分的に共有にするこ
とができ、別々に遅延させたディジタル信号を合算した
後に、単一の減数器を用いることができる。
ビーム形成部で必要とされる遅延回路及び減数器の数及
び複雑さを低減することである。各々の受信チャンネル
に別々の遅延装置及び別々の減数器を設ける代わりに、
遅延回路は他の受信チャンネルと部分的に共有にするこ
とができ、別々に遅延させたディジタル信号を合算した
後に、単一の減数器を用いることができる。
【００１３】本発明の上述及びその他の目的及び利点
は、以下に説明するところから明らかになろう。以下の
説明では、本発明の実施例を示す図面を参照する。しか
しながら、この実施例は必ずしも本発明の範囲全体を表
すものではなく、本発明の範囲を解釈するに当たって
は、特許請求の範囲によるべきである。
は、以下に説明するところから明らかになろう。以下の
説明では、本発明の実施例を示す図面を参照する。しか
しながら、この実施例は必ずしも本発明の範囲全体を表
すものではなく、本発明の範囲を解釈するに当たって
は、特許請求の範囲によるべきである。
【００１４】
【好ましい実施例の説明】図１について具体的に説明す
ると、超音波作像装置は変換器配列１１を含んでおり、
変換器配列１１は別々に駆動される複数の素子１２で構
成されている。各々の素子は、送信器１３によって発生
されたパルスにより付勢されたとき、超音波エネルギの
ような振動エネルギのバーストを発生する。被検体から
変換器配列１１に反射された振動エネルギは、変換器素
子１２の各々によって電気信号に変換され、一組のスイ
ッチ１５を介して受信器１４に別々に印加される。送信
器１３、受信器１４及びスイッチ１５は、オペレータの
指令に応答して、ディジタル制御装置１６の制御の下に
作動される。一連のエコーを収集することにより完全な
走査が行われる。このとき、スイッチ１５を送信位置に
設定し、送信器１３を一時的にオンにゲート駆動して、
変換器素子１２の各々を付勢し、その後スイッチ１５を
受信位置に設定して、変換器素子１２の各々によって発
生された後続のエコー信号を受信器１４に印加する。変
換器素子１２の各々からのこれらの別々のエコー信号を
受信器１４で組み合わせて、１つのエコー信号を発生
し、そのエコー信号を用いて、表示装置１７の像内の線
を発生する。
ると、超音波作像装置は変換器配列１１を含んでおり、
変換器配列１１は別々に駆動される複数の素子１２で構
成されている。各々の素子は、送信器１３によって発生
されたパルスにより付勢されたとき、超音波エネルギの
ような振動エネルギのバーストを発生する。被検体から
変換器配列１１に反射された振動エネルギは、変換器素
子１２の各々によって電気信号に変換され、一組のスイ
ッチ１５を介して受信器１４に別々に印加される。送信
器１３、受信器１４及びスイッチ１５は、オペレータの
指令に応答して、ディジタル制御装置１６の制御の下に
作動される。一連のエコーを収集することにより完全な
走査が行われる。このとき、スイッチ１５を送信位置に
設定し、送信器１３を一時的にオンにゲート駆動して、
変換器素子１２の各々を付勢し、その後スイッチ１５を
受信位置に設定して、変換器素子１２の各々によって発
生された後続のエコー信号を受信器１４に印加する。変
換器素子１２の各々からのこれらの別々のエコー信号を
受信器１４で組み合わせて、１つのエコー信号を発生
し、そのエコー信号を用いて、表示装置１７の像内の線
を発生する。
【００１５】送信器１３は、発生される振動エネルギ、
例えば超音波エネルギがビームとして差し向けられ又は
方向決めされるように、変換器配列１１を駆動する。従
って、変換器配列１１を物理的に動かす代わりに、この
ビームを一組の角度に亘って点から点へ移動させること
によりＢ−走査を行うことができる。このためには、送
信器１３が相次ぐ変換器素子１２に印加されるそれぞれ
のパルス２０に遅延時間（Ｔk ）を加える。遅延時間が
０であれば（Ｔk ＝０）、すべての変換器素子１２は同
時に付勢され、その結果生ずる超音波ビームは、変換器
の面に対して法線方向で、変換器配列１１の中心から発
する軸２１に沿った向きになる。遅延時間（Ｔk ）が増
加するにつれて、図１に示すように、超音波ビームは中
心軸２１から角度θ分だけ下向きに向けられる。変換器
配列１１の一端（ｋ＝１）から他端（ｋ＝Ｎ）までのｋ
番目の信号の各々に相次いで加えられる遅延時間の増分
Ｔ k は、次の式で表される。
例えば超音波エネルギがビームとして差し向けられ又は
方向決めされるように、変換器配列１１を駆動する。従
って、変換器配列１１を物理的に動かす代わりに、この
ビームを一組の角度に亘って点から点へ移動させること
によりＢ−走査を行うことができる。このためには、送
信器１３が相次ぐ変換器素子１２に印加されるそれぞれ
のパルス２０に遅延時間（Ｔk ）を加える。遅延時間が
０であれば（Ｔk ＝０）、すべての変換器素子１２は同
時に付勢され、その結果生ずる超音波ビームは、変換器
の面に対して法線方向で、変換器配列１１の中心から発
する軸２１に沿った向きになる。遅延時間（Ｔk ）が増
加するにつれて、図１に示すように、超音波ビームは中
心軸２１から角度θ分だけ下向きに向けられる。変換器
配列１１の一端（ｋ＝１）から他端（ｋ＝Ｎ）までのｋ
番目の信号の各々に相次いで加えられる遅延時間の増分
Ｔ k は、次の式で表される。
【００１６】 Ｔk ＝−｛ｋ−（Ｎ−１）／２｝ｄ・ｓｉｎ（θ／ｃ） ＋｛ｋ−（Ｎ−１）／２｝2 ｄ2 ・ｃｏｓ2 （θ／２ＲT ｃ） ＋Ｔ0 （１） ここで、ｄは隣り合った変換器素子１２の中心の間の相
等しい間隔、ｃは被検体内での音速、ＲT は送信ビーム
が焦点合わせされる距離、Ｔ0 はすべての計算値
（Ｔk ）が正の値になるように保証する遅延のオフセッ
トである。
等しい間隔、ｃは被検体内での音速、ＲT は送信ビーム
が焦点合わせされる距離、Ｔ0 はすべての計算値
（Ｔk ）が正の値になるように保証する遅延のオフセッ
トである。
【００１７】この式の第１項がビームを所望の角度θに
方向決めし、第２項は送信ビームを一定の距離の所に焦
点合わせするときに用いられる。相次ぐ励振で遅延時間
Ｔkを漸進的に変えることにより、扇形走査が行われ
る。このため、角度θが増分に分けて変えられて、送信
ビームを一連の方向に方向決めする。ビームの方向が中
心軸２１より上方であるとき、パルス２０のタイミング
は反対になるが、それでも式（１）は依然として成立す
る。
方向決めし、第２項は送信ビームを一定の距離の所に焦
点合わせするときに用いられる。相次ぐ励振で遅延時間
Ｔkを漸進的に変えることにより、扇形走査が行われ
る。このため、角度θが増分に分けて変えられて、送信
ビームを一連の方向に方向決めする。ビームの方向が中
心軸２１より上方であるとき、パルス２０のタイミング
は反対になるが、それでも式（１）は依然として成立す
る。
【００１８】更に図１の説明を続けると、超音波エネル
ギのバーストの各々によって発生されるエコー信号は、
超音波ビームに沿って相次ぐ位置の所にある反射物体か
ら来る。これらのエコー信号は変換器配列１１のセグメ
ント１２の各々によって別々に感知され、特定の時点に
おけるエコー信号の大きさのサンプルが、特定の距離
（Ｒ）で起こった反射の大きさを表す。しかしながら、
焦点Ｐと変換器素子１２の各々との間の伝搬経路の違い
のため、これらのエコー信号は同時には発生せず、又、
それらの振幅は等しくない。受信器１４の動作は、これ
らの別々のエコー信号を増幅して復調し、各々に正しい
遅延時間を加え、これらを加算して、角度θに向いてい
る超音波ビームに沿って距離Ｒの所にある各焦点Ｐから
反射された全超音波エネルギを正確に表す１つのエコー
信号を作ることである。
ギのバーストの各々によって発生されるエコー信号は、
超音波ビームに沿って相次ぐ位置の所にある反射物体か
ら来る。これらのエコー信号は変換器配列１１のセグメ
ント１２の各々によって別々に感知され、特定の時点に
おけるエコー信号の大きさのサンプルが、特定の距離
（Ｒ）で起こった反射の大きさを表す。しかしながら、
焦点Ｐと変換器素子１２の各々との間の伝搬経路の違い
のため、これらのエコー信号は同時には発生せず、又、
それらの振幅は等しくない。受信器１４の動作は、これ
らの別々のエコー信号を増幅して復調し、各々に正しい
遅延時間を加え、これらを加算して、角度θに向いてい
る超音波ビームに沿って距離Ｒの所にある各焦点Ｐから
反射された全超音波エネルギを正確に表す１つのエコー
信号を作ることである。
【００１９】各々の変換器素子からのエコーによって発
生される電気信号を同時に加算するため、受信器１４の
各々別個の変換器素子のチャンネルに遅延時間が導入さ
れる。線形配列１１の場合、チャンネルの各々に導入さ
れる遅延は２つの成分に分けることができる。一方の成
分はビーム方向決め遅延時間と呼ばれ、他方の成分はビ
ーム集束遅延時間と呼ばれる。受信時のビーム方向決め
及びビーム集束遅延時間は、前に述べた送信時の遅延と
全く同じ遅延（Ｔk ）である。しかしながら、受信チャ
ンネルの各々に導入される集束遅延時間成分は、エコー
を受信する間、連続的に変化して、エコー信号が出てき
た距離Ｒに受信ビームを動的に焦点合わせする。この動
的に焦点合わせするための遅延成分は、次の通りであ
る。
生される電気信号を同時に加算するため、受信器１４の
各々別個の変換器素子のチャンネルに遅延時間が導入さ
れる。線形配列１１の場合、チャンネルの各々に導入さ
れる遅延は２つの成分に分けることができる。一方の成
分はビーム方向決め遅延時間と呼ばれ、他方の成分はビ
ーム集束遅延時間と呼ばれる。受信時のビーム方向決め
及びビーム集束遅延時間は、前に述べた送信時の遅延と
全く同じ遅延（Ｔk ）である。しかしながら、受信チャ
ンネルの各々に導入される集束遅延時間成分は、エコー
を受信する間、連続的に変化して、エコー信号が出てき
た距離Ｒに受信ビームを動的に焦点合わせする。この動
的に焦点合わせするための遅延成分は、次の通りであ
る。
【００２０】 Ｔk ＝｛ｋ−（Ｎ−１）／２｝2 ｄ2 ・ｃｏｓ2 （θ／２Ｒｃ） （２） ここで、Ｒは配列１１の中心から焦点Ｐまでの距離、ｃ
は被検体内の音速、Ｔ k はそれを他のエコー信号とコヒ
ーレントに加算するための、ｋ番目の素子からのエコー
信号に関連する遅延時間である。ディジタル制御装置１
６の指示の下に、受信器１４は、受信器１４の方向決め
が送信器１３によって方向決めされたビームの方向
（θ）を追跡するように、走査の間遅延を発生すると共
に、一連の距離（Ｒ）の所でエコー信号を標本化して、
ビームに沿った点Ｐに動的に焦点合わせするのに適当な
遅延を発生する。このため、超音波パルスが発せられる
度に、その超音波ビームに沿った所にある対応する一連
の点Ｐからの反射された音波の大きさを表す一連のデー
タ点が収集される。
は被検体内の音速、Ｔ k はそれを他のエコー信号とコヒ
ーレントに加算するための、ｋ番目の素子からのエコー
信号に関連する遅延時間である。ディジタル制御装置１
６の指示の下に、受信器１４は、受信器１４の方向決め
が送信器１３によって方向決めされたビームの方向
（θ）を追跡するように、走査の間遅延を発生すると共
に、一連の距離（Ｒ）の所でエコー信号を標本化して、
ビームに沿った点Ｐに動的に焦点合わせするのに適当な
遅延を発生する。このため、超音波パルスが発せられる
度に、その超音波ビームに沿った所にある対応する一連
の点Ｐからの反射された音波の大きさを表す一連のデー
タ点が収集される。
【００２１】表示装置１７は、受信器１４によって発生
された一連のデータサンプルを受け取り、このデータを
所望の像を発生する形に変換する。例えば、Ａ−走査を
希望する場合、一連のデータ点の大きさは単に時間の関
数として図示される。Ｂ−走査を希望する場合、この一
連の中の各々のデータ点は像の画素の輝度を制御するた
めに用いられ、相次ぐ方向決め角（θ）における一連の
走査で構成された走査が実施されて、表示に必要なデー
タを発生する。
された一連のデータサンプルを受け取り、このデータを
所望の像を発生する形に変換する。例えば、Ａ−走査を
希望する場合、一連のデータ点の大きさは単に時間の関
数として図示される。Ｂ−走査を希望する場合、この一
連の中の各々のデータ点は像の画素の輝度を制御するた
めに用いられ、相次ぐ方向決め角（θ）における一連の
走査で構成された走査が実施されて、表示に必要なデー
タを発生する。
【００２２】図１、図２（Ｂ）及び図２（Ｃ）と共に図
２（Ａ）を参照して説明すると、送信器１３は、包括的
にメモリ５０として示す一組のチャンネルパルスコード
メモリを含んでいる。好ましい実施例では、６４個の別
個の変換器素子１２があり、従って、６４個の別個のチ
ャンネルパルスコードメモリ５０がある。パルスコード
メモリ５０の各々は典型的には１ビット×５１２ビット
メモリであり、図２（Ｃ）に示す発生すべき超音波パル
ス５２の周波数を決定するビットパターン５１を図２
（Ｂ）に示すように記憶している。好ましい実施例で
は、図２（Ｂ）のビットパターンを４０ＭＨｚのマスタ
クロックによって、各々のパルスコードメモリ５０から
読み出し、駆動器５３に印加する。この駆動器はこの信
号を、変換器１１を駆動するのに適した電力レベルまで
増幅する。図２（Ｂ）に示す例では、ビットパターン
は、４つの“１”ビットが４つの“０”ビットと交互に
なった順序であって、５ＭＨｚの超音波パルス５２を発
生する。これらの超音波パルス５２が印加される変換器
素子１２（図１）は、それに応答して超音波エネルギを
発生する。５１２個のビットすべてを用いた場合、搬送
波周波数（即ち、この例では５ＭＨｚ）を中心とする４
０ｋＨｚという幅の狭い帯域幅のパルスが放出される。
２（Ａ）を参照して説明すると、送信器１３は、包括的
にメモリ５０として示す一組のチャンネルパルスコード
メモリを含んでいる。好ましい実施例では、６４個の別
個の変換器素子１２があり、従って、６４個の別個のチ
ャンネルパルスコードメモリ５０がある。パルスコード
メモリ５０の各々は典型的には１ビット×５１２ビット
メモリであり、図２（Ｃ）に示す発生すべき超音波パル
ス５２の周波数を決定するビットパターン５１を図２
（Ｂ）に示すように記憶している。好ましい実施例で
は、図２（Ｂ）のビットパターンを４０ＭＨｚのマスタ
クロックによって、各々のパルスコードメモリ５０から
読み出し、駆動器５３に印加する。この駆動器はこの信
号を、変換器１１を駆動するのに適した電力レベルまで
増幅する。図２（Ｂ）に示す例では、ビットパターン
は、４つの“１”ビットが４つの“０”ビットと交互に
なった順序であって、５ＭＨｚの超音波パルス５２を発
生する。これらの超音波パルス５２が印加される変換器
素子１２（図１）は、それに応答して超音波エネルギを
発生する。５１２個のビットすべてを用いた場合、搬送
波周波数（即ち、この例では５ＭＨｚ）を中心とする４
０ｋＨｚという幅の狭い帯域幅のパルスが放出される。
【００２３】前に述べたように、超音波エネルギの送信
ビームを所望の方向（θ）に方向決めするためには、図
２（Ｃ）に示すようなＮチャンネルの各々に対するパル
ス５２を適正量だけ遅延させなければならない。こうい
う遅延は送信制御装置５４によって行われる。この制御
装置は、ディジタル制御装置１６（図１）から４つの制
御信号（開始、マスタクロック、ＲT 及びθ）を受け取
る。入力制御信号θ、一定の送信焦点ＲT 及び前掲の式
（１）を用いて、送信制御装置５４は、相次ぐ送信チャ
ンネルの間に必要な遅延増分Ｔk を計算する。開始制御
信号を受け取ったとき、送信制御装置５４は４０ＭＨｚ
のマスタクロック信号が取り得る４つの位相のうちの１
つを第１の送信チャンネル５０にゲートする。その後、
相次ぐ遅延期間（Ｔk ）をおいて、４０ＭＨｚのマスタ
クロック信号の位相のうちの１つが、次のチャンネルの
パルスコードメモリ５０を介してゲートされ、これがＮ
＝１２８個のチャンネル全部がその超音波パルス５２
（図２（Ｃ））を発生するまで続けられる。各々の送信
チャンネル５０は、図２（Ｂ）に示すようなそのビット
パターン５１全体が送信された後にリセットされ、その
後、送信器１３はディジタル制御装置１６からの次の入
力制御信号θ及び次の開始制御信号を待つ。前に述べた
ように、本発明の好ましい実施例では、完全なＢ−走査
は変換器１１の中心軸２１（図１）を中心とする９０°
の扇形に亘って、０．７０°のΔθ増分に分けて方向決
めされる１２８個の超音波パルスで構成されている。
ビームを所望の方向（θ）に方向決めするためには、図
２（Ｃ）に示すようなＮチャンネルの各々に対するパル
ス５２を適正量だけ遅延させなければならない。こうい
う遅延は送信制御装置５４によって行われる。この制御
装置は、ディジタル制御装置１６（図１）から４つの制
御信号（開始、マスタクロック、ＲT 及びθ）を受け取
る。入力制御信号θ、一定の送信焦点ＲT 及び前掲の式
（１）を用いて、送信制御装置５４は、相次ぐ送信チャ
ンネルの間に必要な遅延増分Ｔk を計算する。開始制御
信号を受け取ったとき、送信制御装置５４は４０ＭＨｚ
のマスタクロック信号が取り得る４つの位相のうちの１
つを第１の送信チャンネル５０にゲートする。その後、
相次ぐ遅延期間（Ｔk ）をおいて、４０ＭＨｚのマスタ
クロック信号の位相のうちの１つが、次のチャンネルの
パルスコードメモリ５０を介してゲートされ、これがＮ
＝１２８個のチャンネル全部がその超音波パルス５２
（図２（Ｃ））を発生するまで続けられる。各々の送信
チャンネル５０は、図２（Ｂ）に示すようなそのビット
パターン５１全体が送信された後にリセットされ、その
後、送信器１３はディジタル制御装置１６からの次の入
力制御信号θ及び次の開始制御信号を待つ。前に述べた
ように、本発明の好ましい実施例では、完全なＢ−走査
は変換器１１の中心軸２１（図１）を中心とする９０°
の扇形に亘って、０．７０°のΔθ増分に分けて方向決
めされる１２８個の超音波パルスで構成されている。
【００２４】送信器１３についての詳しいことは、１９
９１年５月１４日に付与された発明の名称「振動エネル
ギビームの送信の動的な焦点合わせを行うための符号化
された励振（Coded Excitation For Transmission Dyna
mic Focusing of VibratoryEnergy Beam ）」という米
国特許番号第５０１４７１２号を参照されたい。次に図
１と共に特に図３を参照すると、受信器１４は２つの部
分、即ち、時間−利得制御部１００、受信ビーム形成部
１０１及び中心プロセッサ１０２で構成されている。時
間−利得制御部１００は、Ｎ＝１２８の受信チャンネル
の各々に対する増幅器１０５と、時間−利得制御（ＴＧ
Ｃ）回路１０６とを含んでいる。各々の増幅器１０５の
入力はそれぞれ１つの変換器素子１２に接続されてお
り、増幅器１０５は変換器素子１２が受信したエコー信
号を受け取って増幅する。増幅器１０５による増幅の程
度は、時間−利得制御回路１０６によって駆動される制
御ライン１０７を介して制御される。周知のように、エ
コー信号の距離が増加するにつれて、エコー信号の振幅
は減少する。その結果、より遠い反射体から出るエコー
信号が近くの反射体からのエコー信号よりも一層多く増
幅されなければ、像の輝度は距離（Ｒ）の関数として急
速に低下する。この増幅はオペレータによって制御され
る。オペレータは手作業で８つ（典型的に）のＴＧＣ線
形ポテンショメータ１０８を、扇形走査の範囲全体に亘
って比較的一様な輝度が得られるような値に設定する。
エコー信号が収集される期間が、エコー信号が出てきた
距離を決定し、この期間をＴＧＣ回路１０６によって８
つのセグメントに分割する。８つのポテンショメータの
設定により、８つのそれぞれの期間の各々の間、増幅器
１０５の利得を設定して、エコー信号が収集期間に亘っ
て次第に増加する分だけ増幅されるようにする。
９１年５月１４日に付与された発明の名称「振動エネル
ギビームの送信の動的な焦点合わせを行うための符号化
された励振（Coded Excitation For Transmission Dyna
mic Focusing of VibratoryEnergy Beam ）」という米
国特許番号第５０１４７１２号を参照されたい。次に図
１と共に特に図３を参照すると、受信器１４は２つの部
分、即ち、時間−利得制御部１００、受信ビーム形成部
１０１及び中心プロセッサ１０２で構成されている。時
間−利得制御部１００は、Ｎ＝１２８の受信チャンネル
の各々に対する増幅器１０５と、時間−利得制御（ＴＧ
Ｃ）回路１０６とを含んでいる。各々の増幅器１０５の
入力はそれぞれ１つの変換器素子１２に接続されてお
り、増幅器１０５は変換器素子１２が受信したエコー信
号を受け取って増幅する。増幅器１０５による増幅の程
度は、時間−利得制御回路１０６によって駆動される制
御ライン１０７を介して制御される。周知のように、エ
コー信号の距離が増加するにつれて、エコー信号の振幅
は減少する。その結果、より遠い反射体から出るエコー
信号が近くの反射体からのエコー信号よりも一層多く増
幅されなければ、像の輝度は距離（Ｒ）の関数として急
速に低下する。この増幅はオペレータによって制御され
る。オペレータは手作業で８つ（典型的に）のＴＧＣ線
形ポテンショメータ１０８を、扇形走査の範囲全体に亘
って比較的一様な輝度が得られるような値に設定する。
エコー信号が収集される期間が、エコー信号が出てきた
距離を決定し、この期間をＴＧＣ回路１０６によって８
つのセグメントに分割する。８つのポテンショメータの
設定により、８つのそれぞれの期間の各々の間、増幅器
１０５の利得を設定して、エコー信号が収集期間に亘っ
て次第に増加する分だけ増幅されるようにする。
【００２５】受信器１４の受信ビーム形成部１０１は、
Ｎ＝１２８個の別個の受信チャンネル１１０を含んでい
る。後で更に詳しく説明するが、各々の受信チャンネル
１１０は、その入力１１１に１つのＴＧＣ増幅器１０５
からのアナログエコー信号を受け取り、母線１１２にデ
ィジタル化された出力値のストリームを発生する。これ
らの出力値の各々が、特定の距離（Ｒ）におけるエコー
信号の包絡線のサンプルを表す。これらのサンプルは前
に述べたように遅延させられて、サンプルを加算点１１
４で他の各々の受信チャンネル１１０からの出力サンプ
ルと加算したとき、加算されたサンプルが方向決めされ
たビーム（θ）上の距離Ｒの所にある点Ｐから反射され
たエコー信号の大きさを示すようにする。これらのビー
ムサンプルは８ビットの２進数であり、これらが出力１
２１に与えられる。好ましい実施例では、各々のエコー
信号は、走査線の範囲全体（典型的には４０ミリから２
００ミリ）に亘って約１５０ミクロンの等しい間隔で標
本化される。
Ｎ＝１２８個の別個の受信チャンネル１１０を含んでい
る。後で更に詳しく説明するが、各々の受信チャンネル
１１０は、その入力１１１に１つのＴＧＣ増幅器１０５
からのアナログエコー信号を受け取り、母線１１２にデ
ィジタル化された出力値のストリームを発生する。これ
らの出力値の各々が、特定の距離（Ｒ）におけるエコー
信号の包絡線のサンプルを表す。これらのサンプルは前
に述べたように遅延させられて、サンプルを加算点１１
４で他の各々の受信チャンネル１１０からの出力サンプ
ルと加算したとき、加算されたサンプルが方向決めされ
たビーム（θ）上の距離Ｒの所にある点Ｐから反射され
たエコー信号の大きさを示すようにする。これらのビー
ムサンプルは８ビットの２進数であり、これらが出力１
２１に与えられる。好ましい実施例では、各々のエコー
信号は、走査線の範囲全体（典型的には４０ミリから２
００ミリ）に亘って約１５０ミクロンの等しい間隔で標
本化される。
【００２６】特に図１及び図４について説明すると、受
信器１４の出力１２１に発生された８ビットの２進数の
ストリームは、表示装置１７の入力に印加される。この
「走査データ」が配列としてメモリ１５０に記憶され、
走査データ配列１５０の行が、収集されたそれぞれのビ
ーム角度（θ）に対応し、走査データ配列１５０の列
が、各々のビームに沿ってサンプルが収集されたそれぞ
れの距離（Ｒ）に対応する。受信器１４からのＲ及びθ
制御信号１５１及び１５２は、配列１５０内のどこに各
々の入力の値を記憶すべきかを示し、メモリ制御回路１
５３がその値を配列１５０内の正しいメモリ位置に書き
込む。この走査を連続的に繰り返すことができ、受信器
１４からの値の流れが走査データ配列１５０を連続的に
更新する。
信器１４の出力１２１に発生された８ビットの２進数の
ストリームは、表示装置１７の入力に印加される。この
「走査データ」が配列としてメモリ１５０に記憶され、
走査データ配列１５０の行が、収集されたそれぞれのビ
ーム角度（θ）に対応し、走査データ配列１５０の列
が、各々のビームに沿ってサンプルが収集されたそれぞ
れの距離（Ｒ）に対応する。受信器１４からのＲ及びθ
制御信号１５１及び１５２は、配列１５０内のどこに各
々の入力の値を記憶すべきかを示し、メモリ制御回路１
５３がその値を配列１５０内の正しいメモリ位置に書き
込む。この走査を連続的に繰り返すことができ、受信器
１４からの値の流れが走査データ配列１５０を連続的に
更新する。
【００２７】更に図４について説明すると、配列１５０
内にある走査データは、ディジタル走査変換器１５４に
よって読み取られ、所望の像を発生する形に変換され
る。例えば、通常のＢ−走査像を発生するとき、走査デ
ータ配列１５０に記憶されている大きさの値Ｍ（Ｒ，
θ）は、像内の画素位置（ｘ，ｙ）における大きさを示
すサンプル値Ｍ（ｘ，ｙ）に変換される。このような超
音波像データの極座標からデカルト座標への変換は、例
えばヒューレットパッカードジャーナル誌、１９８３年
１０月号、第３０頁〜第３３頁所載のスティーブンＣ．
リービット等の論文「超音波像を表示するための走査変
換アルゴリズム（A Scan Conversion Algorithm for Di
splaying Ultrasound Images）」に記載されている。
内にある走査データは、ディジタル走査変換器１５４に
よって読み取られ、所望の像を発生する形に変換され
る。例えば、通常のＢ−走査像を発生するとき、走査デ
ータ配列１５０に記憶されている大きさの値Ｍ（Ｒ，
θ）は、像内の画素位置（ｘ，ｙ）における大きさを示
すサンプル値Ｍ（ｘ，ｙ）に変換される。このような超
音波像データの極座標からデカルト座標への変換は、例
えばヒューレットパッカードジャーナル誌、１９８３年
１０月号、第３０頁〜第３３頁所載のスティーブンＣ．
リービット等の論文「超音波像を表示するための走査変
換アルゴリズム（A Scan Conversion Algorithm for Di
splaying Ultrasound Images）」に記載されている。
【００２８】ディジタル走査変換器１５４によって行わ
れる特定の変換が何であっても、こうして得られた像デ
ータはメモリ１５５に書き込まれる。このメモリは、変
換された走査データの２次元配列を記憶する。メモリ制
御回路１５６がメモリ１５５にアクセスする二重ポート
を有しており、ディジタル走査変換器１５４がメモリ１
５５の中の値を新しいデータで連続的に更新することが
できるようにすると共に、表示プロセッサ１５７が更新
されたデータを読み取るようにする。表示プロセッサ１
５７は制御パネル１５８から受け取ったオペレータの指
令に応答して、メモリ１５５内の変換された走査データ
に対する通常の像処理作用を行う。例えば、メモリ１５
５内の変換された走査データが示す輝度レベルの範囲
は、表示装置１６０の輝度範囲をずっと越えることがあ
る。実際、メモリ１５５内の変換された走査データの輝
度の分解能は、人間の目の輝度の分解能を遥かに越える
ことがあり、典型的には、オペレータが、最大の像コン
トラストを達成しようとする輝度の値のウィンドウを選
択することができるようにする手動で操作し得る制御装
置が設けられている。表示プロセッサ１５７はメモリ１
５５から、変換された走査データを読み込んで、所望の
像の強化を行い、強化された輝度の値を表示メモリ１６
１に書き込む。
れる特定の変換が何であっても、こうして得られた像デ
ータはメモリ１５５に書き込まれる。このメモリは、変
換された走査データの２次元配列を記憶する。メモリ制
御回路１５６がメモリ１５５にアクセスする二重ポート
を有しており、ディジタル走査変換器１５４がメモリ１
５５の中の値を新しいデータで連続的に更新することが
できるようにすると共に、表示プロセッサ１５７が更新
されたデータを読み取るようにする。表示プロセッサ１
５７は制御パネル１５８から受け取ったオペレータの指
令に応答して、メモリ１５５内の変換された走査データ
に対する通常の像処理作用を行う。例えば、メモリ１５
５内の変換された走査データが示す輝度レベルの範囲
は、表示装置１６０の輝度範囲をずっと越えることがあ
る。実際、メモリ１５５内の変換された走査データの輝
度の分解能は、人間の目の輝度の分解能を遥かに越える
ことがあり、典型的には、オペレータが、最大の像コン
トラストを達成しようとする輝度の値のウィンドウを選
択することができるようにする手動で操作し得る制御装
置が設けられている。表示プロセッサ１５７はメモリ１
５５から、変換された走査データを読み込んで、所望の
像の強化を行い、強化された輝度の値を表示メモリ１６
１に書き込む。
【００２９】表示メモリ１６１はメモリ制御回路１６３
を介して、表示制御回路１６２と共有されており、表示
メモリ１６１の中の輝度の値が表示装置１６０の対応す
る画素の輝度及び色を制御するために写像される。表示
制御回路１６２は、用いられる特定の型の表示装置１６
０を作動するように設計された市場で入手し得る集積回
路である。例えば、表示装置１６０はＣＲＴ（陰極線
管）であってもよく、この場合、表示制御回路１６２
は、水平及び垂直掃引回路に対して必要な同期パルスを
供給すると共に掃引中の適当な時刻に表示データをＣＲ
Ｔに写像するＣＲＴ制御チップである。
を介して、表示制御回路１６２と共有されており、表示
メモリ１６１の中の輝度の値が表示装置１６０の対応す
る画素の輝度及び色を制御するために写像される。表示
制御回路１６２は、用いられる特定の型の表示装置１６
０を作動するように設計された市場で入手し得る集積回
路である。例えば、表示装置１６０はＣＲＴ（陰極線
管）であってもよく、この場合、表示制御回路１６２
は、水平及び垂直掃引回路に対して必要な同期パルスを
供給すると共に掃引中の適当な時刻に表示データをＣＲ
Ｔに写像するＣＲＴ制御チップである。
【００３０】特定の超音波装置の能力及び融通性に応じ
て、表示装置１７がいろいろな形のどの形にしてもよい
ことは当業者に明らかであろう。上に述べた好ましい実
施例では、プログラムされたマイクロプロセッサを用い
て、ディジタル走査変換器及び表示プロセッサの機能を
実行するが、このため、この結果として得られる表示装
置は非常に融通性があって強力である。
て、表示装置１７がいろいろな形のどの形にしてもよい
ことは当業者に明らかであろう。上に述べた好ましい実
施例では、プログラムされたマイクロプロセッサを用い
て、ディジタル走査変換器及び表示プロセッサの機能を
実行するが、このため、この結果として得られる表示装
置は非常に融通性があって強力である。
【００３１】前に図３について述べたように、受信器１
４のビーム形成部１０１は、変換器１１の各々の素子１
２に１つずつ、一組の受信チャンネル１１０で構成され
ている。特に図５について説明すると、ビーム形成装置
は、ディジタルビーム形成機能を遂行するために、ディ
ジタル制御装置１６（図１）からの１６０ＭＨｚのマス
タクロック（Ｔs ）、距離信号（Ｒ）及びビーム方向決
め角度信号（θ）に応答する。各々の変換器素子１２か
らのアナログ入力信号が、対応するシグマ・デルタ（Σ
−Δ）変調器２０１の入力１１１に印加され、これによ
り、シグマ・デルタ変調器２０１の出力２０２における
１ビットのディジタル信号に変換される。当業者には周
知のように、この変調器は、普通の多重ビットアナログ
／ディジタル変換器に比べて、構成及び動作が簡単であ
ることを特徴としている。シグマ・デルタ変調器は、ク
ロックＴs の１６０ＭＨｚの速度でアナログエコー信号
を標本化する。この速度は、超音波エコー信号の５ＭＨ
ｚの搬送波周波数の３２倍であると共に、多重ビットＡ
／Ｄ変換器に通常適用され得るナイキストのサンプル速
度の１６倍である。
４のビーム形成部１０１は、変換器１１の各々の素子１
２に１つずつ、一組の受信チャンネル１１０で構成され
ている。特に図５について説明すると、ビーム形成装置
は、ディジタルビーム形成機能を遂行するために、ディ
ジタル制御装置１６（図１）からの１６０ＭＨｚのマス
タクロック（Ｔs ）、距離信号（Ｒ）及びビーム方向決
め角度信号（θ）に応答する。各々の変換器素子１２か
らのアナログ入力信号が、対応するシグマ・デルタ（Σ
−Δ）変調器２０１の入力１１１に印加され、これによ
り、シグマ・デルタ変調器２０１の出力２０２における
１ビットのディジタル信号に変換される。当業者には周
知のように、この変調器は、普通の多重ビットアナログ
／ディジタル変換器に比べて、構成及び動作が簡単であ
ることを特徴としている。シグマ・デルタ変調器は、ク
ロックＴs の１６０ＭＨｚの速度でアナログエコー信号
を標本化する。この速度は、超音波エコー信号の５ＭＨ
ｚの搬送波周波数の３２倍であると共に、多重ビットＡ
／Ｄ変換器に通常適用され得るナイキストのサンプル速
度の１６倍である。
【００３２】アナログエコー信号の過剰標本化は、２つ
の目的を達成する。第１に、各々の変調器２０１のディ
ジタル出力信号は１ビットであって、処理が容易であ
り、第２に、変調器２０１に供給される各ビットは、非
常に小さい時間増分（６．２５ナノ秒）に亘るエコー信
号のサンプルを表す。従って、この結果得られる１ビッ
トのディジタル化信号は、遅延レジスタ２０３において
非常に小さい時間増分だけ遅延させられて、各々の変換
器素子１２（図１）からのエコー信号を遅延させるため
の分解能の高い手段になる。
の目的を達成する。第１に、各々の変調器２０１のディ
ジタル出力信号は１ビットであって、処理が容易であ
り、第２に、変調器２０１に供給される各ビットは、非
常に小さい時間増分（６．２５ナノ秒）に亘るエコー信
号のサンプルを表す。従って、この結果得られる１ビッ
トのディジタル化信号は、遅延レジスタ２０３において
非常に小さい時間増分だけ遅延させられて、各々の変換
器素子１２（図１）からのエコー信号を遅延させるため
の分解能の高い手段になる。
【００３３】遅延レジスタ２０３はチェーンとして互い
に接続されており、対応する変調器２０１によって発生
された各々の変換器素子１２からの１ビット信号が、そ
れぞれの合算回路２１０によって、このチェーンに入力
される。各々の遅延レジスタ２０３は、長さが８０段の
通常のシフトレジスタであり、ディジタル信号が１６０
ＭＨｚのマスタクロック信号Ｔs によって、これらの段
の中をシフトする。各々のレジスタ２０３に対する所望
の遅延時間は、ディジタルエコー信号が発生されたシフ
トレジスタの段の位置によって決定される。例えば、遅
延が１２５ナノ秒と計算された場合、エコー信号は遅延
レジスタ２０３の最初の１２５／６．２５＝２０段をシ
フトさせられる。従って、非常に簡単で容易に構成され
る装置を用いて、所望の高い分解能の遅延時間が達成さ
れることが理解されよう。
に接続されており、対応する変調器２０１によって発生
された各々の変換器素子１２からの１ビット信号が、そ
れぞれの合算回路２１０によって、このチェーンに入力
される。各々の遅延レジスタ２０３は、長さが８０段の
通常のシフトレジスタであり、ディジタル信号が１６０
ＭＨｚのマスタクロック信号Ｔs によって、これらの段
の中をシフトする。各々のレジスタ２０３に対する所望
の遅延時間は、ディジタルエコー信号が発生されたシフ
トレジスタの段の位置によって決定される。例えば、遅
延が１２５ナノ秒と計算された場合、エコー信号は遅延
レジスタ２０３の最初の１２５／６．２５＝２０段をシ
フトさせられる。従って、非常に簡単で容易に構成され
る装置を用いて、所望の高い分解能の遅延時間が達成さ
れることが理解されよう。
【００３４】ビーム形成装置の合算回路２１０は２進加
算器であり、クロック周期Ｔs の間に、関連するシグマ
・デルタ変調器２０１からの各々の１ビットディジタル
信号を、「上流側」の受信チャンネルによって発生され
た“１”の数を表す多重ビットの２進数と算術的に加算
する。遅延レジスタ２０３は相次ぐ合算回路２１０の間
に接続されていると共に、正しい遅延時間を与えるべ
く、受信チャンネル制御装置２１２によって別々に制御
されている。従って、任意の受信チャンネルのエコー信
号に加えられる合計の遅延は、エコー信号がチェーンに
加えられた点より「下流側」にある遅延レジスタ２０３
におけるすべての遅延の和である。各々のレジスタ２０
３によって与えられる遅延時間は、関連する変換器素子
の番号に対して式（１）で決定される遅延から、「下流
側」の遅延レジスタ２０３によって加えられたすべての
遅延を差引いた値に等しい。遅延レジスタ２０３の幅は
「下流側」に向かうにつれて増加し、各レジスタの幅ビ
ットの数は、その入力で合算された受信チャンネルの合
計の数のｌｏｇ2 に等しい。例えば、減数フィルタ２１
３より前にある最後の遅延レジスタ２０３の幅は、 ＷＩＤＴＨ（Ｗ）＝ｌｏｇ2 （Ｎ） であり、ここで、Ｎは配列の素子１２の合計の数であ
る。この幅の公式は、合算回路２１０及び減数フィルタ
２１３についても成立する。
算器であり、クロック周期Ｔs の間に、関連するシグマ
・デルタ変調器２０１からの各々の１ビットディジタル
信号を、「上流側」の受信チャンネルによって発生され
た“１”の数を表す多重ビットの２進数と算術的に加算
する。遅延レジスタ２０３は相次ぐ合算回路２１０の間
に接続されていると共に、正しい遅延時間を与えるべ
く、受信チャンネル制御装置２１２によって別々に制御
されている。従って、任意の受信チャンネルのエコー信
号に加えられる合計の遅延は、エコー信号がチェーンに
加えられた点より「下流側」にある遅延レジスタ２０３
におけるすべての遅延の和である。各々のレジスタ２０
３によって与えられる遅延時間は、関連する変換器素子
の番号に対して式（１）で決定される遅延から、「下流
側」の遅延レジスタ２０３によって加えられたすべての
遅延を差引いた値に等しい。遅延レジスタ２０３の幅は
「下流側」に向かうにつれて増加し、各レジスタの幅ビ
ットの数は、その入力で合算された受信チャンネルの合
計の数のｌｏｇ2 に等しい。例えば、減数フィルタ２１
３より前にある最後の遅延レジスタ２０３の幅は、 ＷＩＤＴＨ（Ｗ）＝ｌｏｇ2 （Ｎ） であり、ここで、Ｎは配列の素子１２の合計の数であ
る。この幅の公式は、合算回路２１０及び減数フィルタ
２１３についても成立する。
【００３５】エコー信号のデータが合算回路２１０及び
遅延レジスタ２０３のチェーンの中を通る方向は、方向
決め角度θによって決定されると共に、受信チャンネル
制御装置２１２によって制御される。方向決め角度θが
中心軸線２１（図１）から一方の方向に増加するにつれ
て、受信チャンネル１の遅延は受信チャンネルＮの遅延
より大きく、データはチェーンの中を下向きに通る。他
方、方向決め角度θが中心軸線２１から反対向きに増加
するにつれて、受信チャンネルＮの遅延の方が大きくな
り、データはチェーンの中を上向きに通る。合算回路
は、少なくとも１つの入力及び１つの出力が互いに互換
性を有する形式である。チェーンの各々の端にある遅延
レジスタの出力は、マルチプレクサ２１１の入力チャン
ネルに接続されており、受信チャンネル制御装置２１２
は、どの遅延レジスタの出力信号が減数フィルタ２１３
に印加されるかを選んでいる。
遅延レジスタ２０３のチェーンの中を通る方向は、方向
決め角度θによって決定されると共に、受信チャンネル
制御装置２１２によって制御される。方向決め角度θが
中心軸線２１（図１）から一方の方向に増加するにつれ
て、受信チャンネル１の遅延は受信チャンネルＮの遅延
より大きく、データはチェーンの中を下向きに通る。他
方、方向決め角度θが中心軸線２１から反対向きに増加
するにつれて、受信チャンネルＮの遅延の方が大きくな
り、データはチェーンの中を上向きに通る。合算回路
は、少なくとも１つの入力及び１つの出力が互いに互換
性を有する形式である。チェーンの各々の端にある遅延
レジスタの出力は、マルチプレクサ２１１の入力チャン
ネルに接続されており、受信チャンネル制御装置２１２
は、どの遅延レジスタの出力信号が減数フィルタ２１３
に印加されるかを選んでいる。
【００３６】減数フィルタ２１３は多重ビットの低域フ
ィルタであって、シグマ・デルタ変調器２０１によって
導入された高周波数の量子化雑音を瀘波する。更に、周
波数減数を同時に実施して、１６０ＭＨｚで過剰標本化
した周波数を、より普通の５ＭＨｚのサンプル速度に下
げる。ＩＳＣＡＳ誌８７、第４７９頁から第４８２頁
（１９８７年）所載のＥ．ディークストラ等の論文「シ
グマ・デルタＡ／Ｄ変換器における減数フィルタの設計
方法（A Design Methodology For Decimation Filters
In Sigma-Delta A/D Converters ）」に記載されている
ような普通の等リップル有限インパルス応答（ＦＩＲ）
減数フィルタを用いてもよいが、ＩＥＥＥ誌、第２００
１頁から第２００４頁（１９８８年）所載のＥ．ディー
クストラ等の論文「シグマ・デルタ変調器におけるモデ
ュロ算術くし形フィルタの利用（OnThe Use of Modulo
Arithmetic Comb Filters In Sigma-Delta Modulator
s）」に記載されているような１段のくし形減数フィル
タの方が好ましい。これらのディークストラ等の両方の
論文をここで参照されたい。減数フィルタ２１３は、５
ＭＨｚのサンプル速度で方向決めされると共に焦点合わ
せされた受信ビームデータの１６ビットのサンプルＳ
（Ｒ，θ）を発生し、これらのサンプルが母線１２１を
介して表示装置１７（図１）に供給される。
ィルタであって、シグマ・デルタ変調器２０１によって
導入された高周波数の量子化雑音を瀘波する。更に、周
波数減数を同時に実施して、１６０ＭＨｚで過剰標本化
した周波数を、より普通の５ＭＨｚのサンプル速度に下
げる。ＩＳＣＡＳ誌８７、第４７９頁から第４８２頁
（１９８７年）所載のＥ．ディークストラ等の論文「シ
グマ・デルタＡ／Ｄ変換器における減数フィルタの設計
方法（A Design Methodology For Decimation Filters
In Sigma-Delta A/D Converters ）」に記載されている
ような普通の等リップル有限インパルス応答（ＦＩＲ）
減数フィルタを用いてもよいが、ＩＥＥＥ誌、第２００
１頁から第２００４頁（１９８８年）所載のＥ．ディー
クストラ等の論文「シグマ・デルタ変調器におけるモデ
ュロ算術くし形フィルタの利用（OnThe Use of Modulo
Arithmetic Comb Filters In Sigma-Delta Modulator
s）」に記載されているような１段のくし形減数フィル
タの方が好ましい。これらのディークストラ等の両方の
論文をここで参照されたい。減数フィルタ２１３は、５
ＭＨｚのサンプル速度で方向決めされると共に焦点合わ
せされた受信ビームデータの１６ビットのサンプルＳ
（Ｒ，θ）を発生し、これらのサンプルが母線１２１を
介して表示装置１７（図１）に供給される。
【００３７】シグマ・デルタ変調器は通信の分野で周知
であり、本発明で十分用いることのできる多数の異なる
回路がある。例えば、本出願の被譲渡人に譲渡された１
９９１年１１月１２日に付与されたＤ．Ｂ．リブナ等の
米国特許番号第５０６５１５７号があり、ここに参照さ
れたい。図６に示す好ましい回路は、２次のシグマ・デ
ルタ変調器であって、入力１１１にアナログ入力信号を
受け取る直列接続の２つの積分器２２０及び２２１を含
んでいる。アナログ入力信号は各々の積分器２２０及び
２２１の非反転入力に印加され、これに対して線２２２
のフィードバック信号が各々の積分器２２０及び２２１
の反転入力に印加される。２番目の積分器２２１の出力
が比較回路２２３の入力に印加され、比較回路２２３
は、論理高の電圧又は論理低の電圧をその出力に発生す
る。この論理レベル信号が、６．２５ナノ秒ごとに、マ
スタクロック信号Ｔs によるクロック作用を受けるＤ型
フリップフロップ２２４のＤ入力に印加される。入力１
１１に印加されるエコー信号の値が上昇するにつれて、
積分器２２０及び２２１の出力信号も上昇する。この電
圧が比較回路２２３の負の入力２２５に設定した基準値
を越えると、比較回路の出力が論理高電圧に切り換わ
る。従って、次のクロックパルスＴs で、フリップフロ
ップ２２４はセットされ、デルタ・シグマ変調器の出力
２２６及びフィードバック線２２２に論理高の電圧が発
生される。フィードバック線２２２の論理高の電圧が各
々の積分器２２０及び２２１に電流を供給するが、この
電流は入力電圧の上昇を正確に打消し、積分器の出力信
号をゼロに戻すように作用する。従って、次のクロック
周期の間に、入力電圧が引き続いて上昇しない限り、比
較回路の出力は、次のクロック信号Ｔs がフリップフロ
ップ２２４に印加されたときに、論理低の電圧になり、
出力２２６には論理低又は“０”が発生される。従っ
て、デルタ・シグマ変調器の出力２２６の信号は、
“１”及び“０”のストリームであって、各々の“１”
はエコー信号の増分的な増加を表し、各々の“０”はエ
コー信号の増分的な減少を表す。
であり、本発明で十分用いることのできる多数の異なる
回路がある。例えば、本出願の被譲渡人に譲渡された１
９９１年１１月１２日に付与されたＤ．Ｂ．リブナ等の
米国特許番号第５０６５１５７号があり、ここに参照さ
れたい。図６に示す好ましい回路は、２次のシグマ・デ
ルタ変調器であって、入力１１１にアナログ入力信号を
受け取る直列接続の２つの積分器２２０及び２２１を含
んでいる。アナログ入力信号は各々の積分器２２０及び
２２１の非反転入力に印加され、これに対して線２２２
のフィードバック信号が各々の積分器２２０及び２２１
の反転入力に印加される。２番目の積分器２２１の出力
が比較回路２２３の入力に印加され、比較回路２２３
は、論理高の電圧又は論理低の電圧をその出力に発生す
る。この論理レベル信号が、６．２５ナノ秒ごとに、マ
スタクロック信号Ｔs によるクロック作用を受けるＤ型
フリップフロップ２２４のＤ入力に印加される。入力１
１１に印加されるエコー信号の値が上昇するにつれて、
積分器２２０及び２２１の出力信号も上昇する。この電
圧が比較回路２２３の負の入力２２５に設定した基準値
を越えると、比較回路の出力が論理高電圧に切り換わ
る。従って、次のクロックパルスＴs で、フリップフロ
ップ２２４はセットされ、デルタ・シグマ変調器の出力
２２６及びフィードバック線２２２に論理高の電圧が発
生される。フィードバック線２２２の論理高の電圧が各
々の積分器２２０及び２２１に電流を供給するが、この
電流は入力電圧の上昇を正確に打消し、積分器の出力信
号をゼロに戻すように作用する。従って、次のクロック
周期の間に、入力電圧が引き続いて上昇しない限り、比
較回路の出力は、次のクロック信号Ｔs がフリップフロ
ップ２２４に印加されたときに、論理低の電圧になり、
出力２２６には論理低又は“０”が発生される。従っ
て、デルタ・シグマ変調器の出力２２６の信号は、
“１”及び“０”のストリームであって、各々の“１”
はエコー信号の増分的な増加を表し、各々の“０”はエ
コー信号の増分的な減少を表す。
【００３８】本発明のある好ましい特徴のみを図面に示
して説明したが、当業者にはいろいろな改変及び変更が
考えられよう。従って、特許請求の範囲は、本発明の範
囲内に属するこのようなすべての改変及び変更を包括す
るものであることを承知されたい。
して説明したが、当業者にはいろいろな改変及び変更が
考えられよう。従って、特許請求の範囲は、本発明の範
囲内に属するこのようなすべての改変及び変更を包括す
るものであることを承知されたい。
【図１】本発明を用いた振動作像装置のブロック図であ
る。
る。
【図２】図１の装置の一部を形成している送信器を説明
するための図であって、図２（Ａ）は図１の装置の一部
を形成している送信器のブロック図であり、図２（Ｂ）
及び図２（Ｃ）は図２（Ａ）の送信器５０の任意のチャ
ンネルの信号を示すグラフである。
するための図であって、図２（Ａ）は図１の装置の一部
を形成している送信器のブロック図であり、図２（Ｂ）
及び図２（Ｃ）は図２（Ａ）の送信器５０の任意のチャ
ンネルの信号を示すグラフである。
【図３】図１の装置の一部を形成している受信器のブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】図１の装置の一部を形成している表示装置のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図５】図３の受信機の一部を形成している本発明の好
ましい実施例のビーム形成装置のブロック図である。
ましい実施例のビーム形成装置のブロック図である。
【図６】図５のビーム形成装置に用いられている好まし
いシグマ・デルタ変調器の回路図である。
いシグマ・デルタ変調器の回路図である。
１１ 変換器配列 １２ 素子 １４ 受信器 １０１ ビーム形成部 １１０ 受信チャンネル ２０１ シグマ・デルタ変調器（アナログ／ディジタル
変換器） ２０３ 遅延レジスタ ２１０ 合算回路 ２１１ マルチプレクサ ２１２ 受信チャンネル制御装置 ２１３ 減数器
変換器） ２０３ 遅延レジスタ ２１０ 合算回路 ２１１ マルチプレクサ ２１２ 受信チャンネル制御装置 ２１３ 減数器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マチュー・オッドッネル アメリカ合衆国、ミシガン州、アン・アー バー、ブルックリン・アベニュー、1607番
Claims (10)
- 【請求項１】 Ｎ個の別々のエコー信号を発生するＮ個
１組の素子を有している超音波変換器を含んでいる超音
波作像装置において、ディジタルビーム信号を形成すべ
く前記Ｎ個のエコー信号を別々に遅延させると共に合算
するビーム形成装置であって、 それぞれの１つが前記Ｎ個のエコー信号のうちのそれぞ
れ１つを受け取るように接続されており、それぞれがナ
イキストの判断基準を満たすために要求されるサンプル
速度を越えるサンプル速度でそれぞれのエコー信号のデ
ィジタル化表示を発生するように動作可能なＮ個１組の
過剰標本化アナログディジタル変換器と、 前記サンプル速度に対応する増分に分けてエコー信号の
各々のディジタル化表示を別々に遅延させる遅延手段
と、 前記Ｎ個のエコー信号の前記ディジタル化され遅延され
た表示を算術的に加算する合算手段と、 前記Ｎ個のエコー信号の前記ディジタル化表示のサンプ
ル速度をナイキストの判断基準を満たすために要求され
る速度まで低減させる減数手段とを備えたビーム形成装
置。 - 【請求項２】 前記Ｎ個の過剰標本化アナログディジタ
ル変換器の各々は、それぞれのエコー信号の１ビット幅
のディジタル化表示を発生するように構成されている請
求項１に記載のビーム形成装置。 - 【請求項３】 前記Ｎ個の過剰標本化アナログディジタ
ル変換器の各々は、シグマ・デルタ変調器を含んでいる
請求項１に記載のビーム形成装置。 - 【請求項４】 前記遅延手段は、前記エコー信号の前記
ディジタル化表示の相次ぐサンプルを、その相次ぐレジ
スタの位置に記憶するレジスタ手段を含んでいる請求項
２に記載のビーム形成装置。 - 【請求項５】 前記合算手段は複数の合算回路を含んで
おり、該合算回路の各々は相次ぐ２つのレジスタの位置
で前記レジスタ手段にそれぞれ接続されており、前記合
算回路は前記Ｎ個のエコー信号の和のディジタル化表示
を形成すべく、前記Ｎ個のそれぞれのエコー信号の前記
ディジタル化表示を合算しており、前記減数手段は前記
レジスタ手段に接続されており、前記Ｎ個のエコー信号
の和の前記ディジタル化表示を受け取っていると共に、
そのサンプル速度を低減させている請求項１に記載のビ
ーム形成装置。 - 【請求項６】 前記レジスタ手段の２つの端のうちの一
方を前記減数手段に接続するマルチプレクサ手段を含ん
でいる請求項１に記載のビーム形成装置。 - 【請求項７】 Ｎ個の別々のエコー信号を発生するＮ個
１組の素子を有している超音波変換器を含んでいる超音
波作像装置において、ディジタルビーム信号を形成すべ
く前記Ｎ個のエコー信号を別々に遅延させると共に合算
するビーム形成装置であって、 それぞれの１つが前記Ｎ個のエコー信号のうちのそれぞ
れ１つを受け取るように接続されていると共に、高いサ
ンプル速度でそれぞれのエコー信号のディジタル化表示
を発生するように動作可能なＮ個１組の１ビットアナロ
グディジタル変換器と、 それぞれの１つが高いサンプル速度のエコー信号のディ
ジタル化表示を入力に受け取るように動作可能であると
共に、その入力に前に印加されたエコー信号の遅延させ
たディジタル化表示を出力に発生するように動作可能な
１組の遅延レジスタと、 チェーンを形成すべく、前記１組の遅延レジスタに相互
接続されている１組の合算手段と、 前記高いサンプル速度でエコー信号の遅延されたディジ
タル化表示を受け取るように前記チェーンの一端で前記
遅延レジスタの出力に接続されていると共に、一層低い
サンプル速度でディジタルビーム信号を出力に発生する
ように動作可能な減数手段とを備えており、 前記チェーンでは、前記各々の合算手段の一方の入力が
前記遅延レジスタのそれぞれ１つの出力に接続されてお
り、前記各々の合算手段の出力が該チェーン内の前記遅
延レジスタのそれぞれ次の１つの入力に接続されてお
り、及び前記各々の合算手段の第２の入力が前記１ビッ
トアナログディジタル変換器のそれぞれ１つからエコー
信号のディジタル化表示を受け取るように接続されてお
り、 前記各々の合算手段は、その１つの入力に印加されたエ
コー信号の遅延されたディジタル化表示を、その第２の
入力に印加されたエコー信号のディジタル化表示に算術
的に加算すると共に、エコー信号の加算されたディジタ
ル化表示をその出力に発生するように動作可能であるビ
ーム形成装置。 - 【請求項８】 前記チェーンの端にある前記遅延レジス
タの出力を前記減数手段に接続しているマルチプレクサ
手段を含んでいる請求項７に記載のビーム形成装置。 - 【請求項９】 前記減数手段は、前記１ビットアナログ
ディジタル変換器により導入された高周波数の量子化雑
音を瀘波するディジタル低域フィルタを含んでいる請求
項７に記載のビーム形成装置。 - 【請求項１０】 前記各々の合算手段において、前記出
力と前記第２の入力とは、前記１ビットアナログディジ
タル変換器により発生されたディジタル化信号が前記チ
ェーンに印加される順序を反転することができるよう
に、互いに互換性を有している請求項９に記載のビーム
形成装置。
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| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20030305 |