CN102706958B - 超声波探伤系统 - Google Patents

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Abstract

用于影响物体超声探伤的方法和设备，在至少三个信号通道中处理从正在被检测的物体接收的回波信号，其中回波信号沿每个通道被缩放到不同程度，以这样的一种方式增大并扩展相关联A/D转换器系统的动态范围，该方式免去了使用大量模拟高通和低通滤波器和可变增益放大器的需要。这样降低了复杂度，并避免了性能限制。数模转换器采样不同标度的输入信号，选择电路选择由具有最高增益但未溢出的模数转换器获得的数字输出的输出。数字输出被无缝地合并，以产生能够被显示为扫描显示的输出，所述扫描显示示出了缺陷的位置。

Description

超声波探伤系统
对相关申请的交叉引用
本申请要求享有于2005年10月14日提交的，名称为ULTRASONIC FAULT DETECTION SYSTEM USING A HIGH DYNAMIC RANGE ANALOG TO DIGITAL CONVERSION SYSTEM的序列号为60/726,798的美国临时专利申请，和于2005年10月14日提交的，名称为ULTRASONIC DETECTION MEASUREMENT SYSTEM USING A TUNABLE DIGITAL FILTER WITH 4X INTERPOLATOR的序列号为60/726,776的美国临时专利申请，以及于2005年10月14日提交的，名称为DIGITAL TIME VARIABLE AMPLIFIER FOR NON-DETRUCTIVE TEST INSTRUMENT的序列号为60/726,575的美国临时专利申请的利益和优先权，在这里将它们的全部公开在此引用作为参考。
背景技术
本发明总体涉及用于探测内部结构缺陷，例如物体或材料中，例如在如航班机翼的这种关键结构中的裂缝、间断、腐蚀或厚度变化的超声波检查系统。这是通过向目标物体发射超声波脉冲，并分析探测到的来自该目标物体的回波信号来实现的。更特殊地，本发明涉及可用于这种超声波检查系统中的高动态范围模数转换的系统和方法，特别是借此用超声波探针或换能器扫描物体。本发明还涉及用于探测内部结构缺陷的涡流检查系统。
现有技术中的超声波探伤仪以诸如本直接受让人的（instant assignee’s） Epoch 4 Plus产品的产品作为示例。可从通用电气获得的竞争性产品称为USM 35X、USN 58L和USN 60探伤系统。总得来说，现有技术的超声波探伤仪利用高度复杂的模拟前端，所述模拟前端包括很多部分，该部分在校准、可靠性、准备时间、结果的一致性和对特殊应用和设置的优化等方面存在特别难以解决的问题。
通常的现有技术的超声波探伤仪包括换能器，其相对于要被检测的物体放置并且与大量模拟电路协同工作，所述模拟电路诸如增益校准器、前置放大器和衰减器、可变增益放大器，以及在很多不同频带上操作并需要仔细校准和维护的高通和低通模拟滤波器。
结果，当前的探伤仪给这种设备的设计者和用户带来一大堆问题，由于它们复杂，这些问题影响了它们的故障查找和维修。这些问题包括诸如，将由变化的换能器看到的输入阻抗与被切换到以及切换出信号路径的不同增益放大器进行匹配的问题。这就对频率响应造成不期望的影响，并引起各种增益非线性。这就造成当模拟电路被切换到和切换出信号路径时的校准问题。
现有探伤仪的另一个问题可归因于它们的后壁衰减性能，所述性能影响到对非常靠近于正在检测的物体后壁的缺陷进行探测的能力。这一问题对时变增益函数来说造成特别的问题，所述时变增益函数在现有技术的装置中具有有限的增益范围和增益变化率。
另一现有技术的缺点由模拟电路被耦合的方式引起，这导致为了可以使用这种转换器的最大满幅标度（full amplitude scale），在信号路径中的每个运算放大器具有不同的DC偏移误差，其中为了保持在模数转换器中点的输入信号被使用，所述DC偏移误差必须归零。并且，DC偏移误差可以使得呈现在显示器上的波形在垂直方向上不位于屏幕波形部分的中心，由此造成在操作者用于分析并确定它们检查结果的波形中出现不期望的异常。现有技术中的误差归零（error nulling）过程因此是不可靠的，特别是在高增益时，由于噪声导致DC基线测量不精确，使得该过程不可靠。
由于需要利用所用仪器的整个动态范围,现有探伤仪前端的密集模拟实现造成进一步的问题，，其产生各种增益线性校准的问题。
现有技术中的超声波检查设备在美国专利No.5,671,154中有所描述，其提供了用于本发明设备和方法的背景信息。
发明内容
总得来说，本发明的目的是提供一种用于超声波物体检查的设备和方法，其避免或改善现有技术中的前述缺点。
本发明进一步的目的是提供一种用更简单的电路实现的超声波检查设备和方法。
本发明进一步的目的是提供一种在使用前需要较短和较简单的校准和调整过程的超声波检查设备和方法。
本发明的更进一步的目的是提供一种提供电子检查设备和方法的超声波检查设备和方法，所述电子检查设备和方法传递更精确、更易读和一致的检查结果。
本发明的前述和其它目的通过如下方法和设备来实现，所述方法和设备扩展A/D转换器电路动态范围，并消除对可变增益放大器（VGA）电路的需要及其相关联的复杂性和性能限制。
根据本发明的一个方面，本发明的设备和方法体现为多个A/D电路，所述A/D电路包括多个被耦合以接收单个模拟输入信号的通道，每个通道具有将模拟输入信号转换为数字信号的装置。
本发明的另一方面包括：调整各个采样次数以补偿所有时滞（timing skew）源的装置，所述时滞源包括每个前置放大器的传播延迟和通过检验A/D转换器输出数据揭示的任何其它时滞源；用于防止每个通道前置放大器的输入级的饱和，以防止信号失真影响到对其它通道的输入的装置；用于调整每个通道的频率响应以基本上匹配，以及调整该设备全部频率响应的装置；用于探测一个或更多具有较高增益的通道中的通道溢出情况的装置；和用于将多个通道合并为连续输出流的装置。
根据本发明的另一方面，本发明的多通道转换器电路包括，用于通过在模拟信号路径的各个点上注入来自D/A转换器的DC信号以归零（null out）偏移误差，从而消除每个通道中的信号偏移误差的装置。
根据本发明的另一方面，用于合并多个通道的装置可操作地用于由通道溢出情况探测装置生成的结果的函数。并且，用于合并多个通道的装置可操作地当通道溢出情况在任何具有较高增益的通道上被探测时，输出具有较低增益的通道结果。
根据本发明的另一方面，用于基本上匹配每个模拟通道频率响应的装置被提供用于最小化通道之间的幅度匹配误差，特别是在高频。
根据本发明的另一方面，每个A/D转换器电路包括用于通过使用D/A转换器，改变参考电压以调整满标度量程的装置。这用来最优化信号幅度匹配。
根据本发明的另一方面，本发明的多个A/D转换器电路包括用于将每个通道的结果与不同增益进行匹配的装置。
根据本发明的另一方面，本发明的多个A/D电路还包括用于及时调整一个通道的采样时钟相对于其它通道时钟电路部分的上升沿的位置从而使每个通道的采样次数被调整，以补偿每个前置放大器通道的传播延迟和通过检验A/D转换器输出数据揭示的任何其它时滞源的装置。
根据本发明的另一方面，通道溢出情况探测装置进一步包括用于为了确保从第一放大器到A/D转换器内部的放大器的信号路径中所有放大器有足够的时间返回到它们操作的线性区域，延长来自A/D转换器的溢出信号持续时间的装置。
根据本发明的又一方面，用于合并多个通道的装置进一步包括用于调整，例如缩放一个或多个具有较低增益的通道的结果的数据位位置，以便匹配具有较高增益的一个或多个通道结果的装置。这可以通过例如利用移位寄存器、多路复用器等或利用任何方式进行移位而完成。
根据本发明的再一方面，提供用于将模拟信号转换为数字信号的方法，其包括例如将输入模拟信号分到较大和较小的信号通道；在较大和较小的信号通道上缩放输入信号，使得较小信号通道与较大信号通道相比具有较高的分辨率；利用分离的A/D转换器采样较大和较小信号通道；并输出较大和较小信号通道其中之一的结果，作为确定较大信号通道是否有效的函数。
本发明的方法还包括将较大信号通道的结果与较小信号通道的结果合并，得到合并后的结果；并输出合并后的结果。
本发明的其它特征和优点将会根据下面参照附图对本发明进行的描述而变得明显。
附图说明
图1是超声波检查设备的基本配置的框图。
图2是用于图1所示装置的基本波形图。
图3是示出超声波脉冲下降沿特征的波形图。
图4是提供波形显示与目标物体中缺陷位置的并列对比的框图。
图5是图4的延续。
图6示出了现有技术中超声波检查设备实现的电路框图。
图7是根据本发明的超声波检查设备的数字密集实现的电路图。
图8a和8b是本发明另一实现的另一框图。
图8c对应于图8b，但包括纯数字的DC偏移补偿。
图8d和8e对应于图8b，但利用幅度比较器代替溢出指示器，图8e添加数字基线校正。
图8f和8g对应于图8b，但在每个通道中添加基线校正。
图8h对应于图8b，但包括延迟电路，用于处理快速转换（slewing）的输入信号。
图9示出了用于图7中所绘前端部分的可选实施例的电路框图。
图10是用于解释适用于图8d、8e和8h中电路操作的某些概念的信号图。
图11是与图8d相关联的混合电路的框图。
具体实施方式
开始先参照图1和2，提供关于本发明的一般环境和本发明解决的各种问题的背景信息。
在图1中，超声波发射－接收单元10在预先确定的期间，直接地或通过诸如水或石英的延迟材料，向被耦合到诸如钢材料的目标物体14上的探针或换能器12发射电脉冲信号10a。如图2所示，探针12将触发脉冲信号12a转换为通过目标物体14发射的超声波脉冲10a。被施加到目标物体14上的超声波脉冲10a随后被目标物体14的底表面14a反射，并被探针12接收。探针12将反射波转换为电信号，所述电信号被作为电回波信号10b提供给超声波发射－接收单元10。超声波发射－接收单元10放大电信号10b，并将放大信号11作为回波信号11发射到信号处理装置16。正如这里所使用的，术语探针或换能器包括利用不同的发射机和接收机实现换能器的实施方式。
回波信号11包括对应于由底表面14a反射的波的底表面回波11a，和由物体14中的缺陷14b造成的缺陷回波11b。另外，超声波回波脉冲11的频率主要由结合在探针12中的超声波振荡器的厚度或其它特性确定。用于检查的超声波脉冲10a的频率被设置为几十KHz到几十MHz。因此，包括在回波信号11中的底表面回波11a和缺陷回波11b的信号波形频率范围覆盖从大约50KHz到几十MHz的宽范围。
信号处理装置16对从超声波发射－接收单元10接收的回波信号11执行各种信号处理，并且信号处理装置16在显示单元18上显示表示缺陷存在/不存在和在某些情况下表示目标物体14厚度的输出结果。为了对回波信号11进行信号处理并显示该回波信号，与脉冲信号10a同步的触发信号S被从超声波发射－接收单元10提供到信号处理装置16。
在如上所述安排的缺陷检查设备中，除了底表面回波11a和缺陷回波11b之外，从超声波发射－接收单元10输出的回波信号11还包括一定数量的噪声。当包括在超声波脉冲11中的噪声数量很大时，检查结果的可靠性被大大降低。噪声被粗略分为电噪声和材料噪声。
电噪声包括通过将电磁或静电波混入探针12、超声波发射－接收单元10、例如电缆13的连接电缆等而造成的外部噪声，以及由结合在超声波发射－接收单元10中的放大器等生成的内部噪声。
减少包括在回波信号11中的噪声对于以高精确度执行超声检查来说非常重要。通常，模拟滤波器用于减少包括在回波信号11中的噪声分量。例如，BPF（带通滤波器）用于通过相对于具有宽频分量的电噪声的超声回波的频率分量。而且，LPF（低通滤波器）或BPF用于材料噪声，识别出缺陷回波11b（图2）的频率分布低于信号散射所产生的回波的频率分布。以这种方式，当使用模拟滤波器时，包括在回波信号11b中的噪声分量可被减少到等于或低于预先确定水平的水平。
通常已知的是，缺陷回波信号的频率分布基于目标物体14的超声波衰减特征而变化。因此，当BPF要被用于由散射回波等表示的材料噪声时，具有最优特征的滤波器期望根据目标物体14而被使用。然而，由于模拟滤波器的频率通过特征不能容易地改变，所以必须准备具有不同频率通过特征的更多数目的滤波器，所述不同频率通过特征对应于与目标物体14相关联的各种材料的不同超声波衰减特征。以这种方式，当不同滤波器根据目标物体14的材料特征而被使用时，在相对于整个系统的成本和复杂度而考虑可操作性或经济上的优点时，出现实际困难。
在某些情况下，缺陷回波11b可以非常接近于目标物体14的前表面14c，所述目标物体会将其放置在紧靠发射脉冲10a的下降沿上。为此，为了不干扰返回的缺陷回波11b，期望发射脉冲10a下降沿（在图3中被放大为下降沿10at）末尾能够尽可能快地下沉到零基线10ab。到达零基线的建立时间7a是探伤仪近表面分辨率的决定性因素。
考虑到超声波发射－接收单元10的增益可被调整高到110dB（如欧洲标准EN 12668-1所要求的），如果增益水平被设置太高的话，超声波发射－接收单元10中增益放大级之前的少量基线误差将会导致在增益放大级输出处的大误差。
在到信号处理装置16的输入处得到的基线误差将可以：
（a）造成动态范围减小，因为信号在屏幕上的最大垂直位移将会减少基线的偏移量，这将使仪器对于探测缺陷回波的灵敏度降低，或者
（b）如果幅度足够高，造成一个或多个增益放大级饱和，由此完全阻止了回波信号被探测。
通常，上述基线误差问题以两种方式之一被解决。根据第一种方法，为了滤除发射脉冲10a下降沿10at的低频内容，HPF被用在超声波发射－接收单元10输入的信号路径中。发射脉冲10a的下降沿10at可以通过如邻近虚线7c所示的HPT改善。
然而，HPF解决方案的有效性以几种方式受到限制。首先，HPF截止频率（f HPF-3dB）必须尽可能地高，以便最小化发射脉冲10a下降沿10at的低频内容。例如，如果探针12的激发频率是10MHz且f HPF-3dB是5MHz，则对接收机基线的不期望的影响将会大大减少。
不幸的是，为探针12使用低至500kHz的激发频率不是非同寻常的，这将要求f HPF-3dB在500kHz以下。HPF解决方案在该频率范围内丢失了其很多有效性，因为不期望的大量发射脉冲10a下降沿10at低频内容被允许通过HPF并带来基线误差。
第二点，为了防止对放大器电路的损害，被施加到超声波发射－接收单元10第一放大器级（未示出）的发射脉冲的最大幅度被限制（箝位）在几伏特。在脉冲发生器每一次被点燃时将会导致放大器饱和的水平上操作超声波发射－接收单元10的增益是很普通的。如果滤波器未到达临界阻尼，则走出饱和之后的滤波器响应将会使发射脉冲10a的下降沿变得比没有使用滤波时更差。对于每个制造的仪器来说，具有大量被调谐的滤波器以确保临界阻尼是可能的；然而，当考虑滤波器组件的可制造性和温度漂移时，出现实际困难。
还应该注意到，一旦放大器进入饱和，将花费大量时间使放大器返回到线性操作区域。这就造成为了使发射脉冲10a下降沿返回到零基线，比如果放大器输入信号被保持在饱和水平以下（即在线性操作范围之内）的情况要花费更多时间。
用于解决基线误差问题的可选方法是将箝位的发射脉冲10a直接耦合到超声波发射－接收单元10的输入。该方法避免了其中一个上述问题，因为没有使用HPF或BPF滤波器。
直接耦合解决方案的有效性受到两方面的限制。首先，其对于减少发射脉冲10a下降沿10at的低频内容没有用。其次，基线误差的DC分量和超声波发射－接收单元10的放大器偏移误差通过信号路径并被放大。这会导致进一步描述的各种动态范围和饱和问题。
通常，探伤仪具有允许用户为了为缺陷测量情况选择最优的设置而利用滤波器或通过直接耦合来操作仪器的设备。
现在参照图4描述对靠近物体14背部表面的缺陷的探测。在某些情况下，缺陷14d可以非常接近目标物体14的远表面14a，这样将会使缺陷回波11b紧密靠近后壁回波11a。为了实现正确的检查（根据很多正规的检查过程），后壁回波11a的峰值必须保持在波形显示器18上一直可见。这样的原因是：1）目标物体14中由多孔性或材料污染造成的小缺陷2d会产生缺陷回波，所述缺陷回波没有足够大到能从波形显示器18上看到，但是会减小到达后壁14a的回波幅度，由此使得缺陷回波11b和后壁回波11a的幅度减小，和2）探针12将会被间断地不正确地耦合到目标物体14的表面14c，由此减小后壁回波11a的幅度。这两种情况将使得缺陷14d的回波不能在波形显示器18上可见。然而，后壁回波11a的减少将会指示目标物体14材料或探针12耦合的问题。如果后壁回波11a的峰值被允许超过波形显示器18顶部可见部分，则峰值幅度的减少将不能在波形显示器18上可见。实施检查的人通过调整后壁回波门6d（参见图4）来设置后壁回波11a可被允许的水平时间轴上的区域，建立后壁回波11a探测参数。垂直幅度轴上的阈值也为最小可接受的回波幅度设置。通常，当后壁回波11a落到这些参数以外时，将会发生报警。
这种测量方法带来了一些问题。
缺陷回波11b与后壁回波11a之间的回波幅度差可能巨大（大到几个幅度数量级）。但是下面描述的几种方法（a、b、c和d）可用于确保缺陷回波11b和后壁回波11a的峰值都保持在波形显示器18上可见：
（a）将探针12连接到两个平行的接收机和A/D转换器通道（A和B）。通道A的增益由实施检查的人调整，以便最优化缺陷14d的回波幅度，使其能够清楚地在波形显示器18上可见。出于前面所述的原因，通道B的增益被调整，以确保后壁11a回波的峰值保持在波形显示器18上可见。
通道A和B A/D转换器的数字输出以这样一种方式被结合，即除了后壁回波门6d的区域之外，波形显示器18的整个水平时间尺度显示通道A的全部输出。后壁回波门6d的最左侧指示发生从通道A到通道B的切换的时间点。
不幸的是，这种两通道方法存在缺点。通常，通过将探针12在扫描运动中沿目标物体14表面移动实现检查，因为目标物体内缺陷的存在或位置在其被探测出来之前都是未知的。如果目标物体在扫描区域中的前表面14c和后表面14a之间没有恒定的厚度，则为了不漏掉对后壁回波11a的探测，后壁回波门6d将需要被调整足够宽，以便包括该厚度上的变化。
因此，如果近后壁缺陷回波11b非常接近后表面14a，则其将不能被探测，因为后壁缺陷回波11b将发生在后壁回波门6d区域内。这使得远表面14a对近表面分辨率产生不期望的影响。并且，接收机硬件的数量是接近单个通道方案所需接收机硬件数量的两倍。
（b）除了只需要一个通道之外，两个连续脉冲接收测量循环的方法与两个并行接收机和A/D转换器通道方法的概念相似。上面（a）部分中的描述应用到两个连续脉冲接收测量循环的方法。并且，不是在两个被设置为不同增益的并行通道中处理缺陷回波11b和后壁回波11a，回波是在同一通道中被处理，一个脉冲接收循环之后接着另一个脉冲接收循环，但是每个循环具有不同增益。
连续脉冲接收测量循环方法独有的缺点是，缺陷回波11b在时间上通过附加的脉冲间隔To而与后壁回波11a分离（参见图2）。因此，当探针12被移动时测量误差更有可能发生，因为其位置可能会在缺陷回波11b和后壁回波11a被测量的时间之间发生改变。
（c）时变增益（TVG）是单通道方案，其中超声波发射－接收单元10的放大器增益被动态改变，以最优化缺陷回波11b和后壁回波11a的幅度（由于已经描述的原因）。
同两个并行接收机和A/D转换器通道方法一样，TVG方法对于近表面分辨率来说，具有由远表面14a造成的同样缺点。
但是还存在与TVG方法相关联的其它缺点。因此，图5示出了理想的TVG曲线6e，所述TVG曲线从增益6f立即变化到增益6h，由此不从模拟TVG放大器引入附加的近表面分辨率误差。如上述方法中所述，与测量接近具有非恒定厚度的目标物体后壁的缺陷相关联的误差将仍然保持。
不幸的是，模拟TVG放大器不可能实现理想的曲线6e（特别是瞬时倾斜（instantaneous slope）6g）。模拟TVG放大器和控制它们的外部信号具有限制增益变化率6g的响应时间，由此造成由远表面14a带来的对近表面分辨率的不期望的影响。由于为了为增益变化提供时间间隔6m，缺陷14d必须远离目标物体14的背面14c，所以近表面分辨率下降。根据有关回波说来，缺陷回波11b必须在时间间隔6m开始之前发生，而后壁回波11a一定不能在时间间隔6m结束之前发生。
与TVG方法相关联的其它问题是由超声波发射－接收单元10接收机部分中的各种DC偏移误差源造成的。这些源包括放大器IC的输入DC偏移误差和基线误差的DC分量。
本受让人的某些现有探伤仪存在的DC偏移误差在每一次增益被从一个水平调整到下一个水平时，在每一个增益设置上被补偿。DC偏移误差被以这种方式补偿，以考虑温度、长期稳定性、DC偏移误差上的漂移等的影响。补偿方法利用沿着接收机信号路径的几个D/A转换器来注入DC零值（null）信号，所述DC零值信号将会确保基线保持在A/D转换器满标度量程的中心，并处在波形显示器18上的最优位置。每一次打开仪器，或者增益设置被改变，算法在执行基线误差读数的微处理器中运行，计算所需的DC误差校正值，并将DAC设置为该值。
以TVG需要运行的速度，为每一个增益设置执行上述DC偏移补偿方法是不实际的。反之，DC偏移校正为中点增益设置，由此将终点之间的误差分开。例如，如果TVG范围被设置为在20到60dB之间运行，则DC偏移校正被设置为补偿在40dB处的误差。该项技术的问题是，其将误差引入到回波幅度中，这对精确探伤和尺寸测量来说是不期望的。
（d）对数放大器被用于覆盖所需的巨大动态范围，并且回波以对数标度被显示在波形显示器18上。对数标度提供非常高的动态范围，因而使得低幅度缺陷回波和高得多的幅度后壁回波的峰值都能在波形显示器上可见。
不幸的是，当使用对数方法时发生某些不期望的后果。因此，对给定的后壁回波幅度和幅度变化来说，与对于使用线性放大器的接收机相比，回波波形峰值的垂直变化在波形显示器上更不容易被注意到。这就使得如前面所述的通过观察后壁回波的峰值幅度变化来探测缺陷变得更加困难。
并且，对数放大器的输出只能提供整流的波形。因此，负回波波瓣的位置不能被识别，因为其或者通过半波整流被去除，或者通过全波修正而被转换为正波瓣。正负回波波瓣的精确位置对于精确测量目标物体14的厚度来说非常重要，因为一个波瓣可能比其它波瓣更可见。还需要回波波瓣的极性来确定何时发生回波倒相。超声波回波的倒相发生在当声波从低声阻抗材料传到高声阻抗材料时。
并且，所有滤波器必须被定位在对数放大器部分之前，因为滤波器需要线性信号来正确操作（对数放大器是非线性装置）。如果滤波器电路被定位在高增益对数放大器部分之前，则接收机将会具有高得多的对噪声的灵敏度，因为需要用于将滤波器组件连接在一起的PCB走线（traces）对电磁噪声敏感，并且由滤波放大器生成的内部噪声将会被最大地放大。对数放大器的这些问题在本发明中得到改善，因为采样数据的全动态范围被提供在每个采样时钟周期上，由此使得其可以作为线性标度或对数标度而被呈现。因此，本发明使操作者能够命令系统，例如前面描述的FPGA，为了在显示器18上显示而选择并发展线性或对数系统输出，或者存储这些输出以用于后面的分析。
本发明旨在改善或避免现有技术中的缺点，实际上，其基本等同于100MHz 24位的A/D转换器，所述A/D转换器利用大输入电压工作，没有DC偏移、基线误差和现有技术的其它缺点。注意如下事实是重要的，即尽管本发明是利用基本等同于100MHz 24位的A/D转换器的性能来实现，如上所述，其还可以分别用除100MHz和24位之外的其它采样频率和分辨率来实现。其利用运行在相应数目通道中的三个（或更多）A/D转换器。本直接发明人认识到，多功能操作A/D转换器的最终发展将会允许使用更少数目的A/D转换器。
图6中的框图示出了现有技术的电路中已经被用于实现超声波检查系统的更详细形式。这种密集模拟电路利用来自换能器12的信号，将其作为一个可选择的输入通过开关24馈送给一系列并行提供的放大器/衰减器28、30、32、34和36，所述放大器/衰减器分别具有14dB、0dB、-8dB、-14dB和-20dB的各自增益。开关24还接收增益校准器20的输入，并将其信号直接提供给衰减器32、34和36，并经由开关26提供给放大器28和30。
可变增益放大器（VGA）40、42和44分别从放大器28、30和开关29接收它们的输入，开关29提供构成衰减器32、34和36输出的所选其中一个的输出31。VGA的输出被提供给开关46，所述开关还接收来自增益校准器22的信号作为其输入之一，并有选择地将这些信号通过总线48提供给一系列高通滤波器50、52、54、56、58、60、62和64，它们的输出通过开关网络66而被切换到低通滤波器70、72、74、76、78、80、82和84。这样，通过控制对通过开关66和67的想要信号的选择，来自VGA 40、42和44或来自增益校准器22的信号能够被馈送，以将其提供到进一步的下游VGA 86，VGA 86的输出通过开关92被进一步提供到放大器90。
放大器90的输出或增益校准器94的输出然后最终被馈送到100MHz 10位的模数（A/D）转换器100。
现场可编程门阵列（FPGA）106将结合实时采样数据控制和存储电路102与测量增益探测和压缩电路104，以提供到数字信号处理器和控制110的输出，其还控制FPGA 106的设置以获得恰当处理的模数转换器100的输出，提供时变增益控制，并产生能够在显示器18上显示的信号。
考虑到介绍性的讨论，显而易见的是,校准各种模拟电路以防止归因于大量高通和低通滤波器的不同频率响应的不一致性和变化，并避免DC偏移和漂移和模拟装置温度影响的任务对现有技术中电路的设计者和使用者带来大量挑战。
图7所示的本发明框图的粗略比较示出，本发明中很少使用容易出问题的模拟电路，其利用三个一组的A/D通道，这样避免了现有技术中很多缺点和复杂度。
在图7的框图中，当开关114a被关闭时，换能器12使其输出13a直接被只提供给两个前置放大器110和112，后者放大器馈送第三放大器122。这些放大器的信号分别被在频率响应微调和滤波器模块116、118和120中处理，并接下来沿着三条通道A、B、C而被提供给差分放大器驱动器126、128和130。沿这三条通道的模拟信号然后被直接分别提供给A/D转换器132、134和136，它们的数字输出然后依次被提供给现场可编程门阵列140，所述现场可编程门阵列140结合了控制与存储模块142、时变增益146和测量门探测与合成A扫描压缩电路152。该FPGA 140与DSP 160协同工作，DSP 160将其信号提供给显示器18。
图7中的实施方式（其功能和特征在下面关于图8a和8b的描述得到详细讨论）省去了大多数模拟电路，并克服了现有技术的缺点，包括密集地使用模拟高通和低通滤波器、附加放大器和校准器和各种VGA电路，根据图7、8a和8b的电路，所有这些都表现为不必要的。
因此，如图8a和8b进一步所示，本发明是用于扩展在探伤仪、厚度或腐蚀测量仪器中使用的A/D转换器电路动态范围的设备和方法，其消除了对于可变增益放大器（VGA）的需要及其相关联的复杂度和性能限制。本发明的设备和方法利用三个A/D转换器，它们在不同通道上对同一输入信号三个不同标度的形式进行采样。每个通道的采样次数被调整，以补偿每个前置放大器通道的传播延迟，最小化每个A/D转换器采样数据输出之间的信号时滞误差（skew error）。标度是使得最大增益通道（C）具有比中等增益通道（B）高32倍，并且比最小增益通道（A）高1024倍的分辨率。较高分辨率的通道被监视数据溢出，具有最高分辨率数据且没有溢出的通道被选择作为输出。所选定的输出被合并，以产生无缝的输出数据流。得到的输出是其量化步长对大信号较大，而对小信号小32或1024倍的数据流。由此由本发明提供的动态范围的水平消除了传统VGA控制模拟输入信号水平，以将模拟输入信号的峰值电压水平保持在或接近对A/D转换器输入的满标度值的实施方式。
当用图8a和8b所示电路进行采样时，来自换能器12的输入信号被分为两个通道19a和19b，具有专用于每个各自通道的各自缓存器。这样，各个缓存放大器110和112分别利用0.1（-20dB）的增益和3.2（10.1dB）的增益在各自的通道上放大输入信号13a。缓存放大器112的输出被连接到缓存放大器122的输入，以产生具有102.4（40.2dB）增益的第三通道。每个通道由三个基本相同的A/D转换器132、134和136的其中一个来采样。三个通道A、B、C利用它们之间的时间延迟而被采样，以补偿由模拟信号路径中所有放大器的传播延迟所造成的输入信号时滞误差。时间延迟由驱动A/D转换器的时钟CLKA、CLKB、CLKC的上升沿来控制，所述时钟用校准算法来调整。
在已经被缩减实现的实施例中，采样计时调整被分为两部分。
A）粗调：利用一个FIFO和用于每个A/D通道的控制电路，数据被延迟可选择的整数时钟周期。
B）细调：有运行相对于时钟的0、90、180、270相角的四个锁相环（PLL）。通过为每个A/D独立选择PLL输出，每个A/D的时钟计时都可以1/4时钟周期的步长而被调整。
如果最大增益通道（C）的转换数据有效，则其结果被无修改地通过，作为三通道A/D转换器电路的输出132OUT（图8b）。如果最大增益通道（C）的转换数据溢出，则其结果被丢弃，并且，如果中等增益通道（B）的转换数据结果没有溢出，则其通过，被缩放以对缓存放大器112增益进行校正并被用作输出134OUT。如果中等增益通道（B）的转换数据溢出，则其结果也被丢弃，而最小增益通道的转换数据结果被缩放以对信号路径增益进行校正。该缩放增益被计算为：
缓存放大器112的增益＋缓存放大器122的增益－缓存放大器110的增益，其然后被用作输出136OUT。
在图8a和8b所示的实施例中，本发明的三通道A/D转换器电路能够：消除全部三个分离通道中的信号偏移误差；通过使用三个独立的每个被设置为不同增益的缓存放大器通道来缩放输入信号；在为补偿输入信号时滞误差而可调整的各自采样次数上，将对于三个分离通道每一个的模拟信号输入转换为数字信号；至少在具有较高增益的通道中探测通道溢出情况；和实时地合并三个通道的A/D转换器输出。
如上所提到的，来自换能器12的模拟输入信号13a被指引到两个信号箝位放大器通道，其中两个放大器通道中的第二放大器112的增益比第一通道110的增益大预先确定的因数。通道B放大器112的输出被连接到下游滤波器118和增益为32的放大器122，以生成通道C。例如，通道A具有0.1的增益，通道B具有3.2的增益，而通道C具有102.4的增益。这样，彼此相比，通道A和B差别为32的增益因数，通道C和B差别为32的增益因数，而通道A和C差别为1024的增益因数。
用于放大器110和112的箝位电压阈值被设置的水平使得得到的输出略微超出各通道A、B和C的A/D转换器132、134和136的有效输入范围。箝位电路111a、111b和113还限制对增益通道放大器的输入电压，以防止它们进入饱和。
防止放大器饱和是很重要的，因为一旦进入饱和，放大器就要花费很多时间返回到其线性操作区域。通过防止增益通道中的放大器变得饱和，较高增益的A/D转换器在溢出情况下的时间长度被最小化，由此使得较高的分辨率输出数据可被较快使用。前置放大器112中的箝位电路还用于为输入信号19a保持恒定的输入阻抗，而不管输入信号水平高到高于到通道A前置放大器110最大输入的信号水平。如果恒定的输入阻抗不被保持，则输入信号将会变得失真。
本发明人认识到，放大器122不需要箝位113将对换能器12的恒定输入阻抗保持在其信号幅度操作范围之上，因为放大器122借助放大器112而与换能器12隔离。由于这个原因，如果需要提供诸如较低功率或较低电路复杂度的其它优点，则其它放大器电路配置可被用于放大器122。
在已经被缩减实现的实施例中，通道C放大器122被允许饱和并使用快速恢复OpAmps。优选地，可以添加箝位以便生成较少的噪声。
每个增益通道放大器110、112、122的输出被分别连接到频率响应微调和滤波器电路116、118和120。频率响应调整控制信号116a、118a、120a被分别用于使通道A、B和C的频率响应尽可能紧密地匹配。这需要确保感兴趣的所有信号频率与同一增益尽可能保持紧密。校准算法用于调整频率响应，如上所述。这个频率微调方法可用于两个或更多模数转换器通道。
用于通道A、B和C的防混叠（anti-aliasing）滤波器功能分别分布在频率响应微调&滤波器116、118和120和差分放大器126、128和130内。
每个通道的放大器中固有的DC偏移通过注入DC信号112a、122a、126a和128a而被补偿，以平衡出现在整个模拟信号路径上的DC偏移误差。校准算法被用于实现这种补偿。应当注意到，该DC偏移补偿方法具有下列两个限制：
1）在非常快的脉冲发生器/接收机重复率（图2的“到”）上，在“到”周期之间没有充足的时间可用于实现对随时间的DC偏移漂移进行补偿所需要的DC偏移校正过程。这样限制了DC偏移校准只在该仪器没有进行测量的时候发生。
2）在非常高的增益设置上，保持在平衡之后的小的DC偏移误差将会在存储的采样数据中并因此在显示在显示器上的波形中产生显著偏移。
为了进一步改善出现在整个模拟信号路径上的DC偏移误差的影响，包括上面第1项和第2项中描述的影响，本实施例包括纯粹的数字DC偏移补偿方法，图8c中示出了其框图。
进一步参照图8c，A/D转换器136的输出在图3所示的间隔10c期间被提供给基线捕获模块146。来自间隔10c的采样点被用于监视基线，因为它们在相对“安静”的时间区域中，即发生在脉冲发生器点火之前和实质幅度的超声波响应信号将会出现之后的区域。在本实施例中，基线捕获模块146利用256个有符号的整数采样点并计算平均值；然而，可以使用不同数目的采样点。当多路复用器147能够通过控制信号149来允许有符号的基线捕获模块146的整数输出通过基线校正器模块148时，信号147a被从有符号的整数信号145a中减去以去除基线误差。寄存器150试图允许可选择的基线补偿值能够被使用，所述基线补偿值可以已经由软件算法或者未示出的硬件装置生成。
三个通道的A/D转换器132、134和136是14位的高速转换器，用采样时钟CLKA、CLKB、CLKC为它们提供采样计时，所述采样时钟是利用包含在FPGA电路中的各自的延迟控制元件，从100MHz的振荡器模块131导出的。延迟控制元件使能够及时调整一个通道的采样时钟相对于其它通道时钟电路部分的上升沿的位置，使得每个通道的采样次数被调整以补偿每个前置放大器通道的传播延迟和通过检查A/D转换器输出数据而揭示的任何其它时滞源。校准算法被用于实现这种补偿。
如前面所提到的，在已经被缩减实现的实施例中，采样计时调整被分为两部分。
1）粗调：利用一个FIFO和用于每个A/D通道的控制电路，数据被延迟可选择的整数时钟周期。
2）细调：有运行相对于时钟的0、90、180、270相角的四个锁相环（PLL）。通过为每个A/D独立选择PLL输出，每个A/D的时钟计时都可以1/4时钟周期的步长而被调整。
本发明人考虑通过使用如上所述的精细模拟调整结合粗略数字调整来调整采样数据计时的可选方法。可调整的信号延迟元件将被用于调整模拟信号的计时而不是上面所述的数字时钟计时调整方法。该模拟信号延迟可以通过使用下面的其中任意一种方法来完成。
1）具有抽头的延迟线，抽头通过开关而被选择用于调整延迟。
2）延迟滤波器元件，根据需要被切换到或切换出信号路径。
3）利用可变元件，诸如利用电压控制组件的全通延迟滤波器构建的可调整延迟。延迟可由DAC控制以提供非常精细的控制。本发明人意识到该方法提供最佳的调整分辨率。
还提供了通过调整A/D转换器132、134和136的全标度量程来校准系统增益的方法。这是通过利用D/A转换器（未示出）来调整各个A/D转换器的参考电压（未示出）完成的。校准算法被用于实现这种功能。
A/D转换器132、134和136的数字输出被连接到数字多路复用电路135。用于两个较高增益A/D转换器134和136的溢出信号被连接到通道选择逻辑电路137。为了为所有放大器电路在A/D转换器134和136输入走出饱和之前提供时间，通道选择逻辑电路137还延长来自A/D转换器134和136的溢出信号的持续时间。该电路137从尚未溢出的最高增益通道A/D转换器中选择输出数据总线。如果全部三个A/D转换器通道都溢出，则最低增益通道A/D转换器的输出数据总线被选择，因为其将会是走出溢出情况的第一个通道。
通道选择逻辑电路137和来自A/D转换器132的溢出信号被连接到指数生成器电路139。该电路139计算与RAM 141中的所选A/D转换器数据相伴随的指数。浮点转换电路143有效地将精确位添加到用于小信号的A/D转换，而为大信号保持范围容量。浮点转换器143还减少了采样数据RAM需要的位数。采样数据RAM具有18位，其中14位被用于尾数，而4位被用于指数。当采样值被存储时，所选的A/D转换器值被存储在尾数中，而0、5或10的指数值被存储在指数中以指示数据的数值范围。指数还可被设置为15，以指示全部通道都处在溢出情况下。并且，当数据被从采样RAM 141中读出时，指数被用于将数据定位在尾数中，以构建浮点到整数转换器143的24位整数输出。这是本发明的最终输出145。该输出可以由下列公式表示：
尽管本发明已经关于利用三个信号处理通道，每个通道结合其各自的模数转换器的实施例进行了描述，但本直接发明人还试图使用较少数目的模数转换器或者甚至单个模数转换器。这样，例如如果工作在200MHz上的模数转换器可用，那么其中的两个通道可以由单个模数转换器处理，所述模数转换器产生同一信号点的两个连续快速采样。为此，信号的第一采样可被获取，同时同一信号的放大形式被延迟（用模拟延迟时间）一段大约等于200MHz模数转换器时钟周期的时间延迟。然后被延迟的放大信号被同一A/D转换器采样。并且，模拟比较器可被用于比较前置放大器输出处的信号幅度，以确定它们的幅度范围并控制引导该信号到达其中一个模数转换器，所述模数转换器响应于该信号幅度不会溢出。
并且，当三个通道已经被利用时，为了增加检测系统的整个动态范围的目的和/或为了将给定模数转换器用作对任意一个由于已经饱和而临时溢出的模数转换器的临时替代的目的，利用四个或更多通道也在本发明的概念之内。
通过关于对本发明前述扩展的详细描述，一种实施方式可以是利用一对16位超快速模数转换器的两通道系统形式，其时钟速度足够本发明的应用。进一步注意到，全动态范围并不是在每种应用中都总被需要，比如特殊用户可能需要少于全动态范围，因此能够利用多个模数转换器通道中的仅仅其中一个。在其中一个通道在低增益和高增益之间切换的两通道系统中，有可能提供只利用两个通道的三通道系统的一部分优点。
相对于前面提到的非常靠近目标物体后壁的探伤回波的问题，本发明人认识到，如果两个通道都被存储，并且在后处理中执行通道变化的话，则可以解决该问题。这将会是“跟踪后壁衰减器”解决方案。还可以使用双或分屏显示窗口，一个用于显示缺陷而另一个显示后壁。这样将会消除对跟踪后壁和调整显示器的需要。一小部分的接收信号将会被显示两次——一次在缺陷部分中的高增益，再一次在后壁部分中的低增益。如果门的位置是在后处理中被计算的话，则该方法只能支持探测非常靠近后壁的缺陷的缺陷报警门。
相对于前述单独调整通道频率响应以使集合的数据流拟合在一起而没有阶跃（steps）或跃迁（jumps）的概念，应当注意到，可以通过使用工厂调整或运行时间调整来实现这个。进一步注意到，在三通道系统中，只对其中两个通道提供频率响应微调是足够的。
本发明还可以通过延长超范围（over range）指示信号的持续时间以防止模数转换器的输出数据被在其信号通道从饱和情况全部恢复之前被选择来实现。这可以采取如下的一种或更多种形式。
1.在当前实施例中，时间被从模数转换器添加到超范围指示器位的末尾。该特征被在通道选择逻辑137中实现，如图8b所示。它可以包括接收溢出信号作为一个输入及其移位形式作为另一输入的与门。
2.数字比较器被用于具有下一较低增益的通道，以探测模数转换器何时走出严重饱和，即使模数转换器仍然指示超范围。向该“严重饱和”探测器添加延迟可以与在超范围指示器上提供延迟相比较。
3.从模数转换器输出的数据被与下一较低增益通道的值进行比较，以验证该数据。该值必须处在来自下一通道的值的规定范围之内。
4.模数转换器被使用，其缓慢指示其已经走出超范围。
应当进一步注意到，模数转换器可能会在高于超范围电压的输入电压上饱和。这就是为什么提供走出饱和的延迟是有益的，而走出超范围的延迟是不需要的。在超范围与饱和之间的电压范围内，模数转换器可以正常工作且不需要恢复时间。在已经被缩减实现的实施例中，模数转换器超范围指示器已经被用作饱和指示器，并且有时将会引入不需要的延迟。这种不想要的延迟很少，没有任何技术意义。
本发明人还试图使用模数转换器来微调模数转换器参考电压，用于微调增益的效果。该方法被用于扩展用户增益控制的范围，并且这与通道匹配不同。
本发明人还试图为不使源信号失真的中等和高增益通道使用前置放大器。该方法优选地建立或利用具有极低噪声性能的至少20伏特峰值输出范围的放大器。所述方法还优选地用于混合设计，其中输入使用衰减器阶跃，但是该方法没有很大的动态范围。无论如何，对低成本的市场划分来说，混合设计将是优选的。
在前面的描述中，对关于变为饱和的电路装置或指示超范围的模数转换器的各种技术考虑做出参考。在对下面问题的最初讨论之后，提供了代表本发明进一步实施例的几种可选解决方案。
在通常的操作情况下，用于在如下括号中表示的电路的通道增益是适用的。
通道A 增益*32 ≈ 通道 B 增益     [图7]
通道B增益*32 ≈ 通道C增益     [图7]
当通道被驱动为饱和时，其将会被通道的模数转换器的溢出输出信号指示出来，由此使通道选择逻辑137能够选择最佳通道来接收信号。如前面所描述的，最佳通道是具有最高增益且不在溢出状态下的通道。从最低到最高的增益分别为通道A、通道B和通道C。参见图8b、8c、8d和8e。
任意或所有的上述情况对于非常快速转换速率（slew rate）的信号来说不是真的，诸如脉冲发生器脉冲的上升沿（leading edge），因为该沿非常快，以致于所有三个通道的放大器几乎同时被驱动到饱和。
由于放大器和滤波器的转换速率限制，模数转换器不立刻饱和，并且所有三个通道基本以同样的速率向饱和移动。如果从A/D采样，而它们的输出正在转换到它们的最终值，则错误的读数将会被注意到。例如，当所有三个通道是大约1/2满标度时（对应于A/D输出值（以十六进制）2FFFC），它们将不对应于正确的输入幅度。其中没有一个指示溢出的通道读数将会如下所示：
通道 A = 2FFF, 在输入处指示 -5V
通道 B = 2FFF, 在输入处指示 -0.15V
通道 C = 2FFF, 在输入处指示 -0.005V
因此，图8b和8c的实施例将选择通道C，因为它是具有最高增益且尚未处于溢出状态的通道。上面的通道读数指示通道A是-5V或更低；因此，-0.005V的信号（假设是在通道C的输入）将会被显示在显示器上，这将是不正确的。
如图8d和8e所示，可选实施例不需要使用来自任何模数转换器132、134和136的溢出输出信号。而是，幅度比较器801、802和803分别被用于指示每个模数转换器的数字输出数据何时与预先确定的数目相匹配。当预先确定的数目与每个模数转换器的数字输出数据匹配时，幅度比较器801、802和803提供到通道选择逻辑137的输出信号。幅度比较器801还其输出信号提供给指数生成器139。应当注意到，本实施例的性能还可以通过为通道A和B分别只使用幅度比较器801和802来实现。
由于通道模数转换器的数字输出信号可以与沿输入信号路径上任意点的信号水平相关联的事实，“幅度比较器”方法的主要优点是其能够被用于探测落入模数转换器满标度之内的任意感兴趣的信号水平，和处于其测量分辨率能力之内。输入信号路径中放大器的饱和情况是感兴趣的信号水平的一个例子。
参照图10，当处理非常快的信号沿（即快的转换速率）时，下面的逻辑是真。应当理解到，下面所示的值是14位有符号的整数。
a）如果[通道A>=100]或[通道A<=3EFF]，则通道B和通道C放大器可能是被驱动过度（over driven）。
b）如果[通道B>=100]或[通道B<=3EFF]，则通道C放大器可能是被驱动过度。
利用上面的逻辑a）和b），错误的通道选择问题可以通过将下述规则按照下面所示的优先顺序结合到通道选择逻辑137中来防止：
a）如果[通道A>=100]或[通道A<＝3EFF]，则使用来自通道A的数据，即通道A具有高于通道B的优先权
b）如果[通道B>=100]或[通道B<=3EFF]，则使用来自通道B的数据，即通道B具有高于通道A的优先权
c）如果[通道A<100且>3EFF]且[通道B<100且>3EFF]，则使用来自通道C的数据，即通道C具有高于通道A和B的优先权
应当注意到，上面和图10中使用的十六进制值被选作例子，而实际实施例中不一定非要使用该值。
图8d进一步用虚线示出了被用作MUX 135可替换方式的通道混合器135’。 为了最小化通道之间不匹配信号的影响，通道混合器135’用于混合三个A/D转换器中具有最高增益但不饱和的两个A/D转换器的输出。
图11近似等同于包含在通道混合器135’中的电路和信号；然而，其只示出了通道A和B的部分，更多输出电路将会需要被添加以符合为RAM 141所需要的输入。
正如这里所使用的，“混合”是指合并或相关联，使得分离的成分或分界线不被容易地区分。这样，通道混合器135’是从两个相邻A/D转换器通道取得输出值并计算妥协值作为其输出的装置。需要比率控制来控制所用的两个输入之比。
图11示出了比率控制电路的细节。
在该例子中，比率控制值被限制在0到1的范围。
(输入A)*比率+(输入B)*(1-比率)=输出
为了电路简化的目的，比率控制可以进一步被限制到可以不包括0和/或1的小的离散值集合。数字0和1产生与一个或其它输入相同的输出；某些其它电路可以处理这种情况。
由两个加法器和三个多路复用器组合而成的非常简单的混合器可以支持如下的比率值：0、0.25、0.5、0.75和1。这将通道选择不规则地分为四种分离的异常；每一个是幅度的四分之一。
这样，根据图7输入信号19a的幅度，图8d的通道选择逻辑137选择激活的通道。当该系统被用于产生非常靠近使得系统切换通道的阈值的输入信号幅度的应用时，可以观察到，当系统改变通道时，小的跳越或失灵可能会出现在输出中，因为两个通道的增益、频率响应和/或相位不精确匹配。这可能表明其本身是输出信号幅度中不期望的上升或下降。
参照图8d，低增益通道是通道A，而高增益通道是通道B。依赖于被包含在通道混合器135’（图8d）中幅度比较器1102和1108（图11）的输出，混合器1111（图11）测量如何靠近饱和通道B。当输入信号19a（图7）增大时，通道B接近饱和和幅度比较器1108的预设值。当达到后者时，混合功能被在通道混合器135’中调用，所述通道混合器135’将来自A/D转换器134的数据与来自A/D转换器132的数据混合。混合功能是可变的，或者具有将来自各自A/D转换器的两个数据源进行加权的步骤。当通道B到达饱和时，混合加权比率被改变，从而向通道A应用较大的权重并向通道B应用较小的权重。作为一个例子：从低输入信号19a（图7）幅度开始，混合比率将会是通道B的100％和通道A的0％；当通道B逐渐接近饱和时，混合将改变为通道B的50％和通道A的50％；当通道B饱和时，混合是通道A的100％和通道B的0％。混合比可由通道A或B或它们的组合提取。混合比可以在几个步骤中变化，或者与通道信号幅度成比例地平滑调整。
通道混合器135’的使用使得将通道A操作与通道B操作分离的输入信号19a（图7）电压阈值比较不太可能被操作者观察到。该混合功能可被用于所有的通道转变点。该方法可与控制通道选择的任何其它方法组合使用。
图8h提供了另一种解决方案，为了在输出采样数据被提供给MUX 135之前向溢出信号提供附加时钟周期来响应，其向模数转换器132、134和136的输出采样数据和溢出（OF）信号添加了延迟元件。尽管未示出，但是可以使用多于一个的附加时钟周期。延迟防止通道选择逻辑137选择通道直到溢出信号已经具有足够时间响应，由此防止前面描述的由快速转换速率输入信号导致的问题。
在每个通道中，为了使溢出信号进行如下操作，溢出和延迟的溢出信号被提供给与门：
a）在没有延迟的情况下打开，使得其在当模数转换器输出采样数据被提供给MUX 135是的时间之前发生，和
b）为了与从溢出状态返回就被提供给MUX 135输入的延迟采样数据进行同步，在有延迟的情况下关闭。
应当注意到，除一个时钟周期之外的延迟也可被用于该可选实施例。
该方法是通过在模数转换器132、134和136的每个数字信号输出和MUX 135的输入之间插入一个采样时钟周期的数据延迟来实现的。1个采样时钟的数据延迟还被插入到每个模数转换器的溢出信号和与门的输入之间。通道A的与门809的输出被提供给指数生成器139的输入。通道B和C的与门812和815的输出分别被提供给通道选择逻辑137。
应当注意到，该可选实施例的性能还可通过只利用通道B和C中的延迟来实现。
本发明人还考虑通过只利用每个通道模拟信号路径中的可变增益机制，诸如可变增益放大器，使每个通道的增益基本上满足预先确定的水平的方法。增益水平可通过校准过程而被设置为预先确定的水平。为本实施例而考虑的预先确定的水平是那些确保通道A、B和C之间的增益标度尽可能精确的水平。没有与该可选实施例相关联的附图。
在前面的描述中，参照图8c中所示的基线校正器148。如下所述，数字DC偏移调整可以在任何一个模数转换器的输出上进行，而不是只在混合输出上进行，如图8c所示。因此，现在参照图8e、8f和8g，注意如下事项：
a）图8f所示的基线校正系统（BLCS）804与图8e中所示的项目146到150相同。
b）用于通道A、B和C的基线校正系统（BLCS）805、806和807分别具有与BLCS 804相同的内容。BLCS 805、806和807是BLCS 804的重画形式，且意在改善图8g的外观。
c）如图8g所示，BLCS 805、806和807被插入到模数转换器132、134和136的数字信号输出与MUX 135的输入之间。
进一步参照图8g，在图3中所示的间隔10c期间，A/D转换器132、134和136的输出被提供给BLCS 805、806和807。来自间隔10c的采样点被用于监视基线，因为它们处在相对“安静”的时间区域——即发生在脉冲发生器点火之前和实质幅度的超声波响应信号将会出现之后的区域。在本实施例中，BLCS 805、806和807每一个都利用256个采样点并计算平均值；然而，可以使用不同数目的采样点。BLCS 805、806或807内的多路复用器可以通过它们各自的控制信号（ME）被使能以允许每个BLCS的输出提供给基线校正器模块输入B，如图8f所示。输入B然后被从A/D转换器132、134和136的输出中减去，以消除基线误差。包含在BLCS 805、806和807中的寄存器打算允许可选的基线补偿值能够被使用，所述基线补偿值已经由软件算法或者未示出的硬件装置产生。
本发明人还考虑了图9中所示的并且在下面描述的可选实施例，其将通过利用与一个或更多增益读数A/D转换器和自动增益控制（AGC）电路相一致的一个信号路径A/D转换器确定并控制系统增益，来实现本发明的优点，特别是高的动态范围。尽管没有在图9中示出，图1的输入信号10b被连接到图9的输入200。
根据可选实施例的一个方面，捕获逻辑模块210中的数据重构装置用于计算系统增益并在显示器上呈现适当的信号幅度，或者将其提供为对其它装置的输入。捕获逻辑模块210将会被定位在图7的FPGA 140内，并且其左侧的电路将会基本上用图9的全部代替。FPGA 140中的某些电路将会以对每个可选实施例恰当的方式而被修改或移除。
根据可选实施例的另一方面，通过利用信号A/D转换器209的输出值与增益读数A/D转换器225和226的输出值相结合，为每个采样点计算系统增益。采样率基本上相同，并且对A/D转换器209、225和226同步。系统增益计算的精确度基本上由增益校准系统的精确度、多路复用器的转移特征和前述三个A/D转换器的精确度决定。本发明人考虑，对于零乘法（后面解释）和DC偏移归零的校准可以被每个通道需要。
如可以从图9中进一步看出的，可选实施例的电路包括四个并行输入增益通道201、205、207和211，其每一个的输出分别被提供给四个增益控制乘法器202、206、208和212之一，其输出被提供给加法器203，加法器203后面跟随有放大器204、A/D转换器209、以及最后的捕获逻辑210。AGC电路227从监视器信号213、214、215和216接收输入，并分别向多路复用器202、206、208和212提供输出增益控制信号217、218、219和220。本发明人认识到，通道数目可以多于或少于四个，这取决于该可选实施例所应用到的应用所需的动态范围。
防止可能在信号路径不同位置上发生的信号饱和的不期望的影响是本可选实施例十分重要的方面。信号路径从输入200开始，到A/D转换器209的输入结束。本实施例中的饱和信号被认为是从前置放大器201、205、207和211的输出开始的信号路径中其振幅绝对值大于1伏特的任意信号。下面的三种情况可以造成饱和信号出现在信号路径中。
1.输入信号200的幅度绝对值大于10V峰值。
2.输入信号200的幅度绝对值小于或等于10伏特峰值，并具有足够的峰值使得前置放大器205、207或211的输出大于1伏特。
3.输入信号200的幅度绝对值小于或等于10V峰值，并且加法器203输出处的乘法器202、206、208和212的输出总和足够高得可造成在A/D转换器209输入处的信号饱和。
对于情况1，本可选实施例的目标不是防止信号路径上的信号饱和，因为很多探伤仪检查过程需要其峰值幅度绝对值远大于10V的脉冲发生器信号总是出现在显示器上；因此，脉冲发生器信号必须被允许在信号路径上饱和。
对于情况2，本可选实施例中提供了通过使用AGC电路227，通过将增益控制信号218、219和220基本上设置为零，来基本上防止前置放大器205、207和211的饱和输出信号通过增益乘法器206、208和212的装置。本发明人认识到，商业上可用的乘法器组件没有拥有理想的性能特征。因此，乘法器206、208和212不被需要用来提供与理论上的零乘法相关联的无限衰减。乘法器206、208和212只需要提供足够的衰减来将饱和信号的最大峰值幅度保持在将会对A/D转换器209的输入信号造成不期望的影响的水平之下。最大允许的饱和信号水平可以根据例如用于探伤仪器的公认工业标准，诸如EN12668-1:2000来建立。值得注意的是，对乘法器206、208和212的输出求和；因此必须考虑对最大允许饱和信号水平的计算。
对于情况3，本可选实施例中提供了通过使用AGC电路227来确保乘法器202、206、208和212的输出具有足够低的幅度，以便防止大于1V的信号在输出已经被加法器203求和并被+15dB放大器204放大之后出现在A/D转换器209的输入处的装置。
根据可选实施例的另一方面，通道A、B、C和D必须具有基本上相等的传播延迟，和等于并包括加法器203输入的频率响应，以便防止在求和输出处的失真。
根据可选实施例的另一方面，每个通道的增益都由乘法器被乘数信号增益A、增益B、增益C和增益D控制，它们在图9中分别用项目217、218、219和220表示。自动增益控制电路227利用监视器信号216、215、214和213监视每个增益放大器的输出，并由此调整增益。乘法器202、206、208和212的增益以如下方式控制，即提供从一个乘法器向另一个乘法器的平滑转换，由此防止能够造成信号失真或失灵（glitche）的突然的增益变化。
根据可选实施例的另一方面，前置放大器205、207或211如果饱和的话，被防止通过使用前面针对图7的发明而描述的箝位电路而使输入信号200失真。每个箝位电路通过为前置放大器205、207和211保持恒定的输入阻抗而防止输入信号200失真。
根据可选实施例的另一方面，A/D转换器225和226对分别由加法器223和224提供给它的求和增益信号进行采样。为了缩放它们以便与增益信号218和220的灵敏度相匹配，增益信号217和219的每一个都被分成10份。
根据可选实施例的另一方面，当输入200的信号幅度接近于零时，增益监视器信号213、214、215和216的幅度也将接近于零，由此造成自动增益控制电路227将增益信号217、218、219和220增大到它们的最大增益值1伏特。当输入200的信号幅度增大时，为了在到达饱和情况之前提供通道间平滑的增益转移，具有非零增益被乘数的乘法器逐渐变化。当输入200的幅度使得D_Monitor信号213达到预先确定的就在饱和之下的幅度时，自动增益控制电路227将增益 D 220减小到零，以便当其发生时，防止饱和信号通过通道D乘法器212并造成基本饱和的信号。当增益 D被设置为零时，输入200将会通过通道A、B和C，直到C_Monitor信号213达到预先确定的就在饱和以下的幅度，由此使得上述用于通道D的自动增益控制处理开始用于通道C。随着输入200的信号幅度继续增大，该过程对通道B进行，然后是通道A，最终防止基本饱和的信号通过通道B、C和D。
AGC电路227的响应时间建立了输入信号200的最大可接受时间变化率，因为增益调整必须发生在输入信号200达到将会导致不允许的信号发生的幅度的时刻之前。如果可选实施例必须用其时间变化率快于AGC电路227响应时间的信号工作，则在前置放大器201、205、207和211的输出与乘法器202、206、208和212的输入之间引入延迟电路。监视器信号216、215、214和213被分别连接到每个延迟电路的输入。延迟电路提供了大于AGC电路227响应时间的时间延迟。为了不造成不可接受程度的信号失真，每个通道的延迟电路之间的相对传播延迟和频率响应误差必须是最小的。
本发明人认识到，可选实施例的目的可以通过用于自动增益控制电路227的控制参数和序列来实现，所述自动增益控制电路227以不同于上述实施例所述的其它方式来实现。并且，本发明人认识到，这些其它实施例可以基本上完成关于增益控制的相同最终结果。
贯穿整个说明书和权利要求书，参照了“回波”信号。正如本领域技术人员将会意识到的，在特定环境或应用中，换能器12的发射机和接收机组件是物理上分离的，接收机被定位在正在被检测的物体对面。因此，这里所用的术语“回波”还关于并包括其中所谓回波信号通过正在被检测的物体的实施例。
在前面的描述中，本发明已经关于实施例进行了专门描述，其中，探伤是利用专门运行在回波原理之下和/或参照处理通过材料的超声波的发射机/接收机对的单个换能器元件运行。然而，应当注意到，本发明等同地适用于利用换能器元件阵列，诸如超声波相控阵列探针的探伤仪器。在利用单个元件超声波换能器的情况下，对于用于接收的相控阵列超声波探针的每个换能器元件的响应信号都被提供给接收机通道的输入，用于由模数转换器进行调节和接下来的数字化。换句话说，权利要求中对“换能器”的引用（单数形式的）被认为也属于探针的超声波相控阵列类型。这种换能器阵列被认为是相同的，或者至少等同于单个元件换能器。这种超声波相控阵列装置的结构被描述或引用在美国专利No.4,497,210和6,789,427中，这些专利的内容在此引用作为参考。
尽管本发明已经关于其特定实施例进行了描述，然而，很多其它的变形和修改以及其它的使用对本领域技术人员来说将是明显的。因此，优选地，本发明不受这里特殊公开的限制，而是只由后附权利要求来限制。

Claims (26)

1.一种物体检查系统，包括：
发射和接收部分，用于生成检测信号并接收响应的回波信号；
换能器，用于将检测信号转换为超声波信号，将超声波信号施加到要被检测的目标物体，接收超声波回波信号，并为发射和接收部分产生回波信号；
与发射和接收部分耦合的信号处理电路，用于接收和处理回波信号，该信号处理电路包括至少两个信号处理通道，每个通道将回波信号缩放到不同程度，且每个通道具有各自的模数转换器；
选择电路，所述选择电路选择提供没有溢出的回波信号的最大增幅的所述模数转换器的输出；和
通道混合器，其响应于选择电路，并可操作地通过将从至少两个相邻A/D转换器通道取得的输出同时进行合并以及计算妥协值作为混合的模数输出来混合所述模数转换器的输出，以产生混合的模数输出。
2.根据权利要求1所述的系统，其中选择电路被耦合到多个幅度比较器，所述多个幅度比较器被各自地耦合到所述模数转换器中相应的那些模数转换器，其中每个所述幅度比较器被构造为，将其各自模数转换器的输出与各自预先确定的参考相比较，所述选择电路响应于所述幅度比较器来提前确定一个或更多个所述模数转换器是否正趋向于错误读数。
3.根据权利要求1所述的系统，其中每个模数转换器都具有各自的溢出输出，并且所述选择电路包括通道选择逻辑电路，所述通道选择逻辑电路接收各自的溢出输出并选择提供没有溢出的最大增幅的模数转换器的输出。
4.根据权利要求1所述的系统，进一步包括用于至少其中一个所述信号处理通道的各自的频率微调电路，该各自的频率微调电路使滤波器的频率响应相互匹配。
5.根据权利要求1所述的系统，包括第一和第二模数转换器，每一个都具有各自的时钟输入，该时钟输入利用激活其时钟沿之间的相位调整而相互同步，以补偿每个通道中的信号路径延迟。
6.根据权利要求1所述的系统，进一步包括指数生成器，用于缩放所选择的模数转换器输出的输出，并将同样的输出存储在随机存取存储器中。
7.根据权利要求1所述的系统，包括DC偏移电路，所述DC偏移电路将数字DC偏移校正施加到位于所述选择电路之后的信号位置，其中该DC偏移电路包括基线捕获电路，所述基线捕获电路被耦合到第一或第二模数转换器至少其中一个以产生校正信号，并包括能够从由第一或第二模数转换器其中之一导出的输出信号中减去校正信号的基线校正器。
8.根据权利要求1所述的系统，包括至少第一和第二信号通道，其分别包括第一和第二前置放大器，所述前置放大器分别提供回波信号的第一和第二缩放输出，其中模拟信号延迟模块包括具有抽头的延迟线，其中期望的抽头是由开关选择以获得期望的延迟。
9.一种用于超声波物体检测的方法，包括如下步骤：
向换能器提供检测信号以生成超声波信号，所述超声波信号能够在要被检测的目标物体中被传播并且被反射；
接收超声波回波信号，并产生要被处理的回波信号；
在至少两个信号处理通道中处理回波信号，所述回波信号在每个处理通道中被缩放到不同程度，并随后利用每个处理通道中的各自模数转换器而被转换为数字输出；和
选择来自所述模数转换器的输出，其提供没有溢出的回波信号的最大增幅；和
响应于所述选择步骤，通过将从至少两个相邻A/D转换器通道取得的输出同时进行合并以及计算妥协值作为混合的模数输出来混合所述模数转换器的输出，以产生混合的模数输出。
10.根据权利要求9所述的方法，包括调整每个模数转换器的各自采样次数，以补偿时滞源，所述时滞源包括每个信号通道中的信号传播延迟。
11.根据权利要求9所述的方法，包括防止与通道相关联的前置放大器输入级的饱和，以防止信号失真影响对其它通道的输入。
12.根据权利要求9所述的方法，包括在至少其中一个通道中微调各自频率响应，以使通道具有基本上匹配的频率响应。
13.根据权利要求9所述的方法，包括探测具有较高增益的一个或更多通道中的通道溢出情况。
14.根据权利要求9所述的方法，包括通过在模拟信号路径的各个点处注入来自数模转换器的DC信号，消除每个信号通道中的信号偏移误差。
15.根据权利要求9所述的方法，进一步包括通过使用数模转换器，改变适用于每个信号通道中模数转换器的参考电压，以调整其满标度量程。
16.根据权利要求9所述的方法，包括调整对模数转换器的时钟输入的激活边缘位置，以确保每个模数转换器在同一点上采样回波信号。
17.根据权利要求9所述的方法，包括对由与模数转换器的各自增益水平相称的不同通道的模数转换器获得的数字输出数据幅度进行缩放。
18.一种物体检查系统，包括：
发射和接收部分，用于生成检测信号并接收响应的回波信号；
换能器，用于将检测信号转换为超声波信号，将超声波信号施加到要被检测的目标物体，接收超声波回波信号，并为发射和接收部分产生回波信号；
与发射和接收部分耦合的信号处理电路，用于接收和处理回波信号，该信号处理电路包括至少两个信号处理通道，每个通道将回波信号缩放到不同程度，且每个通道具有各自的模数转换器；
选择电路，所述选择电路选择提供没有溢出的回波信号的最大增幅的所述模数转换器的输出；和
延迟电路，用于延迟至少其中一个模数转换器的输出，以允许模数转换器在所述选择电路处理所述输出之前，对快速转换输入信号的上升沿作出响应。
19.根据权利要求18所述的系统，其中延迟电路提供延迟，所述延迟是与该系统相关联的时钟周期的倍数。
20.根据权利要求19所述的系统，其中延迟电路进一步有效地延迟模数转换器各自的溢出输出。
21.一种物体检查系统，包括：
发射和接收部分，用于生成检测信号并接收响应的回波信号；
换能器，用于将检测信号转换为超声波信号，将超声波信号施加到要被检测的目标物体，接收超声波回波信号，并为发射和接收部分产生回波信号；
与发射和接收部分耦合的信号处理电路，用于接收和处理回波信号，该信号处理电路包括至少两个信号处理通道，每个通道将回波信号缩放到不同程度，且每个通道具有各自的模数转换器；
选择电路，所述选择电路选择提供没有溢出的回波信号的最大增幅的所述模数转换器的输出；和
延迟电路，其有效地使选择电路制止选择已经溢出的模数转换器输出，直到溢出的模数转换器已经从饱和情况恢复之后。
22.一种物体检查系统，包括：
发射和接收部分，用于生成检测信号并接收响应的回波信号；
换能器，用于将检测信号转换为超声波信号，将超声波信号施加到要被检测的目标物体，接收超声波回波信号，并为发射和接收部分产生回波信号；
与发射和接收部分耦合的信号处理电路，用于接收和处理回波信号，该信号处理电路包括至少两个信号处理通道，每个通道将回波信号缩放到不同程度，且每个通道具有各自的模数转换器；
选择电路，所述选择电路选择提供没有溢出的回波信号的最大增幅的所述模数转换器的输出；和
各自的频率微调电路，用于至少其中一个所述信号处理通道，各自的频率微调电路使得通道的频率响应相互匹配。
23.一种物体检查系统，包括：
发射和接收部分，用于生成检测信号并接收响应的回波信号；
换能器，用于将检测信号转换为超声波信号，将超声波信号施加到要被检测的目标物体，接收超声波回波信号，并为发射和接收部分产生回波信号；
与发射和接收部分耦合的信号处理电路，用于接收和处理回波信号，该信号处理电路包括至少两个信号处理通道，每个通道将回波信号缩放到不同程度，且每个通道具有各自的模数转换器；
选择电路，所述选择电路选择提供没有溢出的回波信号的最大增幅的所述模数转换器的输出；
与每个通道相关联的前置放大器；和
与每个前置放大器相关联的防止饱和电路，并且所述防止饱和电路有效地防止每个前置放大器各个输入级的饱和，以便防止信号失真影响对其它通道的输入。
24.一种物体检查系统，包括：
发射和接收部分，用于生成检测信号并接收响应的回波信号；
换能器，用于将检测信号转换为超声波信号，将超声波信号施加到要被检测的目标物体，接收超声波回波信号，并为发射和接收部分产生回波信号；
与发射和接收部分耦合的信号处理电路，用于接收和处理回波信号，该信号处理电路包括至少两个信号处理通道，每个通道将回波信号缩放到不同程度，且每个通道具有各自的模数转换器；
选择电路，所述选择电路选择提供没有溢出的回波信号的最大增幅的所述模数转换器的输出；和
参考电压电路，分别适用于每个信号通道中的每个所述模数转换器，以调整其满标度量程。
25.根据权利要求24所述的系统，其中参考电压电路包括与每个各自的模数转换器相关联的各自数模转换器。
26.一种用于超声波物体检测的方法，包括如下步骤：
向换能器提供检测信号以生成超声波信号，所述超声波信号能够在要被检测的目标物体中被传播并被反射；
接收超声波回波信号，并产生要被处理的回波信号；
在至少两个信号处理通道中处理回波信号，其中所述回波信号在每个处理通道中被缩放到不同程度，并随后利用每个处理通道中的各自模数转换器而被转换为数字输出；
选择来自所述模数转换器的输出，所述模数转换器提供没有溢出的回波信号的最大增幅；和
以这样的方式使满动态量程的回波信号的采样数据能够在每个采样时钟周期中被处理，该方式允许采样数据在线性标度或在对数标度上被呈现。
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