DE3417660C2

DE3417660C2 - Vorrichtung zur Ultraschalluntersuchung eines Kreislaufsystems an lebenden biologischen Strukturen, sowie Verfahren zur Ultraschallabbildung von Parametern eines Kreislaufsystems

Info

Publication number: DE3417660C2
Application number: DE3417660A
Authority: DE
Inventors: Bjoern A J Angelsen; Kjell Kristoffersen
Original assignee: Vingmed AS
Current assignee: Vingmed AS
Priority date: 1983-05-13
Filing date: 1984-05-12
Publication date: 1995-08-24
Anticipated expiration: 2004-05-13
Also published as: GB2142142B; GB8411945D0; IT8420890A1; NO831718L; FR2545715A1; GB2142142A; JPS6034434A; IT1174091B; DE3417660A1; US4848354A; IT8420890A0; JPH0613028B2; FR2545715B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Ultraschall untersuchung sowie ein Verfahren zur Ultraschallabbil dung von Parametern eines Kreislaufsystems in lebenden biologischen Strukturen, z. B. der Herzfunktion, über Blutströmungsgeschwindigkeitsmessung auf der Basis des Doppler-Prinzips mit Echtzeitanzeige auf dem Bildschirm einer Kathodenstrahlröhre oder einem ähnlichen Anzeige bildschirm nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bzw. 12.

Aus der GB 16 01 367 sind ein Verfahren und eine Vorrich tung bekannt, bei denen während der Geschwindigkeitsmes sungszeitintervalle einzelne Doppler-Burstimpulse (ein zelne Impulspakete) hoher Frequenz ausgesandt werden. Die Unterbrechungsintervalle zwischen denjenigen Intervallen, in denen die Doppler-Burstimpulse gesendet werden, werden neben den Doppler-Messungsintervallen zur Auswertung der reflektierten Burstimpulse und Bestimmung der Strömungs geschwindigkeit genutzt. Während der Unterbrechungszeit intervalle werden jedoch keine neuen Doppler-Meßsignale empfangen bzw. geliefert. Die Geschwindigkeitsmessung, insbesondere aber deren Anzeige, ist daher lückenhaft, was sich insbesondere dann nachteilig auswirkt, wenn verschie dene Bereiche der biologischen Gewebestruktur anhand der dort gegebenen Blutströmungsgeschwindigkeiten untersucht werden sollen.

Aus der EP 0 035 325 A2 sind eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Messung des Leitungsquerschnittes und der Durchflußmenge durch die Leitung mittels Doppler-Messung bekannt. Eine Echoamplitudenabbildung der Leitung bzw. des Leitungsquerschnittes erfolgt dabei nicht. Meßintervall pausen bei der Doppler-Messung stellen sich bei diesem Stand der Technik ebenfalls nicht ein. Zwar ist hierbei das Speichern von Blutgeschwindigkeitsdaten in einem Bild speicher vorgesehen, jedoch finden sich keine Angaben für die Festlegung der Intervalle, noch ist eine Meßsignal- Schätzeinrichtung vorgesehen.

In der Zeitschrift "Ultrasound in Medicin and Biology, Vol. 3, 1977, S. 129 bis 142" wird ein Echtzeit-Ultra schallbildsystem beschrieben, bei dem neben der Bilddar stellung auch eine Doppler-Messung der Blutströmungsge schwindigkeit erfolgt. Einzelheiten bezüglich der Synchro nisation der Geschwindigkeitsmeß- und Bildsignale werden nicht offenbart.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung der eingangs genannten Art zu schaffen, mit denen ein zwei- oder mehrdimensionales Bild des Blutgeschwindigkeitsfeldes auf einem Bild schirm in Echtzeit erzeugt werden kann und mit denen Unregelmäßigkeiten der Blutströmung im Herzen und in den Blutgefäßen schnell nachgewiesen werden können.

Zur Lösung dieser Aufgabe dienen die in den Ansprüchen 1 bzw. 12 genannten Merkmale.

Die Erfindung ist darauf gerichtet, den Doppler-Effekt auf vom Blut reflektierte Ultraschall-Signale derart anzuwenden, daß ein zwei- oder mehrdimensionales Bild des Blutgeschwindigkeitsfeldes auf einem Bildschirm in Echtzeit erzeugt werden kann. Daneben kann man einen oder mehrere Meßpunkte in der Abbildung auswählen, in denen die Blutströmungsgeschwindigkeit in Abhängigkeit von der Zeit dargestellt werden kann.

Das zweidimensionale Dopplerbild der Blutströmungsge schwindigkeit kann mit einer zweidimensionalen Echo amplitudenabbildung von Gewebestrukturen, wie bei spielsweise Herzkammern und Blutgefäßen, kombiniert werden. Das Abbilden kann mit einer derartig hohen Bildfrequenz (10 bis 20 s^-1) stattfinden, daß für die meisten praktischen Zwecke eine Echtzeitabbildung er halten wird.

Die Untersuchung wird ausgeführt, indem ein Ultra schall-Meßwandler auf der Hautoberfläche angeordnet wird. Dadurch stellt dieses Verfahren im Gegensatz zu Röntgen- und Radio-Isotopenverfahren, in denen es not wendig ist, Injektionen in den Körper auszuführen, kei nen Eingriff dar. Das Verfahren kann auch mit Eingriff während einer Operation angewandt werden, wobei die Injektion einer Ultrallschall-Kontrastflüssigkeit eben falls verwendet werden kann, um eine bessere Doppler- Abbildung zu erhalten. Um bei Doppler-Verfahren die absolute Geschwindigkeit der reflektierenden Elemente, z. B. Blut, zu bestimmen, müssen Korrekturen des Winkels zwischen dem Geschwindigkeitsvektor der reflektierenden Elemente und des Schallstrahls ausgeführt werden. Indem die Blutströmung in einer Ebene dargestellt wird, kann der Winkel in dieser Ebene bestimmt werden und Korrek turen der Geschwindigkeitswerte können für den Winkel in dieser Ebene ausgeführt werden. Indem die Ebene, bis man eine Maximalgeschwindigkeit erhält, gedreht wird, erreicht man, daß der gesamte Geschwindigkeitsvektor in der Ebene liegt, wodurch die absolute Geschwindigkeit vollständig bestimmt werden kann.

Die Erfindung basiert auf der Anwendung eines gepulsten Ultraschallstrahls. Um die zuvor genannte zweidimensio nale Doppler-Abbildung zu erzeugen, wird der Ultra schallstrahl (1 bis 20 MHz) in verschiedene Richtungen einer Ebene geschwenkt. Für Messungen am Herzen erfolgt dies in vorteilhafter Weise durch eine Sektorschwenkung des Strahls, während eine Linearverschiebung oder eine Kombination einer Linearverschiebung mit einer Sektor schwenkung bevorzugt werden kann, wenn Messungen an periphären Gefäßen, Unterleibsorganen oder einem Fetus durchgeführt werden.

Es ist auch von Bedeutung, daß das Doppler-Signal für diese Tiefen in einer hörbaren Form, beispielsweise aus Kopfhörern oder aus Lautsprechern wiedergegeben werden kann. Die die Untersuchung ausführende Person wird in einem großen Umfang Vorteile aus der Information, die in dem hörbaren Signal enthalten ist, ziehen. Daher ist es von großer Bedeutung, daß das hörbar wiedergegebene Doppler-Signal nicht wesentlich gestört oder verfälscht wird.

Die kombinierte zweidimensionale Doppler-Amplituden abbildung wird auf einem geeigneten Bildschirm, z. B. einem Farbfernseh-Bildschirm, dargestellt, indem bei spielsweise die Echoabbildung in grauer Abstufung ko diert ist, während die Doppler-Abbildung in Form einer für sich bekannten Farbüberlagerung erzeugt wird. Ein Vorschlag für eine Farbkodierung besteht darin, Rot für Geschwindigkeiten in Richtung auf den Meßwertwandler hin und Blau für Geschwindigkeiten von dem Meßwertwandler weg zu verwenden, wobei Dunkelrot und Dunkelblau geringe Geschwindigkeiten anzeigen und Übergänge zu Hellrot/Gelb und Hellblau/Weiß hohe Geschwindigkeiten.

In den Ansprüchen sind weitere genauere Ausführungen über das erfindungsgemäße Verfahren und die Vorrichtung enthalten.

Im folgenden werden unter Bezugnahme auf die Zeichnun gen Ausführungsbeispiele der Erfindung näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Beispiel einer Sektorabbildung einer bio logischen Struktur einschließlich einem zwei dimensionalen Blutgeschwindigkeitsfeld und einer Markierung an zwei ausgewählten Meß stellen zur Darstellung der Frequenzspektren,

Fig. 2 ein Beispiel für die Erzeugung von Doppler- Spektren von zwei Meßstellen in Abhängigkeit von der Zeit,

Fig. 3a einen Übertrager mit einem von ihm emittier ten Ultraschallstrahl,

Fig. 3b die Frequenzspektren in verschiedenen Tiefen entlang des Ultraschallstrahls mit Bezug auf Fig. 3a,

Fig. 4 bestimmte geometrische Verhältnisse mit Bezug auf einen kontinuierlich geschwenkten (ge drehten) Wandler,

Fig. 5 ein Beispiel eines Doppler-Signals in Abhän gigkeit von der Zeit, sowie Zeitabschnitte für eine einzelne Meßstelle bzw. ein einzel nes Meßvolumen,

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines Signalssynthetisie rers,

Fig. 7 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer voll ständigen erfindungsgemäßen Vorrichtung,

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines Doppler-Prozessors mit angeschlossenen Wandlern und Anzeigebild schirm, insbesondere zur Darstellung eines radialen Blutströmungsgeschwindigkeitsfeldes in einer Dimension (Tiefe) entlang eines Ultraschallstrahls,

Fig. 9 typische Signale, die sich in dem Doppler- Prozessor gemäß Fig. 8 ergeben,

Fig. 10 eine Hochpaßfiltereinheit, die in dem Dopp ler-Prozessor gemäß Fig. 8 enthalten ist,

Fig. 11 die Funktion der Hochpaßfiltereinheit gemäß Fig. 10 mit Bezug auf eine Tiefe entlang des Ultraschallstrahls,

Fig. 12 ein vereinfachtes Schaltbild zur zusätzlichen Erklärung der Funktionsweise der Hochpaßfil tereinheit gemäß Fig. 10 mit Bezug auf eine Tiefe,

Fig. 13 Beispiele von Abschnitten oder Segmenten des Doppler-Signals, wie sie am Ausgang des Hoch paßfilters anliegen,

Fig. 14 ein Blockschaltbild des Synthetisierers, der ein transversales Filter für die Synthese eines stationären Signals aus Segmenten, wie beispielsweise in Fig. 13 gezeigt,

Fig. 15 die Multiplikation eines gegebenen Signals mit einer Gewichtungsfunktion zur Erzeugung von Filterkoeffizienten, die in dem Filter gemäß Fig. 14 verwendet werden sollen,

Fig. 16 ein Blockschaltbild eines Synthetisierers für ein nicht-stationäres komplexes Signal,

Fig. 17 das Aufteilen einer Multiplikation mit kom plexen Zahlen, die in dem Blockschaltbild gemäß Fig. 16 enthalten ist, in reelle Ope rationen,

Fig. 18 Beispiele von Gewichtungsfunktionen für das Mischen von Signalen aus zwei Filtern, wie in Fig. 16 gezeigt,

Fig. 19 ein Beispiel einer Gewichtungsfunktion, wenn in dem Blockschaltbild gemäß Fig. 16 ein Fil ter verwendet wird,

Fig. 20 ein vereinfachtes Blockschaltbild zur Berech nung des Leistungsspektrums des Doppler-Sig nals in einer Tiefe mit Hilfe der Chirp-Z- Transformation,

Fig. 21 ein erstes Beispiel eines Schaltbildes zur Berechnung des Leistungsspektrums für ver schiedene Tiefen mit Hilfe der Chirp-Z-Trans formation,

Fig. 22 ein weiteres Beispiel gemäß Fig. 21,

Fig. 23 die Darstellung der Spektren aus dem Analy sierer gemäß Fig. 8 für einander nachfolgende Tiefen,

Fig. 24 ein typisches Kurzzeitspektrum des Doppler- Signals von einer Blutströmung,

Fig. 25 ein Beispiel für das Frequenzspektrum eines aufgenommenen Doppler-Signals, das dem Signal gemäß Fig. 24 entspricht,

Fig. 26 die Verwendung von Frequenzfenstern zur Flan kenbestimmung im Spektrum gemäß Fig. 25,

Fig. 27 eine Schaltanordnung zur Berechnung der Sum men PI und PII für zwei Frequenzfenster,

Fig. 28 eine typische Form einer nichtlinearen Funk tion, die in der Berechnung gemäß Fig. 27 enthalten ist,

Fig. 29a und b die Bestimmung der jeweils unteren und oberen Flanke der Leistungsspektren,

Fig. 30a und b die Ausgabe von Kurzzeitspektren aus einem Analysierer zur Flankenbestimmung,

Fig. 31 ein Blockschaltbild eines Systems zur Be stimmung der unteren und oberen Flanken gemäß Fig. 29,

Fig. 32a und b Beispiele nichtlinearer Funktionen, die in dem System gemäß Fig. 31 enthalten sind,

Fig. 33a, b und c verschiedene Situationen, die auf treten können, insoweit wie Spektren betrof fen sind,

Fig. 34 die Anwendung von zwei Einheiten gemäß Fig. 31 zur Bestimmung der maximalen Doppler-Ver schiebung in Abhängigkeit von der Tiefe und

Fig. 35 ein Beispiel für die Zeitaufteilung, wenn die Doppler-Messung unterbrochen ist, insbeson dere, um eine Echoamplitudenabbildung zu er zeugen.

Fig. 1 zeigt schematisch einen Wandler 1, der mög licherweise auch eine Wandleranordnung oder ein Wand lerfeld sein kann, die aus mehreren Wandlerelementen bestehen, und der mit Hilfe eines geschwenkten Ultra schallstrahls einen ebenen sektorförmigen Bereich einer biologischen Struktur überstreicht, der von geraden Linien 2 und 3 und einem Kreisbogen 4 begrenzt ist. Das gezeigte vereinfachte Bild enthält vergleichsweise hochreflektive biologische Strukturen oder Gewebekon figurationen 5, 6, 7 und 8 und einen Teil eines Kreis laufsystems, z. B. die Verbindung mit dem Herzen, wie durch gestrichelte Linien 9a und 9b angezeigt, die einen Durchlaß oder einen Kanal für die Blutströmung, wie mit 10 gekennzeichnet, bilden. Die Blutströmung 10 ist mit Strömungslinien gekennzeichnet, wobei die Dichte dieser Linien die Blutströmungsgeschwindigkeit an verschiedenen Stellen der Blutströmung erläutern soll. Es sind dort speziell zwei Meßstellen oder Be reiche 11 und 12 gekennzeichnet, die Gegenstand spe zieller Untersuchungen oder Messungen sein können, wie in der folgenden Beschreibung erläutert wird. Andere Formate mit unterschiedlichen Bewegungen des Strahls, beispielsweise eine lineare Bewegung können ebenfalls angewandt werden.

Fig. 1 zeigt eine Darstellung, in der eine Echoamplitu denabbildung der biologischen Struktur kombiniert ist mit einer bildlichen Darstellung des Blutströmungs geschwindigkeitsfeldes auf einer zweidimensionalen An zeige. Die Geschwindigkeitsverteilung in der Blutströ mung 10 kann auf diese Weise in kodierter Form gezeigt werden, beispielsweise durch eine Grauabstufung oder durch eine Farbabstufung. Die umgebende biologische Struktur wird mit Hilfe der Echoamplitudenmethode durch Kodieren in Grauabstufungen oder in Farbabstufungen bildlich dargestellt.

Fig. 2 zeigt eine Wiedergabe (a und b) von Kurvenver läufen, die sich auf gemessene Doppler-Frequenzen als Funktion von der Zeit an zwei Meßpunkten oder Bereichen beziehen, wie beispielsweise die in Fig. 1 mit 11 oder 12 gekennzeichneten. Die Darstellung der Doppler-Fre quenz oder des Doppler-Spektrums als eine Funktion der Zeit in einem derartig bestimmten Meßpunkt ist bei der Untersuchung eines Kreislaufsystems in hohem Maße sig nifikant. Es ist ein wesentlicher Aspekt der vorliegen den Erfindung, daß diese Darstellung der Doppler-Fre quenzen gleichzeitig mit und in engem Zusammenhang mit dieser Form der Anzeige und dieser Information, wie sie in Fig. 1 dargestellt ist, stattfinden kann. Die in Abhängigkeit von der Zeit dargestellten Doppler-Fre quenzen können entweder auf dem gleichen Bildschirm entsprechend der kombinierten Abbildung gemäß Fig. 1 dargestellt werden oder auf einem separaten Bildschirm.

Fig. 2a zeigt einen typischen Kurvenverlauf mit zwei Spitzen 21 und 22, die hohe positive Doppler-Frequenzen wiedergeben, d. h. hohe Blutströmungsgeschwindigkeiten in einer Richtung zu dem Wandler hin, während die ne gativen Frequenzen im Kurventeil 22 Blutströmungsge schwindigkeiten in einer Richtung von dem Wandler weg wiedergeben. In Fig. 2b sind das gesamte Frequenzspek trum und folglich alle Blutströmungsgeschwindigkeiten im positiven Bereich, d. h. alle Blutströmungsgeschwin digkeiten sind während der gesamten Zeit in Richtung auf den Wandler gerichtet. Gemäß Fig. 2 werden die Blutgeschwindigkeitskurven an zwei Stellen gleichzeitig in Abhängigkeit von der Zeit dargestellt. Die Darstel lung oder Anzeige kann sich selbstverständlich auf nur eine Stelle oder auf mehr als zwei Stellen beziehen.

Fig. 3a zeigt ein Beispiel wie ein Ultraschallstrahl von einem Wandler 31 geformt werden kann, der bei spielsweise in einer Anordnung zum Schwenken innerhalb eines Sektors in einer Bilddarstellung gemäß Fig. 1 verwendet werden kann. Der Ultraschallstrahl in Fig. 3a wird von Linien 32a und 32b begrenzt, die zeigen, daß der Strahl anfangs in Strahlrichtung bzw. in Tiefen richtung gesehen einen Teil mit abnehmendem Querschnitt aufweist und danach wieder devergiert. Der Ultraschall strahl ist mit einer Unterteilung in schmale Bereiche 33 dargestellt, von denen jeder einen Tiefenpunkt bzw. ein Abtastvolumen in der zu untersuchenden Struktur darstellt. Im Beispiel der Fig. 3a ist eine Anzahl von einunddreißig Abtastvolumen 33 gezeigt.

Für jede Strahlrichtung wird eine bestimmte Zeit be nötigt, um Impulsübertragungen und Messungen des re flektierten Signals vorzunehmen, beispielsweise T_r ∼3 ms. Das reflektierte Signal wird aus jeder Tiefe (Abtastvolumen) aufgenommen und zur Bestimmung der Blutströmungsgeschwindigkeit verarbeitet. Da der Schallstrahl eine bestimmte Weite und der gesendete Impuls eine bestimmte Länge aufweist, erhält man ledig lich eine begrenzte Auflösung. Jede Tiefenabtastung enthält dann Informationen bezüglich der Geschwindig keit in einem bestimmten Bereich, insbesondere in dem zuvor erwähnten Abtastvolumen. Dieser Bereich enthält Reflektionsobjekte (Streuobjekte), die unterschiedliche Geschwindigkeiten aufweisen und während eines begrenz ten Zeitraums in dem Bereich anwesend sind. Daher er gibt sich ein Spektrum von Doppler-verschobenen Fre quenzen, wie in Fig. 3b dargestellt. Fig. 3b zeigt Doppler-Frequenzen in Abhängigkeit von der Tiefe in Verbindung mit dem Ultraschallstrahl gemäß Fig. 3a, der im Abtastvolumen oder Meßpunkten 33, wie zuvor erwähnt, unterteilt ist. Für jeden dieser Meßpunkte ist das Fre quenzspektrum in Form einer Grauabstufung 37 darge stellt, in der eine stärkere oder geringere Schwärzung eine größere oder geringere Häufigkeit der unterschied lichen Frequenzen an der betreffenden Meßstelle oder dem betreffenden Bereich anzeigt. In jedem Bereich ist die maximale Geschwindigkeit bezüglich der Blutströ mung die am meisten interessierende Information. Daher ist es erwünscht, diese maximale Geschwindigkeit als eine Funktion von der Tiefe entlang des Strahls zu mes sen. Für den ersten Tiefenbereich gemäß Fig. 3b ist die maximale Geschwindigkeit gekennzeichnet durch eine dicke Linie 36. In dem Diagramm ist auf diese Weise die maximale Geschwindigkeit als die höchste maximale Ge schwindigkeit für die positiven Frequenzen gekennzeich net, während der Teil des Diagramms, der sich am äußer sten rechten Ende des Diagramms befindet, d. h. für die weitesten Tiefen, negative Frequenzen darstellt und infolge dessen negative Blutströmungsgeschwindigkeiten, wobei die höchsten negativen Geschwindigkeiten als die Maximalgeschwindigkeiten gekennzeichnet sind. Die Durchschnittsgeschwindigkeit ist durch 38 gekennzeich net.

Eine nähere Beschreibung einer speziellen Lösung zur Bestimmung der maximalen Blutströmungsgeschwindigkeiten aus einem in jedem Meßpunkt oder Abtastvolumen gemesse nen Doppler-Spektrum folgt unter Bezugnahme auf die Fig. 23 bis 33 an späterer Stelle.

Für jede Richtung wird die maximale Doppler-Verschie bung für eine Anzahl Tiefen von L, beispielsweise L = 31 gemäß Fig. 3a und 3b, bestimmt. Das zweidimen sionale Doppler-Bild (Fig. 1) wird dann aus der Zu sammenstellung der Maximalgeschwindigkeiten (positive und negative) in den L Tiefen für durch Schwenken des Strahls erhaltene N Strahlrichtungen zusammengesetzt. Für jede Richtung wird nur die radiale Geschwindig keitskomponente der Reflexionselemente entlang des Schallstrahls gemessen. Der Winkel in der Ebene zwi schen der Blutgeschwindigkeitsrichtung und dem Schall strahl kann durch Darstellung der Blutströmung in zwei Dimensionen bestimmt werden. Die Geschwindigkeitswerte können dadurch unter Berücksichtigung des oben be schriebenen Winkels korrigiert werden.

Die Messung der Maximalgeschwindigkeit ist empfänglicher für Rauschen als die Messung der Durchschnittsgeschwin digkeit im Abtastvolumen. Bei einem geringen Signal-/Rauschverhältnis kann es daher vorteilhaft sein, an stelle der maximalen Geschwindigkeit die Durchschnitts geschwindigkeit für die bildliche Darstellung zu ver wenden. Die Bandbreite des Spektrums kann für bestimmte Anwendungen, insbesondere in Kombination mit der mitt leren bzw. durchschnittlichen Geschwindigkeit ebenfalls von Interesse sein.

Der Schallstrahl kann entweder kontinuierlich bewegt werden oder schrittweise, so daß er während der Messung in jeder Richtung stillsteht und zwischen den Richtun gen schrittweise bewegt wird.

Bei kontinuierlicher Bewegung des Schallstrahls bewegen sich verschiedene Teile der Wandleroberfläche mit ver schiedenen Geschwindigkeiten in bezug auf das reflek tierende Element. Dies ist in Fig. 4 für den Fall der Schwenkung innerhalb eines Sektors dargestellt, in der der Punkt A aufgrund der Bewegung des Wandlers eine zusätzliche Geschwindigkeit in Richtung des reflek tierenden Objekts 42 erhält, während der Punkt B eine zusätzliche Geschwindigkeit von dem reflektierenden Objekt weg erhält. Die kontinuierliche Bewegung des Wandlers 41 führt daher zu einer Erweiterung der Doppler-Verschiebung von dem reflektierenden Element 42.

Das gesamte Schallfeld kann entsprechend als eine Zu sammensetzung von Beiträgen von verschiedenen Stellen auf der Wandleroberfläche durch Superposition aufgefaßt werden. Jeder Punkt weist eine kreisförmige Art der Abstrahlung auf. Jedoch ergibt sich der Richtstrahl aus dem Wandler aufgrund der Interferenz zwischen den ver schiedenen Punkten. Wenn der Wandler gedreht wird, tritt anfangs ein reflektierendes Element in das Strahlungsfeld und verläßt es dann nach einer bestimm ten Zeit. Das Signal von dem reflektierenden Element ist dann aufgrund der Schallfeldveränderungen ampli tuden- und phasenmoduliert. Dies verursacht eine Er weiterung der Doppler-Verschiebung von dem reflek tierenden Element. Diese Erweiterung ist gleichwertig mit der Erweiterung, die sich aus der aufgrund der Rotation des Wandlers verändernden Geschwindigkeit zwischen dem reflektierenden Objekt und den Punkten auf der Wandleroberfläche ergibt.

Die Zeit T_r, während der die Messung für jede Richtung aufgeführt wird, sollte der Zeit gleichgesetzt sein, während der die reflektierenden Objekte in der Fokal zone des Strahls beobachtet werden. Es sei angenommen, daß das Bild aus N Strahlrichtungen zusammengesetzt ist. Die Zeit T_db, die benötigt wird, um eine Doppler- Abbildung bei kontinuierlicher Bewegung des Schall strahls zusammenzusetzen, beträgt

T_db = NT_r (1).

Der Strahldurchmesser im Bereich der Fokussierung sei mit d und die Brennweite mit f bezeichnet. Bei einer Schwenkung des Strahls in einem Sektor sollte jede Strahlrichtung in der Abbildung einen Öffnungswinkel

überstreichen.

Wenn der Wandler kontinuierlich gedreht wird, wird vor zugsweise eine Umdrehungsgeschwindigkeit in Höhe von

gewählt.

Der Öffnungswinkel der Abbildung beträgt dann:

Die maximale zusätzliche Geschwindigkeit aufgrund der Rotation, die ein Punkt auf dem Wandler in Relation zu einem reflektierenden Element haben kann, beträgt gemäß Fig. 4 (wobei a die Entfernung von dem Drehpunkt C zu den jeweiligen Punkten A und B ist):

Δ_v = ω_tra (5).

Wenn der Schallstrahl schrittweise bewegt wird, ergibt sich jedesmal, wenn der Schallstrahl bewegt wird, eine Diskontinuität bei dem empfangenen Signal. Um Reflexionen vom Gewebe auszuschließen, benötigt das Hochpaßfilter des Doppler-Instruments eine Einschwingzeit T_HP, bevor das Signal für eine Analyse der Blutge schwindigkeit verwendet werden kann. Die Zeit, die zur Aufnahme einer Doppler-Abbildung bei schrittweiser Be wegung des Schallstrahles benötigt wird, beträgt daher:

T_db = N(T_r + T_HP) (6).

Die Einschwingzeit des Hochpaßfilters ist verlorene Zeit. Daher ist ein kontinuierlich bewegbarer Schall strahl vorzuziehen.

Wenn die Doppler-Abbildung der Blutgeschwindigkeits verteilung erzeugt worden ist, kann eine neue Schwen kung des Schallstrahls zur Erzeugung einer Echoampli tudenabbildung ausgeführt werden. Für dieses Bild kann ein kürzer gesendeter Impuls im Vergleich zur Doppler- Messung verwendet werden, um eine bessere Auflösung zu erhalten. Bei einer Dopplermessung ist eine geringere Auflösung zulässig, um das Signal-/Rauschverhältnis zu verbessern. Zur getrennten Optimierung der Echo- und der Doppler-Abbildung kann es vorteilhaft sein, unter schiedliche Wandler für diese beiden Betriebsarten zu verwenden. Ein Breitbandwandler wird für die Echoampli tudenabbildung und ein hochempfindlicher Wandler für die Doppler-Abbildung verwendet, bei der es allgemein bekannt ist, die Bandbreite für die Empfindlichkeit zu verwenden.

Für die Echoamplitudenabbildung wird lediglich ein Im puls für jede Strahlrichtung verwendet. Die Zeit T_ab, die benötigt wird, um eine Echoamplitudenabbildung zu erzeugen, ist daher kürzer als die Zeit, die zur Erzeu gung einer Doppler-Abbildung benötigt wird. Die gesamte Abbildungszeit auf dem Bild für die Doppler- und die Echoabbildung beträgt daher:

T_br = T_db + T_ab + (T_HP) (7).

Der in Klammern gesetzte Term T_HP gilt nur bei einer kontinuierlichen Bewegung des Wandlers, nachdem die Bildung der Echoamplitudenabbildung und der zweidimen sionalen Blutgeschwindigkeits-Doppler-Abbildung begon nen worden ist. Dadurch wird das Doppler-Spektrum an einer Meßstelle mit einer Frequenz

abgetastet.

Die Zeitauflösung ist schematisch in Fig. 5 gezeigt. Hierbei kennzeichnet das Bezugszeichen 50 ein konti nuierliches Doppler-Signal von einem einzelnen Abtast volumen.

Charakteristische Zahlen für ein praktisches Ausfüh rungsbeispiel sind:

die folgende Werte ergeben:

ΔΦ = 2,46°
ω_tr = 0.82°/ms
Φ_db = 49°
Δv = 14.3 cm/s
T_db = 60 ms
T_br = 75 ms
f_br = 13.3 Hz

Die zusätzliche Geschwindigkeit Δv ist der maximale Wert, der auftreten kann. Dieser tritt lediglich auf, wenn das reflektierende Element auf der geraden, die Richtung von v anzeigenden Linie durch Punkt A oder B gemäß Fig. 4 liegt. Anderenfalls entsteht eine zusätz liche Geschwindigkeit, die durch die Komponente von Δv entlang der Linie zwischen dem reflektierenden Element und dem Punkt A oder B gegeben ist. Für ein reflektie rendes Element auf der Wandlerachse in einem Abstand von 70 mm beträgt dieser Winkel ∼40°. Das ergibt mit Δv cos 40 ≅ 10 cm/s. Da die Geschwindigkeit des reflektierenden Elementes meist 1 m/s oder mehr (bis zu 6 m/s) beträgt, kann dieser Geschwindigkeitsfehler für die meisten Anwendungsfälle vernachlässigt werden.

Während der Zeit T_br kann sich die Geschwindigkeit er heblich ändern. Zur Darstellung der Doppler-Frequenzen oder möglicherweise des Doppler-Spektrums in Abhängig keit von der Zeit (Fig. 2) ist es ein Vorteil, eine Interpolation zwischen den Abtastungen vorzusehen. Dar über hinaus existieren nur Segmente des Doppler-Sig nals, die eine Länge T_r und einen Zeitabstand T_br für jeden Meßpunkt, wie in Fig. 5 dargestellt, haben. Es ist von Interesse, das Doppler-Signal für ausgewählte Meßpunkte zu hören. Zu diesem Zweck wird ein Synthe tisierer verwendet, der auf der Basis der Segmente des Doppler-Signals ein kontinuierliches Signal syntheti siert, das dem kontinuierlichen Doppler-Signal gleicht. Durch Frequenzanalyse des zusammengesetzten Signals wird ein interpoliertes Spektrum geschaffen, das als Funktion von der Zeit dargestellt werden kann.

Ein Blockschaltbild des Synthetisierers für das Signal aus einer Tiefe ist in Fig. 6 dargestellt. Ein Breit band-Erregungssignal (ungefähr Weiß), z. B. Rauschen von einem Generator 61, wird einem Filter 62 zugeführt, dessen Übertragungsfunktion gesteuert werden kann. Wenn das Rauschen Gausscher Art ist, ist das Ausgangssignal des Filters 62 ein Gaußsches Signal, das ein Spektrum aufweist, das durch die Übertragungsfunktion des Fil ters gegeben ist. Wegen der Bandpaßfunktion des Filters kann auch ein nicht-Gaußsches Signal verwendet werden, z. B. binäres Rauschen oder eine eng festgelegte Impuls serie. Das Filterausgangssignal ist dann annähernd Gaußscher Art. Da das Doppler-Signal ebenfalls Gauß scher Art ist, ist das zusammengesetzte Signal gleicher Art wie das Doppler-Signal. Durch Steuerung der Filter koeffizienten wird eine Annäherung an das reale Spek trum des Doppler-Signals erreicht. Segmente des Dopp ler-Signals, die von einem Abtastvolumen stammen, wer den dann in einer Recheneinheit 63 zur Bestimmung der Filterkoeffizienten als Funktion der Zeit verwendet. Ein Beispiel, das die Berechnung der Filterkoeffizien ten veranschaulicht, wird an späterer Stelle mit Bezug auf die Fig. 13 bis 19 näher erläutert.

Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild einer vollständigen erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Ausführung des be schriebenen Verfahrens. In Fig. 7 ist eine Steuerein heit 71 dargestellt, die einen Schallstrahl aus einer Wandlereinheit 72 steuert. Diese Einheit ist nachfol gend mit einem Echoprozessor und einem Doppler-Prozes sor 74 verbunden. Der Echoprozessor 73 liefert die Amplitude des von einem kurzen Impuls für eine gegebene Richtung des Schallstrahls reflektierten Schalls. Diese wird in einen Bildspeicher 75 in einer entsprechenden Richtung eingegeben. Der Doppler-Prozessor 74 bestimmt die maximale (oder beispielsweise die durchschnitt liche) Doppler-Verschiebung als Funktion der Tiefe für jede Strahlrichtung. Diese wird ebenfalls in dem Bild speicher 75 in einer entsprechenden Richtung einge geben. Der Bildspeicher 75 wird dann horizontal für eine kombinierte Darstellung der Echoamplitudenabbil dung und der Blutströmungsgeschwindigkeitsabbildung auf einem Bildschirm 76 ausgelesen.

Die Komponenten eines Doppler-Prozessors, die in einer Vorrichtung gemäß Fig. 7 enthalten sein können, werden in der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf Fig. 8 erläutert. Fig. 8 zeigt eine Wandlereinheit 81, die beispielsweise dem Wandler 1 in Fig. 1 oder der Einheit 72 in Fig. 7 gleichen kann, und darüber hinaus eine Hochfrequenzeinheit 82, die eine erforderliche Sende-/Empfangs-Schaltung ist für hochfrequente elektrische Signale zur Wandlereinheit 81 hin und zurück, sowie ein Hochpaßfilter 83, einen Schätzwertbestimmer oder Syn thetisierer 84, einen Spektralanalysierer 85 und eine Frequenzparametereinheit 86. Diese Einheiten werden von einer Steuereinheit 88 gesteuert, die in der Steuerein heit 71 gemäß Fig. 7 enthalten sein kann. Schließlich zeigt Fig. 8 einen Anzeigebildschirm 89, der dem Bild speicher 75 und dem Bildschirm 76 in Fig. 7 entsprechen kann. Die Anordnung gemäß Fig. 8 ist in einer Form dar gestellt, die eine Erklärung der notwendigen Funktionen zur Bestimmung des Frequenzspektrums und der Parameter ohne Bezugnahme auf Fig. 7 ermöglicht. Diese Funktionen mit damit verbundenen Einheiten und Schaltkreisen wer den außerdem anhand mehrerer nachfolgender Figuren näher erläutert.

Die Erfindung verwendet eine serielle Signalverarbei tung in dem Doppler-Prozessor, u. a. deswegen, weil eine Messung in mehreren Tiefen mit paralleler Signalverar beitung eine separate Signalverarbeitungseinheit für jede Tiefe erforderlich gemacht hätte und dadurch eine große Anzahl elektronischer Bauelemente.

Bei serieller Signalverarbeitung führt eine Filterein heit eine Hochpaßfilterung bezüglich aller Tiefen, sowie das Signal ankommt, aus. Dies erfordert eine Abspeicherung des Signals. Die bisher vorgeschlagenen Verfahren verwenden hierzu eine digitale Speicherung. Mit der gegenwärtigen Technologie wird dadurch eine Be grenzung des dynamischen Bereiches des Signals aufer legt. Erfindungsgemäß wird eine analoge Speicherung in einer bestimmten Art verwendet, so daß eine derartige Begrenzung des dynamischen Bereiches nicht auftritt.

Wegen der Weite des Schallstrahls und der Länge der gesendeten Impulse ist die räumliche Auflösung be grenzt. Dies bedeutet, daß jede Tiefenabtastung ein Spektrum von Doppler-Frequenzen enthält. Die Verfahren, die in der seriellen Signalverarbeitung für Messungen in mehreren Tiefen verwendet worden sind, berechneten eine Art Durchschnitts-Doppler-Verschiebung für jede Tiefe. Entsprechend war es nicht möglich, die maximalen Geschwindigkeiten zu messen. Das beschriebene Verfahren führt eine Analyse des gesamten Spektrums in allen Tie fen aus, wobei auf dieser Basis eine Frequenz, die der maximalen Geschwindigkeit in jedem Volumen entspricht, extrahiert wird.

Die Arbeitsweise der Anordnung gemäß Fig. 8 wird erläu tert, indem auch auf die in Fig. 9 gezeigten Signal kurvenverläufe Bezug genommen wird. Die Steuereinheit 88 liefert Zeitfolgesteuersignale an die anderen Ein heiten in Fig. 8. Sie erzeugt u. a. Hochfrequenzimpulse in Zeitintervallen T_s, wie oben in Fig. 9 (a) gezeigt ist. Diese Impulse erregen den Wandler 81, wodurch sich die gesendeten Schallimpulse ergeben. Der gleiche Wand ler nimmt das reflektierte Signal (b) auf, das in der Hochfrequenzeinheit 82 verstärkt wird. Durch Mischen entsprechend bekannter Methoden in der Hochfrequenz einheit werden die Quadraturkomponenten x_n(t) und y_n(t) des empfangenen Signals abgeleitet, wie den Kurven (c) und (d) in Fig. 9 entnommen werden kann. Diese Kom ponenten können mathematisch sehr gut definiert werden. Wenn das empfangene Hochfrequenzsignal von dem Impuls n

e_n(t) = Re {_n (t) e ⁱ ^ω ^₀t} (9)

beträgt, wobei t die Zeit ist, die von der Impulsaus sendung an läuft, und ω₀ die Hochfrequenz-Winkelfre quenz des gesendeten Impulses ist. _n(t) ist die kom plexe Hüllkurve des Signals und ist gegeben durch

_n(t) = x_n(t) + iy_n(t) (10)

in der i = die Imaginäreinheit ist. Dieses defi niert

x_n(t) = Re {_n(t)} und y_n(t) = Im {_n(t)}

x_n und y_n werden einer Filterung entsprechend bekannter Prinzipien, beispielsweise aus der Radar- und Sonar- Technik (wie beispielsweise ein signaladaptiertes Fil ter) vor dem Abtasten unterzogen, das von dem Abtast steuersignal gesteuert wird (e, Fig. 9). Dies ergibt die Signale x_n(ℓ) und y_n(ℓ), wie bei (f) und (g) in Fig. 9 gezeigt ist, wobei ℓ = 1, . . . , L die Numerierung der Tiefen bezeichnet. Die Hochpaßfiltereinheit 83 ar beitet in Synchronisation mit diesen Signalen, um Re flektionen vom Gewebe auszuschalten.

Das wesentliche Prinzip einer zweipoligen Hochpaßfil tereinheit, die das Hochpaßfilter 83 bilden kann, ist detaillierter in Fig. 10 dargestellt. Die Einheit be steht aus zwei Kondensatorblöcken C₁ und C₂. Die Kon densatoren werden aufeinanderfolgend von Multiplex einrichtungen, die durch Tiefen-Adressen gesteuert wer den, eingeschaltet. Die Einschaltzeit für eine Konden satorgruppe bezüglich einer Tiefe ist T_c. Das Bezugs zeichen 100 kennzeichnet einen Verstärker und R₃ und R₄ sind Widerstände. Wenn zwei Kondensatoren für eine Tiefe miteinander verbunden werden, arbeitet das System wie ein aktives Mehrfach-Rückkopplungs-Hochpaßfilter für diese Tiefe. Während das Filter für andere Tiefen arbeitet, sind die Kondensatoren für diese Tiefe von einander getrennt und behalten ihre Ladungen bis sie für diese Tiefe wieder eingeschaltet werden, nachdem der nächste Impulse gesendet wurde. Das Ausgangssignal wird abgetastet und mit einer Zeitverzögerung nach dem Einschalten einer Kondensatorgruppe gehalten. Die Zeitverzögerung dient dazu, die Übertragungsfunktion des Filters zu verbessern. Die Funktion des Filters für jede Tiefe wird zusätzlich unter Bezugnahme auf Fig. 11 beschrieben. Die Kondensatoren sind während der Zeit T_c in Zeitintervallen T_s eingeschaltet.

Das Filter arbeitet während der Periode T_c, in der das Steuersignal hoch ist. Während des verbleibenden Teils der Periode ändern sich nicht die Kondensatorladungen. Daher kann die Filterfunktion anhand des Diagramms in Fig. 12 erläutert werden.

Da das Filter nicht bemerkt, was mit dem Eingangssignal geschieht, wenn die Schalter offen sind, kann am Ein gang eine Zeitkompression um den Faktor T_c/T_s ausge führt werden. Das Filter arbeitet dann als ein konti nuierliches Filter mit einem Abtast- und Halteschalt kreis am Eingang und mit Abtastung des Ausgangs. Wenn die Abschaltfrequenz (cut-off-Frequenz) des kontinuier lichen Filters f_oc ist, ist die Abschaltfrequenz ohne Zeitkompression für das abgetastete System gegeben durch

Der Q-Faktor des Filters ändert sich nicht mit der Zeitkompression. Um zwei Nulldurchgänge in der Fre quenzantwort für ω = 0 zu erhalten, muß der Wert von τ gleich

gewählt werden.

A ist die Verstärkung im Filter.

Mehrere Zweipol-Filtersektionen können kaskadenartig miteinander verbunden sein, um so eine Antwort höherer Ordnung zu erhalten, dann ist es nicht notwendig, das Abtasten des Signals zwischen jeder Sektion auszufüh ren. Um den Effekt von Schaltstößen zu reduzieren, kann es vorteilhaft sein, eine Zwischenabtastung des Signals nach einer bestimmten Anzahl von zweipoligen Sektionen vorzusehen, beispielsweise nach vier Polen. Dann muß eine entsprechende Zeitverzögerung zwischen dem Ein schalten der Kondensatoren und dem Abtasten am Ausgang, wie zuvor beschrieben, vorgesehen sein.

Nach dem gerade beschriebenen Hochpaßfiltern folgt ge mäß Fig. 8 ein Synthetisierer 84, der im allgemeinen ein stationäres Gaußsches Signal aus Segmenten eines anderen vorliegenden Gaußschen Signal derart syntheti sieren soll, daß die stochastischen Eigenschaften des synthetisierten Signals, die durch die Autokorrela tionsfunktion gegeben sind, sich den stochastischen Eigenschaften des vorliegenden Signals angleichen. Wie in dem vorliegenden Fall kann das Verfahren vorteilhaft bei Blutströmungsmessungen auf der Basis des Doppler- Effekts bei vom Blut reflektierten Ultraschall verwen det werden. Das Doppler-Signal ist ein Gaußsches Sig nal, bei regelmäßigen Unterbrechungen der Doppler-Mes sung für kurze Intervalle wird ein Ersatz für dieses direkt gemessene Doppler-Signal durch ein geschätztes Signal entweder über die gesamte Zeit oder während eines Teils der Zeit benötigt.

Das synthetisierte Signal, das man aufgrund des im fol genden beschriebenen Verfahrens erhält, kann als eine Schätzung auf der Basis von Segmenten des direkt ge messenen Signals verwendet werden.

Es ist vorausgesetzt, daß Segmente des Doppler-Signals mit einer Länge T_r von der betreffenden Tiefe aus dem Ausgang des Hochpaßfilters in regelmäßigen Intervallen, wie in Fig. 13 gezeigt, geliefert werden. Diese Seg mente werden zur Berechnung der Koeffizienten in einem Filter verwendet, das mit einem Breitbandrauschen (annähernd Weiß) oder einer anderen geeigneten Erre gung, beispielsweise einer Impulsserie, versorgt wird. Das Ausgangssignal dieses Filters ist dann annähernd Gaußscher Art und dieses wird als synthetisches Signal verwendet. Die grundsätzliche Struktur des Synthetisie rers ist in der bereits beschriebenen Fig. 6 darge stellt.

Die stochastischen Eigenschaften eines nicht-stationä ren Gaußschen Signals wird durch die Autokorrelations funktion des Signals R(t₁,t₂) beschrieben. Wenn das Signal stationär ist, ist dies eine Funktion von t₂ - t₁. Es kann dann ein Leistungsspektrum für das Signal, wie die Fourier-Transformation der Autokorre lationsfunktion definiert sein.

Für nicht-stationäre Signale kann ein Kurzzeitspektrum für eine derart kurze Zeit berechnet werden, daß das Signal im wesentlichen stationär ist. Kurzzeitspektren für verschiedene Abtastfunktionen der gleichen Prozeß anordnung und in dem gleichen Zeitintervall sind wegen der stochastischen Unbestimmtheit hinsichtlich der spektralen Schätzung etwas unterschiedlich. Es kann eine Schaltung ausgeführt werden, die über alle Kurz zeitspektren einen Durchschnitt bildet, wobei dies die Geschwindigkeitsverteilung in dem Abtastvolumen, zusammen mit (gefaltet) dein verwendeten spektralen Fenster und dem Durchlaufzeitfenster des Blutes durch das Abtastvolumen ergibt.

Es wird im folgenden zunächst beschrieben wie ein sta tionäres Gaußsches Signal mit im wesentlichen dem glei chen Spektrum wie ein gegebenes stationäres Gaußsches Signal aus einem Segment von diesem synthetisiert werden kann. Das Blockschaltbild eines dementsprechenden Synthetisierers ist in Fig. 14 für ein reelles Signal gezeigt. Eine Anzahl von N Abtastungen des Signals werden mit einer Gewichtungsfunktion w_f(n) gewichtet, wodurch man die Koeffizienten

a_i(n) = x_i(n) · w_f(n) (13a)

erhält.

Dies ist in Fig. 15 veranschaulicht. Die Gewichtungs funktion ist gleicher Art wie die in der spektralen Schätzung verwendete, um das Nebenkeulenniveau zu re duzieren. Die Gewichtungsfunktion kann beispielsweise ein Hamming- oder Hanning-Fenster sein. Es wird hier benötigt, um das Nebenkeulenniveau in dem Spektrum des synthetisierten Signals zu reduzieren.

Die Koeffizienten a_i(n) werden in einem transversalen Filter verwendet, das mit Breitbandrauschen v(n) (an nähernd Weiß) wie in Fig. 14 gezeigt, versorgt. (n) ist ein synthesiertes Signal. z^-1 zeigt die Speicherung und Verzögerung des Signals um eine Stufe von n an. v(n) kann ein Gaußsches Breitbandrauschen (annähernd Weiß) sein, aber es kann auch binäres Breitbandrauschen oder ähnliche Breitbandquellen benutzt werden, wenn das Filter viele Koeffizienten, wie zuvor beschrieben, hat. Angesichts des Zentralen-Grenzwert-Theorems ist (n) dann annähernd Gaußscher Art. Dies hat den Vorteil, daß in dem Filter nur eine Multiplikation mit ±1 auftritt und die Verzögerungen mit Hilfe von Daten-Flip-Flops oder digitalen Verschieberegistern vorgesehen werden können. Das Leistungspektrum des synthetisierten Si gnals ist gegeben durch

F { } kennzeichnet die Fourier-Transformation, W_f(ω) die Fourier-Transformation von w_f G_xx das Leistungs spektrum von x und * kennzeichnet die Faltung in der Frequenzebene. Die oben angegebenen Koeffizienten könnten auch durch bestimmte Arten von Lineartransfor mationen (Allpaß-Operation) ersetzt werden, ohne das Leistungsspektrum des synthetisierten Signals zu än dern. Das kann den Vorteil haben, daß die Impulsantwort des Filters symmetrisch gemacht wird, so daß die Anzahl der Multiplikationen auf die halbe Anzahl reduziert ist. Dies hat aber auch den Nachteil, daß zunächst eine lineare Transformation der Koeffizienten ausgeführt werden muß.

Die Synthese komplexer Gaußscher Signale kann auch in gleicher Weise ausgeführt werden. x₁(n) besteht dann aus einem Real- und einem Imaginärteil. Entsprechend haben die Koeffizienten a_i(n) einen Real- und einen Imaginärteil und für reelles Rauschen v erhält man ein komplex synthetisiertes Signal (n). Wenn komplexes Rauschen verwendet wird, nähern sich die Korrelations eigenschaften von (n) mehr solchen eines Doppler-Sig nals.

Ein Synthetisierer für ein nicht-stationäres komplexes Signal ist in Fig. 16 gezeigt. Segmente des ursprüng lichen komplexen Gaußschen Signals _i(n) sind, wie in Fig. 13 gezeigt, vorhanden. Der Synthetisierer ist im wesentlichen gleicher Art wie der in Fig. 14 für sta tionäre Signale gezeigte, nur daß hier die Filterkoef fizienten zeitvariabel sind. Die Zeitvariationen der Koeffizienten muß auf der Basis mehrerer Segmente von _i(n) berechnet werden. Dies kann auf verschiedene Wei se geschehen. Fig. 16 veranschaulicht eine Methode, die bei Ultraschall-Doppler-Signalen vom Blut anwendbar ist. Es ist für solche Signale charakteristisch, daß sich die Bandweite vergleichsweise langsam verändert, während die maximale Frequenz sich schneller ändert.

Für jedes Segment _i(n) wird ein charakteristischer Spektralparameter ω_i in Block 161 berechnet, während das Segment in Block 162 gespeichert wird. ω_i kann bei spielsweise das Maximum, der Durchschnitt oder der quadratische Mittelwert der Winkelfrequenzverschiebung sein. Da die Bandbreite des Signals sich langsam än dert, ändert sich die Differenz zwischen der maximalen und der durchschnittlichen Winkelfrequenzverschiebung langsam. Daher können beide mit dem gleichen Ergebnis verwendet werden, außer wenn in dem Doppler-Signal Reste des Signals von in Bewegung befindlichem Gewebe enthalten sind. In einem solchen Fall ist die maximale Winkelfrequenzverschiebung vorzuziehen, da diese nur wenig durch das Signal vom Gewebe beeinflußt wird.

Das gespeicherte Segment _i(n) wird dann in Block 163 multipliziert mit das in Block 164 erzeugt wird. Dadurch wird das Spektrum von _i(n) nach unten an eine Stelle in der Nähe von Null (im folgenden als Basisband bezeichnet) verschoben und die durch ω_i ge gebene Änderung des Kurzzeitspektrums wird entfernt. Die komplexe Multiplikation kann, wie in Fig. 17 ge zeigt, ausgeführt werden. Das Ergebnis wird dann mit einer Fensterfunktion w_f(n) in Block 165 in gleicher Weise wie in Fig. 15 multipliziert. Daraus ergeben sich Filterkoeffizienten für eine Synthese eines Signals, das in dem Basisband in gleicher Weise, wie in Fig. 14 gezeigt, erscheint.

Fig. 16 zeigt zwei Filter 166 und 167 zur Synthese des Signals im Basisband. Die Koeffizienten werden in die jeweiligen Filter für jedes zweite Segment des Origi nalsignals eingegeben. Die Ausgangssignale der Filter werden mit Gewichtungsfunktionen an den Stellen 168 und 169, wie in Fig. 18 dargestellt, gewichtet. Dies bringt mit sich, daß der Beitrag des Filterpaares 166 und 167 nach der Summierung Null wird, wenn die Änderung der Koeffizienten in dem betreffenden Filter stattfindet. Wegen der graduellen Änderung der Fensterfunktion er gibt sich ein glatter Übergang von der Situation, in der das synthetisierte Signal durch die Koeffizienten eines Segmentes gegeben ist, zu der, in der es durch die sich auf das folgende Segment beziehenden Koeffi zienten gegeben ist. In Fig. 18 sind Fenster mit linear ansteigenden Flanken gezeigt. Es können auch andere Fenster, z. B. ein Hamming-Fenster o. dgl., verwendet werden. Die Fenster müssen, wenn das Einlesen der Ko effizienten in die betreffenden Filter stattfindet, gleich Null sein. Diese Zeit kann jedoch sehr kurz ge wählt werden (∼1-5 µs).

Auf der Basis der charakteristischen Winkelfrequenzen ω_i für mehrere Segmente des Originalsignals wird eine kontinuierlich variable Winkelfrequenz (n) in Block 171 in Fig. 16 geschätzt. Das Signal im Basisband hin ter dem Block 170 wird dann in Block 172 mit eⁱ ⁽ⁿ⁾ⁿ, das in Block 172 erzeugt wird, multipliziert. Dadurch wird das Spektrum von dem Basisband zu dem betreffenden Bereich bewegt.

Ein separates Verfahren zur Schätzung von (n) basiert auf linearer Interpolation zwischen ω_i und ω_i+1. Dies kann auch durch Filtern einer Anzahl von Werten von ω_i geschehen, da die Änderung der charakteristischen Win kelfrequenz, hinsichtlich der Bandbreite beschränkt ist.

Wenn (n) durch lineare Interpolation zwischen ω_i und ω_i+1 gebildet wird, muß das Einlesen der Koeffi zienten in die Filter 166 und 167 um einem Schritt ver zögert werden, so daß ω_i+1 anliegt, wenn die Koeffi zienten von _i(n) eingegeben werden. Dies ergibt eine Verzögerung zwischen dem synthetisierten Signal und dem Originalsignal, wobei das Anwendungsgebiet bestimmt, ob dies in Kauf genommen werden kann oder nicht.

Ein vereinfachter Schätzwertbestimmer kann auch ledig lich einen Filter anstelle von zwei Filtern wie in Fig. 16 verwenden. Ein Vorschlag für eine Gewichtungsfunk tion in diesem Fall ist in Fig. 19 gezeigt.

Zurückkommend auf Fig. 8 ist dort entnehmbar, daß dem Synthetisierer 84 ein Analysierer 85 für die Spektral analyse des Signals folgt. Dort wird ein vollständiges Leistungsspektrum des Doppler-Signals für jede Tiefe berechnet. Zu diesem Zweck wird der Chirp-Z-Algorithmus verwendet, wobei auch andere Algorithmen, z. B. der FFT-Algorithmus (Fast-Fourier-Transformation), eben falls benutzt werden kann. Der Chirp-Z-Algorithmus ist für eine Tiefe in dem Blockschaltbild gemäß Fig. 20 beschrieben. Er besteht aus einem Vormultiplikations teil 201 und einem Filterteil 202. Das Filtern wird durch transversale Filter ausgeführt, die für die kom plexe 64-Punkte- und 256-Punkte-Transformation {1} kommerziell erhältlich sind. Das Leistungsspektrum wird dann gebildet, entsprechend

G_k = |A_k|² + |B_k|² (14)

k ist die Nummer der Spektrallinie.

Für die meisten praktischen Zwecke kann folgende Glei chung gleichermaßen gut verwendet werden

G_k = |A_k| + |B_k| (15)

Die Anwendung des Chirp-Z-Algorithmus zur Berechnung des Leistungsspektrums in mehreren Tiefen kann auf ver schiedene Weise ausgeführt werden, wobei zwei Möglich keiten im folgenden beschrieben werden.

Die erste Alternative ist in Fig. 21 gezeigt. Die Ab tastwerte der Quadraturkomponenten x_n(ℓ) und y_n(ℓ) wer den in einen Vormultiplizierer 201, wie in Fig. 20 be schrieben, eingegeben. Die Zahl ℓ = 1, . . . , L bezeichnet die Nummer der Tiefe und die Zahl n bezeichnet die Num mer des gesendeten Impulses. Die Zahl N ist die Anzahl der Frequenzpunkte in dem Analysierer. Die gleichen Einheiten in dem Multiplizierer verarbeiten alle Tie fen, so wie das Signal empfangen wird (serielle Signal verarbeitung) und

ändern ihren Wert bei jedem gesendeten Impuls. Nach der Vormultiplikation ist jede Tiefe über den Multiplexer Mux 1 und Mux 2 mit getrennten Filtereinheiten 211 gekoppelt. Hinter den Filtereinheiten sind die Signale aus allen Tiefen mit einander in einer seriellen Art über den Multiplexer Mux 3 - Mux 6 gekoppelt.

Das andere Verfahren ist in Fig. 22 dargestellt. Die Quadraturkomponenten-Abtastwerte x_n(ℓ) und y_n(ℓ) werden digitalisiert und in einen Digitalspeicher 221 einge lesen. Zeitabtastungen des Signals aus jeder Tiefe wer den schnell hintereinander ausgelesen und von einer Einzeltiefen-Chirp-Z-Transformation 222, wie in Fig. 20 beschrieben, analysiert. Auf diese Weise erhält man eine vollständige serielle Analyse des Signals. Ein schneller FFT-Prozessor kann anstelle des Chirp-Z- Algorithmus verwendet werden.

Schließlich wird gemäß Fig. 8 eine Bestimmung der maxi malen und der durchschnittlichen Doppler-Verschiebung (Frequenz) in dem als Frequenz-Parametereinheit 86 be zeichneten Block ausgeführt. Der Spektralanalysierer 85 soll das Spektrum für die verschiedenen Tiefen zeitlich seriell, wie prinzipiell in Fig. 23 gezeigt, präsentie ren. Das Signal ZRLS (Null-Linien-Synchronisation) be steht aus kurzen Impulsen, die die Null-Linie kenn zeichnen sowie auch die Trennung zwischen den Tiefen. Die Frequenz f_s ist die Impulse-Folgefrequenz der Dopp ler-Messung. Eine positive Doppler-Verschiebung für jede Tiefe geht von 0 aus nach oben, während eine negative Doppler-Verschiebung von f_s aus nach unten geht, wie in Fig. 23 bei Tiefe ℓ gezeigt ist.

Es ist wünschenswert, die maximale Doppler-Verschie bung, die der maximalen Geschwindigkeit in dem Abtast volumen entspricht, zu extrahieren, da diese die in teressierende klinische Information darstellt. Im fol genden ist beschrieben, wie dies aus einem Spektrum, das auf der Basis von derart kurzen Segmenten des Sig nals (z. B. 3 ms) gebildet ist, daß die Blutströmung im wesentlichen während dieser Zeit stationär ist (im fol genden als Kurzzeitspektrum bezeichnet), ausgeführt werden kann.

Ein typisches Kurzzeitspektrum eines Doppler-Richtsig nals aus einer einzigen Tiefe ist in Fig. 24 gezeigt.

Das Spektrum besteht aus einem Signal vom Blut sowie aus Rauschen mit einem relativ flachen Niveau. Es sind sowohl positive Signalfrequenzen (Geschwindigkeiten in Richtung auf den Wandler) als auch negative Signalfre quenzen (Geschwindigkeiten von dem Wandler weg) vor handen. Da das Spektrum über einen kurzen Zeitraum auf genommen worden ist, enthält es zufällige Variationen, um einen Durchschnittswert, was das Leistungsspektrum des Signals ist.

Moderne Frequenzanalysierer auf der Basis der FFT- Transformation (Fast-Fourier-Transformation) oder der Chirp-Z-Transformation arbeiten mit Abtastungen des Signals. In Fig. 24 stellt die Frequenz f_s die Abtast frequenz des Analysierers dar. Das Ausgangssignal aus dem Analysierer 85 (Fig. 8) ist ein Satz von diskreten Spektrallinien, die mit k numeriert sind. Um die Figuren zu vereinfachen, sind die Spektren kontinuierlich als eine Interpolation zwischen den diskreten Spektral linien gezeichnet. Bei Impuls-Doppler-Messungen kann vorteilhafter Weise f_s gleich der Impulsfrequenz der Doppler-Messung gewählt werden. Bei einem solchen ab getasteten System wird das Spektrum periodisch über ein Mehrfaches von f_s (positiv und negativ) wiederholt. Für den gegenwärtigen Zweck ist es ein Vorteil, den Bereich zwischen 0 und f_s, wie in Fig. 25 gezeigt, zu verwen den. Der Analysierer führt diskrete Frequenzabtastungen G_k zwischen 0 und f_s als Funktion von der Zeit aus. Positive Frequenzen gehen von 0 aus nach oben, während negative Frequenzen von f_s nach unten ausgehen.

Wenn die positiven und negativen Frequenzen zu breit sind, werden sie untereinander gemischt. Das allgemeine Erfordernis für Abtastsysteme, um dies zu vermeiden, lautet:

|f_max| < f_s/2 (16)

Bei gepulsten Doppler-Systemen liegen nur Abtastungen des Doppler-Signals bei der Frequenz f_s vor und die Gleichung (16) gibt daher den oberen Grenzwert an, der üblicherweise mit gepulsten Doppler-Systemen erreicht wird.

Jedenfalls kann aus Fig. 25 entnommen werden, daß das Erfordernis durch Richtspektralanalyse des Doppler signals etwas weniger strikt sein kann, wie z. B.

f_Φ-f_n<f_s (17)

f_Φ ist dabei die maximale obere Doppler-Verschiebung, während f_n die maximale untere Doppler-Verschiebung, wie in Fig. 24 gezeigt, darstellt. Wenn beispielsweise nur positiven Frequenzen vorhanden sind, kann die Dopp ler-Verschiebung nach oben bis zu f_s gemessen werden und entsprechend eine negative Doppler-Verschiebung nach unten bis -f_s, wenn nur negative Frequenzen vor handen sind. Wenn man die Entwicklung aus langsamen Geschwindigkeiten über die Zeit verfolgt und die Glei chung (17) erfüllt ist, besteht in der Tat keine Grenze für die Größe der Geschwindigkeit, die gemessen werden kann. Da Frequenzkomponenten, die f_s überschreiten, bei 0 wieder erscheinen und unter der Voraussetzung, daß Gleichung (17) erfüllt ist, kann man aufzeichnen, wie oft f_s überschritten worden ist.

Mit Hilfe der hier beschriebenen Methode ist man in der Lage, automatisch Flanken in dem Spektrum zu erkennen und dadurch automatisch die Übergangsstelle zwischen positiven und negativen Doppler-Verschiebungen zu be stimmen. So ist Gleichung (17) diejenige, die anstelle von Gleichung (16) für maximal zulässige Doppler-Ver schiebungen gültig ist.

In dem in Fig. 25 gezeigten Spektrum sind zwei untere Flanken N1 und N2 sowie zwei obere Flanken Φ1 und Φ2 enthalten. Unter der Annahme, daß der untere Bereich zwischen N1 und Φ1 als positive Doppler-Verschiebung erkannt worden ist, während der obere Bereich zwischen N2 und Φ2 als negative Doppler-Verschiebung erkannt worden ist, kann dann eine maximale positive Flanke f_p = Φ1 und eine maximale negative Flanke f_n = N2 de finiert werden. Eine Trennfrequenz zwischen positiven und negativen Frequenzen wird dann zwischen diesen ge wählt, beispielsweise

Dann sind positive Frequenzen zwischen 0 und f_sk und negative Frequenzen zwischen f_s und f_sk vorhanden. Dies kann dazu benutzt werden, die Anzeige des Spektrums derart zu organisieren, daß eine positive Doppler-Ver schiebung auf der positiven Seite der Null-Linie ange zeigt wird, während eine negative Doppler-Verschiebung auf der negativen Seite der Null-Linie dargestellt wird. Auf diese Weise wird eine positive Doppler-Ver schiebung aufwärts bis N2 und entsprechend eine nega tive Doppler-Verschiebung abwärts bis Φ1 angezeigt.

Zur Bestimmung der Flanken können zwei angrenzende Fre quenzfenster FI und FII, wie in Fig. 26 gezeigt, ver wendet werden. In der Fig. 26 sind diese Fenster anein ander angrenzend angeordnet, aber sie können auch einen bestimmten Abstand voneinander haben oder sich sogar gegenseitig überlappen. Das Leistungsspektrum ist über diese Fenster aufsummiert, so daß man

erhält, in denen K die Ordnungszahl der Spektrallinie am rechten Ende von FII ist. H( ) ist eine nicht lineare Funktion, die derart gestaltet sein kann, daß sie die Flankenerkennung verbessert. Eine typische Ge stalt von H( ) ist in Fig. 28 gezeigt. Die Kurve be steht zunächst aus einem ersten Totbereich 281 zur Unterdrückung des Rauschens. Danach ist ein geeigneter Kurvenverlauf 282 zur Erhöhung der Flanken festgelegt. Im Fall eines kontinuierlichen Spektrums müssen die Summen durch Integrale ersetzt werden und es kann auch eine Amplitudengewichtung des Leistungsspektrums über dem Fenster ausgeführt werden, wenn die praktische Er fahrung ergibt, daß dies anstelle der Flankenerkennung vorzuziehen ist.

Die Fenster werden von 0 in Richtung auf f_s bewegt, so daß der Trennpunkt sich von 0 zu f_s bewegt. Zur glei chen Zeit wird erkannt, wann das Verhältnis

sich von <α zu <α ändert. Dies ergibt die unteren Flanken in dem Spektrum. α ist eine Konstante <1, die von dem untersten Signal-/Rauschverhältnis, bei dem Flanken zu messen sind, bestimmt wird. Die interessierende Flanke wird dann bestimmt mit

N = K - (K₂ + D) (21)

wie in Fig. 29 dargestellt. D ist deswegen eingeführt worden, weil ein Kurzzeitspektrum immer eine begrenzte Flankensteigung hat und man etwas Leistung in PI zu lassen muß, um eine sichere Erkennung der Flanke zu erhalten. D muß dann in Abhängigkeit von α gewählt wer den, damit N an einer vernünftigen Stelle festgelegt wird.

Obere Flanken in dem Spektrum werden durch Erkennen der Lage gefunden, in der sich das Verhältnis

von <α zu <α ändert.

Die interessierende Flanke ist dann bestimmt durch

Φ = K - (K₂ - D) (23)

wie in Fig. 29 gezeigt, in der D die gleiche Funktion hat wie in Gleichung 21.

Eine zusätzliche Rauschunterdrückung kann dadurch stattfinden, daß man PI und PII monotonen Funktionen f₁ (·) und f₂(·) unterzieht, wodurch, z. B. f₁(x) im wesentlichen gleich αx ist, aber einen Totbe reich für x<x₁ haben kann, und f₂(x) im wesentlichen gleich x ist, aber für x<x₂, wie in Fig. 32 darge stellt, auf einen hohen konstanten Wert gesetzt werden kann. Diese letztere Vorsichtsmaßnahme trägt dazu bei, die Erkennung interner Flanken in dem Kurzzeitspektrum wegen der zufälligen Variationen aufgrund des kurzen Signalsegmentes, das als Basis zur Berechnung des Spek trums verwendet wurde, zu vermeiden.

Die unteren Flanken werden an der Stelle bestimmt, an der sich das Verhältnis

von <1 zu <1 ändert. Die oberen Flanken werden an der Stelle bestimmt, an der sich das Verhältnis

von <1 zu <1 ändert.

Damit der mittlere Meßpunkt zwischen den Frequenzfen stern über den gesamten Bereich zwischen 0 und f_s be wegt werden kann, müssen K₂ Nullstellen am Ende des Spektrums hinter f_s eingefügt werden. Es ist daher not wendig, zwischen der Präsentation einander nachfolgen der Spektren, wie in Fig. 30 gezeigt, einen Zwischen raum von wenigstens K₂ Spektrallinien zu haben. Das Signal ZRLS (Null-Linien-Synchronisation) besteht aus einem kurzen Impuls, der die Null-Linie anzeigt.

Fig. 31 zeigt einen elektronischen Schaltkreis, der die Flanken innerhalb des Spektrums bestimmt. Dies stellt ein Beispiel dar und das Verfahren kann beispielsweise in einem Mikroprozessor programmiert sein. Die diskre ten Spektrallinien zwischen 0 und f_s, denen K₂ Null stellen hinzuaddiert sind, werden durch eine Binärzahl K beschrieben. Diese gibt die Adresse der Spektralli nien in der in Fig. 27 gezeigten Vorrichtung an und gibt dadurch der rechten Seite im Fenster FII (Fig. 26) die Adresse. Die oberen Flanken werden gefunden, indem K - (K₂-D) abgetastet wird, wenn das Verhältnis gemäß Gleichung (25) 1, wie zuvor beschrieben, überschreitet. Auf gleiche Weise wird die untere Flanke bestimmt, in dem K - (K₂+D) abgetastet wird, wenn das Verhältnis gemäß Gleichung (24) durch 1 in Übereinstimmung mit Gleichungen (21) und (23) überschreitet. Die Adressen werden von den Halteschaltungen 323-326 gesammelt und die Adressenänderung findet in den Blöcken 327, 328 ge mäß Fig. 31 statt.

PI und PII werden kontinuierlich in die ROM-Einheiten 301-304 gemäß Fig. 31 getaktet. Diese stellen nicht lineare Funktionen f₁ und f₂, wie in Fig. 32 gezeigt, dar. Der Vergleicherausgang in Block 305 ist hoch, wenn das Verhältnis gemäß Gleichung 25 sich von <1 zu <1 ändert. Der Ausgang setzt sich daher bei Erkennung einer oberen Flanke auf Hoch. Entsprechend setzt sich der Vergleicherausgang in Block 306 hoch, wenn sich das Verhältnis gemäß Gleichung (24) von <1 zu <1 ändert.

Normalerweise ergeben sich drei unterschiedliche Situa tionen, wie in Fig. 33 gezeigt. Es sei zunächst die Situation gemäß Fig. 33c betrachtet, in der zwei untere (N1 und N2) und zwei obere (Φ1 und Φ2) Flanken vorhan den sind. Wenn das Analysieren des Spektrums gestartet wird, erscheint bei ZRLS ein Impuls, wie in Fig. 30 ge zeigt. Dieser setzt den Flip-Flop 313 (Fig. 31), der sich zur Erkennung der ersten unteren Flanke öffnet. Wenn der Vergleicher 306 auf Hoch schaltet, wird das Signal über 318 zur Halteschaltung 326 geleitet, die K - (K₂ + D) abtastet. Dadurch erhält man die untere Flanke N1. Zur gleichen Zeit wird das Flip-Flop 322 so gesetzt, daß ein Kontrollsignal C0 auf Hoch schaltet und anzeigt, daß die erste untere Flanke erfaßt worden ist. Über eine kurze Verzögerung, die durch den Block 314 entsteht, wird der Flip-Flop 313 wieder zurückge setzt und dies verhindert, daß neue Werte in die Hal teschaltung 326 eingegeben werden. Der Abtastimpuls von 318 setzt auch einen Flip-Flop 309, der dadurch sich zur Erkennung der ersten oberen Flanke Φ1 öffnet. Wenn der Ausgang des Vergleichers 305 auf Hoch schaltet, wird K - (K₂ - D) in die Halteschaltung 324 eingegeben und dies ergibt die Flanke Φ1. C1 schaltet auf Hoch, indem der Flip-Flop 320 gesetzt wird, wobei dies an zeigt, daß Φ1 erkannt worden ist. Nach einer kurzen Verzögerung in Block 310 wird der Flip-Flop 309 zu rückgesetzt und verhindert zusätzliche Eingaben in die Halteschaltung 324. Der Impuls von 316 setzt auch 311, der sich zur Erkennung einer anderen unteren Flanke N2 in Block 325 öffnet. Wenn N2 erkannt ist, wird der Flip-Flop 307 gesetzt, der sich zur Erkennung der näch sten oberen Flanke Φ2 öffnet.

Wenn alle vier Flanken erkannt worden sind, sind alle Bits in dem Kontrollwort C0 . . . C3 hochgesetzt, wie in Fig. 33c gezeigt. Wenn nur zwei Flanken wie in den Fig. 33a, b vorhanden sind, sind lediglich C0 und C1 hochgesetzt, während C2 und C3 niedriggesetzt sind. Das Kontrollwort kennzeichnet, welche Situation vorliegt und kennzeichnet auch, eine Fehlersituation, wenn an dere Werte wiedergegeben werden, als in Fig. 33 gezeigt ist.

Die Flip-Flops 307, 309, 311, 313 werden zur Öffnung und Blockierung bei der Erkennung der interessierenden Flanken verwendet, so daß N1, Φ1, N2 und Φ2 hinterein ander folgen und nur die erste Erkennung einer Flanke gültig ist. Dies geschieht, um die ungünstigen Effekte interner Flanken in dem Kurzzeitspektrum zu vermindern.

Nach der Flankenerkennung ist es notwendig, auszusor tieren, welche Flanken eine maximale positive bzw. maximale negative Frequenz ergeben. Aufgrund der Perio dizität des Spektrums erscheinen beispielsweise zuneh mende positive Frequenzen, die f_s überschreiten, wieder oberhalb von 0 und entsprechend erscheinen abnehmende negative Frequenzen, die 0 überschreiten, wieder unter halb von f_s. Indem gezählt wird, wie oft das Spektrum 0 oder f_s überschreitet, ist es möglich, der maximalen Doppler-Verschiebung solange wie Gleichung (17) erfüllt ist, ohne Begrenzung zu folgen. Aufgrund der Periodizi tät sind 0 und f_s äquivalente Frequenzen, und anstelle das Spektrum zwischen 0 und f_s wie zuvor zu organisie ren, kann das Spektrum ohne Begrenzung zwischen -Δ bis -Δ+f_s organisiert sein, wobei Δ frei gewählt werden kann. Um die Beschreibung zu vereinfachen, wird Δ = 0 gewählt, ohne die generelle Gültigkeit einzuschränken.

Das erhaltene Spektrum kann drei typische Formen, wie in Fig. 33 gezeigt, haben. Es ist charakteristisch für die Fig. 33a und b, daß nur zwei Flanken vorhanden sind, während in Fig. 33c vier Flanken vorhanden sind. In Fig. 33b überdeckt das Spektrum das gesamte Band außer einem Bereich um 0 und f_s, das von dem Hochpaß filter entfernt ist. Dies zeigt an, daß die Gleichung (17) nicht erfüllt ist und daß eine Frequenz-Mehrdeu tigkeit (aliasing) vorhanden ist. Im folgenden sollen diese drei Situationen systematisch beschrieben werden:

Situation I

Das Spektrum in Fig. 33a kann entweder eine positive Doppler-Verschiebung zwischen 0 und Φ1 oder eine nega tive Doppler-Verschiebung zwischen f_s und N1 aufweisen. Es muß dann zunächst entschieden werden, ob es sich um positive oder negative Doppler-Verschiebungen handelt. Dies kann beispielsweise ausgeführt werden, indem man der Geschwindigkeitsänderung, die den Herz-Zyklus an treibt, von niedrigen Doppler-Verschiebungen zu höheren folgt und indem man aus der Tatsache Vorteil zieht, daß die Geschwindigkeit zeitkontinuierlich ist. Mit der mehrfach gestaffelten (multi-gated) Doppler-Messung, die hier beschrieben wird, kann die Geschwindigkeit als Funktion von der Tiefe (von niedrigen Doppler-Verschie bungen) gemessen werden und man kann aus der Tatsache Vorteil ziehen, daß die Geschwindigkeit als Funktion von der Tiefe kontinuierlich ist. Wenn die Frequenzen positiv sind, existiert eine positive maximale Frequenz

f_+max = Φ1 + m f_s (26)

worin m eine positive Integer-Zahl ist, die anzeigt, wie oft das Spektrum f_s überschreitet. Es sei darauf hingewiesen, daß das Spektrum, wenn es f_s nach oben überschreitet, bei 0 wegen der Periodizität der Spektralanalyse wieder erscheint. Indem die Ände rungen des Spektrums über die Zeit verfolgt werden, besteht, wie zuvor erwähnt, keine Begrenzung für die Höhe der Doppler-Verschiebungen, die durch die gepulste Doppler-Messung gemessen werden kann, solange wie Glei chung (17) erfüllt ist und das Doppler-Spektrum sich um weniger als f_s zwischen aufeinanderfolgenden Spektren verschiebt. Es sei darauf hingewiesen, daß f_s hier so wohl die Impulsefolgefrequenz des gesendeten Doppler- Impulses als auch die Bandbreite des Spektralanalysie rers ist.

Wenn das Spektrum f_s passiert, erscheinen Teile davon wieder oberhalb von 0, während ein anderer Teil sich unterhalb von f_s befindet. Wegen des Hochpaßfilters des Doppler-Instrumentes wird ein Frequenzband um 0 und f_s entfernt und das Spektrum hat dann vier Flanken. Diese Situation ist im folgenden näher beschrieben.

Wenn f_+max seinen maximalen Wert erreicht hat und ab zunehmen beginnt, muß m jedesmal, wenn das Spektrum 0 passiert, dekrementiert werden. Es kann auch eine Situation auftreten, in der Gleichung (17) nur während eines Teils des Herz-Zyklus erfüllt ist. Wenn die Be dingung gemäß dieser Gleichung nicht erfüllt ist, kann es beispielsweise vorgesehen sein, den Wert m bis die Bandbreite des Spektrums wieder die Gleichung (17) er füllt, zu halten. Um Fehlersituationen beim Zählen von m zu vermeiden, setzt man m = 0, wenn das Doppler-Sig nal verschwindet.

Es kann von Vorteil sein, eine maximale positive Flanke

f_p = Φ1 (27)

zu definieren und eine minimale negative Flanke

f_n = f_s (28)

Der Trennungspunkt zwischen positiven und negativen Frequenzen ist dann zwischen diesen angeordnet, bei spielsweise durch Gleichung (18).

Bei negativen Doppler-Verschiebungen sollte folgende Gleichung angewandt werden:

f_-max = N₁ - f_s + m f_s (29)

worin m eine negative Integer-Zahl ist, die die Anzahl anzeigt, wie oft das Spektrum 0 nach unten überschrit ten hat. In entsprechender Weise wird eine maximale positive Flanke gesetzt zu

f_p = 0 (30)

und eine minimale negative Flanke zu

f_n = N₁ (31)

wobei f_sk dann zwischen f_p und f_n wie zuvor definiert ist.

Das Dekrementieren von |m| muß ausgeführt werden, wenn |f_-max| abzunehmen beginnt und m wird gleich Null ge setzt, wenn das Doppler-Signal verschwindet, entspre chend dem, was für positive Doppler-Verschiebungen gilt.

Situation II

In der Situation gemäß Fig. 33 sind Flanken N1 und Φ1 an der Grenzfrequenz des Hochpaßfilters des Doppler instruments angeordnet. In dieser Situation besteht eine Frequenz-Mehrdeutigkeit, die nicht korrigiert wer den kann. Man muß daher mit dem Kontrollwort 0011 den Abstand zwischen 0 und N1 und Φ1 zu f_s überprüfen, um so zu entscheiden, ob eine Mehrdeutigkeit vorhanden ist oder nicht. Falls sie nicht vorhanden ist, liegt die erste Situation vor und es muß entschieden werden, ob eine positive oder eine negative Doppler-Verschiebung vorhanden ist, und damit über die Verwendung von Glei chung (26) oder Gleichung (29). Wenn eine Mehrdeutig keit vorhanden ist, ist es nicht möglich, eine maximale Frequenz zu bestimmen. Wenn sich |m| < 0 in Situationen I und III, wenn dies auftritt, ergibt, kann der Wert von m bis Gleichung (17) wieder erfüllt ist, erhalten werden. Dabei sollte eine separate Nachricht abgesetzt werden, die bestätigt, daß die Situation II besteht. Dies kann beispielsweise dadurch ausgeführt werden, daß ein bestimmter Farbcode in die zweidimensionale Dopp ler-Abbildung an den betreffenden Stellen eingefügt wird.

Situation III

Die Situation gemäß Fig. 33c kann theoretisch in drei Fällen auftreten:

(i) A33 stellt eine gemäßigte positive und B33 eine gemäßigte negative Doppler-Verschiebung dar.
(ii) A33 stellt eine starke negative und B33 eine starke positive Doppler-Verschiebung dar. In der Praxis treten keine starken positiven und starken negativen Doppler-Verschiebungen bei gleichzeitig getrennten Spektren auf. Daher kann dieser Fall als rein theoretischer Fall ausgeschlossen werden.
(iii) Wenn die Situation gemäß Fig. 33a vorliegt und die Geschwindigkeit derart zunimmt, daß die maximale Frequenz f_s oder 0 überschrei tet, entsteht aufgrund der Periodizität ein Spektrum, wie in Fig. 33c gezeigt. Das Hoch paßfilter des Doppler-Instruments verhindert Frequenzen um 0 und f_s herum, so daß sich vier Flanken ergeben.

In Situation i) erhält man

f_+max = Φ1

f_-max = N2 - f_s (32)

f_sk ist dann definiert wie in Gleichung (18), in der f_p = Φ1 und f_n = N2 ist.

Der Fall ii) ist in der Praxis nicht von Interesse. Um zu entscheiden, ob der Fall iii) vorliegt, kann man die Entwicklung des Falles 33a in Abhängigkeit von der Zeit aus geringen Geschwindigkeiten heraus verfolgen. Mit dem betreffenden mehrfach abtastenden (multi-gated) Instrument kann die Entwicklung als Funktion der Tiefe von geringen Geschwindigkeiten aus verfolgt werden. Wenn zu einem Zeitpunkt (Tiefenpunkt) ein Spektrum des Typs 33a vorliegt und im nächsten ein Spektrum des Typs 33c, kann daraus geschlossen werden, daß die Situation iii) vorliegt. Darüber hinaus liegt die Situation iii) so lange vor, wie das Spektrum m f_s passiert, so daß man Spektren der in Fig. 33c gezeigten Gestalt erhält. Wenn das Spektrum f_s passiert hat, entsteht wieder die Situation I. Bei positiven Doppler-Verschiebungen gilt dann folgendes:

f_+max = m f_s + Φ1
f_p = Φ1 f_n = N2 (33)

m ist eine Integer-Zahl, die anzeigt, wie oft Φ1 f_s passiert hat.

Bei negativen Doppler-Verschiebungen gilt folgendes:

F_-max = N2 - f_s + m f_s
f_p = Φ1 f_n = 2 (34)

wobei m eine negative Integer-Zahl ist, die anzeigt, wie oft N1 0 nach unten passiert hat. Wie bei der Situation I, ist es notwendig, |m| zu dekrementieren, wenn die Doppler-Verschiebung abzunehmen beginnt, und m wird auf 0 zurückgesetzt, wenn das Doppler-Signal ver schwindet.

Zwischen f_+max und f_-max kann es von Interesse sein, diejenige Frequenz darzustellen, die den höchsten Absolutwert aufweist

Unter Verwendung der Zahl m, die zuvor bestimmt worden ist, kann eine Korrektur für die Frequenz-Mehrdeutig keit in der Anzeige des Spektrums ausgeführt werden. Beispielsweise kann die in der Situation I dadurch ge schehen, daß m f_s der Frequenzkoordinate sowohl für positive als auch für negative Frequenzen hinzuaddiert wird. In Situation III-iii) kann man bei positiven Fre quenzen in f_s der Frequenzkoordinate für f_k < f_sk und (m-1)f_s für f_k < f_sk hinzuaddieren und entsprechend bei negativen Frequenzen m f_s für f_k < f_sk und (m+1)f_s für f_k < f_sk.

Die Korrektur für die Frequenz-Mehrdeutigkeit der Durchschnitts-Doppler-Verschiebung f kann mit

ausgeführt werden.

Es ist auch möglich, die durchschnittliche Doppler- Verschiebung für positive und negative Frequenzen ge trennt darzustellen.

Situation I - Positive Doppler-Verschiebungen Situation I - Negative Doppler-Verschiebungen Situation II

Aufgrund der Mehrdeutigkeit (Frequenz-Mehrdeutigkeit) sind die durchschnittlichen und maximalen Doppler- Verschiebungen unbekannt und es wird diesbezüglich eine Nachricht abgegeben.

Situation III-i) Situation III-iii) - Positive Doppler-Verschiebungen Situation III-iii) - Negative Doppler-Verschiebungen

Wenn das Signal-/Rauschverhältnis gering ist, kann es schwierig sein, f_sk zu bestimmen. Zur Berechnung von f kann man dann f_sk = f_s/2 setzen.

Das Verfahren, das zur Bestimmung der maximalen Dopp ler-Verschiebung verwendet wird, geht davon aus, daß eine Totzeit zwischen der Darstellung jedes Spektrums vorliegt. Um dies zu erreichen, muß eine parallele Analyse, wie beispielsweise in Fig. 34 gezeigt, ver wendet werden, in der zwei Einheiten gemäß Fig. 31 ver wendet werden. Vorzugsweise werden Mikroprozessoren in einem Chip zur Ausführung der Berechnung verwendet. Die Rechenzeit ist dann so lang, daß mehr als zwei paral lele Einheiten 300 und 300′, wie gezeigt, verwendet werden müssen. Aus den Einheiten erhält man die maxi male Doppler-Verschiebung f_s und eine Trennung zwischen positiven und negativen Frequenzen f_sk, wie zuvor be schrieben. f_sk ist in Fig. 23 für die Tiefe ℓ markiert.

Es können Unterbrechungen während begrenzter Zeitinter valle in den Doppler-Messungen ohne nachfolgende be merkenswerte Störungen der Darstellung des Doppler- Spektrums, der Kurven für das maximale und durch schnittliche Doppler-Signal, sowie des hörbaren Signals für die Tiefen, die zur Anzeige des Spektrums als Funk tion der Zeit ausgewählt worden sind, auftreten. Die Unterbrechungsperiode kann u. a. benutzt werden, um eine zweidimensionale Echoamplitudenabbildung, wie in der norwegischen Patentanmeldung 82.1245 beschrieben, zu erzeugen.

Nach der Unterbrechungsperiode muß eine bestimmte Zeit für Anfangsübergänge im Hochpaßfilter zulässig sein, bevor die Reflexionen vom Gewebe entfernt worden sind (Fig. 35). Danach kann das Doppler-Signal analysiert werden.

Das Doppler-Spektrum kann gemeinsam mit der maximalen und der durchschnittlichen Doppler-Verschiebung als Funktion von der Tiefe in der Anzeigeeinheit während der Unterbrechungsperiode eingefroren werden. Zu diesem Zweck reicht es aus, N Abtastungen des Doppler-Signals für die Analyse vorzunehmen, die notwendig ist, um ein neues Doppler-Spektrum mit der gewünschten Genauigkeit zu erzeugen. Typische Werte für N können 16, 32, 64, 128 sein. Danach ist das System bereit für eine neue Un terbrechung. Beispielsweise ist es bei der Chirp-Z- Transformation, die "Bucket Brigade"-Einrichtungen ver wendet, oft durch die elektronische Schaltung (Hardware) definiert, wie viele Abtastungen des Dopp ler-Signals von dem Spektralanalysierer benötigt wer den, um ein Spektrum zu berechnen. Abtastung fehlender Signale können dann durch Nullen ersetzt werden bis eine genügende Anzahl von Werten für den Analysierer vorliegen. N kann dann unabhängig kleiner gewählt wer den als die von dem Analysierer anfangs geforderte An zahl.

Normalerweise werden die Unterbrechungen regelmäßig ausgeführt. Dadurch erfolgen die Abtastungen des Dopp ler-Spektrums zu bestimmten Zeitintervallen. Diese Ab tastungen können zur Anzeige der Entwicklung des Dopp ler-Spektrums als Funktion von der Zeit für ausgewählte Tiefen, wie zuvor beschrieben, verwendet werden. Wenn die Unterbrechungsintervalle lang werden, können die Spektren sich stark zwischen jeder Abtastung ändern. Es ist dann von Interesse, zwischen den Abtastungen in den Unterbrechungsintervallen zu interpolieren.

Darüber hinaus ist es, wie beschrieben, nützlich, das Doppler-Signal in einer hörbaren Form in ausgewählten Tiefen zu präsentieren. Die Unterbrechungen in der Doppler-Messung stören das hörbare Signal. Dies kann berücksichtigt werden, indem das Doppler-Signal durch eine Schätzung entweder während der gesamten Zeit oder während eines Teils der Zeit, wie zuvor beschrieben, ersetzt wird.

Da der Analysiererteil des Instrumentes nur N Abtastun gen des Doppler-Signals benötigt, kann die Zeit zur direkten Messung des Doppler-Signals in Relation zur Unterbrechungsperiode kurz gewählt werden, indem ein Synthetisierer gemäß Fig. 6 verwendet wird. Es ist dann vorzuziehen, das synthetische Doppler-Signal während der gesamten Zeit zu präsentieren. Die Filter-Koeffi zienten werden dann auf der Basis von N Doppler-Ab tastungen zwischen bestimmten Zeitintervallen berech net, wie beispielsweise auch zuvor mit Bezug auf eine Tiefe beschrieben. Die Koeffizienten dürfen dann als Funktion der Zeit variieren, so daß fließende Änderun gen in dem Spektrum des synthetisierten Signals vor liegen. Dieses Spektrum kann dann als eine interpo lierte Version des abgetasteten Doppler-Spektrums für die Anzeige als Funktion von der Zeit für ausgewählte Tiefen verwendet werden.

Claims

1. Vorrichtung zur Ultraschall-Untersuchung eines Kreislaufsystems an lebenden biologischen Struk turen, mit

- einem Echoprozessor für eine Echoamplituden abbildung der biologischen Strukturen,
- einem Doppler-Prozessor zum Messen der Geschwin digkeitsparameter der Blutströmung nach dem Doppler-Meßprinzip in mehreren Tiefenpunkten,
- einem Bildspeicher für einen Bildschirm,
- einer Steuereinheit, die den Doppler-Prozessor und den Echoprozessor zwecks Weitergabe der Meß- bzw. Bildsignale zum Anzeigen der gemes senen Geschwindigkeitsparameter und Darstellen der biologischen Struktur an den Bildschirm steuert, und
- einer Einheit zur Berechnung des Frequenz spektrums,

dadurch gekennzeichnet,

- daß der Doppler-Prozessor (74) das reflektierte Signal entlang jeder Strahlrichtung abtastet,
- daß der Doppler-Prozessor (74) ein Hochpaßfil ter (83) zum Ausfiltern reflektierter Signal komponenten aufgrund der Gewebestrukturen sowie einen Synthetisierer (84) zum Erzeugen eines Schätzwerts zur Berechnung des Frequenzspektrum als Funktion der Zeit an mindestens einer aus gewählten Meßstelle und zur gleichzeitigen An zeige auf dem Bildschirm aufweist,
- daß der Echoprozessor (73) unter Steuerung der Steuereinheit (88) im Time-Sharing-Betrieb mit der Doppler-Messung des Doppler-Prozessors (74) die Bildinformation in Kombination mit den Ge schwindigkeitsparametern in den Bildspeicher (75) zur Anzeige auf dem Bildschirm (76,89) ortsgetreu einlesen kann, so daß
ein mehrdimensionales Geschwindigkeitsfeld der Blutströmungsgeschwindigkeiten bildlich in Echtzeit auf dem Bildschirm (76) gemeinsam mit der zweidimensionalen Abbildung der bio logischen Strukturen darstellbar ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß das Hochpaßfilter (83) wenigstens eine Kondensatorbank mit mehreren Kondensatoren (C1, C2) aufweist, die individuell und elektronisch als Serienkondensatoren oder Kondensatoren des Hochpaßfilters (83) geschaltet werden können, wobei die mehreren Kondensatoren in der Konden satorbank zur separaten Adressierung und Ein schaltung der separaten Kondensatoren (C1, C2) in Übereinstimmung mit den Tiefenpunkten dient.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekenn zeichnet, daß eine Einrichtung zum Abtasten des Ausgangssignals des Hochpaßfilters (83) mit einer geringen Zeitverzögerung (τ) in Bezug auf des Einschalten der separaten Kondensatoren (C1, C2) vorgesehen ist.

4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, da durch gekennzeichnet, daß hinter dem Hochpaßfilter (83) ein Spektralanalysator (85) angeordnet ist, der das Frequenzspektrum des reflektierten Strahls in jedem Tiefenpunkt zur Berechnung der Frequenz parameter, vorzugsweise der maximalen oder der durchschnittlichen Frequenz, bestimmt.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, da durch gekennzeichnet, daß der Schätzwert aus aus gewählten Tiefen-akustisch ausgebbar ist.

6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, da durch gekennzeichnet, daß der Geschwindigkeits parameter die maximale Blutströmungsgeschwindig keit in jedem Meßpunkt (Abtastvolumen) ist.

7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, da durch gekennzeichnet, daß der Geschwindigkeits parameter die Durchschnittsgeschwindigkeit der Blutströmung in jedem Meßpunkt (Abtastvolumen) ist.

8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, da durch gekennzeichnet, daß der Geschwindigkeits parameter die spektrale Breite der Blutströmung ist.

9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 7 und 8, da durch gekennzeichnet, daß der Geschwindigkeits parameter eine lineare Kombination, z. B. die Summe der vorgenannten Geschwindigkeitsparameter ist.

10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, da durch gekennzeichnet, daß der Ultraschallstrahl kontinuierlich den zu untersuchenden Bereich über streicht.

11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die codierte Dar stellung der Geschwindigkeitsparameter in Form einer Grauabstufung oder Farbabstufung erfolgt.

12. Verfahren zur Ultraschall-Abbildung von Parametern eines Kreislaufsystems über Blutströmungsgeschwin digkeitsmessung auf der Basis des Doppler-Prinzips mit Echtzeitanzeige auf dem Bildschirm einer Ka thodenstrahlröhre oder einem ähnlichen Anzeige bildschirm, bestehend aus folgenden Schritten:

- dem Senden eines gepulsten Ultraschallstrahls, der die zu untersuchende Körperregion in zwei oder mehr Dimensionen überstreicht und
- dem Abtasten des reflektierten Ultraschall- Signals an Meßpunkten in mehreren Tiefen ent lang jeder Strahlrichtung der gesendeten Ultra schall-Impulse,
dadurch gekennzeichnet,
- daß für jede Tiefe und Strahlrichtung ein Ge schwindigkeitsparameter der Blutströmung mit Hilfe des Doppler-Prinzips bestimmt wird, daß die Geschwindigkeitsparameter aus dem gesamten untersuchten Bereich in einen Bildspeicher lagerichtig eingelesen werden, von dem sie wiederholt zur kodierten Darstellung auf dem Bildschirm ausgelesen werden, und
- daß durch Synthetisieren auf der Basis des re flektierten Signals von einem oder mehreren ausgewählten Meßpunkten im untersuchten Bereich ein Schätzwert des fehlenden Doppler-Signals in diesen Meßpunkten gebildet wird, während in anderen Meßpunkten das Frequenzspektrum des Signals oder ein Frequenzparameter bestimmt wird das oder der gleichzeitig als Funktion der Zeit auf demselben oder auf einem anderen Anzeige bildschirm dargestellt wird.

13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeich net, daß die Darstellung der Geschwindigkeitspara meter mit einer Echoamplitudenabbildung der bio logischen Struktur, durch Time-Sharing zwischen Doppler-Messung und Amplitudenabbildung kombiniert ist, wobei die Bildinformation aus der Echoabbil dung in einen Bildspeicher eingegeben und auf dem Bildschirm in Kombination mit dem Geschwindigkeits parameterbild angezeigt wird.

14. Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß Geschwindigkeits- bzw. das Schätzsignal aus ausgewählten Tiefen hörbar präsentiert wird.

15. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, da durch gekennzeichnet, daß der Geschwindigkeits parameter die maximale Blutströmungsgeschwindig keit in jedem Meßpunkt (Abtastvolumen) ist.

16. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, da durch gekennzeichnet, daß der Geschwindigkeits parameter die Durchschnittsgeschwindigkeit der Blutströmung in jedem Meßpunkt (Abtastvolumen) ist.

17. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, da durch gekennzeichnet, daß der Geschwindigkeits parameter die spektrale Breite der Blutströmung ist.

18. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, da durch gekennzeichnet, daß der Geschwindigkeits parameter eine lineare Kombination, z. B. die Summe eines Parameters, der eine Durchschnittsgeschwin digkeit der Blutströmung in jedem Meßpunkt reprä sentiert und eines Parameters, der eine spektrale Breite der Blutströmung repräsentiert, ist.

19. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 18, da durch gekennzeichnet, daß der Ultraschallstrahl kontinuierlich den zu untersuchenden Bereich über streicht.

20. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 19, da durch gekennzeichnet, daß die kodierte Darstellung der Geschwindigkeitsparameter in Gestalt einer Grauabstufung stattfindet.

21. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 19, da durch gekennzeichnet, daß die kodierte Darstellung der Geschwindigkeitsparameter in Gestalt einer Farbabstufung stattfindet.

22. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Geschwin digkeitsparameter auf der Basis einer Spektral analyse des Signals bestimmt wird.