NO831719L - Fremgangsmaate og anordning for syntetisering av et kontinuerlig estimatsignal ut fra bruddstykker av et gaussisk signal fremkommet ved ultralyd-dopplermaaling paa en fluidumstroem - Google Patents

Description

Denne oppfinnelse angår en fremgangsmåte og en anordning

for syntetisering av et kontinuerlig estimat-signal ut fra bruddstykker av et Gaussisk signal fremkommet ved ultralyd-dopplermåling på en fluidumstrøm. Oppfinnelsen er utviklet primært med sikte på anvendelse ved ultralyd-blodstrømmåling i levende biologiske strukturer. Således kan fremgangsmåten og anordningen inngå i et komplett system for undersøkelse av blodsystemer i levende biologiske strukturer, som beskrevet i samtidig norsk patentsøknad nr..1 denne forbindelse skal det også nevnes at foreliggende oppfinnelse er basert på hoved-prinsipper for syntetisering som angitt i norsk patentsøknad nr. 82.1245.

Som det vil fremgå av den følgende beskrivelse og slik det tildels fremgår av forannevnte to norske patentsøknader, er det bl.a. i forbindelse med blodstrømmålinger av stor betydning å kunne syntetisere et tilnærmet Gaussisk signal med tidsvariabel autokorrelasjonsfunksjon til bruk ved intermitterende ultralyd-dopplermåling på strømmende fluida, herunder blod som strømmer i levende vevstrukturer, for dannelse av et kontinuerlig estimat av et målt dopplersignal som opprinnelig i prinsippet fremkommer som et kontinuerlig signal.

Nærmere angivelser av fremgangsmåten og anordningen samt

de nye og særegne trekk ifølge oppfinnelsen, er opptatt i patent-kravene.

Oppfinnelsen skal i det følgende forklares nærmere under henvisning til tegningene, hvor:

Figur 1 viser eksempler på bruddstykker av et dopplersignal

slik det kan forekomme på utgangen av et høypassfilter i en dopplerprosessor for blodstrømmåling,

Figur 2 viser i prinsippet grunnstrukturen for en syntetisator basert på et eksiteringssignal i form av bredbåndet eller hvit støy, Figur 3 er et blokkskjema for en syntetisator med et transversalt filter, for syntese av et stasjonært signal ut fra bruddstykker som f.eks. vist på Figur 1, Figur 4 illustrerer multiplikasjon av et gitt signal med en veiefunksjon for dannelse av filterkoeffisienter til bruk i filteret på Figur 3, Figur 5 er et blokkskjema for en syntetisator i henhold til

anordningen ifølge oppfinnelsen, for et ikke-stasjonært komplekst signal,

Figur 6 viser en oppsplitting av en kompleks multiplikasjon

som inngår i blokkskjemaet på Figur 5, til reelle ope-rasjoner ,

Figur 7 viser eksempler på veiefunksjoner for blanding av signaler fra to filtre som vist på Figur 5,

og

Figur 8 viser et eksempel på veiefunksjon ved bruk av bare

ett filtet i blokkskemaet på Figur 5.

Figur 9 viser et blokkskjema som er et alternativ til ut- førelsen på Figur 5, og Figur 10 viser et generalisert blokkskjema som innbefatter utførelsen på Fig. 5 såvel som utførelsen på Fig. 9.

Den her omhandlede syntetisator er generelt innrettet til ikke-

syntese av et stasjonært Gaussisk signal ut fra bruddstykker av et annet foreliggende Gaussisk signal slik at de stokastiske egenskaper av det syntetiserte signal gitt ved autokorrela-sjon-funksjonen, approksimerer de stokastiske egenskaper til det foreliggende signal. Metoden kan som nevnt med fordel an-vendes ved blodstrømmåling basert på dopplereffekten for til-bakespredt ultralyd fra blod. Dopplersignalet vil i dette tilfelle være et Gaussisk signal og ved regelmessige avbrudd i dopplermålingen for korte intervaller, vil det være behov for å erstatte det direkte målte dopplersignal med et estimert signal, enten hele tiden eller deler av tiden, slik som forklart i norsk patentsøknad nr. 82.1245.

Det syntetiserte signal som fremkommer ved den i det føl-gende beskrevne metode, vil kunne benyttes som estimat på basis av bruddstykker av det direkte målte signal.

Det forutsettes at det foreligger bruddstykker på lengde T av dopplersignalet fra den dybden det gjelder, fra utgangen av høypassfilteret, med regelmessige intervaller slik som vist i Fig. 1. Disse bruddstykker benyttes til å beregne koeffisienter i et filter som påtrykkes bredbåndet (tilnærmet hvit) støy eller en annen hensiktsmessig eksitasjon, f.eks. et pulstog. Utgangen av dette filteret er da et tilnærmet Gaussisk signal, og dette benyttes som syntetisk signal. Grunnstrukturen i syn-tetisatoren er illustrert i Fig. 2.

De stokastiske egenskaper til et ikke-stasjonært Gaussisk signal er beskrevet av signalets autokorrelasjonsfunksjon R(t^, t^)• Dersom signalet er stasjonært, blir denne en funksjon av Det kan ^a defineres et effektspektrum for signalet som Fourier-transformasjonen av autokorrelasjons-funksjonen.

For ikke-stasjonære signaler kan man beregne et korttids-spektrum over så kort tid at signalet er tilnærmet stasjonært. Korttidsspektra for forskjellige utfall av samme prosess-ensemble vil være noe ulike på grunn

av stokastisk usikkerhet i spektralestimeringen. Det kan fore-tas ensemblemidling over alle korttidsspektrene og dette vil gi hastighetsfordelingen i observasjonsvolumet foldet med det spek-tralvindu som benyttes og blodets transittidsvindu gjennom ob-servas jonsvolumet .

Her skal først beskrives hvordan man kan syntetisere et stasjonært Gaussisk signal med tilnærmet samme spektrum som et gitt stasjonært Gaussisk signal, ut fra et bruddstykke av det gitte signal. Blokkskjema for en syntetisator som gjør dette, er vist i Fig. 3 for et reelt signal. N sampler av signalet veies med en veiefunksjon w^(n) slik at man får koeffisientene

Dette er illustrert i Fig. 4. Veiefunksjonen er av sam-

me type som benyttes ved spektralestimering for å redusere sidelobe-nivået og kan f.eks. være et Hamming- eller Hanning-vindu. Den benyttes her for å redusere sidelobe-nivået i spektret til det syntetiserte signal.

Koeffisientene a^(n) benyttes i et transversalt filter

som påtrykkes bredbåndet (tilnærmet hvit) støy v(n), som vist i

Fig. 3.. x(n) er det syntetiserte signal. z indikerer lagring og forsinkelse av signalet på ett skritt i n. v(n) kan være bredbåndet (tilnærmet hvit) Gaussisk støy, men bredbåndet binær støy eller annen eksitasjonskilde kan også benyttes hvis filteret har mange koeffisienter som beskrevet ovenfor. På grunn av sentral-grense-teoremet vil x(n) da bli tilnærmet Gaussisk. Dette har den fordel at man i filteret bare får multiplikasjon med - 1, og forsinkelsene kan utføres av datavipper eller digi-tale skiftregistre. Effektspekteret til det syntetiserte signal er

hvor F{ } indikerer Fourier-transf ormas jonen, W^(ta) er Fourier-transf ormas jonen til w ,G er effektspekteret til x og<*>in-

dikerér foldning i frekvensplanet. Koeffisientene som er gitt ovenfor, kan også endres gjennom visse typer lineær transfor-masjoner (all-pass-operasjon) uten at effektspekteret i det syntetiserte signal endres. Dette kan ha den fordel at fil-terets impulsrespons gjøres symmetrisk slik at en reduserer antallet multiplikasjoner til det halve, men det har også den ulempe at det må utføres en lineær transformasjon på koeffisientene først.

Syntese av komplekse Gaussiske signaler kan foregå på samme måte. (n) består da av en reell og en imaginær del. Koeffisientene a^(n) vil tilsvarende få en reell og en imagi-når del og for reell støy vil man få et komplekst syntetisert

Oi

signal x(n). Dersom det benyttes kompleks støy, vil korrela-sjonsegenskapene til x(n) ligne mer på dem til et dopplersignal.

To eksempler på syntetisatorer for et ikke-stasjonært, komplekst Gaussisk signal skal beskrives i det følgende under henvisning til Fig. 5,henholdsvis Fig. 9. Det forutsettes at bruddstykker av det opprinnelige komplekse Gaussiske signal x^(n) foreligger som vist i Fig. 1. De beskrevne syntetisatorer er prinsipielt av samme type som vist på Fig. 3 for stasjonære signaler, men filterkoeffisientene gjøres tidsvariable, slik det fremgår av det følgende. Tidsvariasjonen i koeffisientene beregnes på grunnlag av flere bruddstykker av signalet x^(n). For beregningen av tidsvariasjonen i koeffisientene utnyttes det forhold at tidsvariasjonen i fluidum-strømmens hastighet er båndbegrenset. Båndbredden av dopplersignalet endrer seg også forholdsvis langsomt, mens senter-frekvensen og maksimal frekvens undergår hurtigere endringer. Med andre ord endres frekvensspekterets posisjon hurtigere.

De to utførelseseksempler som er'vist, har som felles hovedtrekk at man først syntetiserer et signal med tilnærmet riktig båndbreddevariasjon og derefter flytter dette til det aktuelle område i frekvensplanet, ved multiplikasjon med et egnet signal.

Ifølge Fig. 5 beregnes for hvert bruddstykke x^ (n) en karakteristisk spektral parameter uk ved hjelp av en be-reghingsinnretning 161. Samtidig lagres bruddstykket i en lagringsinnretning 162. Parameteren uk kan f.eks. være maksi mal, midlere eller roten av midlere kvadratisk vinkelfrekvens. Eftersom båndbredden av signalet varierer langsomt, vil for-skjellen mellom de nevnte frekvensparametre variere langsomt. Alle disse kan derfor benyttes med tilfredsstillende resultat, unntatt når det i dopplersignalet finnes rester av signal fra vev som beveger seg. Isåfall er den maksimale vinkelfrekvens å foretrekke fordi denne påvirkes lite av signaler fra vev.

Det lagrede bruddstykket, x\ (n) , multipliseres så i en første multiplikasjbnsinnretning 163 med e win som genereres i blokk 164. Ved dette flyttes spektret av xi(n) ned rundt null (i det følgende kalt basisbåndet) og man,.får fjernet endringen i korttidsspektret gitt av uk . Den komplekse multiplikasjon kan utføres som i Fig. 6. Resultatet multipliseres så med en vindusfunksjon w^(n) i blokk 165, på samme måte som i Fig. 4. Dette danner filterkoeffisienter for syntese av et signal som ligger i basisbåndet, på samme måte som vist i Fig. 3. Blokken 165 utgjør en annen multiplikasjonsinnretning hvis funksjon eventuelt kan kombineres med den multiplikasjon som skjer i den første multiplikasjonsinnretning 163, idet innretningen 165 vil kunne ansees inkorporert i blokk 164,

til en mer generell genereringsinnretning.

I Fig. 5 er det illustrert to filtre 166 og 167 for syntese av signalet i basisbåndet. Koeffisientene lastes inn i de respektive filtre for annet hvert bruddstykke av det opprinnelige signal. Utgangen av filtrene veies med veiefunksjoner ved hjelp av ytterligere multiplikasjonsinnretninger 168 og 169 som illustrert på Fig. 7. Dette gjør at bidraget efter summasjonen fra de to filtrene 166 og 167 blir null når endringen av koeffisienter i vedkommende filter skjer.

På grunn av den gradvise endringen i vindusfunksjonen vil en

få en gradvis overgang fra at det syntetiserte signal er gitt av koeffisientene fra ett bruddstykke til det er gitt av koeffisientene for neste bruddstykke. I Fig. 7 er det vist vinduer med lineært økende flanker, men andre vinduer kan benyttes, f.eks. Hamming-vindu o.l. Vinduene må være null når inn-lesning av koeffisienter i vedkommende filter foregår. Denne tiden kan dog gjøres meget kort (10 - 50 ys).

På basis av de karakteristiske vinkelfrekvenser co. for

i

flere bruddstykker av det opprinnelige signal, estimeres en kon-

tmuerlig variabel vinkelfrekvens co(n) i en estimeringsenhet 171 på Fig. 5. Signalet i basisbåndet efter blokk 170 multipliseres så i blokk 173 med e<iw>(<n>)<n>generert i blokk 172. Ved dette flyttes spekteret fra basisbåndet til det aktuelle området.

En enkel metode for estimering av to(n) er ved lineær interpolasjon mellom uk og Den kan også dannes ved filtrering av en rekke verdier av uk , siden endringen i karakteristisk vinkelfrekvens er båndbegrenset.

Ved dannelse av co(n) ved lineær interpolasjon mellom co.

og + må man forsinke innlesningen av koeffisientene i filtrene 166 og 167 med ett trinn slik at foreligger når man laster inn koeffisientene fra x (n). Dette gir en forsinkelse mellom syntetisert signal og opprinnelig signal, og anvendelsen avgjør hvorvidt dette kan tolereres.

En forenklet estimator kan også benytte bare ett filter istedenfor de to filtre på Fig. 5. Ett forslag til veiefunk-

sjon for dette tilfellet er vist i Fig. 8.

Den alternative utførelse på Fig. 9 adskiller seg fra

den på Fig. 5 ved at den første multiplikasjon av signalet med exp (-iuKn) er utelatt. Til gjengjeld må utgangen fra filtrene 266 og 267 multipliseres med to forskjellige signaler som representerer de instantane avvik mellom den i løpende tid eStimerte spektrale parameter ^<t>Oo(n) og de tilsvarende spektrale parametre u^jog <^2j+l^or ^ver av ^ ilterkoef f isientene.

Nærmere bestemt viser Fig. 9 en lagringsinnretning 262 for bruddstykkesignalene. Videre er det anordnet en beregningsinnretning 261 og en estimeringsenhet 271, idet disse blokker 261, 262 og 271 svarer til de respektive blokker 161, 162 og 171 på Fig. 5. Efter lagringsinnretningen 262 følger en multi-plikas jonsinnretning 263 som mottar utgangssignalet fra innretningen 262 og som har en annen inngang for påtrykning av en veie- eller vindusfunksjon wf(n). Det fremgår således at bruddstykkesignalene x^her brukes direkte til å danne filterkoeffisientene for den følgende filteranordning bestående av filtrene 266 og 267. På utgangen av filtrene er det anordnet ytterligere multiplikasjonsinnretninger henholdsvis 273 a og 273 b som også mottar respektive signaler

exp i(u)(n)-^2j^n°9exPi(w(n)- w2j+l^n ^ra i1111176^11!11?6116 272 a henholdsvis 272 b, som mottar frekvensparameteren u)(n) fra estimeringsenheten 271. Dermed blir filter-utgangssignalene flyttet tilbake til frekvensområdet for det opprinnelige signal. Derefter blir signalene veiet i multi-plikas jonsinnretninger 268 og 269 som også befinner seg på utgangen av filtrene. Disse multiplikasjoner kunne imidlertid også skje umiddelbart efter filtrene, dvs. foran innret-ningene 273 a og 273 b. Endelig følger i blokk 270 en summering av signalene fra de to filtre. Rekkefølgen av disse funksjoner kan tildels ombyttes slik som allerede antydet,

og Fig. 5 viser en rekkefølge hvor summeringen i blokk 170 går forut for transponeringen i blokk 173. I praksis blir utførelsen på Fig. 9 ansett for å være mest fordelaktig da den gir en enklere oppbygning av anordningen. Imidlertid er det klart at det ønskede resultat blir oppnådd såvel med ut-førelsen på Fig. 5 som med utførelsen på Fig. 9 og det er følgelig et spørsmål om hva som er praktisk hensiktsmessig, avhengig bl.a. av tilgjengelig teknologi og komponenter, hvilket alternativ som skal velges.

Fig. 10 viser et blokkskjema som er generelt for de to alternative utførelser på Fig. 5 og 9. Hvis man på Fig. 10 setter Ato^ = 0, fremkommer utførelsen på Fig. 9, og dersom man setter Auk = uk, fremkommer utførelsen på Fig. 5. I dette, tilfelle vil blandesignalet efter filtrene være det samme for begge filtre slik at multiplikasjonen kan utføres efter summeringen. I praksis vil man enten velge Aco^= 0 eller Acb. = u). fordi dette resulterer i bare to multiplikasjoner,

ilcJ

Endelig kan man også tenke seg benyttet flere enn to filtre for dermed å ta bedre vare på variasjonene i signalets båndbredde. Isåfall benyttes alternativet med Auk = uk slik at det bare trenges to komplekse multiplikasjoner.

Claims (17)

1. Fremgangsmåte for syntetisering av et kontinuerlig estimatsignal av et Gaussisk signal fremkommet ved ultralyd-dopplermåling på en fluidumstrøm, ut fra foreliggende bruddstykker av det Gaussiske signal, karakterisert ved at bruddstykkesignalene legges til grunn for bestem-melse av tidsvariable koeffisienter i en styrt filteranordning som påtrykkes et bredbåndet inngangssignal, slik at det fremkommer et syntetisert signal med tilnærmet riktige bånd-breddevariasjoner som det Gaussiske signal, og at det syntetiserte signal ved multiplikasjon med et annet signal avledet fra bruddstykkesignalene, flyttes til det aktuelle frekvens-område, slik at det syntetiserte kontinuerlige estimatsignal blir dannet med stokastiske egenskaper som tilnærmet svarer til de stokastiske egenskaper ved det foreliggende signal.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved a) at bruddstykke-signalene først lagres b) at det samtidig beregnes en karakteristisk frekvensparameter (uk ) for hvert bruddstykke, c) at det lagrede bruddstykkesignal benyttes som grunnlag for å danne koeffisientene i den styrte filteranordning, som omfatter ett eller flere filtre og som med det bredbåndete inngangssignal gir et syntetisert.filterutgangssig-nal som er et tilnærmet Gaussisk signal, d) at hvert filter-utgangssignal multipliseres med en veie-eller vindusfunksjon for utjevning av overgangene mellom på-følgende bruddstykker, e) at utgangssignaler fra eventuelt to eller flere filtre summeres efter multiplikasjonen, f) at det parallelt med signalbehandlingen i trinnene a)-c) ovenfor på basis av frekvensparameteren (uk ) for hvert bruddstykke av det opprinnelige Gaussiske signal, dannes en parameter (u)(n)) for hvert tidspunkt, som er et estimat av frekvensparameteren til det opprinnelige signal mellom bruddstykkene og derved representerer de forholdsvis hurtige variasjoner i beliggenheten av det opprinnelige signals frekvensspektrum, og g) at den sistnevnte estimerte frekvensparameter direkte eller indirekte kombineres med filter-utgangssignalet før eller efter multiplikasjonen og eventuell summering, slik at det syntetiserte, kontinuerlige estimatsignal blir dannet.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 2, karakterisert ved at den karakteristiske frekvensparameter kom- . bineres med det lagrede bruddstykkesignal for transponering av dette til et basisbånd ved eller omkring frekvens-nullpunktet, og at kombineringen av den nevnte estimerte f rekvensparameter ('co (n) ) med f ilter-utgangssignalet. skjer vindus- eftervmultiplikasjonen og eventuell summering, for tilbaketransponering til frekvensområdet for det opprinnelige signal (Fig. 5)

4. Fremgangsmåte ifølge krav 2, karakterisert ved at bruddstykkesignalene (x^ ) brukes direkte til å danne filterkoeffisientene og at det tilsvarende filter-utgangssignal blandes med et signal exp ii(cu(n) - co.)n} dannet av den estimerte f rekvensparameter (co(n)).

5. Fremgangsmåte ifølge et av de foregående krav for anvendelse ved blodstrømmåling på levende biologiske strukturer, karakterisert ved at den karakteristiske f rekvensparameter (co^ ) er den maksimale frekvens i bruddstykke-signalene.

6. Fremgangsmåte ifølge et av de foregående krav for anvendelse ved blodstrømmåling på levende biologiske strukturer, karakterisert ved at den karakteristiske frekvensparameter (uk) er den midlere frekvens i bruddstykke-signalene.

7. Fremgangsmåte ifølge et av de foregående krav for anvendelse ved blodstrømmåling på levende biologiske strukturer, karakterisert ved at den karakteristiske f rekvensparameter (co^ ) er kvadratroten av den midlere kvadra-tiske frekvens i bruddstykke-signalene.

8. Fremgangsmåte ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at basisbånd-signalet for påfølgende bruddstykker vekselvis benyttes til å danne koeffisienter til et første og et annet styrt filter i en anordning av to parallelle filtre hvis utgangssignaler fortrinnsvis hver for seg multipliseres med en veie- eller vindusfunksjon for utjevning av overgangen mellom påfø lgende bruddstykker.

9. Fremgangsmåte ifølge krav 8, karakterisert ved at veie- eller vindusfunksjonen efter de(t) styrte filter(e) har monotont økende resp. avtagende forløp, fortrinnsvis med en verdi lik null når filteranordningens filterkoeffisienter endres.

10. Fremgangsmåte ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at bruddstykkesignalene eller signaler avledet av disse multipliseres med en veiefunksjon og benyttes sdm koeffisienter i en filteranordning bestående av ett eller flere parallelle transversale filtre.

11. Fremgangsmåte ifølge krav 10, karakterisert ved at koeffisientene underkastes en lineær allpasstransformasjon. .

12. Fremgangsmåte ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at tidsvariasjonen i filterkoeffisientene beregnes på grunnlag av to eller flere bruddstykker.

13. Fremgangsmåte ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at estimeringen av den kontinuerlig variable frekvensparameter skjer ved interpolasjon mellom den karakteristiske frekvensparameter for to eller flere påfølgende bruddstykker.

14. Anordning for utførelse av fremgangsmåten ifølge krav 3, karakterisert ved at den omfatter: en lagringsinnretning (162) for bruddstykkesignaler, en beregningsinnretning (161) for beregning og lagring av en karakteristisk spektral parameter for hvert bruddstykke, en innretning (164) til å generere et signal som repre senterer den spektrale parameter, en første multiplikasjonsinnretning (163) som har inn- ganger forbundet med utgangen av lagringsinnretningen (162) resp. genereringsinnretningen (164), en annen multiplikasjonsinnretning (165) hvis ene inngang er forbundet med utgangen av den første multiplikasjonsinnretning, og hvis annen inngang er innrettet til å påtrykkes en (veie-) vindusfunksjon, - en filteranordning (166, 167) som mottar koeffisienter avgitt fra utgangen av den annen multiplikasjonsinnretning (165) og minst ett kontinuerlig eksitasjonssi <q> nal fra en eksitasjonskilde, for frembringelse av et syntetisert, kontinuerlig utgangssignal, en tredje multiplikasjonsinnretning (168, 169) på utgangen av filteranordningen (166, 167) for påtrykning av en veie- eller vindusfunksjon, en estimeringsenhet (171) som på basis av frekvenspara meteren (ok ) for hvert bruddstykke av det opprinnelige Gaussiske signal danner en parameter (uj(n)) for hvert tidspunkt, som er et estimat av frekvensparameteren til det opprinnelige signal mellom bruddstykkene og derved representerer de forholdsvis hurtige variasjoner i beliggenheten av det opprinnelige signals frekvensspektrum, og en enhet (172) som danner den komplekse eksponensial- funksjon av ovennevnte f rekvensparameter (co(n)) multiplisert med tiden og en multiplikasjonsenhet (173) for tilbaketransponering av det utjevnede filter-utgangssignal slik at dette legges til frekvensområdet for det opprinnelige signal og derved danner det syntetiserte, kontinuerlige estimatsignal.

15. Anordning for utfø relse av fremgangsmåten ifølge krav 4, karakterisert ved at den omfatter: - en lagringsinnretning (262) for bruddstykkesignaler, en beregningsinnretning (261) for beregning og lagring av en karakteristisk spektral parameter for hvert bruddstykke, en inngangs-multiplikasjonsinnretning (263) hvis ene inn gang er forbundet med utgangen av lagringsinnretningen (262) og hvis annen inngang er innrettet til å påtrykkes en veie- eller vindusfunksjon, en filteranordning (266, 267) som mottar koeffisienter avgitt fra inngangs-multiplikasjonsinnretningen (263) og minst ett kontinuerlig eksitasjonssiqnal fra en eksitasjonskilde, for frembringelse av et syntetisert kontinuerlig utgangssignal, en utgangs-multiplikasjonsinnretning (268, 269) efter ut gangen av filteranordningen (266, 267) for påtrykning av en veie- eller vindusfunksjon, en estimeringsenhet (271) som-på basis av frekvens parameteren (co.) for hvert bruddstykke av det opprinnelige Gaussiske signal danner en parameter (co(n)) for hvert tidspunkt, som er et estimat av frekvensparameteren til det opprinnelige signal mellom bruddstykkene og derved representerer de forholdsvis hurtige variasjoner i beliggenheten av det opprinnelige signals frekvensspektrum, - en innretning (272 a, b) som er forbundet med utgangen av estimeringsenheten (271) og danner et signal exp{i(co(n) - co^ )n} av den estimerte parameter (co(n)), og en ytterligere multiplikasjonsinnretning (273 a, b) for an eller efter utgangs-multiplikasjonsinnretningen for blanding av det sistnevnte signal med filterutgangs- signalet, slik at dette flyttes til frekvensområdet for det opprinnelige signal og derved danner det syntetiserte, kontinuerlige estimatsignal.

16. Anordning ifølge krav 14 eller 15, karakterisert ved at filteranordningen består av to parallelle filtre (166, 167, 266, 267) og at bruddstykkesignalene eller signaler avledet av disse benyttes til vekselvis å danne filterkoeffisienter for det ene og det annet filter.

17. Anordning ifølge krav 14, 15 eller 16, karakterisert ved at filteranordningen består av ett eller flere transversale filtre hvis koeffisienter bestemmes av bruddstykkesignalene eller signaler avledet av disse, multiplisert med en vindusfunksjon.