NO831718L - Fremgangsmaate og apparat ved blodstroem-hastighetsmaaling med ultralyd for dannelse av todimensjonal avbildning av blodets hastighet - Google Patents

Description

Denne oppfinnelse angår en fremgangsmåte og anordning til undersøkelse av et blodsystem i levende biologiske strukturer, f.eks. en hjertefunksjon, ved blodstrøm-hastighetsmåling basert på doppler-prinsippet, med presentasjon i sann tid på

en katodestrålerør-skjerm eller lignende billedskjerm.

Oppfinnelsen går således i korthet ut på anvendelse av dopplereffekten av tilbakespredt ultralyd fra blod slik at man kan få fremstilt et to- eller flerdimensjonalt bi]de av blodets h?.s'tiqbets-felt på en skjerm. _ Dessuten kan man velge ett eller flere punkter i bildet hvor blodhastigheten kan fremstilles som funksjon av tiden.

Det er også viktig at man for disse dybdene kan presen-

tere dopplersignalet hørbart f.eks. i høretelefoner eller i en høyttaler. Den som utfører undersøkelsen, vil i høy grad ba-

sere seg på den informasjon som ligger i det hørbare signal.

Det har derfor stor betydning at det hørbart presenterte dopplersignal ikke blir vesentlig forstyrret eller forvrengt.

Det todimensjonale dopplerbilde av blodstrømhastighet

kan kombineres med et todimensjonalt ekko-amplitudebilde av vevstrukturer- som hjertekamre og blodårer. Avbildningen kan foretas med så høy billedrate (10-20 pr. sek) at en for de fleste praktiske formål oppnår avbildning i sann tid.

Det kombinerte todimensjonale doppler/amplitude-bilde fremvises på en hensiktsmessig skjerm, f.eks. en farve-videoskjerm hvor ekkobildet f .eks. kodes inn i svart/hvi tt-gråtone,

mens dopplerbildet tegnes over dette i farvekode ved hjelp av i og for seg kjent "overlay"-teknikk. Et forslag til fargekode kan være rødt for hastighet mot transduseren og blått for hastighet fra transduseren, idet mørkt rødt og mørkt blått angir lave hastigheter méd overganger mot lyst rødt/gult og lyst blått/hvitt for høye hastigheter.

Formålet med oppfinnelsen er å tilveiebringe en fremgangsmåte og anordning som raskt kan avdekke unormaliteter i blod-strømmen i hjerte og kar. Undersøkelsen kan utføres ved å plas-sere en ultralydtransduser på overflaten av huden slik at metoden blir ublodig, til forskjell fra røntgen- og radioisotop-metoder hvor det er nødvendig med injeksjoner i blodstrømmen. Metoden kan også benyttes blodig under operasjoner, og injeksjon

av ultralydkontrastvæske kan også benyttes for å gi bedre dopplerbilde. For å bestemme den absolutte hastighet av en

spreder (f,eks. blod) må det ved dopplermetoder korrigeres for vinkelen mellom sprederens hastighetsretning og lydstrålen. Ved at blodstrømmen avbildes i et plan kan vinkelen i dette planet bestemmes, og man kan foreta korreksjon av hastighetsverdiene for vinkelen i dette planet. Ved å dreie planet til man får maksimal hastighet, vil hele hastighetsretningen ligge i planet og den absolutte hastighet kan derved bestemmes fullstendig.

Foreliggende oppfinnelse er basert på bruk av pulset ultralydstråle. For dannelse av det nevnte todimensjonale dopplerbilde styres en pulset ultralydstråle (l-20MHz) i flere retninger i et plan. For målinger på hjertet skjer dette fordelaktig med en sektorstyring av strålen, mens lineær sveiping eller kombinasjon av lineær og sektorsveiping kan være å foretrekke ved måling av perifere kar, abdominale organer og fostre.

I patentkravene er det tatt inn nærmere angivelser av fremgangsmåten og anordningen ifølge oppfinnelsen.

I den følgende beskrivelse i tilknytning til tegningene skal forskjellige sider av oppfinnelsen forklares nærmere, herunder ytterligere spesielle og særegne løsninger som er fordelaktige ved den praktiske realisering av oppfinnelsen. Fig. 1 viser et eksempel på sektbrbilde av en biologisk struktur med todimensjonalt blodhastighetsfelt og marke-ring av to utvalgte, punkter for presentasjon av frekvens spektrene, Fig. 2 viser et eksempel på fremstilling av dopplerspektrum

fra to punkter som funksjon av tiden,

Fig. 3a viser skjematisk en transduser med utsendt ultralydstråle,

Fig. 3b viser i tilknytning til Fig. 3a frekvensspektre i

de forskjellige dybder langs ultralydstrålen,

Fig. 4 tjener til å illustrere visse geometriske forhold

ved kontinuerlig sveipet (dreiet) transduser,

Fig. 5 viser et eksempel på dopplersignal som funksjon av tiden og tidsluker for ett enkelt observasjonspunkt eller -volum,

Fig. 6 viser et blokkskjema for en signal-^syntetisator,

Fig. 7 viser et forenklet blokkskjema for en komplett

anordning ifølge oppfinnelsen,

Fig. 8 viser et blokkskjema for en dopplerprosessor med tilhørende transduser og billedskjerm, spesielt for fremstilling av radielt blodstrøm-hastighetsfelt i en dimensjon (dybde) langs en ultralydstråle, Fig. 9 viser typiske signaler som forekommer i doppler prosessoren på fig. 8, Fig. 10 viser en høypassfilterenhet som inngår i doppler prosessoren på Fig. 8, Fig. 11 viser funksjonen av høypassfilterenheten på Fig. 10,

for en dybde langs ultralydstrålen,

Fig. 12 er et forenklet skjema til ytterligere forklaring av funksjonen av høypassfilterenheten på Fig. 10, for en dybde, Fig. 13 illustrerer eksempelvis bruddstykker av dopplersignalet

slik det foreligger på utgangen av høypassfilteret,

Fig. 14 er et blokkskjema for en syntetisator med. et transversalt filter, for syntese av et stasjonært signal,

ut fra bruddstykker som f.eks. vist på Fig. 13,

Fig. 15 illustrerer multiplikasjon av et gitt signal med en veiefunksjon for dannelse av filterkoeffisienter til bruk i filteret på Fig. 14, Fig. 16 er et blokkskjema for en syntetisator for et ikke- stasjonært komplekst signal, Fig. 17 illustrerer oppsplitting av kompleks multiplikasjon som inngår i blokkskjemaet på Fig. 16, i reelle operasjoner, Fig. 18 viser eksempler på veiefunksjoner for blanding av sig naler fra to filtre som vist på Fig. 16, Fig. 19 viser et eksempel på veiefunksjon ved bruk av ett

filter i blokkskjemaet på Fig. 16,

Fig. 20 viser et forenklet skjema for beregning av dopplersignalets effektspektrum for én dybde, ved hjelp av chirp-z-transformasjon, Fig. 21 viser et første eksempel på skjema for beregning av effektspektret for flere dybder, ved hjelp av chirp-z-transformasjon, Fig. 22 viser et annet eksempel på skjema for beregning av effektspekteret for flere dybder, ved hjelp av chirp-z-transformasjon, Fig. 23 viser presentasjon av spektra for påfølgende dybder,

fra analysatoren på Fig. 8,

Fig. 24 viser et typisk korttidsspektrum for dopplersignal

fra en blodstrøm,

Fig. 25 viser som eksempel frekvensspektret for et samplet

dopplersignal som tilsvarer signalet på Fig. 24,

Fig. 26 illustrerer bruk av frekvensvinduer for bestemmelse

av flanker i spektret på Fig. 25,

Fig. 27 viser et kretsarrangement for beregning av .summene Pl

og PH for to frekvensvinduer,

Fig. 28 viser et typisk forløp av en ulineær funksjon som inn går i beregningen ifølge Fig. 27, Fig. 29a og b illustrerer bestemmelse av henholdsvis nedre og

øvre flanke i effektspektra,

Fig. 3 0a og b viser utlesning av korttidsspektra fra en analy sator for bestemmelse av flanker, Fig. 31 er et blokkskjema for et system til bestemmelse av

nedre og øvre flanker ifølge Fig. 29,

Fig. 32a og b viser eksempler på ulineære funksjoner som inn går i systemet på Fig. 31, Fig. 33a, b og c representerer forskjellige forekommende situa sjoner med hensyn til spektra, Fig. 34 viser bruk av to enheter ifølge Fig. 31 for bestemmelse av maksimalt dopplerskift som funksjon av dybden, og Fig. 35 er et eksempel på tidsdeling ved avbrudd i dopplermålingen, særlig for dannelse av ekkoamplitudebilde.

1. Systemoversikt.

På Fig. 1 er det rent skjematisk vist en transduser 1, som eventuelt kan være et transduserarrangement bestående av flere transduserelementer, og som ved hjelp av en sveipet ultralydstråle dekker et plant, sektorformet område av den biologiske struktur avgrenset med rette linjer 2 og 3 samt en sirkelbue 4. Det viste forenklede bilde omfatter forholdsvis sterkt reflekterende biologiske strukturer eller vevkonfigura-sjoner 5, 6, 7 og 8, og en del av et blodsystem, f.eks. i tilknytning til hjertet, markert med de strekede linjer 9a og 9b, som utgjør en passasje eller kanal for en blodstrøm angitt ved 10. Blodstrømmen 10 er markert med "strømningslinjer", hvor tettheten av disse linjer er ment å illustrere blodstrøm-hastigheten i de enkelte punkter i blodstrømmen. Det er spesielt markert to punkter eller områder 11 og 12 som kan være gjenstand for spesielle undersøkelser eller målinger, slik det vil fremgå av det følgende. Andre formater ved annen sveiping av strålen, f.eks. lineær sveiping, kan også benyttes. Fig. 1 viser således en presentasjon hvor et ekkoamplitudebilde av den biologiske struktur er kombinert med en avbildning av blodstrømhastighetsfeltet i todimensjonal presentasjon. Hastighetsfordelingen i blodstrømmen 10 kan således vises i kodet form,, f. eks. med en gråtone-skala eller med en farveskala. Den omgivende biologiske struktur avbildes ved hjelp av ekko-amplitudemetoden ved kodning i sort/hvitt-gråtone eller farger. Fig. 2 viser presentasjon (a og b) av kurver for målt dopplerfrekvens som funksjon av tiden i to punkter eller områder,f.eks. som angitt ved 11 eller 12 på Fig. 1. Presentasjon av dopplerfrekvensen eller dopplerspektret som funksjon av tiden i et slikt bestemt punkt er av stor betydning ved un-dersøkelse av et blodsystem, og det er en viktig side ved foreliggende oppfinnelse at denne presentasjon av dopplerfrekvensene kan skje samtidig med og i nær tilknytning til den form for presentasjon og den informasjon som fremgår av Fig. 1. Dopplerfrekvensene vist som funksjon av tiden kan enten presenteres på den samme skjerm som det kombinerte bilde ifølge Fig. 1, eller på en separat skjerm plassert i nærheten av den førstnevnte. Fig. 2a viser et typisk forløp med to topper 21 og 23 som representerer høye positive dopplerfrekvenser, dvs. høye blodstrømhastigheter i retning mot transduseren, mens de negative frekvenser i partiet 22 representerer blodstrøm-hastigheter i retning bort fra transduseren. På Fig.

2b ligger hele frekvensspektret og dermed alle blodstrøm-hastigheter i det positive område, dvs. at alle blodstrøm-hastigheter hele tiden går mot transduseren. Ifølge Fig. 2 presenteres det samtidig forløp av blodhastighet som funksjon av tid i to punkter. Presentasjonen kan selvsagt gjelde bare ett punkt eller flere enn to punkter.

Fig. 3a viser et eksempel på hvordan en ultralydstråle kan være formet ut fra en transduser 31 som f.eks. kan brukes i et arrangement for sektorsveiping med billedpresentasjon som på Fig. 1. Ultralydstrålen på Fig. 3a er begrenset av linjer

32a og 32b, som viser at strålen først har et parti som har av-tagende tverrsnitt i stråleretningen eller dybden, og derefter igjen divergerer. Ultralydstrålen er vist oppdelt i mindre områder 33, som hvert representerer et dybdepunkt eller observasjonsvolum i den struktur som undersøkes. I eksemplet på Fig. 3a er det vist et antall på trettien observasjonsvolumer 33.

For hver stråleretning foretas pulsutsendelse og måling av tilbakespredt signal over en viss tid, f.eks. T 3 ms. Det tilbakespredte signal fra hver dybde (observasjonsvolum) samples og behandles for å bestem-

me blodstrømhastigheten. Fordi lydstrålen har en viss bredde og utsendt puls har en viss lengde, er resultatet en begrenset romoppløsning. Hvert dybdesampel inneholder da informasjon om hastigheten i et visst område, nemlig det foran nevnte observasjonsvolum. Dette område inneholder spredere med forskjellige

hastigheter og sprederne oppholder seg en begrenset tid i området. Det fremkommer derfor et spektrum av doppler-skiftede frekvenser slik som indikert i Fig. 3b. Fig. 3b viser dopplerfrekvenser som funksjon av dybden, knyttet til ultralydstrålen på Fig. 3a, som er oppdelt i observasjonsvolumer eller -punkter 33, som nevnt ovenfor. For hvert av disse punkter er frekvensspektret vist i form av et gråtonefelt 37, hvor mer eller mindre sverting angir større eller mindre inn-hold av de forskjellige frekvenser i dette punkt eller område. I hvert område vil den maksimale hastighet gi den mest interes-sante informasjon om blodstrømmen. Det er derfor ønskelig å finne denne maksimalhastighet som funksjon av dybden langs strålen. For det første dybdeområde på Fig. 3b er maksimalhastigheten markert som en tykk strek 36. I diagrammet er maksimalhastigheten angitt på denne måte som den største maksimale hastighet for de positive frekvenser, mens den del av diagrammet som ligger lengst til høyre, dvs. for de største dybder, illustrerer negative frekvenser og dermed negative blodstrømhastigheter, idet de største negative hastigheter er markert som maksimalhastighet. Middelhastigheten er angitt ved 38.

En nærmere beskrivelse av en spesiell løsning for bestemmelse av de maksimale blodstrømhastigheter ut fra et målt dopplerspektrum i hvert punkt eller observasjonsvolum følger senere i tilknytning til tegningenes figurer 23-33.

For hver retning vil man få bestemt det maksimale dopplerskift i et antall L dybder, f.eks. L = 31 på Fig. 3a og 3b.

Det todimensjonale dopplerbilde (Fig. 1) bygges da opp ved at maksimalhastigheten (positiv og negativ) i de L dybdene settes :sammen for N stråleretninger oppnådd ved

sveiping av strålen. For hver retning måles bare spredernes radielle hastighetskomponent langs lydstrålen. Ved at blodstrømmen avbildes i to dimensjoner kan vinkelen i dette planet mellom blodets hastighetsretning og lydstrålen bestemmes. Hastighetsverdiene kan derved korrigeres for vinkelen som beskrevet ovenfor.

Deteksjon av maksimal hastighet er mer støyfølsom enn deteksjon av midlere hastighet i observasjonsvolumet. Ved lavt signal/støy-forhold kan det derfor være fordelaktig å benytte middelhastigheten fremfor maksimalhastigheten til billed-dannelsen. Den spektrale båndbredde kan også være interessant for visse anvendelser.

Lydstrålen kan enten beveges kontinuerlig, eller skrittvis slik at den er i ro under målingen for hver retning, og flytter seg i skritt mellom retningene.

Ved kontinuerlig bevegelse av lydstrålen vil forskjellige deler av transduseroverflaten bevege seg med ulike hastigheter i forhold til sprederen. Dette er illustrert i Fig. 4 for sektorsveip hvor punkt A pga. transduserens bevegelse har en tilleggshastighet mot sprederen 42, mens B har en tilleggshastighet fra sprederen. Over transduseroverflaten vil de ulike punktene på overflaten

ha tilleggshastigheter som varierer kontinuerlig mellom punkt A og B. Den kontinuerlige bevegelse av transduseren 41 gir derved en forbredning av dopplerskiftet fra sprederen 42.

Ekvivalent kan dette betraktes som at det totale lydfelt

er sammensatt av bidrag fra de ulike punkter på transduseroverflaten ved superposisjon. Hvert punkt har sirkulært strå-lingsdiagram, men på grunn av interferens mellom de ulike punktene fremkommer den direktive strålen fra transduseren. Når transduseren dreies, vil en spreder komme inn i strålefeltet og så forlate dette. Signalet fra sprederen blir da amplitude-og fasemodulert på grunn av lydfeltets variasjoner. Dette gir en forbredning av dopplerskiftet fra sprederen. Denne forbredningen er ekvivalent den forbredningen som oppstår pga. den varierende hastighet mellom sprederen og punktene på trans-duseroverf laten forårsaket av transduserens dreining.

Den tid T man foretar måling for hver retning, bør gjøres lik den tiden sprederne observeres i strålens fokalområde.

Anta at bildet bygges opp av N stråleretninger. Den tid, T, det tar å bygge opp et dopplerbilde blir ved kontinuerlig bevegelse av lydstrålen

La d være strålediameter i fokus og f fokallengden.

Ved sektorsveip av strålen bør hver stråleretning dekke en åpningsvinkel i bildet på

Ved kontinuerlig dreining av transduseren er det da gunstig å velge en dreiehastighet på

Bildets åpningsvinkel blir da Den maksimale tilleggshastighet pga. dreiningen, som et punkt på transduseren kan få i forhold til en spreder er ifølge Fig. 4 (med avstand a fra dreiesenteret C til punkt A resp. B):

Ved skrittvis bevegelse av lydstrålen, får man en dis-kontinuitet i det mottatte signal for hver gang lydstrålen flyttes. For å fjerne reflekser fra vev, krever dopplerinstru-

mentets høypassfilter en innsvingningstid, T ' _ ' . , ,

J* ^ * hp, før signalet kan benyttes til en analyse av blodets hastighet. Den tiden som benyttes til å ta ett dopplerbilde blir derved med skrittvis bevegelse av lydstrålen.

Innsvingningstiden i høypassfilteret blir tapt tid og en

kontinuerlig bevegelig lydstråle er derved å foretrekke.

Etter at dopplerbildet av blodhastighetsfordelingen er dannet, kan man foreta et sveip av lydstrålen for generering av ekkoamplitudebilde. Til dette bildet benyttes kortere utsendt puls enn vedcbpplermålingen for å oppnå bedre oppløsning. Ved dopplermålingen tillater man dårligere oppløsning for

å forbedre signal/støy-forholdet. For å optimalisere ekko- og dopplerbilde separat kan det være gunstig å benytte forskjellige transdusere for de to modi. En bredbåndstransduser brukes for ekkoamplitudebildet og en høyfølsom transduser for dopplerbildet hvor det er vanlig å ofre båndbredde mot følsomhet.

Ved ekkoamplitudebildet benyttes bare en puls for hver stråleretning. Den tid T^det tar å danne ett ekkoamplitudebilde, blir derved kortere enn den tiden det tar å generere et dopplerbilde. Den totale bilderepetisjoristid for doppler- og ekkobilde blir derved

THp i parentes kommer bare inn ved kontinuerlig bevegelse av transduseren etter at ekkoamplitudebildet er dannet og man skal begynne å danne det todimensjonale blodhastighets-dopplerbildet. Dopplerspektret i et punkt blir derved samplet med en frekvens

Tidsfordelingen er vist skjematisk i Fig. 5, hvor 50 betegner et koninuerlig dopplersignal fra ett enkelt observasjonsvolum.

Typiske tallverdier for en praktisk utførelse er:

N = 20 T = 3 ms Tab = 15 ms

d = 3mm f = 70 mm a = 10 mi

som gir

A$ = 2,46°

u) = 0,82 grad-er/ms

tr

*db = 49

Av = 14,3 cm/s

T, = 60 ms

db

T = 75 ms f, ■= 13,3 Hz

br br

Tilleggshastigheten Av er den maksimale verdi som kan opptre. Denne opptrer bare når sprederen ligger på linjen for v's retning gjennom punkt A eller B på Fig. 4. Hvis ikke vil man få en tilleggshastighet gitt av Av's komponent langs linjen •fra sprederen til punkt A eller B. For en spreder på trans-duseraksen i 70 mm avstand kan denne vinkelen bli ^40°.

Dette gir Avcos40 « 10 cm/s. Siden sprederens hastighet ofte er 1 m/s eller mer (opptil 6 m/s), kan denne hastighetsfeilen neglisjeres for de fleste formål.

Over tiden T kan hastigheten endre seg mye, og for fremstilling av dopplerfrekvensene evt. -spektret som funksjon av tid (Fig. 2) er det fordelaktig med en interpolasjon mellom samplene. Det foreligger også bare bruddstykker av dopplersignalet med lengde T^ med tidsavstand T^ for hvert punkt slik som illustrert i Fig. 5. Det er interessant å lytte på dopplersignalet i utvalgte punkter. Til dette formål benyttes en syntetisator som på basis av bruddstykker av dopplersignalet, syntetiserer et kontinuerlig signal som ligner det kontinuerlige dopplersignalet. Ved frekvensanalyse av det syntetiserte signal fremkommer et interpolert spektrum for fremstilling som funksjon av tiden.

Et blokkskjema av en syntetisator for signal fra én dybde er vist

i Fig. 6. Et bredbåndet (tilnærmet hvitt) eksitasjonssignal, f.eks. støy, fra en generator 61 påtrykkes et filter 62 hvis transferfunksjon kan styres. Hvis støyen er Gaussisk, blir utgangen av

•filteret 62 et Gaussisk signal med et spektrum gitt av filterets transferfunksjon. På grunn av filterets båndpass-funksjon kan det også benyttes et ikke-Gaussisk signal, f. eks. binær støy eller et deterministisk pulstog, og filterets utgang vil da tilnærmet være et Gaussisk signal. Siden dopplersignalet er Gaussisk blir det syntetiserte signal av samme type som dopplersignalet. Ved å styre filter-koeffisientene oppnår man en approksimasjon til dopplersignalets virkelige spektrum. Bruddstykkene av dopplersignalet som foreligger fra ett obser-vas jonsvolum, benyttes da i en beregningsenhet 63 til å bestemme filterkoeffisientene som funksjon av tiden. Et eksempel på beregning av filterkoeffisientene er beskrevet nærmere nedenfor i tilknytning til tegningenes figurer 13 - 19. Fig. 7 viser et blokkskjema for en komplett anordning ifølge oppfinnelsen, for to utførelser av den beskrevne fremgangsmåte. På Fig. 7 er det vist en kontrollenhet 71 som sty-rer en lydstråle fra en transduserenhet 72. Denne kobles i tur til en ekkoprosessor 73 og en dopplerprosessor 74. Ekkopro-sessoren 73 gir amplituden av tilbakespredt lyd fra en kort puls for en gitt retning av lydstrålen. Denne leses inn i et billedlager 75 i tilsvarende retning. Dopplerprosessoren 74 bestemmer maksimalt (eller f.eks. midlere) dopplerskift som funksjon av dybden for hver stråleretning. Dette leses også inn i billedlageret 75 i tilsvarende retning. Billedlageret 75 leses så ut horisontalt for kombinert presentasjon av ekko-amplitudebilde og blodstrømhastighetsbilde på en billedskjerm 76.

2. Dopplerprosessor.

, 2. 1. Oversikt.

Oppbygningen av en dopplerprosessor som.kan inngå i anordningen på Fig. 7 skal i det følgende omtales under henvis-

ning til Fig. 8. Denne figur viser en transduserenhet 81 som f.eks. kan tilsvare transduseren 1 på Fig. 1 eller enheten 72

på Fig. 7, og videre en Rf-enhet .82 som er en nødvendig sender/mottager-anordning for høyfrekvente elektriske signaler til/fra enheten 81, samt et høypassfilter 83, en estimator eller syntetisator 84, en spektralanalysator 85 og en frekvensparameter-enhet 86. Disse enheter står under styring av en styre-enhet 88 som kan ansees å være innbefattet i kontrollenheten 71 på Fig. 7. Endelig viser Fig. 8 en billedskjerm 89

som kan være den samme som billedlager 75 og skjerm 76 på Fig. 7. Arrangementet på Fig. 8 er illustrert i en form som tillater forklaring av de nødvendige funksjoner.for bestemmelse av frékvensspektrum og -parametre uten å gå tilbake til Fig. 7. Disse funksjoner

med de tilhørende enheter og kretser vil forøvrig bli omtalt nærmere ved hjelp av en rekke av de følgende tegningsfigurer.

Foreliggende oppfinnelse innebærer seriell signalbehandling i dopplerprosessoren, bl.a. av den grunn at multidybde-måling med parallell signalbehandling ville kreve en separat sig-nalbehandlingsenhet for hver dybde og dermed voluminøs elektronikk.

Ved seriell signalbehandling utfører en filtreringsenhet høypassfiltrering på alle dybdene efterhvert som signalet kommer inn. Dette krever lagring av signalet og de metoder som hittil har vært presentert benytter digital lagring. Med dagens teknologi setter dette begrensning i signaldynamikk. Den foreliggende oppfinnelse benytter analog lagring på en spesiell måte slik at den nevnte dynamikkbegrensning ikke opptrer.

På grunn av lydstrålens bredde og lengden på utsendt puls, blir det oppnådd begrenset romlig oppløsning. Dette medfører at hvert dybdesampel inneholder et spektrum av dopplerfrekvenser. De metoder som har vært benyttet ved seriell signalbehandling for multidybde-målinger, har beregnet en form for midlere dopplerskift for hver dybde. Dermed har det ikke vært mulig å måle maksimale hastigheter. Den foreliggende metode foretar full spektralanalyse i alle dybder og på basis av dette ekstraheres en frekvens som tilsvarer maksimal hastighet i hvert volum.

Virkemåten av arrangementet på Fig. 8 skal forklares under henvisning også til signalforløp som vist på Fig. 9. Styre-enheten 88 gir tidssekvensielle styresignaler til de andre enhetene på Fig. 8. Den genererer bl.a. RF-pulser med avstand Tg som vist øverst (a) i Fig. 9. Disse pulser driver transduseren 81 og gir derved utsendt akustisk puls.

Den samme transduseren plukker opp tilbakespredt signal (b) som forsterkes i RF-enheten 82. I RF-enheten utvinnes ved blanding efter kjente metoder de såkalte kvadraturkomponentene til det mottatte signal, x^ft) ogYn(t), se c) resp.d) på Fig. 9. Disse komponenter defineres best matematisk. La det mottatte RF-signal fra puls n være

hvor t er løpende tid fra pulsutsendelsen og u)0 er RF-vinkel-

frekvensen til utsendt puls. x n(t) er den komplekse envelope til signalét og er gitt som

hvor i = J~- 1 er den imaginære enhet. Dette definerer x n (t) = Re (x n (t)} og y„ n (t) = Im {x n(t)}.

Xn°g yn <?iennom'?^r filtrering efter prinsipper kjent f.eks. fra radar og sonar (såsom i et signaltilpasset filter) før sampling som styres av sampel-kontrollsignalet (e, Fig. 9). Dette gir signalene *n(.£,)°9yn ( 5.) som vist ved f) og g) på Fig. 9, hvor 1=1, ..., L angir nummerering av dybdene. Høypass-filterenheten 83 opererer i synkronisme på disse signalene

for å fjerne reflekser fra vev.

2. 2. Høypassfilter.

Det grunnleggende prinsipp for en to-pols høypassfilter-enhet som kan utgjøre høypassfilteret 83, er vist mer detaljert i Fig. 10. Enheten består av to kondensatorbanker og C^-Kondensatorene kobles inn efter tur av multipleksere

styrt av dybdeadresser. Innkoblingstiden for et kondensatorsett for en dybde er Tc. 100 er

en forsterker og R^og R^er motstander. Når to kondensatorer for en dybde er innkoblet, virker systemet som et tilbakekoblet aktivt høypassfilter for denne dybden. Mens filteret arbeider på andre dybder, er kondensatorene for denne dybden frakoblet

og beholder sine ladninger inntil de igjen blir tilkoblet for denne dybden efter neste utsendte puls. Utgangen samples og holdes i en forsinkelse t efter at et kondensatorsett er kob-let inn. Forsinkelsen x tjener til å forbedre filterets transferfunksjon. Filterets funksjon for hver dybde beskrives ytterligere under henvisning til Fig. 11. Kondensatorene blir kob-let inn en tid T med avstand T .

c s

Filteret arbeider i den perioden Tchvor styresignalet er høyt. I resten av perioden holdes kondensatorverdiene. Filter-funksjonen kan derfor beskrives ved skjemaet på Fig. 12.

Siden filteret ikke observerer hva som skjer med inn-gangssignalet når bryterne er åpne, kan det foretas en tidskompresjon med en faktor -T /T på inngangen. Filteret vil da opptre som et kontinuerlig filter med sample/holde-krets på inngangen og sampling på utgangen. Hvis knekkfrekvensen for det kontinuerlige filter er f , blir knekkfrekvensen uten tidskompresjon for det samplede system

Filterets Q-verdi endres ikke av tidskompresjonen.

For å få to nullpunkt i frekvensresponsen for w = o, må t velges lik

A er forsterkning i filteret.

Flere to-pols filterseksjoner kobles i kaskade for å få høyere ordens respons. Det er da ikke nødvendig å foreta sampling av signalet mellom hver seksjon. For å redusere effekten av svitsjetransienter kan det være gunstig å foreta mellomsamp-ling av signalet efter et visst antall to-pols seksjoner, f.eks. efter 4 poler. Det må da foretas en tilsvarende forsinkelse mellom tilkobling av kondensatorene og sampling på utgangen som beskrevet ovenfor.

2. 3 Dopplersignal- syntetisator.

Efter høypassfiltrering som nettopp beskrevet, følger

på Fig. 8 syntetisatoren 84 som generelt er innrettet til syntese av et stasjonært Gaussisk signal ut fra bruddstykker av et annet foreliggende Gaussisk signal slik at de stokastiske egenskaper av det syntetiserte signal gitt ved autokorrela-sjon-funksjonen, approksimerer de stokastiske egenskaper til det foreliggende signal. Metoden kan som her med fordel an-vendes ved blodstrømsmåling basert på dopplereffekten for tilbakespredt ultralyd fra blod. Doppersignalet vil være et Gaussisk signal og ved regelmessige avbrudd i dopplermålingen for korte intervaller, vil det være behov for å erstatte det

direkte målte dopplersignal med et estimert signal, enten hele tiden eller deler av tiden.

Det syntetiserte signal som fremkommer ved den i det følgende beskrevne metode, vil kunne benyttes som estimat på basis av bruddstykker av det direkte målte signal.

Det forutsettes at det foreligger bruddstykker på lengde Trav Dopplersignalet fra den dybden det gjelder fra utgangen av høy-passf ilteret, med regelmessige intervaller slik som vist i

Fig. 13. Disse bruddstykker benyttes til å beregne koeffisienter i et filter som påtrykkes bredbåndet (tilnærmet hvit) støy. eller en annen hensiktsmessig eksitasjon, f-.eks. et pulstog. Utgangen av dette filteret er da et tilnærmet Gaussisk signal, og dette benyttes som syntetisk signal. Grunnstrukturen i syntetisatoren er illustrert i forannevnte Fig. 6.

De stokastiske egenskaper til et ikke-stasjonært Gaussisk signal er beskrevet av signalets autokorrelasjonsfunksjon R( t^, t^). Dersom signalet er stasjonært, blir denne en funksjon av t2- t^. Det kan da defineres et effektspektrum for signalet som Fourier-transformasjonen av autokorrelasjons-funksjonen.

For ikke-stasjonære signaler kan man beregne et korttidsspektrum over så kort tid åt signalet er tilnærmet stasjonært. Korttidsspektra for forskjellige utfall av samme prosess-ensemble og i samme tidsintervall vil være noe ulike på grunn av stokastisk usikkerhet i spektralestimeringen. Det kan foretas ensemblemidling over alle korttidsspektrene og dette vil gi hastighetsfordelingen i observasjonsvolumet foldet med det spektralvindu sem benyttes og blodets transittidsvindu gjennom observasjonsvolumet.

Her skal først beskrives hvordan man kan syntetisere et stasjonært Gaussisk signal med tilnærmet samme spektrum som et gitt stasjonært Gaussisk signal, ut fra et bruddstykke av det. gitte signal. Blokkskjema for en syntetisator som gjør dette, er vist i Fig. 14 for et reelt signal. N sample*-" av signalet veies med en veiefunksjon w^(n) slik at man får koeffisientene a^ in) = xi(n)-wf(n) (13a)

Dette er illustrert i Fig. 15. Veiefunksjonen er av samme type som benyttes ved spektralestimering for å redusere sidelobe-nivået og kan f.eks. være et Hamming- eller Hanning-vindu. Den benyttes her for å redusere sidelobe-nivået i spektret til det syntetiserte signal.

Koeffisientene a. (n) benyttes i et transversalt filter som påtrykkes bredbåndet (tilnærmet hvit) støy v(n), som vist i Fig. 14. % x(n) er det syntetiserte signal. z -1 indikerer lagring og forsinkelse av signalet på ett skritt i n. v(n) kan være bredbåndet (tilnærmet hvit) Gaussisk støy, men bredbåndet binær støy eller annen eksitasjonskilde kan også benyttes hvis filteret har mange koeffisienter som beskrevet ovenfor. På grunn av sentral-grense-teoremet vil x(n) da bli tilnærmet Gaussisk. Dette har den fordel at man i filteret bare får multiplikasjon med - 1, og forsinkelsene kan utføres av datavipper eller digi-tale skiftregistre. Effektspekteret til det syntetiserte signal er

hvor F{ } indikerer Fourier-transformasjonen, W^(tu) er Fourier-transformasjonen til w,,G er effektspekteret til x og<*>indikerer foldning i frekvensplanet. Koeffisientene som er gitt ovenfor, kan også endres gjennom visse typer lineær transforma-sjoner (all-pass-operasjon) uten at effektspekteret i det syntetiserte signal endres. Dette kan ha den fordel at filterets impulsrespbns gjøres symmetrisk slik at en reduserer antallet multiplikasjoner til det halve, men det har også den ulempe at det må utføres en lineær transformasjon på koeffisientene først.

Syntese av komplekse Gaussiske signaler kan foregå på samme måte. Xj_ (n) består da av en reell og en imaginær del. Koeffisientene a^(n) vil tilsvarende få en reell og en imaginær del og for reell støy v vil man få et komplekst syntetisert

<\,

signal x(n) . Dersom det benyttes kompleks støy, vil korrelasionseaen-skapene til x(n) ligne mer på dem til et Dopplersignal.

En syntetisator f.or et ikke-stasjonært komplekst signal er vist i Fig. 16. Bruddstykker av det opprinnelige komplekse Gaussiske signal Xj_ (n) foreligger som vist i Fig. 13. Syntetisatoren er essensielt av samme type som den vist i Fig. 14

for stasjonære signaler, men filterkoeffisientene blir her tids-variable. Tidsvariasjonen i koeffisientene må beregnes på grunnlag av flere bruddstykker av Xj_ (n) . Dette kan gjøres på flere måter og Fig. 16 illustrerer en metode som er anvendbar for ultralyd-dopplersignaler fra blod. Karakteristisk for sli-ke signaler er at båndbredden varierer forholdsvis langsomt mens maksimal frekvens endres hurtigere.

For hvert bruddstykke x^ (n) beregnes en karakteristisk spektral parameter u^i blokk 161, mens bruddstykket lagres i blokk 162. o)j_ kan f.eks. være maksimalt, midlere eller roten av midlere kvadratisk vinkelfrekvensskift. Siden båndbredden til signalet varierer langsomt, vil forskjellen mellom maksimalt og midlere vinkelfrekvensskift variere langsomt. Begge kan derfor benyttes med samme resultat, bortsett fra når det i dopplersignalet finnes rester av signal fra vev som beveger seg. Da er det maksimale vinkelf rekvensskift å foretrekke fordi dette vil på-virkes lite av signalet fra vev.

Det lagrede bruddstykket, x.^(n), multipliseres så i blokk 163 med e<iaJ;i->n som genereres i blokk 164. Ved dette flyttes spektret av x^ (n) ned rundt null (i det følgende kalt basisbåndet), og en får fjernet endringen i korttidsspektret gitt av u)^. Den komplekse multiplikasjon kan utføres som i Fig. 17. Resultatet multipliseres så med en vindusfunksjon (n) i blokk 165, på samme måte som i Fig. 15. Dette danner filterkoeffisienter for syntese av et signal som ligger i basisbåndet, på samme måte som vist i Fig. 14.

I Fig. 16 er det illustrert to filtre 166 og 167 for syntese av signalet i basisbåndet. Koeffisientene lastes inn i de respektive filtre for annet hvert bruddstykke av det opprinnelige signal. Utgangen av filtrene veies med veiefunksjoner ved 168 og 169 som illustrert på Fig. 18. Dette gjør at bi-draget efter summasjonen fra de to filtrene 166 og 167 blir null når endringen av koeffisienter i vedkommende filter skjer. På grunn av den gradvise endringen i vindusfunksjonen vil en få en gradvis overgang fra at det syntetiserte signal er gitt av koeffisientene fra ett bruddstykke til det er gitt av koeffisientene for neste bruddstykke. I Fig. 18 er det vist vinduer med lineært økende flanker, men andre vinduer kan benyttes, f.eks. Hamming-vindu o.l. Vinduene må være null når inn-lesning av koeffisienter i vedkommende filter foregår. Denne tiden kan dog gjøres meget kort(^l-5us).

På basis av de karakteristiske vinkelfrekvenser Wj_ for flere bruddstykker av det opprinnelige signal, estimeres en kontinuerlig variabel vinkelfrekvens w(n) i blokk 171 på Fig. 16. Signalet i basisbåndet efter blokk 170 multipliseres så i blokk 173

, iw(n)n , ,„„

med e generert i blokk 172. Ved dette flyttes spekteret

fra basisbåndet til det aktuelle området.

En enkelt metode for estimering av w(n) er ved lineær interpolasjon mellom u±og Den kan også dannes ved filtrering av en rekke verdier av wi, siden endringen i karakteristisk vinkelfrekvens er båndbegrenset.

Ved dannelse av w(n) ved lineær interpolasjon mellom w

og må man forsinke innlesningen av koeffisientene i filtrene 166 og 167 med ett trinn slik at coi + 1 foreligger når man lastex inn koeffisientene fra xi(n). Dette gir en forsinkelse mellom syntetisert signal og opprinnelig signal, og anvendelsen avgjør hvorvidt dette kan tolereres.

En forenklet estimator kan også benytte bare ett filter istedenfor de to filtre på Fig. 16. Ett forslag til veiefunksjon for dette tilfellet er vist i Fig. 19.

2. 4 Spektralanalyse.

Betraktes nå igjen Fig. 8 fremgår det at syntetisatoren

84 efterfølges av en analysator 85 for spektralanalyse av signalet. Det beregnes -fullt effektspektrum av dopplersignalet for hver dybde. Til dette kan benyttes chirp-z-algoritmen, men andre algoritmer, f.eks. FFT-algoritmen, kan også benyttes. Chirp-z-algoritmen er beskrevet for en dybde i blokkskjemaet i Fig. 20. Den består av en premultiplikasjonsdel 201 og en filtreringsdel

202. Filtreringen utføres av transversale filtre som foreligger kommersielt for 64 punkts og 256 punkts kompleks transform [1 ]. Effektspekteret dannes da som

hvor k er nummer på spektrallinje.

For de fleste praktiske formål kan man like gjerne benytte

Anvendelse av chirp-z-algoritmen til beregning av effektspektrum for flere dybder kan gjøres på flere måter hvorav to skal beskrives her.

Den første er angitt i Fig. 21. Samplene av kvadraturkomponentene xn(^) og vn(^) fødes inn på en premultiplikator

201 som beskrevet i Fig. 20. 1 = 1, ..., L angir dybde nummer og n angir nummer på utsendt puls. N er antall frekvenspunkter i analysatoren. De samme enhetene i multiplikatoren behandler

alle dybdene etterhvert som signalet mottas (seriell signalbehandling) , og sin^n , cos^n skifter verdi ved hver utsendt puls. Efter premultiplikasjonen kobles hver dybde til separate filterenheter 211 ved multiplekserne Mux 1 og Mux 2. Efter filterenhetene kobles signalet fra alle dybdene sammen

på seriell form med multiplekserne Mux 3 - Mux 6.

Den andre metoden angitt i Fig. 22. Kvadraturkompo-nent-samplene xn(£)/digitaliseres og leses inn i et digitalt lager 221. Tidssampler av signalet fra hver dybde leses hurtig ut efter tur og analyseres av en enkeldybde-cnir<p->z-transformasjon 222 som beskrevet i Fig. 20. På denne måten får man en fullstendig seriell analyse av signalet. En hurtig FFT-prosessor kan benyttes istedenfor chirp-z-algoritmen.

2. 5 Bestemmelse av maksimalt og midlere dopplerskift.

Endelig foretas det ifølge Fig. 8 en bestemmelse av maksimalt og midlere dopplerskift (frekvens) i den blokk som er betegnet frekvensparameter-enhet 86. Spektralanalysatoren 85 antas å presentere spektret for de ulike dybdene serielt i tid som vist prinsipielt i Fig. 23. Signalet ZRLS (zero line syne) er korte pulser som angir null-linje og også skille mellom dybdene, f ser dopplermålingens pulsrepetisjonsfrekvens. Positive dopplerskift for hver dybde går fra 0 og oppover,

mens negative dopplerskift går fra f sog nedover som antydet i Fig. 23 for dybde l.

Det er ønskelig å ekstrahere maksimalt dopplerskift sva-rende til maksimal hastighet i observasjonsvolumet, da dette gir interessant klinisk informasjon. I det følgende- beskrives hvordan dette kan gjøres ut fra et spektrum dannet på basis av så kort utsnittav signalet (f.eks. 3 ms) at blodstrømmen er tilnærmet stasjonær i denne tiden (i det følgende kalt korttidsspektrum).

Et typisk korttidsspektrum for et direktivt dopplersignal fra en enkelt dybde er vist i Fig. 24. Spekteret består av signal fra

blod og støy med et relativt flatt nivå. Det finnes både positive signalfrekvenser (hastigheter mot transduseren) og negative signalfrekvenser (hastigheter fra transduseren). Siden spektret er tatt over kort tid vil det inneholde tilfeldige variasjoner rundt en middelverdi som er signalets effektspektrum.

Moderne frekvensanalysatorer basert på FFT (Fast Fourier Transform), eller chirp-z-transformasjon, arbeider med sampler av signalet. f i Fig. 24 er. analysatorens samplingsfrekvens. Analysatoren 85 (Fig. 8) gir ut et sett diskrete spektrallinjer som nummereres med k. For å forenkle figurene er spektrene tegnet kontinuerlig som en interpolasjon mellom de diskrete spektrallinjene. Ved pulsede dopplermålinger kan f smed fordel velges lik dopplermålingens pulsfrekvens. Ved et slikt samplet system vil spekteret repeteres periodisk rundt multipla av fs (positive og negative). For vårt formål er det fordelaktig å benytte området fra 0 til f som vist i Fig. 25. Analysatoren gir ut diskrete frekvenssampler G, K fra 0 til f S som funksjon

av tiden. Positive frekvenser går fra 0 og oppover mens negative frekvenser går fra f og nedover.

Dersom positive og negative frekvenser blir for store, vil det bli sammenblanding mellom dem. Det vanlige krav til samplede systemer for å unngå dette er at

<lf>maxl<<>V<2>(16)

Ved pulset doppler foreligger bare sampler av dopplersignalet med frekvens f sog lign. (16) gir derved den øvre grense som vanligvis oppnås ved pulset doppler.

Man ser likevel fra Fig. 25 at ved direktiv spektralanalyse av dopplersignalet kan kravet stilles noe løsere som

fM - f < f (17)

ø n s

hvor f er maksimalt øvre dopplerskift mens fn er maksimalt, nedre dopplerskift som vist i Fig. 24. Dersom man f.eks. har bare positive frekvenser kan det da måles dopplerskift opp til f og tilsvarende negative dopplerskift ned til -fg ved bare negative frekvenser. Hvis man følger utviklingen fra lave hastigheter over tid og lign. (17) er oppfylt, er det faktisk ingen grense på størrelsen av den hastigheten som kan måles.

Da frekvenskomponenter som passerer f kommer igjen ved 0 og forutsatt at ligning (17) er oppfylt, kan man holde orden på hvor mange ganger f passeres.

Ved hjelp av den her beskrevne metode vil man automatisk kunne detektere flanker i spekteret og derved automatisk bestemme skillet mellom positive og negative dopplerskift. Derved blir det lign. (17) som er gyldig for maksimalt tillatt dopplerskift istedenfor lign. (16).

I spekteret som vist i Fig. 25 er det to nedre flanker

NI og N2, og.to øvre flanker 01 og 02. Anta at det laveste området fra NI til 01 er bestemt som positive dopplerskift, mens det øvre område fra N2 til 02 er bestemt som negative doppler skift. Det kan da defineres en maksimal positiv flanke f p = 01 og maksimal neg3 ativ flanke f n = N2. En skille-frekvens mellom positive og negative frekvenser velges da mellom disse, f.eks. som

Man vil da ha positive frekvenser fra 0 til f^og negative frekvenser fra f til f ^. Dette kan benyttes for orga-nisering av fremvisning av spekteret slik at positive dopplerskift blir vist på positiv side av null-linjen mens negative dopplerskift blir vist på negativ side av null-linjen, og det kan derved vises positive dopplerskift opp til N2 og tilsvarende negative dopplerskift ned til 01.

For bestemmelse av flankene kan det benyttes to nærlig-gende frekvensvinduer Fl og Fil som vist i Fig. 26. I figuren er disse vinduene plassert helt inntil hverandre, men de kan også ha en viss avstand, eventuelt overlappe hverandre. Effektspekteret summeres da over disse vinduene slik at man får

hvor K er nummeret på spektral-linjen i høyre ende av Fil.

H( ) er en ulineær funksjon som kan formes for å forbedre flankedeteksjonen. En typisk form på H( ) er vist i Fig. 28. Kurven består først av et dødbånd 281 for undertrykkelse av støyen og derefter velges en passende form 282 for fremheving av flanker. Ved kontinuerlig spektrum må summene erstattes av integraler og en kan også tenke seg en amplitudeveining av effektspekteret over vinduet hvis praktisk erfaring skulle vise at dette er å foretrekke for flankedeteksjonen.

Vinduene flyttes fra null mot f slik at skillelinjen beveger seg fra 0 til f . Samtidig registreres når forholdet skifter fra<<>a til >a. Dette gir nedre flanker i spekteret, a er en konstant <1 som bestemmes ut fra laveste signal til støyforhold hvor man vil detektere flanker. Den aktuelle flanke bestemmes da som slik som illustrert i Fig. 29. D er innført fordi et korttidsspektrum alltid har begrenset flankesteilhet og man må tillate en del effekt i PI for å få en sikker deteksjon av flanken. D må da velges avhengig av a for at N skal komme på et fornuftig sted.

Øvre flanker i spekteret finnes ved at en registrerer

der forholdet

skifter fra >a til <a.

Den aktuelle flanken bestemmes da som

som antydet i Fig. 29, hvor D har samme funksjon som i lign. (21).

Ytterligere forbedret støyundertrykkelse kan skje ved at PI og Pil gjennomgår monotone avbildninger f og

f 2 ( •) hvor f.eks. f-^(x) er essensielt lik ax, men kan ha et død-bånd for x<x1 og f (x) er essensielt lik x, men kan settes til en stor fast verdi for x > x^som antydet i Fig. 32. Dette siste

hjelper til å unngå deteksjon av lokale flanker i korttidsspekteret som skyldes tilfeldige variasjoner på grunn av det korte utsnittet av signalet som spekteret er beregnet på grunnlag av.

Nedre flanker bestemmes ved at forholdet

skifter fra < 1 til >1. Øvre flanker bestemmes ved at forholdet

skifter fra > 1 til < 1.

For at midtpunktet mellom frekvensvinduene skal kunne flyttes over hele området fra 0 til f s, må man mate

K2nuller på slutten av spekteret efter f . Det er derfor nødvendig med et opphold på minst K~spektrallinjer mellom presentasjon av påfølgende spektra som vist i Fig. 30. Signalet ZRLS (zero line syne) er korte pulser som indikerer null-linje. Fig. 31 viser et elektronisk system som bestemmer flan- • kene i spekteret. Dette er et eksempel og metoden kan f.eks. programmeres i en mikroprosessor. De diskrete spektrallinjene fra 0 til f s med K„ i nuller addert, beskrives av et binært tall K. Denne gir adresse til spektrallin jene i anordningen pa

Fig. 27 og derved adressen til høyre punkt i vindu Fil

(Fig. 26). Øvre flanker finnes ved å sample K - (K2~D) når forholdet i lign. (25) går gjennom 1 som beskrevet ovenfor. På samme måte bestemmes nedre flanke ved å sample K-(K2+D) når forholdet i lign. (24) går gjennom 1 i samsvar med lign. (21) og (23). Adressene samples av blokkene LATCH 323-26 og adresse-endringen skjer i blokkene 327-28, Fig. 31.

PI og Pil klokkes kontinuerlig inn i ROM-enhetene 301-304, Fig. 31. Disse representerer ulineære funksjoner f^ og f2som illustrert i Fig. 32. Komparatorutgangen i blokk 305

vil gå høy når forholdet i ligning (25) skifter fra >1 til <1. Utgangen vil derfor gå høy ved øvre flankedeteksjon. tilsvarende vil komparaturutgangen i blokk 306 gå høy når forholdet i lianing (24) skifter fra <<1 til >1.

Normalt vil man ha tre ulike situasjoner som vist i Fig.

33. Man skal først se på situasjonen i Fig. 33c hvor det er to nedre (Ni og N2) og to øvre (01 og 02) flanker. Når man begynner å analysere et spektrum, kommer en puls i ZRLS som vist i Fig. 30. Denne setter vippen 313 (Fig. 31) som åpner for deteksjon av første nedre flanke, og når komparator 306 går høy, rutes signalet gjennom 318 til LATCH 326 som sampler K-(K2+D). Denne gir derved nedre flanke NI. Samtidig settes vippen 322 slik at kontrollsignalet CO går høyt og forteller at første nedre flanke er samplet. Gjennom en kort forsinkelse gitt av blokk 314 resettes vippe 313 og dette forhindrer at nye verdier samples inn i LATCH 326. Samplepulsen ut fra

318 setter også vippe 309 som dermed åpner for deteksjon av første øvre flanke 01. Når utgangen av komparator 305 går høy, samples K-(K2-D) i LATCH 324 og dette gir 01. Cl går høy ved at vippen 320 settes og dette forteller at 01 er detektert, og efter en kort forsinkelse i blokk 310 resettes vippe 309 og sperrer for flere samplinger i LATCH 324. Pulsen ut fra 316 setter også 311 som åpner for deteksjon av andre nedre flanke N2 i blokk 325. Når N2 detekteres, settes vippe 307 som åpner for deteksjon av neste øvre flanke 02.

Når alle fire flanker er detektert, vil alle bits i kontrollordet CO ... C3 være høye som vist i Fig. 33c. Dersom det er bare to flanker som i Fig. 33a, b vil bare CO og Cl være høye mens C2 og C3 er lave. Kontrollordet forteller hvilken situasjon man har og indikerer feilsituasjon hvis det viser andre verdier enn det som er vist i Fig. 33.

Vippene 307, 309, 311, 313 benyttes til å åpne og sperre for deteksjon av de aktuelle flanker slik at NI, 01, N2, 02 føl-ger i rekke og at bare første deteksjon av en flanke er gyldig.. Dette er gjort for å redusere uheldige virkninger av lokale flanker i korttidsspekteret.

Efter flankedeteksjonen må man sortere ut hvilke flanker som gir maksimal positiv og maksimal negativ frekvens. På grunn av spekterets periodisitet vil f.eks. økende positive frekvenser som passerer f skomme igjen over 0 og tilsvarende min-kende negative frekvenser som passerer 0 komme igjen under f s. Ved å telle opp hvor mange ganger spekteret passerer 0 eller f kan man følge maksimale dopplerskift uten begrensning så lenge ligning (17) er oppfylt. På grunn av periodisiteten er 0 og f ekvivalente frekvenser og istedenfor å organisere spekteret fra 0 til f som ovenfor, kan man uten begrensninger organisere spekteret fra -A til -A + f , hvor A kan velges fritt.

For å forenkle beskrivelsen velges A=0 uten å innskrenke gene-raliteten.

Det spekteret som oppnås, kan ha tre typiske former som antydet i Fig. 33. Karakteristisk for Fig. 33a og b er at man har bare to flanker mens det i Fig. 33c finnes fire flanker.

I Fig. 33b dekker spekteret hele båndet med unntak av et område rundt 0 og f som er fjernet av høypassfilteret. Dette indikerer at ligning (17) ikke er oppfylt og at det foreligger frekvensflertydighet (aliasing). I det følgende diskuteres de tre situasjoner systematisk:

Situasjon I

Spekteret i Fig. 33a kan enten vise positive dopplerskift fra 0 til 01 eller negative dopplerskift fra f til Ni. Det må da først avgjøres om dette er positive eller negative dopplerskift. Dette kan f.eks. gjøres ved å følge utviklingen som funksjon av tiden fra lave dopplerskift og utnytte det forhold at hastigheten er kontinuerlig i tid. Ved den her om-handlede multidybde-dopplermåling kan utviklingen følges som funksjon av dybden fra lave dopplerskift og benytte det forhold at hastigheten er kontinuerlig som funksjon av dybden. Dersom man har positive frekvenser, vil det foreligge en positiv maksimal frekvens

hvor m er et positivt helt tall som angir hvor mange ganger spekteret har passert f . Merk at når spekteret passerer fg oppover, vil det komme igjen rundt 0 på grunn av periodisiteten i spektralanalysen. Ved å følge spektralutviklingen over tid er det da som nevnt ovenfor ingen grense på størrel-sen av de dopplerskift som kan måles ved pulset dopplermåling sålenge ligning (17) er oppfylt og dopplerspekteret flytter seg mindre enn f s mellom påfølgende spektra. Merk at f sher er pulsrepetisjonsfrekvensen til de utsendte dopplerpulser såvel som spektralanalysatorens båndbredde.

Når spekteret passerer f , vil deler av det komme igjen over 0 mens en del finnes like under f . På grunn av dopplerinstrumentets høypassfilter blir det fjernet et bånd rundt 0 og f , og spekteret får da fire flanker. Denne situasjonen er nærmere beskrevet nedenfor.

Når f har nådd sin maksimale verdi og begynner å fal-+max

le, må m dekrementeres hver gang spekteret passerer 0. Det kan også oppstå en situasjon hvor ligning (17) er bare oppfylt en del av utviklingsfasene. Når forutsetningen ifølge lig-ningen brytes, kan f.eks. verdien av m holdes inntil spekterets båndbredde igjen tilfredsstiller ligning (17). For å fjerne feilsituasjoner i tellingen av m settes m = 0 hvis doppler-

signalet forsvinner.

Det kan være hensiktsmessig å definere en maksimal positiv flanke

og en minimal negativ flanke

Skillet mellom positive og negative frekvenser settes da mellom disse f.eks. ved ligning (18).

Ved negative dopplerskift settes

hvor m her er et negativt heltall som angir antall ganger spekteret har passert 0 nedover. Man setter da tilsvarende en maksimal positiv flanke ved og minimal negativ flanke

f sk , defineres da mellom f p og ^ f n som ovenfor,

Dekrementering ^ av I ' m' l må foretas når I 1 f -max1I begynner å avta og m settes til null når dopplersignalet forsvinner, tilsvarende som for positive dopplerskift.

Situasjon II

Ved situasjonen i Fig. 33 ligger Ni og 01 ved knekkfrekvensen i dopplerinstrumentets høypassfilter. I denne situasjonen opptrer frekvensflertydighet som det ikke kan korrigeres for. Ved kontrollordet 0011 må man derfor sjekke avstanden fra 0 til NI og 01 til fg for å avgjøre hvorvidt man har aliasing. Hvis ikke, foreligger den første situasjon og det må avgjøres hvorvidt man har positive eller negative dopplerskift og så benytte ligning (26) eller (29). Hvis man har aliasing, er det ikke mulig å bestemme en maksimal frekvens. Hvis man har |m|>0 under situa-sjon I og HI når dette opptrer, kan verdien av m holdes til ligning (17) igjen er oppfylt. Det bør gis separat melding om at situasjon II opptrer. Dette kan f.eks. gjøres ved å sette ut en bestemt fargekode i det todimensjonale dopplerbildet for de punkter det gjelder.

Situasjon III

Situasjonen i Fig. 33c kan teoretisk forekomme på tre

måter

i) A33 representerer moderate positive og B33 moderate negative dopplerskift.

ii) A33 representerer store negative og B33 store positive dopplerskift. I praksis forekommer ikke store positive og store negative dopplerskift med ad-skilte spektra samtidig. Derfor kan man ekskludere dette tilfellet som teoretisk.

iii) Dersom man har situasjonen i Fig. 33a og hastigheten øker slik at maksimal frekvens passerer f eller 0, vil man på grunn av periodisitet få et spektrum som vist i Fig. 33c. Dopplerinstrumentets høypassfilter vil fjerne frekvenser rundt 0 og f sslik at man får fire flanker.

Ved situasjon i) får man

fgkdefineres da som ved ligning (18) hvor f = 01 og f^ = N2.

Situasjon ii) er praktisk uinteressant. For å avgjøre hvorvidt man har situasjon iii) kan man følge utviklingen av situasjon 33a som funksjon av tiden fra lave hastigheter.

For det aktuelle multidybde-instrument kan utviklingen følges som funksjon av dybden fra lave hastigheter. Hvis det da i ett tidspunkt (dybde-punkt) foreligger et spektrum av type 33a og i det neste type 33c, kan det sluttes at man har situasjon iii). Man har også situasjon iii) så lenge spekteret er i ferd med å passere m f slik at man får spektra av formen i Fig. 33c. Når spekteret har passert fg, er man igjen over i situasjon I. Man setter da ved positive dopplerskift

m er et helt tall som forteller hvor mange ganger 01 har passert f .

s

Ved negative dopplerskift fåes

hvor m her er et negativt helt tall som forteller hvor mange ganger Ni har passert 0 nedover. Som under situasjon I må |m| dekrementeres når dopplerskiftet begynner å avta, og resettes til 0 når dopplersignalet forsvinner.

Fra f og^'f -maxkan det være interessant å fremstille +max -max

bare den som har størst absolutt verdi

Ved å benytte den m som er bestemt ovenfor, kan det korrigeres for frekvensflertydigheten ved fremvisningen av spekteret. I situasjon I kan f.eks. dette skje ved å addere m f til frekvenskoordinaten både for positive og negative frekvenser. I situasjon III-iii) kan man ved positive frekvenser addere m f s til frekvenskoordinaten for f^<<><f>gk og (m-l)f S for f, K > f SK, og tilsvarende ved negative frekvenser addere m fg for f^ > f S, K og (m+l)fsfor f^. <fsk>Korreksjon for frekvensflertydigheten for midlere dopplerskift f kan foretas ved

o

Man kan også fremstille midlere dopplerskift for positive og negative frekvenser separat.

Situasjon I - positive dopplerskift

Situasjon I - negative dopplerskift

f+= 0

Situasjon II

På grunn av aliasing (frekvensflertydighet) er midlere og maksimalt dopplerskift ukjent og melding om dette gis.

Situasjon III - i)

Situasjon III - iii) - positive dopplerskift Situasjon III - iii) - negative dopplerskift

Ved lavt signal/støy-forhold kan det være vanskelig

å bestemme fg^-For beregning av f kan man da sette<f>s* V<2>-

Metoden som benyttes til bestemmelse av maksimalt dopplerskift, forutsetter at det er dødtid mellom presentasjonen av hvert spektrum. For å oppnå dette må det benyttes parallellanalyse som f.eks. er antydet i Fig. 34 hvor det er benyttet to enheter ifølge Fig. 31. Det er interessant å benytte enkeltbrikke-mikroprosessorer til å utføre beregningene. Beregningstiden vil da bli så lang at det må benyttes flere

enn to parallelle enheter 300 og 300' som vist. Ut fra enhetene vil man få maksimalt dopplerskift, f og et skille mellom positive og negative frekvenser f^, som beskrevet ovenfor. f ^ er antydet i Fig. 23 for dybde l.

Det kan gjøres avbrudd i dopplermålingene i begrensede tidsintervaller uten at dette gir merkbar forstyrrelse av presentasjonen av dopplerspektrum, kurver for maksimalt og midlere dopplersignal samt hørbart signal for de dybder man har valgt for fremvisning av spekteret som funksjon av tiden. Avbruddsperioden kan bl.a. benyttes til dannelse av todimensjonalt ekkoamplitudebilde som beskrevet i norsk patentsøknad nr. 82.1245.

Efter avbruddsperioden må man tillate en viss tid for innsvingning av høypassfilteret før refleksene fra vev er fjernet (se Fig. 35). Efter dette kan dopplersignalet analyseres .

Dopplerspekteret sammen med maksimalt og midlere dopplerskift som funksjon av dybden, kan fryses i fremvisningsen-heten under avbruddsperioden. Av denne grunn er det tilstrekkelig å ta opp N sampler av dopplersignalet for analyse som er nødvendig for å danne nytt dopplerspektrum med ønsket nøy-aktighet. Typiske verdier av N kan være 16, 32, 64, 128. Efter dette er det klart for nytt avbrudd. Ofte, f.eks. ved chirp-z-transformasjon ved bruk av "Bucket Brigades", vil det være definert i elektronikken (hardware) hvor mange sampler av dopplersignalet spektralanalysatoren trenger for å beregne et spektrum. Man kan da erstatte manglende signalsampler med nuller til man får tilstrekkelig med verdier for ' analysatoren.

N kan da velges valgfritt mindre enn det antall analysatoren i utgangspunktet forutsetter.

Normalt vil avbruddene foregå regelmessig. Ved dette får man samplene av dopplerspekteret ved visse tidsintervaller. Disse samplene kan benyttes til å fremstille dopplerspekterets utvikling som funksjon av tiden for utvalgte dybder slik det er omtalt foran. Dersom avbruddsintervallene blir lange, kan spektrene endre seg mye mellom hvert sampel. Det kan da være aktuelt med interpolasjon mellom samplene i avbruddsintervallene.

Som beskrevet er det videre nyttig å presentere dopplersignalet hørbart i utvalgte dybder. Avbruddene i dopplermålingen vil forstyrre det hørbare signalet. Dette kan av-hjelpes ved å erstatte dopplersignalet med et estimat enten hele tiden eller i deler av tiden som beskrevet ovenfor.

Siden analysedelen av instrumentet bare trenger N sampler av dopplersignalet, kan tiden med direkte måling av dopplersignalet gjøres kort i forhold til avbruddsperioden ved bruk av en syntetisator ifølge Fig. 6. Det er da å foretrekke å presentere det syntetiske dopplersignal hele tiden. Filterkoeffisientene beregnes da på grunnlag av N dopplersampler mellom visse tidsintervaller, f.eks. som også beskrevet ovenfor for en dybde. Koeffisientene kan da tillates å variere som funksjon av tiden slik at man får glatte endringer i spekteret til det syntetiserte signal. Dette spekteret kan da benyttes som en interpolert versjon av det samplede dopplerspektrum for presentasjon som funksjon av tiden for de ut valgte dybder.

Claims (13)

1. Fremgangsmåte til undersøkelse av et blodsystem i levende biologiske strukturer, f. eks. en hjertef unks jon-, ved blodstrøm-hastighetsmåling basert på doppler-prinsippet, med presentasjon i sann tid på en katodestrålerør-skjerm eller lignende billedskjerm, karakterisert ved at det utsendes en pulset ultralydstråle som sveipes i to eller flere.dimensjoner gjennom det område av den biologiske struktur som ønskes undersøkt, at det tilbakespredte ultralydsignal samples i et antall dybdepunkter langs hver stråleretning for de utsendte ultralydpulser, at det for hver dybde og stråle - retning ved hjelp av doppler-prinsippet bestemmes en hastighetsparameter for blodstrømmen, og at hastighetsparametrene fra he-le undersøkelsesområdet innleses i et billedlager, hvorfra de gjentatt utleses for kodet presentasjon på billedskjermen, samt at det ved syntetisering ut fra det tilbakespredte signal fra ett eller flere utvalgte punkter i undersøkelsesområdet, dannes et estimat av manglende dopplersignal i disse punkter mens det måles i andre punkter, for bestemmelse av signalets frekvensspektrum eller en frekvensparameter, f.eks. maksimal frekvens, som samtidig presenteres som funksjon av tiden på den samme eller en annen billedskjerm.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at avbildningen av hastighetsparametrene kombineres med en i og for seg kjent ekkoamplitudeavbildning av den biologiske struktur ved tidsdeling mellom dopplermåling og amplitude-avbildning, idet billedinformasjon fra ekkoavbildningen innleses i billedlageret og presenteres på billedskjermen ved kombinasjon med hastighetsparameterbildet på i og for seg kjent måte.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved at estimat-signalet fra de utvalgte dybder . presenteres hørbart.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 1, 2 eller 3, karakterisert ved at hastighetsparameteren er blodstrøm-mens maksimale hastighet i hvert målepunkt (observasjonsvolum).

5. Fremgangsmåte ifølge krav 1, 2 eller 3, karakterisert ved at hastighetsparameteren er blodstrømmens midlere hastighet i hvert målepunkt (observasjonsvolum).

6. Fremgangsmåte ifølge et av kravene 1-5, karakterisert ved at ultralydstrålen sveipes kontinuerlig over det område som undersøkes.

7. Fremgangsmåte ifølge et av kravene 1-6, karakterisert ved at den kodede presentasjon av hastighetsparametrene skjer i form av en gråtone-skala.

8. Fremgangsmåte ifølge et av kravene 1-6, karakteris, ert v ed at den kodede presentasjon av hastighetsparametrene skjer i form av en farveskala.

9. Fremgangsmåte ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at bestemmelsen av hastighetsparameteren skjer på grunnlag av en spektralanalyse av signalet .

10. Anordning for utførelse av fremgangsmåten ifølge krav 1, omfattende en ultralydtransduseranordning med tilhørende sender/mottager-anordning og i det minste en billedskjerm, karakterisert ved en dopplerprosessor for sampling av det tilbakespredte signal i et antall dybdepunkter langs hver stråleretning for bestemmelse av den nevnte hastighetsparameter, en syntetisator for dannelse av det nevnte estimat for be regning av det nevnte frekvensspektrum, eventuelt frekvensparameter som funksjon av tiden i det eller de utvalgte punkter, et billedlager, og en kontrollenhet for styring av dopplerprosessoren og billedlageret slik at hastighetsparametrene fra hele undersøkelsesområdet blir inn-lest i billedlageret for gjentatt utlesning og presentasjon på en billedskjerm, og det nevnte frekvensspektrum eventuelt frekvensparameter i det eller de utvalgte punkter, samtidig presenteres som funksjon av tiden på den samme eller en annen billedskj erm.

11. Anordning ifølge krav 10, karakterisert ved at den omfatter en ekkoprosessor til i og for seg kjent ekkoamplitude-avbildning av den biologiske struktur, hvilken ekkoprosessor er innrettet til under styring av kontrollenheten i tidsdeling med dopplermålingen, å innlese billedinformasjon i billedlageret for presentasjon på den nevnte ene billedskjerm i kombinasjon med hastighetsparametrene .

12. Anordning ifølge krav 10 eller 11, hvor dopplerprosessoren omfatter et høypassfilter for fjernelse av tilbakespredte signalkomponenter som skyldes vevstrukturer etc , karakterisert ved i det minste én kondensator-bank som inneholder et antall kondensatorer innrettet til efter valg ved elektronisk svitsjing å innkobles som høypassfilterets seriekondensator(er), hvilket antall kondensatorer i kondensa-torbanken er innrettet for separat adressering og innkobling av de enkelte kondensatorer i overensstemmelse med de nevnte dybdepunkter, en innretning til tasting av utgangssiden av høypassfilteret med en liten tidsforsinkelse (x) i forhold til innkoblingen av de enkelte kondensatorer, og en analysator anbragt efter høypassfilteret for bestemmelse av det tilbakespredte signals frekvensspektrum i hvert dybdepunkt til beregning av frekvensparameteren, fortrinnsvis maksimal eller midlere frekvens.

13. Fremgangsmåte ifølge krav 1, 2 eller 3, karakterisert ved at hastighetsparameteren er blodstrømmens spektrale bredde.