JPS61751A - 超音波媒体の特性測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔目　　次〕 〔概　要〕 〔産業上の利用分野〕 〔従来技術〕　（第２図） 〔発明の目的〕 〔問題点を解決するための手段〕 〔発明の原理〕 〔第１の実施例〕　（第１．３．７図）〔第２の実施例
〕　（第９図） 〔第１．第２の実施例の変形例〕 （第４〜６．８図） 〔第３乃至第５の実施例の原理〕 〔第３の実施例〕　（第１０．１１図）〔第４の実施例
〕　（第１２図） 〔第５の実施例１　　（＠１３，１４図）〔第４．第５
の実施例の変形例〕 〔発明の効果〕 〔概　要〕 本発明は、中心周波数偏移を利用して、減衰傾斜係数の
分布をリアルタイムに求める装置に関するものである。

一つの実施例においては、一つの受信信号と一つの規準
信号間の位相差を排他ＯＲゲート又はメモリーに記憶し
た逆三角関数により求めている。位相差は受信信号の中
心周波数偏移をリアルタイムで出力する微分回路に加え
られる。・中心周波数偏移は減衰傾斜係数を出力するも
う一つの微分回路に入力される。その他の実施例の場合
は、受信信号は異なる中心周波数をもつ受信信号帯域に
分布され、受信信号帯域の信号特性は平均化され、時間
領域内のスペクト２ムスカロツピンクの全ての影響を除
去することが出来る。こうして簡単なハードウェアを使
うだけで、フーリエ変換を使わずに、スペクト２ムスカ
ロツピンクのない、減衰傾斜係数を求めることが出来る
。

〔産業上の利用分野〕

本発明は超音波を用いて生体の組織特性値を測定する装
置に関し、組織特性値として減衰傾斜係！！（即ち、媒
体の超音波減衰率の周波数依存率）を測定する装置に関
する。

〔従来技術〕

本発明は媒体中の超音波特性分布測定装置に係り、特に
反射スペクトラムを使用しないで、時間域内でスカロッ
プ型に分布するスペクトラムを取り除く機能を含んだ簡
単なハードウェアを用い、高空間分解能でしかもリアル
タイムで超音波減衰定数分布を測定するための中心周波
数シフト方式を利用した装置に関するものである。

中心周波数シフト方式は超音波減衰率の減衰定数を得る
方法として知られている。この方式においては、第２図
に示すように、発射された超音波のパワースペクトラム
Ａ　（ｆ）は以下に示すようなガウス分布を有している
。

Ａ　（ｆ）−Ｋ・、−（（ｆ−ｆ°Ｐ／２“”　　　　
　（１）式（１）において、Ｋは定数、標準偏差σは帯
域幅に比例する定数で発射された超音波スペクトラムの
形により決まり、ｆｏは中心周波数でちる。受信超音波
Ａ′（ｆ）のパワースペクトラムも以下に示すガウス分
布を有し、ここでｆｒは受信信号の中心周波数である。

＋＋−（（ｆ−ｆｒ）？２１１″〕（２）Ａ　（ｆ）舞
Ｋｅ 媒体内の減衰が ｅ−４ｆ／”β（ｚ）ｄｚ（２ａ） （ここで２は送信／受信変換器（ドランスジ一す）と反
射表面の距離、ｆは周゛波数、βは減衰傾斜係数、及び
°４−は超音波が距離２を２回（往復）伝播するものと
し、圧力をパワーに変換する場合の値）の形で示される
とすれば、Ｋ及びｉｒは以下の式で定義される。

ｆｒ＝！、−４ａ”ｆ、β（ｚ）　ａ　ｚ　　　　　　
　　　　（４）従って、受信信号の中心周波数ｆｒを検
出することにより、減衰傾斜係数βは以下に牟す形で得
られる０ β（ｚ）−（Ｖ４ｒ”）ｄ／ｄｚ（ｆＯ−ｆｒ）　　　
　　　＜！；）しかし、受信信号は歪んでおり、スペク
トラムもガウス分布から偏移しており、従って中心周波
数を知るのは簡単ではない０この問題を克服するため、
これまでは中心周波数ｆｒを求めるのに以下の方法を用
いてきた。最初に、ある時間窓Ｔに対する受信信号の時
間域波形のフーリエ変換によりパワースペクト２ムＩ　
ｐ（ｆ）ｌ”＆求め、久にノくワースペクト２ムの１次
のモーメントとして、式（６）から平均周波数ｆを求め
る０ この平均同波数ｆを、式（５）において中心周波数ｆｒ
として用い、この式（５）シ用いて減衰傾斜係数βの値
を求めていた。この方法の欠点はパワースペクトラムと
１次モーメントの計算に比較的に長時間を必要とし、そ
のためリアルタイムにβの分布を知ることが困難である
ということである。

カラス分布からの偵移に加え、受イＧ信号のノ（ワース
ヘクトラムは１スベクトラムスカロツピングという現象
に見舞われる。

これは媒体内にランダムに密着している反射体からの反
射による受信信号波形のパルスの重なシにより生ずるも
のでおる。医療のための超音波検出におけるスベクトラ
ムス力ロツピングを除くための一つの方法として、いく
つかの周波ｗｉ、帯に対するエコーエンペロラフ（エコ
ー包絡ｐ　）信号ｔｔ平均化することが行なわれてきた
。この方法の目的は、βモード映像化における［スペッ
クルノ（ターン」を取シ除くことでおる。スペックルノ
（ター／はスペクトラムス力ロツビングからの干渉によ
り生じ、このため小さな病巣となる障害を見落すことも
ある。このスペックルパターンは周波数により変化する
ので、平均化することによりβモードでのスペックルパ
ターンを効果的に減少させることができる。この方法で
は＝Ｗ的に処理を行い、βモード映像化の空間分解能を
減少させる。その結果、この方法を用いたこれまでの装
備゛では、小さな病巣の診断には使用することが出来ず
、肝臓のような大きな組織に広がった病巣にだけしか使
えなかった。

スベクトラムスカロッピンクは二つのタイプに分けられ
、一つは低速スカロッピングで、互いに接近した反射点
により生じ、他の一つは高速スカロッピングで、互いに
離れた反射点により生する。

本発明の発明者の内の一人は日本特許出１ｉＡ５８−４
５３９６において、晶速スカロノピングヲ除く方法を開
発した。この方法は高速スカロップを取り除くためにケ
プヌトラム内のリソクー、パワースペクトラムに対する
逆変換及びパワースペクトラムのＭ、及びＭ３の如き高
次モーメントの計算を採用している。この方法はスカロ
ノプ及び周波数に依存する反射により歪んだパワースペ
クトラムの中心を取り出すのに使用可能である。しかし
、この方法も周波数領域内で沢山の処理を必要とすると
いう欠点を有１．ている。もし、出来るだけ速く、減衰
傾斜係数βを得るための処理を結線した回路を用いた装
置で行うとすねは、この装置のコスＨ）極めて高くつく
。もし、このような処理を部分的にプログシムを内蔵し
たマイクロコンピー−ターで行うとすれば、リアルタイ
ムでの計算は不可能である。

周波数領域での計算をさけるための方法は、日本特許出
ｆｉｌＩ６５８−７７２６及び５８−１４２８９３に開
示′されている。ここでは、フーリエ変換を使わないで
、パワースペクトラムのモーメントを計算している。こ
れらの方法においては、受信信号波形の位相同期又は直
交位相成分又は、受信信号の自己相関関数を用いてパワ
ースペクトラムのモーメントを計算している。これらの
方法では、確かにリアルタイムで減衰傾斜係数βを得て
はいるが、スベクトラムスカロッピングの影響を取り除
くことは出来てい々い。

こうしたこれまでの方法の問題点を解決するために、他
の分野で用いられている必要としない信号特性を除去す
る方法がこれまでも色りと考えられてきた。ビースレー
・Ｅ−Ｗ及びワード・Ｈ−Ｈの開示では、「周波数の明
敏性」をレーダーシステムに使用している。［周波数明
敏性による海面反射の反相間の定量分析、宇宙電子シス
テムＩＥＥＥ会報、４巻（１９６８）、ページ４６８〜
４７３．グスタフソン・Ｂ−Ｇ及びアズ　Ｂ−Ｏｏｒジ
ャンピング周波数Ｖ−グーのシステム特性」、フィリッ
プス電気通信レビュー、２５巻（１９６４）、ページ７
０〜７６゜及びレイ・ＨＯｒ周波数明敏性によるレーダ
ー範囲及び角度検出の改良」、マイクロウェーブジャー
ナル、９巻（１９６６）、ページ６３〜６８゜コリャチ
ェンコ・Ｖ−Ｄの開示では超音波探傷システムでは「ス
ペクトラムのゆれ」を使用している。「構造的反響ノイ
ズに関連したＳ／Ｎ比を良くするための探傷信号の静的
処理、非破壊検査に関するソビエトジャーナル、１１＠
（１９７５）、ページ６９〜７５及びニューハウスＶ、
Ｌ、その他により開示した「分割スペクトラム」。「傷
から粒子へのエコー増強」１国際超周波学会＠１９７９
年、オーストリア・グラーツ、ページ１５２〜１５７ニ
ユーハウスＶ、Ｌ、及びビルグティＮ、Ｍ、その他。「
分１，１スペクトラム処理技術による傷観測能力の強化
」。

１９８１年ＩＥＩ超音波シンポジウム（１９８１年）。

レーダー技術では、クラッタ−エコーの相関をなくす（
バラバラにする）ために周期的に送信周波数を変化させ
、二乗検波のような非直線処理を行い、送信周波数全体
に亘９平均化を行う。スペクトラムのゆれは超音波探傷
に用いる技術と同様である。スペクトラム分銅方法の場
合は、一種類の広帯域パルスな送信し、受信信号は幾つ
ものフィルターを用いて分離される。スペクトラムのゆ
れを利用する方法及びスペクトラムを分割する方法のい
ずれにおいても、得られた信号は非直線処理により互い
に相関しており、平均化され、探傷用の材料の粒子エコ
ーを抑制することが出来る。

レーターー及び探傷システムは共に粒子やクジッターと
いうような受信信号のある部分を抑制し、「反射界面」
又は信号を反射している対象の形を強調するように設計
されている。本発明の目的は逆に反射界面を示す信号の
部分を抑制し２、信号を反射している対象の性質を示す
信号の特性を強調することである。結局、これまでの装
置、方法では経済的な装置を用い、リアルタイムでスペ
クトラムス力ロッピングのない、減衰傾斜係数βを倉む
媒介の超音波特性を得ることが出来なかった。

〔発明の目的〕

本発明の目的の一つは、時間領域からスペクトラムスカ
ロッピングを除去できる超音波特性を得るためのシステ
ムを提供することにより、これまでの手段の問題を解決
することである。

本発明のその他の目的は、受信信号と規準信号間の位相
変化の形態から受信信号の中心周波数を想定し、パワー
スペクトラム及びパワースペクトラムの１次モーメント
を計算することなく、簡単なハードウェアでリアルタイ
ムで受信信号の中心周波数の偏移を想定することにより
、リアルタイムに減衰傾斜係数の分布を得ることの出来
るシステムを提供することにある。

本発明のその他の目的は、周波数に無関係−な反射の影
響を除くための減衰傾斜係数を含む超音波特性を得るた
めのシステムを提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記の目的等は受信信号と規準信号周波数間の周波数偏
移量を検出するために、受信信号と規準信号間の位相差
を決定し、その位相差を微分回路に与えるための回路を
提供することにより達成される。周波数偏移量を示す信
号はもう一つの微分回路を通り、決まった値との積をと
られ、減衰傾斜係数が得られる。本発明の幾つかの実施
態様においては、直交検波回路及び信号変換回路を用い
規準信号と受信信号間の位相差を得ている。＠父検波回
路は規準信号及び９０°イ扉位した規準信号を受信信号
にかけあわせ、この位相差を足義する２成分を出力する
。メモリーに記憶されているこれ、らの信号及び三角関
数表は信号変換回路において位相差を取り出すのに使わ
れる。もう一つの実施例の場合は、入力信号を二つの排
他ＯＲ回路に同時に与えることにより位相差をル９出し
、一方の排他ＯＲ回路の一方の入力は規準信号であり、
もう一方の排他ＯＲ回路は９０°偏位した規ｆＰ信号に
対応する信号を受ける。これら二つの排他ＣＡＲ回路の
出力から位相差は決まる。その結果、本発明による装置
はパワースペクトラムを用いずに減衰傾斜係数を得るこ
とが出来、従って経済的であり即時動作が可能である。

本発明による装置は、受信信号を受信信号帯域内に分布
させ、その受信信号帯域のそれぞれに対し信号特性を計
算することにょシスベクトラムスカロッピングの影響を
全て除去することができる。

平均回路は信号特性を平均化し、それに続く回路は減衰
傾斜係数を含む組織特性を出力するために必要な処理を
行う。信号特性の一つとしての位相差の計ｐ−の代りに
、回路は先の実施例のうちの一つに述べた受信信号帯域
のそれぞれに対する自己相関関敬をＨｉ糾し、次にパワ
ースペクトラムのモーメントを計算し、それから平均周
波数及び減衰傾斜係数が計泗で轡る。

上記の目的及び以下の説明から明らかになるなるであろ
う七の他の目的及び利点は、以下の説明及びフレイム及
びその一部を成す図面に示される詳細な構成及び動作か
ら明らか゛こなるであろう。

〔発明の原理〕

本発明の装置は、パワースペクトラム及び１次モーメン
トを求める代りにリアルタイムで減衰傾斜係数βを求め
るものである。受信イぎ号の位相は規準信号と比較され
、位相差が一定の場合は２、受信信号は規準信号と同じ
周波数を持つことがわかる。受信信号の位相差が規準信
号に比較して時間と共に増加する場合は、受信信号の方
が周波数が高いことになり、もし位相差が減少する場合
は、受信信号の周波数は規準信号よりも低いことになは
、位相差を時間について微分することにより求められ、
その次に減衰傾斜係数βを式（５）から求めることが出
来る。

規準信号ｘ　（ｔ）と音圧を示すエコー信号である受信
信号ｙ（ｔ）は次の式でそれぞれ表わされる。

ｘ（ｔ）−ｓｋｉ（Ｚｗｖｆ＋θｏ、）　　　　　　　
　（７））’（ｔ）　＝　ｇｈ＋（２ｇｆｒｔ＋θｒ）
　　　　　　　　（８）ここで、シ、θｏ、ｆｒ及びθ
ｒは、受信信号が広い周波数帯域を持つ場合、上記のｆ
ｒとして平均周波数７を使用するときは一足となる。

受信信号の位相差０（ｔ）は次式で表わされる。

ｊｌｌｏ（ｔ）＝２ｒ（ｆｒ−ν）ｔ＋（＃ｒ−θｏ　
）　　　　　（９１上の式を時間について微分すると次
式が得られる。

ｄグｏ（ｔ）／ｄｔ＝２π（ｆｒ−ν）ＱＯ）式（５）
及び（ロ）から、ｄｊｆｃ＋／ｄｔを用いて減）（傾斜
係数βが得られることは容易にわかる。

〔第１の実施例〕 第１図は本発明の第１の実施例のブロックダイアグラム
で、信号は被検査媒体中ヘーク又はそれ以上のトランス
ジー−サーから送信される。媒体で反射された受信信号
は、発振周波数Ｖの規準信号発振器１，９ｅ移相器２．
アナログ乗算器３及び４．低域通過フィルター５及び６
を含む直交位相検出器１４に入力される。受信され増幅
された反射信号は受信信号として直交位相検出器１４に
入力され、これにより位相同期成分工及び直交位相成分
Ｑが得られる。例えば、もし規準信号が２回２πνｔで
、受信信号がｆｊとｆｕ間の周波数スペクトラムを有し
ていれば、乗算器３及び４の出力は（ｆｅ−ν）−（ｆ
ｕ−ν）及び（ｆ　ｅ　＋　ｖ　）　〜（ｆ　ｕ　＋　
ｖ　）の二つの周波数帯域を有することになる。低域通
過フィルター５及び６はこれら二つの周波数帯域より高
い成分を除去する。■及びＱ＃：分は信号変換回路７に
入力され、ｌ　＝　ｔａｉ’（Ｑ／　Ｉ　）が出力され
る。

信号変換回路７で得られた出力ｌ　＝　ｔｎ’（Ｑ／Ｉ
　）は微分回路８で微分され、低域通過フィルター９に
より平滑される。

信号変換回路７の＠Ｘの第一の実施例を第３Ａ図に示す
。ここでは、工及びＱ成分はＡ／Ｄ変換器７１及び７２
によりアナログからデジタル信号に変換され、変換テー
ブルＲＯＭ７３に入力されｔｆｆｉ’（Ｑ／Ｉ）が決ま
る。ｔｊ’（Ｑ／Ｉ　）　Ｋ対して読み出された値はＤ
／Ａ変換器７４でアナログ信号に変換され、位相〆とし
て出力される。

第３Ｂ図は信号変換回路７の第二の実施例を示す。第３
Ｂ図に示すように、アナログ除算器７５によりＱ／Ｉを
分周し、Ｄ／Ａ変換器７７でＱ／Ｉをデジタル信号に変
換した後でそれをＲＯＭ、７３に入力することにより位
相メの値を求めることが出来る。位相グの四分区間（象
限）を規足するＩ及びＱの符号は電圧比較器７６及び７
８により決まりデジタルＱ／Ｉ信号と一緒にＲＯＭ７３
に入力される。この方法は必要ＩＡ／Ｄ変換器はたった
一個であり、ＲＯＭ７３の表は小さくなっても精度は悪
くならないという利点を有する。

第７Ａ図〜第７Ｄ図は中心周波数偏移Δｆ＝ｆｒ−νが
得られるまでのそれぞれの信号を得る過程を示すグラフ
である。第７Ａ図は受信信号のパワースペクトラムのグ
ラフを示す。時間がｔ　＝ｊ、、　Ｌｔ＋ｔ３＋・・・
と経過するにつれ、超音波は深い部位から反射され、列
周波域分は減衰され、中心周波数は低周波ｆ！及びｆ３
に偏移する。第７Ｂ図乃至第７Ｄ図は規準信号発振器１
の規準周波数νがｆｔとした場合の０（ｔ）＝ｔａｉ　
’（Ｑ／Ｉ　）から得られる位相差ｊ’ｏ（ｔ）及びｄ
ダ（ｔ）／ｄｔの態様を示す。式（９）から容易に考え
られるように、又第７Ｂ図に示すように、ｍ、（ｔ）１
１受信スペクトラムの中心周波数ｆｒがＶより１％い時
（ｔ＜ｔｙの期間）は連続して増加し、中心周波数ｆｒ
が規準周波数ν（ｔミ１．の時）に等しい時は変化せず
、中心周波数ｆｒが規準周波数νよジ低い時（ｔ＞ｔｙ
の期間）には減少し続ける。ＲＯＭ７３の表は一π≦０
（ｔ）≦πの範囲内のグ（ｔ）＝　ｂｉ　’（Ｑ／Ｉ）
の値を与えるので、信号変換回路７のＯｔｌ出力の値は
第７Ｃ図に示されるようになる。従って第７Ｄ図に下す
ように、ｄｊｌ（ｔ）／ｄｔがバｔ）の値がπから一π
（ラップアラウンドとして知られる変化）の範囲で変化
する期間だけインパルス雑音を含む。舅１図の低周波フ
ィルター９はその雑音を除くために用いられる。

〔第２の実施例〕 規準周波数νと受信周波数むの間の差Δｆが大きい場合
は、ダ０（ｔ）はほんの短い期間に位相が２π変化し、
その結果、ｄｊ！ｆ（ｔ）／ｄｔ信号のパルス性ノイズ
はかなり増加し、取り除くことが出来ない。受信周波数
ｆｒにほとんど等しくなる様に規準周波数νを変化させ
るフィードバックループはこの問題を解決しており、そ
の結果、０（ｔ）は序々に変化する。このフィードバッ
クループを用いた本発明の第２の実施例は第９図に示さ
れている。第９図において、第１図に示すものと同じ要
素は同じ斧号で示され、これらに関する睨明は省いであ
る。第９図の回路は第１図に示す回路と以下の点におい
てのみ異なっている。

に 即ち、規準信号発振外１が微分回路８の価力（０−ｉΔ
Ｑ／Ｉ）Ｋ応じたレベル調整回路１６からの信号で制御
される規準周波数νを発生させるための可変周波数電圧
制御発振器１５に変わっている点である。規準周波数ν
はフィードバックを通して制御されるので、０（ｔ）が
増加しているときは規準周波数νは上昇し、＋２１（ｔ
）が減少しているときは低くなる。受信信号の中心周波
数（又は平均周波数）ｆｒが低くなった場合でも、発振
器１５がらの規準周波数νも同様に（Ｉ！：　＜なり、
ｆｒ−νはｔｌとんと変化せず、従ってラップアラウン
ドはｌ＋＋　（ｔｌが過度に変化しないのでまれにしか
生じない。もしラップアラウンドが完全に除去されれば
、低周波フィルター９は必要ない。第７Ｂヅに示されて
いるものと同様なグｆｔ）の値を発生するため、ハード
ウェア又はソフトウェアのいずれかを択一的に使用可能
である。ソフトウェアを用いた本発明のどちらかの実施
例のブロックダイアダラムは第９図と　　　゛はｙ同じ
であり、プログラム化さり、たマイクロプロセッサ−を
有するレベル調整回路１６は可変発振器１５の入力電圧
のレベルを調整することが出来る。

上記の実施例はさしに変更することもできる。

第１２図に示し、さらに以下に述べる第４の実施例に示
すように、中心周波数偏移Δｆは位相差グ・（１）を求
めずに得られるが、この場合、中心周波数偏位Δｆは時
間領域内で計算したパワースペクトラムのモーメントか
ら得られる。又ソフトウェアを用いてラップアラウンド
を除去するための本発明の方法は、Ｊ、Ｍ、）リボレッ
トの［新しい位相アンラッピンクアルゴリズム」、音響
、音声及び信号処理に関するＩＥＫＥ会報、ＡＳＳＰ−
２５，４２゜１９７７年４月に述べられている。

これまで説明したように、第１図の低周波フィルター９
の出力〔ｄダ（ｔｌ／ｄ　ｔ　）　ＬＰＦは中心周波数
偏移Δｆに比例している０式（５）の減衰傾斜係数βは
〔ｄダ（ｔｌ／ｄｔ）Ｌｐｒを一８πσ！で割り、それ
を距離Ｚに関して微分することにより得られる。しがし
、ｚ　＝　Ｃ／２Ｘｔ　（Ｃは媒体中の音速で本発明で
は定数と考えられており、ｔは超音波が送信されてから
の時間）であるので、２に関する微分は第１図で微分回
路１０により時間ｔに関する微分に置き換えることが出
来る。減衰傾斜係数β（２）は微分体増幅器１１におい
て、定１５［Ｋ＝−１／（４１ＣＣ＋”）を乗すること
により得られる。

上記説明において、受信信号のスペクトラムは送信信号
のスペクトラムと同様、カラス分布な示すものと予想さ
れる。受信信号が例えガウス分布を示さない場合でも、
平均周波数偏移は時間ｔＫついて−ｍ（Ｑ／工）を微分
することにより得られるので、減衰傾斜係数βの近似値
は上記の動作により得られる。又−−”（Ｑ／Ｉ　）は
アナログ信号として得られたので、微分及び低周波フィ
ルター動作はアナログ信号で行われるが、し力化、勿論
ＲＯＭ７３の出力をデジタル信号として使用し、デジタ
ル回路を用いて以降の動作ステップを行うことは出来る
。

〔第１．第２の実施例の変形例〕 本発明の第１及び第２の実施例において、位相〆は−−
１の代りにｃｍ−’又はｉす為ら得ても良い。グ＝　ｃ
ｃａ−Ｋ　Ｉ　／＃）を得るために第１図において信号
変換回路７として使用できる回路を第８図に示す。比較
回路７６及び７８．除算器７５．Ａ／Ｄ変換器７７及び
Ｄ／Ａ変換器７４の動作及び目的は同じ番号をもつ第３
Ｂ図に示す要素と同じである。第８図の比較器７６及び
７８は範囲０＜り＜２πから分離する目的をもつ。ＲＯ
Ｍ７３８及びＲＯＭ７３は記憶している表の内容が異な
る。第８図（（おいて、乗１を器８１及び８２は工及び
Ｑ成分の２乗をそれぞれ与える０加其器８３はそれらの
２乗を加算し、平方根発生回路８４は除算器７５に対し
除数（Ｃｖｉテ１）を与える。乗算器３．　４．８１及
び８２．除算器７５同様平方根発生回路８４は全てモト
ローラ社製の乗算器ＭＣ１５９５Ｌ及び必要なら、演算
増幅鼎を用いて実現できる。

本発明の第１．第２の実施例では、−一！及びＣｉ’の
計算は、位相差に比例した出力を出す位相比較器を採用
することにより省略できる。例えば、知られているよう
に、第４図に示すように一対の方形波Ｉ　ＮＰＵＴ　１
及びＩＮＰＵＴ２が排伸ＯＲ回路ＥＯＲに与えられると
、出力０ＵＴＰＵＴの平均ｉｊ　Ｖ　ｏ　ｕ　ｔ＋！方
形波ＩＮＰＵＴ　１及びＩＮＰＬＩＴ　２の間の位相鈴
ダに比例する。グ及びＶｏｕｔの関係は第５図に示すよ
うに直線的であり、ｔｓ！ｌ−’及びＯ’ｌＳ−’の計
算を実行しなくても、ｌ　＝　Ｋ’Ｖｏｕｔ（Ｋは比例
定数）の値を内接求めることが出来る。しかし、第５図
からゎがるように、グが正でも負でもＶｏｕｔは同じ値
となり、これらの値は二つの信号だけが用いられている
場合は区別がつかない。

この間四を屑状するために、９０の位相差をもつ二つの
方形波ＲＥＦＯ及びＲＥＦ’ｌ　（第６Ａ図に示す）を
規準信号として用いる。受信信号は増＠器及びレベルス
ライサー（図示１−ない）をもつ波形変Ｐ５ＦｉＯによ
り方形波ＩＮＰＵＴ　ｆｌ＋４変換される。

変換された受信４６号は、第６Ｂ図に示されるように、
規準信号（ＩＦＯ及びＲＥＦ’ｌ）の各々と一緒に排他
０Ｒ（６１及び６２）にそれぞれ入力される。

但域７Ｉｆｌ過フィル４−６３及び６４は出力０ＵＴＯ
及び０ＵＴＩから平均値ＶｏｕｔＯ及びＶｏｕ　ｔ　１
をそれぞれ発生する。変換きれた受信信号ＩＮＰＵＴと
上記出力ＯＵＴ　Ｏ及びＯＵＴ　１の間の関係は、第６
Ｃ図に示すように、のこきジ歯状の位相特性を示し、の
こさジ歯位相時性回路６５に保持される。

従って、−１８０太ダ〈１８０°の範囲でグ〉０のとき
、Ｖｏｕｔ　１　＜ＶＴＲダ〈０のとき、Ｖｏｕｔ　１
　＞　Ｖｌｌ上記関係から、位相ｙの符号（＋又は−）
が決まる。位相メの絶対値１０１はし１１　＝に′ｖｏ
ｕｔ　Ｏから容易に求められ、従って位相グそれ自身ハ
ｍ１１やｒｘｒ：’関数を求めるときのような根雑な計
算を行わずに、のこきｐｌＲ位相特性回路６５を用いて
簡単Ｖこ求めることが出来る。

本発明の第１及び第２の実施例において、受信信号と規
準信号間の位相差ｙは、直接Ｄ　／　Ａ−’！換を行っ
た後で１１ＭＨｚの周波数で受信信号をサンプリングし
、ソフトウェア又はハードウェアにてサンプルしたデー
タにデジタル処理を行って求めることも出来る。例えば
、デジタル処理をイテうだめの構成は、高速波形サンプ
リングシスデムとコンピュータを用いて実現できる。

〔第３乃至第５の実施例の原理〕 本発明の第１及び第２の実施例にて、周波数依存の反射
の影響を除去できても、スベクトラムスカロッピングは
依然として受信信号内に存ｆ、−ｆる。

第１０図、第１２図及び第１３図に示す第３乃至第５の
実施例は上記スペクトラムスカロッピングの影響を取り
除くことを目的としている。これら三つの実施例の理論
を説明する。日本特許用＠４５８−４５３９６はスペク
トラムス力ロッピングヲ除去するための周波数領域内で
の処理方法を開示している。この周波数領域内法の場合
、幅Ｔを有する時間のゲート動作態を使用し、時間ゲー
ト動作を経た受信信号をフーリエ変換することによりパ
ワースペクトラムＩ　ｐ（ｆ川を得ている。周波数領域
において、平均周波数７は式（９）により定義される。

又、パワースペクトラムのモーメントは、式■及び（Ｉ
３）に示すように周波数ｆｉｉＩｌ竣内で求められる。

隔−／　ｌ　ｐ（ｆ）ｌ”ａ　ｆ。

ＭＩ＝　／ｆ　Ｉｐ（ｆＦＩｄｆ　　　　　　　　　　
側この式から平均周波数は弐卸に示すようになる。

ｆ　＝　Ｒ４＋／Ｍ。　　　　　　　　　　　　　卸時
間及び周波数領域における値の関係から、平均周波数ｆ
　ＦｉびパワースペクトラムモーメントＭ０Ｍ、等は本
発明の第３乃至第５の実施例の回路を用いて計算できる
。例えば、パワースペクトラム。

中心周波数及びモーメントは理論的には、同位相の直交
位相成分Ｉ及びＱのような時間領域値、自己相関関数’
Ｒ（ｔ）及びその第１及び第２の導関数立（τ）及びＫ
（τ）に関連している。甲、下の弐Ｑ５）〜◇ηはパワ
ースペクトラムの自己相関関数を定義する。

Ｒ（ｒ）＝ｆ　１Ｋｆ）ｌ”ｅ””’ｄｆ　　　　　　
　　Ｑ５）ｊ２πｆτ　　・　　δＲ Ｒ（ｒ）＝２＋ｒｊ／ｆｌｌ’（ｆ）ｌ’ｅ　　　　６
ｆ、　（Ｒ（ｒ）＝　−）　　（ＩＦ５）ａτ Ｒ（ｒ）＝（２Ｋｆ　）”／ｆ”１ｐ（ｆ）ｌ”ｅｊ２
”ｒｄｆ　、　　　　（１７）・・　　ａｍ （Ｒ（τ）＝淳） τ−０として式０５）〜α贋を解けは、９下の式（ト）
〜＆Ｄ）が得られる。

Ｒ（ｏ）＝／Ｉｐ（ｆ］”ｄｆ＝Ｍｏ　　　　　　　　
　　Ｑ８）立（。）−２πｊｆｆｌｐ（ｆ）ｌ”ｄｒ　
−２ＫｆＭｔ　　　　　（１９）ｉ（。）−（２πｊ＞
”ｔ　ｆ’ｊ　ｐ（ｔ）ｌ”　ｄ　ｆ　＝　＜　２πｊ
Ｐ隔　　　リ）Ｒ（ａ）に関し式（財）にてモーメン）
Ｍ６及びＭｌを鷲義すれば、式＠）が得られる。

７　＝　Ｍｌ　／Ｍａ　＝　’／　２　ｘ　ｊ　Ｘ　”
０７Ｒ（ｏ）　　　　　０２１式（’２２’）＠２１−
２　＞ハ式（１Ｂ）−（２１）から導かれ、よく知られ
ている。ここで〈〉は時間窓Ｔについての平均を示す。

・・−Ｍ！／ＭＯ−（Ｍ＋／Ｍｏ）・＝１／（・・ｊ）
・Ｘ１ｊｏ晴・）Ｍｏ　”　＜　Ｉ”　＋　Ｑ”　＞　
　　　　　　　　　　　　（２３）Ｍ＋　＝　／ｇｒＸ
＜ＱＩ−ＱＩ＞＋ＦＭＩｌ　　　　　　（２４）Ｍり＝
暑２□）２×＜讐’＋Ｑ”＞＋２シＭ、−八　　　（２
５）式（２１）、　（２２）、　（２６）、及び（２７
）　に示すように、周波数領域の平均周波数７及び分散
σ２は、時間領域内で計算される直焚位相検出器出力を
用いて自己相関関数により求めることが出来る。これに
より周波数領域へのフーリエ変換を導入しなくてもすむ
。

〔第３の実施例〕 本発明の第３の実施例（第１０図）においては、第１及
び第２の実施例において用いたいずれかの回路を用いて
、位相差グ出力を微分することにより求められる位相差
ｙの１次導関数声を使っているが、この関数は次の式（
２８）からも求められる。

β＝逆ｊｌ　　　　　　　　（忍） ｐ　＋　ｇ２ この導関数声が十分に長い時間Ｔに関し平均【７ている
場合は１、時間領域内の平均位相差ｉ〉は、周波数領域
内で７とνの式（２９）に示すような関係を有している
。

〈０〉２πｆ　−２＋ｒν　　　　　　　　　　　（２
９）短かい時間Ｔについては、位相差４〉の１次導関数
の平均はスベクトラムスカロッピングにより生ずる変化
分を含んでいる。７がスベクトラムスカロッピングの影
響のない周波数スペクトラムの平均周波数である場合は
、次の式（３））を適用できる。

＜ｌ＞＝２ｇ？−２ｒｃｖ＋＜Ｓｒ＞　　　　　　　（
３０）ここで、Ｏｒはランダム位相、βｒ　／　２πは
ランダム瞬時周波数で、共にスベクトラムス力ロツビン
グにより生ずる。受信信号のスペクトラムがガウス分布
を有し、減衰傾斜係数βが周波数について直線的に５化
すると仮定すれば、Ｋｕｃ、　Ｒ−その他による「軟肝
臓の音響的減衰傾斜のパラメータによる予測」超音波シ
ンポジウム会＃Ｐ４４〜４７に示されるように、次式が
得られる。

Ｂ／（ｚ）　＝　４　ａ２ｇβ（ｚ）　ｄ　ｚ　　　　
　　　　　　（３２１ここで、ｌは表面からの走査線に
沿った深さでトランスジューサは体の表面（即ちｚ＝０
）におかれる。ｔは深さｚｊでの往復の時間である０σ
はガウススペクトラムの標準偏差であり、Ｃは音速で、
全ての組織に対し定数と見なしている。ノくルスは走査
線に沿って送信され、受信信号を含んだエコニはその走
査線に沿って帰ってくる。式（３Ｌ）及び（３りに関し
て式（３０）の７を定義することにより、次式（３４）
が得られる。

＜Ｊ’（ｚ）＞　＝　２　ｚ　（ｆ（０）−４ａすβ（
ｚ）ｄｚ　）−２＊ｖ＋＜ｌｒ＞　（３４）距離２は時
間ｔに応じて変化するので、２は式（３４）において時
間ｔと置き換えられ、両側を時間について微分すること
により次式（３５）が得られる。

θ　　　。

＜ｌ＞＝４πａ”Ｃβ（ｔ）＋　　　＜ｌｒ　＞　　　
　　　　（３５）θｔ　　　　　　　　　　　　　　ａ
ｔ従って、もし−＜ｌｒ＞が短時間Ｔゼロにてきるδｔ ならば、減舊傾斜係数βは式（３５）から決めることが
できる。周波数領域でこれまでの方法により使われる方
法と似た方法によれは、ａ　、　＜　Ｊ”　ｒ　＞＆”
ｌ’　Ｍ要ポイントの周囲を平均化することにより減少
することが出来る。しかし、この方法は望間分Ｍ能を減
少させ、多くの処理が必要で、リアルタイムの動作が困
難となる。

本発明の第３乃至第５の実施例に従う装置では、θ　　
・ 空間的平均を行わずにａ　ｔ　＜ｌ　ｒ　〉をリアルタ
イムに除去するために「中心平均化」という方法を用い
ており、これにより経済的で、簡単で、動作の単純な回
路を用いて窄間分解師の高い、精度の高い動作が実現出
来る。受信信号は望ましいパルス波形及び上記のランダ
ム位相のたたみ込み信号である。よってランダム位相位
相ｆｉｒは例えば、受信信号を処理するための直交位相
検出器１４−１〜１４−ｍ（第１０図）から与えられる
出力に含まれている。ランダム位相Ｓｒは中心周波数ｆ
ｒと共に変化する。供号時性を異なった中心周波数（ｆ
ｒ）ｉをもった覚悟信号のそれぞれの帯域について平均
化すること（でよ”）　、ａ　、　＜ｌ”　ｒ　＞は減
少させることが出来、減衰傾斜件数βが求められる。受
信信号のそれぞれの標準偏差σｉが同じとすれば、式（
ア）は次のようになる。

”　　　　　　　　　　　　　　　　（３６）７゜＜５
１１＞＝４πσ２Ｃβ（１） 第１及び第２の実施例の一個の直交位相検出器１４の出
力から求められるグ、１．及びβのような量は信号特性
として平均化される。第１０図に示す本発明の第３の実
施例に卦いては、ｍ個のフィルター１７−１〜１７−ｍ
は受信信号をｍ個の受信信号帯域に分布させ、対応する
ｍ個の直交位相検出器Ｉ４−１〜１４−ｍは受信信号帯
域のそれぞれに対し同相の直交位相成分を発生する。平
均回路１８で平均化する前に、ｍ個の信号変換回路７−
１〜７−ｍは最初の二つの実施例に述べた方法によりイ
９相差グを発生する。平均回路１８の出力は位相差〈り
〉の平均であり、微分回路８及び１０はそれぞれ〈βｒ
〉及びβを出力する。

本発明の有効性を検査するため、第１０図に示す実施例
を約２圀の厚さのうさぎの肝臓の検査に使用した。約Ｉ
　ＭＨｚの帯域幅を有する４０ＭＨｚ用ディスク型トラ
ンスジューサから送信信号は供給され、受信信号はそれ
ぞれが０．６６ＭＨｚｌ１７：ｌ帯域をもち、０．１Ｍ
Ｈｚ離れた中心周波数を有する１１個のフィルターに分
配される。信号変換回路７−１〜７−１１はアンラッピ
ンクアルゴリズムに含まれるアークタンゼント計算器を
用いた。平均回路１８は位相差グの演舞平均〈グ〉を出
力し、微分回路１０は微分の結果を４πσ２Ｃで割９減
衰傾斜係数βを出力する。平均回路１８Ｆより出力され
る平均位相差〈り〉と参照して、信号＃捧回路７−１〜
７−１１及び平均回路１８の小力は第１１図に示され、
平％７回路１８の出力はＭＥＡＮと示されている。同図
から、グのランダム（Ｈｆ相成分がおどろく程減少して
いることがｌ・丁っきりとわかる。

〔第４の実施例〕 第１２図は本発明の第４の実施例を示す。この図では、
くβ〉は自己相関関数から導がれる式（２８）、を用い
て計算できる。信号変換回路７−１〜７−ｍ。

平均回路１８及び第１の微分回路８は、それぞれ（ｃ＞
Ｉ−Ｑｆ）を計算する第１の計算回路１９−１〜１９−
　ｒｎ　Ｉ＋　（Ｉ”Ｑ”　）を計算する第２の計算回
路２０−１〜２０−ｍ＋　＋第１の計算回路１９−１及
び第２の計算回路２０−１の出力の合計を得る第１及び
第２の合計回路１８２及び１８４．及び除算器１８６で
置き換えラレる。第１２図の残りのブロックは第１０図
と同じ要素である。

第１０図に示す第３の実施例では、特定の深さ２に対し
て平均化されるｍ個の重要な値を出力すが、第１２図で
の受信信号帯域ての数はｍ、として示されている。これ
は第１２図に下す第４の実施例では２が増加するにつれ
て、式（３２）で示されるように、中心周波数ｆｒが減
少し、それにより〈ン〉も減少し、中心周波数ｆｒが減
少した分をカバーすうために受信信号を加えなけｎばな
らず、従ってｍｌはｍより大きい値となっているのが４
’／ましいためである。

合計回路１８２，１８４及び除舅器１８６は受信イぎ号
帯域のある部分ではパワーが最小となるので、モーノ７
　）　ＭＯ＝　（Ｉ’　＋　Ｑ２）を使って重み付は平
均をとることにより之の平均化を行い、ランタム信号β
ｒを除去する。重み付は平均〈βＷ＞は式（３６）％式
％） 第１の計算回路１９−ｌ−１９−ｍｌ及び合計回路１８
２により式（３７−２）の分子が得られ、第２の計算回
路２０２０−１−２Ｏ−及び第２の合計回路１８４によ
り式（３７−２）の分母が得られる。一方、除算回路１
８６は＜　ｊｌ　ｗ　＞を出力する。除算器１８６の出
力を時間について微分し、微分回路１０の適当な定数で
割ることにより減衰傾斜係数βが求められる。

〔第５の実施例〕 ボ４の′実施例では位相差の計算を省き、位相アンラッ
ピングアルゴリズムを用いず、これにより素子それぞれ
の回路構成を簡略化している。しかし、受信信号の帯域
幅をさらに拡げる必要があるので、さらに多くの素子が
必要である。第２の実施例にｐいては位相アンラッピン
グの必要をなくすため、フィトバック制御を行っている
０同様に第５の実施例においては、第１３図に示すよう
に２が増加した時に減少する〈之〉を補償するのに必要
な受信信号帯の数を減少させるのにフィードバック制御
が必要である。

第１３図において、簡単のため受信信号帯の数を５とし
ているが、実際には第３の実施例と同じ分解能を得るた
めには帯域数はｍにするのがよい。

第５の実施例では異なる周波数をもった規準信号を受信
する直交位相検出器１４’−１〜１４’−５（第９図の
１４か−ら５，６を除いたものに相当）により、受信信
号が分配される。直交位相検出器１４’　−ｉのそれぞ
れの出力は第１図の低域通過フィルター５及び６に対応
する低域通過フィルター２１−１〜２１−５を通過する
。第４の実施例と同様、〈−〉。

の計算は除Ｊ＃：器１８６によって行われ、差増幅器２
２は除算器１８６の出力を０と比較し、その差を出力す
る。差増幅器２２の出力は、第３及び第４の実施例と同
様に微分回路１０に供給され、こ′れは直交位相検出器
１イー１〜１４’−５の為に規準信号を発生する電圧−
周波数変換回路１５′にも供給される。その結果、直交
位相検出器１４’−１〜１４′−５によりカバーされる
周波数帯は〈ｉ〉の減少と共に変化し、第３の実施例で
使われたと同様の受信信号帯域数が第５の実施例でも使
用される〇第５の実施例の動作な第１４Ａ図〜第１４Ｃ
図に示゛す。直交位相検出器１４’−１〜１４’−５の
うちの一つに対する平均周波数ｆ及び知準周波数ν＋Ｉ
Ｃ（ｉは整数）を第１４Ａ図に示す。図示の直交位相検
出器１イーＢｃ対応する受信信号帯域は点稈で示し、受
信信号は実線で示している。第１４Ｂ図に示すように、
直交位相検出器１４’−１の出力は高いスペクトラムと
低いスペクトラムな含んでいる。、高いスペクトラムは
受信信号と同じ様子をしているが、それよジも高い中心
周波数ｆ＋ν＋ｉεを有しており、低いスペクトラムは
軸ｆ＝ｏに関して折り返した形となっている。直交位相
検出器１４′−ｉに接続されている低周波フィルター２
１−ｉの出力波形は第１４Ｃ図に示す。第１０図及び第
１２図に示すフィルター１７−１−１７−ｍ又は１７−
ｍ＋の帯域の１／２に等しい歯端カットオフ周波数を有
する低周波フィルター２１−１〜２１−５を用いて、ｍ
個の低周波フィルター２１−１〜２１−ｍの出力信号は
第３の実施例の直交位相検出器１４−１〜１４−ｍと同
じ周波数範囲を有している。（之〉の計ｑは第４の実施
例と同じ方法で行われ、即ち、第１の計算回路１９−１
〜１９−５の出力は以下の通りである。

Ｃ２ｗ　ｆ４４−２ｒ（ｖ＋２ｇ　）＋’ＪＴ、４４　
＞　）（Ｉ”ｎ　＋Ｑ”＋ａ　）　（３Ｂ−１１〔２π
ｆ＋１−２ｒ（ｙ＋ｉ）＋＜ｌｌｒ、４４　＞　）　（
Ｉ２＋１＋Ｑ’＋２）（３８−２）Ｃ２＊ｆｏ−２＋ｒ
ｐ＋＜１２’ｒ＋ｏ＞）（ＩＪ＋Ｑ２ｏ　　）　　　　
　　　（３８−３）Ｃ２ｗ　ｆ−１−２ｒ（ｂｒ−１）
　＋＜Ｊ２’ｒ＋−＋＞）（Ｉ’−１＋Ｑ’−、）　　
（３８−４１Ｃ２ｓｃＬ’１＝２ｔｃ（ｙ＋２１）＋＜
ｌｒ＊−２＞）（Ｉ’ｓ　＋Ｑ’ｔ　Ｘ３Ｂ−５）７１
が中心周波数でくメｒ＋ｉ＞はｌ一番目の受信信＜ｉｌ
ｒ、ｉ＞は受信信号帯域数ｍが増加するときゼロになる
傾向にあり、重み付は平均（７ｒ）１は７ｚになる傾向
にある。従って、除算襦１８６の出力は式（＆９）によ
り与えられる１＠に比例する。

２πｆｚ−２πν＋Ｏ（３９） 式（３９）の値は微分回路１０及び電圧−周波数変換器
１５′に送られる出力を発生する差増幅器２２により比
較される。十分に高い利得が得られる時は電圧−周波数
変換回路１５′は直交位相検出器１４′−１〜１４’−
５に規準信号を供給し、これによｐ差増幅器２２の出力
は〒ｚＫはとんど比例して変化すん〔第４．第５の実施
例の変形例〕 第４及び第５の実施例をさらに変更することも可能であ
る。例えば、日本特許出願４５８−１４２８９３は自己
相関関数の使用に関する詳細を述べているが、これによ
りパワースペクトラムの高次モーメ゛ント１周波数と共
に間化する反射の影響を直すのに使用する時間領域内の
変１σ２及びその他の信号特性を計算し、精確な組織特
性を得ることが出来る。こうした組織の特性は計算回路
１９−１．２０−ｔ＋　１８２．１８４及び１８６によ
り発生する静的値から求めることができる。−例として
、変動σ宜は組織の年増いさを正しく示すもので、医療
上の診断に使用できる。もう一つの例としては、減硬は
減衰傾斜係数βから時間領域の深さ２の関数としで求め
られる。減衰は反射係数を着水するための定量的な反射
係数を与えるための精確な時間−利得制御のためにも利
用できる。仁れにより時間り域の周波数の指数としての
パラメーターによるｌＴｈ波数依存形の反射波を測定す
ることがでへる。

本発明の実施例は第１図及び第９図に示す面Ｔ表示装置
１３に棹々の値、例えばグ、Δｆ、７゜β、σ２等を供
給する装置を含んでいる。走査線を変えることにより、
測定対象の断層象をも表示でき、上記の各値は例えばβ
モード、Ｍモード又はドツプラー像を用いることにより
同時に表示される。例えば、第１図及び第９図において
は、ｙ。

Δｆ１７及びβは輝度信号として表示制御装置！１．１
２に供給される。これらの信号は当該同期信号、ブラン
キング信号、測定の対象の超音波走査に関連した偏移信
号と共にＣＲＴ１３に供給される。

〔発明の効果〕

上記説明のように、本発明によれば、測定媒介を１再じ
て送られてくる反射超音波の周波数偏移Δｆ及び測定媒
介の祠音波の減衰傾斜係数βは受信信号のパワースペク
トラムを得るための比較的高価で低速の俟情を使う代り
に、簡単で経済的で使い易い１回路を用いることにより
リアルタイムで求めることが出来る。さらにパルスの重
なり（スペクトラムス力ロッピング）によ°り生じたエ
ラーは高い空間分解能を維持しながら、リアルタイムに
時間領域において除去することが出来る。

本発明の特長及び利点は詳細に述べた明細書に明らかで
あり、本発明の精神及び範囲の中でか＼るシステムの全
ての特長及び利点はフレイムにおいて包含されている。

さらには、当業者にとってはいかようにも本発明を変更
し修正し得るのであるから、本発明をここに示し、又は
述べられた構成及び動作に限定するのは打着しいことで
はなく、従って本発明の範囲においてのみ、全ての変更
及び類似が可能であるっ

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示すブロックダイアグ
ラム。 第２図は送信及び受信信号のパワースペクトラムのグラ
フ。 第３Ａ図は第１図に示す信号変換回路７の第一の実施例
を示すブロックダイアグラム。 第３Ｂ図は第１図に示す信号変換回路７の第二の実施例
を示すブロックダイアグラム。 第４図は排他ＯＲゲートを示す。 第５図は排他ＯＲゲートの位相ダと平均出力電圧Ｖｏｕ
ｔの間の関係性を示すグラフ。 第６Ａ図は規準信号ＲＥＦ　Ｏ及びＲＥＦｌのグラフ。 第６Ｂ図は規準信号ＲＥＦ　Ｏ及びＲＥＦ　１により受
信信号から位相偏移を求める他の実施例。 第６Ｃ図は入力信号ＶｏｕｔＯ及びＶｏｕｔ　１に対す
る位相関係を示すグラフ。 第７Ａ図は受信信号のパワースペクトラムのグラフ。 第７Ｂ図及び第７Ｃ図は位相グと時間の関係を示すグラ
フ。 第７Ｄ図はｄグ／ｄｔと時間の関係を示すグラフ。 第８図は第１図に示す信号変換回路７の第三の実施例の
ブロックダイアグラム。 第９図は本発明の第二の実施例のブロックダイアグラム
。 第１０図は多位相検出器とスペクトラムス力ロッピング
の影響を除去するための平均化回路を有する本発明の第
三の実施例のブロックダイアクラム０ 第１１図は１１周波数帯域又は１１チヤンネルの本発明
の第三の実施例として示す装置に対する位相差対反射の
深さの関係を示すグラフ。 第１２図は位相差を求めないで平均周波数を知３る本発
明の第四の実施例のブロックダイアグラム。 第１３図は第二の実施例に、ｔ、−いて用いた敵の多相
直交位相検出器及びフィードバックループをスベク゛ト
ラムスカロッヒングの影響を除去するために用いた本発
明の第五の実施例のブロックダイアグラム。 第１図において、１４は直交位相検出器、７は信号変換
回路、８．１０は微分回鎮−５，６，９は低域通過フィ
ルター、３，４は乗算器、１１は定数掛算器、１２は表
示制御回路、１３は表示装置である。 隼／４Ａ毘 第７４５　’１２１　　　　−’ 寧／４　Ｃ７ｆＪ 手続補正書（方式） ％式％ ３　補正をする古 ！Ｉｔ＋１・との関仔　　　　　持、！Ｔ出窄１人住所
　神全用県用崎山中ＩＱ、ｌメ１．小用中１０１５番地
（５２２）名称富士通株式会社 ４　代　　理　　人　　　　　ｆｌ、所　神全用県用崎
市中原区１１・Ｉ−ｄｉ中１０１５番地′す朋酪第５６
頁１８行目の後九次文な挿入する。

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. （１）媒体に送信され、媒体で反射された後で受信信号
   として受信される超音波を用いた超音波媒体の特性測定
   装置で、以下の手段を含む； 基準信号を供給する手段、 上記規準信号供給手段及び受信信号を受信するための手
   段に接続され、受信信号と規準信号間の位相差を決める
   手段、 周波数偏移量を発生するために、時間に関して位相差を
   微分するために上記位相差決定手段に接続されている第
   一の微分手段、及び 減衰傾斜係数を発生するために、時間に関して周波数偏
   移量を微分するために上記微分手段に接続されている第
   二の微分手段。
2. （２）特許請求の範囲第１項記載の超音波媒体の特性測
   定装置において、上記位相差決定手段は以下のものを含
   む； 上記規準信号供給手段及び受信信号を受信する手段に接
   続され、受信信号を同相成分と、直交位相成分とに分離
   する直交位相検出手段、及び上記直交位相検出手段と第
   一の微分手段に接続されて、受信信号の同相成分と直交
   位相成分を用いて逆三角法関数に基づいて位相差を決定
   するための信号変換回路。
3. （３）特許請求の範囲第２項に記載の超音波媒体の特性
   測定装置で、上記直交位相検出手段は以下のものを含む
   ； 規準信号を９０°移相するために上記規準信号供給手段
   に接続された９０°移相回路、 上記９０°位相回路に接続され、受信信号に９０°位相
   された規準信号を乗するための第一の乗算回路、 上記規準信号供給手段に接続され、受信信号に規準信号
   を乗するための第二の乗算回路、 上記第一の乗算回路及び上記信号変換回路に接続され、
   受信信号の同相成分を出力する第一の低域通過フィルタ
   ー、及び 上記第二の乗算回路及び上記信号変換回路に接続され、
   受信信号の直交位相成分を出力する第二の低域通過フィ
   ルター。
4. （４）特許請求の範囲第２項に記載の超音波媒体の特性
   測定装置で、上記信号変換回路は以下のものを含む； 上記直交位相検出手段に接続され、受信信号の同相成分
   をデジタル同相成分に変換するための第一のＡ／Ｄ（ア
   ナログ／デジタル）変換回路、上記直交位相検出手段に
   接続され、受信信号の直交位相成分をデジタル直交位相
   成分に変換するための第二のＡ／Ｄ変換回路、 上記第一及び第二のＡ／Ｄ変換回路に接続され、デジタ
   ル同相成分により割られたデジタル直交位相成分により
   定義される量のアークタンゼントとしてデジタル位相差
   を決めるメモリー手段、及び上記メモリー及び第一の微
   分手段に接続され、デジタル位相差をアナログ信号に変
   換することにより位相差を出力するためのデジタル／ア
   ナログ（Ｄ／Ａ）変換回路。
5. （５）特許請求の範囲第２項に記載の超音波媒体の特性
   測定装置で、上記信号変換回路は以下のものを含む； 上記直交位相検出回路に接続され、受信信号の同相成分
   で受信信号の直交位相成分を割り、結果を出力する除算
   回路、 上記直交位相検出回路に接続され、受信信号の同相成分
   の符号を出力するための第一の比較回路、上記直交位相
   回路に接続され、受信信号の直交位相成分の符号を出力
   するための第二の比較回路、上記除算回路に接続され、
   除算出力をデジタル除算出力に変換するためのＡ／Ｄ変
   換回路、上記第一及び第二の比較回路、及び上記Ａ／Ｄ
   変換回路に接続され、受信信号の同相及び直交位相成分
   の符号に応じた四分区間のデジタル除算出力のアークタ
   ンゼントを決めるためのメモリー手段、及び 上記メモリー及び上記第一の微分手段に接続され、デジ
   タル除算出力のアークタンゼントをアナログ信号に変換
   することにより位相差を出力するためのＤ／Ａ変換回路
   。
6. （６）特許請求の範囲第２項に記載の超音波媒体の特性
   測定装置で、上記信号変換回路は以下のものを含む； 上記直交位相検出回路に接続され、受信信号の同相成分
   を２乗するための第一の乗算回路、上記直交位相検出回
   路に接続され、受信信号の直交位相成分を２乗するため
   の第二の乗算回路、グランド電位及び上記直交位相回路
   に接続され、受信信号の同相成分の符号を出力するため
   の第一の比較回路、 グランド電位及び上記直交位相回路に接続され、受信信
   号の直交位相成分の符号を出力するための第二の比較回
   路、 上記第一及び第二の乗算回路に接続され、受信信号の同
   相成分及び直交位相成分の２乗を加算するための加算回
   路、 上記加算回路に接続され、受信信号の同相成分及び直交
   位相成分の２乗の和の平方根を出力するための平方根発
   生回路、 上記平方根発生回路及び上記直交位相検出回路に接続さ
   れ、受信信号の同相及び直交位相成分の２乗の和の平方
   根で受信信号の同相成分を割ったものに対応する除算出
   力を発生するための除算回路、 上記除算回路に接続され、除算出力をデジタル除算出力
   に変換するためのＡ／Ｄ変換回路、上記第一及び第二の
   比較回路、上記Ａ／Ｄ変換回路に接続され、デジタル除
   算出力のアークコサインを決定するためのメモリー、及
   び 上記メモリー及び上記第一の微分手段に接続され、デジ
   タル除算出力のアークコサインをアナログ信号に変換す
   ることにより位相差を出力するためのＤ／Ａ変換回路。
7. （７）特許請求の範囲第１項に記載の超音波媒体の特性
   測定装置で、規準信号はある周期を有し、上記位相差決
   定手段は以下のものを含む； 受信信号を受信し、受信信号を受信信号の符号を示す入
   力信号に変換するための波形変換手段、上記波形変換手
   段と上記規準信号供給手段に接続され、入力信号と規準
   信号の符号が反対になるような時間を規準信号の周期で
   割った平均値信号を発生するための平均値発生回路、及
   び 上記平均値手段及び上記第一の微分手段に接続され、平
   均値信号をのこぎり歯位相特性と比較し、位相差を求め
   るための、のこぎり歯位相手段。
8. （８）特許請求の範囲第７項に記載の超音波媒体の特性
   測定装置で、上記規準信号供給手段は第一の矩形波の規
   準信号及び第一の矩形波の規準信号から９０°の位相の
   ずれを有する第二の矩形波の規準信号を供給し、上記平
   均値発生手段は以下のものを有する； 上記波形変換手段及び上記規準信号供給手段に接続され
   、入力信号及び第一の矩形波規準信号に対し排他ＯＲ動
   作を行うための第一の排他ＯＲゲート、 上記波形変換手段及び上記規準信号供給手段に接続され
   、入力信号及び第二の矩形波規準信号に対し排他ＯＲ動
   作を行う第二の排他ＯＲゲート、上記第一の排他ＯＲゲ
   ート及び上記このぎり歯位相手段に接続された第一の低
   域通過フィルター、及び 上記第二の排他ＯＲゲート及び上記のこぎり歯位相手段
   に接続された第二の低域通過フィルター。
9. （９）特許請求の範囲第１項に記載の超音波媒体の特性
   測定装置で、上記位相差決定手段は以下のものを含む； 上記受信信号を受信し、受信信号の周波数よりもかなり
   高い速度で受信信号をサンプリングする手段、 上記サンプリング手段に接続され、受信信号のサンプル
   を記憶する手段、及び 上記記憶手段、規準信号供給手段、第一の微分手段に接
   続され、デジタル処理にて位相差を求めるデジタル処理
   手段。
10. （１０）特許請求の範囲第１項に記載の超音波媒体の特
    性測定装置で、上記規準信号供給手段から供給される規
    準信号は周波数が可変であり、さらに上記位相差決定手
    段及び上記規準信号供給手段に接続され、位相差に応じ
    て規準信号の周波数を変化させるレベル調整回路を含む
    。
11. （１１）媒体に送信され、媒体で反射された受信信号と
    して受信される超音波パルスを用いた超音波媒体の特性
    測定装置において、次の手段を含む；受信信号を受信し
    、受信信号を少くとも三つの受信信号帯域に配分する信
    号配分手段、 上記信号配分手段に接続され、組織特性を知るための受
    信信号の各帯域の信号特性を計算する計算手段、 上記計算手段に接続され、受信信号の各帯域の信号特性
    を平均化し、信号特性の平均を得る平均化手段、及び 上記平均化手段に接続され、平均信号特性から組織特性
    を導き出し、出力する組織特性発生手段。
12. （１２）特許請求の範囲第１１項に記載の超音波媒体の
    特性測定装置で、上記信号配分手段は、上記少くとも三
    つの帯域に受信信号を分配する少くとも三つのフィルタ
    ーを含み、上記計算手段は次の手段を含む； 規準信号を供給する手段、及び 上記規準信号供給手段、フィルター、平均化手段に接続
    され、受信信号と規準信号間の位相差を求める手段。
13. （１３）特許請求の範囲第１２項に記載の超音波媒体の
    特性測定装置で、上記計算手段は、上記位相差決定手段
    、平均化手段に接続されて、受信信号の各帯域の位相差
    を時間について微分し、受信信号の各帯域の周波数偏移
    量を発生する第一の微分手段を含み、 上記平均化手段は、上記位相差決定手段及び上記組織特
    性手段に接続され、受信信号の各帯域について周波数偏
    移量信号を平均化し、平均信号特性として平均周波数信
    号を得る周波数平均化手段を含み、そして 上記組織特性発生手段は、上記周波数平均化手段に接続
    され、平均周波数信号を時間について微分し、組織特性
    として減衰傾斜係数を求める第二の微分手段を有する。
14. （１４）特許請求の範囲第１２項に記載の超音波媒体の
    特性測定装置で、上記計算手段はさらに次のものを含む
    ； 上記位相差決定手段に接続され、受信信号の各帯域の位
    相差を時間について微分し、各帯域の周波数偏移量を発
    生する第一の微分手段、及び上記第一の微分手段に接続
    され、受信信号の各帯域の周波数偏移量信号を時間につ
    いて微分し、減衰傾斜係数を発生する第二の微分手段、
    又上記平均化手段は、上記計算手段、組織特性発生手段
    に接続され、受信信号の各帯域の減衰傾斜係数を平均化
    し、平均信号特性として平均減衰傾斜係数を出力する周
    波数平均手段を含む。
15. （１５）特許請求の範囲第１２項に記載の超音波媒体の
    特性測定装置で、上記計算手段は規準信号供給手段、及
    び 上記規準信号供給手段、フィルター、平均化手段に接続
    され、受信信号と規準信号間の位相差を決める手段を有
    し、そして 上記平均化手段は、上記位相差決定手段及び組織特性発
    生手段に接続され、平均信号特性として平均位相差を計
    算する平均位相発生手段を含む。
16. （１６）特許請求の範囲第１１項に記載の超音波媒体の
    特性測定装置で、上記計算手段は、上記信号配分手段及
    び平均化手段に接続され、受信信号の各帯域の自己相関
    関数を求める自己相関手段、及び該自己相関関数信号を
    時間について微分し、信号特性を発生する微分手段を含
    む。
17. （１７）特許請求の範囲第１１項に記載の超音波媒体の
    特性測定装置で、上記信号配分手段は次のものを含む； 異なる周波数をもつ規準信号を供給する手段、上記規準
    信号供給手段に接続され、受信信号を受信し、それぞれ
    が対応する規準信号に応じて受信信号の各帯域の同相成
    分及び直交位相成分を得る直交位相検出回路、そして 上記直交位相検出回路及び上記計算手段に接続された低
    域通過フィルター。
18. （１８）特許請求の範囲第１７項に、記載の超音波媒体
    の特性測定装置で、受信信号は中心周波数を有し、上記
    組織特性発生手段は、上記平均化手段に接続され、受信
    信号の中心周波数を出力する手段を含み、 上記規準信号供給手段は、上記組織特性手段及び直交位
    相検出回路に接続され、規準信号間の差を変えずに中心
    周波数に応じて規準信号を変化させる手段を含む。