CN110850380B - 一种天气雷达数字标定单元实现方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种天气雷达数字标定单元实现方法，包括使用[0,1]区间均匀分布伪随机数发生器产生高斯分布白噪声发生器，用于对接收机噪声系数、接收机增益和动态范围进行标定；产生高斯频谱噪声，在数字域对高斯频谱噪声进行多普勒调制，对气象回波的速度和速度谱宽进行标定；产生两路相关的高斯分布噪声，对双极化天气雷达的H、V相关性进行标定；产生发射脉冲的数字延迟副本，在数字域对发射脉冲副本进行复数调制，产生相对于0距离单元的数字延迟，包括产生一次、二次和多次回波信号，对信号处理的距离去模糊算法进行测试评估。
Description
技术领域
本发明涉及任意波形产生、电子设备测试和雷达标定技术领域。具体而言，本发明涉及一种雷达标定方法和雷达标定信号的数字产生方法，用于对天气雷达进行内部标定和雷达性能的在线测试。
背景技术
在传统的多普勒天气雷达中，雷达的测量参数包括强度(Z)、速度(V)和速度谱宽(W)，双极化天气雷达还可以进行额外的极化参数测量，如差分反射率因子(Zdr)，水平/垂直同极化相关系数(RHOHV)，差分传播相移(PHIDP)，差分传播因子(KDP)等。气象回波信号的强度与(P-N)成正比，其中P是接收信号功率大小，N是接收机噪声功率大小。为了准确测量强度参数(Z)和差分反射率因子(Zdr)，就需要准确测量接收机输出噪声的功率大小，并通过相减运算将接收机噪声功率从回波功率中减去。气象目标的速度(V)和速度谱宽(W)的测量通过速度估计器和谱宽估计器实现，它们是气象信号处理科学算法的一部分。
气象目标是体目标，具有较大的动态范围(＞90dB)，在同一个距离单元内，回波信号可能来自本次发射的脉冲回波，也可能来自前次发射脉冲从强目标反射回来的二次或多次回波，这些一次或者多次回波叠加在一起的现象称为距离折叠。气象信号处理的任务之一是消除距离折叠，并从折叠回波中恢复被覆盖的弱回波的谱矩参数。在气象处理科学算法中，已经开发出了各种估计器以及距离去折叠算法，但由于缺乏必要的硬件设备的支持，长期以来，除了强度(Z)和差分反射率因子(Zdr)通过标定电路实现内部标定外，其余科学算法的有效性，只能通过计算机仿真来验证的，目前仍然没有很好的在线标定方法。
随着技术的发展，双极化雷达在气象探测中越来越得到广泛的应用。在双极化雷达中，H、V双通道一致性是影响双极化参数测量精度的关键因素。为了实现H、V双通道一致性的在线标定，目前仍沿用传统多普勒雷达中使用的强度标定方法，将标定信号功分成两路分别注入到两路接收机前端。这种方法可以看成是单通道雷达向双极化雷达标定方法的简单推广。对于检验气象反射率的估计性能，这种简单推广是有效的，但对于双极化参数测量，如H、V同极化相关性(RHOHV)的测量，这种简单推广是不合适的。
由于缺乏一种硬件实现方法能够产生给定参数的标定信号，这些科学算法的性能依靠计算机仿真来验证。如果能够发明一种方法，用硬件逻辑产生出具有已知特性的标定信号并注入到系统中，无疑对于检验估计器和科学算法的有效性具有重要意义。
雷达是一种主动探测设备，它通过发射电磁波并接收目标反射回波来发现目标以及对目标的参数进行估值。由于雷达测量受温度和环境变化的影响，雷达在测量目标参数之前或者在测量过程中，需要对影响雷达测量的不确定性进行标定。雷达标定通常是在信号流的不同节点之间注入一系列标准信号，然后测量系统的输出以实现标定过程。标定(calibration)和系统测试(testing)最大的区别在于标定是系统运行的一部分，而系统测试是在系统正常运行之前或者运行间隙进行的测试。最基本的测试包括对电压、电流、温度等直流量的测试，而系统标定则要复杂得多，它是通过对已知的标准信号进行测试来确定雷达测量不确定性的方法。系统标定设计包括标定回路设计和标定算法设计两部分，它与雷达方程密切相关。
从雷达标定的视角来看，雷达方程可以表示为
其中Pr是雷达接收机输出端的功率大小，它是回波信号功率和噪声功率之和。常数K由波长、脉冲宽度、天线口径、斜距以及常数项(4π)3共同决定，由于这些参量具有很高的测量精度，常数K引起的误差在标定过程中可以忽略。σ是目标的散射截面积。影响雷达测量精度的主要因素是发射功率Pt的波动，接收增益gr的变化，天线增益
的变化(由于多径或者大气折射等原因)和接收机噪声功率Nr的变化，雷达标定通常是指对上述物理量的测量。从工程设计上讲，雷达标定方法和标定单元是系统设计的一部分，必须与系统指标和雷达操作使用方法一起考虑。在最初系统设计阶段，需要完成内部标定子系统设计，以便在将来雷达工作寿命周期内对系统重要的参数进行重复测量。
对目标参数的定量测量要求对雷达系统设计提出了许多标定项要求，这些标定要求需要通过内部标定方法和外部标定方法来实现。内部标定可以对发射机功率波动，接收机增益波动以及接收机输出噪声的变化进行实时监测。作为内部标定的一部分，还需要对接收机动态范围和雷达整机地物杂波改善因子进行测量评估。
传统的标定单元是用模拟电路实现的，例如WSR88D多普勒天气雷达中引入一个模拟标定单元，该单元包括一个噪声二极管产生噪声信号，噪声信号再通过耦合器注入到微波前端。使用一个单独的burst通道对发射脉冲进行采样，并将发射脉冲下变频到中频后，使用中频的SAW延迟线对发射脉冲延迟5～10us，然后再通过上变频器将延迟了的发射信号副本变换到射频，注入到微波前端。WSR88D中的模拟标定单元无法对双极化雷达的H/V通道进行极化标定。
标定单元是定量测量雷达系统中的一个重要组成部分。对于像气象探测雷达、SAR成像雷达、靶场RCS测量雷达等定量测量设备，以及在对参数绝对测量精度要求很高的应用场合，标定单元都是系统设计和运行的一部分。由于所有测量都存在误差，为了使测量误差达到可控的精度范围内，通常都要求在开始测量之前，对系统的测量误差进行标定，特别是对那些随时间、温度和环境变化而引起的误差因素进行标定。系统标定分为内部标定和外部标定。内部标定由一系列硬件电路和相应的信号处理算法组成的。内部标定通过在系统中选择的节点上注入标准信号对系统随时间、温度和环境变化参数进行精确测量。
对标定单元的一般要求是能够产生一系列标准信号。传统的标定单元由模拟电路实现，比如在WSR88D多普勒天气雷达中，模拟标定单元可以产生连续波标定信号、噪声信号以及发射信号延迟副本。然后再通过一个幅度可控的衰减器将这些信号注入到系统的射频前端，以便对整个系统的稳定性进行测量。WSR88D采用噪声二极管产生噪声信号，由于噪声二极管输出的噪声功率较小，在信号注入之前，还需要对噪声信号进行放大。放大电路自身会由于温度变化而使得噪声电平的稳定性受到时间、温度和环境的影响。本发明使用数字方式产生标准标定信号。由于数字电路受环境变化的影响小、精度高、易于控制所产生信号的工作参数，在未来雷达设计中，使用数字标定单元替代模拟标定单元将会成为一种趋势。
在US2009/0284409A1公开的专利中，噪声信号通过噪声二极管产生，而发射信号副本则通过数字存储的方法产生。首先将发射信号中频副本采样并储存下来，在数字域延迟，再通过DAC变换到模拟域，然后通过上变频器变换到射频，最后通过一个辐射喇叭将其馈入到雷达的射频前端。但该专利方法不能对发射采样信号进行调制，而且只能产生射频噪声和白噪声，不能产生中频噪声，也不能产生相关噪声。
发明内容
要解决的技术问题
为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种天气雷达数字标定单元实现方法。
技术方案
一种天气雷达数字标定单元实现方法，其特征在于通过选择多路开关(106)，使其分别连接高斯白噪声信号、高斯相关噪声信号、高斯功率谱噪声信号、发射脉冲射频延迟线和连续波标定信号，来进行相应的标定；
所述的高斯白噪声信号标定步骤如下：
步骤1：首先使用伪随机数发生器(101)产生[0,1]区间均匀随机数，随机数产生的节拍是DAC输出节拍的两倍，采样频率为2Fs；
步骤2：将[0,1]区间均匀随机数序列通过一个数据选择开关(102)进行选择，数据选择开关(102)以2Fs的频率将输入序列x分为x1和x2两个序列；
步骤3：通过Box Muller变换器(103)将x1和x2序列变换成数字基带序列y1和y2：
步骤4：多路开关(106)被置于y1，y2位置；
步骤5：用y1和y2的输出驱动复数混频器(110)，复数混频器(110)的本振频率由数字控制振荡器NCO(111)产生，复数混频器的输出为中心频率为f0的正交窄带高斯白噪声；
步骤6：数据选择开关(112)置于S1产生完全相同的两路标定信号，数据选择开关(112)置于S2产生正交的两路标定信号，可依据具体情况选用；
步骤7：将所生成的高斯白噪声序列首先被滤波器(113,117)滤波后，再通过DAC(114,118)变换成模拟信号，该模拟信号被抗混叠滤波器(115,119)滤波，然后通过上变频器(41,42)变换到射频，注入到雷达接收前端，就可以对整个接收通道的特性进行标定；
所述的高斯相关噪声信号标定步骤如下：
步骤1：使用伪随机数发生器(101)产生[0,1]区间均匀分布随机数序列x；
步骤2：将[0,1]区间均匀随机数通过选择开关(102)分为x1和x2两组，Box Muller变换(103)产生两个独立的高斯分布随机数序列y1和y2：
步骤3：再通过线性变换(104)产生相关系数为ρ的相关噪声z1和z2，线性变换方法如下：
z1＝y1
其中ρ是所要求的相关系数；
步骤4：多路开关(106)被置于z1，z2位置；
步骤5：用z1和z2的输出驱动复数混频器(110)，复数混频器(110)的本振频率由数字控制振荡器NCO(111)产生，复数混频器的输出为中心频率为f0的正交高斯相关噪声。
步骤6：数据选择开关(112)置于S1产生完全相同的两路标定信号，数据选择开关(112)置于S2产生正交的两路标定信号，可依据具体情况选用；
步骤7：将所生成的高斯相关噪声序列首先被滤波器(113,117)滤波后，再通过DAC(114,118)变换成模拟信号，该模拟信号被抗混叠滤波器(115,119)滤波，然后通过上变频器(41,42)变换到射频，注入到雷达接收前端，就可以实现水平/垂直同极化相关系数(RHOHV)的标定；
所述的高斯功率谱噪声信号标定步骤如下：
步骤1：使用伪随机数发生器(101)产生[0,1]区间均匀分布随机数序列x；
步骤2：将[0,1]区间均匀随机数通过选择开关(102)分为x1和x2两组，Box Muller变换(103)产生两个独立的高斯分布随机数序列y1和y2：
步骤3：将产生的高斯白噪声序列y1和y2作为高斯滤波器(105)的输入，则在滤波器输出端得到高斯功率谱噪声序列：
步骤4：多路开关(106)被置于g1，g2位置；
步骤5：用g1和g2的输出驱动复数混频器(110)，复数混频器(110)的本振频率由数字控制振荡器NCO(111)产生，复数混频器的输出为中心频率为f0的正交高斯功率谱噪声；
步骤6：数据选择开关(112)置于S1产生完全相同的两路标定信号，数据选择开关(112)置于S2产生正交的两路标定信号，可依据具体情况选用；
步骤7：将所生成的高斯功率谱噪声序列首先被滤波器(113,117)滤波后，再通过DAC(114,118)变换成模拟信号，该模拟信号被抗混叠滤波器(115,119)滤波，然后通过上变频器(41,42)变换到射频，注入到雷达接收前端，就可用于检验信号处理器的速度和谱宽测量能力；
所述的发射脉冲射频延迟信号标定步骤如下：
步骤1：从发射机输出端(11)耦合能量进入Burst混频器(12)；
步骤2：Burst混频器(12)将发射射频脉冲下变频到中频；
步骤3：使用高速ADC(107)对发射中频脉冲进行采样，生成中频样本信号，使用数字复数混频器(130)将发射中频样本信号下变频到基带样本信号，并通过NCO(131)施加一定的多普勒频移，可以实现对发射脉冲副本的相位调制和多普勒频率调整，得到发射样本信号；
步骤4：使用整数延迟滤波器(108)和分数阶延迟滤波器(109)对发射样本信号进行延迟，延迟后的信号为f1和f2；
步骤5：多路开关(106)被置于f1，f2位置；
步骤6：用f1和f2的输出驱动复数混频器(110)，复数混频器(110)的本振频率由数字控制振荡器NCO(111)产生，复数混频器的输出为中心频率为f0的正交发射脉冲延迟信号；
步骤7：数据选择开关(112)置于S1产生完全相同的两路标定信号，数据选择开关(112)置于S2产生正交的两路标定信号，可依据具体情况选用；
步骤8：将所生成的发射脉冲延迟线首先被滤波器(113,117)滤波后，再通过DAC(114,118)变换成模拟信号，该模拟信号被抗混叠滤波器(115,119)滤波，然后通过上变频器(41,42)变换到射频，注入到雷达接收前端，就可以用于测试雷达系统对地物的改善因子；
所述的连续波标定信号标定步骤如下：
步骤1：h1和h2为两路逻辑电平为“1”的信号；
步骤2：多路开关(106)被置于h1，h2位置；
步骤3：用h1和h2的输出驱动复数混频器(110)，复数混频器(110)的本振频率由数字控制振荡器NCO(111)产生，复数混频器的输出为中心频率为f0的正交连续波标定信号；
步骤4：数据选择开关(112)置于S1产生完全相同的两路标定信号，数据选择开关(112)置于S2产生正交的两路标定信号，可依据具体情况选用；
步骤5：将所生成的连续波信号首先被滤波器(113,117)滤波后，再通过DAC(114,118)变换成模拟信号，该模拟信号被抗混叠滤波器(115,119)滤波，然后通过上变频器(41,42)变换到射频，注入到雷达接收前端，就可以用于检验和测试信号处理器的速度测量和解速度模糊能力。
有益效果
本发明提出的一种天气雷达标定方法和雷达标定信号的数字产生方法，它能够用于对目前天气雷达的大部分科学算法进行实时验证和在线评估，其中，该方法包括产生一系列雷达标准信号用于对天气雷达速度和谱宽估计方法进行标定，对一次以及多次回波去距离折叠算法进行在线测试和评估，对双极化天气雷达的同极化相关性RHOHV进行标定。该方法和装置还包括利用数字方式产生高斯白噪声、高斯功率谱噪声，相关噪声、连续波和多普勒信号以及发射脉冲数字延迟副本。使用该方法可以产生中频以及射频标定信号，所产生信号的幅度和相位可独立控制，经过延迟的发射脉冲副本可使信号延迟到分数阶精度。使用该方法产生的标定信号可以对发射功率波动、接收机噪声系数、接收机增益和动态范围、多次回波距离去折叠算法、速度解模糊算法、双极化雷达极化通道的幅相一致性、H/V极化相关性等关键参数进行内部标定。将该方法产生的中频标定信号通过微波上变频器变换到射频就可以实现从雷达前端的内部标定，完全替代传统的模拟标定单元，但比模拟标定单元所产生的信号具有更好地控制方式和更好的精度。
本发明解决了雷达标定信号的数字产生的技术问题和测试信号标准的产生问题。标定单元输出的信号功率大小可通过数字电路进行幅度控制和多普勒控制，实现天气雷达内部标定功能和在线测试功能。
附图说明
图1双极化天气雷达标定原理框图
图2单通道天气雷达标定原理框图
图3雷达标定单元原理框图
图4高斯白噪声产生原理框图
图5使用线性变换产生高斯分布的相关噪声原理框图
图6高斯功率谱噪声产生原理框图
图7发射脉冲数字延迟原理框图
具体实施方式
现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：
本发明的主要改进是使用分数阶延迟线，产生任意时间延迟信号。在本发明所提供的方法中，不仅可以产生独立的两路噪声信号，还可以产生相关噪声，用于对H、V两通道的幅度相位一致性进行标定。本发明公开的噪声信号产生由伪随机数产生，它通过对[0,1]均匀随机数进行Box Muller变换产生高斯分布的随机噪声，再通过线性变换产生具有给定相关系数的两路相关噪声，利用噪声的相关性对极化相关系数RHOHV进行标定。
本发明方法可以用于评估脉冲压缩滤波器的栅栏损失，也称为Sample Phase，它是指下面这种情况：在数字脉冲压缩系统中，发射信号以及基于发射信号序列产生的压缩滤波器都是用数字复序列表示的。在产生这些数字复序列时，假定信号的起始时刻开始于一个数字采样时刻，因此产生的压缩滤波器也是起始于某个数字采样时刻，所得到的滤波器的性能自然也是最好的。这样的滤波器暗含了这样的假定，即接收信号总是严格地起始于某个采样位置上。发射信号，以及基于发射序列所构成的压缩滤波器，以及接收信号都是基于这种假设。但实际上，回波信号可能出现在任何距离位置上，不一定总是出现在采样位置上。换句话说，接收的回波信号可能起始于两个采样点之间的某个位置上，因而存在一个分数阶延迟，这种分数阶延迟导致接收信号和压缩滤波器不同步，因此压缩滤波器的性能会受到某些影响。这种现象，在文献中被称为sample phase问题。因为存在分数阶延迟，压缩滤波器就不是最优的。
当存在分数阶延迟时，由于失配也会存在信噪比损失。当不存在分数阶延迟时，信噪比损失最小。当存在分数阶延迟时，信噪比损失随延迟的大小而发生变化，信噪比损失最大的情况发生在存在半个样本延迟时。这是因为距离离散化以后，压缩滤波器不一定每次都能采样到最大值，但最坏的情况发生在目标恰好出现在两个距离采样的中间位置处。这是采样系统中普遍存在的栅栏效应(Picket-fence)引起的损失。
为了检验和分析sample phase对脉冲压缩性能的影响，需要信号发生器能够产生任意延迟的回波脉冲。本发明使用固定延迟级联以及分数阶延迟可将发射脉冲延迟到任意距离，从而对压缩滤波器的栅栏效应进行评估。
本发明所述方法可以产生高斯分布白噪声、连续波信号和发射脉冲的数字延迟。所产生的信号幅度和相位可独立控制，可按要求对信号进行多普勒调制。将该方法产生的信号通过微波上变频器混频到射频，就可以替代传统的模拟标定单元，相比模拟标定单元，数字标定单元具有更多的功能和更多的可控参数。
本发明使用数字方式在中频频率上产生下列信号：
单通道高斯白噪声：使用[0,1]区间均匀分布伪随机数发生器产生高斯分布白噪声发生器，用于对接收机噪声系数、接收机增益和动态范围进行标定；
具有已知相关性的两路高斯相关噪声：产生两路相关的高斯分布噪声，对双极化天气雷达的H、V相关性进行标定；
高斯功率谱噪声：产生高斯频谱噪声，在数字域对高斯频谱噪声进行多普勒调制，对气象回波的速度和速度谱宽进行标定；
发射信号延迟副本，延迟时间可任意调整(延迟精度取决于计数器的位宽限制和采样时钟周期)：产生发射脉冲的数字延迟副本，在数字域对发射脉冲副本进行复数调制，产生相对于0距离单元的数字延迟，包括产生一次、二次和多次回波信号，对信号处理的距离去模糊算法进行测试评估；
频率可调整的连续波标定信号，用于检验和测试信号处理器的速度测量和解速度模糊能力。
以上这些标定信号可以在中频频率上直接产生，称为中频标定信号。这些中频标定信号可被注入到接收机中频前端。如果将它们上变频到射频，则可以直接注入到接收机射频前端，对除天线外的射频链路的稳定性进行测量和标定。
本发明涉及到的数字标定单元包含两路完全独立但相同的设计，可分别对任一路进行单独控制，也可以根据相关性要求产生具有满足给定相关系数的两个标定信号，对包括极化雷达在内H/V双极化通道进行标定，以及对干涉仪中的两个干涉支路进行标定。可以产生具有任意延迟时间发射信号延迟副本(延迟时间仅受计数器的位宽限制)；可以产生相互独立的双通道高斯白噪声，也可以产生满足给定的相关系数要求的两路高斯相关噪声；所产生的标准信号还包括频率可调整的连续波标定信号以及脉冲标定信号，用于对雷达多普勒测量性能进行标定。
图1所示是本发明的数字标定单元在双极化天气(单通道发射机和双通道接收机)中的具体应用。数字标定单元(100)通过完全相同的两路设计来产生两个通道的标定信号S1和S2，并能根据两个通道的相关性要求，产生具有任意相关系数的极化标定信号。在图1中，数字标定单元(100)替代了传统的模拟标定单元。传统的模拟标定单元仅能能够产生具有固定延迟时间(通常为5～10微秒)发射信号射频延迟副本、连续波标定信号以及噪声信号，而数字标定单元(100)除了能够产生传统的标定信号外，还能产生任意延迟时间的发射脉冲副本，以及多种噪声标定信号。数字标定单元(100)输出的中频标定信号通过中频耦合器(26，36)耦合到中频电路前端，实现标定信号的中频注入。中频标定信号经过上变频器(41，42)输出射频标定信号，通过射频耦合器(23，33)耦合到射频前端，实现射频信号注入。
图2所示是数字标定单元(100)在单通道天气雷达(单通道发射机和单通道接收机)中的应用框图，它是数字标定单元(100)在单通道雷达中的具体应用。
本发明不仅可以产生高斯分布的白噪声，还可以产生具有给定功率谱形状的高斯有色噪声。研究表明，气象回波信号的功率谱可以用一定宽度的高斯频谱来近似。让一个白噪声序列通过一个频谱响应为H(f)的FIR滤波器，则滤波器的输出功率谱与|H(f)|2成正比。通过控制FIR滤波器的系数，就可以产生给定谱宽的高斯谱噪声信号，该信号可以用来对速度和速度谱宽估计器的性能进行测试和评估。
本发明包括一个复数混频器(图3，110)和数字控制振荡器NCO(图3，111)，NCO的主要用途是用于产生复数混频器(110)的复数本振信号。复数混频器的两个输入端通过多路开关(106)选择所需要产生的标准信号。当需要产生连续波标定信号时，复数混频器的两个输入端被置为恒定的电平“1”，连续波标定信号用于对接收通道的增益和动态范围进行测试和标定。
本发明还包括一个数字射频延迟线(12,107,130,131,108,109)。该数字射频延迟线包含射频耦合器(10)，Burst混频器(12)，ADC(107)，数字延迟滤波器(108,109)，DAC以及上变频器。一个射频耦合器(10)从发射机输出端耦合一小部分能量进入Burst混频器(121)，Burst混频器(121)将发射射频脉冲向下变频到中频，形成发射中频脉冲。高速ADC(107)对发射中频脉冲采样后，发射中频样本进入数字延迟滤波器(108,109)。数字延迟滤波器(108,109)由一个整数延迟滤波器(108)和一个分数阶滤波器(109)组成。整数延迟滤波器可以是一个计数器或者是FIFO缓冲器，计数器用于对发射中频样本进行整数延迟，延迟时间为MTc，其中M是计数器的计数值，Tc是时钟周期。分数阶滤波器(109)对发射中频样本实现小于Tc的分数阶延迟，总的延迟时间为(M+α)Tc，其中0<α<1是分数延迟线的延迟量。通过调整M和α的值，可以实现任意时间延迟。
经过延迟的数字信号f1和f2由后续电路变换成模拟信号，经过模拟滤波器(115,119)和放大后驱动上变频器(41,42)，形成发射脉冲的射频延迟副本。
本发明所述方法中产生的中频输出信号的幅度可连续调整。幅度控制通过两个环节实现，一个环节是对DAC(114,118)的幅度控制，对于16-bit的DAC它可提供约84dB(14比特有效位数)的动态范围控制。另一个环节是在模拟支路中使用30dB和60dB固定衰减器。二级幅度控制可使信号的动态范围达到140dB。
由于DAC的输出是一个阶梯电压，输出节拍与DAC采样率同步，因此，DAC的输出幅度受到频率调制，不同频率的信号分量具有不同的幅度大小，其信号幅度随频率受到sinc函数调制。为了使得输出信号具有平坦的频率响应，在DAC之前，需要对信号幅度进行逆sinc滤波，逆sinc滤波器(113，117)是一个FIR滤波器，滤波器的系数可以事先计算好并存储在RAM中。DAC输出的阶梯信号需要通过抗混叠滤波器(115,119)滤波以消除高频谐波分量。经过抗混叠滤波器(115,119)平滑后，可以直接以中频信号输出S1和S2，或者再通过一个上变频器(41,42)直接变换到射频。射频信号可以直接从接收机前端注入，以便对整个接收通道的特性进行标定。
本发明所产生的中频标定信号可通过中频耦合器从雷达系统的中频前端注入到系统，对除了射频以外的中频电路进行测试和评估。中频标定信号通过上变频器变换到射频后，可形成射频标定信号。
数字标定单元的作用是产生标准信号用于对雷达系统内部电路的稳定性和一致性、接收支路和信号处理功能进行机内标定和功能测试，这些标准信号称为标定信号。数字标定单元将用于替代模拟标定单元，以及在未来的雷达设计中用于机内测试(BITE)装置的信号发生器。数字标定单元所需要产生的信号包括：
·单通道高斯白噪声，用于接收机噪声系数标定；
·双通道高斯相关噪声；用于对相关运算单元进行标定，比如双极化雷达中的H、V同相关系数RHOHV，以及干涉仪中的可见度函数进行标定；
·指定距离单元内的高斯功率谱噪声。高斯功率谱噪声按脉冲重复频率(PRF)采样，用于检验信号处理器的速度和谱宽测量能力；
·发射信号的数字延迟副本。将发射信号采样下变频后，对发射采样信号进行数字延迟，然后再经DAC变换为模拟量，该模拟量被滤波后经上变频器形成延迟了的发射信号的射频延迟副本，用于测试雷达系统对地物的改善因子；
·附加多普勒频移的连续波信号，用于检验和测试信号处理器的速度测量和解速度模糊能力。
数字标定单元是指上述信号的产生以数字方式实现，它由以下几个部分组成：
高斯白噪声产生
图4所示为产生高斯白噪声信号的原理框图，包括：一个[0,1]均匀分布伪随机序列发生器(101)、一个数据选择开关(102)将伪随机序列按照序号分成两个独立噪声源，一个Box Muller变换器(103)将[0,1]均匀分布随机数变换成均值为0，方差为1的归一化高斯分布白噪声。具体而言，产生高斯白噪声信号涉及到以下步骤：
步骤1：首先使用伪随机数发生器(101)产生[0,1]区间均匀随机数，随机数产生的节拍是DAC输出节拍的两倍，采样频率为2Fs；
步骤2：将[0,1]区间均匀随机数序列通过一个数据选择开关(102)进行选择，数据选择开关(102)以2Fs的频率将输入序列x分为x1和x2两个序列。相对于数据选择开关(102)而言，序列x1和x2的采样率减小到Fs；
步骤3：通过Box Muller变换器(103)将x1和x2序列变换成数字基带序列y1和y2：
步骤4：用y1和y2的输出驱动复数混频器(110)，复数混频器(110)的本振频率由数字控制振荡器NCO(111)产生，复数混频器的输出为中心频率为f0的正交窄带高斯白噪声。
步骤5：数据选择开关(112)置于S1产生完全相同的两路标定信号，数据选择开关(112)置于S2产生正交的两路标定信号，可依据具体情况选用；
步骤6：将所生成的高斯白噪声序列首先被滤波器(113,117)滤波后，再通过DAC(114,118)变换成模拟信号，该模拟信号被抗混叠滤波器(115,119)滤波，然后通过上变频器(41,42)变换到射频，注入到雷达接收前端，就可以对整个接收通道的特性进行标定，或应用于其它用途。
双通道高斯相关噪声产生
图5所示为产生高斯相关噪声的原理框图。首先通过上述步骤产生两个独立的高斯分布序列y1和y2，然后通过线性变换(104)产生相关系数为ρ的相关噪声序列。利用相关噪声序列可以实现极化雷达中的同极化相关系数的标定，以及干涉仪中相关器的标定。高斯相关噪声是对前述的高斯白噪声进行的一种线性变换，具体而言，涉及到以下步骤：
步骤1：使用伪随机数发生器(101)产生[0,1]区间均匀分布随机数序列x；
步骤2：将[0,1]区间均匀随机数通过选择开关(1020分为x1和x2两组，Box Muller变换(103)产生两个独立的高斯分布随机数序列y1和y2
步骤3：再通过线性变换(104)产生相关系数为ρ的相关噪声z1和z2，线性变换方
法如下：
其中ρ是所要求的相关系数。
步骤4：多路开关(106)被置于z1，z2位置；
步骤5：用z1和z2的输出驱动复数混频器(110)，复数混频器(110)的本振频率由数字控制振荡器NCO(111)产生，复数混频器的输出为中心频率为f0的正交高斯相关噪声。
步骤6：数据选择开关(112)置于S1产生完全相同的两路标定信号，数据选择开关(112)置于S2产生正交的两路标定信号，可依据具体情况选用；
步骤7：将所生成的高斯相关噪声序列首先被滤波器(113,117)滤波后，再通过DAC(114,118)变换成模拟信号，该模拟信号被抗混叠滤波器(115,119)滤波，然后通过上变频器(41,42)变换到射频，注入到雷达接收前端，就可以实现水平/垂直同极化相关系数(RHOHV)的标定或实现其它用途。
高斯功率谱噪声产生
气象回波信号的功率谱特征可以使用一个高斯函数来近似。天气雷达中所使用的谱宽估计器假定气象目标的谱宽分布服从高斯功率谱特征。本发明使用图6所示的高斯滤波器(105)对一个白噪声序列进行滤波来产生高斯频谱信号。假设滤波器的频率响应为H(f），当输入为功率谱密度为N0的白噪声时，则滤波器的输出功率谱为
G(f)＝N0|H(f)|2 (4)
若要求的输出功率谱密度G(f）的形状为高斯形状，则滤波器脉冲响应为
其中
式5是一个无限长脉冲响应序列，对式5的脉冲响应进行截断，取h(t)的时间长度为
T＝8σt (7)
就可以产生有限长度的脉冲响应滤波器。
参考图6和图3，获得高斯功率谱噪声的步骤如下：
步骤1：使用伪随机数发生器(101)产生[0,1]区间均匀分布随机数序列x；
步骤2：将[0,1]区间均匀随机数通过选择开关(102)分为x1和x2两组，由式2的线性变换产生两个独立的高斯分布随机数序列y1和y2
步骤3：给定高斯功率谱宽度σf；
步骤4：由式6计算滤波器脉冲响应的时间宽度σt；
步骤5：由式7计算滤波器脉冲响应序列的长度T；
步骤6：根据选定的长度T，由式5得到高斯滤波器系数；
步骤7：使用图4所述的高斯白噪声发生器(101,102,103)产生高斯白噪声序列y1和y2作为高斯滤波器(105)的输入，则在滤波器输出端得到高斯功率谱噪声序列：
步骤8：多路开关(106)被置于g1，g2位置；
步骤9：用g1和g2的输出驱动复数混频器(110)，复数混频器(110)的本振频率由数字控制振荡器NCO(111)产生，复数混频器的输出为中心频率为f0的正交高斯功率谱噪声。
步骤10：数据选择开关(112)置于S1产生完全相同的两路标定信号，数据选择开关(112)置于S2产生正交的两路标定信号，可依据具体情况选用；
步骤11：将所生成的高斯功率谱噪声序列首先被滤波器(113,117)滤波后，再通过DAC(114,118)变换成模拟信号，该模拟信号被抗混叠滤波器(115,119)滤波，然后通过上变频器(41,42)变换到射频，注入到雷达接收前端，就可用于检验信号处理器的速度和谱宽测量能力，或应用于其它用途。
尽管在雷达的实际应用中，回波谱宽估计是以脉冲重复频率(PRF)为间隔进行的采样，但在信号产生时以距离单元大小为间隔，这意味着上述方法可以在任意距离单元产生指定速度谱宽的高斯功率谱噪声，并且在所以距离单元上产生的信号谱宽都相同。
发射脉冲射频延迟信号产生
本发明所述的发射脉冲延迟信号可对发射射频脉冲信号进行数字延迟，该数字延迟信号可使用任何的数字逻辑电路，包括CPLD门阵列、FPGA可编程门阵列等器件或者类似的数字逻辑电路实现。参考图7，在进行数字延迟之前，需要从发射机(11)的输出端耦合一小部分能量进入到burst混频器(12)中，burst混频器(12)包括下变频器(121)和一个中频滤波器(122)。该burst混频器(12)将发射射频脉冲下变频到中频，并被抗混叠滤波器(122)滤波，最后使用高速ADC(107)对发射中频脉冲进行采样。
Burst信号经高速ADC(107)采样后形成序列，高速ADC(107)的采样受门控脉冲控制，门控脉冲在发射脉冲上升沿启动采样工作，在发射脉冲下降沿停止采样工作。ADC的输出序列可以选择性地由数字复数混频器(130)进行相位调制，其目的是在Burst信号中附加一定的多普勒调制。数字延迟信号由整数延迟滤波器(108)和分数阶延迟滤波器(109)组成。整数延迟滤波器可以使用一个由时钟驱动的计数器实现。假设计数器的驱动时钟的周期为Tc，计数值为M，则产生的总的整数延迟为MTc。将发射中频样本存放在FIFO中，FIFO的读出时序受延迟时间M控制，分数阶滤波器(109)产生分数阶延迟αTc，总延迟时间为(M+α)Tc，其中0<α<1是分数阶延迟量，Tc为时钟周期。Burst延迟信号输出幅度数字可控。
通过调整M和α的大小，可以将发射脉冲延迟到任意的距离，从而产生一次回波、二次回波以及更高次回波，将经过延迟的发射脉冲副本注入到系统中，可以检验雷达系统整机对地物杂波的改善因子，也可以检验气象处理算法距离去折叠的有效性。
参考图3，产生发射脉冲副本的步骤如下：
步骤1：从发射机输出端(11)耦合一小部分能量进入Burst混频器(12)；
步骤2：Burst混频器(12)将发射射频脉冲下变频到中频；
步骤3：使用高速ADC(107)对发射中频脉冲进行采样，生成中频样本信号，使用数字复数混频器(130)将发射中频样本信号下变频到基带样本信号，并通过NCO(131)施加一定的多普勒频移，可以实现对发射脉冲副本的相位调制和多普勒频率调整，得到发射样本信号；
步骤4：使用整数延迟滤波器(108)和分数阶延迟滤波器(109)对发射样本信号进行延迟，延迟后的信号为f1和f2；
步骤5：多路开关(106)被置于f1，f2位置；
步骤6：用f1和f2的输出驱动复数混频器(110)，复数混频器(110)的本振频率由数字控制振荡器NCO(111)产生，复数混频器的输出为中心频率为f0的正交发射脉冲延迟信号；
步骤7：数据选择开关(112)置于S1产生完全相同的两路标定信号，数据选择开关(112)置于S2产生正交的两路标定信号，可依据具体情况选用；
步骤8：将所生成的发射脉冲延迟信号首先被滤波器(113,117)滤波后，再通过DAC(114,118)变换成模拟信号，该模拟信号被抗混叠滤波器(115,119)滤波，然后通过上变频器(41,42)变换到射频，注入到雷达接收前端，就可以用于测试雷达系统对地物的改善因子，或应用于其它用途。
连续波标定信号产生
本发明所述方法还包括一个连续波正弦信号，用于对系统参数进行标定，它由数字控制振荡器NCO(111)和数字上变频器(110)产生，该NCO与雷达的参考时钟同步，以实现系统相位相参。将复数混频器(110)的两个输入端置为逻辑电平“1”，就可以产生连续波标定信号。改变NCO的振荡频率，可以改变附加的多普勒频率大小。
连续波标定信号是满量程连续波信号，同时可按参数设置产生给定的多普勒频移，标定信号中频频率直接由NCO产生，中心频率f0的范围可编程。
参考图3，产生发射脉冲副本的步骤如下：
步骤1：h1和h2为两路逻辑电平为“1”的信号；
步骤2：多路开关(106)被置于h1，h2位置；
步骤3：用h1和h2的输出驱动复数混频器(110)，复数混频器(110)的本振频率由数字控制振荡器NCO(111)产生，复数混频器的输出为中心频率为f0的正交连续波标定信号；
步骤4：数据选择开关(112)置于S1产生完全相同的两路标定信号，数据选择开关(112)置于S2产生正交的两路标定信号，可依据具体情况选用；
步骤5：将所生成的连续波信号首先被滤波器(113,117)滤波后，再通过DAC(114,118)变换成模拟信号，该模拟信号被抗混叠滤波器(115,119)滤波，然后通过上变频器(41,42)变换到射频，注入到雷达接收前端，就可以用于检验和测试信号处理器的速度测量和解速度模糊能力，或应用于其它用途。
逆sinc滤波和幅度控制
本发明所产生的任何一种信号都可以通过幅度控制单元控制输出功率的大小。幅度控制通过两个环节实现，一个环节是通过DAC(114,118)的幅度控制，对于16-bit的DAC它可提供约84dB(14比特有效位数)的动态范围控制。另一个环节是在模拟之路中使用30dB和60dB固定衰减器，二级幅度控制可使信号的动态范围达到140dB。
本发明所述的标定信号输出通过一个多功能选择开关(112)，选择生成两路完全相同的标定信号(选择开关置于S1)或两路正交的标定信号(选择开关置于S2)。被选择的标定信号先经过一个逆sinc滤波器(113,117)，再送往DAC(114,118)。由于DAC的输出是一个阶梯电压，输出节拍与DAC采样率同步，因此，DAC的输出幅度受到频率调制，不同频率的信号分量具有不同的幅度大小，其信号幅度随频率受到sinc函数调制，这意味着高频分量被sinc函数所衰减。为了使得输出信号具有平坦的频率响应，在信号被送往DAC之前需要先经过一个逆sinc滤波器(113,117)。
由于DAC的输出经过采样保持后形成阶梯电压，该阶梯信号需要通过抗混叠滤波器(115,119)滤波以消除高频谐波分量。经过抗混叠滤波器平滑后的输出波形可以直接以中频信号输出，或者再通过一个上变频器(41,42)直接变换到射频RF。依据标定信号的不同，生成的射频信号应用于不同场合。
本发明的标定信号可用于多个应用场合，包括但不限于气象雷达标定，SAR成像雷达标定，以及各种形式的干涉仪标定。将本发明的标定单元与任意极化发生器级联，便可将其用于极化测量雷达进行标定。
Claims (1)
1.一种天气雷达数字标定单元实现方法，其特征在于通过选择多路开关(106)，使其分别连接高斯白噪声信号、高斯相关噪声信号、高斯功率谱噪声信号、发射脉冲射频延迟线和连续波标定信号，来进行相应的标定；
所述的高斯白噪声信号标定步骤如下：
步骤1：首先使用伪随机数发生器(101)产生[0,1]区间均匀随机数，随机数产生的节拍是DAC输出节拍的两倍，采样频率为2Fs；
步骤2：将[0,1]区间均匀随机数序列通过一个数据选择开关(102)进行选择，数据选择开关(102)以2Fs的频率将输入序列x分为x1和x2两个序列；
步骤3：通过Box Muller变换器(103)将x1和x2序列变换成数字基带序列y1和y2：
步骤4：多路开关(106)被置于y1，y2位置；
步骤5：用y1和y2的输出驱动复数混频器(110)，复数混频器(110)的本振频率由数字控制振荡器NCO(111)产生，复数混频器的输出为中心频率为f0的正交窄带高斯白噪声；
步骤6：数据选择开关(112)置于S1产生完全相同的两路标定信号，数据选择开关(112)置于S2产生正交的两路标定信号，可依据具体情况选用；
步骤7：将所生成的高斯白噪声序列首先被滤波器(113,117)滤波后，再通过DAC(114,118)变换成模拟信号，该模拟信号被抗混叠滤波器(115,119)滤波，然后通过上变频器(41,42)变换到射频，注入到雷达接收前端，就可以对整个接收通道的特性进行标定；
所述的高斯相关噪声信号标定步骤如下：
步骤1：使用伪随机数发生器(101)产生[0,1]区间均匀分布随机数序列x；
步骤2：将[0,1]区间均匀随机数通过选择开关(102)分为x1和x2两组，Box Muller变换(103)产生两个独立的高斯分布随机数序列y1和y2：
步骤3：再通过线性变换(104)产生相关系数为ρ的相关噪声z1和z2，线性变换方法如下：
z1＝y1
其中ρ是所要求的相关系数；
步骤4：多路开关(106)被置于z1，z2位置；
步骤5：用z1和z2的输出驱动复数混频器(110)，复数混频器(110)的本振频率由数字控制振荡器NCO(111)产生，复数混频器的输出为中心频率为f0的正交高斯相关噪声；
步骤6：数据选择开关(112)置于S1产生完全相同的两路标定信号，数据选择开关(112)置于S2产生正交的两路标定信号，可依据具体情况选用；
步骤7：将所生成的高斯相关噪声序列首先被滤波器(113,117)滤波后，再通过DAC(114,118)变换成模拟信号，该模拟信号被抗混叠滤波器(115,119)滤波，然后通过上变频器(41,42)变换到射频，注入到雷达接收前端，就可以实现水平/垂直同极化相关系数(RHOHV)的标定；
所述的高斯功率谱噪声信号标定步骤如下：
步骤1：使用伪随机数发生器(101)产生[0,1]区间均匀分布随机数序列x；
步骤2：将[0,1]区间均匀随机数通过选择开关(102)分为x1和x2两组，Box Muller变换(103)产生两个独立的高斯分布随机数序列y1和y2：
步骤3：将产生的高斯白噪声序列y1和y2作为高斯滤波器(105)的输入，则在滤波器输出端得到高斯功率谱噪声序列：
步骤4：多路开关(106)被置于g1，g2位置；
步骤5：用g1和g2的输出驱动复数混频器(110)，复数混频器(110)的本振频率由数字控制振荡器NCO(111)产生，复数混频器的输出为中心频率为f0的正交高斯功率谱噪声；
步骤6：数据选择开关(112)置于S1产生完全相同的两路标定信号，数据选择开关(112)置于S2产生正交的两路标定信号，可依据具体情况选用；
步骤7：将所生成的高斯功率谱噪声序列首先被滤波器(113,117)滤波后，再通过DAC(114,118)变换成模拟信号，该模拟信号被抗混叠滤波器(115,119)滤波，然后通过上变频器(41,42)变换到射频，注入到雷达接收前端，就可用于检验信号处理器的速度和谱宽测量能力；
所述的发射脉冲射频延迟线标定步骤如下：
步骤1：从发射机输出端(11)耦合能量进入Burst混频器(12)；
步骤2：Burst混频器(12)将发射射频脉冲下变频到中频；
步骤3：使用高速ADC(107)对发射中频脉冲进行采样，生成中频样本信号，使用数字复数混频器(130)将发射中频样本信号下变频到基带样本信号，并通过NCO(131)施加一定的多普勒频移，可以实现对发射脉冲副本的相位调制和多普勒频率调整，得到发射样本信号；
步骤4：使用整数延迟滤波器(108)和分数阶延迟滤波器(109)对发射样本信号进行延迟，延迟后的信号为f1和f2；
步骤5：多路开关(106)被置于f1，f2位置；
步骤6：用f1和f2的输出驱动复数混频器(110)，复数混频器(110)的本振频率由数字控制振荡器NCO(111)产生，复数混频器的输出为中心频率为f0的正交发射脉冲延迟信号；
步骤7：数据选择开关(112)置于S1产生完全相同的两路标定信号，数据选择开关(112)置于S2产生正交的两路标定信号，可依据具体情况选用；
步骤8：将所生成的发射脉冲延迟线首先被滤波器(113,117)滤波后，再通过DAC(114,118)变换成模拟信号，该模拟信号被抗混叠滤波器(115,119)滤波，然后通过上变频器(41,42)变换到射频，注入到雷达接收前端，就可以用于测试雷达系统对地物的改善因子；
所述的连续波标定信号标定步骤如下：
步骤1：h1和h2为两路逻辑电平为“1”的信号；
步骤2：多路开关(106)被置于h1，h2位置；
步骤3：用h1和h2的输出驱动复数混频器(110)，复数混频器(110)的本振频率由数字控制振荡器NCO(111)产生，复数混频器的输出为中心频率为f0的正交连续波标定信号；
步骤4：数据选择开关(112)置于S1产生完全相同的两路标定信号，数据选择开关(112)置于S2产生正交的两路标定信号，可依据具体情况选用；
步骤5：将所生成的连续波信号首先被滤波器(113,117)滤波后，再通过DAC(114,118)变换成模拟信号，该模拟信号被抗混叠滤波器(115,119)滤波，然后通过上变频器(41,42)变换到射频，注入到雷达接收前端，就可以用于检验和测试信号处理器的速度测量和解速度模糊能力。
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|---|---|---|---|
| CN201911277779.0A CN110850380B (zh) | 2019-12-12 | 2019-12-12 | 一种天气雷达数字标定单元实现方法 |
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Publications (2)
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