FR2549957A1 - Procede et appareil pour synthetiser un signal continu estime a partir de segments d'un signal gaussien resultant de la mesure doppler par ultra-sons de l'ecoulement d'un fluide - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN PROCEDE ET UN APPAREIL POUR SYNTHETISER UN SIGNAL CONTINU ESTIME A PARTIR DE SEGMENTS D'UN SIGNAL GAUSSIEN RESULTANT DE LA MESURE PAR ULTRASONS, AVEC EFFET DOPPLER, DE L'ECOULEMENT D'UN FLUIDE. L'APPAREIL COMPORTE UN ELEMENT 162 DE MEMORISATION, UN ELEMENT 161 DE CALCUL ET DE MEMORISATION D'UN PARAMETRE SPECTRAL CARACTERISTIQUE DE CHAQUE SEGMENT DU SIGNAL GAUSSIEN, UN ELEMENT 164 PRODUISANT UN SIGNAL REPRESENTATIF DU PARAMETRE SPECTRAL, DES ELEMENTS DE MULTIPLICATION 163, 165, DES FILTRES 166, 167 QUI RECOIVENT DES COEFFICIENTS DES ELEMENTS DE MULTIPLICATION AINSI QU'UN SIGNAL CONTINU D'EXCITATION POUR PRODUIRE UN SIGNAL CONTINU SYNTHETISE, D'AUTRES ELEMENTS DE MULTIPLICATION 168, 169 APPLIQUANT UNE FONCTION DE PONDERATION, ET DES UNITES 171 D'ESTIMATION ET 172 DE CALCUL D'UNE FONCTION EXPONENTIELLE COMPLEXE DU PARAMETRE DE FREQUENCE. DOMAINE D'APPLICATION : MESURE DE LA VITESSE D'ECOULEMENT DU SANG, ETC.

Description

L'invention concerne un procédé et un appareil pour synthétiser un signal

continu estimé à partir de segments d'un signal gaussien obtenu par mesure par ultrasons,

utilisant l'effet Doppler, d'un écoulement de fluide.

L'invention a été mise au point principalement pour être utilisée dans la mesure par ultrasons de l'écoulement du sang dans des structures biologiques vivantes Par conséquent, le procédé et l'appareil selon l'invention peuvent être incorporés dans un système complet pour l'investigation des sys10 tèmes circulatoires de structures biologiques vivantes, tels que celui décrit dans la demande de brevet norvégienne n 83 1718 A cet égard, il convient également de mentionner que l'invention repose sur les principes fondamentaux de synthétisation décrits dans la demande de brevet française 15 n 82 18 993, déposée le 12 novembre 1982 au nom de la Demanderesse.

Ainsi qu'il ressortira de la description suivante

et ainsi qu'il apparaît à la lecture des deux demandes précitées, il est très important, en ce qui concerne, entre 20 autre, les mesures portant sur l'écoulement du sang, de pouvoir synthétiser un signal sensiblement gaussien avec une fonction d'autocorrélation variable dans le temps pour l'utiliser dans une mesure Doppler intermittente par ultrasons sur des fluides en écoulement, y compris du sang s'écoulant 25 dans des structures tissulaires vivantes, afin de former une estimation continue d'un signal de mesure Doppler qui, initialement, en principe, apparaît sous la forme d'un

signal continu.

L'invention sera décrite plus en détail en regard 30 des dessins annexés à titre d'exemples nullement limitatifs et sur lesquels: la figure 1 représente le signal de sortie d'un filtre passe-haut d'un processeur Doppler pour la mesure de l'écoulement du sang, cette figure montrant des exem35 ples de segments d'un signal Doppler sortant du filtre;. la figure 2 est un schéma simplifie de structure principale d'un synthétiseur dont le fonctionnement est basé sur un signal d'excitation sous la forme d'un bruit blanc ou à bandellarge; la figure 3 est un schéma simplifié d'un synthé5 tiseur à filtre transversal, destiné à synthétiser un signal fixe à partir de segments tels que ceux montrés, par exemple, sur la figure 1; les figures 4 A et 4 B sont des graphiques illustrant la multiplication d'un signal donné par une fonction 10 de pondération afin de produire des coefficients destinés à être utilisés dans le filtre de la figure 3; la figure 5 est un schéma simplifié d'un synthétiseur correspondant à l'appareil selon l'invention, destiné à un signal complexe non stationnaire; la figure 6 est un schéma montrant la décomposition d'une multiplication complexe, en opérations réelles, effectuée dans le circuit du schéma de la figure 5; la figure 7 montre des exemples de fonctions de pondération pour mélanger les signaux provenant de deux 20 filtres tels que montrés sur la figure 5; la figure 8 montre un exemple d'une fonction de pondération dans le cas o un seul filtre du schéma de la figure 5 est utilisé; la figure 9 est un schéma simplifié d'une variante 25 de la forme de réalisation montrée sur la figure 5; et la figure 10 est un schéma général simplifié renfermant la forme de réalisation de la figure 5 ainsi

que celle de la figure 9.

Le synthétiseur décrit dans le présent mémoire est conçu d'une manière générale pour synthétiser un signal gaussien non stationnaire à partir de segments d'un autre signal gaussien existant afin que les propriétés stochastiques du signal synthétisé provenant de la fonction d'autocorrélation correspondent approximativement aux propriétés 35 stochastiques du signal existant Comme indiqué, le procédé peut être utilisé avantageusement à la mesure de l'écoulement du sang sur la base de l'effet Doppler d'ultrasons rétrodiffusés à partir du sang Dans ce cas, le signal Doppler est un signal gaussien et la présence d'interruptions régulières dans la mesure Doppler, durant de courts intervalles, nécessite de remplacer le signal de mesure Doppler directe par un signal estimé, soit constamment, soit pendant certaines parties du temps, comme indiqué dans la

demande n 82 18993 précitée.

Le signal synthétisé produit par le procédé selon l'invention décrit ciaprès peut également être utilisé comme estimation sur la base de segments du signal

mesuré directement.

Une condition nécessaire est qu'il existe, ensortie du filtre passe-haut 62, à intervalles réguliers, comme montré sur la figure 1, des segments d'une longueur Tr du 15 signal Doppler provenant de la profondeur concernée Ces segments sont utilisés pour le calcul de coefficients 63 dans un filtre auquel est appliqué un bruit à bande large (sensiblement blanc) ou une autre excitation convenable 61, par exemple un train d'impulsions Le signal de sortie de 20 ce filtre est alors un signal approximativement gaussien

et il est utilisé comme signal synthétique La structure principale du synthétiseur est illustrée sur la figure 2.

Les propriétés stochastiques d'un signal gaussien non stationnaire sont définies par la fonction d'autocorré25 lation de R(t 1, t 2) du signal Si le signal est fixe ou stationnaire, il s'agit d'une fonction de t 2 til On peut définir ensuite un spectre de puissances pour le signal, sous la forme de la transformée de Fourier de la fonction d'autocorrélation. Dans le cas de signaux non stationnaires, on peut calculer un spectre sur une durée suffisamment courte pour que le signal soit sensiblement stationnaire Des spectres de courte durée pour des fonctions d'échantillonnages différentes du même ensemble de traitement sont quelque peu 35 différents en raison de l'incertitude stochastique de l'estimation spectrale On peut effectuer un calcul de moyenne d'ensemble sur tous les spectres de courte durée et on obtient ainsi la distribution de vitesse dans le volume d'échantillonnage délimité par la fenêtre spectrale utilisée et la fenêtre de temps ou de transit du sang à

travers le volume d'échantillonnage.

On décrira d'abord comment on peut synthétiser un signal gaussien stationnaire présentant approximativement le même spectre qu'un signal gaussien stationnaire

donné, à partir d'un segment du signal donné Un synthétiseur exécutant cette fonction est montré sous une forme 10 simplifiée sur la figure 3 dans le cas d'un signal réel.

N échantillons du signal sont pondérés par une fonction de pondération wf(n) de manière que l'on obtienne des coefficients: ai(n) = xi(n) wf(n) Ceci est illustré sur la figure 4 La fonction de pondération est du même type que celui utilisé dans l'estimation spectrale pour réduire le niveau du lobe

latéral et il peut s'agir, par exemple, d'une fenêtre de Hamming ou de Hanning Elle est utilisée ici pour réduire 20 le niveau du lobe latéral du spectre du signal synthétisé.

Les coefficients ai(n) sont utilisés dans un filtre transversal auquel est appliqué un bruit à bande large

(sensiblement blanc) v(n), comme montré sur la figure 3.

x(n) est le signal synthétisé z 1 indique l'enregistrement 25 et le retardement du signal d'un pas ou degré dans n.

v(n) peut être un bruit gaussien à bande large (sensiblement blanc), mais on peut également utiliser un bruit binaire à bande large ou une autre source d'excitation si le filtre

possède de nombreux coefficients comme décrit ci-dessus.

Compte tenu du théorème de la limite oentrale,(tendance centrale), x(n) est alors sensiblement gaussien Ceci a pour avantage que, dans le filtre, il ne se produit qu'une multiplication par + 1, et les retards peuvent être établis par des bascules ou des registres à décalage numériques Le spectre de 35 puissances du signal synthétisé est: Gx() Ni F{wf(n) xi(n)} G *} Wx N G( xx 2 dans laquelle F {} indique la transformée de Fourier, Wf(M) est la transformée de Fourier de Wf, Gxx est le spectre de puissances de x et * indique la limitation dans le plan de fréquence Les coefficients donnés ci-dessus peuvent également être modifiés par certains types de transformations linéaires (opération passe-tout) sans changer le spectre de puissances du signal synthétisé Ceci peut avoir pour avantage que la réponse impulsionnelle du filtre soit symétrique, afin que le nombre de multiplications soit réduit de moitié, 10 mais ceci présente également l'inconvénient de nécessiter

en premier une transformation linéaire des coefficients.

La synthèse des signaux gaussiens complexes peut avoir lieu de la même manière xi(n) est alors constitué, comme de règle, d'une partie réelle et d'une partie imaginaire. 15 Les coefficients ai(n) comportent de façon correspondante une partie réelle et une partie imaginaire et, dans le cas d'un bruit réel, on obtient un signal synthétisé complexe x(n) Si le bruit complexe est utilisé, les propriétés de

corrélation x(n) ressembleront davantage à celles du signal 20 Doppler.

Deux exemples de synthétiseurs pour un signal

gaussien complexe, non stationnaire, seront décrits cidessous en référence aux figures 5 et 9, respectivement.

On admet qu'il existe des segments du signal gaussien

complexe initial xi(n), tels que montrés sur la figure 1.

Les synthétiseurs décrits sont en principe du même type

que celui montré sur la figure 3 pour des signaux stationnaires, mais les coefficients des filtres sont rendus variables dans le temps, ainsi qu'il ressortira de la 30 description qui suit La variation dans le temps des

coefficients est calculée sur la base de plusieurs segments du signal ki(n) Pour calculer la variation dans le temps des coefficients, on utilise avantageusement le fait que la variation dans le temps de la vitesse d'écoulement du 35 fluide est comprise dans une bande limitée La largeur de la bande du signal Doppler change également de façon relativement lente, alors que la fréquence centrale et la

fréquence maximale subissent des variations plus rapides.

En d'autres termes, la position du spectre de fréquence est

modifiée plus rapidement.

Les deux formes de réalisation représentées ont pour caractéristique principale commune de synthétiser d'abord un signal ayant sensiblement la variation de largeur de bande convenable, puis d'amener ensuite ce signal dans la plage concernée dans le plan de fréquence, par mulitplication

par un signal convenable.

Sur la figure 5, on calcule, pour chaque segment xi(n), un paramètre spectral caractéristique xi au moyen d'un dispositif de calcul 161 Dans le même temps, le segment est enregistré dans un dispositif 162 de mémorisation Le paramètre wi peut être, par exemple, la fréquence angulaire 15 maximale, moyenne ou efficace Etant donné que la largeur de bande du signal varie lentement, la différence entre les paramètres de fréquence ci-dessus varie lentement Tous

peuvent donc être utilisés en donnant un résultat satisfaisant, sauf lorsque le signal Doppler contient les parties 20 restantes du signal provenant d'un tissu en mouvement.

Dans ce cas, la fréquence angulaire maximale est préférée, car elle est peu influencée par les signaux provenant du tissu. Le segment enregistré, xi(n), est ensuite multiplié 25 dans un premier dispositif multiplicateur 163 par e -in qui est généré dans un bloc 164 Ainsi, le spectre de xi(n) est abaissé sensiblement à zéro (ceci étant désigné par la suite bande de base) et la variation du spectre de courte durée, due à wi' est éliminée La multiplication

complexe peut être effectuée comme indiqué sur la figure 6.

Le résultat est ensuite multiplié par une fonction de fenêtre wf(n) dans un bloc 165, de la même manière que sur la figure 4 Ceci produit des coefficients du filtre pour la synthèse d'un signal qui est situé dans la bande de base, 35 de la même manière que montré sur la figure 3 Le bloc 165 constitue un second dispositif de multiplication dont la fonction peut être combinée à la multiplication effectuée dans le premier dispositif 163 de multiplication, car le dispositif 165 peut être incorporé dans le bloc 164 pour

former un dispositif générateur plus général.

Sur la figure 5, deux filtres 166 et 167 sont utilisés et sont destinés à synthétiser le signal dans la bande de base Les coefficients sont chargés dans les filtres respectifs pendant un segment sur deux du signal initial Les signaux de sortie des filtres sont pondérés par des fonctions de pondération, au moyen de dispositifs 10 supplémentaires 168 et 169 de multiplication, comme montré sur la figure 7 Ceci signifie que la participation, après la sommation des signaux provenant des deux filtres 166 et 167, sera égale à zéro au moment o a lieu le changement de coefficient du filtre concerné En raison de la variation 15 progressive de la fonction de fenêtre, il apparaît une transition progressive de la situation dans laquelle le signal synthétisé est donné par les coefficients provenant d'un segment, à la situation dans laquelle il est donné par les coefficients de l'autre segment La figure 7 montre 20 des fenêtres à flancs croissant linéairement, mais d'autres fenêtres peuvent également être utilisées, par exemple une fenêtre de Hamming ou autre Les fenêtres doivent être à zéro lorsque les coefficients sont introduits dans le filtre concerné Cepenant, ce temps peut être très court ( 1050 As) . 25 D'après les fréquences angulaires caractéristiques Wi de plusieurs segments du signal initial, on estime une fréquence angulaire variable de façon continue E(n)

dans une unité 171 d'estimation montrée sur la figure 5.

Le signal compris dans la bande de base, sortant du bloc 30 170, est ensuite multiplié dans un bloc 173 par eiw(n)n produit dans un bloc 172 Le spectre est ainsi déplacé de

la bande de base vers la plage concernée.

Un procédé simple pour estimer E(n) consiste à procéder à une interpolation linéaire entre wi et wi+ 1 ' 35 On peut également procéder par filtrage d'une

série de valeurs de 'i' car la variation de la fréquence angulaire caractéristique a lieu dans une bande limitée.

Lorsque l'on calcule f(n) par interpolation linéaire entre xi et i+ 1 ' l'introduction des coefficients dans les filtres 166 et 167 doit être retardée d'un pas ou d'un degré afin que wi+ 1 soit présent lors de l'introduction des coefficients à partir de xi(n) Ceci donne un retard entre le signal synthétisé et le signal initial, et l'utilisation pratique permet de décider si ceci peut être toléré

ou non.

Un estimateur simplifié peut également n'utiliser 10 qu'un filtre au lieu des deux filtres de la figure 5.

Une fonction de pondération proposée pour ce cas est montrée

sur la figure 8 Sur cette dernière et sur la figure 7, les flèches indiquent les points d'introduction des coefficients dans les filtres, les filtres I et II étant indiqués sur la 15 figure 7.

La variante de réalisation de la figure 9 se distingue de celle de la figure 5 par le fait que la première

multiplication du signal par exp (-iwin) est supprimée.

Par contre, le signal de sortie des filtres 266 et 267 doit 20 être multiplié par deux signaux différents qui représentent l'écart instantané entre le paramètre spectral f(n) estimé avec le passage du temps, et les paramètres spectraux correspondants 2 j et W 2 j+ 1 pour chacun des coefficients du filtre En particulier, la figure 9 montre un dispositif 25 262 de mémorisation des signaux de segments De plus, il est prévu un dispositif de calcul 261 et un dispositif d'estimation 271, ces blocs 261, 262 et 271 correspondant

aux blocs respectifs 161, 162 et 171 de la figure 5.

Le dispositif 262 de mémorisation est suivi d'un dispositif 30 263 de multiplication qui reçoit le signal de sortie du dispositif 262 et qui reçoit également, à une seconde

entrée, une fonction de pondération ou de fenêtre wf(n).

Ainsi, il apparaît que dans ce cas, les signaux de segment xi sont utilisés directement pour former les coefficients 35 destinés au dispositif de filtrage suivant constitué des filtres 266 et 267 A la sortie des filtres, on trouve des dispositifs supplémentaires 273 a et 273 b de multiplication qui reçoivent également les signaux respectifs

exp i(w(n) W 2 j)n et exp i((n) W 2 j+l)n des dispositifs 272 a et 272 b, respectivement, qui, eux-mêmes, reçoivent le 5 paramètre de fréquence W(n) du dispositif 271 d'estimation.

Les signaux de sortie des filtres sont ainsi ramenés dans la plage de fréquence du signal initial Puis les signaux sont pondérés dans les dispositifs 268 et 269 de multiplication qui sont également disposés à la sortie des filtres. 10 Cependant, ces multiplications pourraient être effectuées immédiatement après les filtres, c'est-à-dire en avant des dispositifs 273 a et 273 b Suit enfin un bloc 270 dans lequel une sommation des signaux provenant des deux filtres est réalisée L'ordre d'exécution de ces fonctions peut être en 15 partie modifié comme indiqué précédemment, et la figure 5 montre une suite dans laquelle la sommation effectuée dans le bloc 170 précède la transposition effectuée dans le bloc 173 En pratique, la forme de réalisation de la figure 9 est considérée comme plus avantageuse, car elle confère à 20 l'appareil une structure plus simple Il est cependant évident que le résultat souhaité est obtenu dans la forme de réalisation de la figure 5 aussi bien que dans la forme de réalisation de la figure 9 et que, par conséquent, suivant entre autre la technologie et les composants dispo25 nibles, on peut choisir une variante ou l'autre pour une

mise en pratique convenable.

La figure 10 est un schéma simplifié s'appliquant

de façon générique aux deux variantes des figures 5 et 9.

Si, sur la figure 10, Awi = 0, on obtient la forme de réa30 lisation de la figure 9 et si Awi = wi, on obtient la forme de réalisation de la figure 5 Dans ce cas, le signal de mélange en aval des filtres est le même pour les deux

filtres, de sorte que la multiplication peut être effectuée après sommation En pratique, on choisit soit Awi = O soit 35 Ai = Ii' car il n'en résulte, en pratique,que deux multiplications.

Enfin, on peut penser à utiliser plus de deux filtres afin de mieux tenir compte des variations de la largeur de bande du signal Dans ce cas, on utilise la variante ou Ani = wi' afin que deux multiplications complexes seulement soient nécessaires. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au procédé et à l'appareil décrits et

représentés sans sortir du cadre de l'invention.

Claims (14)

REVENDICATIONS

1 Procédé pour synthétiser un signal continu estimé d'un signal gaussien obtenu dans une mesure par ultrasons, avec l'effet Doppler, d'un écoulement de fluide, 5 à partir de segments existants du signal gaussien, caractérisé en ce que les signaux de segments sont utilisés comme base pour déterminer des coefficients variables avec le temps dans un dispositif de filtrage commandé auquel est appliqué un signal d'entrée à bande large, afin qu'on obtienne un signal synthétisé présentant sensiblement les variations de largeur de bande convenables, en tant que signal gaussien, et en ce que le signal synthétisé est amené, par multiplication par un autre signal provenant des signaux de segments, dans la plage de fréquence concernée, 15 afin que le signal continu estimé synthétisé produit présente des propriétés stochastiques qui correspondent

sensiblement aux propriétés stochastiques du signal existant.

2 Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que: a) les signaux de segments sont d'abord mémorisés; b) on calcule simultanément un paramètre de fréquence caractéristique (mi) pour chaque segment; c) le signal de segment mémorisé est utilisé comme base pour la génération des coefficients dans le dispositif de filtrage commandé qui comprend un ou plusieurs filtres et qui, avec le signal d'entrée à bande large, délivre un signal de sortie filtré qui est sensiblement un signal gaussien; d) chaque signal de sortie filtré est multiplié 30 par une fonction de pondération ou de fenêtre pour lisser les transitions entre segments successifs; e) les signaux de sortie pouvant provenir de deux filtres ou plus sont additionnés après la multiplication; f) parallèlement au traitement du signal effectué 35 dans les étapes a)-c) ci-dessus, sur la base du paramètre de fréquence (wi) pour chaque segment du signal gaussien initial, on établit un paramètre ( 2 (n)) pour chaque instant, qui est une estimation du paramètre de fréquence du signal initial entre les segments et qui représente donc les variations relativement rapides de la position du spectre de fréquence des signaux initiaux; et g) le dernier paramètre de fréquence estimé est combiné directement ou indirectement au signal de sortie filtré avant ou après la multiplication et, le cas échéant, la sommation, afin que l'on obtienne le signal estimé

continu synthétisé.

3 Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que le paramètre de fréquence caractéristique est combiné au signal de segment enregistré pour sa transposition vers une bande de base située exactement ou approximativement au point de fréquence zéro, en ce que la combi15 naison du paramètre de fréquence estimé {(w(n)) avec le signal de sortie filtré a lieu après la multiplication par fonction de fenêtre et, le cas échéant la sommation, pour revenir par transposition à la plage de fréquence du signal

initial (figure 5).

4 Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que les signaux de segment (xi) sont utilisés directement pour la génération des coefficients de filtrage et

en ce que le signal de sortie filtré correspondant est mélangé à un signal (exp{i( 2 (n) wi)n}) formé par le 25 paramètre de fréquence estimé ((n)).

Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, appliqué à une mesure de l'écoulement du

sang dans des structures biologiques vivantes, caractérisé

en ce que le paramètre de fréquence caractéristique (fi) 30 est la fréquence maximale des signaux segmentés.

6 Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, appliqué à une mesure de l'écoulement du

sang dans des structures biologiques vivantes, caractérisé

en ce que le paramètre de fréquence caractéristique (i) 35 est la fréquence moyenne des signaux de segment.

7 Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, appliqué à une mesure de l'écoulement du

sang dans des structures biologiques vivantes, caractérisé en ce que le paramètre de fréquence caractéristique (wi)

est la fréquence efficace des signaux de segment.

8 Procédé selon l'une quelconque des revendica5 tions précédentes, caractérisé en ce que les segments successifs du signal de bande de base sont utilisés de façon alternée pour établir des coefficients destinés à des premier et second filtres commandés situés dans un montage à deux filtres en parallèle dont les signaux de 10 sortie sont de préférence multipliés séparément par une fonction de pondération ou de fenêtre afin de lisser la

transition entre les segments successifs.

9 Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce que la fonction de pondération ou de fenêtre présente, 15 après le ou les filtres commandés, une courbe monotone croissante et décroissante, respectivement, avec avantageusement une valeur égale à zéro lorsque les coefficients

des filtres du dispositif de filtrage sont modifiés.

Procédé selon l'une quelconque des revendica20 tions précédentes, caractérisé en ce que les signaux de segment ou les signaux qui en proviennent sont multipliés par une fonction de pondération et utilisés comme coefficients dans un dispositif de filtrage comprenant un ou

plusieurs filtres transversaux en parallèle.

11 Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce que les coefficients sont soumis à une transformation passe-tout linéaire.

12 Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la variation

dans le temps des coefficients de filtrage est calculée

sur la base de deux segments ou plus.

13 Procédé selon l'une quelconque des revendica

tions précédentes, caractérisé en ce que l'estimation du paramètre de fréquence variable en continu est effectuée 35 par interpolation entre le paramètre de fréquence caractéristique de deux segments successifs ou plus.

14 Appareil pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comporte un élément ( 162) de mémorisation de signaux de segment, un élément ( 161) de calcul et de memorisation d'un paramètre spectral caractéristique pour chaque segment, un élément 5 ( 164) de génération d'un signal représentant le paramètre spectral, un premier élément ( 163) de multiplication comportant des entrées connectées à la sortie de l'élément ( 162) de mémorisation et de l'élément ( 164) de génération, respectivement, un deuxième élément ( 165) de multiplication 10 dont une entrée est connectée à la sortie du premier élément de multiplication et dont une seconde entrée est conçue pour recevoir une fonction de fenêtre (pondération), un dispositif de filtrage ( 166, 167) recevant des coefficients provenant de la sortie du deuxième élément ( 165) de multiplication et au 15 moins un signal continu d'excitation provenant d'une source d'excitation afin de produire un signal de sortie continu synthétisé, un troisième élément de multiplication ( 168,169) situé à la sortie du dispositif de filtrage ( 166, 167) afin d'appliquer une fonction de pondération ou de fenêtre, une 20 unité ( 171) d'estimation qui, sur la base du paramètre de fréquence (i) associé à chaque segment du signal gaussien initial, forme, à chaque instant, un paramètre ( 2 (n)) qui est une estimation du paramètre de fréquence du signal initial entre les segments et représente ainsi les varia25 tions relativement rapides de la position du spectre de fréquence du signal initial, et une unité ( 172) qui forme la fonction exponentielle complexe dudit paramètre de fréquence (U(n)) multiplié par le temps, et une unité ( 173) de multiplication destinée à ramener par transposition le 30 signal de sortie filtré et lissé afin de l'appliquer à la plage de fréquence du signal initial et de produire ainsi

le signal estimé continu synthétisé.

Appareil pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comporte 35 un élément ( 262) de mémorisation de signaux de segment, un élément ( 261) de calcul et de mémorisation d'un paramètre spectral caractéristique pour chaque segment, un élément ( 263) de multiplication d'entrée dont une entrée est connectée à la sortie de l'élément ( 262) de mémorisation et dont une autre entrée est conçue pour recevoir une fonction de pondération ou de fenêtre, un dispositif de filtrage ( 266, 267) recevant des coefficients provenant de l'élément de multiplication d'entrée ( 263) et au moins un signal continu d'excitation provenant d'une source d'excitation afin de produire un signal continu synthétisé de sortie, un élément de multiplication de sortie ( 268, 269) monté en aval de la sortie du dispositif de filtrage ( 266, 267) afin d'appliquer une fonction de pondération ou de fenêtre, une unité d'estimation ( 271) qui, sur la base du paramètre de fréquence (wi) associé à chaque segment du signal gaussien initial, forme un paramètre (w(n)) à chaque instant, ce paramètre 15 étant une estimation du paramètre de fréquence du signal initial entre les segments et représentant ainsi les variations relativement rapides de la position du spectre de fréquence du signal initial, un élément ( 272 a, 272 b) connecté à la sortie de l'unité d'estimation ( 271) et 20 produisant un signal (exp{i(w(n win}) du paramètre estimé (w(n)), et des éléments supplémentaires de multiplication ( 273 a, 273 b) situés en avant et en arrière de l'élément de multiplication de sortie afin de mélanger le dernier

signal cité au signal de sortie du filtre afin de l'amener 25 dans la plage de fréquence du signal initial et de constituer ainsi le signal continu estimé synthétisé.

16 Appareil selon l'une des revendications 14 et

, caractérisé en ce que le dispositif de filtrage comprend deux filtres ( 166,167; 266,267) montés en paral30 lèle et en ce que les signaux de segment ou les signaux qui en sont dérivés sont utilisés pour générer alternativement des coefficients de filtrage destinés à l'un et à

l'autre des filtres.

17 Appareil selon l'une quelconque des revendica35 tions 14, 15 et 16, caractérisé en ce que le dispositif de filtrage comprend un ou plusieurs filtres transversaux dont les coefficients sont déterminés par les signaux de segment ou des signaux qui en sont dérivés, multipliés par une fonction

de fenêtre.