ES2688195T3 - Sistema de detección de fallos por ultrasonidos usando un sistema de conversión de analógico a digital de rango dinámico elevado - Google Patents
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 title description 15
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title description 6
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 42
- 238000007689 inspection Methods 0.000 claims abstract description 29
- 238000002604 ultrasonography Methods 0.000 claims abstract description 23
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 claims abstract description 20
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 19
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims abstract description 11
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims abstract description 11
- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims abstract description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 55
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 23
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 16
- 230000001934 delay Effects 0.000 claims description 10
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 9
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 claims description 8
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 5
- 230000004913 activation Effects 0.000 claims description 4
- 238000009966 trimming Methods 0.000 claims description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 2
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 52
- 239000000523 sample Substances 0.000 description 51
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 239000000463 material Substances 0.000 description 13
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 11
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 11
- 230000008859 change Effects 0.000 description 10
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 7
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 6
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 6
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 6
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 5
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 238000007667 floating Methods 0.000 description 3
- 230000026683 transduction Effects 0.000 description 3
- 238000010361 transduction Methods 0.000 description 3
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 3
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 3
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 2
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 2
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 2
- 230000007797 corrosion Effects 0.000 description 2
- 238000005260 corrosion Methods 0.000 description 2
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 229920005994 diacetyl cellulose Polymers 0.000 description 2
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 2
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 2
- 238000012805 post-processing Methods 0.000 description 2
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 2
- 239000000047 product Substances 0.000 description 2
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 2
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 2
- 230000007847 structural defect Effects 0.000 description 2
- 229910000831 Steel Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 239000006227 byproduct Substances 0.000 description 1
- 230000005465 channeling Effects 0.000 description 1
- 230000002860 competitive effect Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000003750 conditioning effect Effects 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 239000000356 contaminant Substances 0.000 description 1
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 1
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 1
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
- 239000010453 quartz Substances 0.000 description 1
- 230000008439 repair process Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N silicon dioxide Inorganic materials O=[Si]=O VYPSYNLAJGMNEJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000004513 sizing Methods 0.000 description 1
- 239000010959 steel Substances 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
- G01N29/00—Investigating or analysing materials by the use of ultrasonic, sonic or infrasonic waves; Visualisation of the interior of objects by transmitting ultrasonic or sonic waves through the object
- G01N29/44—Processing the detected response signal, e.g. electronic circuits specially adapted therefor
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
- G01N29/00—Investigating or analysing materials by the use of ultrasonic, sonic or infrasonic waves; Visualisation of the interior of objects by transmitting ultrasonic or sonic waves through the object
- G01N29/04—Analysing solids
- G01N29/043—Analysing solids in the interior, e.g. by shear waves
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
- G01N29/00—Investigating or analysing materials by the use of ultrasonic, sonic or infrasonic waves; Visualisation of the interior of objects by transmitting ultrasonic or sonic waves through the object
- G01N29/22—Details, e.g. general constructional or apparatus details
- G01N29/26—Arrangements for orientation or scanning by relative movement of the head and the sensor
- G01N29/262—Arrangements for orientation or scanning by relative movement of the head and the sensor by electronic orientation or focusing, e.g. with phased arrays
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
- G01N29/00—Investigating or analysing materials by the use of ultrasonic, sonic or infrasonic waves; Visualisation of the interior of objects by transmitting ultrasonic or sonic waves through the object
- G01N29/36—Detecting the response signal, e.g. electronic circuits specially adapted therefor
- G01N29/42—Detecting the response signal, e.g. electronic circuits specially adapted therefor by frequency filtering or by tuning to resonant frequency
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
- G01N29/00—Investigating or analysing materials by the use of ultrasonic, sonic or infrasonic waves; Visualisation of the interior of objects by transmitting ultrasonic or sonic waves through the object
- G01N29/44—Processing the detected response signal, e.g. electronic circuits specially adapted therefor
- G01N29/4463—Signal correction, e.g. distance amplitude correction [DAC], distance gain size [DGS], noise filtering
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/18—Automatic control for modifying the range of signals the converter can handle, e.g. gain ranging
- H03M1/188—Multi-path, i.e. having a separate analogue/digital converter for each possible range
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
- G01N2291/00—Indexing codes associated with group G01N29/00
- G01N2291/04—Wave modes and trajectories
- G01N2291/044—Internal reflections (echoes), e.g. on walls or defects
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01N—INVESTIGATING OR ANALYSING MATERIALS BY DETERMINING THEIR CHEMICAL OR PHYSICAL PROPERTIES
- G01N2291/00—Indexing codes associated with group G01N29/00
- G01N2291/10—Number of transducers
- G01N2291/102—Number of transducers one emitter, one receiver
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Analytical Chemistry (AREA)
- General Health & Medical Sciences (AREA)
- Health & Medical Sciences (AREA)
- Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
- Chemical & Material Sciences (AREA)
- Pathology (AREA)
- Biochemistry (AREA)
- Immunology (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
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Abstract
Un sistema de inspección de objetos, que comprende: una sección de transmisión y de recepción para generar una señal de prueba y para recibir una señal de eco sensible (13a); un transductor (12) que está configurado para convertir la señal de prueba en una señal de ultrasonidos, para aplicar la señal de ultrasonidos a un objeto objetivo que se va a someter a prueba, para recibir una señal de eco de ultrasonidos y para producir la señal de eco para la sección de transmisión y de recepción; un circuito de procesamiento de señales que está acoplado con la sección de transmisión y de recepción para recibir y procesar la señal de eco, incluyendo el circuito de procesamiento de señales al menos dos canales de procesamiento de señales (19a, 19b), ajustando a escala cada canal la señal de eco a un grado diferente, y teniendo cada canal un primer y un segundo convertidor de analógico a digital (132, 134) respectivo; y un circuito de selección (135) que está configurado para seleccionar aquella salida de aquel convertidor de analógico a digital que proporciona la amplificación más grande de la señal de eco sin que se haya desbordado, y estando acoplado un primero de dichos canales de procesamiento de señales (19a) directamente con la señal de eco (13a), caracterizado porque el primero de dichos canales de procesamiento de señales (19a) comprende un preamplificador (110) respectivo y un circuito de fijación (111a) respectivo para evitar que dicho preamplificador pase a estar saturado, y un segundo de dichos canales de procesamiento de señales (19b) está acoplado directamente con la señal de eco y comprende un preamplificador (112) respectivo y un circuito de fijación (111b) respectivo para evitar la saturación del preamplificador del segundo de dichos canales de procesamiento de señales, estando configurado el circuito de fijación del segundo canal de procesamiento de señales para mantener una impedancia de entrada constante en la señal de eco, al menos hasta un nivel de señal de dicha señal de eco que es igual a un intervalo de entrada máximo al preamplificador del primero de dichos canales de procesamiento de señales.
Description
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DESCRIPCION
Sistema de detección de fallos por ultrasonidos usando un sistema de conversión de analógico a digital de rango dinámico elevado
Antecedentes de la invención
La presente invención se refiere, en general, a los sistemas de inspección por ultrasonidos que se utilizan para detectar defectos estructurales internos, por ejemplo, grietas, discontinuidades, corrosión o variaciones de espesor dentro de un objeto o un material, por ejemplo, en estructures fundamentales tales como alas de línea aérea. Esto se hace mediante la transmisión de pulsos de ultrasonidos a un objeto objetivo y el análisis de las señales de eco que se detectan a partir del objeto objetivo. Más concretamente, la presente invención se refiere a un sistema y procedimiento de conversión de analógico a digital de rango dinámico alto que se puede usar en tales sistemas de inspección por ultrasonidos, en particular con los que el objeto se explora con una sonda o transductor de ultrasonidos. La presente invención también se refiere a los sistemas de inspección por corrientes de Foucault que se utilizan para detectar defectos estructurales internos.
La técnica anterior de los detectores de fallos por ultrasonidos se ilustra por medio de productos tales como el producto Epoch 4 Plus del cesionario de la presente invención. Se conocen productos de la competencia comercializados por General Electric como los sistemas de detección de fallos USM 35X, USN 58L y USN 60. En general, los detectores de fallos por ultrasonidos de la técnica anterior utilizan unos extremos de entrada analógicos sumamente complejas que contienen muchas partes que plantean problemas especialmente difíciles en términos de la calibración, la fiabilidad, el tiempo de ajuste, la consistencia de los resultados y optimización para unos usos y ajustes específicos.
Los detectores de fallos por ultrasonidos típicos de la técnica anterior incluyen un transductor que se coloca contra el objeto que se va a someter a prueba y que funciona en conjunción con numerosos circuitos analógicos tales como preamplificadores, atenuadores y calibradores de ganancia, amplificadores de ganancia variable y filtros analógicos de paso alto y de paso bajo que funcionan a lo largo de muchas bandas de frecuencia diferentes y que precisan una calibración y un mantenimiento cuidadosos.
Como resultado, los presentes detectores de defectos presentan una serie de problemas a los diseñadores y usuarios de tal equipo, que afectan a la solución de anomalías y reparación en los mismos debido a su la complejidad. Estos problemas incluyen cuestiones tales como la adaptación de las impedancias de entrada que son vistas por el transductor que cambia con amplificadores de ganancia diferentes que se conmutan dentro y fuera de la trayectoria de señal. Esto afecta adversamente a la respuesta en frecuencia e introduce diversas no linealidades de ganancia. Esto plantea cuestiones de calibración, debido a que los circuitos analógicos se conmutan dentro y fuera de la trayectoria de señal.
Otro problema con los detectores de defectos existentes se puede atribuir a su comportamiento de atenuación de pared posterior que afecta a la capacidad de detectar defectos que se ubican muy cerca de la pared posterior del objeto que se está sometiendo a prueba. Este problema plantea problemas particulares con la función de ganancia variada en el tiempo que tiene un intervalo de ganancia y una tasa de cambio de ganancia limitados en los dispositivos de la técnica anterior.
Otro inconveniente de la técnica anterior resulta de la forma en la que se acoplan los circuitos analógicos, lo que da como resultado que cada amplificador operacional en la trayectoria de señal tenga unos errores de desplazamiento de CC diferentes que se han de anular con el fin de mantener la señal de entrada en el punto medio del convertidor de analógico a digital que se está utilizando, con el fin de permitir que se utilice la escala de amplitud completa máxima de tal convertidor. Además, los errores de desplazamiento de CC pueden dar lugar a que la forma de onda que se presenta en el sistema de representación no esté centrada en sentido vertical sobre la porción de forma de onda de la pantalla, dando lugar de ese modo a una anomalía poco deseable en la forma de onda que el operador analiza para determinar los resultados de su inspección. Por lo tanto, los procesos de anulación de errores en la técnica anterior son poco fiables, en particular con una ganancia alta, debido a las faltas de precisión de las mediciones de línea de base de CC que son causadas por el ruido.
La puesta en práctica sumamente analógica de los extremos de entrada de los detectores de defectos existentes plantea cuestiones adicionales debido a la necesidad de utilizar la totalidad del rango dinámico del instrumento que se va a utilizar, lo que crea diversas cuestiones de calibración de linealidad de ganancia.
Un aparato de inspección por ultrasonidos de la técnica anterior se describe en la patente de EE. UU. con n.° 5.671.154, que proporciona información de antecedentes para el aparato y procedimiento de la presente invención. Un convertidor A/D para un dispositivo de diagnóstico por ultrasonidos, el cual se evita que se sature, se divulga por medio del documento JP H02 246943. Además, se divulgan circuitos de conversión A/D para una señal de onda de ultrasonidos, que están conectados en paralelo uno a otro y cada uno con unas ganancias diferentes por medio del documento JP H02 245921.
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Sumario de la invención
En general, un objeto de la presente invención es la provisión de un aparato y procedimiento para la inspección por ultrasonidos de objetos que evitan o alivian los inconvenientes que se han mencionado en lo que antecede de la técnica anterior.
Un objeto adicional de la invención es la provisión de un aparato y procedimiento de inspección por ultrasonidos que se pone en práctica en un conjunto de circuitos más simple.
Un objeto adicional de la presente invención es la provisión de un aparato y procedimiento de inspección por ultrasonidos que requiere un proceso más corto y más simple de calibración y ajuste antes del uso.
Aún otro objeto de la invención es la provisión de un aparato y procedimiento de inspección por ultrasonidos que proporciona un aparato y procedimiento de inspección electrónica que proporciona unos resultados de inspección más precisos y más fácilmente legibles y consistentes.
Los objetos anteriores, y otros, de la invención, se logran por medio de un procedimiento y aparato que amplían el rango dinámico del circuito de convertidor A / D y eliminan la necesidad de un circuito de amplificador de ganancia variable (VGA, Variable Gain Amplifier) y sus limitaciones de rendimiento y complejidad asociadas. Por lo tanto, la presente invención proporciona un sistema y procedimiento de inspección por ultrasonidos de acuerdo con las reivindicaciones 1 y 14, de forma respectiva.
Otras características y ventajas de la presente invención serán evidentes a partir de la siguiente descripción de la invención que se refiere a los dibujos adjuntos.
Breve descripción de los dibujos
La figura 1 es un diagrama de bloques de una disposición básica de un aparato de inspección por ultrasonidos.
La figura 2 es un diagrama de forma de onda básico para el dispositivo de la figura 1.
La figura 3 es un diagrama de forma de onda que ilustra la característica de flanco de salida de un pulso de ultrasonidos.
La figura 4 es un diagrama de bloques que proporciona una comparación en paralelo de un sistema de reproducción de forma de onda con las ubicaciones de fallos en un objeto objetivo.
La figura 5 es una continuación de la figura 4.
La figura 6 ilustra un diagrama de bloques de circuito de una puesta en práctica de la técnica anterior de un aparato de inspección por ultrasonidos.
La figura 7 es un diagrama de circuitos de una puesta en práctica sumamente digital de un aparato de inspección por ultrasonidos de acuerdo con la presente invención.
Las figuras 8a y 8b son unos diagramas de bloques adicionales de una puesta en práctica adicional de la presente invención.
La figura 8c se corresponde con la figura 8b, pero incluye una compensación de desplazamiento de CC puramente digital.
Las figuras 8d y 8e se corresponden con la figura 8b, pero utilizan comparadores de magnitud en lugar de indicadores de desbordamiento, con la figura 8e añadiendo una corrección de línea de base digital.
Las figuras 8f y 8g se corresponden con la figura 8b, pero añaden una corrección de línea de base en cada canal.
La figura 8h se corresponde con la figura 8b, pero incluye unos circuitos de retardo para hacer frente a unas señales de entrada de variación rápida.
La figura 9 ilustra un diagrama de bloques de circuito de una forma de realización alternativa para la sección de extremo de entrada que se bosqueja en la figura 7.
La figura 10 es un diagrama de señales que se utiliza para explicar determinados conceptos aplicables al funcionamiento del circuito en las figuras 8d, 8e y 8h.
La figura 11 es un diagrama de bloques de un circuito de mezclado que está asociado con la figura 8d.
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Descripción detallada de formas de realización preferidas de la invención
En un primer momento, se hace referencia a las figuras 1 y 2, para proporcionar información de antecedentes acerca del entorno general de, y diversos problemas que se solucionan por medio de la presente invención.
En la figura 1, una unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10 transmite una señal de pulso eléctrica 10a en un periodo previamente determinado a una sonda o transductor 12 que está acoplado con un objeto objetivo 14, tal como con un material de acero, directamente o a través de un material de retardo tal como agua o cuarzo. Tal como se muestra en la figura 2, la sonda 12 convierte la señal de pulso de activación 12a en un pulso de ultrasonidos 10a que esta transmite a través del objeto objetivo 14. El pulso de ultrasonidos 10a que se aplica en el objeto objetivo 14 se refleja posteriormente por medio de una superficie de debajo 14a del objeto objetivo 14 y es recibido por la sonda 12. La sonda 12 convierte la onda reflejada en una señal eléctrica que se suministra como una señal de eco eléctrica 10b a la unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10. La unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10 amplifica la señal eléctrica 10b y transmite la señal amplificada 11 a un dispositivo de procesamiento de señales 16 como una señal de eco 11. Tal como se usa en el presente documento, la expresión sonda o transductor incluye algunas formas de realización que ponen en práctica el transductor usando un transmisor o transmisores y un receptor o receptores diferenciados.
La señal de eco 11 incluye un eco de superficie de debajo 11a que se corresponde con la onda que se refleja por medio de la superficie de debajo 14a y un eco de defecto 11b que es causado por un defecto 14b en el objeto 14. Además, la frecuencia del pulso de eco de ultrasonidos 11 se determina principalmente por medio del espesor u otra propiedad de la unidad de vibración de ultrasonidos que se incorpora en la sonda 12. La frecuencia del pulso de ultrasonidos 10a que se usa para la inspección se establece de decenas de kHz a decenas de MHz. Por lo tanto, el intervalo de frecuencia de las formas de onda de señal del eco de superficie de debajo 11a, y el eco de defecto 11b que se incluye en la señal de eco 11 cubren un amplio intervalo de aproximadamente 50 kHz a decenas de MHz.
El dispositivo de procesamiento de señales 16 lleva a cabo un procesamiento de señales variado de la señal de eco 11 que se recibe a partir de la unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10, y el dispositivo de procesamiento de señales 16 representa en una unidad de representación 18, un resultado de salida que representa la presencia / ausencia de un defecto o defectos y en algunos casos, el espesor del objeto objetivo 14. Con el fin de llevar a cabo un procesamiento de señal de la señal de eco 11 y representar la señal de eco, una señal de activación S que está sincronizada con la señal de pulso 10a se suministra a partir de la unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10 al dispositivo de procesamiento de señales 16.
En el aparato de inspección de defectos que se dispone tal como se ha descrito en lo que antecede, la señal de eco 11 que se emite a partir de la unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10 incluye, además del eco de superficie de debajo 11a y el eco de defecto 11b, una determinada cantidad de ruido. Cuando la cantidad de ruido que se incluye en el pulso de ultrasonidos 11 es grande, la fiabilidad de un resultado de inspección se deteriora de forma considerable. El ruido se clasifica, en términos generales, en ruido eléctrico y ruido material.
El ruido eléctrico comprende un ruido externo que es causado mediante el mezclado de una onda electromagnética o electrostática en la sonda 12, la unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10, cables de conexión, por ejemplo, los cables 13, o similares, y el ruido interno que es generado por un amplificador o amplificadores y similares que se incorporan en la unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10.
La reducción del ruido que se incluye en la señal de eco 11 es muy importante para llevar a cabo una inspección por ultrasonidos con una alta precisión. Por lo general, se usa un filtro analógico para reducir las componentes de ruido que se incluyen en la señal de eco 11. Por ejemplo, se usa un BPF (Band pass Filter, filtro de paso de banda) para pasar la componente de frecuencia del eco de ultrasonidos en relación con el ruido eléctrico que tiene una componente de amplia frecuencia. Además, se usa un LPF (Low Pass Filter, filtro de paso bajo) o un BPF para el ruido material, reconociendo que la distribución en frecuencia del eco de defecto 11b (la figura 2) es más baja que la del eco que es producido por la dispersión de señal. De esta forma, cuando se usa un filtro analógico, las componentes de ruido que se incluyen en la señal de eco 11b se pueden reducir a un nivel igual a o más bajo que un nivel previamente determinado.
En general, se sabe que la distribución en frecuencia de una señal de eco de defecto cambia sobre la base de las características de atenuación de ultrasonidos del objeto objetivo 14. Por lo tanto, cuando se va a usar un BPF para el ruido material que se representa por medio de un eco dispersado o similares, es deseable el uso de un filtro que tiene unas características óptimas, de acuerdo con el objeto objetivo 14. No obstante, debido a que la característica de frecuencia de paso del filtro analógico no se puede cambiar con facilidad, se ha de preparar un número más grande de filtros, que tienen unas características de frecuencia de paso diferentes que se corresponden con las características de atenuación de ultrasonidos diferentes de los diversos materiales que están asociados con los objetos objetivo 14. De esta forma, cuando se usan filtros diferentes de acuerdo con las características materiales del objeto objetivo 14, tienen lugar dificultades prácticas en consideración de las ventajas económicas o de operabilidad frente al coste y la complejidad del sistema en conjunto.
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En algunos casos, el eco de defecto 11b se puede encontrar muy cerca de la superficie frontal 14c del objeto objetivo 14 lo que lo colocará en las proximidades inmediatas del flanco de salida del pulso transmitido 10a. Por esta razón, se desea que el extremo del flanco de salida (ampliado como el flanco de salida 10at en la figura 3) del pulso transmitido 10a se asiente a la línea de base cero 10ab tan rápidamente como sea posible con el fin de no interferir con el eco de defecto 11b de retorno. El tiempo de asentamiento 7a a la línea de base cero es un factor determinante de la resolución de superficie cercana de un detector de defectos.
Considerando que la ganancia de la unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10 se puede ajustar hasta 110 dB (según es requerido por la norma europea EN 12668-1), una pequeña cantidad de error de línea de base antes de una fase de amplificación de ganancia en la unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10 dará lugar a un error grande en la salida de la fase de amplificación de ganancia si el nivel de ganancia se establece demasiado alto.
El error de línea de base resultante en la entrada al dispositivo de procesamiento de señales 16:
(a) o bien dará lugar a que el rango dinámico se reduzca debido a que el desplazamiento vertical máximo de la señal en la pantalla se verá reducido la cantidad de desplazamiento de la línea de base, lo que produce una reducción en la sensibilidad del instrumento a la detección de ecos de defecto, o
(b) o bien, si es de una amplitud lo bastante alta, dará lugar a que una fase de amplificación de ganancia, o unas fases de amplificación de ganancia, se saturen, evitando de ese modo que se detecte en modo alguno una señal de eco.
Por lo general, el problema de error de línea de base que se ha descrito en lo que antecede se aborda de una de dos formas. De acuerdo con un primer enfoque, se usa un HPF en la trayectoria de señal de la entrada de la unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10 con el fin de eliminar por filtrado el contenido de baja frecuencia del flanco de salida 10at del pulso transmitido 10a. El flanco de salida 10at del pulso transmitido 10a se puede mejorar por medio del HPF tal como se indica por medio de la línea de puntos aproximada 7c.
No obstante, la eficacia de la solución de HPF está limitada de varias formas. En primer lugar, la frecuencia de corte de HPF (f de HPF - 3 dB) ha de ser tan alta como sea posible para reducir al mínimo el contenido de baja frecuencia del flanco de salida 10at del pulso transmitido 10a. Por ejemplo, si la frecuencia de excitación de la sonda 12 es 10 MHz y la f de HPF - 3 dB es 5 MHz, el efecto poco deseable sobre la línea de base de receptor se reduce en gran medida.
Desafortunadamente, no es poco frecuente el uso de una frecuencia de excitación para la sonda 12 tan baja como 500 kHz, lo que requeriría que la f de HPF - 3 dB se encontrara por debajo de 500 kHz. La solución de HPF pierde una gran parte de su eficacia en este intervalo de frecuencia debido a que se permite que una cantidad poco deseable del contenido de baja frecuencia del flanco de salida 10at del pulso transmitido 10a pase a través del HPF y contribuya al error de línea de base.
En segundo lugar, la amplitud máxima del pulso transmitido que se aplica a una primera fase de amplificador (que no se muestra) de la unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10 está limitada (fijada) a unos pocos voltios con el fin de evitar daños en el circuito de amplificador. Es frecuente operar la ganancia de la unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10 a un nivel que dará lugar a que los amplificadores se saturen cada vez que se dispara el generador de pulsos. Si los filtros no presentan una amortiguación crítica, la respuesta de filtro después de salir de la saturación dará lugar a que el flanco de salida del pulso transmitido 10a sea peor que si no se aplicara filtrado alguno. Es posible que cada instrumento fabricado tenga los numerosos filtros afinados para asegurar una amortiguación crítica; no obstante, tienen lugar dificultades prácticas en consideración de la deriva de temperatura y la fabricabilidad de los componentes de filtro.
También se debería hacer notar que, una vez que un amplificador entra en saturación, lleva una cantidad de tiempo significativa que el amplificador vuelva a la región de funcionamiento lineal. Esto da lugar a que el flanco de salida del pulso transmitido 10a precise más tiempo para volver a la línea de base cero de lo que sería el caso si la señal de entrada de amplificador permaneciera por debajo del nivel de saturación (es decir, dentro del intervalo de funcionamiento lineal).
Un procedimiento alternativo que se usa para abordar el problema de error de línea de base es acoplar directamente el pulso fijado transmitido 10a con la entrada de la unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10. El presente procedimiento evita uno de los problemas que se han descrito en lo que antecede, debido a que no se usa filtro HPF o BPF alguno.
La eficacia de la solución de acoplamiento directo está limitada de dos formas. En primer lugar, esta no hace nada por reducir el contenido de baja frecuencia del flanco de salida 10at del pulso transmitido 10a. En segundo lugar, la componente de CC del error de línea de base y los errores de desplazamiento de los amplificadores de la unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10 pasan a través de la trayectoria de señal y se amplifican. Esto puede dar lugar a diversos problemas de rango dinámico y de saturación que se describen en lo sucesivo.
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Por lo general, los detectores de defectos presentan unas provisiones que permiten que el usuario accione el instrumento o bien con filtros o bien a través de un acoplamiento directo con el fin de seleccionar el ajuste óptimo para el escenario de medición de defectos.
Se hace referencia a continuación a la figura 4 para describir una detección de defectos cerca de la superficie posterior del objeto 14. En algunos casos, un defecto 14d se puede encontrar muy cerca de la superficie lejana 14a del objeto objetivo 14 lo que colocará el eco de defecto 11b en las proximidades inmediatas del eco de pared posterior 11a. Con el fin de llevar a cabo una inspección adecuada (de acuerdo con muchos procedimientos de inspección formales), el pico del eco de pared posterior 11a ha de permanecer visible en el sistema de reproducción de forma de onda 18 en todo momento. Las razones de esto son: 1) los defectos pequeños 2d en el objeto objetivo 14 que son causados por la porosidad o los contaminantes materiales pueden generar ecos de defecto que no son lo bastante grandes para ser vistos en el sistema de reproducción de forma de onda 18, pero pueden reducir la amplitud del eco que se está desplazando a la pared posterior 14a, dando lugar de ese modo a que se reduzca la amplitud del eco de defecto 11b y el eco de pared posterior 11a, y 2) la sonda 12 se puede acoplar de forma inadecuada con la superficie 14c del objeto objetivo 14 de forma intermitente, reduciendo de ese modo la amplitud del eco de pared posterior 11a. Estas dos condiciones pueden dar lugar a que el eco del defecto 14d no sea visible en el sistema de reproducción de forma de onda 18. No obstante, la reducción en el eco de pared posterior 11a indicará un problema con el material del objeto objetivo 14 o el acoplamiento de la sonda 12. Si se permite que el pico del eco de pared posterior 11a vaya más allá de la porción visible de arriba del sistema de reproducción de forma de onda 18, una reducción en la amplitud de pico puede no ser visible en el sistema de reproducción de forma de onda 18. La persona que lleva a cabo la inspección ajusta los parámetros de detección del eco de pared posterior 11a mediante el ajuste de la puerta de eco de pared posterior 6d (véase la figura 4) para establecer la región en el eje de tiempo horizontal en el que el eco de pared posterior 11a es admisible. También se establece un umbral en el eje de amplitud vertical para la amplitud de eco aceptable mínima. Por lo general, tendrá lugar una alarma cuando el eco de pared posterior 11a caiga fuera de estos parámetros.
El presente procedimiento de medición produce determinados problemas.
La diferencia en la amplitud de eco entre el eco de defecto 11b y el eco de pared posterior 11a puede ser inmensa (tanto como varios órdenes de magnitud). Pero se pueden usar diversos procedimientos que se describen en lo sucesivo (a, b, c y d) para asegurar que tanto el eco de defecto 11b como el pico del eco de pared posterior 11a permanecen visibles en el sistema de reproducción de forma de onda 18:
(a) Conectar la sonda 12 con dos canales de receptor y de convertidor A / D paralelos (A y B). La ganancia del canal A es ajustada por la persona que lleva a cabo la inspección para optimizar la amplitud del eco del defecto 14d para hacer que la misma sea claramente visible en el sistema de reproducción de forma de onda 18. La ganancia del canal B se ajusta para asegurar que el pico del eco de la pared posterior 11a permanece visible en el sistema de reproducción de forma de onda 18 por la razón que se ha descrito previamente.
Las salidas digitales de los convertidores A/D de los canales A y B se combinan de una forma tal que la totalidad de la escala de tiempo horizontal del sistema de reproducción de forma de onda 18 muestra la totalidad de la salida del canal A excepto por la región de la puerta de eco de pared posterior 6d. El lado más a la izquierda de la puerta de eco de pared posterior 6d indica el instante en el tiempo en el que tendría lugar la conmutación del canal A al canal B.
Desafortunadamente, el procedimiento de dos canales presenta desventajas. Por lo general, se lleva a cabo una inspección al mover la sonda 12 a lo largo de la superficie del objeto objetivo 14 en un movimiento de exploración debido a que la presencia o la ubicación de un defecto en el interior del objeto objetivo no es conocida hasta que se detecta el mismo. Si el objeto objetivo no tiene un espesor constante entre la superficie frontal 14c y la superficie trasera 14a en el área de exploración, será necesario que la puerta de eco de pared posterior 6d se ajuste a una anchura suficiente para incluir esta variación en el espesor con el fin de no perderse la detección del eco de pared posterior 11a.
En consecuencia, no se detectará un eco de defecto de pared posterior cercana 11b si el mismo se encuentra muy cerca de la superficie trasera 14a debido a que el eco de defecto de pared posterior 11b tendrá lugar dentro de la región de la puerta de eco de pared posterior 6d. Esto da lugar a un efecto poco deseable sobre la resolución de superficie cercana por parte de la superficie lejana 14a. Además, la cantidad de soporte físico de receptor es aproximadamente el doble de lo que se requiere para una solución de un único canal.
(b) El procedimiento de dos ciclos de medición de recepción de pulsos sucesivos es similar en cuanto a su concepto al procedimiento de dos canales de receptor y de convertidor A / D paralelos excepto por que solo se requiere un canal. La descripción en la sección (a) en lo que antecede es de aplicación al procedimiento de dos ciclos de medición de recepción de pulsos sucesivos. Asimismo, en lugar de procesar el eco de defecto 11b y el eco de pared posterior 11a en dos canales paralelos que se establecen a unas ganancias diferentes, los ecos se procesan en el mismo canal, un ciclo de recepción de pulsos tras otro, pero con una ganancia diferente para cada ciclo.
Una desventaja que es única del procedimiento de ciclos de medición de recepción de pulsos sucesivos es que el eco de defecto 11b está separado en el tiempo con respecto al eco de pared posterior 11a por un intervalo de pulsos To adicional (que se muestra en la figura 2). Por lo tanto, es más probable que tengan lugar errores de medición cuando la sonda 12 es movida debido a que su ubicación puede cambiar entre los instantes en los que se miden el eco de defecto 11b y el eco de pared posterior 11a.
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(c) La ganancia variada en el tiempo (TVG, time varied gain) es una solución de un único canal en el que la ganancia de los amplificadores de la unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 110 se cambia de forma dinámica para optimizar la amplitud del eco de defecto 11b y el eco de pared posterior 11a (por la razón que ya se ha descrito).
El procedimiento de TVG tiene la misma desventaja para la resolución de superficie cercana por parte de la superficie lejana 14a que el procedimiento de dos canales de receptory de convertidor A/ D paralelos.
Pero hay otras desventajas que están asociadas con el procedimiento de TVG. Por lo tanto, la figura 5 muestra una curva de TVG ideal 6e que cambia de forma instantánea de la ganancia 6f a la ganancia 6h, no introduciendo, por lo tanto, error de resolución de superficie cercana adicional alguno a partir del amplificador de TVG analógico. El error que está asociado con la medición de un defecto cerca de la pared posterior de un objeto objetivo con un espesor no constante, tal como se ha descrito en un procedimiento en lo que antecede, seguiría permaneciendo.
Desafortunadamente, es imposible que los amplificadores de TVG analógico logren la curva ideal 6e (en especial, la pendiente instantánea 6g). Los amplificadores de TVG analógico y las señales externas que los controlan tienen unos tiempos de respuesta que limitan la tasa de cambio de ganancia 6g, dando lugar de ese modo a un efecto poco deseable sobre la resolución de superficie cercana por parte de la superficie lejana 14a. La resolución de superficie cercana degrades debido a que el defecto 14d ha de encontrarse más lejos con respecto a la superficie posterior 14c del objeto objetivo 14 con el fin de proporcionar un intervalo de tiempo 6m para que cambie la ganancia. Expuesto en términos de los ecos de interés, el eco de defecto 11b ha de tener lugar antes del inicio del intervalo de tiempo 6m, y el eco de pared posterior 11a no ha de tener lugar antes del final del intervalo de tiempo 6m.
El otro problema que está asociado con el procedimiento de TVG es causado por las diversas fuentes de errores de desplazamiento de CC en la sección de recepción de la unidad de transmisión - recepción de ultrasonidos 10. Las fuentes incluyen los errores de desplazamiento de CC de entrada de los CI de amplificación y la componente de CC del error de línea de base.
Los errores de desplazamiento de CC que se encuentran presentes en determinados detectores de defectos existentes del cesionario de la presente invención se compensan en cada ajuste de ganancia cada vez que la ganancia se ajusta de un nivel al siguiente. Los errores de desplazamiento de CC se compensan de esta forma para tener en cuenta los efectos de la temperatura, y la estabilidad a largo plazo, la deriva sobre los errores de desplazamiento de CC, etc. El procedimiento de compensación usa varios convertidores D / A a lo largo de la trayectoria de señal de receptor para inyectar una señal nula de CC que asegurará que la línea de base permanece en el centro del intervalo de escala completa del convertidor A/D y en una ubicación óptima en el sistema de reproducción de forma de onda 18. Cada vez que se enciende el instrumento, o se cambia el ajuste de ganancia, se ejecuta un algoritmo en un microprocesador que toma una lectura de error de línea de base, calcula el valor de corrección de error de CC que se requiere, y establece los DAC a este valor.
No es práctico llevar a cabo el procedimiento de compensación de desplazamiento de CC que se ha descrito en lo que antecede para cada ajuste de ganancia a la velocidad a la que se requiere que funcione la TVG. En su lugar, la corrección de desplazamiento de CC se establece para la ganancia de punto medio, dividiendo de ese modo el error entre los puntos de extremo. Por ejemplo, si el intervalo de TVG se establece para funcionar entre 20 y 60 dB, la corrección de desplazamiento de cC se establece para compensar el error a 40 dB. El problema con esta técnica es que la misma introduce errores en las amplitudes de eco que son poco deseables para una detección y un dimensionamiento precisos de los defectos.
(d) Se usan amplificadores logarítmicos para cubrir el inmenso rango dinámico que se requiere y los ecos se muestran en el sistema de reproducción de forma de onda 18 en una escala logarítmica. La escala logarítmica proporciona un rango dinámico muy alto permitiendo de ese modo que tanto un eco de defecto de amplitud baja como el pico del eco de pared posterior de amplitud mucho más alta sean visibles en un sistema de reproducción de forma de onda.
Desafortunadamente, determinadas consecuencias poco deseables tienen lugar cuando se usa el procedimiento logarítmico. Por lo tanto, para una amplitud de eco de pared posterior y una variación de amplitud dadas, la variación vertical del pico de la forma de onda de eco es mucho menos perceptible en el sistema de reproducción de forma de onda que para un receptor que usa unos amplificadores lineales. Esto haría más difícil detectar un defecto mediante la observación de la variación de amplitud de pico del eco de pared posterior, tal como se ha descrito anteriormente.
Además, la salida del amplificador logarítmico solo puede proporcionar una forma de onda rectificada. Por lo tanto, la ubicación del lóbulo de eco negativo no se puede identificar debido a que el mismo o bien se elimina por medio de una rectificación de media onda, o bien se convierte en un lóbulo positivo por medio de una rectificación de onda completa. La ubicación precisa de los lóbulos de eco tanto positivo como negativo es muy importante para medir el espesor del objeto objetivo 14 con precisión debido a que un lóbulo puede ser más visible que el otro. También se requiere la polaridad de los lóbulos de eco para determinar cuándo tiene lugar una inversión de fase de eco. La inversión de fase de un eco de ultrasonidos tiene lugar cuando una onda de sonido pasa de un material de una impedancia acústica baja a un material de una impedancia acústica alta.
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Además, todos los filtros se han de ubicar antes de la sección de amplificador logarítmico debido a que los filtros requieren señales lineales para funcionar correctamente (un amplificador logarítmico es un dispositivo no lineal). El receptor tendrá una susceptibilidad mucho más alta al ruido si los circuitos de filtro se ubican antes de la sección de amplificador logarítmico de ganancia alta debido a que las pistas de PCB que se requieren para conectar los componentes de filtro entre sí son susceptibles al ruido electromagnético, y el ruido interno que es generado por un amplificador de filtro se amplificará al máximo. Estos problemas con los amplificadores logarítmicos se alivian en la presente invención debido a que el rango dinámico completo de los datos muestreados se proporciona en cada ciclo de reloj de muestra, permitiendo de ese modo que los mismos se presenten como una escala lineal o una escala logarítmica. En consecuencia, la presente invención posibilita que un operador dé instrucciones al sistema, por ejemplo, la FPGA que se describe en lo sucesivo en el presente documento, para seleccionar y desarrollar para su representación en el sistema de representación 18 una salida de sistema o bien lineal o bien logarítmica o para almacenar tales salidas para su análisis posterior.
La presente invención intenta aliviar o evitar los inconvenientes de la técnica anterior y, en efecto, es esencialmente equivalente a un convertidor A / D de 24 bits y de 100 MHz que funciona con una tensión de entrada grande, libre de los desplazamientos de CC, errores de línea de base y otros inconvenientes de la técnica anterior. Es importante hacer notar que, a pesar de que la invención se puso en práctica con un comportamiento esencialmente equivalente a un convertidor A / D de 24 bits y de 100 MHz, tal como se ha descrito en lo que antecede, la misma también se puede poner en práctica con una frecuencia y una resolución de muestreo que no sean, de forma respectiva, de 100 MHz y de 24 bits. Esta utiliza tres (o más) convertidores A/D que funcionan en un número correspondiente de canales. Los inventores de la presente invención reconocen que el desarrollo último de convertidores A/D con funcionamiento multifunción permitirá el uso de un número más bajo de convertidores A/D.
Una versión más detallada de un circuito de la técnica anterior que se ha utilizado para poner en práctica un sistema de inspección por ultrasonidos se ilustra en forma de diagrama de bloques en la figura 6. Este circuito sumamente analógico utiliza la señal a partir del transductor 12 para alimentar la misma a través de un conmutador 24 como una entrada seleccionable a una serie de amplificadores / atenuadores 28, 30, 32, 34 y 36 que se proporcionan en paralelo, que tienen unas ganancias respectivas de 14 dB, 0 dB, - 8 dB, -14 dB y - 20 dB, de forma respectiva. El conmutador 24 también recibe la entrada de un calibrador de ganancia 20 y proporciona su señal directamente a los atenuadores 32, 34 y 36, y por medio del conmutador 26 a los amplificadores 28 y 30.
Los amplificadores de ganancia variable (VGA, Variable Gain Amplifier) 40, 42 y 44 reciben, de forma respectiva, sus entradas a partir de los amplificadores 28 y 30 ya partir del conmutador 29, que proporciona una salida 31 que constituya la seleccionada de las salidas de los atenuadores 32, 34 y 36. Las salidas de los VGA se proporcionan a un conmutador 46 que también recibe como una de sus entradas, una señal a partir del calibrador de ganancia 22 y proporcionar de forma selectiva estas señales a lo largo de una línea de bus 48 a una serie de filtros de paso alto 50, 52, 54, 56, 58, 60, 62 y 64, cuyas salidas se conmutan a través de una red de conmutación 66 a los filtros de paso bajo 70, 72, 74, 76, 78, 80, 82 y 84. Por lo tanto, las señales a partir de los VGA 40, 42 y 44 o a partir del calibrador de ganancia 22 se pueden alimentar mediante el control de la selección o una señal deseada a través de los conmutadores 66 y 67 para proporcionar la misma a un VGA de aguas abajo 86 adicional, cuya salida se proporciona adicionalmente a través de un conmutador 92 a un amplificador 90.
La salida del amplificador 90 o la salida de un calibrador de ganancia 94 se alimentan entonces por último al convertidor de analógico a digital (A/D) de 10 bits y de 100 MHz 100.
Una matriz de puertas programable en campo (FPGA, field programmable gate array) 106 incorpora un circuito de control y de almacenamiento de datos de muestra en tiempo real 102 y un circuito de detección de ganancia de medición y de compresión 104 para proporcionar una salida al procesador de señales digitales y control 110, que también controla los ajustes de la FPGa 106 para obtener la salida procesada de forma apropiada del convertidor de analógico a digital 100, proporciona un control de ganancia variada en el tiempo, y produce una señal que se puede representar en el sistema de representación 18.
A la vista del análisis introductorio, es inmediatamente evidente que las tareas de calibrar los diversos circuitos analógicos para evitar las faltas de consistencia y las variaciones que se pueden atribuir a las respuestas en frecuencia diferentes de los numerosos filtros de paso alto y de paso bajo, y evitar las derivas y los desplazamientos de CC y los efectos de la temperatura de los dispositivos analógicos presentan unos desafíos enormes tanto a los diseñadores como a los usuarios de los circuitos de la técnica anterior.
Una comparación superficial del diagrama de bloques de la presente invención que se presenta en la figura 7 ilustra el uso, mucho más escaso, de los circuitos analógicos susceptibles de problemas en la presente invención, que utilizan unos canales A/D triples que evitan muchos de los inconvenientes y las complejidades de la técnica anterior.
En el diagrama de bloques de la figura 7, cuando el conmutador 114a se cierra, el transductor 12 tiene su salida 13a proporcionada directamente a solo dos preamplificadores 110 y 112, alimentando este último amplificador a un tercer amplificador 122. Las señales de estos amplificadores se procesan, de forma respectiva, en unos bloques de recorte y de filtro de respuesta en frecuencia 116, 118 y 120 y se proporcionan posteriormente a lo largo de los tres
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canales A, B, C a las unidades de accionamiento de amplificador diferencial 126, 128 y 130. Las señales analógicas a lo largo de los tres canales se proporcionan entonces directamente a los convertidores A/D 132, 134 y 136, de forma respectiva, cuyas salidas digitales se suministran entonces, a su vez, a la matriz de puertas programable en campo 140, que incorpora el bloque de control y de almacenamiento 142, la ganancia variada en el tiempo 146, y un circuito de detección de puerta de medición y de compresión de exploración A compuesta 152. Esta FPGA 140 funciona en conjunción con el DSP 160, que proporciona su señal al sistema de representación 18.
La puesta en práctica en la figura 7 (la funcionalidad y las características de la cual se analizan con mayor detalle en lo sucesivo en relación con la descripción de las figuras 8a y 8b) prescinde de la mayor parte de los circuitos analógicos y los inconvenientes de la técnica anterior, incluyendo el uso exhaustivo de filtros analógicos de paso alto y de paso bajo, amplificadores y calibradores adicionales, y diversos circuitos de VGA, la totalidad de los cuales se vuelven innecesarios de acuerdo con los circuitos de las figuras 7, 8a y 8b.
Por lo tanto, tal como se muestra adicionalmente en las figuras 8a y 8b, la presente invención es un aparato y procedimiento para ampliar el rango dinámico de un circuito de convertidor A/D que se usa en un instrumento de detección de defectos, de medición de espesor o de corrosión que elimina la necesidad de un circuito de amplificador de ganancia variable (VGA, Variable Gain Amplifier) y sus limitaciones de rendimiento y complejidad asociadas. El aparato y procedimiento de la invención utilizan tres convertidores A/D que muestrean en canales diferentes tres versiones ajustadas a escala de forma diferente de la misma señal de entrada. Los tiempos de muestra de cada canal se ajustan para compensar los retardos de propagación de cada canal de preamplificador para reducir al mínimo los errores de desviación de señal entre la salida de datos de muestra de cada convertidor A / D. El ajuste a escala es de tal modo que el canal de ganancia máxima (C) tiene una resolución que es 32 veces más alto que el canal de ganancia media (B), y 1024 veces más alto que el canal de ganancia mínima (A). Los canales de resolución más alta se supervisan en busca de un desbordamiento de datos, y el canal que tiene los datos de la resolución más alta sin desbordamiento se selecciona como la salida. Las salidas seleccionadas se fusionan para producir una secuencia continua de datos de salida. La salida resultante es una secuencia de datos en la que el tamaño de escalón de cuantificación es más grande para señales grandes y 32 o 1024 veces más pequeño para señales pequeñas. El nivel de rango dinámico que se proporciona de este modo por medio de la presente invención elimina la puesta en práctica del VGA tradicional para controlar el nivel de la señal de entrada analógica para mantener el nivel de tensión de pico de la señal de entrada analógica en o cerca del valor de escala completa de la entrada para el convertidor A / D.
Cuando se muestrea con el circuito de las figuras 8a y 8b, la señal de entrada a partir del transductor 12 se divide en los dos canales 19a y 19b, con unos elementos separadores respectivos que están dedicados para cada canal respectivo. Por lo tanto, los amplificadores separadores 110 y 112 respectivos amplifican la señal de entrada 13a en canales respectivos con una ganancia de 0,1 (-20dB) y una ganancia de 3,2 (10,1 dB), de forma respectiva. La salida del amplificador separador 112 está conectada con la entrada del amplificador separador 122 para crear el tercer canal que tiene una ganancia de 102,4 (40,2 dB). Cada canal se muestrea por medio de uno de tres convertidores A/D 132 sustancialmente idénticos, 134, 136. Los tres canales A, B, C se muestrean con unos retardos de tiempo entre los mismos para compensar errores de desviación de temporización de señal de entrada que son causados por los retardos de propagación de la totalidad de los amplificadores en la trayectoria de señal analógica. Los retardos de tiempo se controlan por medio de los flancos de subida de los relojes CLKA, CLKB, CLKC que accionan los convertidores A/D, relojes que se ajustan por medio de un algoritmo de calibración.
En algunas formas de realización que se han puesto en práctica, el ajuste de temporización de muestra se separa en dos partes.
A) Ajuste grueso: usando un circuito FIFO y de control para cada canal A/D, los datos se retardan un número entero seleccionable de ciclos de reloj.
B) Ajuste fino: Hay cuatro bucles enganchado en fase (PLL, Phase locked loop) que están ejecutando unos ángulos de fase de 0, 90, 180 y 270 en relación con el reloj. Al seleccionar de forma independiente una salida de PLL para cada A/D, la temporización de reloj de cada A/D se puede ajustar en escalones de 1 /4 de un ciclo de reloj.
Si los datos convertidos del canal de ganancia máxima (C) son válidos, entonces su resultado se pasa a través sin modificar como la salida 132OUT del circuito de convertidor A/D de tres canales (la figura 8b). Si se han desbordado los datos convertidos del canal de ganancia máxima (C), entonces se descarta su resultado, y el resultado de los datos convertidos del canal de ganancia media (B), si el mismo no se ha desbordado, se pasa a través, se ajusta a escala para corregir la ganancia del amplificador separador 112 y se usa como la salida 134OUT. Si se han desbordado los datos convertidos del canal de ganancia media (B), también se descarta entonces su resultado, y el resultado de los datos convertidos del canal de ganancia mínima se ajusta a escala para corregir la ganancia de trayectoria de señal. Esta ganancia ajustada a escala se calcula como:
Ganancias de: el amplificador separador 112 + el amplificador separador 122 - el amplificador separador 110, que se usa entonces como la salida 136OUT.
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En la forma de realización que se ilustra en las figuras 8a y 8b, el circuito de convertidor A / D de tres canales de la invención es capaz de: eliminar los errores de desplazamiento de señal en la totalidad de los tres canales separados; ajustar a escala la señal de entrada mediante el uso de tres canales de amplificador separador independientes, cada uno de los cuales se establece a una ganancia diferente; convertir la entrada de señal analógica en cada uno de tres canales separados a una señal digital a unos tiempos de muestra respectivos que son ajustables para compensar errores de desviación de temporización de señal de entrada; detectar una condición de desbordamiento de canal al menos en canales que tienen unas ganancias más altas; y fusionar las salidas de convertidor A / D de los tres canales en tiempo real.
Tal como se ha hecho notar en lo que antecede, la señal de entrada analógica 13a a partir del transductor 12 se dirige a dos canales de amplificador de fijación de señal, en los que el segundo amplificador 112 de los dos canales de amplificador tiene una ganancia que es más alta que la ganancia del primer canal 110 un factor previamente determinado. La salida del amplificador de canal B 112 está conectada tanto con el filtro de aguas abajo 118 como también con el amplificador 122 con una ganancia de 32 para crear el canal C. Por ejemplo, el canal A tiene una ganancia de 0,1, mientras que el canal B tiene una ganancia de 3,2 y el canal C tiene una ganancia de 102,4. Por lo tanto, uno en comparación con otro, el canal A y B difieren en un factor de ganancia de 32, el canal C y B difieren en un factor de ganancia de 32, y el canal A y C difieren en un factor de ganancia de 1024.
Los umbrales de tensión de fijación para los amplificadores 110 y 112 se establecen a unos niveles tales que la salida resultante supera ligeramente el intervalo de entrada válido de los convertidores A/D 132, 134 y 136 del canal A, B y C respectivo. Los circuitos de fijación 111a, 111b y 113 también limitan la tensión de entrada a los amplificadores de canal de ganancia para evitar que los mismos entren en saturación.
La prevención de la saturación de amplificador es importante debido a que, una vez se encuentra en saturación, lleva una cantidad de tiempo considerable que un amplificador vuelva a su región de funcionamiento lineal. Al evitar que los amplificadores en los canales de ganancia pasen a estar saturados, se reduce al mínimo la duración de tiempo que los convertidores A/D de ganancia alta se encuentran en la condición de desbordamiento, permitiendo de ese modo que los datos de salida de resolución más alta se usen antes. El circuito de fijación en el preamplificador 112 también sirve para mantener una impedancia de entrada constante para la señal de entrada 19a, con independencia del nivel de señal de entrada hasta un nivel de señal más alto que la entrada máxima al preamplificador de canal A 110. La señal de entrada pasaría a distorsionarse si no se mantuviera una impedancia de entrada constante.
El inventor de la presente invención reconoce que el amplificador 122 no requiere la unidad de fijación 113 para mantener una impedancia de entrada constante para el transductor 12 a lo largo de su intervalo de funcionamiento de amplitud de señal debido a que el amplificador 122 está aislado con respecto al transductor 12 por medio del amplificador 112. Debido a esto, se puede usar otra configuración de circuito de amplificador para el amplificador 122 si es necesario proporcionar otros beneficios tales como una potencia más baja o una complejidad menor de los circuitos.
En una forma de realización que se ha puesto en práctica, se permite que se sature el amplificador de canal C 122 y se usan Amplificadores Operaciones de recuperación rápida. Preferentemente, se puede añadir una fijación para generar menos ruido.
La salida de cada amplificador de canal de ganancia 110, 112, 122 está conectada con los circuitos de recorte y de filtro de respuesta en frecuencia 116, 118, 120, de forma respectiva. Las señales de control de ajuste de la respuesta en frecuencia 116a, 118a, 120a, se usan, de forma respectiva, para hacer que la respuesta en frecuencia de los canales A, B y C se corresponda tan próximamente como sea posible. Esto se requiere para asegurar que todas las frecuencias de señal de interés se encuentran tan próximas a la misma ganancia como sea posible. Se usa un algoritmo de calibración para ajustar la respuesta en frecuencia tal como se ha descrito en lo que antecede. El presente procedimiento de recorte de frecuencia se puede usar para dos o más canales de convertidor de analógico a digital.
La función de filtro anti distorsión por repliegue del espectro para los canales A, B y C está distribuida dentro de las unidades de recorte y de filtro de respuesta en frecuencia 116, 118 y 120 y los amplificadores diferenciales 126, 128 y 130 de forma respectiva.
Los desplazamientos de CC que son inherentes en los amplificadores de cada canal se compensan mediante la inyección de las señales de CC 112a, 122a, 126a y 128a para compensar los errores de desplazamiento de CC que se encuentran presentes por la totalidad de la trayectoria de señal analógica. Se usa un algoritmo de calibración para llevar a cabo esta compensación. Se debería hacer notar que el presente procedimiento de compensación de desplazamiento de CC tiene las siguientes dos limitaciones:
1) A unas tasas de repetición de generador de pulsos / receptor muy rápidas (To de la figura 2), no hay tiempo suficiente disponible entre los ciclos de To para llevar a cabo el proceso de corrección de desplazamiento de Cc que se requiere para compensar la deriva de desplazamiento de CC con el tiempo. Esto limita la calibración de desplazamiento de CC a tener lugar solo cuando el instrumento no está realizando mediciones.
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2) A unos ajustes de ganancia muy altos, el error de desplazamiento de CC pequeño que permanece después de la compensación producirá un desplazamiento significativo en los datos de muestra almacenados, y posteriormente en la forma de onda que aparece en el sistema de representación.
Para aliviar adicionalmente los efectos de los errores de desplazamiento de CC que se encuentran presentes por la totalidad de la trayectoria de señal analógica, incluyendo los efectos que se han descrito en los elementos 1 y 2 en lo que antecede, la presente forma de realización incluye el procedimiento de compensación de desplazamiento de CC puramente digital, un diagrama de bloques del cual se muestra la figura 8c.
Con referencia adicional a la figura 8c, la salida del convertidor A/D 136 se proporciona al bloque de captura de línea de base 146 durante el intervalo 10c que se muestra en la figura 3. Los puntos de muestra a partir del intervalo 10c se usan para supervisar la línea de base debido a que los mismos se encuentran en una región en el tiempo relativamente “tranquila” - es decir, una región que tiene lugar antes de que se dispare el generador de pulsos y después de que se encuentren presentes unas señales de respuesta de ultrasonidos de una amplitud sustancial. En la presente forma de realización, el bloque de captura de línea de base 146 usa 256 puntos de muestra enteros con signo y calcula el promedio; no obstante, se puede usar un número diferente de puntos de muestra. Cuando el multiplexor 147 se habilita por medio de la señal de control 149 para permitir que la salida entera con signo del bloque de captura de línea de base 146 pase a través al bloque de corrección de línea de base 148, la señal 147a se resta de la señal entera con signo 145a para eliminar el error de línea de base. El registro 150 tiene por objeto permitir que se use un valor de compensación de línea de base alternativo que se puede haber producido por medio de un algoritmo de soporte lógico o un dispositivo de soporte físico que no se muestra.
Los convertidores A/D 132, 134 y 136 de los tres canales son unos convertidores de 14 bits y de alta velocidad para los cuales se proporciona una temporización de muestra por medio de los relojes de muestra CLKA, CLKB, CLKC que se derivan de un bloque de oscilación de 100 MHz 131 usando unos elementos de control de retardo respectivos que están contenidos dentro de un circuito de FPGA. Los elementos de control de retardo posibilitan que se ajuste la colocación de los flancos de subida del reloj de muestra de un canal en el tiempo con respecto a una porción de un circuito de reloj de otro canal de tal modo que los tiempos de muestra de cada canal se ajustan para compensar los retardos de propagación de cada canal de preamplificador y cualquier otra fuente de desviación de temporización que se revele por medio del examen de los datos de salida de convertidor A / D. Se usa un algoritmo de calibración para llevar a cabo esta compensación.
Tal como se ha hecho notar previamente, en algunas formas de realización que se han puesto en práctica, el ajuste de temporización de muestra se separa en dos partes.
1) Ajuste grueso: usando un circuito FIFO y de control para cada canal A/D, los datos se retardan un número entero seleccionable de ciclos de reloj.
2) Ajuste fino: Hay cuatro bucles enganchado en fase (PLL, Phase locked loop) que están ejecutando unos ángulos de fase de 0, 90, 180 y 270 en relación con el reloj. Al seleccionar de forma independiente una salida de PLL para cada A/D, la temporización de reloj de cada A/D se puede ajustar en escalones de 1 /4 de un ciclo de reloj.
El inventor de la presente invención contempla un procedimiento alternativo de ajuste de la temporización de datos de muestra mediante el uso de un ajuste analógico fino en conjunción con el ajuste digital grueso que se ha descrito en lo que antecede. Se usaría un elemento de retardo de señal ajustable para ajustar la temporización de las señales analógicas en lugar del procedimiento de ajuste de temporización de reloj digital que se ha descrito en lo que antecede. Este retardo de señal analógico se podría lograr mediante el uso de uno cualquiera de los siguientes procedimientos.
1) Una línea de retardo con tomas, se selecciona una toma por medio de un conmutador para ajustar el retardo.
2) Unos elementos de filtro de retardo que se conmutan dentro y fuera de la trayectoria de señal según sea necesario.
3) Un retardo ajustable que se construye usando un elemento variable tal como un filtro de retardo pasatodos usando un componente controlado por tensión. El retardo se podría controlar por medio de un DAC para proporcionar un control muy fino. El inventor de la presente invención percibe que el presente procedimiento proporciona la mejor resolución de ajuste.
También se proporciona un procedimiento para calibrar la ganancia de sistema mediante el ajuste del intervalo de escala completa de los convertidores A/D 132, 134 y 136. Esto se logra mediante el ajuste de la tensión de referencia (que no se muestra) de los convertidores A/D respectivos usando unos convertidores D/A (que no se muestran). Se usa un algoritmo de calibración para llevar a cabo esta función.
Las salidas digitales de los convertidores A/D 132, 134 y 136 están conectadas con el circuito de multiplexación digital 135. Las señales de desbordamiento para los dos convertidores A/D de ganancia más alta 134 y 136 están conectadas con el circuito de Lógica de Selección de Canal 137. El circuito de Lógica de Selección de Canal 137
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también amplía la duración temporal de las señales de desbordamiento a partir de los convertidores A / D 134 y 136 con el fin de proporcionar tiempo para que la totalidad del conjunto de circuitos de amplificador antes de la entrada de los convertidores A / D 134 y 136 salgan de la saturación. Este circuito 137 selecciona el bus de datos de salida a partir del convertidor A/D de canal de ganancia más alta que no se ha desbordado. Si la totalidad de los tres canales de convertidor A/D están desbordados, el bus de datos de salida del convertidor A/D de canal de ganancia más baja se selecciona debido a que el mismo será el primer canal en salir de la condición de desbordamiento. El circuito de Lógica de Selección de Canal 137 y la señal de desbordamiento a partir del convertidor A/D 132 están conectados con un circuito de generación de exponentes 139. Este circuito 139 calcula el exponente para que vaya con los datos de convertidor A/D seleccionados en la RAM 141. Un circuito de conversión de números en coma flotante 143 añade eficazmente bits de precisión a la conversión A/D para señales pequeñas, al tiempo que se mantiene la capacidad de rango para señales grandes. El convertidor de números en coma flotante 143 también reduce el número de bits que requiere la RAM de datos de muestra. La RAM de datos de muestra tiene 18 bits, de los cuales 14 bits se usan para la mantisa y 4 bits se usan para el exponente. Cuando se almacena un valor muestreado, el valor de convertidor A/D seleccionado se almacena en la mantisa y un valor de exponente de 0, 5, o 10 se almacena en el exponente para indicar la escala de los datos. El exponente también se puede establecer a 15 para indicar que todos los canales se encuentran en la condición de desbordamiento. Además, cuando se leen los datos a partir de la RAM de muestras 141, el exponente se usa para colocar los datos en la mantisa para construir una salida entera de 24 bits del convertidor de números en coma flotante a número entero 143. Esta es la salida final 145 de la presente invención. Esta salida se puede representar por medio de la siguiente fórmula:
Salida 145 = 2exponente x mantisa = número entero de 24 bits
A pesar de que la presente invención se ha descrito en relación con una forma de realización que utiliza tres canales de procesamiento de señales, incorporando cada uno su convertidor de analógico a digital respectivo, el inventor de la presente invención también contempla el uso de un número menor de convertidores de analógico a digital o incluso un único convertidor de analógico a digital. Por lo tanto, por ejemplo, si pasa a estar disponible un convertidor de analógico a digital que funciona a 200 MHz, dos de los canales se pueden manejar por medio de un único convertidor de analógico a digital que produce dos muestras rápidas sucesivas del mismo punto de señal. Para hacer esto, se puede tomar una primera muestra de una señal, mientras que una versión amplificada de la misma señal se retarda (un tiempo de retardo analógico) para un retardo de tiempo aproximadamente igual al periodo de reloj del convertidor de analógico a digital de 200 MHz. Entonces, la señal amplificada retardada se muestrea por medio del mismo convertidor A/D. Asimismo, se pueden utilizar comparadores analógicos para comparar las magnitudes de señal en las salidas de los preamplificadores para determinar sus intervalos de magnitud y para controlar la canalización de la señal a aquel de los convertidores de analógico a digital que no se desbordará en respuesta a esa magnitud de señal.
Además, a pesar de que se han utilizado tres canales, es encuentra dentro del concepto de la invención la utilización de cuatro o más canales para el fin de aumentar el rango dinámico global del sistema de pruebas y / o para un fin de usar un convertidor de analógico a digital dado como un sustituto temporal de uno cualquiera de los convertidores de analógico a digital que se ha desbordados de forma temporal al haberse saturado.
Abundando en las ampliaciones a las ampliaciones que se han mencionado en lo que antecede de la presente invención, una puesta en práctica se puede encontrar en la forma de un sistema de dos canales usando un par de convertidores de analógico a digital ultra rápidos de 16 bits, las velocidades de reloj de los cuales son suficientes para las aplicaciones de la presente invención. Obsérvese además, que el rango dinámico completo no siempre se requiere en cada aplicación, debido a que usuarios específicos pueden requerir menos de un rango dinámico completo y, por lo tanto, pueden ser capaces de usar solo uno de los múltiples canales de convertidor de analógico a digital. En un sistema de dos canales, con uno de los canales conmutado entre ganancia baja y ganancia alta, sería posible proporcionar una buena parte de los beneficios de un sistema de tres canales, utilizando solo dos canales.
En relación con el problema que se ha mencionado en lo que antecede de detección de ecos de defecto que se encuentran muy cerca de la pared posterior del objeto objetivo, el inventor de la presente invención reconoce que el problema se puede solucionar si ambos canales se almacenan y el cambio de canal se lleva a cabo en el post procesamiento. Esta sería una solución de 'seguimiento de atenuador de pared posterior'. También se podría usar una ventana de representación doble o dividida, una para mostrar defectos y la otra la pared posterior. Esto eliminaría la necesidad de realizar un seguimiento de la pared posterior y ajustar la representación. Una sección pequeña de la señal recibida se representaría dos veces -- una vez con una ganancia alta en la sección de defecto y entonces otra vez con una ganancia baja en la sección de pared posterior. El presente procedimiento solo puede soportar una puerta de alarma de defectos que detecta defectos que se encuentran muy cerca de la pared posterior si la posición de la puerta se calcula en el post procesamiento.
En relación con el concepto que se ha mencionado en lo que antecede de ajuste de la respuesta en frecuencia de los canales de forma individual para hacer que la secuencia de datos ensamblada encaje entre sí sin escalones o saltos, se debería hacer notar que esto se puede hacer usando un ajuste de fábrica o un ajuste de tiempo de ejecución. Obsérvese además, que en un sistema de tres canales, puede que sea suficiente proporcionar los recortes de respuesta en frecuencia solo en dos de los canales.
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La invención también se puede poner en práctica al ampliar la duración de la señal de indicación de fuera de rango para evitar que los datos de salida de un convertidor de analógico a digital se seleccionen antes del tiempo en el que su canal de señal se ha recuperado completamente de la condición de saturación. Esto puede adoptar una o más de las siguientes formas.
1. En una forma de realización actual, se añade tiempo al extremo del bit de indicación de desbordamiento de capacidad a partir del convertidor de analógico a digital. Esta característica se pone en práctica dentro de la lógica de selección de canal 137, que se muestra en la figura 8b. La misma puede consistir en una puerta O que recibe la señal de desbordamiento como una entrada y una versión desplazada de la misma como otra entrada.
2. Se usa un comparador digital en el canal con la siguiente ganancia más baja para detectar cuándo el convertidor de analógico a digital se encuentra fuera de una saturación severa, incluso si el convertidor de analógico a digital sigue indicando fuera de rango. La adición de un retardo a este detector de “saturación severa” es comparable a la provisión de un retardo sobre el indicador de desbordamiento de capacidad.
3. Los datos fuera del convertidor de analógico a digital se comparan con el valor del siguiente canal de ganancia más baja para validar los datos. El valor se ha de encontrar dentro de un intervalo indicado del valor a partir del canal siguiente.
4. Se usa un convertidor de analógico a digital que es lento para indicar que este ha salido de fuera de rango.
Se debería hacer notar adicionalmente que un convertidor de analógico a digital se puede saturar a una tensión de entrada que es más alta que la tensión de fuera de rango. Esta es la razón por la que es ventajosa la provisión de un retardo saliendo de la saturación, mientras que no es necesario un retardo saliendo de fuera de rango. En el intervalo de tensión entre fuera de rango y saturación, el convertidor de analógico a digital puede funcionar con normalidad y no necesitar un tiempo de recuperación. En una forma de realización que se ha puesto en práctica, el indicador de desbordamiento de capacidad de analógico a digital se ha usado como un indicador de saturación y, a veces, introducirá un retardo que no es necesario. Este retardo no deseado es raro y carece por completo de importancia técnica alguna.
El inventor de la presente invención también contempla el uso de convertidores de digital a analógico para recortar las tensiones de referencia de los convertidores de analógico a digital para el efecto de recortar la ganancia. El presente procedimiento se usa para ampliar el intervalo del control de ganancia de usuario y es diferente de la adaptación de canal.
El inventor de la presente invención también contempla el uso de un preamplificador para los canales de ganancia media y alta que no distorsiona la señal de origen. Este enfoque es preferible a construir o utilizar un amplificador con al menos un intervalo de salida de pico de 20 voltios de un comportamiento de ruido muy bajo. El enfoque descrito también es preferible a un diseño híbrido, en el que la entrada usa etapas de atenuación, pero este enfoque no tiene tanto rango dinámico. No obstante, para un segmento de mercado de bajo coste, se puede preferir un diseño híbrido.
En la descripción precedente, se hizo referencia a diversas preocupaciones técnicas en relación con que los dispositivos de circuitos pasen a estar saturados o que los convertidores de analógico a digital indiquen fuera de rango. Siguiendo un análisis inicial del problema subyacente, se proporcionan varias soluciones alternativas que representan algunas formas de realización adicionales de la invención.
En unas condiciones operativas normales, son aplicables las ganancias de canal para los circuitos que se identifican en lo sucesivo entre corchetes.
Ganancia de canal A * 32 “ Ganancia de canal B [la figura 7]
Ganancia de canal B * 32 “ Ganancia de canal C [la figura 7]
Cuando un canal se lleva a la saturación, esto se indicará por medio de la señal de salida de desbordamiento del convertidor de analógico a digital del canal, posibilitando de ese modo que la Lógica de Selección de Canal 137 seleccione el mejor canal para recibir la señal. Tal como se ha descrito previamente, el mejor canal es el que tiene la ganancia más alta y no se encuentra en el estado de desbordamiento. Las ganancias de la más baja a la más alta son el canal A, el canal B y el canal C, de forma respectiva. Véanse las figuras 8b, 8c, 8d, y 8e.
Cualquiera de, o todas, las condiciones anteriores pueden no ser ciertas para señales de velocidad de variación muy rápida, tales como el flanco de entrada del pulso de generador de pulsos, debido a que el flanco es tan rápido que los amplificadores de la totalidad de los tres canales se llevan a la saturación sustancialmente al mismo tiempo.
Debido a las limitaciones de velocidad de variación de los amplificadores y los filtros, los convertidores de analógico a digital no se saturan inmediatamente, y la totalidad de los tres canales se mueven hacia la saturación sustancialmente a la misma tasa. Si se toman unas muestras a partir del A / D, mientras sus salidas están variando a sus valores finales, se anotarán unas lecturas erróneas. Por ejemplo, cuando la totalidad de los tres canales se encuentran a aproximadamente 1/2 de la escala completa (lo que se corresponde con un valor de salida de A/D
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(en hexadecimal) de 2FFFC), estos no se corresponderán con la amplitud de entrada correcta. Las lecturas de canal, ninguna de las cuales indica un desbordamiento, serían tal como sigue:
Canal A = 2FFF, indicando - 5 V en la entrada.
Canal B = 2FFF, indicando - 0,15 V en la entrada.
Canal C = 2FFF, indicando - 0,005 V en la entrada.
Por lo tanto, la forma de realización de las figuras 8b y 8c seleccionará el canal C debido a que el mismo es el canal con la ganancia más alta y que no se encuentra (aún) en el estado de desbordamiento. Las lecturas de canal en lo que antecede indican que ese canal A es - 5 V, o menos; por lo tanto, se mostraría en el sistema de representación la señal de - 0,005 V (que se supone que se encuentra en la entrada del canal C), lo que sería incorrecto.
Tal como se muestra en las figuras 8d y 8e, una forma de realización alternativa no requiere el uso de una señal de salida de desbordamiento a partir de cualquiera de los convertidores de analógico a digital 132, 134 y 136. En su lugar, los comparadores de magnitud 801, 802 y 803, de forma respectiva, se usan para indicar cuándo los datos de salida digitales de cada convertidor de analógico a digital se corresponden con un número previamente determinado. Los comparadores de magnitud 801, 802 y 803 proporcionan una señal de salida a la Lógica de Selección de Canal 137 cuando el número previamente determinado se hace coincidir para cada uno. El comparador de magnitud 801 también proporciona su señal de salida al generador de exponentes 139. Se debería hacer notar que el comportamiento de la presente forma de realización también se puede lograr mediante el uso de únicamente los comparadores de magnitud 801 y 802 para los canales A y B, de forma respectiva.
Debido al hecho de que la señal de salida digital del convertidor de analógico a digital de un canal se puede correlacionar con el nivel de una señal en cualquier punto a lo largo de la trayectoria de señal de entrada, la ventaja principal del procedimiento de 'comparador de magnitud' es que el mismo se puede usar para detectar cualquier nivel de señal de interés que cae dentro de la escala completa del convertidor de analógico a digital y es encuentra dentro de su capacidad de resolución de medición. Una condición de saturación de un amplificador dentro de la trayectoria de señal de entrada es un ejemplo de un nivel de señal de interés.
Haciendo referencia a la figura 10, cuando se procesa un flanco de señal muy rápido (es decir, velocidad de variación rápida), es cierta la siguiente lógica. Se debería entender que los valores que se muestran en lo sucesivo son números enteros con signo de 14 bits.
a) SI [Canal A >= 100] o [Canal A <= 3EFF], entonces los amplificadores del canal B y del canal C están probablemente sobreexcitados.
b) SI [Canal B >= 100] o [Canal B <= 3EFF] Entonces, el amplificador del canal C está probablemente sobreexcitado.
Usando la lógica de a) y b) en lo que antecede, el problema de la selección de canal errónea se puede evitar mediante la incorporación en la lógica de Selección de Canal 137 de las siguientes reglas en el orden de prioridad que se muestra en lo sucesivo:
a) SI [Canal A >= 100] o [Canal A <= 3EFF], usar entonces datos a partir del canal A - es decir, el canal A tiene prioridad sobre el canal B
b) SI [Canal B >= 100] o [Canal B <= 3EFF], usar entonces datos a partir del canal B - es decir, el canal B tiene prioridad sobre el canal A
c) SI [Canal A < 100 y > 3EFF] y [Canal B < 100 y > 3EFF], usar entonces datos a partir del canal C - es decir, el canal C tiene prioridad sobre el canal A y B
Se debería hacer notar que los valores hexadecimales que se han usado en lo que antecede y en la figura 10 se eligieron como ejemplos y no son necesariamente los valores que se usan en una forma de realización real.
La figura 8d ilustra adicionalmente en líneas de trazo discontinuo una unidad de mezclado de canal 135' que se usa como una alternativa para el MUX 135. La unidad de mezclado de canal 135' sirve para mezclar la salida de dos de los tres convertidores A/D que tienen la ganancia más alta, pero no se encuentran en saturación, con el fin de reducir al mínimo los efectos de unas señales no adaptadas entre canales.
La figura 11 es aproximadamente equivalente a los circuitos y las señales que están contenidos dentro de la unidad de mezclado de canal 135'; no obstante, la misma solo muestra la porción para el canal A y B, y sería necesario que se añadieran más circuitos de salida para ser compatible con la entrada que se requiere para la RAM 141.
Tal como se usa en el presente documento, “mezclar” se refiere a combinar o asociar, de tal modo que no se distinguen con facilidad los constituyentes separados o la línea de delimitación. Por lo tanto, la unidad de mezclado de canal 135' es un dispositivo que toma valores de salida a partir de dos canales de convertidor A/D adyacentes y
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calcula un valor de compensación recíproca como su salida. Se necesita un control de relación para controlar las proporciones de las dos entradas que se usan.
La figura 11 muestra los detalles de los circuitos de control de relación.
En el presente ejemplo, el valor del control de relación está limitado al intervalo de 0 a 1.
(Entrada A) * Relación + (Entrada B) * (1 - Relación) = Salida
Por razones de simplicidad en los circuitos, el control de relación se puede limitar adicionalmente a un conjunto pequeño de valores discretos que pueden no incluir 0 y / o 1. Los números 0 y 1 producen una salida que es idéntica a una o la otra entrada; algún otro circuito puede manejar esta condición.
Una unidad de mezclado muy simple que se ensambla a partir de dos sumadores y tres multiplexores podrían soportar los siguientes valores de relación: 0, 0,25, 0,5, 0,75 y 1. Esto dividiría la anomalía de selección de canal en cuatro anomalías separadas, cada una de una cuarta parte de la magnitud.
Por lo tanto, dependiendo de la amplitud de la señal de entrada 19a de la figura 7, la Lógica de Selección de Canal 137 de la figura 8d selecciona el canal activo. Cuando se usa este sistema para una aplicación que produce una amplitud de señal de entrada muy cerca de un umbral que da lugar a que el sistema conmute canales, se puede observar que, a medida que el sistema cambia los canales, podría aparecer un pequeño salto, o señal deformada, en la salida, debido a que la ganancia, la respuesta en frecuencia y / o la fase de los dos canales no se ponen en correspondencia de una forma precisa. Esto puede manifestarse por sí mismo como una subida o caída no esperada en la amplitud de señal de salida.
Haciendo referencia a la figura 8d, el canal de ganancia baja es el canal A y el canal de ganancia alta es el canal B. Dependiendo de las salidas de los comparadores de magnitud 1102 y 1108 (la figura 11) que están contenidos dentro de la unidad de mezclado de canal 135' (la figura 8d), la unidad de mezclado 1111 (la figura 11) mide cómo de cerca de la saturación se encuentra el canal B. A medida que se aumenta la señal de entrada 19a (la figura 7), el canal B se aproxima a la saturación y el valor previamente establecido del comparador de magnitud 1108. Cuando se alcanza este último, se invoca una función de mezclado dentro de la unidad de mezclado de canal 135' que mezcla los datos a partir del convertidor A / D 134 con los datos a partir del convertidor A / D 132. La función de mezclado es variable o tiene escalones de ponderación de las dos fuentes de datos a partir de los convertidores A/D respectivos. A medida que el canal B se aproxima a la saturación, la relación de ponderación de mezcla se cambia con el fin de aplicar más peso al canal A y menos al canal B. Como un ejemplo: comenzando a una amplitud de la señal de entrada 19a (la figura 7) baja, la relación de mezcla sería a un 100 % del canal B y un 0 % del canal A; a medida que el canal B se acerca a la saturación, la mezcla cambiaría a un 50 % del canal B y un 50 % del canal A; cuando no satura el canal B, la mezcla es un 100 % del canal A y un 0 % del canal B. La relación de mezcla se puede extraer a partir del canal A o B o una combinación de los mismos. La relación de mezcla puede cambiar en unos pocos escalones o ajustarse con suavidad en proporción con las amplitudes de señal de canal.
El uso de la unidad de mezclado de canal 135' hace que sea menos probable que el umbral de tensión de la señal de entrada 19a (la figura 7) que separa el funcionamiento del canal A con respecto al funcionamiento del canal B sea observado por el operador. Esta función de mezclado se puede usar para todos los puntos de transición de canal. El presente procedimiento se puede usar en combinación con cualquiera de los otros procedimientos de control de la selección de canal.
La figura 8h proporciona otra solución que añade elementos de retardo a los datos de muestra de salida y las señales de desbordamiento (OF, overflow) de los convertidores de analógico a digital 132, 134 y 136 con el fin de proporcionar a las señales de desbordamiento un ciclo de reloj adicional para responder antes de que los datos de muestra de salida se proporcionen al MUX 135. A pesar de que no se muestra, se puede usar más de un ciclo de reloj adicional. Los retardos evitan que la Lógica de Selección de Canal 137 seleccione un canal hasta que las señales de desbordamiento hayan tenido tiempo suficiente para responder, evitando de ese modo el problema que es causado por una señal de entrada de velocidad de variación rápida que se ha descrito anteriormente.
En cada canal, la señal de desbordamiento y de desbordamiento retardado se proporcionan a una puerta O con el fin de que la señal de desbordamiento:
a) se active sin un retardo de tal modo que el mismo tendrá lugar antes del tiempo en el que los datos de muestra de salida de convertidor de analógico a digital se proporcionan al MUX 135, y
b) se desactive con un retardo con el fin de sincronizarse con los datos de muestra retardados que se proporcionan a la entrada del MUX 135 tras volver del estado de desbordamiento.
Se debería hacer notar que los retardos que no sean de un ciclo de reloj también se pueden usar para la presente forma de realización alternativa.
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El presente procedimiento se pone en práctica mediante la inserción de un retardo de datos de un ciclo de reloj de muestra entre cada salida de señal digital de los convertidores de analógico a digital 132, 134 y 136, y la entrada al MUX 135. También se inserta un retardo de datos de 1 reloj de muestra entre la señal de desbordamiento de cada convertidor de analógico a digital y la entrada a una puerta O. La salida de la puerta O 809 del canal A se proporciona a la entrada del generador de exponentes 139. La salida de la puerta O 812 y 815 para el canal B y C, de forma respectiva, se proporcionan a la Lógica de Selección de Canal 137.
Se debería hacer notar que el comportamiento de la presente forma de realización alternativa también se puede lograr mediante el uso de retardos únicamente en los canales B y C.
El inventor de la presente invención también contempla un procedimiento para hacer que la ganancia de cada canal cumpla sustancialmente unos niveles previamente determinados mediante el uso de únicamente un mecanismo de ganancia variable, tal como un amplificador de ganancia variable, en el interior de la trayectoria de señal analógica de cada canal. Los niveles de ganancia se establecerían a unos niveles previamente determinados por medio de un procedimiento de calibración. Los niveles previamente determinados que se contemplan para la presente forma de realización son aquellos niveles que aseguran que el ajuste a escala de ganancia entre los canales A, B y C es tan preciso como sea posible. No hay figura alguna que esté asociada con la presente forma de realización alternativa.
En la descripción precedente, se hace referencia a un corrector de línea de base 148, que se muestra en la figura 8c. Tal como se describe en lo sucesivo, se puede llevar a cabo un ajuste de desplazamiento de CC digital en la salida de cualquiera de los convertidores de analógico a digital, en lugar de justo en la salida fusionada, tal como se muestra en la figura 8c. En consecuencia, se hace referencia a continuación a las figuras 8e, 8f y 8g, haciendo notar lo siguiente:
a) El sistema de corrección de línea de base (BLCS, Base line Correction System) 804 que se muestra en la
figura 8f es el mismo que el que se muestra en los elementos 146 a 150 de la figura 8e.
b) Los sistemas de corrección de línea de base (BLCS) 805, 806 y 807 para los canales A, B y C, tienen, de
forma respectiva, los mismos contenidos que el BLCS 804. Los BLCS 805, 806 y 807 son unas versiones
dibujadas de nuevo del BLCS 804 y se tiene por objeto que mejoren la apariencia de la figura 8g.
c) Tal como se muestra en la figura 8g, se insertan los BLCS 805, 806 y 807 entre las salidas de señal digital de
los convertidores de analógico a digital 132, 134 y 136, y la entrada al MUX 135.
Con referencia adicional a la figura 8g, las salidas de los convertidores A / D 132, 134 y 136 se proporcionan a los BLCS 805, 806 y 807 durante el intervalo 10c que se muestra en la figura 3. Los puntos de muestra a partir del intervalo 10c se usan para supervisar la línea de base debido a que los mismos se encuentran en una región en el tiempo relativamente “tranquila” - es decir, una región que tiene lugar antes de que se dispare el generador de pulsos y después de que se encuentren presentes unas señales de respuesta de ultrasonidos de una amplitud sustancial. En la presente forma de realización, cada uno de los BLCS 805, 806 y 807 usa 256 puntos de muestra y calcula el promedio; no obstante, se puede usar un número diferente de puntos de muestra. Los multiplexores dentro de los BLCS 805, 806 u 807 se pueden habilitar por medio de sus señales de control (ME) respectivas para permitir que la salida de cada BLCS se proporcione a la entrada de bloque de corrección de línea de base B, tal como se muestra en la figura 8f. La entrada B se resta entonces de la salida de los convertidores A / D 132, 134 y 136 para eliminar el error de línea de base. Los registros que están contenidos en los BLCS 805, 806 y 807 tienen por objeto permitir que se use un valor de compensación de línea de base alternativo que se puede haber producido por medio de un algoritmo de soporte lógico o un dispositivo de soporte físico que no se muestra.
El inventor de la presente invención también contempla una forma de realización alternativa, tal como se muestra en la figura 9 y se describe en lo sucesivo, que logrará los beneficios de la presente invención, un rango dinámico especialmente alto, mediante la utilización de un convertidor A/D de trayectoria de señal en concierto con uno o más convertidores A/D de lectura de ganancia y un circuito de control de ganancia automático (AGC, Automatic Gain Control) para determinar y controlar la ganancia del sistema. A pesar de que no se muestra en la figura 9, la señal de entrada 10b de la figura 1 está conectada con la entrada 200 en la figura 9.
De acuerdo con un aspecto de la forma de realización alternativa, un dispositivo de reconstrucción de datos en el bloque de lógica de adquisición 210 se usa para computar la ganancia de sistema y presentar la amplitud de señal apropiada en el sistema de representación, o proporcionar la misma como entrada a otro dispositivo. El bloque de lógica de adquisición 210 se ubicaría dentro de la FPGA 140 de la figura 7 y el conjunto de circuitos a la izquierda del mismo se sustituiría sustancialmente por la totalidad de la figura 9. Algunos de los circuitos en la FPGA 140 se modificarían, o se retirarían, según sea apropiado de acuerdo con la forma de realización alternativa.
De acuerdo con otro aspecto de la forma de realización alternativa, la ganancia de sistema se calcula para cada punto de muestra mediante el uso de los valores de salida del convertidor A / D de señal 209 en conjunción con los valores de salida de los convertidores A/D de lectura de ganancia 225 y 226. La tasa de muestra es sustancialmente la misma y síncrona para los convertidores A/D 209, 225 y 226. La precisión del cálculo de ganancia de sistema se determina sustancialmente por la precisión del sistema de calibración de ganancia, las características de transferencia de los multiplicadores, y la precisión de los tres convertidores A/D que se han
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mencionado en lo que antecede. El inventor de la presente invención contempla que, para cada canal, se puede requerir una calibración para una multiplicación por cero (que se explica posteriormente) y una anulación de desplazamiento de CC.
Tal como se puede ver adicionalmente a partir de la figura 9, el circuito de la forma de realización alternativa está compuesto por cuatro canales de ganancia de entrada 201, 205, 207 y 211 paralelos, proporcionada la salida de cada uno a uno de cuatro multiplicadores de control de ganancia 202, 206, 208, y 212 de forma respectiva, las salidas de los cuales se proporcionan al sumador 203 seguido por el amplificador 204, el convertidor A / D 209, y por último la lógica de adquisición 210. El circuito de AGC 227 recibe una entrada a partir de las señales de supervisión 213, 214, 215 y 216, y proporciona las señales de control de ganancia de salida 217, 218, 219 y 220 a los multiplicadores 202, 206, 208, y 212 de forma respectiva. El inventor de la presente invención reconoce que ese número de canales puede ser más o menos de cuatro dependiendo del rango dinámico que se requiere para la aplicación a la que se aplica la presente forma de realización alternativa.
La prevención de los efectos poco deseables de la saturación de señal que pueda tener lugar en unas ubicaciones diferentes a lo largo de la trayectoria de señal es un aspecto muy importante de la forma de realización alternativa. La trayectoria de señal se inicia en la entrada 200 y termina en la entrada al convertidor A / D 209. Se considera que una señal saturada en la presente forma de realización es cualquier señal en la trayectoria de señal que se inicie en la salida de los preamplificadores 201, 205, 207 y 211 que tiene una amplitud con un valor absoluto de más de 1 voltio. Las siguientes tres condiciones pueden dar lugar a que se encuentren presentes unas señales saturadas en la trayectoria de señal.
1. El valor absoluto de la amplitud de la señal de entrada 200 es más grande que un pico de 10 V.
2. El valor absoluto de la amplitud de la señal de entrada 200 es menor que o igual a un pico de 10 voltios y de
una amplitud suficiente para dar lugar a que la salida de del preamplificador 205, 207 o 211 sea más grande que
1 voltio.
3. El valor absoluto de la amplitud de la señal de entrada 200 es menor que o igual a un pico de 10 V y la suma
de las salidas de los multiplicadores 202, 206, 208 y 212 en la salida del sumador 203 es lo bastante alta para
dar lugar a una saturación de señal en la entrada del convertidor A / D 209.
Para la condición 1, el objeto de la forma de realización alternativa no es evitar una saturación de señal a lo largo de la trayectoria de señal debido a que muchos procedimientos de inspección mediante un detector de defectos requieren que la señal de generador de pulsos, que tiene un valor absoluto de amplitud de pico que es mucho más grande que 10 V, se encuentre siempre presente en la representación; por lo tanto, se ha de permitir que la señal de generador de pulsos sature la trayectoria de señal.
Para la condición 2, se proporciona un medio en la forma de realización alternativa mediante el uso del circuito de AGC 227 para evitar sustancialmente que las señales de salida saturadas de los preamplificadores 205, 207, y 211 pasen a través de los multiplicadores de ganancia 206, 208 y 212 mediante el establecimiento de las señales de control de ganancia 218, 219 y 220 sustancialmente a cero. El inventor de la presente invención reconoce que los componentes de multiplicador disponibles en el mercado no poseen unas características de comportamiento perfecto. Por lo tanto, no se requiere que los multiplicadores 206, 208 y 212 proporcionen la atenuación infinita que está asociada con una multiplicación teórica por cero. Solo se requiere que los multiplicadores 206, 208 y 212 proporcionen una atenuación suficiente para mantener la amplitud de pico máxima de la señal saturada por debajo del nivel que daría lugar a un efecto poco deseable en la señal de entrada al convertidor A / D 209. El nivel de señal saturada admisible máximo se podría establecer, por ejemplo, a partir de una norma industrial reconocida para instrumentos de detección de defectos tales como la norma EN12668-1:2000. Cabe hacer notar que se suman las salidas de los multiplicadores 206, 208 y 212; por lo tanto, el cálculo del nivel de señal saturada admisible máximo ha de tener esto en cuenta.
Para la condición 3, se proporciona un medio en la forma de realización alternativa mediante el uso del circuito de AGC 227 para asegurar que las salidas de los multiplicadores 202, 206, 208, y 212 son de una amplitud lo bastante baja para evitar que tenga lugar una señal de más de 1 V en la entrada al convertidor A / D 209 después que las salidas se hayan sumado por medio del sumador 203 y amplificadas por medio del amplificador de + 15 dB 204.
De acuerdo con otro aspecto de la forma de realización alternativa, los canales A, B, C y D han de tener unos retardos de propagación y unas respuestas en frecuencia sustancialmente equivalentes hasta, e incluyendo, la entrada del sumador 203 para evitar la distorsión en la salida sumada.
De acuerdo con otro aspecto de la forma de realización alternativa, la ganancia de cada canal se controla por medio de las señales de multiplicando de multiplicador ganancia A, ganancia B, ganancia C y ganancia D que se muestran en la figura 9 como los elementos 217, 218, 219 y 220 de forma respectiva. El circuito de control de ganancia automático 227 supervisa la salida de cada amplificador de ganancia por medio de las señales de supervisión 216, 215, 214 y 213, y ajusta la ganancia en consecuencia. La ganancia de los multiplicadores 202, 206, 208 y 212 se controlan de una forma tal que se proporcione una transición suave de un multiplicador a otro, evitando de ese modo unos cambios de ganancia abruptos que pueden dar lugar a señales deformadas o distorsión de señal.
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De acuerdo con otro aspecto de la forma de realización alternativa, se evita que el preamplificador 205, 207 o 211, si está saturado, distorsione la señal de entrada 200 mediante el uso del circuito de fijación que se ha descrito previamente para la invención de la figura 7. Cada circuito de fijación evita la distorsión de la señal de entrada 200 al mantener una impedancia de entrada constante para los preamplificadores 205, 207 y 211.
De acuerdo con otro aspecto de la forma de realización alternativa, los convertidores A / D 225 y 226 muestrean las señales de ganancia sumadas que se proporcionan a la misma por medio de los sumadores 223 y 224 de forma respectiva. Cada una de las señales de ganancia 217 y 219 se divide por diez con el fin de ajustar a escala las mismas para que coincidan con la sensibilidad de las señales de ganancia 218 y 220.
De acuerdo con otro aspecto de la forma de realización alternativa, cuando la amplitud de señal de la entrada 200 es casi cero, las amplitudes de las señales de supervisión de ganancia 213, 214, 215 y 216 también serán casi cero, dando lugar de ese modo a que el circuito de control de ganancia automático 227 aumente las señales de ganancia 217, 218, 219 y 220 a su valor de ganancia máximo de 1 voltio. A medida que aumenta la amplitud de señal de la entrada 200, los multiplicadores con multiplicandos de ganancia no nula cambian de forma gradual con el fin de proporcionar una transición de ganancia suave entre canales antes de alcanzar una condición de saturación. Cuando la amplitud de la entrada 200 da lugar a que la señal de supervisión D 213 alcance una amplitud previamente determinada justo por debajo de la saturación, el circuito de control de ganancia automático 227 reduce la ganancia D 220 a cero para evitar que la señal saturada, cuando tiene lugar la misma, pase a través del multiplicador de canal D 212 y dé lugar a una señal sustancialmente saturada. Cuando la ganancia D se establece a cero, la entrada 200 pasará a través del canal A, B y C hasta que la señal de supervisión C 213 alcanza una amplitud previamente determinada justo por debajo de la saturación, dando lugar de ese modo a que el proceso de control de ganancia automático que se ha descrito en lo que antecede para el canal D se inicie para el canal C. A medida que continúa aumentando la amplitud de señal de la entrada 200, este proceso tiene lugar para el canal B y, a continuación, para el canal A, evitando en última instancia que las señales sustancialmente saturadas pasen a través de los canales B, C y D.
El tiempo de respuesta del circuito de AGC 227 establece la tasa de cambio de tiempo aceptable máxima de la señal de entrada 200 debido a que el ajuste de ganancia ha de tener lugar antes del momento en el que la señal de entrada 200 alcanza la amplitud que dará lugar a que se produzca una señal no admisible. Si la forma de realización alternativa ha de funcionar con señales que tienen una tasa de cambio de tiempo que es más rápida que el tiempo de respuesta del circuito de AGC 227, se introduce un circuito de retardo entre la salida de los preamplificadores 201, 205, 207 y 211 y la entrada a los multiplicadores 202, 206, 208 y 212. Las señales de supervisión 216, 215, 214 y 213 están conectadas con la entrada de cada circuito de retardo de forma respectiva. El circuito de retardo proporciona un retardo de tiempo que es más grande que el tiempo de respuesta del circuito de AGC 227. Los errores relativos de retardo de propagación y de respuesta en frecuencia entre los circuitos de retardo de cada canal han de ser mínimos con el fin de no dar lugar a un grado no aceptable de distorsión de señal.
El inventor de la presente invención reconoce que los objetivos de la forma de realización alternativa se pueden lograr con secuencias y parámetros de control para el circuito de control de ganancia automático 227 que se ponen en práctica de formas que no sean las que se describen en la forma de realización en lo que antecede. Además, el inventor de la presente invención reconoce que estas otras formas de realización pueden lograr sustancialmente el mismo resultado final con respecto al control de ganancia.
Por la totalidad de la memoria descriptiva y las reivindicaciones, se hace referencia a las señales de “eco”. Tal como será apreciado por los expertos en la materia, en determinados entornos o aplicaciones, los componentes de transmisión y de recepción del transductor 12 están físicamente separados, con el receptor estando ubicado sobre un lado opuesto del objeto que se está sometiendo a prueba. Por lo tanto, la expresión “eco” tal como se usa en el presente documento también se refiere a, y abarca, algunas formas de realización en las que la así denominada señal de eco pasa a través del objeto que se está sometiendo a prueba.
En la descripción precedente, la invención que se ha descrito exclusivamente con respecto a algunas formas de realización en las que una detección de defectos se lleva a cabo con un único elemento de transducción que funciona exclusivamente según el principio del eco y/o por referencia a un par de transmisor/receptor que manejan ondas de ultrasonidos que pasan a través de un material. No obstante, se debería hacer notar que la presente invención es aplicable por igual a los instrumentos de detección de defectos que usan una disposición de elementos de transducción, tales como una sonda de disposición de elementos en fase de ultrasonidos. Tal como es el caso con un transductor de ultrasonidos de un único elemento, la señal de respuesta para cada elemento de transducción de la sonda de ultrasonidos de disposición de elementos en fase que se usa para la recepción se proporciona a la entrada de un canal de receptor para el acondicionamiento y la digitalización posterior por medio de un convertidor de analógico a digital. Dicho de otra forma, se considera que la referencia en las reivindicaciones a un “transductor” -- en singular - también se refiere a un tipo de sonda de disposición de elementos en fase de ultrasonidos. Se considera que tales disposiciones de transductores o bien son idénticos o bien son al menos equivalentes a un transductor de un único elemento. La estructura de tales dispositivos de disposición de elementos en fase de ultrasonidos se describe, o se hace referencia a la misma, en las patentes de EE. UU. con n.° 4.497.210 y 6.789.427.
A pesar de que la presente invención se ha descrito en relación con algunas formas de realización particulares de la misma, muchas otras variaciones y modificaciones y otros usos serán evidentes a los expertos en la materia. Se prefiere, por lo tanto, que la presente invención esté limitada no por la divulgación específica en el presente documento, sino solo por las reivindicaciones adjuntas.
Claims (14)
- 510152025303540455055REIVINDICACIONES1. Un sistema de inspección de objetos, que comprende:una sección de transmisión y de recepción para generar una señal de prueba y para recibir una señal de eco sensible (13a);un transductor (12) que está configurado para convertir la señal de prueba en una señal de ultrasonidos, para aplicar la señal de ultrasonidos a un objeto objetivo que se va a someter a prueba, para recibir una señal de eco de ultrasonidos y para producir la señal de eco para la sección de transmisión y de recepción; un circuito de procesamiento de señales que está acoplado con la sección de transmisión y de recepción para recibir y procesar la señal de eco, incluyendo el circuito de procesamiento de señales al menos dos canales de procesamiento de señales (19a, 19b), ajustando a escala cada canal la señal de eco a un grado diferente, y teniendo cada canal un primer y un segundo convertidor de analógico a digital (132, 134) respectivo; y un circuito de selección (135) que está configurado para seleccionar aquella salida de aquel convertidor de analógico a digital que proporciona la amplificación más grande de la señal de eco sin que se haya desbordado, yestando acoplado un primero de dichos canales de procesamiento de señales (19a) directamente con la señal de eco (13a),caracterizado porque el primero de dichos canales de procesamiento de señales (19a) comprende un preamplificador (110) respectivo y un circuito de fijación (111a) respectivo para evitar que dicho preamplificador pase a estar saturado, y un segundo de dichos canales de procesamiento de señales (19b) está acoplado directamente con la señal de eco y comprende un preamplificador (112) respectivo y un circuito de fijación (111b) respectivo para evitar la saturación del preamplificador del segundo de dichos canales de procesamiento de señales, estando configurado el circuito de fijación del segundo canal de procesamiento de señales para mantener una impedancia de entrada constante en la señal de eco, al menos hasta un nivel de señal de dicha señal de eco que es igual a un intervalo de entrada máximo al preamplificador del primero de dichos canales de procesamiento de señales.
- 2. El sistema de la reivindicación 1, que incluye uno o más de:un sistema de representación (18) para representar una señal de exploración que es producida por el circuito deprocesamiento de señales y que es representativa de la señal de eco;un filtro de frecuencia (116, 118) respectivo en al menos uno de los canales de señal; yun tercer canal de procesamiento de señales que incluye un tercer preamplificador (122) que proporciona una tercera salida ajustada a escala de la señal de eco.
- 3. El sistema de la reivindicación 2, que incluye uno o más de:un tercer convertidor de analógico a digital (136), en el que el primer, el segundo y el tercer convertidores de analógico a digital (132, 134, 136) tienen, cada uno, una entrada de reloj respectiva, estando sincronizadas las entradas de reloj una con otra con un ajuste de fase entre flancos de reloj de activación de las mismas para compensar retardos de trayectoria de señal en cada canal; un circuito de fijación (113) para el tercer preamplificador (122);cada uno del primer, el segundo, el tercer convertidores de analógico a digital con una salida de desbordamiento respectiva, e incluyendo el circuito de selección un circuito de lógica de selección de canal que recibe la salida de desbordamiento respectiva y selecciona la salida de aquel convertidor de analógico a digital que proporciona la amplificación más grande sin que se haya desbordado;un generador de exponentes (139) para ajustar a escala la salida de una salida de convertidor de analógico a digital seleccionada y almacenar la misma en una memoria de acceso aleatorio; los filtros con filtros anti distorsión por repliegue del espectro;un circuito de desplazamiento de CC (112a, 124, 126a, 128a) que está configurado para aplicar una corrección de desplazamiento de CC digital en una ubicación de señal que está ubicada después de dicho circuito de selección; yun circuito FIFO que está configurado para retardar una entrada de reloj en relación con otra un número entero seleccionable de ciclos de reloj.
- 4. El sistema de la reivindicación 2, que incluye uno o más de:un módulo de retardo de señal analógico eficaz para retardar salidas que se derivan de uno o más del primer, el segundo y el tercer preamplificadores (110, 112, 122) de una forma que posibilita que se sincronicen las salidas a partir del primer, el segundo y el tercer preamplificadores;un acoplador que está configurado para acoplar el circuito de selección con unas señales de desbordamiento respectivas que son proporcionadas por unos respectivos de dichos convertidores de analógico a digital; una pluralidad de comparadores de magnitud (801, 802, 803) que están acoplados, de forma respectiva, con unos respectivos de dichos convertidores de analógico a digital, en el que cada uno de dichos comparadores de magnitud está estructurado para comparar una salida de su convertidor de analógico a digital respectivo con una referencia previamente determinada respectiva, siendo dicho circuito de selección sensible a dichos510152025303540455055comparadores de magnitud para determinar una lectura errónea de uno o más de dichos convertidores de analógico a digital; yun sistema de corrección de línea de base (148) respectivo que está asociado con unos respectivos de uno o más de dichos convertidores de analógico a digital, estando acoplados dichos sistemas de corrección de línea de base, de forma respectiva, con un multiplexor que canaliza uno seleccionado de los mismos para su procesamiento.
- 5. El sistema de la reivindicación 1, en el que:el primer y el segundo convertidores de analógico a digital están acoplados con los preamplificadores por medio de unos circuitos de amplificación, de una forma que pasa al convertidor de analógico a digital solo una salida no saturada de al menos uno de los preamplificadores; yque comprende adicionalmente un circuito de control de ganancia automático (30) que está acoplado con las salidas de los preamplificadores y es capaz de detectar las magnitudes de las salidas de los preamplificadores y de proporcionar ajustes de ganancia para circuitos de multiplicación que se seleccionan para asegurar que la salida no saturada se proporciona al convertidor de analógico a digital.
- 6. El sistema de la reivindicación 5, que incluye un circuito de lógica de adquisición (210) que está acoplado con, y recibe, una salida del convertidor de analógico a digital y una salida adicional que se deriva del circuito de control de ganancia automático; yen el que la salida adicional es producida opcionalmente por al menos un convertidor de analógico a digital que se proporciona entre el circuito de lógica de adquisición y el circuito de control de ganancia automático.
- 7. El sistema de inspección de objetos de la reivindicación 5, que incluye uno o más de:una unidad de mezclado de canal (135') sensible al circuito de selección y operable para mezclar salidas de dichos convertidores de analógico a digital para producir una salida de analógico a digital mezclada; y una pluralidad de comparadores de magnitud que están acoplados, de forma respectiva, con unos respectivos de dichos convertidores de analógico a digital, en el que cada uno de dichos comparadores de magnitud está estructurado para comparar una salida de su convertidor de analógico a digital respectivo con una referencia previamente determinada respectiva, siendo dicho circuito de selección sensible a dichos comparadores de magnitud para determinar una lectura errónea de uno o más de dichos convertidores de analógico a digital.
- 8. El sistema de la reivindicación 7, en el que cada uno de los convertidores de analógico a digital tiene una salida de desbordamiento respectiva, e incluyendo el circuito de selección un circuito de lógica de selección de canal (137) que recibe la salida de desbordamiento respectiva y selecciona la salida de aquel convertidor de analógico a digital que proporciona la amplificación más grande sin que se haya desbordado.
- 9. El sistema de la reivindicación 7, que comprende adicionalmente uno o más de:un circuito de recorte de frecuencia (116, 118) respectivo para al menos uno de dichos canales de procesamiento de señales (19a, 19b), dando lugar el circuito de recorte de frecuencia respectivo a que las respuestas en frecuencia de los filtros se correspondan entre sí;un primer y un segundo convertidores de analógico a digital que tienen, cada uno, una entrada de reloj respectiva, estando sincronizadas las entradas de reloj una con otra con un ajuste de fase entre flancos de reloj de activación de las mismas para compensar retardos de trayectoria de señal en cada canal; un generador de exponentes (139) para ajustar a escala la salida de una salida de convertidor de analógico a digital seleccionada y almacenar la misma en una memoria de acceso aleatorio;un circuito de desplazamiento de CC (112a, 124, 126a, 128a) que está configurado para aplicar una corrección de desplazamiento de CC digital en una ubicación de señal que está ubicada después de dicho circuito de selección, en el que el circuito de desplazamiento de CC incluye un circuito de captura de línea de base que está acoplado con al menos uno del primer o el segundo convertidores de analógico a digital para producir una señal de corrección, e incluyendo un corrector de línea de base que es capaz de restar la señal de corrección de una señal de salida que se deriva de uno del primer o el segundo convertidores de analógico a digital; y al menos un primer y un segundo canales de señal que incluyen, de forma respectiva, el primer y el segundo preamplificadores que proporcionan, de forma respectiva, una primera y una segunda salidas ajustadas a escala de la señal de eco, en el que el módulo de retardo de señal analógico comprende una línea de retardo con tomas, en el que una toma deseada es seleccionada por un conmutador para obtener un retardo deseado.
- 10. El sistema de la reivindicación 1, que comprende adicionalmente:un circuito de retardo para retardar salidas de al menos uno de los convertidores de analógico a digital para permitir que los convertidores de analógico a digital respondan a un flanco de entrada de una señal de entrada de variación rápida, antes del procesamiento de dichas salidas en dicho circuito de selección.
- 11. El sistema de la reivindicación 10, en el que el circuito de retardo proporciona un retardo que es un múltiplo de un periodo de reloj que está asociado con el sistema.
- 12. El sistema de la reivindicación 1, que comprende adicionalmente:51015202530un circuito de retardo que es eficaz para da lugar a que el circuito de selección se abstenga de seleccionar una salida de convertidor de analógico a digital que se ha desbordado, hasta después de que el convertidor de analógico a digital desbordado se haya recuperado de una condición de saturación.
- 13. El sistema de la reivindicación 1, que comprende adicionalmente:un circuito de tensión de referencia aplicable, de forma respectiva, a cada uno de dichos convertidores de analógico a digital en cada canal de señal para ajustar un intervalo de escala completa del mismo.
- 14. Un procedimiento para someter a prueba objetos por ultrasonidos, que comprende las etapas de:proporcionar una señal de prueba a un transductor (12) para generar una señal de ultrasonidos capaz depropagarse y reflejarse en un objeto objetivo que se va a someter a prueba;recibir una señal de eco de ultrasonidos y producir una señal de eco (13a) que se va a procesar;procesar la señal de eco en al menos dos canales de procesamiento de señales (19a, 19b), con la señal de ecoajustándose a escala a unos grados diferentes en cada canal de procesamiento y, posteriormente,convirtiéndose en una salida digital utilizando un convertidor de analógico a digital (132, 134) respectivo en cadacanal de procesamiento;seleccionar una salida de aquel convertidor de analógico a digital que proporciona la amplificación más grande de la señal de eco sin que se haya desbordado; yhabilitar un rango dinámico completo de datos muestreados de la señal de eco que se va a procesar en cada ciclo de reloj de muestra, de una forma que permite que los datos muestreados se presenten en una escala lineal o en una escala logarítmica,caracterizado por comprender adicionalmente las etapas de:evitar que un preamplificador (110) que pertenece a un primero de dichos canales de procesamiento de señales (19a) a estar saturado mediante el uso de un circuito de fijación (111a) respectivo, estando acoplado el primero de dichos canales de procesamiento de señales directamente con la señal de eco (13a); evitar que un preamplificador (112) que pertenece a un segundo de dichos canales de procesamiento de señales (19b) pase a estar saturado mediante el uso de un circuito de fijación (111b) respectivo, estando acoplado el segundo de dichos canales de procesamiento de señales directamente con la señal de eco (13a); mantener, por medio del circuito de fijación (111b) del segundo canal de procesamiento de señales (19b), una impedancia de entrada constante en la señal de eco, al menos hasta un nivel de señal de dicha señal de eco que es igual a un intervalo de entrada máximo al preamplificador del primero de dichos canales de procesamiento de señales.
Applications Claiming Priority (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US489889 | 1995-06-13 | ||
| US72657505P | 2005-10-14 | 2005-10-14 | |
| US72677605P | 2005-10-14 | 2005-10-14 | |
| US72679805P | 2005-10-14 | 2005-10-14 | |
| US726575P | 2005-10-14 | ||
| US726776P | 2005-10-14 | ||
| US726798P | 2005-10-14 | ||
| US11/489,889 US8001841B2 (en) | 2005-10-14 | 2006-07-20 | Ultrasonic fault detection system using a high dynamic range analog to digital conversion system |
| PCT/US2006/036908 WO2007047018A2 (en) | 2005-10-14 | 2006-09-22 | Ultrasonic fault detection system |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2688195T3 true ES2688195T3 (es) | 2018-10-31 |
Family
ID=37946937
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES06804010.4T Active ES2688195T3 (es) | 2005-10-14 | 2006-09-22 | Sistema de detección de fallos por ultrasonidos usando un sistema de conversión de analógico a digital de rango dinámico elevado |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (4) | US8001841B2 (es) |
| EP (1) | EP1946095B1 (es) |
| JP (1) | JP5430151B2 (es) |
| CN (1) | CN102706958B (es) |
| ES (1) | ES2688195T3 (es) |
| WO (1) | WO2007047018A2 (es) |
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- 2006-09-22 JP JP2008535544A patent/JP5430151B2/ja active Active
- 2006-09-22 CN CN201210114055.6A patent/CN102706958B/zh active Active
- 2006-09-22 ES ES06804010.4T patent/ES2688195T3/es active Active
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2009
- 2009-03-25 US US12/410,922 patent/US7963166B2/en active Active
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| US20100147081A1 (en) | 2010-06-17 |
| EP1946095A2 (en) | 2008-07-23 |
| US7963166B2 (en) | 2011-06-21 |
| WO2007047018A2 (en) | 2007-04-26 |
| EP1946095B1 (en) | 2018-07-18 |
| US8001841B2 (en) | 2011-08-23 |
| WO2007047018A3 (en) | 2007-10-11 |
| JP2009511904A (ja) | 2009-03-19 |
| US20090223294A1 (en) | 2009-09-10 |
| CN102706958A (zh) | 2012-10-03 |
| JP5430151B2 (ja) | 2014-02-26 |
| US8001842B2 (en) | 2011-08-23 |
| CN102706958B (zh) | 2014-10-29 |
| US20070084288A1 (en) | 2007-04-19 |
| US20090178485A1 (en) | 2009-07-16 |
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