JPS6034434A - 生体類の循環系の血流速の多次元流れマップを生成する装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は陰極線管スクリーンまたは同様な表７Ｊ＜ス
クリーン上の実時間表示と共に、ドゾラー原理に基づく
血流速度の測定を用いて、生きている生物構造内の血液
系１例えは心臓機能を調査する方法および装置に関する
ものである。

かくて要するに、本発明はスクリーン上に血流速度界の
二次元または多次元像が作られるように、血液からの後
方散乱超音波信号に及ばずドプラー信号を利用すること
に向けられている。血流速度が時間の関数として表わさ
れる像において１つを除き１個または数個の点を選ぶこ
とができる。

これらの深さについて、げシラー信号は可聴形式、例え
ばヘッドホンまたはスピーカで表わせることも重要であ
る。調査を実施する者は、大きな範囲まで可聴信号に含
まれる情報を利用すると思う。したがって、聞えるよう
に提供されるドプラー信号が事実上乱されたシゆがめら
れたりしないことが極めて大切である。

血流速度の二次元ドプラー像は、心室および血管のよう
な組織構造の二次元エコー振幅像と組み合わせることが
できる。大部分の実用目的で実時間作像が得られるよう
な速いフレーム速度（１０〜２０フレ一ム／秒）で作像
が生じることがある。

組み合わされた二次元ドゾラー振幅像は適当なりリーン
、例えばエコー像が例えばグレー−スケールで符号化さ
れるカラー・ビデオ・スクリーン上に表示されるが、ド
プラー像はそれ自体既知のカラー・オーバーレイとして
作られる。カラー・コード案は、変換器に向う速度を赤
、変換器から出る速度を青とし、暗赤および暗青は低速
を表わし、薄赤／黄および薄青／白の変移は高速を表わ
す。

本発明の目的は、心臓および血管中の血流の異常性を速
やかに検出する方法および装置を提供することである。

調査は皮膚表面に超音波変換器を当て、それによシ体内
に注入させる必要のあるＸ線およびラジオアイソトープ
法と違って非注入の方法で実施される。本方法は手術中
に注入のやや方でも使用され、またよシ良好なドプラー
像を得るために超音波コントラスト液体の注入も使用す
り−ができる。ドプラー法において散乱素子（例えば血
液）の絶対速度をめるために、散乱素子と音響ビームの
速度ベクトル間の角度が修正されなければならない。平
面内に血流を作像することによシ、この平面内の角度が
められ、またこの平面内の角度に関する速度値の修正が
行われる。最大速度が得られるまでその平面を回転する
ことによって、完全な速度ベクトルが平面内に存在し、
それによシ絶対速度が完全にめられる。

本発明はパルス形超音波ビームの使用に基づく。

上記二次元ドプラー像を作るために、超音波ビーム（１
〜２０　ＭＨｚ　）は平面内で数方向に掃引される。心
臓を測定する場合、これは具合よくビームの扇形掃引に
よって起こるが、直線掃引または直線掃引と扇形掃引と
の組合わせは周囲血管、腹部器官および胎児に関する測
定が行われるときに望ましい。

特許請求の範囲において、本発明による方法および装置
のよシ厳密な陳述が示されている。

付図に関する下記説明において、本発明の実施′に便利
な追加の特有かつ独特な解決を含む本発明のいろいろな
面が一段と詳細に示されるものとする。

１、装置全体 第１図には、おそらく数個の変換器素子から成る変換器
配列すなわちアレイと思われ、かつ掃引超音波ビームに
よって直線２および直線３ならびに円弧４で境界を定め
られた生物構造の平らな扇形領域をカバーする変換器１
が略図で示されている。示された簡潔図は比較的よく反
射する生物構造すなわち組織構成５．６．７および８と
、例えば１０で示される血流の通路すなわち溝を構成す
る破線９ａおよび９ｂで示される心臓と組み合わされる
循環系の一部とを含む。血流１０は「流線」で示され、
それによってこれらの線の密度は血流のいろいろな点に
おける血流速度を示すことになる。下記の説明から明ら
かになると思うが、特定の調査または測定の対象となる
２つの点または領域１１および１２が特に示されている
。例えば直線掃引のようなビームの異なる掃引による他
の形式も使用することができる。

かくて第１図は、生物構造のエコー振幅像が二次元表示
において血流速度界の作像と組与合わされる表示を示す
。かくて血流１０の速度分布は符号の形で、例えばグレ
イ・スケールまたはカラー・スケールで示すことができ
る。周囲の生物構造は、グレイ・スケールまたはカラー
で符号することによってエコー振幅法で作像される。

第２図は、例えば第１図の１１または１２で示されるよ
うな、２つの点または領域における時間の関数として測
定されたドプラー周波数に関する曲線の表示（ａおよび
ｂ）を示す。そのような一定の点における時間の関数と
してのドプラー周波数すなわちドプラー・スペクトルの
表示は循環系を調査するときに極めて有意義であ夛、ま
たドブ２−周波数のこの表示が第１図がら明らかな表示
形式および情報と同時にかつ密接に組み合わされて生じ
得ることは本発明の重要な１つの面でしる。

時間の関数として示されるドプラー周波数は、第１図に
よる組合わせ像として同じスクリーン上に、または別の
スクリーン上に表示される。

第２ａ図は高い正のドプラー周波数、すなわち変換器に
向う方向の速い血流速度を表わす２個のビーク２１およ
び２３を持つ代表的な曲線をかすが、曲線部分２２にお
ける負の周波数は変換器から出る方向の血流速度を表わ
す。第２ｂ図において、完全周波数スペクトルしたがっ
てすべての血流速度は正の領域にｓｂ、すなわちすべて
の血流゛速度はいつでも変換器に向う方向にある。第２
図により、２点における血流速度曲線は時間の関数とし
て同時に表わされる。もちろん、表示は１点だけにまた
は２点を越えて関することがある。

第６ａ図は、例えば第１図のような像表示による扇形掃
引の配列に用いられる変換器３１から超齢波ビームが作
られる方法の一例を示す。第６ａ図の超音波ビームは１
３２ａおよび３２ｂによって境界を定められるが、これ
らの組はビームが最初ビーム方向すなわち深さにおいて
見られる減少する断面を持つ部分を有しその後再び発散
するのを示す。超音波ビームは、おのおのが調査すべき
構造における深さの点すなわちサンプル容積を表わす、
よシ小さな領域３３に細分されているのが図示されてい
る。第３ａ図の例では、多数の６１岡のサンプル容積３
３が示されている。

各ビーム方向で、後方散乱信号のパルス伝送および測定
を得るために一定の時間が必要とされ、例えばＴｒ〜３
　ｍｓである。各深さくサンプル容積）からの後方散乱
信号は、血流速度をめるためにサンプルされ、処理され
る。音響ビームは一定の幅を有しかつ伝送パルスは一定
の長さを有するので、制限された空間解像度のみが得ら
れる。各深さサンプルはそのとき、一定の領域、すなわ
ち上記のサンプル容積における速度に関する情報を含む
。この領域は異なる速度金持つ散乱素子を含み、また散
乱素子は制限された時間中その領域に存在スル。したが
って、第６ｂ図に示されるようなドプラー偏移の周波数
のスペクトルが現われると思われる。第６ｂ図は、す／
プル容積すなわち上述の点３３に細分される第６ａ図の
超音波ビームと組み合わされた、深さの関数としてのド
プラー周波数を示す。これらの各点で、周波数スペクト
ルは、黒化の多少が関連の点すなわち領域における異な
る周波数の内容の大小を示すグレイ・スケール３７の形
で示されている。各領域において、最大速度は血流に関
する最も興味深い情報を与えると思われる。したがって
、ビームに沿う深さの関数としてこの最大速度をめるこ
とが望ましい。

第６ｂ図における最初の深さ領域では、最大速度は厚い
線３６によって示されている。図の中で、最大速度は正
の周波数の最高最大の速度としてこのようｒ示されるが
、その最右端でめられる図の部分、すなわち最大深さで
は、負の周波数したがって負の血流速度が示され、最大
負速度は最大速度として示されている。平均速度は３８
で７ＪＫされている。

各点すなわち各サンプル容積で測定されたドプラー・ス
ペクトルから最大血流速度をめる％足の解の詳しい説明
は、付図の第２６図から第６６図までについて後で示す
。

各方向の最大ドブ２−偏移は多数のＬ個の深さでめられ
るが、例えば第６ａ図および第６ｂ図ではＬ−６１であ
る。二次元ドブンー図面（第１図）はそのとき、ビーム
の掃引により得られるＮ個のビーム方向についてＬ個の
深さでの最大速度（正負）の組から作られる。各方向で
、音響ビームに沿う散乱素子の放射速度成分のみが測定
される。二次元の血流の作像によって、血流速度方向と
音響ビームとの間の平面内の角度がめられる。

それによって速度値は上述のような角度に関して修正さ
れる。

最大速度の検出は、サンプル容積じおける平均速度の検
出よシもノイズに対して一段と敏感である。したがって
低いＳ　／　Ｎ比によシ、作像のために最大速度の代わ
りに平均速度を利用すると有利なことがある。スペクト
ル帯域幅もある応用では、％に平均速度と組み合わされ
る場合には、関心事であるかもしれない。

音響ビームは、各方向での測定中に静止するように連続
しであるいは一段ずつ移動され、また方向間で一段ずつ
移動される。

音響ビームの連続移動によシ、変換器表面の異なる部分
は散乱素子に関して異なる速度で移動すると思われる。

これは、変換器の移動によシ点Ａが散乱素子４２に向う
追加の速度を持つ一方、点Ｂが散乱素子から出る追加の
速度を持つ扇形掃引の場合として第４図に示されている
。変換器の表面上でその表面の異なる点は、点Ａと点Ｂ
との間で絶えず変化する追加の速度を持つと思われる。

したがって変換器４１の連続移動は散乱素子４２からの
ドプラー偏移の広がシを生じる。

同等に、全音響界は重なりによって変換器表面のいろい
ろな点からの貢献から構成されるものと考えられる。各
点は円形放射パターンを持つが、いろいろな点の間の干
渉により、変換器からの指向性ビームが生じる。変換器
が回転されると、散乱素子は最初回転界に入シ、次に一
定の時間後そこを出る。散乱素子からの信号は次に音響
界の変化によシ振幅および位相変調される。これは散乱
素子からのドプラー偏移の広がシを生じさせる。

この広が）は、変換器の回転に起因する散乱素子と変換
器表面上の点との間の変化する速度から生じる広が９に
相当する。

各方向での測定が行われている時間Ｔｒは、散乱素子が
ビームの集束ゾーンで観察される時間に等しくされるも
のとする。Ｎ個のビーム方向によって像が作られるもの
と想定する。音響ビームの連続移動によってドプラー像
を作るに要する時間ｄｂは下記のようになるものと思わ
れるＴｄｂ＝　ＮＴｒ（１） ｄを集束ゾーンにおけるビームの直径、ｆを焦点距離と
する。ビームの扇形掃引によシ、＠ビーム方向は下記の
像においてアパーチャ角をカバーするものとする ΔΦ＝　−（２） 変換器が絶えず回転されるとき、下記の回転速度を選ぶ
ことが望ましい ω　＝□（３） ｒ ｒ そのとき像のアパーチャ角は下記のようになると思われ
る ｄ Φｄｂ＝ωｔｒ　Ｔａｂ　＝　（４） 変換器上の１点が散乱素子に関して持ち得る回転による
追加の最大速度は第４図から下記のようになる（ａは回
転中心Ｃからそれぞれ点Ａおよび点Ｂまでの距離である
）： △Ｖ−ωｔ　ｒａ　（５） 音響ビームが一段ずつ移動されると、音響ビームが移動
される度に受信信号に不連続が存在すると思われる。組
織からの反射を除去するために、ドプラー装置の高域フ
ィルタは信号が血流速度の分析に利用できるまで、過渡
時間ＴＨＰ　”必要とする。音響ビームの一段ずつの移
動により１個のドプラー像を作るのに使用される時間は
、したがって次の通シになる： Ｔａｂ二Ｎ（Ｔｒ＋ＴＢＰ）　（６） 高域フィルタの過渡時間は失われた時間でメジ、したが
って絶えず移動し得る音響ビームが望ましい。

血流速度分布のドプラー像が作られたとき、エコー振幅
像を発生させる音響ビームの新しい掃弓１が行われる。

この図面では、よシ良い解像度を得るためにドプラー測
定の場合よりも短い伝送７′ｅルスが使用される。ドプ
ラー測定の間、ｓ　／　Ｎ比を改善するためによυ低い
解像度が許される。エコーおよびドプラー像を別々に最
適化するため、これら２つのモードで異なる変換器を使
用すると具合が良いことがある。広帯域変換器はエコー
振幅像用に５また高感度変換器はドプラー信号に使われ
るが、その場合感度のために帯域幅をぎせいにするのが
普通の方法である。

エコー振幅像の場合、各ビーム方向について１個のパル
スのみが使用される。１個のエコー振幅像を作るｒ要す
る時間Ｔａｂは、したがってドプラー像を作るに要する
時間よ）短くなると思われる。

したがって、ドプラー像およびエコー像の全画面フレー
ム時間は下記のようになる： Ｔ　＝’Ｉ’　十’Ｔ　＋（ＴＨＰ）　（７）ｂｒ　ａ
ｂ　ａｂ かっこ内のＴＨＰは、エコー振幅像および二次元血流速
度ドプラー像が作られ始めてからの変換器の連続移動に
のみ関連される。それによって、１点におけるドプラー
・スペクトルは下記の周波数でサンプルされる 時間分布は、参照数字５０が１個のサンゾル容積からの
連続ドプラー信号を表わす第５図にざっと示されている
。

実施例のための標準的な数字は下記の通りである： Ｎ＝２０　Ｔ　＝３ｍＢ　Ｔａｂ＝　１５ｍｓｄ　＝　
３　ｍｍ　ｆ　＝　７０　ｍｍ　ａ　＝　１０　ｍｍこ
れらは下記を与える △Φ−２，４６゜ ωｔｒ　＝　０．８２°／ｍｓ Φｄｂ＝４９゜ △ｖ　＝　１４．３　ｃｍ、／５ Ｔｄ１）　＝　６０　ｍｓ ｆｂｒ＝１６．６Ｈ２ Ｔｂｒ　＝　７５　ｍｓ 追加の速度△Ｖは生じ得る最大値でおる。これは、第４
図の点Ａま°たはＢを通るＶの方向を示す直線上に散乱
素子がちる場合にのみ生じる。さもなければ、散乱素子
から点ＡまたはＢに至る線に７酋うΔＶの成分によって
与えられる追加の速度が存在すると思われるっ７０間の
距離で変換器軸上に散乱素子がある場合、この角度は約
４０°となる。

これは△ｖｃｏｓ４０〜１０ｃｍ／ｓを与える。散乱素
子の速度はしばしば１ｍ／ｓ以上に（６１８にも）なる
ので、この速度誤差は大部分の目的で無視される。

時間Ｔゎ、の間、速度は多く変化することがあシ、ドプ
ラー周波数すなわちおそらく時間の関数としてのドプラ
ー・スペクトル（第２図）を表わすために、サンプル間
に挿入を与えると具合がよい。

さらに、第５図に示される通シ、各点について長さＴｒ
および分離時間Ｔｂｒを持つドプラー信号のセグメント
のみが存在する。選択された点でドプラー信号を聞くこ
とは興味がある。この目的で、ドプラー信号のセグメン
トに基づき、連続ドプラー信号に似た連続信号を合成す
る合成器が使用される。合成された信号の周波数分析に
よυ、時間の関数として表わすべき挿入スペクトルが提
供される。

１個の深さからの信号に関する合成器のグロンク図が第
６図に示されている。例えば発生器６１からのノイズの
ような広帯域（＃’！　？７１Ｆ白色）励起（８号は、
伝達関数が制御されるフィルり６２にカロえられる。ノ
イズがガウス形であるならば、フィルり６２の出力はフ
ィルりの伝達関数によって与えられるスペクトルを持つ
がウス信号となるであろう。フィルタの帯域機能によハ
非ガウヌ信号、例えば２進ノイズまたは決定論）ぐルス
列〃（使用されることもある。そのときフィルり出）Ｊ
はｔｔ　ｔｒガウス信号であろう。ドプラー信号もガウ
ス（８号であるので、合成信号はドプラー信号と１司じ
ｊ［なると思われる。フィルり係数を制御することによ
って、ドプラー信号の真スペクトルの近イ以〃≦得られ
る。１つのサンプル容積力・ら生じるドプラー（ｆｆｆ
号のセグメントはそのとき、時間の関数としてフィルタ
係数をめる計算ユニット６３においｉｆｆ用される。フ
ィルタ係数の計算を示す−ｆｌｌ　７５Ｚ、付図の第１
６図から第１９図までＫついて一段と詳しく説明される
。

第７図は、説明された方法を実施する本発明による完全
装置のブロック図を示す。第７図には、変換器ユニット
７２からの音響ビームを制御するｔｔｉｌＪ　＆’Ｕユ
ニット７１が示されている。変換器ユニット７２はさら
に、エコー処理装置１３およびドプラー処理装置Ｔ４に
接続されている。エコー処理装置１３は、音響ビームの
与えられた方向に関する短パルスからの後方散乱音の振
幅を与える。これは対応する方向の像記憶装置１５に読
み込まれる。ドプラー処理装置は、各ビーム方向の深さ
の関数としての最大（または例えば平均）ドプラー偏移
を決定する。これも対応する方向の像記憶装置７５に読
み込まれる。次に像記憶装置γ５は、表示スクリーン７
６の上にエコー振幅像および血流速度像を組み合わせて
表示するように水平に読み出される。

２、　ドプラー処理装置 ２．１　概狭 第７図の装置に會まれるドプラー処理装置の構成部品は
、第８図に関する下記説明で明らかにされる。この図は
、例えば第１図の変換器１または第７図の変換器ユニッ
ト７２に似た変換器ユニット８１と、ユニット８１に出
入する高周波電気信号用の所要送受信機組立体であるＲ
Ｆユニット８２と、高域フィルタ８３と、エステイメー
タすなわち合成器８４と、スペクトル分析器８５と、周
波数パラメータ・ユニット８６とを示す。これらのユニ
ットは、第７図の制御ユニット７１によって構成される
ものと考えられる制御ユニット８Ｂから制御される。最
後に第８図は、第７図の像記憶装置７５およびスクリー
ン７６に対応する表示スクリーン８９を示す。第８図の
配列は、第７図を振シ返らずに周波数スペクトルおよび
パラメータを測定する所要機能の説明全可能にする形で
示されている。さらに組み合わされたユニットおよび回
路と共にこれらの機能は、多数の下記図面によって一段
と詳しく説明される。

本発明は、とシわけ並列信号処理による多重深さ測定が
各深さについて別の信号処理ユニット’ｉｚ必要とし、
それによって大量の電子回路を必要とする理由で、ドプ
ラー処理装置における直列信号処理を意味する。

直列信号処理では、フィルタ・ユニットは信号が到着す
るにつれてすべての深さに関して高域フィルタ動作を実
行する。これは信号の記憶を必要とし、またこれまでに
提供された方法はディジタル記憶装置を使用する。本方
法じよって、これは信号のダイナミック・レンジに制限
を課す。本発明は、ダイナミック・レンジのそのような
制限が生じないような特有の方法でアナログ記憶装置を
使用する。

音響ビームの幅および送信パルスの長さにより、空間解
像度は制限されるものと思われる。これは、各深さサン
プルがドプラー周波数のスペクトルを含むことを意味す
る。多重深さ測定用の直列信号処理に使われた方法は、
各深さの平均ドプラー偏移の形を計算した。したがって
、最大速度を測定することは不可能であった。本方法は
すべての深さで完全なスペクトル分析を実施し、これに
よって各容積内の最大速度に対応する周波数が抽出され
る。

第８図の配列の作動は、第９図に示される信号曲線１つ
いても説明される。制御ユニット８８は時間順次制御信
号を第８図の他のユニットに供給する。それはとりわけ
、第９図の上部（ａ）でボされる間隔Ｔ　で　ＲＦパル
スを発生させる。これらのパルスは変換器８１を励磁し
、それによって送信音響パルスを生じる。同じ変換器は
ＲＦユニット８２で増幅器される後方散乱信号（１））
　’ｅ捕捉する。ＲＦユニット内で既知の方法により混
合することによって、受信信号の直角成分ｘｎ（ｔ）お
よびｙｎ（ｔ）が導かれる。第９図の（りならびに（ｄ
）の曲線参照っこれらの成分は数学的に最もよく定義さ
れる。パルスｎからの受（ｉＲＦ’ｉ下記の通りとする ｅ　ｎ（ｔ）　−Ｒｅ　（ｘｎ（ｔ）ｅ　Ｏｌ　（９）
ただしｔはパルス伝送から継続する時間であり、ω０は
送信パルスのＲＦ角周波数である。ｘｎ（ｔ）は信号の
複合エンベロープであり、下記のようＶこ与えられる。

Ｘｎ（ｔ）　＝　Ｘｎ（ｔ）　＋　１ｙｎ（ｔ）　（Ｉ
Ｑただし１−Ｆ］は虚数単位である。これはｘｎ（ｔ）
−Ｒｅ（ｘ、（ｔ））およびｙｌｌ（ｔ）　＝脂（ｒｉ
、（ｔ　＞　）を定める。

ｘｎオヨヒｙｎｉｉ、サンプル制御信号（第９図のｅ）
によって制御されるサンプリングの前に、（信号順応フ
ィルタのような）例えばレーダおよびソナーから知られ
る原理にょシフィルタ動作を受ける。これは第９図の（
ｆ）および（ｇ）で示されるような信号ｘ１１（１）な
らびにｙｎ（１）’を与えるが、タタシｌ　＝　１　、
・・・、Ｌは深さの番号順を表わす。

高域フィルタ・ユニット８３は、組織からの反射を除去
するためにこれらの信号と同期して作動する。

２．２　高域フィルタ。

高域フィルタ８３を構成する２極高域フイルタ・ユニッ
トの基本原理は第１０図に詳しく示されている。そのユ
ニットは２イ固のコンデンサ・パンクＣ０および０２か
ら成っている。コンデンサは深さアドレスにより制御さ
れるマルチプレクサによって順次スイッチ・オンされる
。１個の深さに関するコンデンサ群のスイッチ・オン時
間はＴ。である。参照数字１００は増幅器を表わし、Ｒ
３およびＲ４は抵抗器である。１個の深さに関する２個
のコンデンサが接続されると、装置はこの深さに関する
多重帰還能動高域フィルタとして作動する。

フィルタが他の深さについて作動する間、この深さに関
するコンデンサは切り離されて、それらが次の送信パル
ス後にこの深さについて再びスイッチ・オンされるまで
それらの電荷を保持する。出力はサンプルされて、コン
デンサ群をスイッチ・オンしてから遅延τによって保持
される。遅延τはフィルタの伝達関数を改善する働きを
するっ各深さに関するフィルタの機能は第１１図につい
てさらに説明される。コンデンサは間隔Ｔｓで時間Ｔｏ
の間にスイッチ・オンされる。

フィルタは制御信号がハイである時間Ｔ。の間に作動し
ている。その時間の残ｐの部分では、コンデンサの電荷
は不変である。したがって、フィルタの機能は第１２図
によシ説明される。

フィルタはスイッチが開のとき入力信号によって何が起
こるか分からないので、入力で係数Ｔ　Ｏ／　Ｔ８によ
って時間圧縮が行われる。フィルタはそのとき入力にサ
ンプルおよびホールド回路を持ちかつ出力のサンプリン
グを持つ連続フィルタとして作動する。連続フィルタの
カントオフ周波数がｆ。ｃ／であるならば、サンプルさ
れる装置の時間圧縮のないカットオフ周波数は次のよう
になる。

Ｔ。

ｆ＝−ｆｏ。（１υ ｓ フィルタのＱ係数は時間圧縮によって変化されない。ω
−〇で周波数レスポンスに２個のゼロ交差を得るように
、τの値は下記に等しく選択されなければならない ｒ−一一一一−） １　Ｆ−ｍ−） ｄ　ｔ） リ　１ １ ｃｄ　リ　■ よシ高位のレスポンスを得るように、数個の２極フイル
タ部分が縦続接続される。そのとき各部分間で信号のサ
ンプリングを行う必要はない。スイッチングの過渡現象
を減少するように、２極部分のある数の後で、例えば４
極の後で、信号の中間サンプリングを行うと有利なこと
がある。それはさらに、コンデンサのスイッチオンと上
述の出力でのサンプリングとの間に対応する遅延を供給
されなければならない。

２．３　ドプラー信号合成器。

上述の高域フィルタ動作後、第８図の合成器８４は、自
己相関関数によシ与えられる合成信号の確率的特性が本
信号の確率的特性に近づくように、一般に静止ガウス信
号を別の提供されたガウス信号のセグメントから合成す
るようにされる。

この場合の通シ、血液からの後方散乱超音波に関するド
プラー効果に基づく血流測定によって有利な本方法が使
用される。ドプラー信号はガウス信号であると思われ、
また短い間隔でのドプラー測定において規則的中断があ
ると、すべての時間中またはその時間の一部中に、この
直接測定されたドプラー信号を推定信号に代える必要が
あると思われる。

以下に説明する本方法によって導かれる合成信号は、直
接測定された信号のセグメントに基づく推定信号として
利用される。

第１６図に示されるような規則的な間隔で、高域フィル
タの出力から、当該深さから長さＴｒｆ：持つドプラー
信号のセグメントが提供されるものと思われる。これら
のセグメントは、広帯域（はぼ白色）ノイズまたは他の
適当な励振、例えばパルス列、を供給されるフィルタ内
で係数を計算するのに用いられる。このフィルタの出力
はそのときほぼガウス信号と思われ、これは合成信号と
して用いられる。合成器の主構造は上記第６図に示され
ている。

非静止ガウス信号の確率的特性は、信号Ｒ（ｔよ、ｔ２
）の自己相関関数によって説明される。信号が静止して
いれば、これはｔ２−　ｔｌの関数であろう。そのとき
信号のパワー・スペクトルが自己相関関数のフーリエ変
換として定義される。

非静止信号の場合、信号が事実上静止しているような短
い時間にわたる短時間スペクトルが、計詩される。同じ
工程全体および同じ時間間隔のいろいろなザンゾル機能
に関する短時間スペクトルは、スペクトル見積シの確率
的不確実にょシ若干異なる。すべての短時間スペクトル
にわたって全体平均が行われ、これは使用されるスペク
トル・ウィンドーおよびサンプル容積を通る血液の走行
時間ウィンドーと共に折シ返されたサンプル容積内の速
度分布を与えるであろう。

与えられた静止がウス信号と事実上同じスペクトルを持
つ静止がウス信号が、この与えられた信号のセグメント
から合成される方法をここでまず説明する。これを実行
する合成器のグロック図は、実現の信号について第１４
図に示されている。信号のＮ個のサンプルは重み関数ｗ
ｒ（ｎ）で重みをつけられ、それによって下記の係数が
得られるａｉ（ｎ）　＝　ｘ、（ｎ）・ｖｒｆ（ｎ）　
（１３ａ）これは第１５図に示されている。重み関数は
サイド・ローズのレベルを減少させるようにスペクトル
見積りで使用されるものと同じ形であり、例えばハミン
グまたはハニング・ウィンドーであることができる。そ
れはここでは、合成信号のスペクトルにおいてサイド・
ローズのレベルを減少するように使用される。

係数ａ、（ｎ）は第１４図に示されるような、広帯域（
はぼ白色）ノイズＶ（ｎ）　’に供給される横フィルタ
に利用される。ｘ（ｎ　）は合成信号である。ｚｌはｎ
段中の１段による信号の記憶・遅延を表わす。

ｖ（ｎ　）は広帯域（はぼ白色）がウス・ノイズである
が、フィルタが上述のような多くの係数を持つならば広
帯域２進ノイズまたは同様な広帯域源が使用されること
もある。中心極限定理にかんがみ、ｘ（ｎ）はそのとき
ほぼがウス信号であろう。これは、フィルタにおいて１
が±１のみを掛けられ、遅延はデータ・フリツプ・７０
ンプまたはディジタル・シフト・レジスタによって提供
されるという利点がある。合成信号のパワー・スペクト
ルは次の通シである α沸 ただしＦ（＋はフーリエ変換を示し、Ｗｆ（ω）はｗｆ
の７−リエ変換でｈ　Ｄ　、ＧＸＸはＸのパワー・スペ
クトルであシ、１は周波数面における折返しを示す。上
記で与えられた係数は、合成信号のパワー・スペクトル
を変えずに、ある形の直線変換（オール・パス操作）に
よっても変えられる。これは、掛算の数が半数まで減少
されるようにフィルタのインパルス・レスポンスが対称
に４れる。！：いう利点を持つが、係数の直線変換をま
ず行わなければならないという不利もある。

複合ガウス信号の合成も同様な方法で行われる。

そのときｘ、（ｎ　）は実数部と虚数部とから成る。と
れに対応して、係数ａ　ｉ（ｎ　）は実数部と虚数部と
を持ち、実数ノイズＶについて複合合成信号ｘ（ｎ　）
が得られる。複合ノイズが用いられる場合は、ｘ（ｎ）
の相関特性はドブ２−信号の相関特性に一段と近づくで
あろう。

非静止複合信号用の合成器が第１６図に示されている。

原始複合ガウヌ信号Ｘ工（ｎ）のセグメントは第１６図
に示される通り存在している。合成器は静止信号につい
て第１４図に示されるものと本質的に同じであるが、こ
こでフィルり係数は時間変斂であろう。係数の時間変化
はＸｌ　（ｎ　）の数個のセグメントに基づいて計算さ
れなければならない。

これは数通りの方法で行われ、第１６図は血液からの超
音波ドプラー信号が適用される１つの方法を示すつ帯域
幅が比較的低速で変化する一方、最。

大周波数が高速で変化されるのは、かかる信号の特徴で
ある。

各セグメン）　Ｘｌ（ｎ）について、グロック１６１で
％ａスペクトル・パラメータω、が計算サレルが、セグ
メントはグロック１６２に記憶される。

ωは例えば角周波数偏移の最大値、平均値または実効値
であることができる。信号の帯域幅は低速で変化するの
で、角周波数偏移の最大値と平均値との差はゆつ〈シと
変化するであろう。したがってこれらはいずれも、ドプ
ラー信号の中に運動中の組織からの信号の残少が発見さ
れるときを除き、同じ結果となるように使用することが
できる。

そのような場合、最大角周波数偏移が望ましいのは、こ
れが組織からの信号によって影響されないと思われるか
らである。

記憶されたセグメント？、（ｎ）は次に、グロック１６
４で作られるｅ−１″′１ｎと共にグロック１６３で掛
は合わされる。それによってｘｔ（ｎ）のスペクトルは
ゼロに近い所（以下、基本帯域という）まで下げられ、
ω、によって与えられる短時間スペクトルの変化は除去
される。複合掛算は第１７図のように行われる。結果は
それから、第１５図と同じ方法で、グロック１６５にお
いてウィンドー関数ｗ（ｎ）を乗ぜられる。これは、第
１４図と同し方法で、基本帯域に現われる信号の合成用
フィルタ係数を作る。

第１６図は基本帯域における侶号合成用の２個のフィル
タ１６６および１６１を示す。係数は原始信号の第２セ
グメントととＫそれぞれのフィルタにロードされる。フ
ィルタの出力は、第１８図に示される通シ１６８および
１６９で重み関数によって重みを付けられる。これは、
フィルり対１６６および１６７からの合計後の貢献カニ
当該フィルタにおける係数の変化が生じるときゼロにな
ることを意味する。ウィンげ一関数は保々に変イヒする
ので、合成信号が後続のセグメントに関する係数によっ
て与えられるまでは１つのセクゝメントからの係数によ
って与えられるときの状態力１ら円滑に移り変わるであ
ろう。第１８図には直線的Ｖこ増加する縁を持つウィン
ドーが示されている〃工、例えばハミング・ウィンドー
などのような他のウィンドーを使用することができる。

ウィンドーは。

当該フィルタで係数の読込みが生じるときゼロに等しく
なけれはならない。しカルこの時間は（柩めて短くする
ことができる（〜１−５μｓ）３原始信号の数個のセグ
メントに関する特性角ＪＮ波数ω、に基づき、第１６図
のグロック１７１における連続用変角周波数ω（ｎ）か
概算される。グロック１７０の後の基本帯域内の信号は
次に、グロック１７２に作られるｅｉ’；（ｎ）ｎと共
にグロノク１γ２の中で推［け合わされる。それによっ
てスペクトルは基本帯域から当該領域まで移動される。

ω（ｎ）を概算する別の方法は、ω、とωｉや、との間
の直線挿入に基づく。これが多数のω、の値のフィルタ
動作によっても作られるのは、特性角周波数の変化が帯
域制限されるからである。

ω、とω、＋１との間の直線挿入によってω（ｎ）　を
作るとき、１段階でフィルタ１６６および１６７への係
数の読込みは、Ｘ□（ｎ）からの係数がロードされると
きにωｉ＋１が表われるように遅延されなければならな
い。これは合成信号と原始信号との間に遅延を生じ、応
用の分野はこれが許容されるか否かを決定する。

簡潔化された概算装置は、第１６図のような２個のフィ
ルタに代えて１個だけのフィルタを使用することもでき
る。この場合の重み関数についての提案は第１９図に示
されている。

２．４　スペクトル分析。

再び第８図から、合成器８４は信号のスペクトル分析を
行う分析器８５を伴う。各深さに関するドプラー信号の
完全パワー・スペクトルが計算される。この目的でチャ
ープ２アルゴリズムが使用されるが、例えばＦＦＴアル
ゴリズムのような他のアルゴリズムも使用できる。チャ
ープ２アルゴリズムは第２０図のグロンク図において１
つの深さについて説明される。それは事前乗算部２０１
とフィルタ部２０２とから成る。フィルり動作は、６４
点および２５６点複合変換器〔１」として市販で入手し
得る横フィルタによって果たされる。

次にパワー・スペクトルは下記として作られるＧｋ＝　
ＩＡｋｌ”　＋１Ｂｋｌ”　（ロ）ただしｋはスペクト
ル線の数である。

大部分の実用目的で、下記も等しく使用はれるａｋ＝　
ＩＡｋｌ　＋　１．ｓｋｌ　（１！５ｉ個の深さでパワ
ー・スペクトルを計算するだめのチャープ２アルゴリズ
ムの使用はいろいろな方法で行われるが、ここでは２つ
の方法を説明するっ まず第１法が第２１図に示されている。直角成分Ｘｎ　
（１）およびｙｎ（１）のサンプルは第２０図で説明さ
れた事前乗算器２０１に供給される０１−１、・・・、
Ｌは深さの番号を示し、ｎは送信／’？／レスの数を示
す。Ｎは分析器における周波数点の数である。乗算器内
の同じユニットは信号が受信されるにつれてすべての深
さを処理しく直列信号処れぞれの値を変える。事前乗算
後、各深さはマルチプレクサＭｕｘ　１およびＭｕｘ　
２によって別のフィルタ・ユニット２１１に結合される
。フィルタ・ユニットの後で、すべての深さからの信号
はマルチプレクサＭｕｘ　３〜ＭｕＸ　６と共に直列の
形で結合される。

他の方法が第２２図に示されている。直角成分のサンフ
９ルｘｎ（１）およびＹｎ（１）はディジタル化されて
ディジタル記憶装置２２１に読み込まれる。

各深さからの信号の時間サンプルは順次に速やかに読み
出され、第２０図に説明された通シ単−深さのチャージ
２変換器２２２によって分析される。

このように、信号の完全な直列分析が得られる。

高速ＦＦＴ処理装置がチャープ２アルゴリズムの代わシ
に使用されることがあるう ２．５　最大および平均ドプラー偏移の測定。

最後に第８図から、周波数パラメータ・ユニット８６と
呼ばれるグロックにおいて、最大および平均ドプラー信
号（周波数）の測定が行われる。

スペクトル分析器８５は、第２６図で示される原理によ
って、連続時間におけるいろいろな深さのスペクトルを
提供すると思われる。信号ＺＲＬＳ（ゼロ・ライン・シ
ンク）は、ゼロ・ラインを示すとともに深さと深さとの
間の分離葡も示す短いパルスである。ｆｓはドプラー信
号のパルス繰返し周波数である。各深さの正ドプラー偏
移はＵから上方に進むが、負ドブンー偏移は第２６図の
深さ１で示される通シｆｓから下方に進む。

ザンプル容積内の最大速度に対応する最大ドプラー偏移
を抽出することが望ましいのは、これが興味深い臨床情
報を与えるからである。下記において、短い時間中に血
流が事実上静止しているような信号の短いセグメントに
基づいて作られるヌベクトル（以下、短時間スペクトル
という）からこれが行われる方法を説明する。

単一の深さからの指向性ドプラー信号に関する標準の短
時間スペクトルが第２４図に示されている。このスペク
トルは血液からの信号と、比較的平たんなレベルのノイ
ズとから成る。正信号周波数（変換器に向う速度）およ
び負信号周波数（変換器から出る速度）の両方が存在す
る。スペクトルは短時間に得られるので、それは信号の
パワー・スペクトルである平均値についてランダムな変
化を含むと思われる。

ＦＦＴ　（高速フーリエ変換）またはチャープ２変換に
基づく近代の周波数分析器は、信号のサンゾルと共に作
動する。第２４図において、ｆｓは分析器のサンプリン
グ周波数である。分析器８５（第８図）からの出力はｋ
によって数えられる１組の分離スペクトル線である。簡
単のため、スペクトルは分離スペクトル線間の挿入とし
て連続して画かれる。パルス・ドプラー測定では、ｆ８
はドプラー測定のパルス周波数に等シ＜選択されると具
合がよいことがある。このようなサンプル方式ではスペ
クトルはｆｓ（正および負）の倍数の近くで周期的に繰
シ返される。本目的で、第２５図に示される通り０から
ｆ　までの範囲を使用すると具合がよい。分析器は時間
の関数として０からｆｓまで分離周波数サンプルＧｋを
供給する。正周波数は０から上方に進むが、負周波数は
ｆｓから下方に進む。

正および負周波数があまり太きいと、それらは相互混合
されるようになるであろう。これを回避するためにサン
プル方式に対する共通要求条件は次の通シである しｍａｘｉ＜ｆｓ／２（ＩＱ パルス・ドプラ一方式では、周波数ｆｓでのドプラー信
号のサンプルのみが表われ、したがって第００式はパル
ス・ドプラーで通常得られる上限を与える。

しかし第２５図から、ドプラー信号の指向性ス（クトル
分析によシ、要求条件は下記の通シ若干緩和される ｆφ−ｆｎ　＜ｆｓ　（１７ま ただし第２４図に示される通シ、ｆφは最大上部ドプラ
ー偏移であるが、ｆｎは最大下部ドプラー偏移である。

例えば正周波数のみが存在するならげ、ｆｓまでのドプ
ラー偏移が測定され、負周波数のみが存在するときは−
ｆｓまでの対応する負ドブシー偏移が測定される。時間
について低速度から発生されかつ第αも式が満足される
と、実際には測定される速度の大きさに制限はない。ｆ
　を通過する周波数成分は０で再現するので、その上第
０９式が満足されると、ｆ８が何度通過されるかを記録
することができる。

ここに説明した方法により、スペクトルの縁を自動検出
することができ、それによって正負ドプラー偏移間の移
シ変わシ点を自動的にめることができる。かくて、第０
０式の代ゎシに第αり式を用いて最大許容ドプラー偏移
がめられる。

第２５図に示されるスペクトルには、２個の下縁Ｎ１と
Ｎ２、および２個の上縁φ１とφ２がある。Ｎ１からφ
１に至る下部範囲は正ドプラー偏移として検出されたが
、Ｎ２からφ２に至る上部範囲は負ドプラー偏移として
検出されたものと想定する。そのとき最大正縁ｆｐ＝φ
１および最大負縁ｆｎ−Ｎ２が定められる。そのとき正
負周波数間の分離の周波数は例えば下記としてこれらの
間で選択される ｆｓｋ＝−（ｆｐ＋ｆｎ）　◇樽 そのとき０からｆ５ｋまでの正尚波数およびｆｓからｆ
ｓｋまでの負周波数があると思われる。これは、正ドプ
ラー偏移がゼロ線の正側に表示される一方、負ドプラー
偏移がゼロ線の負側に示されるように、スペクトルの表
示を組織化するのに利用される。かくて、正ドプラー偏
移はＮ２まで上って表示され、対応する負ドプラー偏移
はφ１まで下って表示される。

縁を測定するために、第２６図に示されるような２個の
隣接周波数ウィンドーＥ’　■およびＦＩＩが使用され
る。図において、これらのウィンドーは相互に接近して
置かれるが、それらは一定の間隔をとることもあシ、ま
たはおそらく相互に重なることもある。パワー・スペク
トルは、下記が得られるようにこれらのウィンドーにわ
たって加算される ＰＩ（ｉｃ）＝　Σ　ａ　（Ｇｋ） Ｉ （至） Ｐ　ＩＩ　（Ｋ　）　＝　Σ　Ｈ（Ｇｋ）Ｆ［ ある。Ｈ（）は縁検出を改善するように形成される非直
線関数である。Ｈ（）の標準の形が第２８図に示されて
いる。曲線はノイズを抑制する第１デツド・バンド２８
１と、縁を増大する適当な形状２８２とによって構成さ
れる。連続スペクトルの場合には、和は整数によって置
き換えられなければならず、また実際の経験によってこ
れが縁検出にとって代わるほうが望ましいことが示され
た場合は、ウィンドーにわたりパワー・スペクトルの振
幅重み付きが行われることもある。

ウィンドーは、分離の点か０からｆｓまで移動するよう
に０からｆｓに向って移動される。同時にそれは、下記
の比 が〈αから〉αまで変化されるとき検出される。

これはスペクトルの下縁を与える。αは、縁が検出され
るべき最低のｓ　／　Ｎ比からめられる〈１の定数であ
る。そのとき問題の縁は第２９図に示すしる通シ下記の
ようにめられる Ｎ　＝　Ｋ　−（’に、＋Ｄ　）　（２１１Ｄが導入さ
れたのは、短時間スペクトルが必ず制限された縁傾斜を
有しかつ緑の安全検出を得るようにＰｌにおいて若干の
パワーを許さなければならないからである。そのときＤ
は、Ｎが正当な場所に置かれなければならないようにα
に左右されて選択されなければならない。

スペクトルの上縁は、下記の比 が〉αから〈αまで変化する位置を検出することによっ
て発見される。

次に問題の縁は第２９図に示される通シ、下記によって
められる φ＝に−（Ｋ２−Ｄ）　（２） ただしＤは第（ハ）式の場合と同じ関数を持つ。

追加のノイズ抑制は、ｐＨおよびＰ［に単調なマツピン
グｆｌ（・）およびｆ２（・〕を受けさせることによっ
て生じることがらシ、それにょシ例えは第６２図に示さ
れる通りｆｘ（ｘ）は本質的にαＸに等しいが、　ｘ　
（Ｘｌではデッド・バンドを持つことがらＱ、またｆ２
（ｘ）は本質的にＸに等しいが、ｘ　）　ｘ２では高い
固定値にセントすることができる。この後者の措置は、
スペクトルの計算の基礎として取られた信号の短いセグ
メントに起因するランダムな変化による短時間スペクト
ル内の局部縁の検出回避に貢献する。

下縁は比 ｆｌ（ｐｌＩ） が〈１から〉１まで変化する点でめられる。上縁は比 が〉１からく１まで変化する点でめられる。

周波数ウィンドー間の中点が０からｆｓまでの全範囲に
わたって移動されるように、ｆ８の後のスペクトルの端
でに２個のゼロが挿入されなければならない。したがっ
て第５０図に示される通シ以後のスペクトルの表示間に
最低に２個のスペクトル線の空間がなければならない。

信号ＺＲＬＳ（ゼロ・ライン・シンク）はゼロ線を示す
短パルスである。

第６１図はスペクトルの縁を測定する電子装置を示す。

これは−例であシ、その方法は例えばマイクロプロセッ
サでプログラムされる。それに追加されるに２個のゼロ
を持っ０からｆｓまでの分離スペクトル線は２進数Ｋに
よって説明される。これは第２７図に示された装置のス
ペクトル線のアドレスを与え、それによってウィンドー
ＦＨの右端の点に対するアドレスを与える（第２６図ン
〇上級は、第（ハ）式による比が上述のように１を通る
ときＫ　−（Ｎ２−　Ｄ　）をサンプルすることによっ
てめられる。同様に下縁は、第（ハ）式による比が第０
９式および第に）式にしたがって１を通るときＫ　（Ｎ
２＋Ｄ）ｅｔサンプルることによっ請求められる。アド
レスは第６１図のグロックＬＡＴＣＨ３２３−３２６に
よってサンプルされ、アドレスの変化はグロック３２γ
−３２８に生じる。

Ｐ■およびＰＩＩは第６１図のＲＯＭユニット３０１−
３０４に絶えずクロックされる。これらは第６２図に示
されるような非直線関数ｆ１およびｆ２を表わす。グロ
ック３０５の比較出力は、第に）式による比が〉１から
〈１まで変化するときハイになるであろう。したがって
出力は上縁の検出でハイになるであろう。これに対応し
て、グロック３０６の比較出力は、第（ハ）式による比
が〈１から〉１まで変化するときノ・イになるであろう
。

第６６図に示される通り６つの異なる状況が常時存在す
るであろう。２個の下縁（Ｎ１とＮ２）および２個の上
縁（φとφ２）が存在する第３３０図の場合を考えてみ
る。スペクトル葡分析し始めるとき、第６０図に示され
る通りＺＲＬＳに１個毎 のパルが現われるであろう。これは最初の下縁を検出す
るために開くフリップ・クロック３１３（第６１図）を
セントし、比較器３０６がノ・イになると信号は３１８
を経てに−（Ｎ２＋Ｄ）をサンプルするＬＡＴＣＨ３２
６に送られる。それによって下縁Ｎ１が得られる。同時
にフリップ・クロック３２２は、制御信号ｃｏがハイと
なって最初の下縁がサンプルされたことを示すように、
セントされる。グロック３１４によって与えられる短い
遅延によシ、フリップ・フリップ３１３はリセツトされ
、これは新しい値がＬＡＴＣＨ３２６にサンプルされる
のを防止する。３１８からのサンプリング・パルスもフ
リップ・７０ン７’３０９’にセントし、それによって
同７リツプ・フリップは最初の上縁φ１を検出するため
に開く。比較器３０５の出力がハイになると、Ｋ（Ｎ２
　Ｄ）はＬＡＴＣＨ３２４においてサンプルされ、これ
はφ１を与える。ｃｌはクリップ・クロック３２０のセ
ンティングによってハイとなシ、これはφ１が検出され
たことを示す。グロック３１０における短い遅延の後で
、クリップ・７０ノゾ３０９はリセツトされ、ＬＡＴＣ
Ｈ３２４における追加のサンプリングを妨げる。３１６
からのパルスも３１１をセントするが、この３１１はグ
ロック３２５　Ｋおけるもう１つの下縁Ｎ２を検出する
ために開く。

Ｎ２が検出されると、フリップ・クロック３０７がセン
トされて、次の上縁φ２ｆ：検出するために開く。

４個の縁がすべて検出されると、制御語ＣＯ・・・Ｃ６
のすべてのピントは第３３ｃ図に示される通りハイとな
るであろう。第３３ａ図および第３３ｂ図の通９２個の
縁だけしかない場合は、ＣＤおよびＣ１のみがハイとな
り、Ｃ２およびＣ６はローとなるであろう。制御語はど
の状態が存在するかを表示するとともに、第６６図に示
される値以外の値が示される場合に誤シの状態を表示す
る。

フリップ・フリップ３０７，３０９，３１１　。

３１３は問題の縁を検出するだめの開閉用に使われるの
で％　Ｎ１．φ１．Ｎ２．φ２は順次続き、そして縁の
最初の検出のみが有効である。これは短時間スペクトル
における局部縁の望ましくない影響を減少するために行
われる。

縁検出後、どの縁がそれぞれ最大圧および最大負周波数
を与えるかをえシ分ける必要がめる。スペクトルの周期
性によシ、例えばｆ　を通過する増加する正周波数は０
よシ上で再び現われ、それに対応してＯを通過する減少
する負周波数はｆｓより下で再び現われるであろう。ス
ペクトルがＯまたはｆｓを通過するのを何度もカウント
することによって、第αり式が満足されるかぎシ、最大
ドプラー偏移を無制限に追求することができる。周期性
により、０およびｆ８は等しい周波数であシ、上記の通
り０からｆｓまでのスペクトルを構成する代わシに、ス
ペクトルは一部から−△＋ｆ　まで無制限に構成され、
それによって△は自由に選択される。説明を簡単にする
ため、一般妥当性を制限せずに△＝０が選択される。

得られたスペクトルは第６６図に示される通９６つの代
表的な形を持つことができる。第３３ａ図および第３３
に＋図の特徴は２個の縁のみが存在することであシ、一
方第５６Ｑ図では４個の縁が見られる。第３３ｂ図にお
いて、スペクトルは高域フィルタによって除去される０
およびｆ８の付近の範囲を除く全帯域をカバーする。こ
れは、第（１７）式が満足されていないことおよび周波
数の不明確さが存在することを示す。下記において、こ
れら６つの状態を系統だって説明する： 状態Ｉ 第３３ａ図のスペクトルはＯからφ１までの正ドプラー
偏移またはｆ８からＮ１までの負ドゾラー偏移のいずれ
かを有することができる。次に、これが正または負のど
ちらのドプラー偏移であるかをまず決定しなければなら
ない。これは例えば、低いドプラー偏移から高いドプラ
ー偏移まで心臓サイクルを駆動する速度の変化を追求す
ることによシ、かつ速度が時間と共に連続であること金
利用することによって行われる。ここで扱われる多デー
ト式ドプラー測定では、速度は深さの関数として観測さ
れ（低ドゾラー偏移から〕、また速度が深さの関数とし
て連続であることを利用することができる。周波数が正
であれば、下記の最大上周波数が存在するものと思われ
る ｆ＋ｍａｘ　＝φ１＋ｍｆ８曽 ただしｍはスペクトルがｆｓを何度通過したかを示す正
の整数である。スペクトルかｆｓヲ上方に通過すると、
それはスペクトル分析の周期性によ＃）０付近で再び現
われることが注目される。スペクトルの時間的変化を追
求することによって、上述の通り、第αの式が満足され
かつドプラー・スペクトルが後続スペクトル間でｆ未満
だけ移動されるかぎシ、パルス・ドプラー測定によって
測定されるドプラー偏移の大きさに制限がない。ことで
ｆｓはスペクトル分析器の帯域幅であるとともに、送信
ドプラー・パルスのパルス繰返し周波数であることが注
目される。

・スペクトルがｆｓを通過するとき、その部分は０の上
に再び現われるが、他の部分はｆ　のちようど下に見ら
れるであろう。ドプラー装置の高域フィルタによシ、０
およびｆＩ３付近の帯域が除去され、スペクトルはその
とき４個の縁を持っであろう。この状態はもつと詳しく
以下に説明される。

ｆ＋ｍａｘがその最大値となって減少し始めると、ｍは
スペクトルが０を通過する度に減分されなければならな
い。第０４式が心臓サイクルの一部の間のみ満足される
状態が起こることもある。同式による条件が満足されな
いとき、スペクトルの帯域幅が再び第←７）式を満足す
るまでｍの値を保持するようにされることがある。ｍの
カウントにおいて誤シの状態を除去するために、ドプラ
ー信号が消える場合にｍ　＝　０をセントする。

正の最大縁　ｆｐ＝φ１　＠　および 負の最大縁　ｆｎ＝ｆｓ　（ハ） を定義すると便利なことがある。

次に正負周波数間の分離点は、例えば第α樽式によって
、これらの間に置かれる。

負ドゾラー偏移では下記が適用する： ｆ−ｍａｘ　＝　Ｎ１−　ｆ、　＋ｍｆ３　ｅＡただし
ｍはスペクトルが０の下方を通過した回数を示す負の整
数である。対応する方法で、正の最大縁は下記でセント
され ｆ＝０　００ また負の最小縁は下記でセントされる ｆｎ＝　Ｎ１（３没 ｆ　はそのとき上述の通）ｆｐとｆｎとの間で定めｋ られる。

１ｍｌの減分はＩｆ−ｍａＸｌが減少し始めるときに行
われなければならず、またｍは正のドプラー偏移で適用
するものに対応して、ドプラー信号が消えるときにゼロ
にセントされる。

状態■ 第６６図の状態において、縁Ｎ１およびφ１はｒプラー
装置の高域フィルタのしゃ断層波数に置かれている。こ
の状態では、修正することができない周波数の不明確さ
が存在する。したがって制御語００１１によって、周波
数の不明確さが存在するか否かを決定するようにＯから
Ｎ１までおよびφ１からｆ　までの距離をチェックしな
ければならない。それが存在しなければ最初の状態があ
り、それは正負どちらのドプラー偏移があるかを決定さ
れる必要があり、そのとき第（ハ）式または第（ハ）式
を使用する。周波数の不明確さが存在するならば、最大
周波数を決定することは不可能である。

これが起こるときに状態■および■の下でｌ　ｍ　ｌ　
）　Ｏであるならば、ｍの値は第０９式が再度満足され
るまで保持される。これは例えば、当該点で二次元ドプ
ラー像に一定のカラー・コードを挿入することによって
果たされる。

状態■ 第３３Ｃ図の状態は下記６通９の方法で理論的に生じ得
る ＋＞ｈｓｓはゆるやかな正のドプラー偏移を、Ｂ５６は
ゆるやかな負のドプラー偏移を示す。

＋＊）Ａ６６は大きな負のドプラー偏移を、Ｅ３３は大
きな正のドプラー偏移を示す。

実際には同時に別のスペクトルで大きな正と大きな狗の
ドプラー偏移は生じないはずである。したがってこの場
合は理論的に除外される。

１１１）第３３ａ図の状態が存在し、かつ最大周波数が
ｆ　または０を通過するように速度が増加するならば、
周期性によシ第 ３５Ｃ図にボされるようなスペクトルとなるであろう。

ドブンー装置の高域フィルタは４個の縁が生じるように
０およびｆ　の付近の周波数を除去するで多ろう。

状態１）において下記が得られる ｆ＋ＩｆｌａＸ＝φ１ Ｇ諺 ｆ−ｍａｘ＝　Ｎ　２−　ｆＢ ｆｓｋはそのとき第α樽式のように定められ、ここでｆ
ｐ＝φ１およびｆｎ−Ｎ２である。

状態ｉ＋）は実際には問題外である。状態１１１）が存
在するかどうかを決定するために、低速度からの時間の
関数として状態３３ａの展開を追求することができる。

多／、＋−）式に関して、展開は低速度からの深さの関
数として追求することができる。

ある時間（深さの点ンで、６６ａ形のスペクトルが存在
しかつ次に３５ｃ形のスペクトルが存在するならば、状
態１１１ンが存在することになる。さらに状態１１１）
は、スペクトルがｍｆＢを通過するかぎゃ存在するので
、第３３Ｑ図に示される形状のスペクトルが得られる。

スペクトルがｆ３を通過したとき再度状態Ｉが現われる
。正ドゾラー偏移で。

そのとき下記がセットされる ｆ＋ｍａｘ　””　”ｆｓ＋φ１ （ト） ｆ　−φ１　ｆ−＝：Ｎ９ ただしｍはφ１がｆ　を通過した回数を示す積数である
。

負ドプラー偏移では下記が適用する ただしｍはＮ１がＯの下方を通過した回数を示す負の整
数である。状態Ｉのように、ドプラー偏移が減少し始め
るとき１ｍｌ　を減分する必要があシ、またドプラー信
号が消えるとき０にリセットされる。

ｆうａｘおよびｆ　から、最高の絶対値を有すｍａｘ るものを提供す°ることが興味深いと思われる上記でめ
られるｍｉ使用することによって、スペクトルの表示に
おける周波数の不明確さを修正することができる。例え
ば状態Ｉにおいて、これは正負画周波数の周波数座標Ｖ
ｃｍｆｓ′ｆ、加算することによって生じることがある
。状態■の１１１）においては、正周波数でｆｋ＜ｆ８
にの周波数座標にｍｆ８を、ｆｋ　＞ｆｓｋの周波数座
標に（ｍｌ）ｆ６を加ηル、これと対応して負周波数で
ｆｋ＞ｆｓｋについてｍｆｓを、ｆｋ＜ｆｓｋについて
（ｍ＋１）ｆ６を加算することができる。

平均ドプラー偏移ｆの周波数不明確さの修正は下記によ
って果たされる 正負周波数について別々に平均ドプラー偏移を提供する
こともできる。

ｆ＋＝Ｑ 状態■ 周波数の不明確さによシ、平均および最大ドプラー変移
は不明であシ、これに関してメツセージが与えられる。

状態■の１） 状態■の１１）−正ドプラー偏移 ｆ−＝０ 状態ＩＩＩの１１１）−員ドプラー偏移ｆ　＝Ｑ ｆ漬 Ｘｏに ０υ Ｓ　／　Ｈ比が低いとき、ｆｓｋをめるのがむっかしい
ことがある。ｆを計算する場合、ｆ８に＝ｆ８／２と置
くことができる。

最大ドプラー偏移をめるのに使用される方法は、各スペ
クトルの表示間に不動時間があるものと想定する。これ
を得るために、第６１図による２個のユニットが使用さ
れる例えば第６４図に示される並列分析が使用されなけ
ればならない。その計算を実施するために単チップのマ
イクロプロセッサを用いることは興味深い。そのとき計
算時間は長いので、図示のような２個の並列ユニット３
００および３００”！Ｉ：越える数のユニットが適用さ
れなければならない。ユニットから、上述の通シ最大ド
プラー偏移ｆ８が得られるとともに正負周波数間の分離
ｆｓいが得られるはずである。

ｆｓｋは深さ１について第２６図に示されている。

ドプラー・スペクトル、最大および平均ドブンー信号の
曲線ならびに時間の関数としてスペクトルを表示するた
めに選択された深さの可聴信号の曲線が著しく変動せず
に、制限された時間中ドプラー測定を中断することがで
きる。中断時間はと９わけ、ノルウェー特許出願第８２
．１２４５号に記載されたような二次元エコー振幅像を
発生させるのに利用される。

中断時間後、組織からの反射が除去されるまで高域フィ
ルタに初期過度現象が許容されなけれはならない（第３
５図参照）。その後、ドブンー信号が分析される。

深さの関数としての最大および平均ドプラー偏移と共に
ドプラー・スペクトルは、中断時間の際表示ユニット内
で固定することができる。この理由で、所望精度を持つ
新しいドプラー・スペクトルを作るために必要な分析用
ドプラー信号のＮ個のサンプルを取れば十分である。Ｎ
の代表的な値は１６．３２．６４．１２８である。その
後装置は新しい中断に備える。例えば「パケット・グリ
ビード」デバイスを用いるチャージ２変換によシ、どれ
だけの敬のサンプルがスペクトルを計算するスペクトル
分析器に必要であるかが電子回路（ハードウェア）によ
ってしばしば定められるであろう。そのとき欠けている
信号サンプルは１分析器にとって十分な数の値が存在す
るまでゼロによって置き換えられる。そのときＮは最初
に分析器が要求した数よシも少なく自由に選択すること
ができる。

中断は常時規則的に行われるはずである。それによって
ドプラー・スペクトルのサンプルは一定の時間を置いて
生じるであろう。これらのサンプルは上述の通り、選択
された深さについて時…１の関数としてのドプラー・ス
ペクトルの展開を表示するのに用いられる。中断の間隔
が長くなると、スペクトルは各サンプル間で多く変化す
ること力ヨある。そのとき、中断の時間においてサンプ
ル容積１に挿入することは興味深いことかもしれない。

説明したように、選択された深さでの可聴方法でドプラ
ー信号を表示することがさらに役立つ。

ドプラー測定における中断は可聴信号を妨害するであろ
う。これは、ドプラー信号を上述のような時間中いつで
もまたはその時間の一部中、推測（ｉ号と置き替えるこ
とによって得られる。

装置の分析器部分はドプラー信号のサンプルをわずかＮ
個しか必要としないので、ドプラー信号を直接測定する
時間は、第６図による合成２渉を使用することによって
、中断時間に関して短くラーることかできる。そのとき
合成ドプラー信号をいつでも表示することが望ましい。

そのときフィルり係数は、例えば１つの深さについて上
述した通シ、一定の時間を置いてＮ個のドプラー・サン
プルに基づいて計算される。そのとき係数は、合成信号
のスペクトルに円滑な変化が生じるように時間の関数と
して変わることを許される。このスペクトルはそのとき
、選択された深さの時間の関数として表示するためにサ
ンプルのドプラー・スペクトルの挿入型として用いられ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は二次元血流速度界および周波数スペクトルを表
わす２つの選択された点の表示を含む。 生物構造の扇形像の一例金示す図、第２図は時間の関数
として２点からドプラー・スペクトルを作る例ｆ：示す
図、第６ａ図は変換器から出される超音波ビームと共に
変換器を概略的に示す図、第６ｂ図は超音波ビームに沿
う異なる深さでの周波数スペクトルを第６ａ図に関して
示す図、第４図は連続掃引（回転）変換器に関して一定
の幾何学的関係を示す図、第５図は時間の関数としての
ドプラー信号の例、および１個のサンプル点すなわちサ
ンプル容積のタイム・スロットを示す図、第６１東１ｄ
信芸を言残のゾロツクＭを子１　笛７捌１は大発明によ
る完全装置の簡潔化されたグロック図を示し、第８図は
特に超音波ビームに沿う一次元（深さ）における放射状
の血流速度界を表示するために、変換器および表示スク
リーンと組み合わされたドプラー処理装置のブロック図
を示し、第９図は第８図のドプラー処理装置に見られる
代表的な信号を示す図、第１０図は第８図の１プラー処
理装置に含まれる高域フィルり・ユニット’を示す図、
第１１図は超音波ビームに沿う１つの深さに関して第１
０図の高域フィルり・ユニットの機能を示す図、第１２
図は１つの深さに関して第１０図の高域フィルタ・ユニ
ットの機能を迫力１）説明するだめの簡潔化でれた図を
ボし、第１６図は高域フィルタからの出力で表わされる
ドプラー（Ｍ号の部分すなわちセグメントの例を示す図
、第１４図は例えは第１６図に示されたようなセクゝメ
ントからの、静止信号合成用横フイルりを持つ合成器の
グロック図であシ、第１５図は第１４図のフィルタに用
いるフィルタ係数を作る重み関数を持つ与えられた信号
の乗算を示す図、第１６図は非静止複合信号用合成器の
グロック図であシ、第１７図は第１６図のグロック図に
含まれる複合乗算の実操作への分割を示す図、第１８図
は第１６図に示された２個のフィルタからの信号を混合
するための重み関数の例を示す図、第１９図は第１６図
のグロック図において１個のフィルタが使用されるとき
の重み関数の例を示す図５第２０図はチャープ２変換に
よって１個の深さにおけるドプラー信号のパワー・スペ
クトルを計算するだめの簡潔化された図を示し、第２１
図はチャープ２変換によって数個の深さのパワー・スペ
クトルを計算する図の最初の例を示し、第２２図はチャ
ー第８図の分析器による連続深さに関するスペクトルの
表示を示す図、第２４図は血流からのドプラー信号の代
表的な短時間スペクトルを示す図、第２５図は第２４図
の信号に対応するサンプルされたドプラー信号の周波数
スペクトルの一例を示す図、第２６図は第２５図のスペ
クトルの縁をめるだめの周波数ウィンＶ−の使用を示す
図、第２７図は２個の周波数ウィンドー用の和ＰＩおよ
びＰＩＩを計算する回路配列を示す図、第２８図はをめ
るための分析器からの短時間スペクトルの読出しを示す
図、第６１図は第２９図により下縁は特にエコー振幅像
を作るために、ドプラー測定が中断されるときのタイム
・シェアリングの例を示す図である。 主な符号の説明 ６１−発生器；６２−フィルタ；６３−フィルり係数計
算二二ン）；７１．８８−制御ユニット；７２．８１＝
変換器；７３−エコー処理装置；Ｔ４−ドプラー処理装
置；７５−像記憶装置；７６．８９−表示スクリーン；
８２−ＲＦユニット二８３−高域フィルタ；８４−合成
器；８５−スペクトル分析器；８６−周波数／ぐラメー
タ・ユニット； 代理人　浅　村　皓 手続補正書（方式） 昭和ご２年　と月／７日 特許庁長官殿 １、事件の表示 昭和、、ｔ’ｉ’年特γ１願第　ン駕々／ρ、ン　号３
、補正をする者 ＩＩ＋件との関係　特１、′］出願人 （Ｉ所 ４、代理人 昭和ｊ−７年Ｚ月Ｎ日 ６、補正により増加する発明の数

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）　ドプラー原理に基づく血流速度測定によシ、実
   時間表示を伴う、例えば心臓機能のような生きている生
   物構造の循環系を調査する方法であって、調査すべき生
   物構造の領域で二次元またはそれ以上の次元で掃引され
   るパルス型超音波ビームを伝送する段階と、伝送された
   超音波パルスの各ビーム方向に沿う多数の深さ点におい
   て後方散乱超音波信号をサンプルする段階とを含む前記
   方法において、各深さおよびビーム方向についてドプラ
   ー原理により血流の速度パラメータがめられることと、
   調査された全領域からの速度パラメータが像記憶装置に
   読み込まれ、そこから速度パラメータは表示スクリーン
   に符号表示されるために繰シ返し読み出されることと、
   調査された領域内の１つ以上の選択された点からの後方
   散乱信号に基づく合成によって、これらの点では欠けて
   いるが他の点では測定されるドプラー信号の評価が作ら
   れ、それによって同じまたは別の表示スクリーン上に時
   間の関数として同時に表示される例えば最大周波数のよ
   うな信号または周波数パラメータの周波数スペクトルが
   められることを特徴とする前記方法。 （２、特許請求の範囲第１項記載による方法において、
   速度パラメータの作像がドブンー測定と振幅作像との間
   のタイム・シェアリングによって、生物構造のそれ自体
   既知のエコー振幅作像と組み合わされ、それによってエ
   コー作像からの画情報は像記憶装置に読み込まれてそれ
   自体既知のやり方で速度パラメータ像と組み会わされて
   スクリーン上に表示されることを特徴とする前記方法。 （３）選択された深さからの評価４ｉ号が聞えるように
   提供されることを特徴とする特許請求の範囲第１項また
   は第２項記載による方法。 （４）速度パラメータが各測定点（サンプル容積）にお
   いて血流の最大速度でるること（ｉｌ−特徴とする特許
   請求の範囲第１項、第２項または第６項記載による方法
   。 （５ン　速度パラメータが各測定点（サンプル容積）に
   おいて血流の平均速度であることを特徴とする特許請求
   の範囲第１項、第２項または第６項記載による方法っ （６）　速度パラメータが血流のスペクトル幅であるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項、第２項または第
   ６項記載による方法。 （７）　速度パラメータが特許請求の範囲第５項および
   第６Ｊ１４記載のような速度パラメータの直線組合わせ
   、例えば和であることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項、第２項または第６項記載による方法。 （８）　超音波ビームが調査すべき領域にわたって連続
   掃引烙れることを特徴とする特許請求の範囲第１項から
   第７項のどれでも１つの項記載による方法。 （９）　速度パラメータの符号表示がグレイ・スケール
   の形で生じることを特徴とする特許請求の範囲第１項か
   ら第８項のどれでも１つの項記載による方法。 （ｘｌ　速度パラメータの符号表示がカラー・スケール
   の形で生じることを特徴とする特許請求の範囲第１項か
   ら第８項のどれでも１つの項記載による方法。 Ｑｌ）　速度パラメータが信号のスペクトル分析に基づ
   き測定されることを特徴とする特許請求の範囲第１項か
   ら第１０項のどれでも１つの項記載による方法。 （６）送受信装置と組み合わされた超音波変換器装置と
   、最低１個の表示スクリーンとを宮む生きている生物構
   造の循環系を調査する装置であって、−前記パラメータ
   をめるために各ビーム方向に沿う多数の深さ点で後方散
   乱信号をサンプルするドプラー処理装置と、 一像記憶装置と、 一調食された全領域からの速度パラメータか像記憶装置
   に読み込まれてスクリーン上に繰ｐ返し読み出されかつ
   表示されるようにドプラー処理装置および像記憶装置を
   制御する制御ユニットと、″ 一前記周波数スベクトル、おそらく前記周波数パラメー
   タを選択された１つ以上の点で時間の関数として計算す
   るために前記評価を作り、同じまたは別の表示スクリー
   ン上に時間の関数として同時に表示する合成器と、 を有することを特徴とする前記循環系を調査する装置。 ←］　特許請求の範囲第１２項記載による装置であって
   、生物構造のそれ自体既知のエコー振幅作像用エコー処
   理装置を含み、前記エコー処理装置はドノラー測定との
   タイム・シェアリングで制御ユニットからの制＠を受け
   、像記憶装置に像情報を読み込んで速度パラメータと組
   み合わせて前記１つのスクリーン上に表示するようにさ
   れることを特徴とする前記循環系を調査する装置。 ９４　ドプラー処理装置が組織構造などによる後方散乱
   信号成分を除去する高域フィルタを含む特許請求の範囲
   第１１項または第１２項による装置であって、高域フィ
   ルタの直列コンデンサ（１個または複数個）として別個
   に電子スイッチされる多数のコンデンサを含む最低１個
   のコンデンサ・ｌ々タンクある前記コンデンサの数が前
   記深さの点による別々のコンデンサの別なアドレスおよ
   びスイッチ・インに適応される前記最低１個のコンデン
   サ・パンクと、別々のコンデンサのスイッチ・インに関
   して小さな時間遅延（τ）を持つ高域フィルタの出力を
   走査する装置と、周波数パラメータ。 なるべく最大または平均周波数を計算するために各深さ
   点で後方散乱信号の周波截スペクトルをめる高域フィル
   タの後に具備される分析器と、を有することを特徴とす
   る前記循環系を調査する装置。