DE3417660A1 - Verfahren und vorrichtung zur untersuchung eines kreislaufsystems in lebenden biologischen strukturen - Google Patents

Description

VON KREISLER SCHONWAfD* *£ISHOLD" fUES VONKREISLER KELLER SELTING WERNER 3417660

-b-

PATENTANWÄLTE

Dr.-Ing. von Kreisler 11973
Dr.-lng.K.W. Eishold 11981

VINGMED A/S Dr-IHg₁K-SChOnWaId

Incognitogt. 16 Dr J. F Fues

Dipl.-Chem. Alek von Kreisler

_Λ , _ ., Dipl.-Chem. Carola Keller

OSlO 3, Norwegen DipL-lng. G. felting

Dr. H.-K. Werner

DEICHMANNHAUS AM HAUPTBAHNHOF

D-5000 KOLN 1

Sg-Da/Fe
10. Mai 1984

Verfahren und Vorrichtung zur Untersuchung eines Kreislaufsystems in lebenden biologischen Strukturen

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Untersuchung eines Kreislaufsystems in lebenden biologischen Strukturen, z.B. der Herzfunktion, über Blutströmungsgeschwindigkeitsmessung auf der Basis des Doppler-Prinzips mit Echtzeitanzeige auf dem Bildschirm einer Kathodenstrahlröhre oder einem ähnlichen Anzeigebildschirm, bestehend aus folgenden Schritten:

dem Senden eines gepulsten Ultraschallstrahls, der die zu untersuchende Körperregion in zwei oder mehr Dimensionen überstreicht und

dem Abtasten des reflektierten Ultraschall-Signals an Meßpunkten in mehreren Tiefen entlang jeder Strahlrichtung der gesendeten Ultraschall-Impulse.

Die Erfindung ist folglich darauf gerichtet, den Doppler-Effekt auf vom Blut reflektierte Ultraschall-Sig-

Telefon: (0221) 131041 · Telex: 8882307 dopa d · Telegramm: Dompatent Köln

nale derart anzuwenden, daß ein zwei- oder mehrdimensionales Bild des Blutgeschwindigkeitsfeldes auf einem Bildschirm erzeugt werden kann. Daneben kann man einen oder mehrere Meßpunkte in der Abbildung auswählen, in denen die Blutströmungsgeschwindigkeit in Abhängigkeit von der Zeit dargestellt werden kann.

Es ist auch von Bedeutung, daß das Doppler-Signal für diese Tiefen in einer hörbaren Form, beispielsweise aus Kopfhörern oder aus Lautsprechern wiedergegeben werden kann. Die die Untersuchung ausführende Person wird in einem großen Umfang Vorteile aus der Information, die in dem hörbaren Signal enthalten ist, ziehen. Daher ist es von großer Bedeutung, daß das hörbar wiedergegebene Doppler-Signal nicht wesentlich gestört oder verfälscht wird.

Das zweidimensionale Dopplerbild der Blutströmungsgeschwindigkeit kann mit einer zweidimensionalen Echoamplitudenabbildung von Gewebestrukturen, wie beispielsweise Herzkammern und Blutgefäßen, kombiniert werden. Das Abbilden kann mit einer derartig hohen Bildfrequenz (10 bis 20 s ) stattfinden, daß für die meisten praktischen Zwecke eine Echtzeitabbildung erhalten wird.

Die kombinierte zweidimensionale Doppler-Amplitudenabbildung wird auf einem geeigneten Bildschirm, z.B. einem Farbfernseh-Bildschirm, dargestellt, indem beispielsweise die Echoabbildung in grauer Abstufung kodiert ist, während die Doppler-Abbildung in Form einer für sich bekannten Farbüberlagerung erzeugt wird. Ein Vorschlag für eine Farbkodierung besteht darin, Rot für Geschwindigkeiten in Richtung auf den Meßwertwandler

~ JS ~

hin und Blau für Geschwindigkeiten von dem Meßwertwandler weg zu verwenden, wobei Dunkelrot und Dunkelblau geringe Geschwindigkeiten anzeigen und Übergänge zu Hellrot/Gelb und Hellblau/Weiß hohe Geschwindigkeiten. 5

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung der eingangs genannten Art zu schaffen, die Unregelmäßigkeiten der Blutströmung im Herzen und in den Blutgefäßen schnell nachweisen kann. 10

Zur Lösung dieser Aufgabe dienen die in den Ansprüchen genannten Merkmale.

Die Untersuchung wird ausgeführt, indem ein Ultraschall-Meßwandler auf der Hautoberfläche angeordnet wird. Dadurch stellt dieses Verfahren im Gegensatz zu Röntgen- und Radio-Isotopenverfahren, in denen es notwendig ist, Injektionen in den Körper auszuführen, keinen Eingriff dar. Das Verfahren kann auch mit Eingriff während einer Operation angewandt werden, wobei die Injektion einer Ultrallschall-Kontrastflüssigkeit ebenfalls verwendet werden kann, um eine bessere Doppler-Abbildung zu erhalten. Um bei Doppler-Verfahren die absolute Geschwindigkeit der reflektierenden Elemente, z.B. Blut, zu bestimmen, müssen Korrekturen des Winkels zwischen dem Geschwindigkeitsvektor der reflektierenden Elemente und des Schallstrahls ausgeführt werden. Indem die Blutströmung in einer Ebene dargestellt wird, kann der Winkel in dieser Ebene bestimmt werden und Korrektüren der Geschwindigkeitswerte können für den Winkel in dieser Ebene ausgeführt werden. Indem die Ebene, bis man eine Maximalgeschwindigkeit erhält, gedreht wird, erreicht man, daß der gesamte Geschwindigkeitsvektor in der Ebene'liegt, wodurch die absolute Geschwindigkeit

- ,rf -

vollständig bestimmt werden kann.

Die Erfindung basiert auf der Anwendung eines gepulsten Ultraschallstrahls. Um die zuvor genannte zweidimensionale Doppler-Abbildung zu erzeugen, wird der Ultraschallstrahl (1 bis 20 MHz) in verschiedene Richtungen einer Ebene geschwenkt. Für Messungen am Herzen erfolgt dies in vorteilhafter Weise durch eine Sektorschwenkung des Strahls, während eine Linearverschiebung oder eine Kombination einer Linearverschiebung mit einer Sektorschwenkung bevorzugt werden kann, wenn Messungen an periphären Gefäßen, Unterleibsorganen oder einem Fetus durchgeführt werden.

In den Ansprüchen sind weitere genauere Ausführungen über das erfindungsgemäße Verfahren und die Vorrichtung enthalten.

Im folgenden werden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen Ausführungsbeispiele der Erfindung näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Beispiel einer Sektorabbildung einer biologischen Struktur einschließlich einem zwei-

dimensionalen Blutgeschwindigkeitsfeld und einer Markierung an zwei ausgewählten Meßstellen zur Darstellung der Frequenzspektren,

Fig. 2 ein Beispiel für die Erzeugung von Doppler-Spektren von zwei Meßstellen in Abhängigkeit

von der Zeit,

Fig. 3a einen übertrager mit einem von ihm emittierten Ultraschallstrahl,

- JS -

Fig. 3b die Frequenzspektren in verschiedenen Tiefen entlang des Ultraschallstrahls mit Bezug auf Fig. 3a,

Fig. 4 bestimmte geometrische Verhältnisse mit Bezug auf einen kontinuierlich geschwenkten (ge

drehten) Wandler,

Fig. 5 ein Beispiel eines Doppler-Signals in Abhängigkeit von der Zeit, sowie Zeitabschnitte für eine einzelne Meßstelle bzw. ein einzel-' nes Meßvolumen,

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines Signalssynthetisierers,

Fig. 7 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer vollständigen erfindungsgemäßen Vorrichtung,

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines Doppler-Prozessors mit angeschlossenen Wandlern und Anzeigebildschirm, insbesondere zur Darstellung eines radialen Blutströmungsgeschwindigkeitsfeldes in einer Dimension (Tiefe) entlang eines Ultraschallstrahls,

Fig. 9 typische Signale, die sich in dem Doppler-Prozessor gemäß Fig. 8 ergeben,

Fig. 10 eine Hochpaßfiltereinheit, die in dem Dopp-

ler-Prozessor gemäß Fig. 8 enthalten ist,

Fig. 11 die Funktion der Hochpaßfiltereinheit gemäß

Fig. 10 mit Bezug auf eine Tiefe entlang des Ultraschallstrahls,

Fig. 12 ein vereinfachtes Schaltbild zur zusätzlichen

Erklärung der Funktionsweise der Hochpaßfiltereinheit gemäß Fig. 10 mit Bezug auf eine

Tiefe,

Fig. 13 Beispiele von Abschnitten oder Segmenten des Doppler-Signals, wie sie am Ausgang des Hochpaßfilters anliegen,

^:34Ί7660

Fig. 14 ein Blockschaltbild des Synthetisierers, der ein transversales Filter für die Synthese eines stationären Signals aus Segmenten, wie beispielsweise in Fig. 13 gezeigt,

Fig. 15 die Multiplikation eines gegebenen Signals mit einer Gewichtungsfunktion zur Erzeugung von Filterkoeffizienten, die in dem Filter gemäß Fig. 14 verwendet werden sollen,

Fig. 16 ein Blockschaltbild eines Synthetisierers für ein nicht-stationäres komplexes Signal,

Fig. 17 das Aufteilen einer Multiplikation mit komplexen Zahlen, die in dem Blockschaltbild gemäß Fig. 16 enthalten ist, in reelle Operationen,

Fig. 18 Beispiele von Gewichtungsfunktionen für das

Mischen von Signalen aus zwei Filtern, wie in Fig. 16 gezeigt,

Fig. 19 ein Beispiel einer Gewichtungsfunktion, wenn in dem Blockschaltbild gemäß Fig. 16 ein FiI-ter verwendet wird,

Fig. 20 ein vereinfachtes Blockschaltbild zur Berechnung des Leistungsspektrums des Doppler-Signals in einer Tiefe mit Hilfe der Chirp-Z-Transformation,

Fig. 21 ein erstes Beispiel eines Schaltbildes zur

Berechnung des Leistungsspektrums für verschiedene Tiefen mit Hilfe der Chirp-Z-Transformation,

Fig. 22 ein weiteres Beispiel gemäß Fig. 21,
Fig. 23 die Darstellung der Spektren aus dem Analysierer gemäß Fig. 8 für einander nachfolgende Tiefen,

Fig. 24 ein typisches Kurzzeitspektrum des Doppler-Signals von einer Blutströmung,

Fig. 25 ein Beispiel für das Frequenz Spektrum eines aufgenommenen Doppler-Signals, das dem Signal gemäß Fig. 24 entspricht,

Fig. 26 die Verwendung von Frequenzfenstern zur Flankenbestimmung im Spektrum gemäß Fig. 25,

Fig. 27 eine Schaltanordnung zur Berechnung der Summen PI und PII für zwei Frequenzfenster,

Fig. 28 eine typische Form einer nichtlinearen Funktion, die in der Berechnung gemäß Fig. 27 enthalten ist,

Fig. 29a und b die Bestimmung der jeweils unteren und oberen Flanke der Leistungsspektren,

Fig. 30a und b die Ausgabe von Kurzzeitspektren aus

einem Analysierer zur Flankenbestimmung, Fig. 31 ein Blockschaltbild eines Systems zur Bestimmung der unteren und oberen Flanken gemäß Fig. 29,

Fig. 32a und b Beispiele nichtlinearer Funktionen, die in dem System gemäß Fig. 31 enthalten sind, Fig. 33a, b und c verschiedene Situationen, die auftreten können, insoweit wie Spektren betroffen sind,

Fig. 34 die. Anwendung von zwei Einheiten gemäß Fig. 31 zur Bestimmung der maximalen Doppler-Ver-Schiebung in Abhängigkeit von der Tiefe und

Fig. 35 ein Beispiel für die Zeitaufteilung, wenn die Doppler-Messung unterbrochen ist, insbesondere., um eine Echoamplitudenabbildung zu erzeugen.

Fig. 1 zeigt schematisch einen Wandler 1, der möglicherweise auch eine Wandleranordnung oder ein Wandlerfeld sein kann, die aus mehreren Wandlerelementen bestehen, und der mit Hilfe eines geschwenkten Ultra-

F-

schallstrahls einen ebenen sektorförmigen Bereich einer biologischen Struktur überstreicht, der von geraden Linien 2 und 3 und einem Kreisbogen 4 begrenzt ist. Das gezeigte vereinfachte Bild enthält vergleichsweise hochreflektive biologische Strukturen oder Gewebekonfigurationen 5,6,7 und 8 und einen Teil eines Kreislaufsystems, z.B. die Verbindung mit dem Herzen, wie durch gestrichelte Linien 9a und 9b angezeigt, die einen Durchlaß oder einen Kanal für die Blutströmung, wie mit 10 gekennzeichnet, bilden. Die Blutströmung 10 ist mit Strömungslinien gekennzeichnet, wobei die Dichte dieser Linien die Blutströmungsgeschwindigkeit an verschiedenen Stellen der Blutströmung erläutern soll. Es sind dort speziell zwei Meß stellen oder Bereiche 11 und 12 gekennzeichnet, die Gegenstand spezieller Untersuchungen oder Messungen sein können, wie in der folgenden Beschreibung erläutert wird. Andere Formate mit unterschiedlichen Bewegungen des Strahls, beispielsweise eine lineare Bewegung können ebenfalls angewandt werden.

Fig. 1 zeigt eine Darstellung, in der eine Echoamplitudenabbildung der biologischen Struktur kombiniert ist mit einer bildlichen Darstellung des Blutströmungsgeschwindigkeitsfeldes auf einer zweidimensionalen Anzeige. Die Geschwindigkeitsverteilung in der Blutströmung 10 kann auf diese Weise in kodierter Form gezeigt werden, beispielsweise durch eine Grauabstufung oder durch eine Farbabstufung. Die umgebende biologische Struktur wird mit Hilfe der Echoamplitudenmethode durch Kodieren in Grauabstufungen oder in Farbabstufungen bildlich dargestellt.

Ü"~ """"'* '"" ^:341 766O - er -

Fig. 2 zeigt eine Wiedergabe (a und b) von Kurvenverläufen, die sich auf gemessene Doppler-Frequenzen als Funktion von der Zeit an zwei Meßpunkten oder Bereichen beziehen, wie beispielsweise die in Fig. 1 mit 11 oder 12 gekennzeichneten. Die Darstellung der Doppler-Frequenz oder des Doppler-Spektrums als eine Funktion der Zeit in einem derartig bestimmten Meßpunkt ist bei der Untersuchung eines Kreislaufsystems in hohem Maße signifikant. Es ist ein wesentlicher Aspekt der vorliegenden Erfindung, daß diese Darstellung der Doppler-Frequenzen gleichzeitig mit und in engem Zusammenhang mit dieser Form der Anzeige und dieser Information, wie sie in Fig. 1 dargestellt ist, stattfinden kann. Die in Abhängigkeit von der Zeit dargestellten Doppler-Frequenzen können entweder auf dem gleichen Bildschirm entsprechend der kombinierten Abbildung gemäß Fig. 1 dargestellt werden oder auf einem separaten Bildschirm.

Fig. 2a zeigt einen typischen Kurvenverlauf mit zwei Spitzen 21 und 22, die hohe positive Doppler-Frequenzen wiedergeben, d.h. hohe Blutstromungsgeschwindigkeiten in einer Richtung zu dem Wandler hin, während die negativen Frequenzen im Kurventeil 22 Blutstromungsgeschwindigkeiten in einer Richtung von dem Wandler weg wiedergeben. In Fig. 2b sind das gesamte Frequenzspektrum und folglich alle Blutstromungsgeschwindigkeiten im positiven Bereich, d.h. alle Blutstromungsgeschwindigkeiten sind während der gesamten Zeit in Richtung auf den Wandler gerichtet. Gemäß Fig. 2 werden die Blutgeschwindigkeitskurven an zwei Stellen gleichzeitig in Abhängigkeit von der Zeit dargestellt. Die Darstellung oder Anzeige kann sich selbstverständlich auf nur eine Stelle oder auf mehr als zwei Stellen beziehen.

Fig. 3a zeigt ein Beispiel wie ein Ultraschallstrahl von einem Wandler 31 geformt werden kann, der beispielsweise in einer Anordnung zum Schwenken innerhalb eines Sektors in einer Bilddarstellung gemäß Fig. 1 verwendet werden kann. Der Ultraschallstrahl in Fig. 3a wird von Linien 32a und 32b begrenzt, die zeigen, daß der Strahl anfangs in Strahlrichtung bzw. in Tiefenrichtung gesehen einen Teil mit abnehmendem Querschnitt aufweist und danach wieder devergiert. Der Ultraschallstrahl ist mit einer Unterteilung in schmale Bereiche 33 dargestellt, von denen jeder einen Tiefenpunkt bzw. ein Abtastvolumen in der zu untersuchenden Struktur darstellt. Im Beispiel der Fig. 3a ist eine Anzahl von einunddreißig Abtastvolumen 33 gezeigt.

Für jede Strahlrichtung wird eine bestimmte Zeit benötigt, um Impulsübertragungen und Messungen des reflektierten Signals . vorzunehmen, beispielsweise T <v 3 ms. Das reflektierte Signal wird aus jeder Tiefe (Äbtastvolumen) aufgenommen und zur Bestimmung der Blutströmungsgeschwxndigkeit verarbeitet. Da der Schallstrahl eine bestimmte Weite und der gesendete Impuls eine bestimmte Länge aufweist, erhält man lediglich eine begrenzte Auflösung. Jede Tiefenabtastung enthält dann Informationen bezüglich der Geschwindigkeit in einem bestimmten Bereich, insbesondere in dem zuvor erwähnten Abtastvolumen. Dieser Bereich enthält Reflektionsobjekte (Streuobjekte), die unterschiedliche Geschwindigkeiten aufweisen und während eines begrenzten Zeitraums in dem Bereich anwesend sind. Daher ergibt sich ein Spektrum von Doppler-verschobenen Frequenzen, wie in Fig. 3b dargestellt. Fig. 3b zeigt Doppler-Frequenzen in Abhängigkeit von der Tiefe in Verbindung mit dem Ultraschallstrahl gemäß Fig. 3a, der

im Abtastvolumen oder Meßpunkten 33, wie zuvor erwähnt, unterteilt ist. Für jeden dieser Meßpunkte ist das Frequenzspektrum in Form einer Grauabstufung 37 dargestellt, in der eine stärkere oder geringere Schwärzung eine größere oder geringere Häufigkeit der unterschiedlichen Frequenzen an der betreffenden Meßstelle oder dem betreffenden Bereich anzeigt. In jedem Bereich ist die maximale Geschwindigkeit bezüglich der Blutströmung die am meisten interessierende Information. Daher ist es erwünscht, diese maximale Geschwindigkeit als eine Funktion Von der Tiefe entlang des Strahls zu messen. Für den ersten Tiefenbereich gemäß Fig. 3b ist die maximale Geschwindigkeit gekennzeichnet durch eine dicke Linie 36 4 In dem Diagramm ist auf diese Weise die maximale Geschwindigkeit als die höchste maximale Geschwindigkeit für die positiven Frequenzen gekennzeichnet, während der Teil des Diagramms, der sich am äußersten rechten Ende des Diagramms befindet, d.h. für die weitesten Tiefen, negative Frequenzen darstellt und infolge dessen negative Blutströmungsgeschwindigkeiten, wobei die höchsten negativen Geschwindigkeiten als die Maximalgeschwindigkeiten gekennzeichnet sind. Die Durchschnittsgeschwindigkeit ist durch 38 gekennzeichnet.

Eine nähere Beschreibung einer speziellen Lösung zur Bestimmung der maximalen Blutströmungsgeschwindigkeiten aus einem in jedem Meßpunkt oder Abtastvolumen gemessenen Doppler-Spektrum folgt unter Bezugnahme auf die Fign. 23 bis 33 an späterer Stelle.

Für jede Richtung wird die maximale Doppler-Verschiebung für eine Anzahl Tiefen von L, beispielsweise L = 31 gemäß Fign. 3a und 3b, bestimmt. Das zweidimen-

-IA-

sionale Doppler-Bild (Fig. 1) wird dann aus der Zusammenstellung der Maximalgeschwindigkeiten (positive und negative) in den L Tiefen für durch Schwenken des Strahls erhaltene N Strahlrichtungen zusammengesetzt. Für jede Richtung wird nur die radiale Geschwindigkeitskomponente der Reflektionselemente entlang des Schallstrahls gemessen. Der Winkel in der Ebene zwischen der Blutgeschwindigkeitsrichtung und dem Schallstrahl kann durch Darstellung der Blutströmung in zwei Dimensionen bestimmt werden. Die Geschwindigkeitswerte können dadurch unter Berücksichtigung des oben beschriebenen Winkels korrigiert werden.

Die Messung der Maximalgeschwindigkeit ist empfänglicher für Rauschen als die Messung der Durchschnittsgeschwindigkeit im Abtastvolumen. Bei einem geringen Signal-/ Rauschverhältnis kann es daher vorteilhaft sein, anstelle der maximalen Geschwindigkeit die Durchschnittsgeschwindigkeit für die bildliche Darstellung zu verwenden. Die Bandbreite des Spektrums kann für bestimmte Anwendungen, insbesondere in Kombination mit der mittleren bzw. durchschnittlichen Geschwindigkeit ebenfalls von Interesse sein.

Der Schallstrahl kann entweder kontinuierlich bewegt werden oder schrittweise, so daß er während der Messung in jeder Richtung stillsteht und zwischen den Richtungen schrittweise bewegt wird.

Bei kontinuierlicher Bewegung des Schallstrahls bewegen sich verschiedene Teile der Wandleroberfläche mit verschiedenen Geschwindigkeiten in bezug auf das reflektierende Element. Dies ist in Fig. 4 für den Fall der Schwenkung innerhalb eines Sektors dargestellt, in der

der Punkt A aufgrund der Bewegung des Wandlers eine zusätzliche Geschwindigkeit in Richtung des reflektierenden Objekts 42 erhält, während der Punkt B eine zusätzliche Geschwindigkeit von dem reflektierenden 5 Objekt weg erhält. Die kontinuierliche Bewegung des Wandlers 41 führt daher zu einer Erweiterung der Doppler-Verschiebung von dem reflektierenden Element 42.

Das gesamte Schallfeld kann entsprechend als eine Zusammensetzung von Beiträgen von verschiedenen Stellen auf der Wandleroberfläche durch Superposition aufgefaßt werden. Jeder Punkt weist eine kreisförmige Art der Abstrahlung auf. Jedoch ergibt sich der Riehtstrahl aus dem Wandler aufgrund der Interferenz zwischen den verschiedenen Punkten. Wenn der Wandler gedreht wird, tritt anfangs ein reflektierendes Element in das Strahlungsfeld und verläßt es dann nach einer bestimmten Zeit. Das Signal von dem reflektierenden Element ist dann aufgrund der Schallfeldveränderungen amplituden- und phasenmoduliert. Dies verursacht eine Erweiterung der Doppler-Verschiebung von dem reflektierenden Element. Diese Erweiterung ist gleichwertig mit der Erweiterung, die sich aus der aufgrund der Rotation des Wandlers verändernden Geschwindigkeit zwischen dem reflektierenden Objekt und den Punkten auf der Wandleroberfläche ergibt.

Die Zeit T , während der die Messung für jede Richtung aufgeführt wird, sollte der Zeit gleichgesetzt sein, während der die reflektierenden Objekte in der Fokalzone des Strahls beobachtet werden. Es sei angenommen, daß das Bild aus N Strahlrichtungen zusammengesetzt ist. Die Zeit T,,, die benötigt wird, um eine Doppler-

- 14 -

Abbildung bei kontinuierlicher Bewegung des Schallstrahls zusammenzusetzen, beträgt

Der Strahldurchmesser im Bereich der Fokussierung sei mit d und die Brennweite mit f bezeichnet. Bei einer Schwenkung des Strahls in einem Sektor sollte jede Strahlrichtung in der Abbildung einen öffnungswinkel
10

ΔΦ = I (2)

überstreichen.

Wenn der Wandler kontinuierlich gedreht wird, wird vorzugsweise eine Umdrehungsgeschwindigkeit in Höhe von

ΔΦ

T~ (3)

aewählt.
20

Der öffnungswinkel der Abbildung beträgt dann:

db tr db f

Die maximale . zusätzliche Geschwindigkeit aufgrund der Rotation, die ein Punkt auf dem Wandler in Relation zu einem reflektierenden Element haben kann, beträgt gemäß Fig. 4 (wobei a die Entfernung von dem Drehpunkt C zu den jeweiligen Punkten A und B ist):

- 45 -

Δ = ω, a (5).

ν tr

Wenn der Schallstrahl schrittweise bewegt wird, ergibt sich jedesmal, wenn der Schallstrahl bewegt wird, eine Diskontinuität bei dem empfangenen Signal. Um Reflektionen vom Gewebe auszuschließen, benötigt das Hochpaßfilter des Doppler-Instruments eine Einschwingzeit T , bevor das Signal für eine Analyse der Blutgeschwindigkeit 'verwendet werden kann. Die Zeit, die zur Aufnahme einer Doppler-Abbildung bei schrittweiser Bewegung des Schallstrahles benötigt wird, beträgt daher:

T_db = N(T_r + T_Hp) (6).

Die Einschwingzeit des Hochpaßfilters ist verlorene Zeit. Daher ist ein kontinuierlich bewegbarer Schallstrahl vorzuziehen.

Wenn die Doppler-Abbildung der Blutgeschwindigkeitsverteilung erzeugt worden ist, kann eine neue Schwenkung des Schallstrahls zur Erzeugung einer Echoamplitudenabbildung ausgeführt werden. Für dieses Bild kann ein kürzer gesendeter Impuls im Vergleich zur Doppier-Messung verwendet werden, um eine bessere Auflösung zu erhalten. Bei einer Dopplermessung ist eine geringere Auflösung zulässig, um das Signal-/Rauschverhältnis zu verbessern. Zur getrennten Optimierung der Echo- und der Doppler-Abbildung kann es vorteilhaft sein, unterschiedliche Wandler für diese beiden Betriebsarten zu verwenden. Ein Breitbandwandler wird für die Echoamplitudenabbildung und ein hochempfindlicher Wandler für

m λ · ·

die Doppler-Abbildung verwendet, bei der es allgemein bekannt ist, die Bandbreite für die Empfindlichkeit zu verwenden.

Für die Echoamplitudenabbildung wird lediglich ein Impuls für jede Strahlrichtung verwendet. Die Zeit T ., die benötigt wird, um eine Echoamplitudenabbildung zu erzeugen, ist daher kürzer als die Zeit, die zur Erzeugung einer Doppler-Abbildung benötigt wird. Die gesamte Abbildungszeit auf dem Bild für die Doppler- und die Echoabbildung beträgt daher:

^Tbr - ^Tdb ^{+ T}ab ^{+ (T}HP>

Der in Klammern gesetzte Term T„_ gilt nur bei einer kontinuierlichen Bewegung des Wandlers, nachdem die Bildung der Echoamplitudenabbildung und der zweidimensionalen Blutgeschwindigkeits-Doppler-Abbildung begonnen worden ist. Dadurch wird das Doppler-Spektrum an einer Meßstelle mit einer Frequenz

br

abgetastet.

Die Zeitauflösung ist schematisch in Fig. 5 gezeigt. Hierbei kennzeichnet das Bezugszeichen 50 ein kontinuierliches Doppler-Signal von einem einzelnen Abtastvolumen.

Charakteristische Zahlen für ein praktisches Ausführungsbeispiel sind:

N = 20 T = 3 ms T , = 15 ms

X ci.D

d = 3 mm f = 70 mm a = 10 mm,
die folgende Werte ergeben:

ΔΦ	= 2,	46°	/ms
wtr	= O.	82°
$db	= 49	O	cm/s
Δν	= 14	.3
Tdb	= 60	ms
Tbr	= 75	ms	Hz.
fbr	= 13	.3

Die zusätzliche Geschwindigkeit Δν ist der maximale Wert, der auftreten kann. Dieser tritt lediglich auf, wenn das reflektierende Element auf der geraden, die Richtung von ν anzeigenden Linie durch Punkt A oder B gemäß Fig. 4 liegt. Anderenfalls entsteht eine zusätzliehe Geschwindigkeit, die durch die Komponente von Δν entlang der Linie zwischen dem reflektierenden Element und dem Punkt A oder B gegeben ist. Für ein reflektierendes Element auf der Wandlerachse in einem Abstand von 70 mm beträgt dieser Winkel ^40°. Das ergibt mit Δν cos 40 = 10 cm/s. Da die Geschwindigkeit des reflektierenden Elementes meist 1 m/s oder mehr (bis zu 6 m/s) beträgt, kann dieser Geschwindigkeitsfehler für die meisten Anwendungsfälle vernachlässigt werden.

Während der Zeit T, kann sich die Geschwindigkeit erheblich ändern. Zur Darstellung der Doppler-Frequenzen oder möglicherweise des Doppler-Spektrums in Abhängigkeit von der Zeit (Fig. 2) ist es ein Vorteil, eine Interpolation zwischen den Abtastungen vorzusehen. Dar-

- ie -

über hinaus existieren nur Segmente des Doppler-Signals, die eine Länge T und einen Zeitabstand T. für jeden Meßpunkt, wie in Fig. 5 dargestellt, haben. Es ist von Interesse, das Doppler-Signal für ausgewählte Meßpunkte zu hören. Zu diesem Zweck wird ein Synthetisierer verwendet, der auf der Basis der Segmente des Doppler-Signals ein kontinuierliches Signal synthetisiert, das dem kontinuierlichen Doppler-Signal gleicht. Durch Frequenzanalyse des zusammengesetzten Signals wird ein interpoliertes Spektrum geschaffen, das als Funktion von der Zeit dargestellt werden kann.

Ein Blockschaltbild des Synthetisierers für das Signal aus einer Tiefe ist in Fig. 6 dargestellt. Ein Breitband-Erregungssignal (ungefähr Weiß), z.B. Rauschen von einem Generator 61, wird einem Filter 62 zugeführt, dessen Übertragungsfunktion gesteuert werden kann. Wenn das Rauschen Gausscher Art ist, ist das Ausgangssignal des Filters 62 ein Gaußsches Signal, das ein Spektrum aufweist, das durch die Übertragungsfunktion des Filters gegeben ist. Wegen der Bandpaßfunktion des Filters kann auch ein nicht-Gaußsches Signal verwendet werden, z.B. binäres Rauschen oder eine eng festgelegte Impulsserie. Das Filterausgangssignal ist dann annähernd Gaußscher Art. Da das Doppler-Signal ebenfalls Gaußscher Art ist, ist das zusammengesetzte Signal gleicher Art wie das Doppler-Signal. Durch Steuerung der Filterkoeffizienten wird eine Annäherung an das reale Spektrum des Doppler-Signals erreicht. Segmente des Doppler-Signals, die von einem Abtastvolumen stammen, werden dann in einer Recheneinheit 63 zur Bestimmung der Filterkoeffizienten als Funktion der Zeit verwendet. Ein Beispiel, das die Berechnung der Filterkoeffizienten veranschaulicht, wird an späterer Stelle mit Bezug auf die Fign. 13 bis 19 näher erläutert.

«Η

Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild einer vollständigen erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Ausführung des beschriebenen Verfahrens. In Fig. 7 ist eine Steuereinheit 71 dargestellt, die einen Schallstrahl aus einer Wandlereinheit 72 steuert. Diese Einheit ist nachfolgend mit einem Echoprozessor und einem Doppler-Prozessor 74 verbunden. Der Echoprozessor 73 liefert die Amplitude des von einem kurzen Impuls für eine gegebene Richtung des Schallstrahls reflektierten Schalls. Diese wird in einen Bildspeicher 75 in einer entsprechenden Richtung eingegeben. Der Doppler-Prozessor 74 bestimmt die maximale (oder beispielsweise die durchschnittliche) Doppler-Verschiebung als Funktion der Tiefe für jede Strahlrichtung. Diese wird ebenfalls in dem BiIdspeicher 75 in einer entsprechenden Richtung eingegeben. Der Bildspeicher 75 wird dann horizontal für eine kombinierte Darstellung der Echoamplitudenabbildung und der Blutströmungsgeschwindigkeitsabbildung auf einem Bildschirm 76 ausgelesen.

Die Komponenten eines Doppler-Prozessors, die in einer Vorrichtung gemäß Fig. 7 enthalten sein können, werden in der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf Fig. 8 erläutert. Fig. 8 zeigt eine Wandlereinheit 81, die beispielsweise dem Wandler 1 in Fig. 1 oder der Einheit 72 in Fig. 7 gleichen kann, und darüber hinaus eine Hochfrequenzeinheit 82, die eine erforderliche Sende-/ Empfangs-Schaltung ist für hochfrequente elektrische Signale zur Wandlereinheit 81 hin und zurück, sowie ein Hochpaßfilter 83, einen Schätzwertbestimmer oder Synthetisierer 84, einen Spektralanalysierer 85 und eine Frequenzparametereinheit 86. Diese Einheiten werden von einer Steuereinheit 8 8 gesteuert, die in der Steuereinheit 71 gemäß Fig. 7 enthalten sein kann. Schließlich

W # A

- ζύ -

zeigt Fig. 8 einen Anzeigebildschirm 89, der dem Bildspeicher 75 und dem Bildschirm 76 in Fig. 7 entsprechen kann. Die Anordnung gemäß Fig. 8 ist in einer Form dargestellt, die eine Erklärung der notwendigen Funktionen zur Bestimmung des Frequenzspektrums und der Parameter ohne Bezugnahme auf Fig. 7 ermöglicht. Diese Funktionen mit damit verbundenen Einheiten und Schaltkreisen werden außerdem anhand mehrerer nachfolgender Figuren näher erläutert.

Die Erfindung verwendet eine serielle Signalverarbeitung in dem Doppler-Prozessor, u.a. deswegen, weil eine Messung in mehreren Tiefen mit paralleler Signalverarbeitung eine separate Signalverarbeitungseinheit für jede Tiefe erforderlich gemacht hätte und dadurch eine große Anzahl elektronischer Bauelemente.

Bei serieller Signalverarbeitung führt eine Filtereinheit eine Hochpaßfilterung bezüglich aller Tiefen, sowie das Signal ankommt, aus. Dies erfordert eine Abspeicherung des Signals. Die bisher vorgeschlagenen Verfahren verwenden hierzu eine digitale Speicherung. Mit der gegenwärtigen Technologie wird dadurch eine Begrenzung des dynamischen Bereiches des Signals auferlegt. Erfindungsgemäß wird eine analoge Speicherung in einer bestimmten Art verwendet, so daß eine derartige Begrenzung des dynamischen Bereiches nicht auftritt.

Wegen der Weite des Schallstrahls und der Länge der gesendeten Impulse ist die räumliche Auflösung begrenzt. Dies bedeutet, daß jede Tiefenabtastung ein Spektrum von Doppler-Frequenzen enthält. Die Verfahren, die in der seriellen Signalverarbeitung für Messungen in mehreren Tiefen verwendet worden sind, berechneten

- 2l -

eine Art Durchschnitts-Doppler-Verschiebung für jede Tiefe. Entsprechend war es nicht möglich, die maximalen Geschwindigkeiten zu messen. Das beschriebene Verfahren führt eine Analyse des gesamten Spektrums in allen Tiefen aus, wobei auf dieser Basis eine Frequenz, die der maximalen Geschwindigkeit in jedem Volumen entspricht, extrahiert wird.

Die Arbeitsweise der Anordnung gemäß Fig. 8 wird erläutert, indem auch auf die in Fig. 9 gezeigten Signalkurvenverläufe Bezug genommen wird. Die Steuereinheit 88 liefert Zeitfolgesteuersignale an die anderen Einheiten in Fig. 8. Sie erzeugt u.a. Hochfrequenzimpulse in Zeitintervallen T , wie oben in Fig. 9 (a) gezeigt ist. Diese Impulse erregen den Wandler 81, wodurch sich die gesendeten Schallimpulse ergeben. Der gleiche Wandler nimmt das reflektierte Signal (b) auf, das in der Hochfrequenzeinheit 82 verstärkt wird. Durch Mischen entsprechend bekannter Methoden in der Hochfrequenzeinheit werden die Quadraturkomponenten χ (t) und y (t) des empfangenen Signals abgeleitet, wie den Kurven (c) und (d) in Fig. 9 entnommen werden kann. Diese Komponenten können mathematisch sehr gut definiert werden. Wenn das empfangene Hochfrequenzsignal von dem Impuls η

e_n(t) = Re { X_n (t) e ^iWot (9)

beträgt, wobei t die Zeit ist, die von der Impulsaussendung an läuft, und ω die Hochfrequenz-Winkelfrequenz des gesendeten Impulses ist. χ (t) ist die komplexe Hüllkurve des Signals und ist gegeben durch

x _n (t) = x_n(t) + iy_n(t) (10) ,

·· * * «t 4 t fk

in der i = /-1 die Imaginäreinheit ist. Dieses definiert
X_n(t) = Re {£_n(t)> und y_n(t) = Im {^(t)}.

χ und y werden einer Filterung entsprechend bekannter Prinzipien, beispielsweise aus der Radar- und Sonar-Technik (wie beispielsweise ein signaladaptiertes Filter) voK dem Abtasten unterzogen, das von dem Abstaststeuersignal gesteuert wird (e, Fig. 9) . Dies ergibt die Signale x_n(&) und y (I) , wie bei (f) und (g) in Fig. 9 gezeigt ist, wobei I= 1, ..., L die Numerierung der Tiefen bezeichnet. Die Hochpaßfiltereinheit 83 arbeitet in Synchronisation mit diesen Signalen, um Reflektionen vom Gewebe auszuschalten.

Das wesentliche Prinzip einer zweipoligen Hochpaßfiltereinheit, die das Hochpaßfilter 83 bilden kann, ist detaillierter in Fig. 10 dargestellt. Die Einheit besteht aus zwei Kondensatorblöcken C.. und C_?. Die Kondensatoren werden aufeinanderfolgend von Multiplexeinrichtungen, die durch Tiefen-Adressen gesteuert werden, eingeschaltet. Die Einschaltzeit für eine Kondensatorgruppe bezüglich einer Tiefe ist T . Das Bezugszeichen 100 kennzeichnet einen Verstärker und R-. und R₄ sind Widerstände. Wenn zwei Kondensatoren für eine Tiefe miteinander verbunden werden, arbeitet das System wie ein aktives Mehrfach-Rückkopplungs-Hochpaßfilter für diese Tiefe. Während das Filter für andere Tiefen arbeitet, sind die Kondensatoren für diese Tiefe voneinander getrennt und behalten ihre Ladungen bis sie für diese Tiefe wieder eingeschaltet werden, nachdem der nächste Impulse gesendet wurde. Das Ausgangssignal wird abgetastet und mit einer Zeitverzögerung nach dem Einschalten einer Kondensatorgruppe gehalten. Die

Zeitverzögerung dient dazu, die übertragungsfunktion des Filters zu verbessern. Die Funktion des Filters für jede Tiefe wird zusätzlich unter Bezugnahme auf Fig. 11 beschrieben. Die Kondensatoren sind während der Zeit T

in Zeitintervallen T eingeschaltet.

Das Filter arbeitet während der Periode T , in der das Steuersignal hoch ist. Während des verbleibenden Teils der Periode ändern sich nicht die Kondensatorladungen. Daher kann die Filterfunktion anhand des Diagramms in Fig. 12 erläutert werden.

Da das Filter nicht bemerkt, was mit dem Eingangssignal geschieht, wenn die Schalter offen sind, kann am Eingang eine Zeitkompression um den Faktor T /T ausge-

C S

führt werden. Das Filter arbeitet dann als ein kontinuierliches Filter mit einem Abtast- und Halteschaltkreis am Eingang und mit Abtastung des Ausgangs. Wenn die Abschaltfrequenz (cut-off-Frequenz) des kontinuierliehen Filters f ist, ist die Abschaltfrequenz ohne

OO

Zeitkompression für das abgetastete System gegeben durch

^ ^foc

Der Q-Faktor des Filters ändert sich nicht mit der Zeitkompression. Um zwei Nulldurchgänge in der Frequenzantwort für ω = ο zu erhalten, muß der Wert von ^τ gleich

oc

tan"¹ J.'

sin

gewählt werden.

OC

^{2π f}

oc

ι_ 2Q

OC

C₂) - R₃C₂(A-I)

A ist die Verstärkung im Filter.

Mehrere Zweipol-Filtersektionen können kaskadenartig miteinander verbunden sein, um so eine Antwort höherer Ordnung zu erhalten. Dann ist es nicht notwendig, das Abtasten des Signals zwischen jeder Sektion auszuführen. Um den Effekt von Schaltstößen zu reduzieren, kann es vorteilhaft sein, eine Zwischenabtastung des Signals nach einer bestimmten Anzahl von zweipoligen Sektionen vorzusehen, beispielsweise nach vier Polen. Dann muß eine entsprechende Zeitverzögerung zwischen dem Einschalten der Kondensatoren und dem Abtasten am Ausgang, wie zuvor beschrieben, vorgesehen sein.

Nach dem gerade beschriebenen Hochpaßfiltern folgt gemäß Fig. 8 ein Synthetisierer 84, der im allgemeinen ein stationäres Gaußsches Signal aus Segmenten eines anderen vorliegenden Gaußsehen Signal derart synthetisieren soll, daß die stochastischen Eigenschaften des synthetisierten Signals, die durch die Autokorrelationsfunktion gegeben sind, sich den stochastischen Eigenschaften des vorliegenden Signals angleichen. Wie in dem vorliegenden Fall kann das Verfahren vorteilhaft

ί« « * V

- 25 -

bei Blutströmungsmessungen auf der Basis des Doppier-Effekts bei vom Blut reflektierten Ultraschall verwendet werden. Das Doppler-Signal ist ein Gaußsches Signal. Bei regelmäßigen Unterbrechungen der Doppler-Messung für kurze Intervalle wird ein Ersatz für dieses direkt gemessene Doppler-Signal durch ein geschätztes Signal entweder über die gesamte Zeit oder während eines Teils der Zeit benötigt.

Das synthetisierte Signal, das man aufgrund des im folgenden beschriebenen Verfahrens erhält, kann als eine Schätzung auf der Basis von Segmenten des direkt gemessenen Signals verwendet werden.

Es ist vorausgesetzt, daß Segmente des Doppler-Signals mit einer Länge T von der betreffenden Tiefe aus dem Ausgang des Hochpaßfilters in regelmäßigen Intervallen, wie in Fig. 13 gezeigt, geliefert werden. Diese Segmente werden zur Berechnung der Koeffizienten in einem Filter verwendet, das mit einem Breitbandrauschen (annähernd Weiß) oder einer anderen geeigneten Erregung, beispielsweise einer Impulsserie, versorgt wird. Das Ausgangssignal dieses Filters ist dann annähernd Gaußscher Art und dieses wird als synthetisches Signal verwendet. Die grundsätzliche Struktur des Synthetisierers ist in der bereits beschriebenen Fig. 6 dargestellt.

Die stochastischen Eigenschaften eines nicht-stationären Gaußsehen Signals wird durch die Autokorrelationsfunktion des Signals R(t₁,t„) beschrieben. Wenn das Signal stationär ist, ist dies eine Funktion von t- - t.. . Es kann dann ein Leistungsspektrum für das

Signal, wie die Fourier-Transformation der Autokorrelationsfunktion definiert sein.

Für nicht-stationäre Signale kann ein Kurzzeitspektrum für eine derart kurze Zeit berechnet werden, daß das Signal im wesentlichen stationär ist. Kurzzeitspektren für verschiedene Äbtastfunktionen der gleichen Prozeßanordnung und in dem gleichen Zeitintervall sind wegen der stochastischen Unbestimmtheit hinsichtlich der spektralen Schätzung etwas unterschiedlich. Es kann eine Schaltung ausgeführt werden, die über alle Kurzzeitspektren einen Durchschnitt bildet, wobei dies die Geschwindigkeitsverteilung in dem Abtastvolumen, zusammen mit (gefaltet) dem verwendeten spektralen Fenster und dem Durchlaufzeitfenster des Blutes durch das Abtastvolumen ergibt.

Es wird im folgenden zunächst beschrieben wie ein stationäres Gaußsches Signal mit im wesentlichen dem gleichen Spektrum wie ein gegebenes stationäres Gaußsches Signal aus einem Segment von diesem synthetisiert werden kann. Das Blockschaltbild eines dementsprechenden Synthetisierers ist in Fig. 14 für ein reelles Signal gezeigt. Eine Anzahl von N Abtastungen des Signals werden

mit einer Gewichtungsfunktion w_f(n) gewichtet, wodurch man die Koeffizienten

a_±(n) = X₁(n) · w_f(n) (13a)

erhält.

Dies ist in Fig. 15 veranschaulicht. Die Gewichtungsfunktion ist gleicher Art wie die in der spektralen IQ Schätzung verwendete, um das Nebenkeulenniveau zu reduzieren. Die Gewichtungsfunktion kann beispielsweise ein Hamming- oder Hanning-Fenster sein. Es wird hier benötigt, um das Nebenkeulenniveau in dem Spektrum des synthetisierten Signals zu reduzieren.

Die Koeffezienten a.(n) werden in einem transversalen Filter verwendet, das mit Breitbandrauschen v(n) (annähernd Weiß) wie in Fig. 14 gezeigt, versorgt. x(n) ist ein synthesiertes Signal, ζ zeigt die Speicherung und Verzögerung des Signals um eine Stufe von η an. v(n) kann ein Gaußsches Breitbandrauschen (annähernd Weiß) sein, aber es kann auch binäres Breitbandrauschen oder ähnliche Breitbandquellen benutzt werden, wenn das Filter viele Koeffizienten, wie zuvor beschrieben, hat.

Angesichts des Zentralen-Grenzwert-Theorems ist x(n) dann annähernd Gaußscher Art. Dies hat den Vorteil, daß in dem Filter nur eine Multiplikation mit + 1 auftritt und die Verzögerungen mit Hilfe von Daten-Flip-Flops oder digitalen Verschieberegistern vorgesehen werden können. Das Leistungspektrum des synthetisierten Signals ist gegeben durch

= i|F{w_f(n) _Xj

|².N (13)

- 26 -

F { } kennzeichnet die Fourier-Transformation, W_f(ω) die Fourier-Transformation von W^, G das Leistungsspektrum von χ und * kennzeichnet die Faltung in der Frequenzebene. Die oben angegebenen Koeffizienten könnten auch durch bestimmte Arten von Lineartransformationen (Allpaß-Operation) ersetzt werden, ohne das Leistungsspektrum des synthetisierten Signals zu ändern. Das kann den Vorteil haben, daß die Impulsantwort des Filters symmetrisch gemacht wird, so daß die Anzahl der Mültxplikationen auf die halbe Anzahl reduziert ist. Dies hat aber auch den Nachteil, daß zunächst eine lineare Transformation der Koeffizienten ausgeführt werden muß.

Die Synthese komplexer Gaußscher Signale kann auch in gleicher Weise ausgeführt werden, x. (n) besteht dann aus einem Real- und einem Imaginärteil. Entsprechend haben die Koeffizieten a.(n) einen Real- und einen Imaginärteil und für reelles Rauschen ν erhält man ein komplex synthetisiertes Signal x(n). Wenn komplexes Rauschen verwendet wird, nähern sich die Korrelationseigenschaften von x(n) mehr solchen eines Doppler-Signals.

Ein Synthetisierer für ein nicht-stationäres komplexes Signal ist in Fig. 16 gezeigt. Segmente des ursprünglichen komplexen Gaußsehen Signals 5 . (n) sind, wie in Fig. 13 gezeigt, vorhanden. Der Synthetisierer ist im wesentlichen gleicher Art wie der in Fig. 14 für stationäre Signale gezeigte, nur daß hier die Filterkoeffizienten zeitvariabel sind. Die Zeitvariationen der Koeffizieten muß auf der Basis mehrerer Segmente von St. (n) berechnet werden. Dies kann auf verschiedene Weise geschehen. Fig. 16 veranschaulicht eine Methode, die

bei Ultraschall-Doppler-Signalen vom Blut anwendbar ist. Es ist für solche Signale charakteristisch, daß sich die Bandweite vergleichsweise langsam verändert, während die maximale Frequenz sich schneller ändert.
5

Für jedes Segment χ . (η) wird ein charakteristischer Spektralparameter ω. in Block 161 berechnet, während das Segment in Block 162 gespeichert wird. ω. kann beispielsweise das Maximum, der Durchschnitt oder der quadratische Mittelwert der Winkelfrequenzverschiebung sein. Da die Bandbreite des Signals sich langsam ändert, ändert sich die Differenz zwischen der maximalen und der durchschnittlichen Winkelfrequenzverschiebung langsam. Daher können beide mit dem gleichen Ergebnis verwendet werden, außer wenn in dem Doppler-Signal Reste des Signals von in Bewegung befindlichem Gewebe enthalten sind. In einem solchen Fall ist die maximale Winkelfrequenzverschiebung vorzuziehen, da diese nur wenig durch das Signal vom Gewebe beeinflußt wird.

Das gespeicherte Segment £ . (n) wird dann in Block 163 multipliziert mit e"¹ 1ⁿ, das in Block 164 erzeugt wird. Dadurch wird das Spektrum von x.(n) nach unten an eine Stelle in der Nähe von Null (im folgenden als Basisband bezeichnet) verschoben und die durch ω . gegebene Änderung des Kurzzeitspektrums wird entfernt. Die komplexe Multiplikation kann, wie in Fig. 17 gezeigt, ausgeführt werden. Das Ergebnis wird dann mit einer Fensterfunktion w_f(n) in Block 165 in gleicher

Weise wie in Fig. 15 multipliziert. Daraus ergeben sich Filterkoeffizienten für eine Synthese eines Signals, das in dem Basisband in gleicher Weise, wie in Fig. 14 gezeigt, erscheint.

20 -

Fig. 16 zeigt zwei Filter 166 und 167 zur Synthese des Signals im Basisband. Die Koeffizienten werden in die jeweiligen Filter für jedes zweite Segment des Originalsignals eingegeben. Die Ausgangssignale der Filter werden mit Gewichtungsfunktionen an den Stellen 168 und 169, wie in Fig. 18 dargestellt, gewichtet. Dies bringt mit sich, daß der Beitrag des Filterpaares 166 und 167 nach der Summierung Null wird, wenn die Änderung der Koeffizienten in dem betreffenden Filter stattfindet.

Wegen der graduellen Änderung der Fensterfunktion ergibt sich ein glatter Übergang von. der Situation, in der das synthetisierte Signal durch die Koeffizieten eines Segmentes gegeben ist, zu der, in . der es durch die sich auf das folgende Segment beziehenden Koeffizienten gegeben ist. In Fig. 18 sind Fenster mit linear ansteigenden Flanken gezeigt. Es können auch andere Fenster, z.B. ein Hamming-Fenster o.dgl., verwendet werden. Die Fenster müssen, wenn das Einlesen der Koeffizienten in die betreffenden Filter stattfindet, gleich Null sein. Diese Zeit kann jedoch sehr kurz gewählt werden ( ^Ι

Auf der Basis der charakteristischen Winkelfrequenzen
ω. für mehrere Segmente des Originalsignals wird eine kontinuierlich variable Winkelfrequenz ^ω(η) in Block 171 in Fig. 16 geschätzt. Das Signal im Basisban^ hinter dem Block 170 wird dann in Block 172 mit e¹^¹¹)*¹, das in Block 172 erzeugt wird, multipliziert. Dadurch wird das Spektrum von dem Basisband zu dem betreffenden Bereich bewegt.

Ein separates Verfahren zur Schätzung von ω(η) basiert auf linearer Interpolation zwischen ω. und ^ω·₊₁· Dies kann auch durch Filtern einer Anzahl von Werten von ^ω.

— 3Ί —

geschehen, da die Änderung der charakteristischen Winkelfrequenz, hinsichtlich der Bandbreite beschränkt ist.

Wenn ω(η) durch lineare Interpolation zwischen ω. und ^ω·,-ι gebildet wird, muß das Einlesen der Koeffizienten in die Filter 166 und 167 um einem Schritt verzögert werden, so daß ^ω·,-ι anliegt, wenn die Koeffizienten von £ . (n) eingegeben werden. Dies ergibt eine Verzögerung zwischen dem synthetisierten Signal und dem Originalsignal, wobei das Anwendungsgebiet bestimmt, ob dies in Kauf genommen werden kann oder nicht.

Ein vereinfachter Schätzwertbestimmer kann auch lediglieh einen Filter anstelle von zwei Filtern wie in Fig. 16 verwenden. Ein Vorschlag für eine Gewichtungsfunktion in diesem Fall ist in Fig. 19 gezeigt.

Zurückkommend auf Fig. 8 ist dort entnehmbar, daß dem Synthetisierer 84 ein Analysierer 85 für die Spektralanalyse des Signals folgt. Dort wird ein vollständiges Leistungsspektrum des Doppler-Signals für jede Tiefe berechnet. Zu diesem Zweck wird der Chirp-Z-Algorithmus verwendet, wobei auch andere Algorithmen, z.B. der FFT-Algorithmus (Fast-Fourier-Transformation), ebenfalls benutzt werden kann. Der Chirp-Z-Algorithmus ist für eine Tiefe in dem Blockschaltbild gemäß Fig. 20 beschrieben. Er besteht aus einem Vormultiplikationsteil 201 und einem Filterteil 202. Das Filtern wird durch transversale Filter ausgeführt, die für die komplexe 64-Punkte- und 256--Punkte-Transformation il} kommerziell erhältlich sind. Das Leistungspektrum wird dann gebildet, entsprechend

^Gk ⁼

k ist die Nummer der Spektrallinie.

Für die meisten praktischen Zwecke kann folgende Gleichung gleichermaßen gut verwendet werden

G_k= IaJ ♦ |B_k| (15)

Die Anwendung des Chirp-Z-Algorithmus zur Berechnung des Leistungsspektrums in mehreren Tiefen kann auf verschiedene Weise ausgeführt werden, wobei zwei Möglichkeiten im folgenden beschrieben werden.

Die erste Alternative ist in Fig. 21 gezeigt. Die Abtastwerte der Quadraturkomponenten χ (&) und y (&) werden in einen Vormultiplizierer 201, wie in Fig. 20 beschrieben, eingegeben. Die Zahl &= 1,...,L bezeichnet die Nummer der Tiefe und die Zahl η bezeichnet die Nummer des gesendeten Impulses. Die Zahl N ist die Anzahl der Freguenzpunkte in dem Analysierer. Die gleichen Einheiten in dem Multiplizierer verarbeiten alle Tiefen, so wie das Signal empfangen wird (serielle Signalverarbeitung) und sin ^j n², cos ^ n² ändern ihren Viert bei jedem gesendeten Impuls. Nach der Vormultiplikation ist jede Tiefe über den Multiplexer Mux 1 und Mux 2 mit getrennten Filtereinheiten 211 gekoppelt. Hinter den Filtereinheiten sind die Signale aus allen Tiefen miteinander in einer seriellen Art über den Multiplexer Mux 3 - Mux 6 gekoppelt.

Das andere Verfahren ist in Fig. 22 dargestellt. Die Quadraturkomponenten-Abtastwerte χ (&) und y (&) werden digitalisiert und in einen Digitalspeicher 221 eingelesen. Zeitabtastungen des Signals aus jeder Tiefe werden schnell hintereinander ausgelesen und von einer

- 33 -

Einzeltiefen-Chirp-Z-Transformation 222, wie in Fig. 20 beschrieben, analysiert. Auf diese Weise erhält man eine vollständige serielle Analyse des Signals. Ein schneller FFT-Prozessor kann anstelle des Chirp-Z-Algorithmus verwendet werden.

Schließlich wird gemäß Fig. 8 eine Bestimmung der maximalen und der durchschnittlichen Doppler-Verschiebung (Frequenz) in dem als Frequenz-Parametereinheit 86 bezeichneten Block ausgeführt. Der Spektralanalysierer 85 soll das Spektrum für die verschiedenen Tiefen zeitlich seriell, wie prinzipiell in Fig. 23 gezeigt, präsentieren. Das Signal ZRLS (Null-Linien-Synchronisation) besteht aus kurzen Impulsen, die die Null-Linie kennzeichnen sowie auch die Trennung zwischen den Tiefen. Die Frequenz f ist die Impulse-Folgefrequenz der Dopp-

ler-Ilessung. Eine positive Doppler-Verschiebung für jede Tiefe geht von 0 aus nach oben, während eine negative Doppler-Verschiebung von f aus nach unten geht, wie in Fig. 23 bei Tiefe £ gezeigt ist.

Es ist wünschenswert, die maximale Doppler-Verschiebung, die der maximalen Geschwindigkeit in dem Abtastvolumen entspricht, zu extrahieren, da diese die interessierende klinische Information darstellt. Im folgenden ist beschrieben, wie dies aus einem Spektrum, das auf der Basis von derart kurzen Segmenten des Signals (z.B. 3 ms) gebildet ist, daß die Blutströmung im wesentlichen während dieser Zeit stationär ist (im folgenden als Kurzzeitspektrum bezeichnet), ausgeführt werden kann.

Ein typisches Kurzzeitspektrum eines Doppler-Richtsignals aus einer einzigen Tiefe ist in Fig. 24 gezeigt.

-M-

Das Spektrum besteht aus einem Signal vom Blut sowie aus Rauschen mit einem relativ flachen Niveau. Es sind sowohl positive Signalfrequenzen (Geschwindigkeiten in Richtung auf den Wandler) als auch negative Signalfrequenzen (Geschwindigkeiten von dem Wandler weg) vorhanden. Da das Spektrum über einen kurzen Zeitraum aufgenommen worden ist, enthält es zufällige Variationen, um einen Durchschnittswert, was das Leistungsspektrum des Signals ist.

Moderne Frequenzanalysierer auf der Basis der FFT-Transformation (Fast-Fourier-Transformation) oder der Chirp-Z-Transformation arbeiten mit Abtastungen des Signals. In Fig. 24 stellt die Frequenz f die Abtastfrequenz des Analysierers dar. Das Ausgangssignal aus dem Analysierer 85 (Fig. 8) ist ein Satz von diskreten Spektrallinien, die mit k numeriert sind. Um die Figuren zu vereinfachen, sind die Spektren kontinuierlich als eine Interpolation zwischen den diskreten Spektrallinien gezeichnet. Bei Impuls-Doppler-Messungen kann vorteilhafter Weise f gleich der Impulsfrequenz der Doppler-Messung gewählt werden. Bei einem solchen abgetasteten System wird das Spektrum periodisch über ein Mehrfaches von f (positiv und negativ) wiederholt. Für

den gegenwärtigen Zweck ist es ein Vorteil, den Bereich zwischen 0 und f , wie in Fig. 25 gezeigt, zu verwen-

den. Der Analysierer führt diskrete Frequenzabtastungen G, zwischen 0 und f als Funktion von der Zeit aus.

iC S

Positive Frequenzen gehen von 0 aus nach oben, während negative Frequenzen von f nach unten ausgehen.

Wenn die positiven und negativen Frequenzen zu breit sind, werden sie untereinander gemischt. Das allgemeine

fc ·

- as -

Erfordernis für Abtastsysteme, um dies zu vermeiden, lautet: ,

If I < f /2 (16) .

' max 's

Bei gepulsten Doppler-Systemen liegen nur Abtastungen des Doppler-Signals bei der Frequenz f vor und die

Gleichung (16)
üblicherweise

gibt daher den oberen Grenzwert an, der mit gepulsten Doppler-Systemen erreicht wird.

Jedenfalls kann aus Fig. 25 entnommen werden, daß das Erfordernis durch Richtspektralanalyse des Doppler-Signals etwas weniger strikt sein kann, wie z.B.

^f0-^fn^<fs ⁽¹⁷⁾'

ίφ ist dabei die maximale obere Doppler-Verschiebung, während f die maximale untere Doppler-Verschiebung, wie in Fig. 24 gezeigt, darstellt. Wenn beispielsweise nur positiven Frequenzen vorhanden sind, kann die Doppler-Verschiebung nach oben bis zu f gemessen werden und entsprechend eine negative Doppler-Verschiebung nach unten bis -f , wenn nur negative Frequenzen vorhanden sind. Wenn man die Entwicklung aus langsamen Geschwindigkeiten über die Zeit verfolgt und die Gleichung (17) erfüllt ist, besteht in der Tat keine Grenze für die Größe der Geschwindigkeit, die gemessen werden kann. Da Frequenzkomponenten, die f überschreiten, bei 0 wieder erscheinen und unter der Voraussetzung, daß Gleichung (17) erfüllt ist, kann man aufzeichnen, wie oft f überschritten worden ist.

Mit Hilfe der hier beschriebenen Methode ist man in der Lage, automatisch Flanken in dem Spektrum zu erkennen und dadurch automatisch die Übergangsstelle zwischen positiven und negativen Doppler-Verschiebungen zu bestimmen. So ist Gleichung (17) diejenige, die anstelle von Gleichung (16)für maximal zulässige Doppler-Verschiebungen gültig ist.

In dem in Fig. 25 gezeigten Spektrum sind zwei untere Flanken Nl und N2 sowie zwei obere Flanken 01 und 02 enthalten. Unter der Annahme, daß der untere Bereich zwischen Nl und 01 als positive Doppler-Verschiebung erkannt worden ist, während der obere Bereich zwischen N2 und 02 als negative Doppler-Verschiebung erkannt worden ist, kann dann eine maximale positive Flanke f =01 und eine maximale negative Flanke f = N2 definiert werden. Eine Trennfrequenz zwischen positiven und negativen Frequenzen wird dann zwischen diesen gewählt, beispielsweise

^f <V ^f> ⁽¹⁸⁾

Dann sind positive Frequenzen zwischen 0 und f , und negative Frequenzen zwischen f und f , vorhanden. Dies

Ξ SK!

kann dazu benutzt werden, die Anzeige des Spektrums derart zu organisieren, daß eine positive Doppler-Verschiebung auf der positiven Seite der Null-Linie angezeigt wird, während eine negative Doppler-Verschiebung auf der negativen Seite der Null-Linie dargestellt wird. Auf diese Weise wird eine positive Doppler-Verschiebung aufwärts bis N2 und entsprechend eine negative Doppler-Verschiebung abwärts bis 01 angezeigt.

- ti -

Zur Bestimmung der Flanken können zwei angrenzende Frequenzfenster FI und FII, wie in Fig. 26 gezeigt, verwendet werden. In der Fig. 26 sind diese Fenster aneinander angrenzend angeordnet, aber sie können auch einen bestimmten Abstand voneinander haben oder sich sogar gegenseitig überlappen., Das Leistungspektrum ist über diese Fenster aufsummiert, so daß man

PI (K) = Σ Η (G. )

^K

^FI (19)

Pll (K) = I ^H<^Gk)
FII

erhält, in denen K die Ordnungszahl der Spektrallinie am rechten Ende von FII ist. H( ) ist eine nichtlineare Funktion, die derart gestaltet sein kann, daß sie die Flankenerkennung verbessert. Eine typische Gestalt von H( ) ist in Fig. 28 gezeigt. Die Kurve besteht zunächst aus einem ersten Totbereich 281 zur Unterdrückung des Rauschens. Danach ist ein geeigneter Kurvenverlauf 282 zur Erhöhung der Flanken festgelegt. Im Fall eines kontinuierlichen Spektrums müssen die Summen durch Integrale ersetzt werden und es kann auch eine Amplitudengewichtung des Leistungsspektrums über dem Fenster ausgeführt werden, wenn die praktische Erfahrung ergibt, daß dies anstelle der Flankenerkennung vorzuziehen ist.

Die Fenster werden von 0 in Richtung auf f bewegt, so daß der Trennpunkt sich von 0 zu f bewegt. Zur glei-

chen Zeit wird erkannt, wann das Verhältnis

PLJiIL ₍₂₀₎

PII(K)

sich von <α zu >α ändert. Dies ergibt die unteren Flanken in dem Spektrum, α ist eine Konstante <1, die von dem untersten Signal-/Rauschverhältnis, bei dem Flanken zu messen sind, bestimmt wird. Die interessierende Flanke wird dann bestimmt mit

N = K- (K₂ + D) (21) ,

wie in Fig. 29 dargestellt. D ist deswegen eingeführt worden, weil ein Kurzzeitspektrum immer eine begrenzte Flankensteigung hat und man etwas Leistung in PI zulassen muß, um eine sichere Erkennung der Flanke zu erhalten. D muß dann in Abhängigkeit von α gewählt werden, damit N an einer vernünftigen Stelle festgelegt wird.

Obere Flanken in dem Spektrum werden durch Erkennen der Lage gefunden, in der sich das Verhältnis

P II (K) ₍₂₂₎

PI (K)

von ί>α zu <α ändert.

Die interessierende Flanke ist dann bestimmt durch 0 = K - (K₂-D) (23) ,

wie in Fig. 29 gezeigt, in der D die gleiche Funktion hat wie in Gleichung 21.

Eine zusätzliche Rauschunterdrückung kann dadurch stattfinden, daß man PI und PII monotonen Funktionen f (·) und fp{·) unterzieht, wodurch, z.B.

- 34 -

f. (χ) im wesentlichen gleich αχ ist, aber einen Totbereich für x<x. haben kann, und f„(x) im wesentlichen gleich χ ist, aber für χ>χ₂' ^w^^e ^^{n F}^-9· 32 dargestellt, auf einen hohen konstanten Wert gesetzt werden kann. Diese letztere Vorsichtsmaßnahme trägt dazu bei, die Erkennung interner Planken in dem Kurzzeitspektrum wegen der zufälligen Variationen aufgrund des kurzen Signalsegmentes, das als Basis zur Berechnung des Spektrums verwendet wurde, zu vermeiden.

Die unteren Planken werden an der Stelle bestimmt, an der sich das Verhältnis

von <1 zu >1 ändert. Die oberen Flanken werden an der Stelle bestimmt, an der sich das Verhältnis

f, (PID

W- ⁽²⁵⁾

von >1 zu <1 ändert.

Damit der mittlere Meßpunkt zwischen den Frequenzfenstern über den gesamten Bereich zwischen 0 und f bewegt werden kann, müssen K„ Nullstellen am Ende des Spektrums hinter f eingefügt werden. Es ist daher not-

wendig, zwischen der Präsentation einander nachfolgender Spektren, wie in Fig. 30 gezeigt, einen Zwischenraum von wenigstens K„ Spektrallinien zu haben. Das Signal ZRLS (Null-Linien-Synchronisation) besteht aus einem kurzen Impuls, der die Null-Linie anzeigt.

Fig. 31 zeigt einen elektronischen Schaltkreis, der die Flanken innerhalb des Spektrums bestimmt. Dies stellt ein Beispiel dar und das Verfahren kann beispielsweise in einem Mikroprozessor programmiert sein. Die diskreten Spektrallinien zwischen 0 und f , denen K₀ Nullstellen hinzuaddiert sind, werden durch eine Binärzahl K beschrieben. Diese gibt die Adresse der Spektrallinien in der in Fig. 27 gezeigten Vorrichtung an und gibt dadurch der rechten Seite im Fenster FII (Fig. 26) die Adresse. Die oberen Flanken werden gefunden, indem K - (K--D) abgetastet wird, wenn das Verhältnis gemäß Gleichung (25) 1, wie zuvor beschrieben, überschreitet. Auf gleiche Weise wird die untere Flanke bestimmt, indem K - (K_o+D) abgetastet wird, wenn das Verhältnis gemäß Gleichung (2 4) durch 1 in Übereinstimmung mit Gleichungen (21) und (23) überschreitet. Die Adressen werden von den Halteschaltungen 323-3 26 gesammelt und die Adressenänderung findet in den Blöcken 327,328 gemäß Fig. 31 statt.

PI und PII werden kontinuierlich in die ROM-Einheiten 301-304 gemäß Fig. 31 getaktet. Diese stellen nichtlineare Funktionen f, und f₂, wie in Fig. 32 gezeigt, dar. Der Vergleicherausgang in Block 305 ist hoch, wenn das Verhältnis gemäß Gleichung 25 sich von >1 zu <1 ändert. Der Ausgang setzt sich daher bei Erkennung einer oberen Flanke auf Hoch. Entsprechend setzt sich der Vergleicherausgang in Block 306 hoch, wenn sich das Verhältnis gemäß Gleichung (24) von <1 zu >1 ändert.

Normalerweise ergeben sich drei unterschiedliche Situationen, wie in Fig. 33 gezeigt. Es sei zunächst die Situation gemäß Fig. 33c betrachtet, in der zwei untere (Nl und N2) und zwei obere (01 und 02) Flanken vorhan-

- 41 -

den sind. Wenn das Analysieren des Spektrums gestartet wird, erscheint bei ZRLS ein Impuls, wie in Fig. 30 gezeigt. Dieser setzt den Flip-Flop 313 (Fig. 31), der sich zur Erkennung der ersten unteren Flanke öffnet. Wenn der Vergleicher 306 auf Hoch schaltet, wird das Signal über 318 zur Halteschaltung 326 geleitet, die K - (K- + D) abtastet. Dadurch erhält man die untere Flanke Nl. Zur gleichen Zeit wird das Flip-Flop 322 so gesetzt, daß ein Kontrollsignal CO auf Hoch schaltet und anzeigt, daß die erste untere Flanke erfaßt worden ist. Über eine kurze Verzögerung, die durch den Block 314 entsteht, wird der Flip-Flop 313 wieder zurückgesetzt und dies verhindert, daß neue Werte in die Halteschaltung 326 eingegeben werden. Der Abtastimpuls von 318 setzt auch einen Flip-Flop 309, der dadurch sich zur Erkennung der ersten oberen Flanke 01 öffnet. Wenn der Ausgang des Vergleichers 305 auf Hoch schaltet, wird K - (K_? - D) in die Halteschaltung 324 eingegeben und dies ergibt die Flanke 01. Cl schaltet auf Hoch, indem der Flip-Flop 320 gesetzt wird, wobei dies anzeigt, daß 01 erkannt worden ist. Nach einer kurzen Verzögerung in Block 310 wird der Flip-Flop 309 zurückgesetzt und verhindert zusätzliche Eingaben in die Halteschaltung 324. Der Impuls von 316 setzt auch 311, der sich zur Erkennung einer anderen unteren Flanke N2 in Block 325 öffnet. Wenn N2 erkannt ist, wird der Flip-Flop 307 gesetzt, der sich zur Erkennung der nächsten oberen Flanke 02 öffnet.

Wenn alle vier Flanken erkannt worden sind, sind alle Bits in dem Kontrollwort CO ... C3 hochgesetzt, wie in Fig. 33c gezeigt. Wenn nur zwei Flanken wie in den Fign. 33a,b vorhanden sind, sind lediglich CO und Cl hochgesetzt, während C2 und C3 niedriggesetzt sind. Das

Kontrollwort kennzeichnet, welche Situation vorliegt und kennzeichnet auch, eine Fehlersituation, wenn andere Werte wiedergegeben werden, als in Fig. 33 gezeigt ist.
5

Die Flip-Flops 307,309,311,313 werden zur öffnung und Blockierung bei der Erkennung der interessierenden Flanken verwendet, so daß N1,01,N2 und 02 hintereinander folgen und nur die erste Erkennung einer Flanke gültig ist. Dies geschieht, um die ungünstigen Effekte interner Flanken in dem Kurzzeitspektrum zu vermindern.

Nach der Flankenerkennung ist es notwendig, auszusortieren, welche Flanken eine maximale positive bzw. maximale negative Frequenz ergeben. Aufgrund der Periodizität des Spektrums erscheinen beispielsweise zunehmende positive Frequenzen, die f überschreiten, wieder oberhalb von 0 und entsprechend erscheinen abnehmende negative Frequenzen, die 0 überschreiten, wieder unterhalb von f . Indem gezählt wird, wie oft das Spektrum 0 oder f überschreitet, ist es möglich, der maximalen Doppler-Verschiebung solange wie Gleichung (17) erfüllt ist, ohne Begrenzung zu folgen. Aufgrund der Periodizität sind 0 und f äquivalente Frequenzen, und anstelle

das Spektrum zwischen 0 und f wie zuvor zu organisie-

ren, kann das Spektrum ohne Begrenzung zwischen - Δ bis -Δ+f organisiert sein, wobei Δ frei gewählt werden kann. Um die Beschreibung zu vereinfachen, wird Δ= Ο gewählt, ohne die generelle Gültigkeit einzuschränken. 30

Das erhaltene Spektrum kann drei typische Formen, wie in Fig. 33 gezeigt, haben. Es ist charakteristisch für die Fign. 33a und b, daß nur zwei Flanken vorhanden

sind, während in Fig. 33c vier Flanken vorhanden sind. In Fig. 33b überdeckt das Spektrum das gesamte Band außer einem Bereich um 0 und f , das von dem Hochpaßfilter entfernt ist. Dies zeigt an, daß die Gleichung (17) nicht erfüllt ist und daß eine Frequenz-Mehrdeutigkeit (aliasing) vorhanden ist. Im folgenden sollen diese drei Situationen systematisch beschrieben werden:

Situation I

Das Spektrum in Fig. 33a kann entweder eine positive Doppler-Verschiebung zwischen 0 und 01 oder eine negative Doppler-Verschiebung zwischen f und Nl aufweisen.

Es muß dann zunächst entschieden werden, ob es sich um positive oder negative Doppler-VerSchiebungen handelt. Dies kann beispielsweise ausgeführt werden, indem man der Geschwindigkeitsänderung, die den Herz-Zyklus antreibt, von niedrigen Doppler-VerSchiebungen zu höheren folgt und indem man aus der Tatsache Vorteil zieht, daß die Geschwindigkeit zeitkontinuierlich ist. Mit der mehrfach gestaffelten (multi-gated) Doppler-Messung, die hier beschrieben wird, kann die Geschwindigkeit als Funktion von der Tiefe (von niedrigen Doppler-Verschiebungen) gemessen werden und man kann aus der Tatsache Vorteil ziehen, daß die Geschwindigkeit als Funktion von der Tiefe kontinuierlich ist. Wenn die Frequenzen positiv sind, existiert eine positive maximale Frequenz

f. = 01 + m f (26) ,

+max s '

worin m eine positive Integer-Zahl ist, die anzeigt, wie oft das Spektrum f überschreitet. Es sei darauf hingewiesen, daß das Spektrum, wenn es f

nach oben überschreitet, bei 0 wegen der Periodizität der Spektralanalyse wieder erscheint. Indem die Änderungen des Spektrums über die Zeit verfolgt werden, besteht, wie zuvor erwähnt, keine Begrenzung für die Höhe der Doppler-Verschiebungen, die durch die gepulste Doppler-Messung gemessen werden kann, solange wie Gleichung (17) erfüllt ist und das Doppler-Spektrum sich um weniger als f zwischen aufeinanderfolgenden Spektren verschiebt. Es sei darauf hingewiesen, daß f hier sowohl die Impulsefolgefreguenz des gesendeten Doppler-Impulses als auch die Bandbreite des Spektralanalysierers ist.

Wenn das Spektrum f passiert, erscheinen Teile davon wieder oberhalb von 0, während ein anderer Teil sich unterhalb von f befindet. Wegen des Hochpaßfilters des Doppler-Instrumentes wird ein Frequenzband um 0 und f entfernt und das Spektrum hat dann vier Flanken. Diese Situation ist im folgenden näher beschrieben.

Wenn f_+max seinen maximalen Wert erreicht hat und abzunehmen beginnt, muß m jedesmal, wenn das Spektrum 0 passiert, dekrementiert werden. Es kann auch eine Situation auftreten, in der Gleichung (17) nur während eines Teils des Herz-Zyklus erfüllt ist. Wenn die Bedingung gemäß dieser Gleichung nicht erfüllt ist, kann es beispielsweise vorgesehen sein, den Wert m bis die Bandbreite des Spektrums wieder die Gleichung (17) erfüllt, zu halten. Um Fehlersituationen beim Zählen von m zu vermeiden, setzt man m = 0, wenn das Doppler-Signal verschwindet.

Es kann von Vorteil sein, eine maximale positive Flanke

f = 01 (27)

zu definieren und eine minimale negative Flanke

^fn=^fs ⁽²⁸>·

Der Trennungspunkt zwischen positiven und negativen Frequenzen ist dann zwischen diesen angeordnet, beispielsweise durch Gleichung (18).

Bei negativen Doppler-Verschiebungen sollte folgende Gleichung angewandt werden:
15

^f-max^{= N}l - ^fs ^{+ra f}s ⁽²⁹⁾'

worin m eine negative Integer-Zahl ist, die die Anzahl anzeigt, wie oft das Spektrum 0 nach unten überschritten hat. In entsprechender Weise wird eine maximale positive Flanke gesetzt zu

f = 0 (30)

und eine minimale negative Flanke zu

wobei f , dann zwischen f und f wie zuvor definiert sk pn

^ist·

Das Dekrementieren von |m| muß ausgeführt werden, wenn
I f I abzunehmen beginnt und m wird gleich Null gesetzt, wenn das Doppler-Signal verschwindet, entspre-

chend dem, was für positive Doppler-Verschiebungen gilt.

Situation II

In der Situation gemäß Fig. 33 sind Flanken Nl und 01 an der Grenzfrequenz des Hochpaßfilters des Doppler-Instruments angeordnet. In dieser Situation besteht eine Frequenz-Mehrdeutigkeit, die nicht korrigiert werden kann. Man muß daher mit dem Kontrollwort 0011 den Abstand zwischen 0 und Nl und 01 zu f überprüfen, um so zu entscheiden, ob eine Mehrdeutigkeit vorhanden ist oder nicht. Falls sie nicht vorhanden ist, liegt die erste Situation vor und es muß entschieden werden, ob eine positive oder eine negative Doppler-Verschiebung vorhanden ist, und damit über die Verwendung von Gleichung (26) oder Gleichung (29) . Wenn eine Mehrdeutigkeit vorhanden ist, ist es nicht möglich, eine maximale Frequenz zu bestimmen. Wenn sich Im) > 0 in Situationen I und III, wenn dies auftritt, ergibt, kann der Wert von m bis Gleichung (17) wieder erfüllt ist, erhalten werden. Dabei sollte eine separate Nachricht abgesetzt werden, die bestätigt, daß die Situation II besteht.

Dies kann beispielsweise dadurch ausgeführt werden, daß ein bestimmter Farbcode in die zweidimensionale Doppler-Abbildung an den betreffenden Stellen eingefügt wird.

- yi -

Situation III

Die Situation gemäß Fig. 33c kann theoretisch in drei Fällen auftreten:
5

(i) A33 stellt eine gemäßigte positive und B33 eine gemäßigte negative Doppler-VerSchiebung dar.

(ü) A33 stellt eine starke negative und B33 eine

starke positive Doppler-Verschiebung dar. In der Praxis treten keine starken positiven und starken negativen Doppler-Verschiebungen bei gleichzeitig getrennten Spektren auf. Daher kann dieser Fall als rein theoretischer Fall

ausgeschlossen werden.

(iii) Wenn die Situation gemäß Fig. 33a vorliegt

und die Geschwindigkeit derart zunimmt, daß die maximale Frequenz f oder 0 überschrei-

tet, entsteht aufgrund der Periodizität ein Spektrum, wie in Fig. 33c gezeigt. Das Hochpaßfilter des Doppler-Instruments verhindert Frequenzen um 0 und f herum, so daß sich vier Flanken ergeben.

In Situation i) erhält man

+max ~
(32)

^f-max = ^N2 - ^fs'

f , ist dann definiert wie in Gleichung (18) , in der

f = 01 und f = N2 ist.
ρ η

- 46 -

Der Fall ii) ist in der Praxis nicht von Interesse. Um zu entscheiden, ob der Fall iii) vorliegt, kann man die Entwicklung des Falles 33a in Abhängigkeit von der Zeit aus geringen Geschwindigkeiten heraus verfolgen. Mit dem betreffenden mehrfach abtastenden (multi-gated) Instrument kann die Entwicklung als Funktion der Tiefe von geringen Geschwindigkeiten aus verfolgt werden. Wenn zu einem Zeitpunkt (Tiefenpunkt) ein Spektrum des Typs 33a vorliegt und im nächsten ein Spektrum des Typs 33c, kann daraus geschlossen werden, daß die Situation iii) vorliegt. Darüber hinaus liegt die Situation iii) so lange vor, wie das Spektrum m f passiert, so daß man Spektren der in Fig. 33c gezeigten Gestalt erhält. Wenn das Spektrum f passiert hat, entsteht wieder die Situation I. Bei positiven Doppler-Verschiebungen gilt dann folgendes:

^f ₊max - ^{m f}s

f_p = 01 f_n - N2.

(33)

m ist eine Integer-Zahl, die anzeigt, wie oft 01 f_< passiert hat.

Bei negativen Doppler-Verschiebungen gilt folgendes:

^f-max = N2 - f_{s +} m

f = 01 f = 2,
ρ η

(34)

wobei m eine negative Integer-Zahl ist, die anzeigt, wie oft Nl 0 nach unten passiert hat. Wie bei der Situation I, ist es notwendig, ImI zu dekrementieren, wenn die Doppler-Verschiebung abzunehmen beginnt, und m

wird auf O zurückgesetzt, wenn das Doppler-Signal verschwindet.

Zwischen f und f_ kann es von Interesse sein, diejenige Frequenz darzustellen, die den höchsten Absolutwert aufweist

{ +max ^f+max * l^f
max " { ' (35)

-max ansonsten

Unter Verwendung der Zahl m, die zuvor bestimmt worden ist, kann eine Korrektur für die Frequenz-Mehrdeutigkeit in der Anzeige des Spektrums ausgeführt werden. Beispielsweise kann die in der Situation I dadurch geschehen, daß m f der Frequenzkoordinate sowohl für positive als auch für negative Frequenzen hinzuaddiert wird. In Situation III-iii) kann man bei positiven Frequenzen m f der Frequenzkoordinate für f, < f , und

S JC SJC

(m-l)f für f, > f , hinzuaddieren und entsprechend bei

S iC SK

negativen Frequenzen m f für f, > f , und (m+l)f für

S K. SK. S

^fk ^<fsk·

Die Korrektur für die Frequenz-Mehrdeutigkeit der Durchschnitts-Doppler-Verschiebung f kann mit

f = mf + ¹Sk^ (36)

ausgeführt werden.

-5O-

Es ist auch möglich, die durchschnittliche Doppler-Verschiebung für positive und negative Frequenzen getrennt darzustellen.

Situation I - Positive Doppler-Verschiebungen

_T ·.

O LL_.T 7 = 0 (37

Situation I - Negative Doppler-Verschiebungen
^T ₊ = °

"Έ —	m f π	f	Gk
£__ —		Σ Gk 1Ek
	II
Situation

Aufgrund der Mehrdeutigkeit (Frequenz-Mehrdeutigkeit) sind die durchschnittlichen und maximalen Doppler-Verschiebungen unbekannt und es wird diesbezüglich eine Nachricht abgegeben.

-» it <* · ♦

5b

Situation III - i)

v^sk f r ^f k ^G ο ^K

sk
Σ G,

10

f =

sk

15

sk

Situation III - iii) - Positive Doppler-Verschiebungen

f f

I ^{f G +} f <^{f f}> S

f₊ = m

sk

= f

G,

f =

Situation III - iii) - Negative Doppler-Verschiebungen

^(fk - ^fs

Ί e m f +

sk

Wenn das Signal-VRauschverhältnis gering ist, kann es schwierig sein, f , zu bestimmen. Zur Berechnung von f kann man dann f , = f /2 setzen.

Das Verfahren, das zur Bestimmung der maximalen Doppler-Verschiebung verwendet wird, geht davon aus, daß eine Totzeit zwischen der Darstellung jedes Spektrums vorliegt. Um dies zu erreichen, muß eine parallele Analyse, wie beispielsweise in Fig. 34 gezeigt, verwendet werden, in der zwei Einheiten gemäß Fig. 31 verwendet werden. Vorzugsweise werden Mikroprozessoren in einem Chip zur Ausführung der Berechnung verwendet. Die Rechenzeit ist dann so lang, daß mehr als zwei parallele Einheiten 300 und 300', wie gezeigt, verwendet werden müssen. Aus den Einheiten erhält man die maximale Doppler-Verschiebung f und eine Trennung zwischen

positiven und negativen Frequenzen f , , wie zuvor beschrieben, f , ist in Fig. 23 für die Tiefe ü markiert.

Es können Unterbrechungen während begrenzter Zeitintervalle in den Doppler-Messungen ohne nachfolgende bemerkenswerte Störungen der Darstellung des Doppler-Spektrums, der Kurven für das maximale und durchschnittliche Doppler-Signal, sowie des hörbaren Signals für die Tiefen, die zur Anzeige des Spektrums als Funktion der Zeit ausgewählt worden sind, auftreten. Die Unterbrechungsperiode kann u.a. benutzt werden, um eine zweidimensionale Echoamplitudenabbildung, wie in der norwegischen Patentanmeldung 8 2.1245 beschrieben, zu erzeugen.

Nach der Unterbrechungsperiode muß eine bestimmte Zeit für Anfangsübergänge im Hochpaßfilter zulässig sein, bevor die Reflektionen vom Gewebe entfernt worden sind

5« " "" ^:3 41 7 6 6 O

- 53 -

(Fig. 35) . Danach kann das Doppler-Signal analysiert werden.

Das Doppler-Spektrum kann gemeinsam mit der maximalen und der durchschnittlichen Doppler-Verschiebung als Funktion von der Tiefe in der Anzeigeeinheit während der Unterbrechungsperiode eingefroren werden. Zu diesem Zweck reicht es aus, N Abtastungen des Doppler-Signals für die Analyse vorzunehmen, die notwendig ist, um ein neues Doppler-Spektrum mit der gewünschten Genauigkeit zu erzeugen. Typische Werte für N können 16,32,64,128 sein. Danach ist das System bereit für eine neue Unterbrechung. Beispielsweise ist es bei der Chirp-Z-Transformation, die "Bucket Brigade"-Einrichtungen verwendet, oft durch die elektronische Schaltung (Hardware) definiert, wie viele Abtastungen des Doppler-Signals von dem Spektralanalysierer benötigt werden, um ein Spektrum zu berechnen. Abtastung fehlender Signale können dann durch Nullen ersetzt werden bis eine genügende Anzahl von Werten für den Analysierer vorliegen. N kann dann unabhängig kleiner gewählt werden als die von dem Analysierer anfangs geforderte Anzahl.

Normalerweise werden die Unterbrechungen regelmäßig ausgeführt. Dadurch erfolgen die Abtastungen des Doppler-Spektrums zu bestimmten Zeitintervallen. Diese Abtastungen können zur Anzeige der Entwicklung des Doppler-Spektrums als Funktion von der Zeit für ausgewählte Tiefen, wie zuvor beschrieben, verwendet werden. Wenn die Unterbrechungsintervalle lang werden, können die Spektren sich stark zwischen jeder Abtastung ändern. Es ist dann von Interesse, zwischen den Abtastungen in den Unterbrechungsintervallen zu interpolieren.

Darüber hinaus ist es, wie beschrieben, nützlich, das Doppler-Signal in einer hörbaren Form in ausgewählten Tiefen zu präsentieren. Die Unterbrechungen in der Doppler-Ilessung stören das hörbare Signal. Dies kann berücksichtigt werden, indem das Doppler-Signal durch eine Schätzung entweder während der gesamten Zeit oder während eines Teils der Zeit, wie zuvor beschrieben, ersetzt wird.

Da der Analysiererteil des Instrumentes nur N Abtastungen des Doppler-Signals benötigt, kann die Zeit zur direkten Messung des Doppler-Signals in Relation zur Unterbrechungsperiode kurz gewählt werden, indem ein Synthetisierer gemäß Fig. 6 verwendet wird. Es ist dann vorzuziehen, das synthetische Doppler-Signal während der gesamten Zeit zu präsentieren. Die Filter-Koeffizienten werden dann auf der Basis von N Doppler-Abtastungen zwischen bestimmten Zeitintervallen berechnet, wie beispielsweise auch zuvor mit Bezug auf eine Tiefe beschrieben. Die Koeffizienten dürfen dann als Funktion der Zeit variieren, so daß fließende Änderungen in dem Spektrum des synthetisierten Signals vorliegen. Dieses Spektrum kann dann als eine interpolierte Version des abgetasteten Doppler-Spektrums für die Anzeige als Funktion von der Zeit für ausgewählte Tiefen verwendet werden.

Claims (14)

1. ANSPRÜCHE

   Verfahren zur Untersuchung eines Kreislaufsystems in lebenden biologischen Strukturen, z.B. der Herzfunktion, über Blutströmungsgeschwindigkeitsmessung auf der Basis des Doppler-Prinzips mit Echtzeitanzeige auf dem Bildschirm einer Kathodenstrahlröhre oder einem ähnlichen Anzeigebildschirm, bestehend aus folgenden Schritten:

   dem Senden eines gepulsten Ultrallsehallstrahls, der die zu untersuchende Körperregion in zwei oder mehr Dimensionen überstreicht und dem Abtasten des reflektierten Ultraschall-Signals an Meßpunkten in mehreren Tiefen ent

   lang jeder Strahlrichtung der gesendeten Ultraschall-Impulse,

   dadurch gekennzeichnet,
   daß für jede Tiefe und Strahlrichtung ein Geschwxndigkeitsparameter der Blutströmung mit Hilfe des Doppler-Prinzips bestimmt wird, daß die Geschwindigkeit sparameter aus dem gesamten untersuchten Bereich in einen Bildspeicher eingelesen werden, von dem sie wiederholt zur kodierten Darstellung auf dem Bildschirm ausgelesen werden, und daß durch Synthetisieren auf der Basis des reflektierten Signals von einem oder mehreren ausgewählten Meßpunkten im untersuchten Bereich ein Schätzwert des fehlenden Doppler-Signals in diesen Meßpunkten gebildet wird, während in anderen Meßpunkten, um das FrequenzSpektrum des Signals oder einen Frequenzparameter zu bestimmen, z.B. die

   maximale Frequenz gemessen wird, die gleichzeitig als Funktion der Zeit auf demselben oder auf einem anderen Anzeigebildschirm dargestellt wird.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Darstellung der Geschwindigkeitsparameter mit einer Echoamplitudenabbildung der biologischen Struktur durch Time-Sharing zwischen Doppier-Messung und Amplitudenabbildung kombiniert ist, wobei die Bildinformation aus der Echoabbildung in einen Bildspeicher eingegeben und auf dem Bildschirm in Kombination mit dem Geschwindigkeitsparameterbild angezeigt wird.
3. 3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Schätzsignal aus ausgewählten Tiefen hörbar präsentiert wird.
4. 4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Geschwindigkeitsparameter die maximale Blutströmungsgeschwindigkeit in jedem Meßpunkt (Abtastvolumen) ist.
5. 5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Geschwindigkeitsparameter die Durchschnittsgeschwindigkeit der Blutströmung in jedem Meßpunkt (Abtastvolumen) ist.
6. 6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Geschwindigkeitsparameter die spektrale Breite der Blutströmung ist.
7. 7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Geschwindigkeitsparameter eine lineare Kombination, z.B. die Summe der der in den Ansprüchen 5 und 6 definierten Geschwindigkextsparameter, ist.
8. 8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Ultraschallstrahl kontinuierlich den zu untersuchenden Bereich überstreicht.
9. 9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die kodierte Darstellung der Geschwindigkeitsparameter in Gestalt einer Grauabstufung stattfindet.
10. 10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die kodierte Darstellung der Geschwindigkeitsparameter in Gestalt einer Farbabstufung stattfindet.
11. 11. Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Geschwindigkeitsparameter auf der Basis einer Spektralanalyse des Signals bestimmt wird.
12. 12. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, bestehend aus Ultraschallwandler-Einrichtungen mit dazugehörigen Sende-/Empfangseinrichtungen und mit wenigstens einem Anzeigebildschirm,

    gekennzeichnet durch

    einen Doppler-Prozessor zur Abtastung des reflektierten Signals bei einer Anzahl von Tiefenpunkten entlang jeder Strahlrichtung zur Bestimmung des Geschwindigkeitsparameters,

    einen Bildspeicher,

    - eine Steuereinheit zur Steuerung des Doppler-Prozessors und des Bildspeichers, derart, daß die Geschwindigkeitsparameter aus dem gesamten untersuchten Bereich in den Bildspeicher zur

    wiederholten Ausgabe und Anzeige auf einen Bildschirm eingelesen werden, und
    einen Synthetisierer zur Erzeugung des Schätzwertes zur Berechnung des Frequenzspektrums, z.B. d©s Frequenzparametersais Funktion von der

    Zeit an der ausgewählten Meßstelle oder an den Meßstellen zur gleichzeitigen Anzeige als Funktion der Zeit von auf dem gleichen oder auf einem anderen Bildschirm.
13. 13. Vorrichtung nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch einen Echoprozessor für die an sich bekannte Echoamplitudenabbildung der biologischen Struktur, wobei der Echoprozessor geeignet ist, unter Steuerung der Steuereinheit im Time-Sharing-Betrieb mit der Doppler-Messung die Bildinformation in den Bildspeicher zur Anzeige auf einen Bildschirm in Kombination mit den Geschwindigkeitsparametern einzulesen.
14. 14. Vorrichtung nach Anspruch 11 oder 12, bei der der Doppler-Prozessor ein Hochpaßfilter zur Ausfilterung reflektierter Signalkomponenten aufgrund der Gewebestrukturen usw. enthält,

    gekennzeichnet durch

    wenigstens eine Kondensatorbank, die eine Vielzahl von Kondensatoren enthält, die individuell und elektronisch als Serienkondensatoren oder Kondensatoren des Hochpaßfilters geschaltet

    werden können, wobei die Vielzahl der Kondensatoren in der Kondensatorbank zur separaten Adressierung und Einschaltung der separaten Kondensatoren in Übereinstimmung mit den Tiefenpunkten dient,

    - Einrichtungen zum Abtasten des Ausgangssignals des Hochpaßfilters mit einer geringen Zeitverzögerung (τ) in bezug auf das Einschalten der separaten Kondensatoren und

    - einen hinter dem Hochpaßfilter angeordneten Analysierer, der zur Bestimmung des Frequenzspektrum des reflektierten Signals in jedem Tiefenpunkt zur Berechnung der Frequenzparameter, vorzugsweise d^er maximalen oder der durchschnittlichen Frequenz.