JPS58188433A - 超音波診断装置 - Google Patents
超音波診断装置Info
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- JPS58188433A JPS58188433A JP57070479A JP7047982A JPS58188433A JP S58188433 A JPS58188433 A JP S58188433A JP 57070479 A JP57070479 A JP 57070479A JP 7047982 A JP7047982 A JP 7047982A JP S58188433 A JPS58188433 A JP S58188433A
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- complex
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
- G01S15/88—Sonar systems specially adapted for specific applications
- G01S15/89—Sonar systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging
- G01S15/8906—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques
- G01S15/8979—Combined Doppler and pulse-echo imaging systems
- G01S15/8988—Colour Doppler imaging
-
- A—HUMAN NECESSITIES
- A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
- A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
- A61B8/00—Diagnosis using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
- A61B8/06—Measuring blood flow
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P5/00—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft
- G01P5/24—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft by measuring the direct influence of the streaming fluid on the properties of a detecting acoustical wave
- G01P5/241—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft by measuring the direct influence of the streaming fluid on the properties of a detecting acoustical wave by using reflection of acoustical waves, i.e. Doppler-effect
- G01P5/244—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft by measuring the direct influence of the streaming fluid on the properties of a detecting acoustical wave by using reflection of acoustical waves, i.e. Doppler-effect involving pulsed waves
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- G01—MEASURING; TESTING
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- G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
- G01S15/02—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems using reflection of acoustic waves
- G01S15/50—Systems of measurement, based on relative movement of the target
- G01S15/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は超音波診断装置、特に生体内運動部の運動速度
分布を正確に表示することのできる改良された超音波診
断装置に関する。
分布を正確に表示することのできる改良された超音波診
断装置に関する。
生体内の運動部例えば心臓等の臓器あるいは循環器およ
び血管内の血流または体液流々どの運動速度を測定する
ために、従来より超音波パルスドプラ法が実用化されて
おり、生体内運動部からの反射エコーの周波数偏移によ
って運動速度を電気的に検出することができるが、この
従来装置では、予め定めだ深度における特定点の運動速
度のみしか求めることができない。この結果、所望範囲
全域の血流等の速度分布を求めるためには、超音波パル
スの送受信を異なる目標点に対して多数回行い、これら
を合成しなければならず、速度分布測定に長時間を要す
ることとなる。従って、この方法では、生体内運動部の
変動に追従した速度分布の測定ができず、拍動による血
流状態の変化などを実時間で観察することが不可能であ
った。
び血管内の血流または体液流々どの運動速度を測定する
ために、従来より超音波パルスドプラ法が実用化されて
おり、生体内運動部からの反射エコーの周波数偏移によ
って運動速度を電気的に検出することができるが、この
従来装置では、予め定めだ深度における特定点の運動速
度のみしか求めることができない。この結果、所望範囲
全域の血流等の速度分布を求めるためには、超音波パル
スの送受信を異なる目標点に対して多数回行い、これら
を合成しなければならず、速度分布測定に長時間を要す
ることとなる。従って、この方法では、生体内運動部の
変動に追従した速度分布の測定ができず、拍動による血
流状態の変化などを実時間で観察することが不可能であ
った。
従来の改良された超音波パルスドプラ装置として、多数
のチャンネルを設け、これによって所望範囲の血流速度
分布情報を一度に測定する装置も提案されているが、従
来のドプラ装置と同様に、狭い帯域（通常数ｋＨｚ ）
で構成されているだめ、高速度でドプラ情報を収集する
ことができず、Ｂモード走査で血流状態の変化などを観
察することは困難であり、また多数のチャンネルを必要
とし、装置の大型化および高価格化を招く欠点があった
。
のチャンネルを設け、これによって所望範囲の血流速度
分布情報を一度に測定する装置も提案されているが、従
来のドプラ装置と同様に、狭い帯域（通常数ｋＨｚ ）
で構成されているだめ、高速度でドプラ情報を収集する
ことができず、Ｂモード走査で血流状態の変化などを観
察することは困難であり、また多数のチャンネルを必要
とし、装置の大型化および高価格化を招く欠点があった
。
本発明は上記従来の課題に鑑みなされたもので、超音波
パルスドプラ法を改良して従来の多数チャンネルを用い
ることなく送受信される超音波ノ々ルスビームの通過線
上にある運動速度分布を一度に測定し、高速実時間で運
動速度分布を表示することのできる改良された超音波診
断装置を提供することにある。
パルスドプラ法を改良して従来の多数チャンネルを用い
ることなく送受信される超音波ノ々ルスビームの通過線
上にある運動速度分布を一度に測定し、高速実時間で運
動速度分布を表示することのできる改良された超音波診
断装置を提供することにある。
上記目的を達成するため、本発明は超音波・々ルスビー
ムを一定の繰返し周波数で生体内に送信し反射波を受信
増幅して表示する超音波診断装置において、送信繰返し
周波数の整数倍の周波数を有し互いに複素関係にある一
組の複素基準信号と受信高周波信号とを混合して受信高
周波信号を複素信号に変換する複素信号変換器と、前記
複素信号の自己相関を演算する自己相関器と、前記自己
相関の偏角を演算する偏角演算器と、を含み、生体内の
運動部の運動速度分布を測定および表示することを特徴
とする。
ムを一定の繰返し周波数で生体内に送信し反射波を受信
増幅して表示する超音波診断装置において、送信繰返し
周波数の整数倍の周波数を有し互いに複素関係にある一
組の複素基準信号と受信高周波信号とを混合して受信高
周波信号を複素信号に変換する複素信号変換器と、前記
複素信号の自己相関を演算する自己相関器と、前記自己
相関の偏角を演算する偏角演算器と、を含み、生体内の
運動部の運動速度分布を測定および表示することを特徴
とする。
以下図面に基づいて本発明の好適な実施例を説明する。
安定な高周波信号を発生する水晶発振器１０の出力は分
周回期回路１２に供給され、該分周回期回路によって所
望周波数の各種出力信号が得られる。
周回期回路１２に供給され、該分周回期回路によって所
望周波数の各種出力信号が得られる。
これらの出力信号は超音波パルスビーム送信用の送信繰
返し周波数信号１００、複素変換のための複素基準信号
１０２，１０４、超音波診断結果の表示を行うための掃
引同期信号１０６および装置各部の同期作用を行うクロ
ック信号１０８を含む。本発明において、前記複素基準
信号１０２ 、１０４は送信繰返し周波数信号１００の
整数倍の周波数を有しかつ互いに複素関係となるよう、
実施例においては、９０°の位相差を有する。
返し周波数信号１００、複素変換のための複素基準信号
１０２，１０４、超音波診断結果の表示を行うための掃
引同期信号１０６および装置各部の同期作用を行うクロ
ック信号１０８を含む。本発明において、前記複素基準
信号１０２ 、１０４は送信繰返し周波数信号１００の
整数倍の周波数を有しかつ互いに複素関係となるよう、
実施例においては、９０°の位相差を有する。
前記送信信号１００は駆動回路１４および送受切替回路
１６を介して探触子１８に供給され該探触子１８を励振
し、超音波パルスビームが被検体２０内に送信される。
１６を介して探触子１８に供給され該探触子１８を励振
し、超音波パルスビームが被検体２０内に送信される。
被検体２０からの反射エコーは探触子１８によって電気
信号に変換され、送受切替回路１６から高周波増幅器２
２へ送られて所望の増幅作用が施された後、その一方の
出力が通常のＢモードあるいはＭモード表示信号として
表示部に供給され、また他方の出力は本発明に係る運動
速度を測定のために演算処理部へ供給される。
信号に変換され、送受切替回路１６から高周波増幅器２
２へ送られて所望の増幅作用が施された後、その一方の
出力が通常のＢモードあるいはＭモード表示信号として
表示部に供給され、また他方の出力は本発明に係る運動
速度を測定のために演算処理部へ供給される。
通常のＢモードあるいはＭモード表示を行うだめの出力
信号は検波器２４およびビデオ増幅器２６から切替器２
８を介してＣＲＴ表示器３０に供給され、ＣＲＴ表示器
３０の表示面を輝度変調する。
信号は検波器２４およびビデオ増幅器２６から切替器２
８を介してＣＲＴ表示器３０に供給され、ＣＲＴ表示器
３０の表示面を輝度変調する。
前記探触子１８の超音波パルスビームを機械的あるいは
電気的な角度偏向などによって走査させ超音波パルスビ
ームで被検体２０を周期的に走査し、あるいは所望の偏
向角にて走査を停止するだめに走査制御器３２が設けら
れており、該走査制御器３２の走査位置信号および前記
分周同期回路１２から得られる掃引同期信号１０６とは
掃引トリガ発生器３４５ − に供給され、ＣＲＴ表示器３０の掃引制御が行われる０ 前記高周波増幅器２２の他方の出力は本発明において複
素演算に供され、所望の運動速度情報が得られる。この
ために、高周波増幅器２２から得られる受信高周波信号
は複素信号変換器３６に供給されて複素信号に変換され
る。
電気的な角度偏向などによって走査させ超音波パルスビ
ームで被検体２０を周期的に走査し、あるいは所望の偏
向角にて走査を停止するだめに走査制御器３２が設けら
れており、該走査制御器３２の走査位置信号および前記
分周同期回路１２から得られる掃引同期信号１０６とは
掃引トリガ発生器３４５ − に供給され、ＣＲＴ表示器３０の掃引制御が行われる０ 前記高周波増幅器２２の他方の出力は本発明において複
素演算に供され、所望の運動速度情報が得られる。この
ために、高周波増幅器２２から得られる受信高周波信号
は複素信号変換器３６に供給されて複素信号に変換され
る。
すなわち、実施例においては、複素信号変換器３６は位
相検波器を含む一組のミキサ３８ａ 、 ３８ｂを有し
、各ミキサ３８において前記受信高周波信号がそれぞれ
前記複素基準信号１０２ 、１０４と演算され、複素基
準信号１．０２ 、１０４は前述したように互いに９０
゜位相の異なる複素関係にあるため、ミキサ３８から高
周波信号に対応した複素信号を出力することができる。
相検波器を含む一組のミキサ３８ａ 、 ３８ｂを有し
、各ミキサ３８において前記受信高周波信号がそれぞれ
前記複素基準信号１０２ 、１０４と演算され、複素基
準信号１．０２ 、１０４は前述したように互いに９０
゜位相の異なる複素関係にあるため、ミキサ３８から高
周波信号に対応した複素信号を出力することができる。
すなわち、各ミキサ３８は混合検波によって入力された
受信高周波信号と複素基準信号との画周波数の和と差の
周波数の信号を出力し、これら両信号が低域フィルタ４
０ａ、４０ｂに供給され、差の周波数成分のみが取り出
される。
受信高周波信号と複素基準信号との画周波数の和と差の
周波数の信号を出力し、これら両信号が低域フィルタ４
０ａ、４０ｂに供給され、差の周波数成分のみが取り出
される。
前記ミキサ３８の混合検波作用において、複素基６−
準信号１０２ 、 ｌＣＭは単一・周波数の連続波であ
るが、他方の人力信号である受信高周波信号はドプラ情
報を含むパルス波なので、前記低域フィルタ４０の出力
には多数のスペクトル成分が現われることとなる。以下
にこの複素変換を演算式によって説明する。
るが、他方の人力信号である受信高周波信号はドプラ情
報を含むパルス波なので、前記低域フィルタ４０の出力
には多数のスペクトル成分が現われることとなる。以下
にこの複素変換を演算式によって説明する。
一方の複素基準信号１０２は送信用高周波信号の繰返し
周波数ｆ７の整数倍の周波数ｌ。を有し、その振幅を１
とすれば、 ５ｉｎ２πｆｏｔ ・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・（１）なる正弦波電圧信
号にて示される。一方、探触子１８で受信される受信高
周波信号は送信周波数をｌ。
周波数ｆ７の整数倍の周波数ｌ。を有し、その振幅を１
とすれば、 ５ｉｎ２πｆｏｔ ・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・（１）なる正弦波電圧信
号にて示される。一方、探触子１８で受信される受信高
周波信号は送信周波数をｌ。
とすれば、
ｓｉｎ （２πｆｏｔ＋２πｆ’ｔｔ） ・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・＋２）にて示さ
れる。ただし、ｆ、ｔはドプラ偏移周波数である。
・・・・・・・・・・・・・・・・・・＋２）にて示さ
れる。ただし、ｆ、ｔはドプラ偏移周波数である。
なおこの受信信号には、一般に
のスペクトルが含まれる（ ｆ′ｒは送信繰返し周波数
、γしは０，１．２・ なる自然数である）が、以下に
説明を簡略化するだめに、ルーＯのときの（２）式に示
されるスペクトルについてのみ説明する。
、γしは０，１．２・ なる自然数である）が、以下に
説明を簡略化するだめに、ルーＯのときの（２）式に示
されるスペクトルについてのみ説明する。
ミキサ３８ａでは一方の複素基準信号１０２と受信高周
波信号との積がとられるので、（１）式と（２）式の積
の２倍である次式が得られる。
波信号との積がとられるので、（１）式と（２）式の積
の２倍である次式が得られる。
ＣＯ８２πｆｄｔ −ｃｏｓ （４πｆｏｔ ＋２πｆ
ｄ’ ）そして、この出力は低域フィルタ４０ａで２ｆ
ｏの周波数が除去されるので、その出力信号はｃｏｓ
２πｆ、１ ｔ °゛−゛−゛−゛−゛
−−−−なる。
ｄ’ ）そして、この出力は低域フィルタ４０ａで２ｆ
ｏの周波数が除去されるので、その出力信号はｃｏｓ
２πｆ、１ ｔ °゛−゛−゛−゛−゛
−−−−なる。
一方、他方の複素基準信号１０４は前記信号１０２と９
０°位相が異なるので、 ｃｏｓ ２πｆｏｔ ・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（４）なる余弦波電圧信号で示
され、ミキサ３８１〕の混合検波および低域フィルタ４
０１〕のフィルタ作用によって、 ５ｉｎ２πｆｄｌ ””””””
”””””””’ （５）なる信号に変換され、前記
（３）式を実数部、そして（５）式を虚数部とする複素
信号に変換されたこととなり、これら両信号は次の複素
式によって示すことができる。
０°位相が異なるので、 ｃｏｓ ２πｆｏｔ ・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（４）なる余弦波電圧信号で示
され、ミキサ３８１〕の混合検波および低域フィルタ４
０１〕のフィルタ作用によって、 ５ｉｎ２πｆｄｌ ””””””
”””””””’ （５）なる信号に変換され、前記
（３）式を実数部、そして（５）式を虚数部とする複素
信号に変換されたこととなり、これら両信号は次の複素
式によって示すことができる。
Ｚ＋ ＝ ｃｏｓ ２πｆｒｉ ｔ ＋ｔ ｓｉｎ ２
ｒｃＩｄｌ ・・・・・・・・・・・・・（６）以
上のようにして複素変換された信号Ｚ１はＡＩ）変換器
４２ａ ＋ ４２１）によってデジタル信号に変換され
、次段の複素ディレーラインキャンセラ４４に入力され
る。前記ＡＤ変換器４２へはクロック信号１０８が供給
されて該クロック信号によるサンプリングが行われてい
る。
ｒｃＩｄｌ ・・・・・・・・・・・・・（６）以
上のようにして複素変換された信号Ｚ１はＡＩ）変換器
４２ａ ＋ ４２１）によってデジタル信号に変換され
、次段の複素ディレーラインキャンセラ４４に入力され
る。前記ＡＤ変換器４２へはクロック信号１０８が供給
されて該クロック信号によるサンプリングが行われてい
る。
実施例においては、前述した複素ディレーラインキャン
セラ４４が設けられているので、生体内の静止部あるい
は低速運動部からの受信信号を除去して運動部のみの速
度信号を取り出すことができ、画像信号の品質を著しく
向上させることができる。
セラ４４が設けられているので、生体内の静止部あるい
は低速運動部からの受信信号を除去して運動部のみの速
度信号を取り出すことができ、画像信号の品質を著しく
向上させることができる。
すなわち、一般に生体からの例えば血流信号には血管壁
、心臓壁等のほぼ静止している生体組織からの反射信号
（クラッタ）が混入し、この信号は抑流からの反射信号
に比較して通常強大なため血流測定に著しい妨害を与え
る。しかしながら、本実施例においては、前記複素ディ
レーラインキャンセラ４４によりこのような低速度信号
を除去する− ９ ＝ ことができるので、運動部からの信号のみを検出するこ
とが可能となる。
、心臓壁等のほぼ静止している生体組織からの反射信号
（クラッタ）が混入し、この信号は抑流からの反射信号
に比較して通常強大なため血流測定に著しい妨害を与え
る。しかしながら、本実施例においては、前記複素ディ
レーラインキャンセラ４４によりこのような低速度信号
を除去する− ９ ＝ ことができるので、運動部からの信号のみを検出するこ
とが可能となる。
複素ディレーラインキャンセラ４４は繰返し信号の１周
期（Ｔ）に一致する遅延時間を有するディレーライン４
６ａ、４６ｂを有し、このディレーラインは例えば１周
期の中に含まれるクロックパルスの数に等しい記憶素子
から成るメモＩＪ ｔたはンフトレジスタから形成する
ことができる。そして、これらディレーライン４６には
、それぞれ差演算器４８ａ。
期（Ｔ）に一致する遅延時間を有するディレーライン４
６ａ、４６ｂを有し、このディレーラインは例えば１周
期の中に含まれるクロックパルスの数に等しい記憶素子
から成るメモＩＪ ｔたはンフトレジスタから形成する
ことができる。そして、これらディレーライン４６には
、それぞれ差演算器４８ａ。
４８１〕が接続されており、差演算器４８によってディ
レーライン４６の入力すなわち現時刻の信号と出力すな
わち１周期前の信号とを同一深度において逐次比較して
信号の１周期間の差を演算する。従って、静止あるいは
低速度の生体組織からの反射信号は現時刻の信号と１周
期前の信号との間に変化がなく、あるいは変化が小さい
だめ、差演算器４８の差出力は零に近くなり、一方、速
度の速い、例えば血流信号の差出力は大きな値として検
出され、これによって前述したクラッタ全確実に抑圧す
ることができる○ −］（＋１−− 前記複素ディレーラインキャンセラ４４の作用を以下に
演算式で説明する。なお図においては、複素ディレーラ
インキャンセラ４４への入力はデジタル信号であるが、
演算式では説明を蘭学にするために、（６）式のアナロ
グ信号にて説明を行う。ディレーライン４６の入力Ｚ】
を（６）式で示すと、１周期遅延された出力Ｚ２は Ｚ２： ｃｏｓ２ｒｃｆｄＣｔ−Ｔ）＋ １ｓｉｎ ２
ｙｒ、ｆ′ｄ（ｔ−’Ｉ”） −（７）で示され、こ
の結果、差演算器４８の差出力はＺａ＝Ｚ＋−Ｚ２−＝
−２ｓｉｎ２πｆｄ−ｓ＋ｎ２πｆｄ（ｔ＋、、、 ）
十１２ｓｉｎ２πｆ、１−ｃｏｓ ２πｆｄ（” ２
）となり、ここで差出力Ｚ３を Ｚ３＝１３＋乙ｙ３ にて示せば、各”３ ＋ ｙ３は次式となる。
レーライン４６の入力すなわち現時刻の信号と出力すな
わち１周期前の信号とを同一深度において逐次比較して
信号の１周期間の差を演算する。従って、静止あるいは
低速度の生体組織からの反射信号は現時刻の信号と１周
期前の信号との間に変化がなく、あるいは変化が小さい
だめ、差演算器４８の差出力は零に近くなり、一方、速
度の速い、例えば血流信号の差出力は大きな値として検
出され、これによって前述したクラッタ全確実に抑圧す
ることができる○ −］（＋１−− 前記複素ディレーラインキャンセラ４４の作用を以下に
演算式で説明する。なお図においては、複素ディレーラ
インキャンセラ４４への入力はデジタル信号であるが、
演算式では説明を蘭学にするために、（６）式のアナロ
グ信号にて説明を行う。ディレーライン４６の入力Ｚ】
を（６）式で示すと、１周期遅延された出力Ｚ２は Ｚ２： ｃｏｓ２ｒｃｆｄＣｔ−Ｔ）＋ １ｓｉｎ ２
ｙｒ、ｆ′ｄ（ｔ−’Ｉ”） −（７）で示され、こ
の結果、差演算器４８の差出力はＺａ＝Ｚ＋−Ｚ２−＝
−２ｓｉｎ２πｆｄ−ｓ＋ｎ２πｆｄ（ｔ＋、、、 ）
十１２ｓｉｎ２πｆ、１−ｃｏｓ ２πｆｄ（” ２
）となり、ここで差出力Ｚ３を Ｚ３＝１３＋乙ｙ３ にて示せば、各”３ ＋ ｙ３は次式となる。
Ｔ Ｔ
！３””−２ｓｉｒ＋２πｆ４−ｓ＋ｎ２πｆ、ｉ （
ｔ ＋−） −−−（８）２ ｙ、−２ｓｉｎ ２πｆ、１− ｃｏｓ ２πｆ、ｔ
（を十１）・・・・・・・・・・・・（９）２ 以上のようにして、各差演算器４８ａ 、 ４８ｂの出
力には、それぞれｘ３ 、 ｙ３なる信号が出力される
こととなる。
ｔ ＋−） −−−（８）２ ｙ、−２ｓｉｎ ２πｆ、１− ｃｏｓ ２πｆ、ｔ
（を十１）・・・・・・・・・・・・（９）２ 以上のようにして、各差演算器４８ａ 、 ４８ｂの出
力には、それぞれｘ３ 、 ｙ３なる信号が出力される
こととなる。
以上のようにして低速度信号が除去された複素信号は、
次に自己相関器５０によって演算処理され、遅延量をＴ
とするＺ３の自己相関が求められる。
次に自己相関器５０によって演算処理され、遅延量をＴ
とするＺ３の自己相関が求められる。
まず入力信号Ｚ３はディレーライン５２ａ 、 ５２１
）により１周期分遅延されてＺ４が得られる。この出力
Ｚ４は以下の式で表わされる。
）により１周期分遅延されてＺ４が得られる。この出力
Ｚ４は以下の式で表わされる。
Ｚ４−＝ ｘａ＋す。
ｘ４＝−２ｓｉｎ２ｙＱ’、７− ｓ＋ｎ２π、ｆｄ（
ｔ−” ） ・・・・・−（１０）２ ｙ４＝ ２ ｓｉｎ ２πｊｄ−７ｃｏｓ ２πＬ（ｔ
−））・・・・・・・・・（１１）そして、Ｚ４＊＝
ｘ４ ’ ３’４とすると、以下の式によって相関が
求められる。
ｔ−” ） ・・・・・−（１０）２ ｙ４＝ ２ ｓｉｎ ２πｊｄ−７ｃｏｓ ２πＬ（ｔ
−））・・・・・・・・・（１１）そして、Ｚ４＊＝
ｘ４ ’ ３’４とすると、以下の式によって相関が
求められる。
Ｚ３Ｚニー（ｘ３＋１３／３）（”４ ＬＪａ）−ｘ
３ｘ４＋ｙ３３／４十乙（ｘ４３７ａ−ｘ３３７４ ） そして、この相関を求めるため、自己相関器５０には４
個の掛算器５４ ａ ＋ ５４ｂ ＋ ５６ａ ＋ ５
６１）、そして加減算器５８ａ、 ５８ｂが設けられ、
前記相関演算が行われる。
３ｘ４＋ｙ３３／４十乙（ｘ４３７ａ−ｘ３３７４ ） そして、この相関を求めるため、自己相関器５０には４
個の掛算器５４ ａ ＋ ５４ｂ ＋ ５６ａ ＋ ５
６１）、そして加減算器５８ａ、 ５８ｂが設けられ、
前記相関演算が行われる。
加減算器５８ａの出力をＲとすれば、前記（８） 、
（９） 。
（９） 。
（Ｉｏ） 、 （ＩＩ）の各関係式からＲ，＝ ｘ３ｘ
４ ＋、Ｖ３ｙ４ ＝ ４５ｉｎ２２πｆｌｉｃｏｓ
２πｆｄＴ −（１２）が得られ、また加減算器５８
ｂの出力を１とすれば、同様に Ｔ ・ １ ＝ ｘ４ ｙ３−ｘ３ｙ４＝ ４５ｉｎ２２ｒｒｆ
ｄ−ｓ＋ｎ ２π、ＩｄＴ −（１３）が得られ、両
扉減算器５８の出力を合わせて次式にて示される。
４ ＋、Ｖ３ｙ４ ＝ ４５ｉｎ２２πｆｌｉｃｏｓ
２πｆｄＴ −（１２）が得られ、また加減算器５８
ｂの出力を１とすれば、同様に Ｔ ・ １ ＝ ｘ４ ｙ３−ｘ３ｙ４＝ ４５ｉｎ２２ｒｒｆ
ｄ−ｓ＋ｎ ２π、ＩｄＴ −（１３）が得られ、両
扉減算器５８の出力を合わせて次式にて示される。
Ｓ−Ｒ＋乙■ ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（１４）そして、この出力Ｓは信
号の変動成分や装置から発生する雑音成分を含むので、
これら雑音成分を除去するために平均回路によって平均
が求められ、この平均はＥ−Ｒ，＋ｉ１で表わされ、複
素相関が演算される。
・・・・・・・・・・（１４）そして、この出力Ｓは信
号の変動成分や装置から発生する雑音成分を含むので、
これら雑音成分を除去するために平均回路によって平均
が求められ、この平均はＥ−Ｒ，＋ｉ１で表わされ、複
素相関が演算される。
前記平均回路はディレーライン６０ａ、 ６０ｂにて１
周期遅延した出力を現時刻の入力信号に加算器６２ａ。
周期遅延した出力を現時刻の入力信号に加算器６２ａ。
６２ｂにて加算し、再びこの出力をディレーライン６０
に供給する操作を繰り返し７、この加算を例えば、テジ
タル回路で構成する場合には、その加算出力 １３− の上位ビットを出力すれば、平均値を得ることができる
。しかし、単にこの操作を繰り返し行っていくと、加算
回数の増加に伴い、出力値が逐次増大し、ついには飽和
する。そこで、実施例においては、重み付回路６４ａ、
６４ｂが設けられ、出力を減衰させて入力と加算してい
る。すなわち、減衰量をαとすれば、現時刻の信号より
例えば１０周期前の信号はα１０だけ減衰して現時刻の
信号と加算されるので、出力に与える影響度が小さくな
り、低域フィルタや移動平均回路と同様の平均機能を果
だすことが可能となる。また重み付回路６４の重み付量
を変えることにより、平均化の度合を変更することが可
能となる。
に供給する操作を繰り返し７、この加算を例えば、テジ
タル回路で構成する場合には、その加算出力 １３− の上位ビットを出力すれば、平均値を得ることができる
。しかし、単にこの操作を繰り返し行っていくと、加算
回数の増加に伴い、出力値が逐次増大し、ついには飽和
する。そこで、実施例においては、重み付回路６４ａ、
６４ｂが設けられ、出力を減衰させて入力と加算してい
る。すなわち、減衰量をαとすれば、現時刻の信号より
例えば１０周期前の信号はα１０だけ減衰して現時刻の
信号と加算されるので、出力に与える影響度が小さくな
り、低域フィルタや移動平均回路と同様の平均機能を果
だすことが可能となる。また重み付回路６４の重み付量
を変えることにより、平均化の度合を変更することが可
能となる。
以上のようにして、本実施例においては、複素信号の相
関が自己相関器５０から得られ、この相関出力は偏角演
算器６６によって相関出力百の偏角θが求められる。す
なわち、偏角θは（１２） 、 （１３）式からθ−１
ａｎ−’Ａ ＝ ２πんＴ ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（１５）として求められ、この結
果、ドプラ偏移周波数んは −θ ｆｄ＝、計−°゛°゛゛°°“＝−−°°°°−（＋６
）として前記偏角θから極めて容易に求められることと
なる。すなわち、送信繰返し周期Ｌ１．Ｎは定数である
から、偏角θはドプラ偏移周波数課すなわち血流速度に
比例することとなり、また相関１．丘はそれぞれ正およ
び負の値を取るので、偏角θは士πの量測定可能となり
、これによって運動速度の方向性を得ることができる。
関が自己相関器５０から得られ、この相関出力は偏角演
算器６６によって相関出力百の偏角θが求められる。す
なわち、偏角θは（１２） 、 （１３）式からθ−１
ａｎ−’Ａ ＝ ２πんＴ ・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（１５）として求められ、この結
果、ドプラ偏移周波数んは −θ ｆｄ＝、計−°゛°゛゛°°“＝−−°°°°−（＋６
）として前記偏角θから極めて容易に求められることと
なる。すなわち、送信繰返し周期Ｌ１．Ｎは定数である
から、偏角θはドプラ偏移周波数課すなわち血流速度に
比例することとなり、また相関１．丘はそれぞれ正およ
び負の値を取るので、偏角θは士πの量測定可能となり
、これによって運動速度の方向性を得ることができる。
本発明における前記偏角θを（１５）式に基づいて丁。
丘から求めるためには、了および托の取り得る数値に対
応する偏角θの値を予めＲＯＭに書き込んだテーブルを
作成し、このテーブルから入力子。
応する偏角θの値を予めＲＯＭに書き込んだテーブルを
作成し、このテーブルから入力子。
Ｒ１に対応した偏角０を読み出すことにより行うことが
でき、高速演算が可能である。このような演算方式は、
前述の各種の演算器にも適用することができる。
でき、高速演算が可能である。このような演算方式は、
前述の各種の演算器にも適用することができる。
以上のようにして得られたドプラ信号はＤＡ変換器６８
によってアナログ電圧信号に変換され、切替器７０を介
してＣＲ，Ｔ表示器３０に供給され、ＣＲＴ表示器３０
上に輝度変調信号としてＢモードあるいはＭモードの運
動速度分布画像が表示される。
によってアナログ電圧信号に変換され、切替器７０を介
してＣＲ，Ｔ表示器３０に供給され、ＣＲＴ表示器３０
上に輝度変調信号としてＢモードあるいはＭモードの運
動速度分布画像が表示される。
実施例によれば、ＣＲＴ表示器３０はビデオ増幅器２６
からの通常の画像信号と前述したドプラ信号との両者を
選択的に、あるいは同時に表示可能であり、いずれか任
意の画像、あるいはこれら両画像を重ね合わせた表示を
行うことができる。
からの通常の画像信号と前述したドプラ信号との両者を
選択的に、あるいは同時に表示可能であり、いずれか任
意の画像、あるいはこれら両画像を重ね合わせた表示を
行うことができる。
なお速度信号は速度の方向性により正負の電圧で入力さ
れるので１通常の輝度変調では一極性の電圧でブラウン
管の明るさが変化し、正負の速度を識別して同時に表示
することができない。そこで、本実施例においては、Ｃ
ＲＴ表示器３０内に設けられたスイッチで入力電圧の極
性を反転して各方向別の速度が表示される。
れるので１通常の輝度変調では一極性の電圧でブラウン
管の明るさが変化し、正負の速度を識別して同時に表示
することができない。そこで、本実施例においては、Ｃ
ＲＴ表示器３０内に設けられたスイッチで入力電圧の極
性を反転して各方向別の速度が表示される。
また本発明において、ＣＲ，Ｔ表示器３０のブラウン管
としてカラーブラウン管を用いて方向を異なる色で識別
することも好適であり、例えば正の速度を赤、負の速度
を青そして静止している組織からの反射エコーを白で表
示すれば、生体内の組織構造、血流の方向、速度情報を
同時に表示し、極めて高密度の診断情報を提供すること
ができる。
としてカラーブラウン管を用いて方向を異なる色で識別
することも好適であり、例えば正の速度を赤、負の速度
を青そして静止している組織からの反射エコーを白で表
示すれば、生体内の組織構造、血流の方向、速度情報を
同時に表示し、極めて高密度の診断情報を提供すること
ができる。
前述した実施例においては、複素信号はディレーライン
キャンセラによってその低速度信号が除去されているが
、本発明において、必ずしもディレーラインキャンセラ
が必要とされることがなく、測定対象によって選択する
ことができる。
キャンセラによってその低速度信号が除去されているが
、本発明において、必ずしもディレーラインキャンセラ
が必要とされることがなく、測定対象によって選択する
ことができる。
以上説明したように、本発明によれば、超音波ビーム軸
に沿った送受信超音波パルスビームの通過線上にある生
体内の運動部の運動速度分布、例えば抑流速度分布を連
続的に求められるので、動きのある部分に対して極めて
正確な診断情報が得られ、このときの遅れ時間は送信繰
返し周期の整数倍の遅れ時間のみであるため、実質的に
実時間でこれらの分布を表示可能である。壕だ生体内の
静止部あるいは低速度部などによるクラッタはディレー
ラインキャンセラを用いることにより抑圧することがで
き、極めて高精度の測定が行われる６、更にＭモードの
ようなビームを静止できる場合は、自己相関器５０の平
均回路における平均度合を多くとれば、より正確な速度
測定を行うことが可能となる。
に沿った送受信超音波パルスビームの通過線上にある生
体内の運動部の運動速度分布、例えば抑流速度分布を連
続的に求められるので、動きのある部分に対して極めて
正確な診断情報が得られ、このときの遅れ時間は送信繰
返し周期の整数倍の遅れ時間のみであるため、実質的に
実時間でこれらの分布を表示可能である。壕だ生体内の
静止部あるいは低速度部などによるクラッタはディレー
ラインキャンセラを用いることにより抑圧することがで
き、極めて高精度の測定が行われる６、更にＭモードの
ようなビームを静止できる場合は、自己相関器５０の平
均回路における平均度合を多くとれば、より正確な速度
測定を行うことが可能となる。
１７一
本発明では、広帯域の信号が高速度で処理されるので、
Ｂモード上に実質的に実時間で血流分布を表示すること
が可能となる。このとき、応答速度を上げるため、相関
器の平均回路の平均度合を小さくし、または平均回路を
除くことも可能である。
Ｂモード上に実質的に実時間で血流分布を表示すること
が可能となる。このとき、応答速度を上げるため、相関
器の平均回路の平均度合を小さくし、または平均回路を
除くことも可能である。
そして、本発明によれば、相関技術を応用した演算処理
に１つで生体内運動部の運動速度が得られるので、ラン
ダム雑音の影響を受けることが少なく、信号対雑音比の
良い測定を行うことが可能となる。
に１つで生体内運動部の運動速度が得られるので、ラン
ダム雑音の影響を受けることが少なく、信号対雑音比の
良い測定を行うことが可能となる。
また本発明によれば、従来の超音波エコー法による超音
波診断装置からの診断情報に加えて、血流速度、血流速
度分布情報を同時に得ることができ、実用上極めて多く
の診断情報を提供できる超音波診断装置を得ることが可
能となる。
波診断装置からの診断情報に加えて、血流速度、血流速
度分布情報を同時に得ることができ、実用上極めて多く
の診断情報を提供できる超音波診断装置を得ることが可
能となる。
図は本発明に係る超音波診断装置の好適な実施例を示す
ブロック回路図である。 １０・・・水晶発振器 １８− １２・・・・・・分周同期回路 １８・・・・・探触子 ２０・・・・被検体 ３０・・・・・・ｃ ｎ、 Ｔ表示器 ３２・・・・・・走査制御器 ３６・・・・・複素信号変換器 ３８ａ、 ３８ｂ ＝ ミキサ ４（）ａ、 ４０ｂ・・・低域フィルタ４４・・・・・
複素ディレーラインキャンセラ４６ａ、 ４６１）・・
・ディレーライン４８ａ、 ４８１）・・・差演算器 ５０・・・・・自己相関器 ５２ａ、 ５２１）・・・ディレーライン５４ａ 、
５４１） 、 ５６ａ 、 ５６１）−掛算器５８ａ、
５８ｂ・・・加減算器 ６６・・・・・偏角演算器 １００・・・送信繰返し周波数信号 １．０２．１０４・・・複素基準信号 １０６・・・掃引同期信号 １０８・・クロック信号。 出願人 アロカ株式会社 手続補正書（自発） 昭和５８年７月２８日 特許庁長官 殿 １、 事件の表示 昭和５７年特許願第０７０４７９号 ２ 発明の名称 超音波診断装置 ３ 補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 東京都三鷹市牟礼６丁目２２番１号４ 補正の対
象 本願明細書全文及び図面 ５ 補正の内容 別紙の通り 明細書 （全文補正） １、発明の名称 超音波診断装置 ２、特許請求の範囲 （１）超音波パルスビーノ・を一定の繰返１７周波数で
生体内に送信１７反射波を受信増幅！７て表示する超音
波診断装置において、送信繰返１２周波数の整数倍の周
波数を有し７ｑいに複素関係にある一組の複素基準信号
と受信高周波信号とを混合Ｉ２て受１言高周波信号を複
素信号に変換する複素信号変換器と、前記複素信号の遅
れ時間を設けて複素信号の自己相関を演算する自己相関
器と、前記自己相関−１ｉｈ ｂハを演算する産米演算
器と、を含み、生体内運動部の運動速度分布を測定およ
び表示することを特徴とする超音波診断装置。 （３）特許請求の範囲（１）記載の装置において、ｒＪ
ｋ複素信号から生体内の低速運動部の信号を除去する
複素テイレーラインキャンセラが設けられている １− ことを特徴とする超音波診断装置。 ３、発明の詳細な説明 本発明は超音波診断装置、特に生体内運動部の運動速度
分布を正確に表示することのできる改良された超音波診
断装置に関する。 生体内の運動部例えば心臓等の臓器あるいは循環器およ
び血管内の血流または体液流などの運動速度を測定する
だめに、従来より超音波パルスドプラ法が実用化されて
おり、生体内運動部からの反射エコーの周波数偏移によ
って運動速度を電気的に検出することができるが、この
従来装置では、予め定めた深度における特定点の運動速
度のみ（〜か求めることができない。この結果、所望範
囲全域の血流等の速度分布を求めるためには、超音波パ
ルスの送受信を異なる目標点に対１．て多数回行い、こ
れらを合成１−なければ々らず、速度分布測定に長時間
を要することとなる。従って、この方法では、生体内運
動部の変動に追従！、た速度分布の測定ができず、拍動
による血流状態の変化などを実時間で観察することが不
可能であった。 −２〜 従来の改良された超音波パルスドプラ装置と！−１で、
多数のチャンネルを設け、これによって所望範囲の血流
速度分布情報を一度に測定する装置も提案されているが
、従来のドプラ装置と同様に、狭い帯域（通常数ｋｌＩ
ｚ ）で構成されているため、高速度でドプラ情報を収
集することができず、Ｉ−Ｉモード走査で血流状態の変
化などを観察することは困難であり、捷だ多数のチャン
ネルを必要と１２、装置の大型化および高価格化を招く
欠点があった。 本発明は上記従来の課題に鑑みなされたもので、超音波
パルスドプラ法を改良ｊ７て従来の多数チャンネルを用
いることなく送受信される超音波パルスビームの通過線
−Ｆにある運動速度分布を一度に測定１２、高速実時間
で運動速度分布を表示することのできる改良された超音
波診断装置を提供することにある。 −Ｆ記目的を達成するだめ、本発明は超音波パルスビー
ムを一定の繰返し周波数で生体内に送信し反射波を受信
増幅して表示する超音波診断装置において、送信繰返し
周波数の整数倍の周波数を有 ３− １、互いに複素関係にある一組の複素基準信号と受信高
周波信号とを混合１．て受信高周波信号を複素信号に変
換する複素信号変換器と、前記複素信号の自己相関を演
算する自己相関器と、前記自己相関から速度を演算する
速度演算器と、を含み、生体内の運動部の運動速度分布
を測定および表示することを特徴とする。 以下図面に基づいて本発明の好適な実施例を説明する。 安定な高周波信号を発生する水晶発振器１０の出力は分
周同期回路１２に供給され、該分周同期回路によって所
望周波数の各種出力信号が得られる。 これらの出力信号は超音波パルスビーム送信用の送信繰
返１７周波数信号１００、複素変換のだめの複素基準信
号１０２．１０４、超音波診断結果の表示を行うための
掃引同期回路１０６および装置各部の同期作用を行うク
ロック信号１０８を含む。本発明において、前記複素基
準信号１０２．１０４は送信繰返１２周波数信号１００
の整数倍の周波数を有［７かつ互いに複素関係となるよ
う、実施例においては、９０°の位相差を有する。 前記送信繰返し周波数信号１００は駆動回路１４および
送受切替回路１６を介（〜て探触子１８に供給され該探
触子１８を励振し、超音波パルスビームが被検体２０内
に送信される。 被検体２０からの反射エコーは探触子］８によって電気
信号に変換され、送受切替回路１６から高周波増幅器２
２へ送られて所望の増幅作用が施された後、その一方の
出力が通常のＢモードあるいはＭモード表示信号として
表示部に供給され、まだ他方の出力は本発明に係る運動
速度を測定のために演算処理部へ供給される。 通常のＢモードあるいはＭモード表示を行うだめの出力
信号は検波器２４およびビデオ増幅器２６から切替器２
８を介１〜てＣＴ（Ｔ表示器３０に供給され、ＣＲＴ表
示器３０の表示面を輝度変調する。 前記探触子１８の超音波パルスビームを機械的あるいは
電気的な角度偏向などによって走査させ超音波パルスビ
ームで被検体２０を周期的に走査１７、あるいは所望の
偏向角にて走査を停止するために走査制御器３２が設け
られており、該走査制御器３２の走査位置信号および前
記分周同期回路１２から得られる掃引同期信号１０６と
は掃引１− ＩＪガ発生器３４に供給され、ＣＲＴ表示
器３０の掃引制御が行われる。 前記高周波増幅器２２の他方の出力は本発明において複
素演算に供され、所望の運動速度情報が得られる。この
ために、高周波増幅器２２から得られる受信高周波信号
は複素信号変換器３６に供給されて複素信号に変換され
る。 すなわち、実施例においては、複素信号変換器３６は位
相検波器を含む一組のミキサ３８ａ、 ３８ｂを有１−
１各ミキサあにおいて前記受信高周波信号がそれぞれ前
記複素基準信号１０２．１０４と演算され、複素基準信
号１．０２．１０４は前述したように互いに９０゜位相
の異なる複素関係にあるため、ミキサ３８から高周波信
号に対応１−た複素信号を出力することができる。すな
わち、各ミキサ３８は混合検波によって入力された受信
高周波信号と複素基準信号との画周波数の和と差の周波
数の信号を出力１２、これ６− ら両信号が低域フィルタ４０ａ、 ４．Ｏｂに供給され
、差の周波数成分のみが取り出される。 前記ミキサ３８の混合検波作用において、複素基準信号
１０２．１０４は単一周波数の連続波であるが、他方の
入力信号である受信高周波信号はドプラ情報を含むパル
ス波なので、前記低域フィルタ４０の出力には多数のス
ペクトル成分が現われることとなる。以下にこの複素変
換を演算式によって説明する。 一方の複素基準信号１０２は送信用高周波信号の繰返１
７周波数にの整数倍の周波数人を有ｌ〜、その振幅を１
とすれば、 ８□ｎυαｔ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・（１）なる正弦波電圧信号
にて示される。一方、探触子１８で受信される受信高周
波信号は送信周波数をムとすれば、 ３ｉｎ（２π１ｔ＋２ｙｒ、ｆｔｔｔ） ・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （
２）にて示される。ただし、んはドプラ偏移周波数であ
る。 なおこの受信高周波信号には、一般に ７− のスペクトルが含捷れる（、１は送信繰返し周波数、ル
は０，１．２・・なる自然数である）が、以下に説明を
簡略化するために、ｎ ＝ （ｌのときの（２）式に示
されるスペクトルについてのみ説明する。 ミキサ３８ａでは一方の複素基準信号１０２と受信高周
波信号との積がとられるので、（１）式と（２）式の積
の２倍である次式が得られる。 ｃｏｓ２π、１ ｔ−ｃｏｓ （４π、ｆｏｔ＋２πｆ
′ｄｔ）そして、この出力は低域フィルタ４０ａで２五
の周波数が除去されるので、その出力信号はｃｏｓ ２
πｆｄ’ ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（３）となる。 一方、他方の複素基準信号１０４は前記信号１０２と９
０°位相が異なるので、 ｃｏｓ２πｆ′ｏｌ ・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・（４）なる余弦波電圧
信号で示され、ミキサ３８１）の混合検波および低域フ
ィルタ４０１）のフィルタ作用によって、 ５ｉｎ２πｆｄｔ ・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・ （５）なる信号に
変換され、前記（３）式を実数部、そ１．て（５）式を
虚数部とする複素信号に変換されたこととなり、これら
両信号は次の複素式によって示すことができる。 Ｚ１＝ ｃｏｓ ２πＡｔ＋弓川２πｃｔ −−−
°−゛°°°−−°−゛（ｅ）以上のように１〜て複素
変換された信号Ｚ１はＡ、Ｉ）変換器４２ａ、 ４２ｂ
によってデジタル信号に変換され、次段の複素ディレー
ラインキャンセラ４４に入力される。前記Ａ、Ｄ変換器
４２へはクロック信号１０８が供給されて該クロック信
号によるサンプリングが行われている。 実施例においては、前述１７た複素ディレーラインキャ
ンセラ４４が設けられているので、生体内の静止部ある
いは低速運動部からの受信信号を除去１、て運動部のみ
の速度信号を取り出すことができ、画像信号の品質を著
！−＜向上させることができる。 すなわち、一般に生体からの例えば血流信号には血管壁
、心臓壁等のほぼ静止１．ている生体組織からの反射信
号（クラッタ）が混入１２、この信号は血流からの反射
信号に比較して通常強大なため血流測定に著し−い妨害
を与える。しかｊ〜ながら、本実施例においては、前記
複素ディレーラインキャンセラ４４によゆこのよう々低
速度信号を除去することができるので、運動部からの信
号のみを検出することが可能となる。 複素ディレーラインキャンセラ伺は繰返１．信号の１周
期（Ｔ）に一致する遅延時間を有するディレーライン４
６ａ、 ４６ｂを有し、このディレーラインは例えば１
周期の中に含まれるクロックパルスの数に等しい記憶素
子から成るメモリまたはシフトレジスタから形成するこ
とができる。そ１７て、これらディレーライン４６には
、それぞれ差演算器４８ａ。 ４８１）が接続されており、差演算器４８によってディ
レーライン４６の入力すなわち現時刻の信号と出力すな
わち１周期前の信号とを同一深度において逐次比較して
信号の１周期前の差を演算する。従って、静止あるいは
低速度の生体組織からの反射信号は現時刻の信号と１周
期前の信号との間に変化がなく、あるいは変化が小さい
ため、差演算器４８１０− の差出力は零に近くなり、一方、速度の速い、例えば血
流信号の差出力は大きな値と１．て検出され、これによ
って前述ｊまたクラッタを確実に抑圧することができる
。 前記複素ディレーラインキャンセラ４４０作用を以下に
演算式で説明する。なお図においては、複素ディレーラ
インキャンセラ４４への入力はデジタル信号であるが、
演算式では説明を簡単にするために、（６）式のアナロ
グ信号にて説明を行う。ディレーライン４６の入力Ｚ１
を（６）式で示すと、１周期遅延された出力Ｚ２は Ｚ２＝ｃｏｓ２π１（ｔ−Ｔ）＋１ｓｉｎ２ｙｒｆｄ（
ｔ Ｔ） −−−（力で示され、この結果、差演算器
４８の差出力はＴ、 Ｔ Ｚ３−＝ Ｚｌ−Ｚ２＝−２ｓｉｎ２ｙｃｆｄ−ｓ＋ｎ
２πｆｄ（ｔ−−）２ Ｔ Ｔ ＋１２ｓｉｎ２π４−ｃｏｓ２ｙｒ、４（ｔ−−）２ となり、ここで差出力Ｚ３を Ｚ３ ”” ”ａ 十１３’３ にて示せば、各ｘａ ＋ ｙａは次式となる。 Ｔ、 Ｔ ｘ３ニー２ｓｉｎ２π１Ｔｓｍ２πｆ′ｄ（ｔ−Ｔ）
−−−−（８）＝ １１− Ｔ Ｔ ３７３ ？：２ Ｓｉｎ ２πｊｄ、、、ｃｏｓ２πン
（ｌ−Ｔ）曲曲曲（９）以−Ｈのようにして、各差演算
器４８ａ、４８ｂの出力には、それぞれ”３＋Ｖ３なる
信号が出力されることとなる。 以上のように１２て低速度信号が除去された複素信号は
、次に自己相関器５ｏによって演算処理され、遅延量を
Ｉ゛とするＺ、の自己相関が求められる。 丑ず入力信号ＺａＵ’、ディレーライン５２ａ、 ５２
ｂにより１周期分遅延されてＺ４が得られる。この出力
Ｚ４は以下の式で表わされる。 Ｚ４ ミ”４ ＋”／４ Ｆ１゛ ｘ４＝ −２５ｉｎ２ πｆｄ −； ｓｍ ２ π
ｆｄ（ｔ −１−７） −−（１０）Ｔ
Ｔ ｙ、＝ ２ ｓＩｎ ２π、ｆｄＴ ＣＯ５２πん（ｔ
−”Ｔ）・・−−−・−０＋）そして、Ｚ４”””４−
１ｙ４ とすると、以下の式によって相関が求められ
る。 Ｚ３Ｚ４−（”３ ＋’３７３ ） （”４ ’ｙ４
） −”３”４ ＋ｙＩＡ’１４十’ （”ｄ３
”３Ｙ４ ） そ（−で、この相関を求めるため、自己相関器５゜には
４個の掛算器５４ａ、 ５４．１）＋ ５６２．５６＋
）、そ（７て加減算器５８ａ、 ５８１）が設けられ、
前記相関演算が行われる。 加減算器５８ａの出力を１１とすれば、前記（８） 、
（９） 。 （１０） 、 （１，１＋の各関係式からＲ−”３Ｊｃ
４ ＋ 、！ＡＪ＋−４５ｉｎ２２πｆｔ ” ｃ
ｏｓ２π／ｍＴ −曲−（１２）が得られ、まだ加減
算器５８１）の出方を■とすれば、同様に Ｊ−２：４ｙ３−−ｒｓｙ、、＝４ｓｉｎ２２π１ｄｓ
ｉｎ２７ｒんＴ −＝＝−（＋３）が得られ、両加減
算器５８の出力を合わせて次式にて示される。 Ｓ＝Ｒ＋ｉＩ ・ ・・曲中・・・曲
・・（１４）そ１−で、この出力Ｓは信号の変動成分・
や装置から発生する雑音成分を含むので、これら雑音成
分を除去するために平均回路によって平均が求められ、
この平均はＳ＝Ｒ＋ｉＴで表わされ、複素相関が演算さ
れる。 前記平均回路はデ・「レーライン６０ａ、 ６０１）に
て１周期遅延した１１′ｌ力を現時刻の入力信号に加算
器６２ａ。 ６２Ｉ）にて加算１２、再びこの出力をディレーライ。 ６０に供給する操作を繰り返ｊ〜、この加算を例えば、
デジタル回路で構成する場合には、その加算出力の−Ｊ
二位ビットを出力すれば、平均値を得ることができる。 しか１７、単にこの操作を繰り返し行っていくと、加算
回数の増加に伴い、出力値が逐次増大し、ついには飽和
する。そこで、実施例においては、重み行回路６４ ａ
＋ ６４ ｂが設けられ、出力を減衰させて入力と加
算１．ている。すなわち、減衰量をαとすれば、現時刻
の信号より例えば１０周期前の信号はαＩ０だけ減衰１
．て現時刻の信号と加算きれるので、出力に与える影響
度が小さくなり、低域フィルタや移動平均回路と同様の
平均機能を果たすことが可能となる。また重み行回路６
４の重み付量を変えることにより、平均化の度合を変更
することが可能となる。 以上のようにして、本実施例においては、複素信号の相
関が自己相関器５０から得られ、この相関出力は速度演
算器６６によって相関出力可の偏角θが求められる。す
なわち、偏角θは＋１２） 、 （１３）式から１４
− θ：師１↓二２πＬＴ ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・（１５）として求められ、この結果、
ドプラ偏移周波数りは θ Ｌ−２，Ｔ ””町・・曲・・曲・（ｌ［
ｉ）として前記偏角θから極めて容易に求められること
となる。すなわち、送信繰返１−周期Ｔは定数であるか
ら、偏角θはドプラ偏移周波数Ｍすなわち血流速度に比
例することとなり、また相関Ｔ、πはそれぞれ正および
負の値を取るので、偏角θは±πの量測定可能となり、
これによって運動速度の方向性を得ることができる。 本発明における前記偏角θを（１５）式に基づいて丁。 πから求めるためには、Ｔおよびπの取シ得る数値に対
応する偏角θの値を予めＩ’（ＯＭに書き込んだテーブ
ルを作成し、このテーブルから入力子。 ｎに対応１．た偏角θを読み出すことにより行うことが
でき、高速演算が可能である。このような演算方式は、
前述の各種の演算器にも適用することができる。 ＝ １５ − 以上のようにして得られたドプラ信号はＤＡ変換器６８
によってアナログ電圧信号に変換され、切替器７０を介
してＣＲ，Ｔ表示器３ｏに供給され、ＣＲＴ表示器３０
上に輝度変調信号としてＢモードあるいはＭモードの運
動速度分布画像が表示される。 実施例によれば、ＣＲＴ表示器３０はビデオ増幅器２６
からの通常の画像信号と前述１−７だドプラ信号との両
者を選択的に、あるいは同時に表示可能であり、いずれ
か任意の画像、あるいはこれら両画像を重ね合わせた表
示を行うことができる。 々お速度信号は速度の方向性により正負の電圧で入力さ
れるので、通常の輝度変調では一極性の電圧でブラウン
管の明るさが変化１２、正負の速度を識別（７て同時に
表示することができない。そこで、本実施例においては
、ＣＲ，Ｔ表示器３ｏ内に設けられたスイッチで入力電
圧の極性を反転１．て各方向別の速度が表示される。 また本発明において、ＣＲＴ表示器３ｏのブラウン管と
してカラーブラウン管を用いて速度を色彩表示すること
も可能である。 前述した実施例においては、複素信号はディレーライン
キャンセラによってその低速度信号が除去されているが
、本発明において、必ずしもディレーラインキャンセラ
が必要とされることがなく、測定対象によって選択する
ことができる。 また実施例においては、１周期の遅延時間を有するＺ３
＋ Ｚ４を自己相関器５０に加えているが、Ｚ１〜Ｚ、
のうちの他の組合せ、例えば、Ｚ３とＺ２を自己相関器
に加えても、同様に速度演算を行うことができる。 以上説明］７たように、本発明によれば、超音波ビーム
軸に沿った送受信超音波パルスビームの通過線−トにあ
る生体内の運動部の運動速度分布、例えば血流速度分布
を連続的に求められるので、動きのある部分に対１．て
極めて正確な診断情報が得られ、このときの遅れ時間は
送信繰返し周期の整数倍の遅れ時間のみであるだめ、実
質的に実時間でこれらの分布を表示可能である。また生
体内の静止部あるいは低速度部などによるクラッタはデ
ィレーラインキャンセラを用いることにより抑圧するこ
とができ、極めて高精度の測定が行われる。 更にＭモードのようなビームを静止できる場合は、自己
相関器５０の平均回路における平均度合を多くとれば、
より正確な速度測定を行うことが可能となる。 本発明では、広帯域の信号が高速度で処理されるので、
Ｂモード上に実質的に実時間で血流分布を表示すること
が可能となる。このとき、応答速度を上げるため、相関
器の平均回路の平均度合を小さく［７、まだは平均回路
を除くことも可能である。 そして、本発明によれば、相関技術を応用１．た演算処
理によって生体内運動部の運動速度が得られるので、ラ
ンダム雑音の影響を受けることが少なく、信号対雑音比
の良い測定を行うことが可能となる。 また本発明によれば、従来の超音波エコー法による超音
波診断装置からの診断情報に加えて、血流速度、血流速
度分布情報を同時に得ることができ、実用−Ｆ極めて多
くの診断情報を提供できる超−１８〜 音波診断装置を得ることが可能となる。 ４、図面の簡単な説明 図は本発明に係る超音波診断装置の好適な実施例を示す
ブロック回路図である。 １０・・・水晶発振器 １２・・・分周同期回路 １８・・・探触子 ２０・・・被検体 ３０・・・ＣＲＴ表示器 ３２・・・走査制御器 ３６・・・複素信号変換器 ３８ａ、 ３８ｂ 、、、ミキサ ４０ａ、４０ｂ・・低域フィルタ ４４・・・複素ディレーラインキャンセラ４６ａ、４６
ｂ・・ ディレーライン ４８ａ、４８ｂ・・・差演算器 ５０・・・自己相関器 ５２ａ、５２ｔ）・・・ディレーライン５４ａ、 ５４
１）、 ５６ａ、 ５６１） ・＝掛算器５８ａ、 ５
８ｂ−−・加減算器 −１９〜 ６６・・・・・・速度演算器 １００・・・送信繰返し周波数信号 １０２、１０４・・・複素基準信号 １０６・・・掃引同期信号 １０８・・・クロック信号。 出願人 アロカ株式会社
ブロック回路図である。 １０・・・水晶発振器 １８− １２・・・・・・分周同期回路 １８・・・・・探触子 ２０・・・・被検体 ３０・・・・・・ｃ ｎ、 Ｔ表示器 ３２・・・・・・走査制御器 ３６・・・・・複素信号変換器 ３８ａ、 ３８ｂ ＝ ミキサ ４（）ａ、 ４０ｂ・・・低域フィルタ４４・・・・・
複素ディレーラインキャンセラ４６ａ、 ４６１）・・
・ディレーライン４８ａ、 ４８１）・・・差演算器 ５０・・・・・自己相関器 ５２ａ、 ５２１）・・・ディレーライン５４ａ 、
５４１） 、 ５６ａ 、 ５６１）−掛算器５８ａ、
５８ｂ・・・加減算器 ６６・・・・・偏角演算器 １００・・・送信繰返し周波数信号 １．０２．１０４・・・複素基準信号 １０６・・・掃引同期信号 １０８・・クロック信号。 出願人 アロカ株式会社 手続補正書（自発） 昭和５８年７月２８日 特許庁長官 殿 １、 事件の表示 昭和５７年特許願第０７０４７９号 ２ 発明の名称 超音波診断装置 ３ 補正をする者 事件との関係 特許出願人 住所 東京都三鷹市牟礼６丁目２２番１号４ 補正の対
象 本願明細書全文及び図面 ５ 補正の内容 別紙の通り 明細書 （全文補正） １、発明の名称 超音波診断装置 ２、特許請求の範囲 （１）超音波パルスビーノ・を一定の繰返１７周波数で
生体内に送信１７反射波を受信増幅！７て表示する超音
波診断装置において、送信繰返１２周波数の整数倍の周
波数を有し７ｑいに複素関係にある一組の複素基準信号
と受信高周波信号とを混合Ｉ２て受１言高周波信号を複
素信号に変換する複素信号変換器と、前記複素信号の遅
れ時間を設けて複素信号の自己相関を演算する自己相関
器と、前記自己相関−１ｉｈ ｂハを演算する産米演算
器と、を含み、生体内運動部の運動速度分布を測定およ
び表示することを特徴とする超音波診断装置。 （３）特許請求の範囲（１）記載の装置において、ｒＪ
ｋ複素信号から生体内の低速運動部の信号を除去する
複素テイレーラインキャンセラが設けられている １− ことを特徴とする超音波診断装置。 ３、発明の詳細な説明 本発明は超音波診断装置、特に生体内運動部の運動速度
分布を正確に表示することのできる改良された超音波診
断装置に関する。 生体内の運動部例えば心臓等の臓器あるいは循環器およ
び血管内の血流または体液流などの運動速度を測定する
だめに、従来より超音波パルスドプラ法が実用化されて
おり、生体内運動部からの反射エコーの周波数偏移によ
って運動速度を電気的に検出することができるが、この
従来装置では、予め定めた深度における特定点の運動速
度のみ（〜か求めることができない。この結果、所望範
囲全域の血流等の速度分布を求めるためには、超音波パ
ルスの送受信を異なる目標点に対１．て多数回行い、こ
れらを合成１−なければ々らず、速度分布測定に長時間
を要することとなる。従って、この方法では、生体内運
動部の変動に追従！、た速度分布の測定ができず、拍動
による血流状態の変化などを実時間で観察することが不
可能であった。 −２〜 従来の改良された超音波パルスドプラ装置と！−１で、
多数のチャンネルを設け、これによって所望範囲の血流
速度分布情報を一度に測定する装置も提案されているが
、従来のドプラ装置と同様に、狭い帯域（通常数ｋｌＩ
ｚ ）で構成されているため、高速度でドプラ情報を収
集することができず、Ｉ−Ｉモード走査で血流状態の変
化などを観察することは困難であり、捷だ多数のチャン
ネルを必要と１２、装置の大型化および高価格化を招く
欠点があった。 本発明は上記従来の課題に鑑みなされたもので、超音波
パルスドプラ法を改良ｊ７て従来の多数チャンネルを用
いることなく送受信される超音波パルスビームの通過線
−Ｆにある運動速度分布を一度に測定１２、高速実時間
で運動速度分布を表示することのできる改良された超音
波診断装置を提供することにある。 −Ｆ記目的を達成するだめ、本発明は超音波パルスビー
ムを一定の繰返し周波数で生体内に送信し反射波を受信
増幅して表示する超音波診断装置において、送信繰返し
周波数の整数倍の周波数を有 ３− １、互いに複素関係にある一組の複素基準信号と受信高
周波信号とを混合１．て受信高周波信号を複素信号に変
換する複素信号変換器と、前記複素信号の自己相関を演
算する自己相関器と、前記自己相関から速度を演算する
速度演算器と、を含み、生体内の運動部の運動速度分布
を測定および表示することを特徴とする。 以下図面に基づいて本発明の好適な実施例を説明する。 安定な高周波信号を発生する水晶発振器１０の出力は分
周同期回路１２に供給され、該分周同期回路によって所
望周波数の各種出力信号が得られる。 これらの出力信号は超音波パルスビーム送信用の送信繰
返１７周波数信号１００、複素変換のだめの複素基準信
号１０２．１０４、超音波診断結果の表示を行うための
掃引同期回路１０６および装置各部の同期作用を行うク
ロック信号１０８を含む。本発明において、前記複素基
準信号１０２．１０４は送信繰返１２周波数信号１００
の整数倍の周波数を有［７かつ互いに複素関係となるよ
う、実施例においては、９０°の位相差を有する。 前記送信繰返し周波数信号１００は駆動回路１４および
送受切替回路１６を介（〜て探触子１８に供給され該探
触子１８を励振し、超音波パルスビームが被検体２０内
に送信される。 被検体２０からの反射エコーは探触子］８によって電気
信号に変換され、送受切替回路１６から高周波増幅器２
２へ送られて所望の増幅作用が施された後、その一方の
出力が通常のＢモードあるいはＭモード表示信号として
表示部に供給され、まだ他方の出力は本発明に係る運動
速度を測定のために演算処理部へ供給される。 通常のＢモードあるいはＭモード表示を行うだめの出力
信号は検波器２４およびビデオ増幅器２６から切替器２
８を介１〜てＣＴ（Ｔ表示器３０に供給され、ＣＲＴ表
示器３０の表示面を輝度変調する。 前記探触子１８の超音波パルスビームを機械的あるいは
電気的な角度偏向などによって走査させ超音波パルスビ
ームで被検体２０を周期的に走査１７、あるいは所望の
偏向角にて走査を停止するために走査制御器３２が設け
られており、該走査制御器３２の走査位置信号および前
記分周同期回路１２から得られる掃引同期信号１０６と
は掃引１− ＩＪガ発生器３４に供給され、ＣＲＴ表示
器３０の掃引制御が行われる。 前記高周波増幅器２２の他方の出力は本発明において複
素演算に供され、所望の運動速度情報が得られる。この
ために、高周波増幅器２２から得られる受信高周波信号
は複素信号変換器３６に供給されて複素信号に変換され
る。 すなわち、実施例においては、複素信号変換器３６は位
相検波器を含む一組のミキサ３８ａ、 ３８ｂを有１−
１各ミキサあにおいて前記受信高周波信号がそれぞれ前
記複素基準信号１０２．１０４と演算され、複素基準信
号１．０２．１０４は前述したように互いに９０゜位相
の異なる複素関係にあるため、ミキサ３８から高周波信
号に対応１−た複素信号を出力することができる。すな
わち、各ミキサ３８は混合検波によって入力された受信
高周波信号と複素基準信号との画周波数の和と差の周波
数の信号を出力１２、これ６− ら両信号が低域フィルタ４０ａ、 ４．Ｏｂに供給され
、差の周波数成分のみが取り出される。 前記ミキサ３８の混合検波作用において、複素基準信号
１０２．１０４は単一周波数の連続波であるが、他方の
入力信号である受信高周波信号はドプラ情報を含むパル
ス波なので、前記低域フィルタ４０の出力には多数のス
ペクトル成分が現われることとなる。以下にこの複素変
換を演算式によって説明する。 一方の複素基準信号１０２は送信用高周波信号の繰返１
７周波数にの整数倍の周波数人を有ｌ〜、その振幅を１
とすれば、 ８□ｎυαｔ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・（１）なる正弦波電圧信号
にて示される。一方、探触子１８で受信される受信高周
波信号は送信周波数をムとすれば、 ３ｉｎ（２π１ｔ＋２ｙｒ、ｆｔｔｔ） ・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （
２）にて示される。ただし、んはドプラ偏移周波数であ
る。 なおこの受信高周波信号には、一般に ７− のスペクトルが含捷れる（、１は送信繰返し周波数、ル
は０，１．２・・なる自然数である）が、以下に説明を
簡略化するために、ｎ ＝ （ｌのときの（２）式に示
されるスペクトルについてのみ説明する。 ミキサ３８ａでは一方の複素基準信号１０２と受信高周
波信号との積がとられるので、（１）式と（２）式の積
の２倍である次式が得られる。 ｃｏｓ２π、１ ｔ−ｃｏｓ （４π、ｆｏｔ＋２πｆ
′ｄｔ）そして、この出力は低域フィルタ４０ａで２五
の周波数が除去されるので、その出力信号はｃｏｓ ２
πｆｄ’ ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（３）となる。 一方、他方の複素基準信号１０４は前記信号１０２と９
０°位相が異なるので、 ｃｏｓ２πｆ′ｏｌ ・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・（４）なる余弦波電圧
信号で示され、ミキサ３８１）の混合検波および低域フ
ィルタ４０１）のフィルタ作用によって、 ５ｉｎ２πｆｄｔ ・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・ （５）なる信号に
変換され、前記（３）式を実数部、そ１．て（５）式を
虚数部とする複素信号に変換されたこととなり、これら
両信号は次の複素式によって示すことができる。 Ｚ１＝ ｃｏｓ ２πＡｔ＋弓川２πｃｔ −−−
°−゛°°°−−°−゛（ｅ）以上のように１〜て複素
変換された信号Ｚ１はＡ、Ｉ）変換器４２ａ、 ４２ｂ
によってデジタル信号に変換され、次段の複素ディレー
ラインキャンセラ４４に入力される。前記Ａ、Ｄ変換器
４２へはクロック信号１０８が供給されて該クロック信
号によるサンプリングが行われている。 実施例においては、前述１７た複素ディレーラインキャ
ンセラ４４が設けられているので、生体内の静止部ある
いは低速運動部からの受信信号を除去１、て運動部のみ
の速度信号を取り出すことができ、画像信号の品質を著
！−＜向上させることができる。 すなわち、一般に生体からの例えば血流信号には血管壁
、心臓壁等のほぼ静止１．ている生体組織からの反射信
号（クラッタ）が混入１２、この信号は血流からの反射
信号に比較して通常強大なため血流測定に著し−い妨害
を与える。しかｊ〜ながら、本実施例においては、前記
複素ディレーラインキャンセラ４４によゆこのよう々低
速度信号を除去することができるので、運動部からの信
号のみを検出することが可能となる。 複素ディレーラインキャンセラ伺は繰返１．信号の１周
期（Ｔ）に一致する遅延時間を有するディレーライン４
６ａ、 ４６ｂを有し、このディレーラインは例えば１
周期の中に含まれるクロックパルスの数に等しい記憶素
子から成るメモリまたはシフトレジスタから形成するこ
とができる。そ１７て、これらディレーライン４６には
、それぞれ差演算器４８ａ。 ４８１）が接続されており、差演算器４８によってディ
レーライン４６の入力すなわち現時刻の信号と出力すな
わち１周期前の信号とを同一深度において逐次比較して
信号の１周期前の差を演算する。従って、静止あるいは
低速度の生体組織からの反射信号は現時刻の信号と１周
期前の信号との間に変化がなく、あるいは変化が小さい
ため、差演算器４８１０− の差出力は零に近くなり、一方、速度の速い、例えば血
流信号の差出力は大きな値と１．て検出され、これによ
って前述ｊまたクラッタを確実に抑圧することができる
。 前記複素ディレーラインキャンセラ４４０作用を以下に
演算式で説明する。なお図においては、複素ディレーラ
インキャンセラ４４への入力はデジタル信号であるが、
演算式では説明を簡単にするために、（６）式のアナロ
グ信号にて説明を行う。ディレーライン４６の入力Ｚ１
を（６）式で示すと、１周期遅延された出力Ｚ２は Ｚ２＝ｃｏｓ２π１（ｔ−Ｔ）＋１ｓｉｎ２ｙｒｆｄ（
ｔ Ｔ） −−−（力で示され、この結果、差演算器
４８の差出力はＴ、 Ｔ Ｚ３−＝ Ｚｌ−Ｚ２＝−２ｓｉｎ２ｙｃｆｄ−ｓ＋ｎ
２πｆｄ（ｔ−−）２ Ｔ Ｔ ＋１２ｓｉｎ２π４−ｃｏｓ２ｙｒ、４（ｔ−−）２ となり、ここで差出力Ｚ３を Ｚ３ ”” ”ａ 十１３’３ にて示せば、各ｘａ ＋ ｙａは次式となる。 Ｔ、 Ｔ ｘ３ニー２ｓｉｎ２π１Ｔｓｍ２πｆ′ｄ（ｔ−Ｔ）
−−−−（８）＝ １１− Ｔ Ｔ ３７３ ？：２ Ｓｉｎ ２πｊｄ、、、ｃｏｓ２πン
（ｌ−Ｔ）曲曲曲（９）以−Ｈのようにして、各差演算
器４８ａ、４８ｂの出力には、それぞれ”３＋Ｖ３なる
信号が出力されることとなる。 以上のように１２て低速度信号が除去された複素信号は
、次に自己相関器５ｏによって演算処理され、遅延量を
Ｉ゛とするＺ、の自己相関が求められる。 丑ず入力信号ＺａＵ’、ディレーライン５２ａ、 ５２
ｂにより１周期分遅延されてＺ４が得られる。この出力
Ｚ４は以下の式で表わされる。 Ｚ４ ミ”４ ＋”／４ Ｆ１゛ ｘ４＝ −２５ｉｎ２ πｆｄ −； ｓｍ ２ π
ｆｄ（ｔ −１−７） −−（１０）Ｔ
Ｔ ｙ、＝ ２ ｓＩｎ ２π、ｆｄＴ ＣＯ５２πん（ｔ
−”Ｔ）・・−−−・−０＋）そして、Ｚ４”””４−
１ｙ４ とすると、以下の式によって相関が求められ
る。 Ｚ３Ｚ４−（”３ ＋’３７３ ） （”４ ’ｙ４
） −”３”４ ＋ｙＩＡ’１４十’ （”ｄ３
”３Ｙ４ ） そ（−で、この相関を求めるため、自己相関器５゜には
４個の掛算器５４ａ、 ５４．１）＋ ５６２．５６＋
）、そ（７て加減算器５８ａ、 ５８１）が設けられ、
前記相関演算が行われる。 加減算器５８ａの出力を１１とすれば、前記（８） 、
（９） 。 （１０） 、 （１，１＋の各関係式からＲ−”３Ｊｃ
４ ＋ 、！ＡＪ＋−４５ｉｎ２２πｆｔ ” ｃ
ｏｓ２π／ｍＴ −曲−（１２）が得られ、まだ加減
算器５８１）の出方を■とすれば、同様に Ｊ−２：４ｙ３−−ｒｓｙ、、＝４ｓｉｎ２２π１ｄｓ
ｉｎ２７ｒんＴ −＝＝−（＋３）が得られ、両加減
算器５８の出力を合わせて次式にて示される。 Ｓ＝Ｒ＋ｉＩ ・ ・・曲中・・・曲
・・（１４）そ１−で、この出力Ｓは信号の変動成分・
や装置から発生する雑音成分を含むので、これら雑音成
分を除去するために平均回路によって平均が求められ、
この平均はＳ＝Ｒ＋ｉＴで表わされ、複素相関が演算さ
れる。 前記平均回路はデ・「レーライン６０ａ、 ６０１）に
て１周期遅延した１１′ｌ力を現時刻の入力信号に加算
器６２ａ。 ６２Ｉ）にて加算１２、再びこの出力をディレーライ。 ６０に供給する操作を繰り返ｊ〜、この加算を例えば、
デジタル回路で構成する場合には、その加算出力の−Ｊ
二位ビットを出力すれば、平均値を得ることができる。 しか１７、単にこの操作を繰り返し行っていくと、加算
回数の増加に伴い、出力値が逐次増大し、ついには飽和
する。そこで、実施例においては、重み行回路６４ ａ
＋ ６４ ｂが設けられ、出力を減衰させて入力と加
算１．ている。すなわち、減衰量をαとすれば、現時刻
の信号より例えば１０周期前の信号はαＩ０だけ減衰１
．て現時刻の信号と加算きれるので、出力に与える影響
度が小さくなり、低域フィルタや移動平均回路と同様の
平均機能を果たすことが可能となる。また重み行回路６
４の重み付量を変えることにより、平均化の度合を変更
することが可能となる。 以上のようにして、本実施例においては、複素信号の相
関が自己相関器５０から得られ、この相関出力は速度演
算器６６によって相関出力可の偏角θが求められる。す
なわち、偏角θは＋１２） 、 （１３）式から１４
− θ：師１↓二２πＬＴ ・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・（１５）として求められ、この結果、
ドプラ偏移周波数りは θ Ｌ−２，Ｔ ””町・・曲・・曲・（ｌ［
ｉ）として前記偏角θから極めて容易に求められること
となる。すなわち、送信繰返１−周期Ｔは定数であるか
ら、偏角θはドプラ偏移周波数Ｍすなわち血流速度に比
例することとなり、また相関Ｔ、πはそれぞれ正および
負の値を取るので、偏角θは±πの量測定可能となり、
これによって運動速度の方向性を得ることができる。 本発明における前記偏角θを（１５）式に基づいて丁。 πから求めるためには、Ｔおよびπの取シ得る数値に対
応する偏角θの値を予めＩ’（ＯＭに書き込んだテーブ
ルを作成し、このテーブルから入力子。 ｎに対応１．た偏角θを読み出すことにより行うことが
でき、高速演算が可能である。このような演算方式は、
前述の各種の演算器にも適用することができる。 ＝ １５ − 以上のようにして得られたドプラ信号はＤＡ変換器６８
によってアナログ電圧信号に変換され、切替器７０を介
してＣＲ，Ｔ表示器３ｏに供給され、ＣＲＴ表示器３０
上に輝度変調信号としてＢモードあるいはＭモードの運
動速度分布画像が表示される。 実施例によれば、ＣＲＴ表示器３０はビデオ増幅器２６
からの通常の画像信号と前述１−７だドプラ信号との両
者を選択的に、あるいは同時に表示可能であり、いずれ
か任意の画像、あるいはこれら両画像を重ね合わせた表
示を行うことができる。 々お速度信号は速度の方向性により正負の電圧で入力さ
れるので、通常の輝度変調では一極性の電圧でブラウン
管の明るさが変化１２、正負の速度を識別（７て同時に
表示することができない。そこで、本実施例においては
、ＣＲ，Ｔ表示器３ｏ内に設けられたスイッチで入力電
圧の極性を反転１．て各方向別の速度が表示される。 また本発明において、ＣＲＴ表示器３ｏのブラウン管と
してカラーブラウン管を用いて速度を色彩表示すること
も可能である。 前述した実施例においては、複素信号はディレーライン
キャンセラによってその低速度信号が除去されているが
、本発明において、必ずしもディレーラインキャンセラ
が必要とされることがなく、測定対象によって選択する
ことができる。 また実施例においては、１周期の遅延時間を有するＺ３
＋ Ｚ４を自己相関器５０に加えているが、Ｚ１〜Ｚ、
のうちの他の組合せ、例えば、Ｚ３とＺ２を自己相関器
に加えても、同様に速度演算を行うことができる。 以上説明］７たように、本発明によれば、超音波ビーム
軸に沿った送受信超音波パルスビームの通過線−トにあ
る生体内の運動部の運動速度分布、例えば血流速度分布
を連続的に求められるので、動きのある部分に対１．て
極めて正確な診断情報が得られ、このときの遅れ時間は
送信繰返し周期の整数倍の遅れ時間のみであるだめ、実
質的に実時間でこれらの分布を表示可能である。また生
体内の静止部あるいは低速度部などによるクラッタはデ
ィレーラインキャンセラを用いることにより抑圧するこ
とができ、極めて高精度の測定が行われる。 更にＭモードのようなビームを静止できる場合は、自己
相関器５０の平均回路における平均度合を多くとれば、
より正確な速度測定を行うことが可能となる。 本発明では、広帯域の信号が高速度で処理されるので、
Ｂモード上に実質的に実時間で血流分布を表示すること
が可能となる。このとき、応答速度を上げるため、相関
器の平均回路の平均度合を小さく［７、まだは平均回路
を除くことも可能である。 そして、本発明によれば、相関技術を応用１．た演算処
理によって生体内運動部の運動速度が得られるので、ラ
ンダム雑音の影響を受けることが少なく、信号対雑音比
の良い測定を行うことが可能となる。 また本発明によれば、従来の超音波エコー法による超音
波診断装置からの診断情報に加えて、血流速度、血流速
度分布情報を同時に得ることができ、実用−Ｆ極めて多
くの診断情報を提供できる超−１８〜 音波診断装置を得ることが可能となる。 ４、図面の簡単な説明 図は本発明に係る超音波診断装置の好適な実施例を示す
ブロック回路図である。 １０・・・水晶発振器 １２・・・分周同期回路 １８・・・探触子 ２０・・・被検体 ３０・・・ＣＲＴ表示器 ３２・・・走査制御器 ３６・・・複素信号変換器 ３８ａ、 ３８ｂ 、、、ミキサ ４０ａ、４０ｂ・・低域フィルタ ４４・・・複素ディレーラインキャンセラ４６ａ、４６
ｂ・・ ディレーライン ４８ａ、４８ｂ・・・差演算器 ５０・・・自己相関器 ５２ａ、５２ｔ）・・・ディレーライン５４ａ、 ５４
１）、 ５６ａ、 ５６１） ・＝掛算器５８ａ、 ５
８ｂ−−・加減算器 −１９〜 ６６・・・・・・速度演算器 １００・・・送信繰返し周波数信号 １０２、１０４・・・複素基準信号 １０６・・・掃引同期信号 １０８・・・クロック信号。 出願人 アロカ株式会社
Claims (1)
- （１）超音波パルスビームを一定の繰返し周波数で生体
内に送信し反射波を受信増幅して表示する超音波診断装
置において、送信繰返し周波数の整数倍の周波数を有し
互いに複素関係にある一組の複素基準信号と受信高周波
信号とを混合して受信高周波信号を複素信号に変換する
複素信号変換器と、送信繰返し周期の整数倍の遅れ時間
を設けて前記複素信号の自己相関を演算する自己相関器
と、前記自己相関の偏角を演算する偏角演算器と、を含
み、生体内の運動部の運動速度分布を測定および表示す
ることを特徴とする超音波診断装置。 （２、特許請求の範囲（１）記載の装置において、複素
信号から生体内の低速運動部の信号を除去する複素ディ
レーラインキャンセラが設けられていること全特徴とす
る超音波診断装置。
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