JPS60153849A - 媒体の構造を特徴付けする方法及びこの方法を実施する装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は媒体の構造を特徴付けする方法と、この方法を
適用するための装置に関する。更に特定すれは、本発明
は超音波観測処理により人体の組織を特徴伺けするため
の医療分野に適用される。

しかしながら、本発明は他の分野に対しても同様に適用
可能である。実際、本発明による媒体の特性法めは、こ
れらの媒体が超音波励起ビームの周波数に従って多かれ
少ながれ超音波振動を吸収することができるという事実
を示している。媒体の吸収係数が入手可能な測定の原理
は、媒体に向けて超音波信号を放出し、この媒体によっ
て反射された超音波信号を測定し、そして放出された信
号と反射された信号とを比較することにより吸収係数を
得るものである。

従来技術として、エイ、ナラヤマとジエイ、オフイアの
両氏による１９８３年発行の雑誌″ウルトラソニック　
イメージング″５の１７−２１ページに記載がある（Ｍ
ｅｓｓｒｓ、　Ｐ、Ａ、　Ｎａｒａｙａｍａ　ａｎｄ　
Ｊ、　Ｏｐｈｉｒｊｎ　ｔｈｅ　ｐｅｒｉｏｄｉｃａｌ
　“Ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃ　Ｉｍａｇｉｎｇ”　５１１
７−２１．　ｏｆ　１９８３）。この文献は媒体の吸収
係数αについて言及し、その大きさはｄＢ／ｃｍ／ＭＨ
ｚで表わされることを示している。この係数αは、１０
Ｍｌ１ｚで送出されかつ媒体中を深さ５ｃｍ（往復１０
ｃｍ）まで伝搬した超音波ビームが、媒体から再び放出
される際に１００αｄＢ（α＝１ならば１００ｄＢ）の
減衰を受けているということを明らかにしている。この
文献によれば、吸収係数αと励起された周波数との間に
は、式α（ｆ）＝α。ｆｂなる関係がある。

実際、ｂはすべての媒体及び特に生物学的媒体の場合、
１と２の間の値をとる。

この文献は、励起信号のフーリエスペクトラムが平均周
波数ｆ０を中心とするガウス状であれば、反射された信
号のスペクトラムは同様にガウス状になるが、その中心
は中心周波数ｆｃとなることを示している。この中心周
波数ｆＣは、超音波が入射した媒体の表面と超音波を反
射したこの媒体の領域との間の距離に依存する。媒体内
の伝搬速度が比較的一定である（水が充填された媒体の
場合１５４０ｍ／５ｅｅ）ことを考慮すれば、媒体のあ
る領域で反射された信号は、この領域の媒体表面からの
距離の大小に依存する長い又は短い存続時間の周期の終
りに媒体の表面に再び現われる。

この方法において、領域ｌ及び２という媒体の２つの領
域を考察すると、ガウス状分布を持ちかつ各領域で反射
された超音波信号は、異なる時刻ｔ１及びｔ２に媒体の
表面上に再び現われる。異なる時刻に現われることとは
別に、これらの反射された信号は振幅及び周波数スペク
トラムに関し、異なる特性を有する。最も遠い領域、例
えば領域２によって反射された信号の振幅は、最も近い
領域によって反射された信号の振幅より小さい。こ九は
、遠い領域で反射された信号の超音波振動は近い領域で
反射された信号にくらべ、媒体中において長い往復の軌
跡を通るためである。ある励起パルス（送出パルス）に
対して、受信された信号は時間とともに減少する。更に
、２つの反射信号のフーリエスペクトラムは異なる。こ
れは吸収係数が周波数に依存するので、各スペクトラム
において、高い周波数はその存続時間が長くなる程、す
なわち信号を反射する領域が表面から遠くなる程、低い
周波数にくらべ減衰を受ける。最終的な結論としてこの
文献が確認していることは１周波数に従って受ける減衰
にかかわらず、反射された信号のスペクトラムは等しく
ガウス状であるということである。すなわち、中心周波
数がｆｌにある第１のガウス状分布と、中心周波数がｆ
２にある第２のガウス状分布である。尚、ｆｌはｆ２よ
り大である。σが送出されたスペクトラムのガウス状分
布、の典型的な差を示すとすれば、領域１と２間に位置
する媒体のある点における吸収係数を、で表わされるこ
とができる。この式において、ｄ□及びｄ２はそれぞれ
、超音波振動が媒体中に入り再び媒体表面に現われる場
合における媒体表面に対する領域１及び２の伝搬及び反
射方向に沿って測定した横座標である。換言すれば、媒
体のある点におけるαを決定するために、ｆ工及びｆ２
が横座標ｄ１及びｄ２−これらは、ここで問題としてい
る点の横座標に対してそれぞれ小及び大の関係にあるー
において測定されなければならない。

横座標ｄ１及びｄ２を有するそれぞれの領域で反射され
た反射信号ＲＤ　１　（ｔ）及びＲＤ　２　（ｔ）は時
刻ｔ１及びｔ２においてそれぞれ受信時間ウィンドを開
くことによって得られる。ここで、時刻と横座標と伝搬
速度Ｃとは次の関係にある。

９ ｔ、＝□ 反射信号ＲＤ　１　（ｔ）及びＲＤ　２　（ｔ）は、こ
れらのフーリエスペクトラムにおける中心周波数ｆ□及
びｆ２に対して有益なデータを保持している。

より明確な理解のためには、引用された文献に記載の数
学的展開、特に大番号１１と１７−これらからｆ２とｆ
工の関数としてのαに対する先の式が得られているーを
参照するとよい。これに関し、多くの場合２５０　ｋ　
ｌＩ　ｚのオーダの量に相当する周波数差ｆ２−ｆｏは
、１０ＭＨ，ｚで送信された超音波振動に関し、平均送
信周波数からの相対的シフトが２０％より小さくなけれ
ばならないということを示す理論の確認のための条件に
完全に従う（２５０／１００００は２０％以下である）
。

本発明以前において、信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ
と略される）を行なう装置を用いて、反射された信号の
各々の完全なスペクトラムＲＤ　１　（ｆ）及びＲＤ　
２　（ｆ）を計算することによってｆｌ及びｆ２を測定
することが知られていた。実際、これらのＦＦＴ装置は
信号のディスクリートなフーリエ変換を行なう。このこ
とは１反射された信号ＲＤ　］、　（ｔ）又はＲＤ　２
　（ｔ）の各々に対して、受信された信号は位相が直交
する２つの発振器を用いて復調され、この方法において
復調された２つの信号の各々はローパスフィルタによっ
てろ波され、そしてサンプルはサンプリング周波数のレ
ートのアナログ／ディジタル変換器が続くブロッキング
サンプラーを用いて行なわれることを意味する。

従って、ＦＦＴ装置は複数の連続するサンプルを４１６
め、バ１算時間後調べられる信号のスペクトラムのライ
ンごとの振幅を表わす１組のディジタル信号を供給する
。そして、平均値及び典型的（ｔｙｐｉｃａｌ）スペク
トラムシフ１−に関する計算が、これらのライン振幅上
で行なわれる。

（９！明が解決しようとする問題点） しかしながら、これらのＦＦＴ装置はこれらの計算回路
に関する第１の問題点を有する。実際。

ＦＦＴ装置は２のべき数のサンプル数、例えば６４又は
１２８サンプルにおいてのみ動作可能である。

この方法により得られる結果の精度はサンプル数に正比
例して増大することが理解できる限りにおいて、この方
法は調べられる媒体の静的特性に関する仮定を包含する
ことが少なからず理解できる。

この媒体が移動可能な場合、限られた周期に対してのみ
同一の静的特性を考慮する必要があり、従ってこのこと
は、所定の測定精度に対して考慮されるべきサンプル数
の減少を招く。静的状態をしんしゃくして、サンプルの
最適数が例えば９０のオーダであると、ＦＦＴ装置を用
いた測定は問題点を呈する。なぜならば、９０は２のべ
き数でないからである。

更に反射された信号が雑音の影響を受けると、Ｆ　Ｆ　
Ｔ法によって得られる結果はこの測定法の欠点により損
われる。最後に、これらのＦＦＴ装置では、多くの電子
的機能と多数の演算の実行とが要求される。更に、ＦＦ
Ｔ装置はすべての計算前にす八でのサンプルを得る必要
があるため、すべての点を順法走査して行くとともに、
点を走査したとき又は走査しながら異なる点の吸収係数
を得る必要があるリアルタイムの用途に適さない。こｈ
らのリアルタイムの用途は、特にディスプレイ装置、例
えはテレビジボンモニタを用いて要素αに対するグラフ
をブロン１〜することが要求されるときに望まれる。

（問題点を解決するための手段） 本発明は、上記欠点を除去することを目的とする。実際
、ユーザは反射信号ごとの完全なスペクトラムには何の
興味もなく、単に信号の平均と典型的差に関して興味が
ある。更に、スペクトラムのラインごとの振幅を計算し
そして平均周波数と典型的差を算出可能とする振幅分布
」二の時間ＲＩ算を行なうことに代わり、本発明はユー
ザに対して興味ある結果を直接的かつ独得の計算方法を
提供する。本発明は次の前提から出発している。すなわ
ち、信号ＲＤ　（ｔ）のスペクトラム密度ＲＤ　（ｆ）
とこの信号ＲＤ　（ｔ）の自己相関関数との間には密接
な関係があり、ＲＤ　（ｆ）の次数且のモーメンタム（
ｍｏｍｅｎｔｕｍ）はτ＝Ｏの場合に計算された自己相
関関数の次数ｌの導関数に等しい。これはモーメンタム
に対する一般式の形式で次のとおり表わされる。

本発明は、以下の動作が連続して行なわれ、媒体の構造
を特徴付けする方法に関する。すなわち、本発明は、 一周波数スペク１−ラムが平均周波数を中心とするガウ
ス状のパルス化された音響信号が媒体方向に送出され、 一媒体の第１の領域によって反射された第１の音響信号
がある時刻で受信され、媒体の第２０領域によって反射
された第２の音響信号がある時刻で続いて受信され、 一前記第１及び第２の音響信号の各々のスペクトラム分
析が行なわれ、この結果得られた中心周波数を前記第１
及び第２の領域ごとに得、−前記第１及び第２の領域間
の媒体の音響吸収係数が、これらの領域の各々に対して
得られた中心周波数とこれらの領域を隔てる距離に基づ
いて割算され、 前記スペクトラム分析は、 一位相が直交しかつ反射された２つの信号の前記平均周
波数で復調を行ない、 一復調された後これらの信号の自己相関関数を計算し、 一前記中心周波数を表わすこれらの自己相関関数の１次
の導関数を計算する、 ことを特徴とする。

本発明はまた、媒体の構造の特性を得る装置に関する。

この装置は、 一周波数スペクトラムが平均周波数を中心としてガウス
状の音響パルス信号を媒体方向に送出する手段と、 一音響信号が前記媒体によって反射されたときの音響信
号を受信する手段と。

一前記媒体の第１及び第２の領域に対応する第１及び第
２の反射された信号をすべての反射された信号の中から
選択する手段と、 一該２つの反射された信号の各々のフーリエスペクトラ
ムの中心周波数を得るためのスペクトラム分析手段と、 一前記２つの領域間の媒体の音響吸収係数を、これらの
２つの領域の各々に関して得られた中心周波数とこれら
の２つの領域間の距離に基づき計算する手段、 とを有し、前記スペクトラム分析手段は、−位相が直交
しかつ反射された２つの信号の前記平均周波数で復調を
行なう手段と。

−復調された後これらの信号の自己相関関数を計算する
手段と、 一前記中心周波数を表わすこれらの自己相関関数の１次
の導関数を計算する手段、 とを有することを特徴とする。

（実施例） 第１図は、本発明による装置を示す。装置はセンサ２に
よるフィルタ作用の後、超音波信号Ｅ　（ｔ）を媒体３
中に送信する発振器１を有する。

Ｅ’（ｔ）のスペクトラムＥ（ｆ）はガウス状曲線４の
形状をしている。この曲線は中心周波数ｆ。に中心法め
され、かつ典型的シフｈ　（ｔｙｐｉｃａｌ　５ｈｉｆ
ｔ）σ−スペク１へラムがガウス状なのでこのスペクト
ラムの３ｄＢ帯域にほぼ等しい−を有する。

媒体３の表面Ｓに送出された信号Ｅ　（ｔ）はこの媒体
内を伝搬し、表面Ｓからの伝搬軸上の横座標ｄ１及びｄ
２にそれぞれ位置する第１及び第２の領域によって信号
ＲＤｌ　（ｔ）及びＲＤ　２　（ｔ）として反射される
。信号Ｅ　（ｔ）は比較的短く、−例として６．４マイ
クロ秒である。信号Ｅ　（ｔ）が送出されると、圧電体
で形成されるセンサ２−これははじめ送信モードで動作
し、次に受信モードで動作するーは、反射されたすべて
の信号ＲＤ　（ｔ）に対し受信可能状態となる。反射さ
れた信号は、第１及び第２の領域にそれぞれ対応する信
号Ｒ’ＤＩ（ｔ）及びＲＤ　２　（ｔ）の時間的フィル
タ動作を提供するデュプレクサ又はこれと同様の他の手
段により構成される選択手段６に入力される。選択手段
６は非常に簡単な構成で、クロック信号りを供給するシ
ーケンサ７によって駆動されるアナログゲートを有し、
反射信号内に含まれる信号ＲＤ　１　（ｔ）及びＲＤ　
２　（ｔ）を通過させ、他の信号の通過を阻止する。こ
れらの信号Ｅ　（ｔ）及びＲＤ　（ｔ）は第３図に示さ
れる。同図は、Ｒ’Ｄ（ｔ）の振幅は時間の経過ととも
に減衰し、他方そのスペクトラム成分は時間の経過とと
もに低い周波数方向に変化することを示している。

２つの反射信号ＲＤｌ　（ｔ）及びＲＤ　２　（ｔ）は
、スペクトラム分析手段８の入力に供給される。スペク
トラム分析手段８はこれらの反射信号の中心周波数と典
型的シフト、すなわちｆｌ及びσ１並びにｆ２及びσ２
を出力する。αを計算するための式は計算手段９によっ
て与えられる。αの値とその横座標（ｄ、十ｄ２）／２
はメモリ１０に格納される。

メモリ１０は、前記横座標に位置する点Ｍをその精度が
αの大きさに依存する強度を有するものとして、テレビ
ジョンモニタ１１」二に可視表示させるための映像メモ
リとして作用する。

本発明の特徴は、スペクトラム分析手段８が以下の手段
を有することにある。すなわち、スペクトラム分析手段
８は、２つの反射された信号の各々の平均周波数ｆ。に
関して直交位相で復調を行なうための手段１２と、手段
１２によって得られた信号の自己相関関数Ｒ（τ）を割
算するための手段１３と、自己相関関数の第１の次数Ｒ
’（τ）及び第２の次数Ｒ″（τ）の導関数を計算する
ための手段１４とを有する。以下に説明するように、ス
ペクトラム分析手段は反射された２つの信号の中心周波
数ｆ１又はｆ２とシフ１へσ□又はσ２を出力する。

信号ＲＤ　（ｔ）　（ＲＤ　１．　（ｔ）又はＲＤ　２
　（ｔ））がわかると、この信号ＲＤ（ｔ）の自己相関
関Ｒ（τ）は以下のように表わされる。

Ｒ（τ）は複素信号である。ＲＤ　（ｔ）がサンプルさ
れた信号のとき、ディスクリートな自己相関関数は、次
式によって定義可能である。

ｒ（τ）＝ΣＺｐ　Ｈｚ−−、＝Ｘ＋ｊＹ＝Ｚこの式に
おいて、Ｐは計算又はｒ（τ）に対して考慮されたサン
プルの総数、Ｐは１つのサンプルの時間指示である。ｐ
−１はサンプルｐの直前に表われたサンプルを示す。更
に、Ｚｐは次のとおり表わされる。

Ｚｐ　：Ｘｐ＋ｊ：）’ｐ ここでｊはｊ２＝　１となる複素数、Ｘｐと’ｌｐは２
つの発振器によって直交位相復調されそしてろ波され複
素量が決定された信号ＲＤ　（ｔ）のサンプルｚｐの振
幅である。サンプルＺｐの総計は信号Ｕ　＝　Ｖ　＋ｊ
Ｗを形成する。ここで、■はこれらのサンプルの実部ｘ
１．　ｘ２・・・ＸＰの総計で、Ｗは虚部ｙ□ｌ　ｙ２
・・・ｙｐの総計である。すべてのサンプルＺ２を含む
信号Ｕは、サンプルされた複素信号と呼ばれる。信号Ｒ
Ｄ　（ｔ）において行なわれる処理動作は、以下の説明
から明らかになる。信号ＲＤ　（ｔ）の一部である信号
ＲＤ　１　（ｔ）及びＲＤ　２　（ｔ）の各々はこの順
番で処理される。

第２図において、信号ＲＤ　（ｔ）は２つの復調器１５
及び１６の第１人力にそれぞれ同時に供給される。復調
器１５の第２人力にはｃｏｓ（２πｆ、ｔ）が供給され
復調器１６の第２人力にはこれと直交するｓｉｎ　（２
πｆｏｔ）が供給される。第２人力に供給されるこれら
の信号は、２つの発振器１７及び１８からそれぞれ供給
される。これらの２つの復調器は、ｆｏに等しい量だけ
ＲＤ（ｔ）のスペクトラムＲＤ　（ｆ）のトランスポジ
ション（ｔｒａｎｓｐｏｓｉｔｉｏｎ）を行なうＯ復調
器は、いわゆる直交復調を行なう。なせならば、これら
の復調器の第２人力を介して復調器に作用する信号は互
いに直交する位相状態にあるからである。復調された信
号を、それぞれローパスフィルタ１９及び２０を通過さ
せ、そしてサンプラー２１及び２２−これらの各々はプ
ロツキンクサンプラーとこれに続くアナロクーデイジタ
ル変換器（ＣＡＭ）を有するーでそれぞれサンプリング
することにより、１組の複素量が得られる。この複素量
の実部ｘｐはサンプラー２１によって与えられ、虚部ｙ
ｐはサンプラー２２によって与えられる。

サンプルされた複素信号ＵはＵ＝Ｖ＋ｊＷ−Ｖは値Ｘ工
、ｘ２・・・ｘｐの総計、Ｗは値ｙ□ｌｙ２・・・ｙｐ
の総計−として表わされる。第２図の装置は更に、信号
ＲＤ　（ｔ）の自己相関関数を計算するための回路１３
と、この自己相関関数の次数１及び次数２の導関数を計
算するための回路１４とを有する。

サンプルされた信号Ｕは複素量なので、ディスクリート
な自己相関関数ｒ（τ）は複素量であり、その実部はＸ
で虚部はＹである。

本発明による方法から、先の問題点は解消されることは
明らかである。特に、雑音の影響は小さくなる。これは
、白色雑音が取り抜かれるということは信号の自己相関
関数の特性の１つであるからである。実際のところ、白
色雑音はそれ自身に相関がなく、その自己相関関数はτ
が唯一ゼロであるときゼロでない。τの他のすべての値
に対して、雑音信号の不規則な変化は、この雑音の自己
相関関数がゼロであるという効果を持つ。しかしながら
、モーメンタム（ｍｏｍｅｎｔｕｍ）に対する一般式に
よって与えられる次数ｌのモーメンタムの計算は、サン
プリング周期に等しく従ってゼロとは異なるτで近似さ
れる。雑音に対して有利なこの近似は是認されるという
ことが証明されよう。更に、精度を改善するために、調
べられる作用の静的状態と得られるべき精度の考察のも
とに、最適なサンプル数をとることができる。これは、
ＦＦＴ法では不可能である。最後に、平均周波数とシフ
トを計算するために行なわれる数学的概念は難解である
が、この計算を行なうことにより装置の構成はｆｌｆｌ
素化され、結果を得るために要求される演算は著しく減
少する。実際、本発明の方法においては、ＦＦＴ法を用
いた従来技術の場合のように、信号処理をディジタル形
式で取扱うことができ、従来の方法と本発明においてと
られるサンプル数Ｐに関し、本発明による方法において
必要とされる乗算演算はＦＦＴ法で必要とされる演算に
対し、＋１ｏｇｚ　Ｐ　（Ｑｏｇｚ　Ｐは基底２に対す
るＰの対数を示す）の割合で小さい。

このスペクトラムの中心周波数に対応するフーリエ変換
の次数１のモーメンタムを計算するために、モーメント
に対する一般式の適用のもとに、モーメンタムを式で示
すことができる。

この表現の最後に示されるＲ（τ）の第１の導関数の近
似は正しい。これは、自己相関関数の性質において、Ｒ
（−τ）はＲ（τ）に等しいという効果による。この場
合、τはサンプリング周期であり、従ってサンプリング
周波数の逆数に相当する。

Ｒ（τ）は次のように表わされる。

Ｒ（τ）＝Ａ（τ）ｅｊφ（τ） ここで、Ａ（τ）は実対称関数でφ（τ）は実非対称関
数である。このことから、次のとおり表わされる。

従って、モーメンタムの計算式は次のとおり表わされる
。

わすことかできる。なぜならばφはゼロで、φ（τ）は
実非対称関数であるからである。同じ理由により、 ｍ、　＝　Ｒ（０）＝Ａ　（０）　ｅ　’　＝Ａ　（０
）が得られる。

φ（τ）はＲ（τ）の偏角であることに着目すると、次
式が得られる。

またこの式は、サンプル（Ｘｐ＋　ｙｐ）に依存する形
式でｒ（τ）を表わすことによって表現可能である。

そして、ＲＤ　（ｆ）の次数１のモーメントの場合の最
終的な式が得られる。

（以下余白） 複素数の偏角のタンジェントはその虚部と実部の比に等
しい。この結果、標準化の理由のために、我々にとって
興味深いｍ工／ｍ、の計算のためには］ディスクリート
な自己相関関数ｒ（τ）の実部Ｘ及び虚部Ｙを計算する
ことで十分である。

第２図の回路工３は、各サンプルの受信時に、次数Ｐの
サンプルに対応するサンプルされた複素信号の量Ｘｐ及
びｙ２をめ、直前のサンプルすなわち次数ｐ−１の複素
信号の量をめるための遅延手段２３を有する。このため
に、遅延手段２３は２つの遅延線４２及び４３−これら
はサンプラー２１及び２２の出力に直列に接続されてい
る−を有する。

これらの遅延線４２及び４３は、これらが時刻ｔで受取
ったデータを時刻を十での終りに出力する。尚、τは前
述のサンプリング周期に対応する。実際には、これらの
遅延線はシフトレジスタによって構成されている。シフ
１−レジスタはこの入力にサンプラーから供給された複
素量がめられた信号の２値データをパラレルに受取り、
シーケンサ７によって与えられたクロックパルス非の作
用のもとにその出力にパラレルにデータを出力する。こ
のシーケンサ７は音響信号Ｅ　（ｔ）により駆動される
。

（以下余白） 遅延手段２３は、更に、１組のマルチプレクサ２４〜２
７を有する。これらの入力はあるサンプルとこの直前の
サンプルにそれぞれ対応するサンプルされた複素信号の
実部Ｘと虚部ｙとを受取り、シーケンサ７によって与え
られる速度で下記の乗算をそれぞれ行なう。

Ｘ’ｐ　’　Ｘｐ−ｔ＋　ｙｐ　’　ｙｐ−ｔ＋　Ｘｐ
　”　ｙｐ−１＋　Ｘｐ−ｘ°ｙｐ自己相関関数を計算
する回路１３は、直列に接続された遅延手段２３と加算
手段２８とを有する。加算手段２８は２つの加算器−累
算器（累積加算器）２９と３０を有し、これらの入力は
マルチプレクサ２４．２５と２６、２７の出力にそれぞ
れ接続されている。加算器−累算器２９と３０はサンプ
ル数Ｐに関して、自己　、相関関数の実部Ｘ及び虚部Ｙ
の計算を行なう。加算器−累算器２９と３０の各々によ
って行なわれる連続する加算数Ｐは随意に選択可能であ
る。すなわち、２のベキ数でなければならないという制
限がない。

手段１４内に含まれる自己相関関数の１次の導関数を計
算する手段３１は、次数１のモーメントに対する最終的
な式の適用に従って、自己相関関数の虚部Ｙを同一の自
己相関関数の実部Ｘで除算する除算器３２を有する。除
算器３２に直列に接続されるアークタンジェントレジス
タ３３は、アドレシング動作によってその入力に角度の
タンジエン１〜値が与えられ、その出力にこの角度の値
を出力する。

除算器３２は対数除算器を有する。すなわち、対数除算
器は２つの対数レジスタ３４及び３５を有し、それぞれ
Ｘ及びＹに従ってアドレスされる。これらの対数レジス
タは、その出力に、値Ｑｏｇ　Ｘ及びＱｏｇＹをそれぞ
れ出力する。減算機３６はこれらの対数レジスタから上
記値を受取り、Ｑｏｇ　Ｙ／　Ｘに等価の値＜Ｑｏｇ　
Ｙ　−Ｑｏｇ　Ｘ　）を出力する。

アークタンジェント（Ｙ／Ｘ）を計算するレジスタ３３
はＱｏｇＹ　／　Ｘの指数アークタンジェントレジスタ
である。実際、レジスタ３３は三角法指数アークタンジ
エン１〜変換に応答可能な、あらかじめプログラム可能
なＲＯＭである。

信号■＜ｏ（ｔ）のフーリエ変換ＲＤ　（ｆ）の次数二
のモーメントに対する一般式は以下のとおり表わされる
。

Ｒ（τ）がこの式の第１項において、その絶対値Ａ（τ
）とその角度φ（τ）に従う式に置換されるならば、特
に制限された展開の形式において展開されたＡ（τ）を
有し、典型的シフトを信号ＲＤ　（ｔ）のエネルギーと
独立にするために標準化された典型的シフトを有すると
き、すべての計算の完結が以下のとおり表わされる。

ここで、ではサンプリング周波数の逆数に等しいサンプ
リング周期であり、Ａ（τ）はＲ（τ）の絶対値であり
、Ａ（０）はＲ（０）に等しい。この状態に達すると、
Ｒ（０）は雑音がないことを考慮したて二〇の場合の信
号の自己相関関数の絶対値。

すなわちそのエネルギーであることを観察することは便
利である。信号ＲＤ　（ｔ）は雑音により実際に影響を
受けるので、Ｒ（０）をＲ（０）　−Ｎにょって置換え
ることは適切である。尚、Ｎは分析ウィンド内の雑音の
エネルギーである。これらの環境下において典型的差に
対する最終的な式は以下の式に等しい。

フーリエ変換ＲＤ　（ｆ）の次数２のモーメントをＨ］
算する手段３７は、単にこの最後の演算を行なう。信号
はサンプルされた信号なので、Ｒ（τ）をｒ（τ）で置
換えることは妥当である。この最後の関数の実部Ｘと虚
部Ｙは、先に述べた説明から明らかなように、自己相関
関数を計算する手段１３により与えられる。この種の複
素信号の絶対値は実部と虚部の二乗の和の二乗機に等し
い。信号ＸとＹは、乗算器３８．３９の入力にそれぞれ
供給される。

これらの乗算器はその出力において、入力側で受取られ
た値の二乗を示す値を出力する。信号Ｘ及びＹは乗算器
３８及び３９の入力に受取られる。乗算器３８及び３９
の出力がその入力に供給される回路４０は、その入力に
供給された信号の和の二乗機の計算に相当する演算を行
なう。この演算が行なわれると、回路４０の出力はｒ（
τ）の絶対値に等しい量を出力する。

回路４１はその一方の入力に回路４０の出力を受取り、
他方の入力に（Ｒ（０）−Ｎ）に比例するディジタル量
を受取り、２つの量の比を計算し、これらから量１を減
算する。（Ｒ（０）−Ｎ）を得ることには何らの困難性
も生じない。すなわち、Ｒ（０）は受取られた信号の平
均エネルギーで、雑音が存在する有益な信号を意味する
。このエネルギーは通常の手段により測定可能である。

特に、この測定を自己相関関数の絶対値の測定に適合さ
せるために、Ｒ（０）はＲ（τ）の測定と同様にして計
算される。直交復調とサンプリングに続いて、この信号
の複素サンプルは入力に供給された量を２乗する２つの
乗算器に供給される。従って、この場合、何らの遅延も
存在しない。すなわちτはゼロである。そして、累積加
算が２乗された積に関し行なわれる。この累積加算の二
乗機が以下のとおり確立される。

Ｎは雑音のエネルギーである。これ番よ先の手段と同一
の手段によって測定される。有効な信号力１存在しない
間は音響信号の送信がなｊＮことを意味する。差（Ｒ（
０）−Ｎ）も何らの困難性を生じなし）。

これらの手段を含むものが参照番号４４として示されて
いる。従って、回路４１はＲＤ　（ｔ）のスペクトラム
ＲＤ　（ｆ）の典型的シフ１−を表わす信号σを出力す
る。

好適な実施例において、シーケンサ７の作用のもとに演
算手段３７〜４４によって行なわれるすべての演算は、
この目的のためにプログラムされたマイクロプロセッサ
によって実行可能である。このマイクロプロセッサは、
平均周波数を計算するために用いられていたものと同一
である。特しこ、回路３８及び３９は乗算器２４〜２７
と同様の乗算を行なし１、そして乗算は用いられるであ
ろうマイクロプロセッサと同一種類の演算に相当する。

この場合、このマイクロプロセッサ番よまた、演算結果
ｆｉｔ　σ１をメモリ内に格納するために有益であり、
一方演算結果ｆｚ＋　σ２の到来を待ち、αの計算を行
なう手段９をイネーブルするために有益である。前述し
た方法と装置により、先の問題点は効果的な方法で除去
できる。

一例として、Ｅ　（ｔ）の典型的シフトσは周波数ｆ　
、　＝　１０ＭＨｚを中心とする２　ＭＨｚのオーダで
ある。

反射信号ＲＤ　１　（ｔ）とＲＤ　２　（ｔ）の分析の
周期は６．４マイクロ秒に等しい。定義により、分析ウ
ィンドと送出された信号の周期との間の関係は存在しな
い。分析の周期は、相関をめるために要求されるサンプ
ル数によって決定される。送出される信号の周期は、信
号のスペクトラム帯域の逆数にほぼ等しい。直交復調の
後、反射された信号のスペクトラムはＯＨｚにもどる。

このことは、これらの信号の有効な通過帯域は典型的シ
フトに等しく、従って２ＭＨｚのオーダである。ｆｅが
サンプリング周波数を示すとき、ｆｅはｆｅがσの５倍
を越えるように選択されることが好ましい。先の例にお
いて、ｆｅは１０ＭＨｚに等しい値に選択されていた。

このことは、各サンプルＺ２の量は１００ナノ秒のオー
ダであることを意味する。従って、ＲＤ、Ｌ（ｔ）及び
ＲＤ　２　（、ｔ）の各々から６４サンプルをとる、す
なわちＰ＝６４とすることが可能である。加算器−累算
器２９又は３０はサンプリング周波数のレー１〜で動作
可能となる。例えば、これらは”ｔ’　Ｒｗカンパニー
（ＵＳＡ）のＴ　Ｄ　Ｃ１００８又は１００９又は１０
１０ユニツトである。これらの集積回路の各々は、この
例の場合４つの演算器を有する。各演算器は一方におい
てその入力に与えられるオペランドの乗算を行ない、他
方においてこの乗算結果の累算を行なう。他に、各演算
器は遅延手段の乗算器（２４〜２７）の演算と加算器−
累算器（２９又は３０）の演算のうちの累積を行なう。

加算動作−実際は累積加算器２９の場合には減算である
−のために、この種の集積回路の２つの対応する演算器
の出力は加算器又は減算器に供給される。この種の累積
加算器は８ピッｌ−，１２ビツト又は１６ビツトにわた
る符号化された結果をそれぞれ出力する。分析ウィンド
の周期を６．４ミリ秒とし、超音波発振の伝搬速度且を
１５４０ｍ／　ｓとすれば、４　、８ｍｍ５のオーダの
横座標ｄ１及びｄ２を決定する際に、精度の不足を招く
。実際、６．４（マイクロ秒）　ｘ　１５００（ｍ／ｓ
）／２（２で割るのは往復の軌跡のため）は４　、８ｍ
ｍ５に等しい。

本発明の方法の有効性は明らかになる。４　、８ｍｍ５
が十分は精度をもって調査される媒体を決定するために
は長いピッチ長であるとすれば、例えば３　、７５ｍｍ
５のより短いピッチ長−５０サンプルに対応する−を用
いる如く選択可能である。

４　、８ｍｍ５又は２．４ｍｍ５−それぞれ６４又は３
２サンプルに対応する−のみ選択可能であるＦＦＴ法は
、２のベキ数である６４又は３２をサンプルする。第１
の近似としてσ１及びσ２を計算することは必要ない。

Ｅ　（ｔ）の値σで間に合わせることができる。

しかしながら、より高い精度を得るためにσ２を積σ１
・σ２．又はσ□′もしくはσ２′で置き換えることは
好ましい。

第３図はサンプルｘ、＋ｊｙｑで与えられる複素表示の
サンプルされた信号Ｕを示す。同図において、信号ＲＤ
　１　（ｔ）及びＲＤ　２　（ｔ）にそれぞれ対応する
２組のサンプルが現われている。対応する自己相関関数
Ｒ１（τ）及びＲ２（τ）は第３図のグラフ上に等しく
現われる。信号Ｅ　（ｆ）及びＲＤ　（ｆ）のスペクト
ラムは、第４図に示されている。同図は、スペクトラム
振幅が媒体の表面からの距離が大きくなる程、減少する
ことを示している。他方、これらのスペクトラムの各々
のガウス分布の平均周波数である中心周波数は、走査さ
れる区域の距離が増大するにつれて、低い周波数方向に
等しく変位している。得られる結果がもはや重要でない
、限界となる走査領域に適用される極限の中心周波数ｆ
ｐ、のスペクトラムＥ　（ｆ）の平均周波数ｆｏとｆ　
ｐ、どの差は、典型的には２５０ｋ）Ｉｚ、すなわちｆ
　ｏ−ｆ　ｐ　＝　２５ｋＨｚのオーダである。領域１
と２の間に位置する点Ｍの超音波吸収係数−これは、こ
の点において反射された信号の中心周波数の傾斜に等し
い−は、点Ｍの両側に位置する中心周波数の値の間の補
間によって近似されることがわかる。

本発明によれば、少なくとも１つの点Ｍにおける吸収係
数がパルスＥ　（ｔ）を送出するごとに計算可能である
。媒体のすべての点における吸収係数のチャートをプロ
ットするために、１つのパルスＥ（ｔ）と他のパルスと
の間に周期的な間隔を生じさせるようにシーケンサ７を
動作させることにより、掃引動作を行なうことができる
。この理由のために、信号Ｅ　（ｔ）は単一のパルスを
有するパルス状信号ではなく、例えば周期が４０ミリ秒
に相当する反復性の信号である。この反復性信号の周期
とパルスＥ　（ｔ）の周期との間の存続時間の差により
、ＲＤ　１　（ｔ）又はＲＤ　２　（ｔ）の如き反射さ
れた信号の一定の数が受信可能となる。Ｅ　（ｔ）カ６
．４ミリ秒の存続期間を有する先の例においては、ＲＤ
　１　（ｔ）の如き５つの信号までを受信することがで
きる。なぜならば、５Ｘ６．４（ミリ秒）は４０（ミリ
秒）−６，４（ミリ秒）より小さい。

これに対し、本発明の方法によれば、信号ＲＤ　１　（
ｔ）を信号ＲＤ　２　（ｔ）にオーバラップさせる、す
なわち領域ｄ□及びｄ２をオーバラップさせることを提
案することにより、この５つの信号という制限を打破す
ることができる。このために、第２図の累積加算器２９
及び３０は第５図に示すように、１組の２つのシフトレ
ジスタ４５及び４６に置換えられる。この場合、これら
のシフトレジスタは２Ｐに分割されている（Ｐはサンプ
ルの最適数に対応する）。これらのシフトレジスタは、
一方において乗算器２４及び２５によって得られた積を
受取り、他方において乗算器２６及び２７によって得ら
れた積を受取る。シーケンサ７の各パルスにおいて、１
組の実部の積（３’ｐ”Ｙｐ−１及びＸｐ’　ｘｐ−１
）並びに１組の虚部の積（Ｘｐ−ｉ・ｙ２及びＸｐ　”
　ｙｐ−ｚ）がそれぞれシフトレジスタに与えられ、一
方、これらよりも早い度合の１組の実部の積及び１組の
虚部の積（ｐ−Ｐの度合；　Ｙｐ−Ｐ　’　ｙｐ−ｘ−
Ｐ　；　Ｘｐ−ｘ−Ｐ・Ｘｐ−１−ｐ；及びＸｐ−１−
Ｐ　”　ｙｐ−Ｐ　；　Ｘｐ−Ｐ　”　ｙｐ−ｔ−Ｐ）
がこれらのレジスタから抽出される。累積加算器２９及
び３０は与えられた積を加算し、一方向時に抽出された
積を差し引く。領域２に対する領域１の弁別の理論的精
度はＰに等しい割合で増大する。

これは、受信された各サンプルの受信時に最後のＰの積
に相当する領域を決めることができるためである。この
場合、復調と複素量の決定は永続的であり、信号の選択
はその最も簡単な式に減ぜられる。すなわち、演算結果
ｆｃ及びσはサンプルが到達するとき又は到達しながら
（１００＋　１秒ごとに）得られることを意味している
。

しかしながら、１つのサンプル内に含まれる情報は隣接
するサンプル内に含まれる情報によって全く影響されな
いことはない。中心周波数ｆ１が中心周波数ｆ２と多少
相違するように、１サンプルよりも大きな時間間隔に基
づいて動作することは妥当である。この場合、異なる手
順が続く。

累積加算器２９及び３０は、特定の数の累積加算器に分
割される。この数は送出された信号Ｅ（ｔ）の受信周期
の間に確立される中心周波数の数に依存する。例えば、
１６サンプルが２つの連続する測定を分離しなければな
らない場合、すなわち１つの測定がサンプル番号１〜６
４をとり、もう１つの測定がサンプル番号１７〜８０を
とる等の場合を仮定すると、累積加算器２９及び３０の
数に４を乗算することが妥当である。−例として、ゲー
トのアセンブリは乗算器によって決定される積をこれら
の累積加算器方向に自由に通過させる。これらのゲート
は問題としている一群のサンプルに従ってシーケンサ７
により制御される。

第５図の場合と同様の仮定が第６図においても適用され
る。しかしながら、第６図には前述の如き集積型の累積
加算器が示されていない。この種の回路５０は遅延線に
よって遅延されたサンプルＺｐ及びサンプルｚｐ−ｘを
受取る。累積はｆ工及びｆ２の２つの連続する測定の着
手を分離するサンプル数に制限される。累積は一例とし
てＰ／４、すなわち６４／４＝１６サンプルに制限され
る。

従って、与えられた次数１の１つのサンプルに基づいて
、回路５０の累積加算器５１〜５４の各々は実部の積ｘ
ｐ−□・ｘ２及びｙｐ−１・ｙ、並びに虚部の積ｘｐ’
　ｙ９１及びＸＰ−０”Ｖｐを一群の１６サンプルにわ
たって出力する。実部の積又は虚部の積の累積の各々が
、各群の処理が終った際にシフト加算回路５５〜５８に
供給される。回路５５〜５８は同一であり、回路５５の
みの構成を詳細に示す。回路５５はシーケンサ７によっ
て駆動される５つの部分（６４／１６＋　１　）を有す
るシフトレジスタ５９と、３つの入力を有する加算器６
０と、メモリ６１とを有する。レジスタ５９の各部分は
５つの連続する群のうちの１つの累積の結果の１つを含
む。加算器６０とメモリ６１は通常タイプの累算器を形
成する。この累算器はレジスタ５９に従って動作するの
で、その内容は各群の処理の終りで得られる最後のサン
プルＰ　（６４）に関する。実際、通常タイプの累算器
は累積乗算器５１によって供給される累積の循環加算を
行なう。更に、累算器は到達する最後の群のオーダより
も５のオーダだけ低い群に属する累積を差し引く。従っ
て、累算器は受信された最後の４つの群の累積の和を恒
久的に含む。２つの加算器６２及び６３−これらは回路
５５及び５６並びに５７及び５８にそれぞれ接続されて
いるーは、ディスクリートな自己相関関数の実部Ｘ及び
虚部Ｙを出力する。

最終的な分析において、この場合のすべての演算は第２
図の回路の場合のように行なわれる。しかしながら、サ
ンプルの最適数Ｐの代わりに、減ぜられた群がとられる
。すなわち、この場合におけるＰの副乗算（ｓｕｂ−ｍ
ｕｌｔｉρｌｅ）である。これらの群は第５図のシフト
レジスタ４５及び４６又は第６図のシフ１〜加算器によ
って再結合され、得られた最後のサンプルの最適数Ｐに
従って測定を確実にする。ｆ□とｆ２の測定の分析ウィ
ンドは１つのサンプル群に対応する。従って、連続し組
み合わされた分析ウィンドを定義することが可能となり
、ｆ工及びｆ２の測定は互いに近接する領域（ｄｌ。

ｄ２）に対応する。

（発明の効果） 以上説明したように、この発明によれば、従来のＦ　Ｆ
　Ｔ法の問題点を解消した、新たな方法及びその装置を
提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図に示す回路８の詳細な構成を示すブロック図、第
３図は本発明による方法における信号のタイミング図、
第４図は媒体の異なる点で反射された信号のスペクトラ
ムを示す図、第５図及び第６図は本発明の他の実施例を
示す図である。 １−ｍ−超音波発生器、２−一一センサ、３−ｍ−媒体
、　６−−−選択手段、 ７−−−シーケンサ、 ８−ｍ−スペクトラム分析手段、 ９−−一計算手段、　１０−ｍ−メモリ、１１−ｍ−テ
レビジョンモニタ。 特許出願人 ソシエテ　アノニム セージ−アール　ウルトラソニック 特許出願代理人 弁　理　士　山　本　恵　−

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. （１）　（ａ）周波数スペクトラムが平均周波数を中心
   とするガウス状のパルス化された音響信号を媒体方向に
   送出し、 （ｂ）媒体の第１の領域によって反射された第１の音響
   信号をある時刻で受信し、媒体の第２の領域によって反
   射された第２の音響信号を前記時刻に続いて受信し、 （ｃ）前記第１及び第２の音響信号の各々のスペクトラ
   ム分析を行ない、この結果得られた中心周波数を前記第
   １及び第２の領域ごとに得、（ｄ）前記第１及び第２の
   領域間の媒体の音響吸収係数を、＝寺幹古≠手これらの
   領域の各々にｌ」シて得られた中心周波数とこれらの領
   域を隔てる距離に基づいて計算し、 前記スペクトラム分析は、 （ｅ）位相が直交しかつ反射された２つの信号の前記平
   均周波数で復調を行ない、 （ｆ）復調された後これらの信号の自己相関関数を計算
   し、 （ｇ）前記中心周波数を表わすこれらの自己相関関数の
   ］次の導関数を計算する、 ことを特徴とする媒体の構造を特徴付けする方法。
2. （２）前記スペクトラム分析は、 （、）第１及び第２の復調された信号の組を得るために
   、位相が直交しかつ前記平均周波数で発振する２つの発
   振器を用いて受信された信号の各々を復調し、 （ｂ）各組の復調された信号をろ波し、反射された前記
   第１及び第２の音響信号をそれぞれ表わす第１及び第２
   のサンプルされた複素信号のそれぞれの実部及び虚部で
   ある第１及び第２の複素量の組を発生させるために、サ
   ンプリング周波数で復調された信号をサンプリングし、
   （Ｃ）多数のサンプルに対しそしてサンプルされた各複
   素信号に対し、このサンプルされた複素信号のディスク
   リートな自己相関関数を計算し、 （ｄ）フーリエスペクトラム及び反射された音響信号の
   各々の典型的シフト及び中心周波数を得るために、自己
   相関関数の１次及び２次の導関数を計算する、 ことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の媒体の
   構造を特徴付けする方法。
3. （３）自己相関関数の１次及び２次の導関数は、測定の
   最適な精度に対応するサンプル数に対して計算されるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第２項に記載の媒体の構
   造を特徴付けする方法。
4. （４）ディスクリートな自己相関関数の実部及び虚部は
   、中心周波数の計算を典型的シフトの計算に対し別個に
   行なわれることを特徴とする特許請求の範囲第２項に記
   載の媒体の構造を特徴付けする方法。
5. （５）反射された第１及び第２の信号は時間的に重畳す
   る状態で受信され、復調されたサンプルの群に対応する
   自己相関関数の実部及び虚部が部分的に計算され、これ
   らの部分的計算の結果は互いに再び結合され、この結果
   自己相関関数の計算は群内に含まれるサンプル数以上の
   最適なサンプル数に影響を及ぼし、群は最初と最後の群
   が第１の反射された信号又は第２の反射された信号のサ
   ンプルに対応している如きものであることを特徴とする
   特許請求の範囲第４項に記載の媒体の構造を特徴付けす
   る方法。
6. （６）サンプルされた複素信号の自己相関関数の偏角は
   、中心周波数の計算のために計算されることを特徴とす
   る特許請求の範囲第２項に記載の媒体の構造を特徴付け
   する方法。
7. （７）パルス状の音響信号は前記媒体方向に周期的に送
   出され、前記媒体の他の領域は該媒体の異なる点におけ
   る音響吸収係数を計算して調べられる媒体のチャートを
   プロットするために、各パルスごとに走査されることを
   特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の媒体の構造を
   特徴付けする方法。
8. （８）（ａ）周波数スペクトラムの、平均周波数を中心
   とするガウス状のパルス化された音響信号を媒体方向に
   送出する手段と、 （ｂ）音響信号が前記媒体によって反射されたときの音
   響信号を受信する手段と、 （ｃ）前記媒体の第１及び第２の領域に対応する第１及
   び第２の反射された信号をすべての反射された信号の中
   から選択する手段と、（ｄ）該２つの反射された信号ご
   とのフーリエスペクトラムの中心周波数を得るためのス
   ペクトラム分析手段と、 （、ｅ　）前記第１及び第２の領域間の媒体の音響吸収
   係数を、これらの２つの領域の各々に関して得られた中
   心周波数とこれらの２つの領域間の距離に基づき計算す
   る手段、 とを有し、前記スペクトラム分析手段は、（ｆ）位相が
   直交しかつ反射された２つの信号の前記平均周波数で復
   調する手段と、 （ｇ）復調された後これらの信号の自己相関関数を計算
   する手段と、 （ｈ）前記中心周波数を表すすこれらの自己相関関数の
   １次の導関数を計算する手段、とを有することを特徴と
   する媒体の構造の特徴付けする装置。
9. （９）前記スペクトラム分析手段は２つの反射信号を直
   交位相において復調する装置を有し、該手段は第１及び
   第２の復調信号をそれぞれ得るために前記平均周波数に
   同調する２つの発振器と、前記復調信号ごとにろ波して
   サンプリングし、サンプルされた第１及び第２の複素信
   号の実部及び虚部である第１及び第２の複素量の組を得
   るための手段と、あるサンプルに対応する複素量とこの
   サンプルの直前のサンプルに対応する同一の複素量との
   積を計算する遅延手段と、該遅延手段によって得られる
   結果を加算し、サンプルされた２つの複素信号ごとのデ
   ィスクリートな自己相関関数の実部と虚部を計算する加
   算手段とを有することを特徴とする特許請求の範囲第９
   項に記載の媒体の構造を特徴付けする装置。
10. （１０）自己相関関数の１次の導関数を計算する手段は
    、自己相関関数の虚部を実部で除算する除算手段と、該
    除算手段に接続され、反射信号の中心周波数に対応する
    自己相関関数の偏角を示す信号を得るために三角法変換
    を行なう手段とを有することを特徴とする特許請求の範
    囲第９項に記載の媒体の構造を特徴イ」けする装置。
11. （１１）選択手段は第１及び第２の反射信号の間の部分
    的な時間のオーバラップを可能とする手段を有し、自己
    相関関数を計算する手段は減ぜられたサンプル群に従っ
    てこの計算を部分的に行なう手段と、自己相関関数の計
    算は前記群内に含まれるサンプル数以上の最適なサンプ
    ル数に関係するように前記部分的な計算の結果を再結合
    する手段とを有し、これらの群は第１の反射信号又は第
    ２の反射信号のサンプルに対応することを特徴とする特
    許請求の範囲第１０項に記載の媒体の構造を特徴付けす
    る装置。
12. （１２）自己相関関数の次数２の導関数を計算する手段
    は、自己相関関数の絶対値を表わす信号を発生する手段
    と、雑音の存在下で受信された信号の強度を測定して雑
    音強度のみを測定する手段と、前記絶対値と２つの強度
    の測定から典型的シフトを表わす信号を発生する代数的
    計算手段とを有することを特徴とする特許請求の範囲第
    ８項に記載の媒体の構造を特徴付けする装置。
13. （１３）前記遅延線は、複素量を決定する手段に接続さ
    れた２つの遅延線と、２つの入力のうちの一方にサンプ
    ルに関する複素量の実部及び虚部を受取り他方の入力に
    該サンプルの直前のサンプルに関する複素量の実部及び
    虚部を受取り、これら２つの複素量の積の実部又は虚部
    の異なる項を供給する手段とを有し、加算手段は反射さ
    れた信号の自己相関関数の得られた最後のＰの積に対応
    する最後のＰの実部と虚部との和を示す信号を出方する
    手段とを有することを特徴とする特許請求の範囲第８項
    に記載の媒体の構造を特徴付けする装置。
14. （１４）パルス状の音響信号を周期的に送出する手段と
    、反射された信号の選択を変更する手段と、前記媒体の
    異なる音響吸収係数のチャートをプロットする手段とを
    有することを特徴とする特許請求の範囲第８項に記載の
    媒体の構造を特徴付けする装置。 （以下余白）