FR2545715A1 - Procede et appareil pour l'investigation d'un systeme circulatoire dans les structures biologiques vivantes - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN APPAREIL D'INVESTIGATION PAR ULTRASONS. IL COMPORTE UN TRANSDUCTEUR 72 A ULTRASONS QUI EMET DES ULTRASONS ET RECOIT DES ECHOS DE CES UTRASONS, UN PROCESSEUR DOPPLER 74 DESTINE A ECHANTILLONNER LES SIGNAUX RETRODIFFUSES EN UN CERTAIN NOMBRE DE POINTS DE LA PROFONDEUR, DANS CHAQUE DIRECTION DU FAISCEAU, AFIN DE DETERMINER UN PARAMETRE DE VITESSE, UNE MEMOIRE 75 D'IMAGE, ET UNE UNITE 71 DE COMMANDE DU PROCESSEUR ET DE LA MEMOIRE AFIN QUE LES PARAMETRES DE VITESSE PROVENANT DE L'ENSEMBLE DE LA REGION EXAMINEE SOIENT INTRODUITS DANS LA MEMOIRE POUR ENETRE EXTRAITS DE FACON REPETEE ET AFFICHES SUR UN ECRAN 76. L'APPAREIL PEUT EGALEMENT COMPORTER UN SYNTHETISEUR DESTINE A PRODUIRE UN SIGNAL ESTIME POUR LE CALCUL D'UN SPECTRE DE FREQUENCE. DOMAINE D'APPLICATION: APPAREILS D'INVESTIGATION ET D'EXAMENS MEDICAUX PAR ULTRASONS, ETC.

Description

L'invention concerne un procédé et un appareil pour l'investigation d'un

système sanguin dans des structures biologiques vivantes, par exemple une fonction cardiaque, utilisant une mesure de vitesse de l'écoulement du sang basée sur le principe Doppler, avec une présentation en -temps réel sur un écran de tube à rayon cathodique ou sur

un écran d'affichage similaire.

Brièvement décrite, l'invention concerne donc l'utilisation de l'effet Doppler sur des signaux ultrasonores G rêtrodiffusés provenant du sang de manière à permettre la production d'une image à deux ou plusieurs dimensions du champ de vitesse du sang sur un écran En outre, on peut choisir un ou plusieurs points de l'image auxquels la vitesse du sang peut être présentée sous la forme d'une fonction

du temps.

Il est également important qu'à ces profondeurs, le signal Doppler puisse être présenté sous une forme

audible, par exemple dans des écouteurs ou dans un haut-

parleur La personne effectuant l'investigation utilise de façon avantageuse, dans une large mesure,l'information contenue dans le signal audible Par conséquent, il est très important que le signal Doppler, présenté sous une

forme audible, ne soit sensiblement pas perturbé ou défor-

mé. L'image Doppler bidimensionnelle de la vitesse

d'écoulement du sang peut être combinée à une image d'am-

plitude d'écho bidimensionnelle de structures tissulaires telles que des ventricules cardiaques et des vaisseaux sanguins La formation de l'image peut avoir lieu à des fréquences de formation d'image suffisamment élevées ( 10 à 20 images par seconde) pour que l'on obtienne, dans la plupart des applications pratiques, une formation d'image

en temps réel.

L'image combinée Doppler bidimensionnelle et d'amplitude est présentée sur un écran convenable, par exemple un écran vidéo en couleur sur lequel l'image d'écho est, par exemple, codée suivant l'échelle des gris, tandis que l'image Doppler est produite sous la forme d'une superposition en couleur, bien connue en soi On peut proposer, à titre de code des couleurs, d'utiliser du rouge pour des vitesses orientées vers le transducteur et du bleu pour des vitesses s'éloignant du transducteur, du rouge foncé et du bleu foncé indiquant de faibles vi- tesses, avec des transitions vers le rouge clair/jaune

et le bleu clair/blanc pour les vitesses élevées.

L'invention a pour objet un procédé et un appa-

reil penrttant de détecter rapidement des anomalies de 1 'écou-

lement du sang dans le coeur et les ieieau L'investi-

gation peut être effectuée par applicat 7 on d'un transducteur à ultrasons sur la surface de la peau, ce qui rend le procédé non invasif, contrairement au procédd à rayons X et radio-isotopes dans lesquels il est nécessaire de procéder à des injections dans le corps Le procédé peut

également être utilisé de manière invasive au cours d'opé-

rations, et l'injection d'un liquide de contraste ultra-

sonore peut également être utilisée pour obtenir une -

meilleure image Doppler Pour déterminer la vitesse absolue des éléments de diffusion (par exemple le sang) dans des procédés Doppler, on doit effectuer les corrections sur

l'angle formé entre le vecteur vitesse des éléments diffu-

sants et le faisceau sonore En formant l'image de l'écou-

lement du sang dans un plan, on peut déterminer l'angle compris dans ce plan et on peut procéder à des corrections

des valeurs de vitesses pour l'angle contenu dans ce plan.

En faisant tourner le plan jusqu'à ce que l'on obtienne une vitesse maximale, on obtiendra le vecteur vitesse complet dans le plan et on pourra donc déterminer totalement

la vitesse absolue.

L'invention repose sur l'utilisation d'un faisceau ultrasonore du type à impulsion Pour produire l'image Doppler bidimensionnelle précitée, le faisceau ultrasonore ( 1-20 M Hz) est animé d'un mouvement de balayage dans plusieurs directions dans un plan Pour effectuer des mesures sur le coeur, ce balayage a lieu avantageusement dans un secteur parcouru par le faisceau, alors qu'un balayage linéaire ou qu'une combinaison de balayages linéaire

2545715.

et en secteur peut être préférable lorsque des mesures portent sur des vaisseaux périphériques, sur des organes

abdominaux et sur des foetus.

L'invention sera décrite plus en détail en regard des dessins annexés à titre d'exemples nullement limitatifs et sur lesquels: la figure 1 est un schéma montrant un exemple

d'une image de secteur d'une structure biologique, compre-

nant un champ bidimensionnel de vitesses du sang et une indication de deux points choisis pour la présentation des spectres de fréquence; les figures 2 A et 2 B sont des graphiques montrant des exemples de production de spectres Doppler à partir de deux points en fonction du temps; la figure 3 A illustre schématiquement un transducteur duquel un faisceau d'ultrasons est émis; la figure 3 B est un graphique associé à la figure 3 A, montrant les spectres de fréquence à différentes profondeurs le long du faisceau d'ultrasons; la figure 4 est un schéma illustrant certaines relations géométriques par rapport à un transducteur animé d'un mouvement continu de balayage (rotation); la figure 5 montre un exemple d'un signal Doppler en fonction du temps, avec des intervalles de temps pour un point ou volume unique deéchantillonnage; la figure 6 est un schéma simplifié d'un synthétiseur de signaux;

la figure 7 est un schéma simplifié de l'appa-

reil complet selon l'invention;

la figure 8 est un schéma simplifié d'un pro-

cesseur Doppler comportant un transducteur et un écran d'affichage associés, en particulier pour l'affichage d'un

champ radial de vitesse d'écoulement du sang dans une dimen-

sion(profondeur) le long d'un faisceau d'ultrasons;

la figure 9 est un diagramme des temps mon-

trant des signaux typiques présents dans le processeur Doppler de la figure 8;

254 T 5 ô

la figure 10 est un schéma d'un bloc de filtrage passe-haut incorporé au processeur Doppler de la figure 8;

les figures 11 A et 11 B montrent le fonctionne-

ment du dispositif de f Eiltrage passe-haut de la figure 10 à une profondeur le long du faisceau d'ultrasons; la figure 12 est un schéma simplifié donnant

une explication supplémentaire du fonctionnement du dispo-

sitif de filtrage passe-haut de la figure 10 à une profon-

deur; la figure 13 est un graphique illustrant des

exemples de sections ou segments du signal Doppler apparais-

sant à la sortie du filtre passe-haut; la figure 14 est un schéma simplifié d'un synthétiseur comportant un filtre transversal pour la synthèse d'un signal stationnaire à partir des segments montrés à titre d'exemple sur la figure 13;

les figures 15 A et 15 B illustrent la multi-

plication d'un signal donné à l'aide d'une fonction de pondération pour générer des coefficients de filtrage destinés à être utilisés dans le filtre de la figure 14 t la figure 16 est un schéma simplifié d'un synthétiseur destiné à un signal complexe non stationnaire; la figure 17 illustre la décomposition en opérations réelles d'une multiplication complexe effectuée dans le circuit représenté sur la figure 16; la figure 18 montre des exemples de fonctions de pondération pour le mélange de signaux provenant de deux filtres tels que montrés sur la figure 16; la figure 19 montre un exemple d'une fonction de pondération lorsque l'on utilise un filtre tel que celui représenté sur la figure 16; la figure 20 est un schéma simplifié d'un circuit utilisé pour le calcul du spectre de puissance du signal Doppler à une profondeur déterminée, au moyen d'une transformation en Z sur des impulsions comprimées; la figure 21 est un schéma d'un premier exemple de circuit utilisé pour le calcul du spectre de puissance à plusieurs profondeurs au moyen de la transformation en Z sur des impulsions comprimées; la figure 22 est un schéma simplifié d'un autre exemple de circuit utilisé pour le calcul du spectre

de puissance à plusieurs profondeurs au moyen de la trans-

formation en Z sur des impulsions comprimées; la figure 23 illustre des spectres obtenus à des profondeurs successives à l'aide de l'analyseur de la figure 8; la figure 24 illustre un spectre classique l D sur un intervalle de temps court du signal Doppler, à partir d'un écoulement sanguin; la figure 25 montre un exemple du spectre de fréquence d'un signal Doppler échantillonné correspondant au signal de la figure 24; la figure 26 montre l'utilisation de fenêtres de fréquence pour déterminer les flancs du spectre de la figure 25;

la figure 27 est un schéma simplifié d'un cir-

cuit utilisé pour le calcul des sommes Pl et PII pour deux fenêtres de fréquence; la figure 28 est un graphique montrant une forme typique d'une fonction non linéaire incorporée dans le calcul effectué par le circuit de la figure 27;

les figures 29 A et 29 B montrent la détermina-

tion des flancs inférieur et supérieur, respectivement, des spectres de puissance; les figures 30 A et 30 B montrent la forme de spectres sur temps courts, émis par un analyseur pour déterminer les flancs; la figure 31 est un schéma d'un dispositif

pour déterminer les flancs supérieur et inférieur confor-

mément aux figures 29 A et 29 B; les figures 32 A et 32 B montrent des exemples de courbes de fonctions non linéaires utilisées dans le circuit de la figure 31; les figures 33 A, 33 B et 33 C sont des graphiques illustrant diverses situations pouvant apparaître en ce qui concerne les spectres;

2545715;

la figure 34 est un schéma simplifiê montrant l'utilisation de deux éléments tels que montrés sur la figure 31 pour déterminer le décalage Doppler maximal en fonction de la profondeur; et la figure 35 est un diagramme illustrant un exemple de fonctionnement en partage de temps lorsque la mesure Doppler est interrompue, en particulier pour former

une image d'amplitude d'écho.

La figure 1 représente schématiquement un trans-

ducteur 1 qui peut être constitué d'un agencement ou d'un

réseau de transducteurs formés de plusieurs éléments trans-

ducteurs et au mitoyizn duquel un faieceau de balayage à ultrasons couvre une région plane, en forme de secteur, d'une structure biologique délimitée par des lignes droites 2 et 3 et un arc de cercle 4 L'image simplifiée représentée comprend des configurations tissulaires ou des structrures

biologiques 5, 6, 7 et 8, relativement hautement réfléchis-

santes, et une partie d'un système circulatoire, par exemple la partie associée au coeur, comme indiqué par des lignes pointillées 9 a et 9 b, cette partie constituant un passage ou un canal pour un écoulement de sang comme indiqué en 10 L'écoulement de sang 10 est indiqué par des "lignes d'écoulement" dont la densité est représentative de la vitesse d'écoulement du sang en divers points de l'écoulement Deux points ou régions 11 et 12 sont indiqués

de façon particulière et peuvent être sujets à des investi-

gations ou mesures particulières, ainsi qu'il ressortira

de la description qui suit D'autres présentations utili-

sant un balayage de faisceaux différents, par exemple un

balayage linéaire, peuvent être également utilisés.

La figure 1 illustre donc la présentation d'une image d'amplitude d'écho de la structure biologique, combinée à la formation d'une image du champ de vitesse d'écoulement du sang sur un visuel bidimensionnel La distribution de vitesse de l'écoulement 10 de sang peut donc apparaître sous une forme codée, par exemple à l'aide

d'une échelle des gris ou à l'aide d'une échelle de couleurs.

Une image de la structure biologique environnante peut être formée par le procédé à amplitudes d'échos, par codage suivant une échelle des gris ou en couleurs Les figures 2 A et 2 B représentent des courbes concernant des fréquences Doppler mesurées en fonction du temps, en deux points ou régions, par exemple ceux indi- qués en 11 et 12 sur la figure 1 La présentation de la fréquence Doppler ou du spectre Doppler en fonction du temps en un tel point défini est très importante lors d'investigations portant sur un système circulatoire, et une caractéristique importante de l'invention est que cette présentation des fréquences Doppler peut avoir lieu en même temps que la forme d'affichage et que l'information apparaissant sur la figure 1, et en association étroite avec eux Les fréquences Doppler montrées en fonction du temps peuvent être affichées sur le même écran en formant une image combinée conformément à la figure 1, ou bien

sur un écran séparé.

La figure 2 A est une courbe typique présentant deux crêtes 21 et 23 qui indiquent des fréquences Doppler

positives élevées, c'est-à-dire de hautes vitesses d'écoule-

ment du sang en direction du transducteur, alors que les fréquences négatives du tronçon de courbe 22 représentent

des vitesses d'écoulement du sang dans une direction s'éloi-

gnant du transducteur Sur la figure 2 B, le spectre complet de fréquence et donc toutes les vitesses d'écoulement du sang sont dans la région positive, c'est-à-dire que toutes les vitesses d'écoulement du sang sont constamment dirigées vers le transducteur Les courbes de vitesses d'écoulement du sang des figures 2 A et 2 B présentent simultanément les vitesses d'écoulement du sang en deux points, en fonction du temps La présentation ou l'affichage peut évidemment

ne concerner qu'un point ou plus de deux points.

La figure 3 A représente un exemple de la façon dont-un faisceau ultrasonore peut être configuré par un transducteur 31 qui peut être utilisé, par exemple, dans un dispositif destiné à effectuer un balayage sur un secteur en présentant une image telle que montrée sur la figure 1 Le faisceau ultrasonore de la figure 3 A est délimité par des lignes 32 a et 32 b, et on voit que le faisceau comporte une partie initiale de s ection décroissante dans la direction du faisceau ou-de la profondeur, cette section divergeant ensuite Le faisceau ultrasonore est représenté comme étant subdivisé en petites régions 33 représentant chacune un point de profondeur ou un volume d'échantillonnage dans la structure faisant l'objet de recherches L'exemple de la figure 3 A présente un nombre

de volumes 33 d'échantillonnage égal à 31.

Dans chaque direction du faisceau, il faut un certain temps pour réaliser des transmissions d'impulsions et une mesure du signal rétrodiffusé, par exemple Tr 3 ms Le signal rétrodiffusd provenant de chaque profondeur (volume d'échantillon) est échantillonné et traité afin que la vitesse d'écoulement du sang puisse être déterminée Etant donné que le faisceau d'ultrasons présente une certaine largeur et que l'impulsion transmise présente une certaine

longueur,cn n'obtient qu'une résolution spatiale limitée.

Chaque échantillon de profondeur contient donc une informa-

tion concernant la vitesse en une certaine région, à savoir le volume d'échantillon ci-dessus Cette région renferme des éléments diffusants présentant différentes vitesses et ces éléments diffusants sont présents dans la région pendant un temps limité Il apparaît donc un spectre de fréquence à décalage Doppler tel qu'indiqué sur la figure 3 B Cette figure 3 B montre les fréquences Doppler

en fonction de la profondeur, associées au faisceau d'ultra-

sons de la figure 3 A, qui est subdivisé en volumes ou points 33 d'échantillon comme mentionné précédemment En chacun de ces points, le spectre de fréquence est représenté sous

la forme d'une échelle des gris 37 dans laquelle un noir-

cissement plus ou moins important indique la présence plus ou moins importante des différentes fréquences au point ou dans la région concernée Dans chaque région,

la vitesse maximale donne l'information la plus intéres-

sante concernant l'écoulement du sang Par conséquent, il est souhaitable de trouver cette vitesse maximale en fonction de la profondeur le long du faisceau Pour la première région de profondeur de la figure 3 B, la vitesse maximale est indiquée par une ligne épaisse 36 Sur le diagramme, la vitesse maximale est indiquée de cette manière comme étant la vitesse maximale la plus élevée pour les fréquences positives, alors que la partie extrême droite du diagramme, c'est-à-dire celle associée aux plus grandes profondeurs, présente des fréquences négatives et donc des

vitesses négatives d'écoulement du sang, les vitesses néga-

tives les plus grandes étant indiquées comme vitesses maxi-

males La vitesse moyenne est indiquée en 38.

Une solution particulière pour déterminer les vitesses maximales d'écoulement du sang à partir d'un

spectre Doppler mesuré en chaque point ou volume d'échan-

tillon sera décrit plus en détail ci-après en référence aux figures 23 à 33 C. Dans chaque direction, le décalage Doppler maximal est déterminé à un certain nombre L de profondeurs, par exemple L = 31 sur les figures 3 A et 3 B L'image Doppler bidimensionnelle (figure 1) est ensuite construite

à partir du jeu de vitessesmaximales (positives et néga-

tives) aux L profondeurs, pour N directions du faisceau obtenues par le balayage du faisceau Pour chaque direction, seule la composante radiale de vitesses des éléments de

diffusion le long du faisceau d'ultrasons est mesurée.

En formant une image de l'écoulement du sang dans deux dimensions, on peut déterminer l'angle formé entre la direction de la vitesse d'écoulement du sang et le faisceau d'ultrasons Les valeurs de vitesses peuvent donc être

corrigées par rapport à l'angle comme décrit précédemment.

La détection de la vitesse maximale est plus sensible au bruit que la détection de la vitesse moyenne dans le volume d'échantillon Avec un faible rapport signal/bruit, on peut donc utiliser avantageusement la vitesse moyenne au lieu de la vitesse maximale pour former l'image La bande passante du spectre peut également être intéressante pour certaines applications, en particulier

en combinaison avec la vitesse moyenne.

Le faisceau d'ultrasons peut être déplacé soit en continu, soit pas à pas, de manière à rester immobile pendant la prise de mesure dans chaque direction

et à être déplacé pas à pas entre lesdites directions.

Par un mouvement continu du faisceau d'ultra- sons, différentes parties de la surface du transducteur se déplacent à différentes vitesses par rapport à l'élément diffusant Ceci est illustré sur la figure 4 dans le cas d'un balayage en secteur dans lequel un point A présente, en raison du mouvement du transductzur, urne vitesse supplémentaire orientée vers l'éléxm@nt diffusant 42, alors

qu'un point B prds G-ite une vitesse supifentaire sl Dloi-

gnant de l'élément de diffusion Les différents points de la surface du transducteur possèdent des vitesses supplémentaires qui varient de façon continue entre les points A et B Le mouvement continu du transducteur 41 a donc pour résultat un élargissement du décalage Doppler

à partir de l'élément diffusant 42.

De façon équivalente, le cha Mp sore total peut être considéré comme étant composé de participations provenant des divers points de la surface du transducteur, par superposition Chaque point présente un diagramme

de rayonnement circulaire; cependant, en raison de l'inter-

férence entre les divers points, il en résulte un faisceau directeur provenant du transducteur Lorsque ce dernier

est mis en rotation, un élément diffusant pénètre initiale-

ment dans le champ de rayonnement puis, au bout d'un certain

temps, en sort Le signal provenant de l'élément de diffu-

sion est alors modulé en amplitude et en phase en raison

des variations du champ sonore Ceci provoque un élargisse-

ment du décalage Doppler à partir de l'élément de diffusion.

Cet élargissement équivaut à celui résultant de la varia-

tion de vitesses entre l'élément diffusant et les points de la surface du transducteur, par suite de la rotation

du transducteur.

Le temps Tr pendant lequel la mesure est effectuée dans chaque direction doit être rendu égal au temps pendant lequel l'élément de diffusion est observé dans la zone focale du faisceau On suppose que l'image est constituée par N directions de faisceau;,Le temps db qu'il faut pour construire une image Doppler à l'aide d'un mouvement continu du faisceau d'ultrasons est alors Tdb = NT ( 1) On suppose que d est le diamètre du faisceau

dans la zone de focalisation et f est la distance focale.

En faisant exécuter au faisceau un balayage en secteur,

chaque direction de ce faisceau couvre un angle d'ouver-

ture dans l'image de d Ad = d ( 2) En faisant tourner le transducteur en continu, il est alors préférable de choisir une vitesse de rotation ce Wtr T ( 3) L'angle d'ouverture de l'image est alors de T Nd db tr Tdb = r ( 4) La vitesse supplémentaire maximale résultant de la rotation qu'un point du transducteur peut effectuer par rapport à un élément diffusant est, conformément à la figure 4 (o a est la distance comprise entre le centre C de rotation et les points A et B, respectivement) Av wtra ( 5) Lorsque le faisceau d'ultrasons est déplacé pas à pas, le signal reçu présente une discontinuité à chaque fois que le faisceau est déplacé Pour éliminer les réflexions provenant des tissus, le filtre passe-haut de l'instrument Doppler exige un temps d'établissement

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THP avant que le signal puisse être utilisé pour une analyse de la vitesse du sang Le temps utilisé pour prendre une image Doppler avec un mouvement pas à pas du faisceau d'ultrasons est donc Tab = N {?+ THP) -6) Le temps d'établissement du filtre passe-haut est du temps perdu et, par conséquent, il est préférable

d'utiliser un faisceau d'ultrasons mobile en continu.

Lorsque l'image Doppler de la distribution des vitesses d'écoulement du sang a ét 6 formée, on peut procéder à un nouveau balayage du faisceau d'ultrasons pour produire une image d'amplitude d'écho Pour ce'tte image, on peut utiliser une impulsion transmise plus courte que pour la mesure par effet Doppler afin d obtunir une meilleure résolution Pendant une mesure par e@ffet Doppler, une résolution plus faible est admissible pour améliorer le rapport signal/bruit Pour optimiser de façon séparée l'image d'écho ou échographie et l'image Doppler, il peut être avantageux d'utiliser des transducteurs différents pour ces deux modes Un transducteur à bande large est utilisé pour l'image d'amplitude d'écho et un transducteur à haute sensibilité est utilisé pour l'image Doppler pour laquelle il est courant d'utiliser une bande passante

adaptée à la sensibilité.

Pour former une image d'amplitude d'écho, on

utilise une impulsion dans chaque direction du faisceau.

Le temps Tab qu'il faut pour former une image d'amplitude d'écho devient donc inférieur au temps qu'il faut pour produire une image Doppler Le temps total de formation de l'image complète comprenant l'image Doppler et l'image d'écho est donc Tbr = Tdb +Tb + (THP> ( 7) La valeur T entre parenthèses n'est utilisée que lors d'un mouvement continu du transducteur, après la formation de l'image d'amplitude d'écho et une fois que la formation de l'image Doppler bidimensionnelle de la vitesse d'écoulement du sang a commencé Ainsi, le spectre Doppler en un point est échantillonné à une fréquence f = " br Tbr ( 8)

La distribution des temps est montrée schémati-

quement sur la figure 5 sur laquelle la référence numérique désigne un signal Doppler continu provenant d'un volume

d'échantillon unique.

Des chiffres utilisés de façon typique pour une forme de réalisation pratique sont N = 20 Tr = 3 ms Tab 15 ms d = 3 mm f = 70 mm a = 1 O mm ce qui donne

&O = 2,460

tatr = 0,82 degré /ms 0 db = 490 Av = 14,3 cm/s Tdb = 60 ms Tbr = 75 ms f = 13,3 Hz br La vitesse suplémentaire Av est la valeur

maximale pouvant apparaître Ceci ne se produit que lors-

que l'élément de diffusion se trouve sur la ligne droite indiquant la direction de v, passant par un point A ou B

sur la figure 4 Autrement, on obtient une vitesse supplé-

mentaire donnée par la composante de Av suivant la ligne partant de l'élément de diffusion et passant par le point A ou B Dans le cas d'un élément diffusant se trouvant sur l'axe du transducteur, à une distance de 70 mm, cet angle

f 545715.

peut être d'environ 40 Ceci donne Av cos 40 10 cm/s.

Etant donné que la vitesse de l'élément diffusant est souvent de 1 m/s ou plus (cette vitesse pouvant atteindre 6 m/s), cette erreur de vitesse peut être négligée dans la plupart des cas. Pendant le temps Tbr, la vitesse peut changer considérablement et, pour présenter les fréquences Doppler, ou, le cas échéant, le spectre Doppler en fonction du temps

(figures 2 A et 2 B), il est avantageux de daliser une inter-

polation entre les échantillonso De plus D il n'existe que des segments du signal Doppler, ayant une longueur Tr et un temps d'espacemeni Tbr, pour chaqus point comme illustré sur la figure 5 Il est intéressant d 5 couter le signal

Doppler en des points choisiso A cet effet, on peut utili-

ser un synthétiseur qui, sur la base des segments du signal Doppler, synthétise un signal continu analogue au signal Doppler continu Par une analyse des fréquences du signal synthétisé, on peut obtenir par interpolation un spectre

présenté en fonction du temps.

La figure 6 est un schéma simplifié d'un syn-

thétiseur du signal associé à une profondeur Un signal d'excitation à bande large (approximativement blanc), par exemple un signal de bruit provenant d'un générateur 61, est appliqué à un filtre 62 dont la fonction de transfert peut être commandée Si le bruit est du type gaussien, on obtient en sortie du filtre 62 un signal gaussien ayant

un spectre donné par la fonction de transfert du filtre.

Du fait de la fonction passe-bande du filtre, on peut éga-

lement utiliser un signal non gaussien, par exemple un

bruit binaire ou un train d'impulsions de détermination.

Le signal de sortie du filtre est alors approximativement gaussien Etant donné que le signal Doppler est également gaussien, le signal synthétisé sera de même type que le signal Doppler En réglant les coefficients du filtre, on obtient une approximation du spectre réel du signal Doppler Des segments du signal Doppler provenant d'un volume d'échantillon sont alors utilisés dans une unité 63 de calcul pour déterminer les coefficients du filtre en fonction du temps Un exemple'de calcul des coefficients du filtre est décrit plus en détail ci-après en regard

des figures 13 à 19.

La figure 7 est un schéma simplifié d'un appa-

reil complet conforme à l'invention, destiné à la mise en oeuvre du procédé décrit La figure 7 représente une unité 71 qui commande un faisceau d'ultrasons émis par une unité

72 de transduction Cette unité est connectée successive-

ment à un processeur 73 d'écho et un processeur Doppler 74.

Le processeur 73 d'écho donne l'amplitude du son rétro-

diffusé à partir d'une impulsion courte pour une direction

donnée du faisceau d'ultrasons Cette amplitude est intro-

duite dans une mémoire 75 d'image, dans une direction correspondante Le processeur Doppler 74 détermine le déca-

lage Doppler maximal (ou, par exemple, le décalage moyen) en fonction de la profondeur pour chaque direction du faisceau Cette valeur est également introduite dans la

mémoire d'image 75, dans une direction correspondante.

La mémoire d'image 75 est ensuite lue horizontalement pour que l'on obtienne une présentation combinée de l'image d'amplitude d'écho et de l'image de vitesse d'écoulement

du sang sur un écran d'affichage 76.

Le processeur Doppler sera à présent décrit et, en premier lieu, d'une manière générale Les composants d'un processeur Doppler pouvant être utilisé dans l'appareil de la figure 7 seront décrits ci-après en référence à la

figure 8 Cette dernière représente une unité 81 de trans-

duction qui peut être analogue, par exemple, au transducteur 1 de la figure 1 ou à l'unité 72 de la figure 7 et, de plus, une unité à radiofréquence 82 qui est constituée d'un ensemble émetteur-récepteur nécessaire pour appliquer des signaux électriques à haute fréquence à l'unité 81

et en recevoir de cette dernière, ainsi qu'un filtre passe-

haut 83, un estimateur ou synthétiseur 84, un analyseur 85 de spectre et une unité 86 à paramètres de fréquence Ces unités sont camuandées par une unité 88 de commande qui peut être considérée comme étant constituée par l'unité 71 de commande de la figure 7 Enfin, la figure 8 montre un

â 545 i 715.

écran d'affichage 89 qui peut correspondre à la mémoire d'image 75 et àr l'écran 76 de la figure 7, L'agencement

de la figure 8 est représenté sous une forme rendant possi-

ble une explication des fonctions nécessaires pour détermi-

ner le spectre de fréquence et les paramètres sans revenir à la figure 7 Ces fonctions O ainsi que les unités et les circuits associés, seront décrits plus en détail en référence

à un certain nombre des figures suivantes des dessins.

L'invention consiste à traiter des signaux en série dans le processeur Doppler, en raison du fait, entre autres, qu'une mesure à de multiples profondeurs, avec un traitement de signaux en parallèle, nécessiterait une unité de traitement de signaux séparée pour chaque

profondeur et donc des circuits électroniques très volumi-

neux.

Dans le traitement de signaux en série, une unité de filtrage effectue un filtrage passe-haut pour toutes les profondeurs, lorsque le signal arrive Ceci exige de mémoriser le signal et les procédés indiqués jusqu'à présent utilisant une m orisat on numérique Avec la technologie actuelle, ceci impose une limitation en ce qui concerne la gamme dynamique du signal L'invention

utilise une mémorisation analogique d'une manière spécifi-

que afin d'éviter cette limitation de la gamme dynamique.

En raison de la largeur du faisceau d'ultrasons et de la longueur des impulsions transmises, la résolution spatiale est limitée Ceci signifie que chaque échantillon

de profondeur contient un spectre de fréquences Doppler.

Les procédés qui ont été utilisés dans le traitement de signaux en série pour des mesures à profondeurs multiples calculaient une'forme de décalage Doppler moyen pour chaque profondeur Il n'était donc pas possible de mesurer les vitesses maximales Le procédé selon l'invention procède

a une analyse sur le spectre complet, à toutes les profon-

deurs et, sur cette base, il est extrait une fréquence

qui correspond à la vitesse maximale dans chaque volume.

Le fonctionnement du circuit de la figure 8 sera expliqué en référence également aux courbes de signaux 2545715 t de la figure 9 L'unité 88 de commande délivre des signaux de commande séquentielle de temps aux autres unités de la figure 8 Elle produit, entre autres, des impulsions radiofréquences à des intervalles Ts comme indiqué à la

ligne (a) de la figure 9 Ces impulsions excitent le trans-

ducteur 81 et provoquent donc l'émission d'impulsions

acoustiques Le même transducteur capte un signal rétro-

diffusé (b) qui est amplifié dans l'unité à radiofréquence 82 Par un mélange effectué conformément à des procédés connus, dans l'unité à radiofréquence, les composantes en quadrature, %n t) et Yn<t) du signal reçu sont détermi= nées, voir courbes (c) et (d) de la figure 9 La meilleure

définition de ces composantes est une définition mathéma-

tique Soit le signal radiofréquence reçu, à partir de l'impulsion N: en(t) = Re { xn (t) e it} ( 9) dans laquelle t est le temps écoulé à partir de l'émission

de l'impulsion et O est la fréquence angulaire de l'im-

pulsion émise xn(t) est l'enveloppe complexe du signal et cette valeur est donnée par: Xn (t) = xn(t) + iyn(t) ( 10) dans laquelle i = a/i est l'unité imaginaire Ceci définit Xn (t) = Re 1 Xn t> 3 et yn(t) = Im |x(t) lj Xn et Yn sont soumis à un filtrage conformément aux principes connus, par exemple, dans les dispositifs à radars et sonars (tels qu'un filtre adapté au signal) avant l'échantillonnage, ce filtrage étant commandé par

le signal de commande d'échantillon (e sur la figure 9).

Ceci donne les signaux xn(") et Yn ( 9) comme indiqué en (f) et (g) sur la figure 9, o Q = 1,,L désigne la numérotation des profondeurs Le filtre passe-haut 83 travaille en synchronisme sur ces signaux afin d'éliminer

545715.

les réflexions des tissus.

Le principe fondamental d'un dispositif de filtrage passe-haut bipolaire pouvant constituer le filtre passe-haut 83 est montré plus en détail sur la figure 10 o Le dispositif comprend deux ensembles C 1 et C 2 de condensateurs Ces derniers sont mis en circuit séquentiellement

par des multiplexeurs comiandés par des adresses de profon-

deur Le temps de commutation dtun groupe de condensateurs pour une profondeur est Tc La rfzewoenc nuriu ique 100 désigne un amplificateur et le* rx:fen = R 3 et R 4 dési gnent des résistances Lorsque deu Jïon n^satseurs pour une profondeur sont connectés le syst 4 ïi travaille en filtre actif passe=haut multiple à acti n pour cette profondeur Bien que ce filtre travaille pour d'autres profondeurs, les condensateurs associés à cette profondeur sont déconnectés et ils conservent leurs charges jusqu'a ce qu'ils soient de nouveau mis en circuit pour cette

profondeur après la transmission de l'impulsion suivante.

Le signal de sortie est échantillonné et bloqué avec un

retard t après la commutation d'un groupe de condensateurs.

Le retard T sert à améliorer la fonction de transfert du filtre La fonction du filtre pour chaque profondeur est davantage décrite en référence aux figures 11 A et 11 B Les condensateurs sont mis en circuit pendant un temps T c

à intervalles Ts.

s' Le filtre travaille pendant la période T c

au cours de laquelle le signal de commande est haut Pen-

dant la partie restante de la période, les charges des condensateurs ne varient pas Par conséquent, la fonction du filtre peut être représentée par le schéma de la

figure 12.

Etant donné que le filtre ne tient pas compte de ce qui se produit au signal d'entrée lorsque les

interrupteurs sont ouverts, on peut effectuer une compres-

sion, dans le temps, d'un facteur Tc/Ts à l'entrée Le filtre se comporte alors comme un filtre continu avec un circuit échantillonneur-bloqueur à l'entrée et avec un échantillonnage à la sortie Si la fréquence de coupure 2545715 a du filtre continu est f o, la fréquence de coupure sans compression dans le temps sera, pour le système échantillonné T T oc ( 11) s Le facteur Q du filtre n'est pas modifié par la compression dans le temps Pour obtenir deux passages par zéro dans la réponse en fréquence pour X = 0, là valeur de T doit être choisie de la manière suivante X =1 rtg 1 n Lc cos XO sin-l rc f____________ I 4 i fins"XE -1 c / <> U 2 ir i e l,, /8 Rs Ca 62 oe '0 C Rel a 2 Q n Xoc ' ( Oc X 2 Q= Tg l RdéCi Ca) R 3 Ca A-6 A)j} o A est une amplification effectuée dans le filtre.

Plusieurs sections de filtrage bipolaire peu-

vent être connectées en cascade afin que l'on obtienne

une réponse d'ordre supérieur Il n'est alors pas néces-

saire de procéder à un échantillonnage du signal entre chaque section Pour réduire l'effet des transitoires de

commutation, il peut être avantageux de prévoir un échan-

tillonnage intermédiaire du signal après un certain nombre

de sections bipolaires, par exemple après quatre pôles.

Il faut alors prévoir un retard correspondant entre la mise en circuit des condensateurs et l'échantillonnage

du signal de sortie, comme décrit ci-dessus.

En aval du dispositif de filtrage passe-haut tel que décrit ci-dessus, on trouve, comme montré sur

la figure 8, un synthétiseur 84 qui est, d'une façon géné-

* rale, conçu pour synthétiser un signal gaussien stationnaire à partir de segments d'un autre signal gaussien présenté afin que les propriétés stochastiques du signal synthétisé données par la fonction d Iautocorrélation, correspondent approximativement aux propriétés stochastiques du signal présent De même que dans le cas décrit, le procédé peut être utilisé avantageusement pour des mesures de l'écoulement

du sang sur la base de l'effet Doppler, à partir d'ultra-

sons rétrodiffusés par le sang, Le signal Doppler est un signal gaussien et, en présence d'interruptions régulières

dans la mesure Doppler à courts intervalles, il est néces-

saire de remplacer ce signal Doppler, résultant d'une mesure directe, par un signal estimé, soit constamment,

soit pendant certaines parties du temps.

La signal synthétisé dérivé du procédé décrit ci-après peut être utilisé en tant qu'estimation sur la

bas de segments du signal directement mesuré.

On suppose que sont présentés des segments

de signal Doppler d'une longueur T r provenant de la pro-

fondeur concernée, ces signaux provenant de la sortie du filtre passehaut, à intervalles réguliers, comme montré sur la figure 13 Ces segments sont utilisés pour le calcul des coefficients d'un filtre qui reçoit un bruit sur une bande large (approximativement blanc) ou toute

autre excitation convenable, par exemple un train d'impul-

sions Le signal de sortie de ce filtre est alors approxi-

mativement gaussien et il est utilisé comme signal synthé-

tique La structure principale du synthétiseur est illus-

trée sur la figure 6 mentionnée précédemment.

Les propriétés stochastiques d'un signal gaus-

sien non stationnaire sont indiquées par la fonction d'auto-

corrélation du signal R(t 1, t 2) Si le signal est fixe ou stationnaire, il existe une fonction de t 2 t 1 On peut alors définir un spectre de puissance pour le signal sous la forme de la transformation de Fourier de la

fonction d'autocorrélation.

Pour des signaux non stationnaires, on peut calculer un spectre de courte durée, sur un temps suffisaient court pour que le signal soit sensiblement stationnaire.

Des spectres de courte durée pour diverses fonctions d'échan-

tillonnage du même ensemble de traitement et dans le même intervalle de temps sont quelque peu différents en raison

de l'incertitude stochastique de l'estimation spectrale.

On peut procéder à un calcul de moyenne d'ensemble sur

tous les spectres de courte durée et ceci donne la distri-

bution de vitesse dans le volume échantillonné, délimité par la fenêtre spectrale utilisée et la fenêtre de temps

de transit du sang à travers le volume d'échantillonnage.

On décrira d'abord comment on peut synthétiser un signal gaussien stationnaire avec sensiblement le même spectre que celui d'un signal gaussien stationnaire donné, à partir d'un segment de ce signal donné La figure 14 est un schéma simplifié d'un synthétiseur effectuant cette opération pour un signal réel N échantillons du signal sont pondérés par une fonction de pondération wf (n) afin que l'on obtienne les coefficients suivants a i(n) = xi(n)wf(n) ( 13 a) Ceci est illustré sur les figures 1 SA et 15 B. La fonction de pondération est du même type que celle utilisée dans l'estimation spectrale afin de réduire le niveau du lobe latéral, et elle peut être, par exemple, une fenêtre de Hamming ou de Hanning Elle est utilisée ici pour réduire le niveau du lobe latéral du spectre

du signal synthétisé.

Les coefficients ai n) sont utilisés dans un filtre transversal qui reçoit un bruit à bande large

(à peu près blanc) v(n), comme montré sur la figure 14.

x(n) est le signal synthétisé z 1 indique la mémorisation et le retard du signal d'un degré ou d'un pas de n v(n) peut être un bruit gaussien à bande large (à peu près blanc), mais on peut également utiliser un bruit binaire à bande large ou des sources analogues de signaux à bandes larges si le filtre possède de nombreux coefficients comme décrit ci-dessus En raison du théorème de la limite

centrale, ikn) est à peu près gaussien Ceci a pour avan-

tage que, dans le filtre, il ne se produit qu'une multi-

plication par +j,et les retards peuvent être prévus par des bascules de données ou des registres a décalage numériques Le spectre de puissance du signal synthétisé est G%%Jt)= IFI XY (n) xî (n)}| àG XlfÉ O( 3 dans laquelle F indique la transformation de Fourier, Wf(w) est la t msfamation de Fourier de Wf, Gxx est le spectre de puissance de x et * indique la délimitation

dans le plan de fréquence Les coefficients donnés ci-

dessus peuvent également être modifiés par certains types de transformations linéaires (opération passe-tout) sans

modifier le spectre de puissance du signal synthétisé.

Ceci peut avoir pour avantage que la réponse impulsionnelle du filtre est rendue symétrique de sorte que le nombre de multiplications est réduit de moitié, mais ceci présente également l'inconvénient de nécessiter d'abord l'exécution

d'une transformation linéaire des coefficients.

La synthèse des signaux gaussiens complexes peut également être réalisée de la même manière x (n)

comprend alors une partie réelle et une partie imaginaire.

De façon correspondante, les coefficients a i(n) comprennent une partie réelle et une partie imaginaire, et dans le cas d'un bruit réel v, on obtient un signal synthétisé complexe x E(n) Si un bruit complexe est utilisé, les propriétés de corrélation de x(n) sont approximativement

identiques à celles d'un signal Doppler.

Un synthétiseur destiné à un signal complexe non stationnaire est montré sur la figure 16 Des segments du signal gaussien complexe initial x i(n) sont présents

comme montré sur la figure 13 Le synthétiseur est essen-

tiellement du même type que celui montré sur la figure 14 pour des signaux stationnaires, mais les coefficients de filtrage sont ici variables avec le temps La variation dans le temps des coefficients doit être calculée sur la base de plusieurs segments de xi (n) Ceci peut être effectué de plusieurs manières et la figure 16 illustre un procédé pouvant être appliqué à des signaux Doppler à ultrasons provenant du sang Une caractéristique de

ces signaux est que la largeur de la bande varie relative-

ment lentement, alors que la fréquence maximale varie

plus rapidement.

Pour chaque segment x i(n), on calcule un paramètre spectral caractéristique wi dans un bloc 161, tandis que le segment est mémorisé dans un bloc 162 i peut être, par exemple, le maximum, la moyenne ou la valeur efficace du décalage de fréquence angulaire Etant donné

que la bande passante du signal varie lentement, la diff -

rence entre le maximum et la moyenne du décalage de fré-

quence angulaire varie lentement Ces deux valeurs peuvent donc être utilisées avec le même résultat, sauf que dans le signal Doppler, ontrouve des parties restantes des signaux provenant de tissus en mouvement Dans ce cas, le décalage de fréquence angulaire maximal est préférable, car il est peu influencé par les signaux provenant des tissus.

Le segment enregistré x (n) est ensuite multi-

plié dans un bloc 163 pare iwln qui est produit dans un bloc 164 Ainsi, le spectre dex xi(n) est abaissé jusqu'à un point proche de zéro (désigné ci-après bande de base) et la variation du spectre de courte durée, donnée par ìt est supprimée La multiplication complexe peut être effectuée comme montré sur la figure 17 Le résultat est ensuite multiplié par une fonction de fenêtre wf(n) dans un bloc 165, de la même manière que sur les figures A et 15 B On obtient ainsi des coefficients de filtrage pour la synthèse d'un signal qui apparaît dans la bande

de base, de la même manière que montré sur la figure 14.

La figure 16 illustre deux filtres 166 et 167 pour la synthèse du signal dans la bande de base Les coefficients sont chargés dans les filtres respectifs tous les deux segments du signal initial Les signaux de sortie des filtres sont pondérés par des fonctions de pondération, en 168 et 169, comme illustré sur la figure 18 Ceci implique que la participation, après la sommation, provenant des deux filtres 166 et 167 soit nulle lorsqu'a lieu le changement de coefficients dans le filtre concerné En raison de la variation progressive de la fonction de fenêtre, il se produit une transition en douceur à partir de la situation dans laquelle le signal synthétisé est donné par les coefficients provenant d'un segment jusqu'à ce qu'il soit donné par les coefficients concernant le segment suivant La figure 18 montre des fenêtres à flancs croissant linéairementg mais on peut utiliser d'autres fenêtres, par exemple une fenêtre de Hamming ou autre Les fenêtres doivent être égales à zéro lorsque des coefficients sont introduits dans le filtre concerné Cependant, ce temps peut être établi de façon

à être très court (_ 1-5 As).

Sur la base des fréquences angulaires caracté-

ristiques wi de plusieurs segments du signal original, on estime une fréquence angulaire variable en continu (n) dans un bloc 171 montré sur la figure 16 Le signal contenu dans la bande de base, en aval du bloc 170, est ensuite multiplié dans un bloc 172 par une valeur ei&(n)n produite dans ce bloc 172 On déplace ainsi le

spectre de la bande de base vers la région concernée.

Un procédé séparé pour estimer 5 (n) est basé sur une interpolation linéaire entre W ir et wi+ 1 ' Ceci peut également être obtenu par filtrage d'un certain nombre de valeurs de W i, car la variation de la fréquence angulaire caractéristique est limitée dans une certaine bande. Lorsque l'on forme (n) par interpolation linéaire entre wi et ì+ 1, l'introduction des coefficients dans les filtres 166 et 167, à un premier degré ou premier pas, doit être retardée de manière que ì+ 1 soit présent

lorsque le coefficient provenant de x i(n) sont chargés.

Il en résulte un retard entre le signal synthétisé et le signal d'origine, et le champ d'application détermine si

ce retard peut être toléré ou non.

Un estimateur simplifié peut également n'uti-

liser qu'un filtre à la place des deux filtres tels que montrés sur la figure 16 La figure 19 montre une fonction

de pondération proposée dans ce cas.

En ce qui concerne l'analyse spectrale, on peut considérer de nouveau la figure 8 qui montre que le synthétiseur 84 est suivi d'un analyseur 85 destiné à analyser 'le spectre du signal On calcule un spectre

complet de puissance du signal Doppler pour chaque pro-

fondeur A cet effet, on utilise l'algorithme de trans-

formation en Z sur des impulsions comprimées, mais on peut également utiliser d'autres algorithmes, par exemple

l'algorithme de transformation de Fourier rapide (FFT) L'al-

gorithme en Z sur des données comprimées est illustré

pour une profondeur sur le schéma simplifié de la figure 20.

Il comprend une partie 201 de prémultiplication et une partie 202 de filtrage Le filtrage est réalisé au moyen de filtres transversaux qui sont disponibles dans le commerce pour la transformation complexe sur 64 points et 256 points /-17 Le spectre de puissance est alors formé de la manière suivante Gk = l Aki 2 + I Bk 1 ( 14)

dans laquelle k est le numéro de la ligne du spectre.

A des fins plus pratiques, on peut également utiliser l'égalité suivante Gk = l A ik + IB kl ( 15)

L'utilisation d'un algorithme de transforma-

tion en Z sur impulsions comprimées pour le calcul du spectre de puissance à plusieurs profondeurs peut avoir

lieu de diverses manières dont deux seront décrites ici.

La première variante est montrée sur la figure 21 Les échantillons des composantes en quadrature Xn Ce) et y 5 (Z) sont introduites dans un prémultiplicateur 201, comme décrit en regard de la figure 20 Z = 1, o L indique le numéro de profondeur et N désigne le numéro de l'impulsion émise N est le nombre de points de fréquence dans l'analyseur Les mêmes éléments traitent, dans le multiplicateur, toutes les profondeurs lorsque le signal est reçu (traitement de signaux en série), et sin N N 2, cos e n' change de valeur à chaque impulsion

N N

émise Après la prémultiplication, chaque profondeur est associée à des unités de filtrage séparées 211 par les multiplexeurs Mux 1 et Mux 2 Après les unités de filtrage, les signaux provenant de toutes les profondeurs sont groupés sous une forme sérielle à l'aide des multiplexeurs

Mux 3 Mux 6.

L'autre procédé est montré sur la figure 22.

Les échantillons de composantes en quadrature xn(Z) et Yn(p) sont mis sous forme numérique et introduits dans une mémoire numérique 221 Les échantillons de temps du

signal provenant de chaque profondeur sont extraits rapide-

ment en séquence et sont analysés par une transformation

222 en Z sur impulsions comprimées, pour une seule profon-

deur, comme décrit en regard de la figure 20 De cette manière, on obtient une analyse sérielle complète du signal Un processeur à transformation de Fourier rapide peut être utilisé à la place de l'algorithme en Z sur

impulsions comprimées.

Finalement, il est effectué, conformément à

la figure 8, une détermination du décalage Doppler (fré-

quence) maximal et moyen dans le bloc appelé unité 86 à paramètres de fréquence L'analyseur spectral 85 est considéré comme présentant le spectre pour les diverses profondeurs, en série dans le temps, conformément au principe représenté sur la figure 23 Le signal ZRLS (synchronisation de ligne zéro) est constitué de courtes

impulsions qui indiquent la ligne zéro ainsi que la sépa-

ration entre les profondeurs fs est la fréquence de répé-

tition des impulsions de la mesure Doppler Un décalage Doppler positif pour chaque profondeur évolue de 0 vers le haut, tandis qu'un décalage Doppler négatif évolue de fs

vers le bas, comme indiqué sur la figure 23 à la profon-

deur t.

Il est souhaitable d'extraire le décalage Doppler maximal correspondant à la vitesse maximale dans le volume

d'échantillon, car ce décalage donne une information clini-

que intéressante On décrit par la suite comment ceci peut être effectué à partir d'un spectre formé sur la base de segments de signal si courts (par exemple 3 ms) que l'écoulement du sang est sensiblement stationnaire pendant ce temps) (dans le spectre désigné ci-après de courte durée). Un spectre de courte durée typique pour un signal Doppler de direction provenant d'une profondeur unique est montré sur la figure 24 Le spectre comprend

un signal provenant du sang et un bruit de niveau relati-

vement plat On trouve à la fois des fréquences de signal positives (vitesses vers le transducteur) et des fréquences

de signal négatives (vitesses partant du transducteur).

Etant donné que le spectre est pris sur une courte durée, il contient des variations aléatoires par rapport à une

valeur moyenne qui est le spectre de puissance du signal.

Les analyseurs de fréquence modernes basés

surla transformation de Fourier rapide ou sur la trans-

formation en Z sur impulsions comprimées travaillent avec des échantillons du signal Sur la figure 24, f est lé fréquence d'échantillonnage de l'analyseur Le signal de sortie de l'analyseur 85 (figure 8) est constitué d'un jeu de lignes spectrales distinctes désignées par k Pour simplifier les figures, les spectres sont tracés en continu sous la forme d'une interpolation entre les lignes spectrales distinctes Dans des mesures Doppler

2545 ? 15

par impulsions, f peeut être choisi avantageusement comme

étant égal à la fréquence d'impulsions de la mesure Doppler.

Dans un tel système échantillonné, le spectre est répété périodiquement par rapport à des multiples de f S (positifs et négatifs) Dans le cas décrit, il est avantageux d'uti- liser la zone allant de -Q à f 5, comme indiqué sur la figure 25 L'analyseur produit des échantillons de fréquences distincts Gk de O à f 3 en fonction du temps Les fréquences positives s'élèvent à partir de zéro, tandis que les fréquences négatives descendent à partir de f s Si les fréquences positives et négatives sont

trop importantes, elles se mélangent entre elles L'exi-

gence commune des systèmes échantillonnés pour éviter cet inconvénient est que If max < f /2 ( 16) Dans des systèmes Doppler à impulsions, on ne trouve que des échantillons du signal Doppler à la fréquence fs et l'équation ( 16) ci-dessus donne la limite supérieure habituellement obtenue avec des impulsions Doppler. Cependant, la figure 25 montre qu'en utilisant une analyse du spectre de direction du signal Doppler, l'exigence peut être quelque peu moins stricte, telle que fe fn < fs ( 17) dans laquelle f est le décalage Doppler supérieur maximal, alors que fn est le décalage Doppler inférieur maximal comme indiqué sur la figure 24 Si, par exemple, on ne trouve que des fréquences positives, on peut mesurer un décalage Doppler s'élevant à f et un décalage Doppler s négatif correspondant descendant à -f lorsque seulement s des fréquences négatives sont présentes Si l'on suit le développement dans le temps, à partir de basses vitesses, et que l'équation ( 17) est satisfaite, il n'existe en fait aucune limite à l'amplitude de la vitesse pouvant être mesurée Etant donné que les composantes de fréquence qui passent par fs réapparaissent à zéro et pourvu que

l'équation ( 17) soit satisfaite, on peut conserver un enre-

gistrement du nombre de passages par fs. A l'aide du procédé décrit dans le présent mémoire, on peut détecter automatiquement les flancs du spectre et déterminer ainsi automatiquement le point de

transition entre les décalages Doppler positifs et négatifs.

Ainsi, pour un décalage Doppler admissible maximal, l'équa-

tion ( 17) est valable plutôt que l'équation ( 16).

Dans le spectre tel que montré sur la figure , on trouve deux flancs inférieurs Ni et N 2 et deux

flancs supérieurs 51 et e 2 On suppose que la plage infé-

rieure de Ni à e 1 a été détectée comme étant un décalage Doppler positif alors que la plage supérieure de N 2 à e 2

a été détectée comme étant un décalage Doppler négatif.

On peut alors définir un flanc positif maximal fp = O

et un flanc négatif maximal fn = N 2 Une fréquence de sépa-

ration entre les fréquences positives et négatives est alors choisie entrces valeurs, par exemple de la manière suivante fsk 2 (fp fn> ( 18) Il existe alors des fréquences positives de O à fsk et des fréquences négatives de fs à fsk Ceci peut être utilisé pour organiser l'affichage du spectre afin qu'un décalage Doppler positif soit affiché sur le côté positif de la ligne zéro et qu'un décalage Doppler

négatif soit présenté sur le côté négatif de la ligne zéro.

Ainsi, un décalage Doppler positif est indiqué jusqu'à

N 2 et un décalage Doppler négatif correspondant est indi-

qué jusqu'à e 1.

Pour déterminer les flancs, on peut utiliser deux fenêtres de fréquences adjacentes FI et FII, comme montré sur la figure 26 Sur cette figure, les fenêtres ont été rapprochées l'une de l'autre, mais elles peuvent également présenter un certain espacement, ou elles peuvent même se chevaucher Le spectre de puissance est obtenu par sommation sur ces fenêtres, de la manière suivante Pl (K) = E H (G k) FI

PII (K) = E H(G ( 19)

FI' o K est le numéro d'ordre de la ligne spectrale à l'extrémité de droite de FII H() est une fonction non linéaire qui peut être configurée de façon à améliorer la détection des flancs La figure 28 donne une forme typique de la courbe de la fonction H() La courbe comprend un premier segment mort 281 pour la suppression du bruit, puis elle présente une forme convenable 282 pour améliorer les flancs Dans le cas d'un spectre continu, les sommes doivent être remplacées par des intégrales et on peut également effectuer une pondération d'amplitude du spectre de puissance sur la fenêtre si l'expérience pratique montre

que ceci est préférable plutât qu'une détection des flancs.

Les fenêtres sont déplacées de zéro vers fs afin que le point de séparation se déplace de O vers fs Dans le même temps, il est détecté lorsque le rapport: Pl (K) ( 20) Pli (K) passe de <a à >a Ceci donne les flancs inférieurs du

spectre a est une constante inférieure à 1 qui est déter-

minée à partir du rapport signal/bruit -le plus faible-auquel les flancs doivent être détectés Le flanc intéressant est alors déterminé de la manière suivante

N = K (K 2 + D) ( 21)

comme illustré sur les figures 29 A et 29 B D a été introduit en raison du fait qu'un spectre de courte durée présente toujours une pente de flanc limitée et que l'on doit permettre à la valeur Pl d'acquérir une certaine puissance pour parvenir à une détection sûre du flanc D doit être alors choisi en fonction de a afin que N soit situé à un emplacement convenable. Les flancs supérieurs du spectre sont trouvés par détection de la position dans laquelle le rapport

P II (K) ( 22)

Pl (KZ) passe de >a à <a Le flanc intéressant est alors déterminé comme suit

0 = K (< 2 D) ( 23)

comme indiqué sur les figures 29 A et 29 B, o D assume la

même fonction que dans l'équation ( 21).

On peut obtenir une suppression supplémentaire des bruits en soumettant Pl et PII à des représentations monotones f 1 (U) et f 2 () afin que, par exemple, f 1 x) soit essentiellement égal à ax, mais puisse avoir une bande morte pour x<x 1 et f 2 (x) est essentiellement égal à x, mais peut être établi de façon à avoir une valeur fixe élevée pour x>x 2, comme indiqué sur les figures 32 A et 32 B Cette dernière précaution contribue à éviter la détection de flancs locaux dans le spectre de courte durée par suite de variations aléatoires, en raison du segment court du signal qui a été pris comme base de calcul

du spectre.

Les flancs inférieurs sont déterminés au point o le rapport f 2 (PI) f (PII) ( 24)

1

passe de < 1 à > 1 Les flancs supérieurs sont déterminés au point o le rapport f 2 PII) ( 5 (Pli)

__ _ ( 25)

passe de > 1 à <Jo Pour que le point milieu entre les fenêtres de fréquence puisse être déplacé sur toute la plage de 0 à fs, il faut insérer K 2 zéros à la fin du spectre, après fs Il est donc nécessaire de disposer d'un espace d'au moins K 2 lignes spectrales entre la présentation

de spectres suivantsg comme indiqué sur la figure 30.

Le signal ZRLS (synchronisation de ligne zéro) est consti-

tué de courtes impulsions qui indiquent la ligne zéro.

La figure 31 représente un circuit électronique qui détermine les flancs du spectre Ceci constitue un exemple d'une forme de réalisation et le procédé peut

être programmé g par exemple, dans un microprocesseur.

Les lignes spectrales distinctes allant de O à f compor-

tent K 2 zéros qui leur sont ajoutés, comrwe indiqué par un nombre binaire Ko Ceci donne l'adresse des lignes spectrales dans le dispositif montré sur la figure 27 et donc l'adresse vers le point de droite de la fenêtre FII

(figure 26) Les flancs supérieurs sont trouvés par échan-

tillonnage K (K 2-D) lorsque le rapport conforme à l'équa-

tion ( 25) passe par 1 comme indiqué précédemment De la

même manière, le flanc inférieur est déterminé par échan-

tillonnage K (K 2 +D) lorsque le rapport conforme à l'équa-

tion ( 24) passe par 1 conformément aux équations ( 21) et ( 23) Ces adresses sont échantillonnées par les bascules

323-326 et le changement d'adresse a lieu dans les addi-

tionneurs 327 et 328 (figure 31).

Les valeurs Pl et PII sont introduites en continu par les impulsions d'horloge dans des mémoires mortes 301 à 304 (figure 31) Elles représentent des fonctions non linéaires f 1 et f 2 comme illustré sur les figures 32 A et 32 B La sortie d'un comparateur 305 passe au niveau haut lorsque le rapport conforme à l'équation ( 25) passe de > 1-à 41 La sortie passe donc au niveau haut lors de la détection d'un flanc supérieur De façon correspondante, la sortie d'un comparateur 306 passe au niveau haut lorsque le rapport conforme à l'équation ( 24)

passe de < 1 à > 1.

Normalement, il existe trois situations diffé-

rentes comme montré sur les figures 33 A à 33 C On consi-

dère d'abord la situation de la figure 33 C dans laquelle on trouve deux flancs inférieurs (Ni et N 2) et deux flancs supérieurs (<j et 02) Lorsque l'on commencé à analyser un spectre, il apparait une impulsion ZRLS comme indiqué sur la figure 30 Cette impulsion positionne la bascule 313 (figure 31) qui s'ouvre pour la détection du premier flanc inférieur et, lorsque le comparateur 306 passe au niveau haut, le signal est transmis par l'intermédiaire

du circuit 318 à la bascule 326 qui échantillonne K-(K 2 +D).

Ainsi, le flanc inférieur Ni est obtenu Dans le même temps, la bascule 322 est positionnée afin qu'un signal de commande CO passe au niveau haut et indique que le

premier flanc inférieur a été échantillonné Par l'inter-

médiaire d'une courte temporisation établie par un bloc

314, la bascule 313 est restaurée et ceci empêche l'6 chan-

tillonnage de nouvelles valeurs dans la bascule 326 L'im-

pulsion d'échantillonnage provenant du circuit 318 posi-

tionne également la bascule 309 qui s'ouvre ainsi pour permettre la détection du premier flanc supérieur 01 La sortie du comparateur 305 passe au niveau haut, K-(K 2-D)

est échantillonné dans la bascule 324 et ceci donne 01.

Cl passe au niveau haut par suite du positionnement de la bascule 320 et ceci indiqceque 01 a été détecté Après une courte temporisation établie par le bloc 310, la bascule 309 est restaurée et s'oppose à tout échantillonnage supplémentaire dans la bascule 324 L'impulsion provenant du circuit 316 positionne également la bascule 311 qui s'ouvre pour la détection d'un autre flanc inférieur N 2 dans une bascule 325 Lorsque N 2 est détecté, la bascule 307 est positionnée et s'ouvre pour la détection du flanc

supérieur suivant 02.

Lorsque les quatre flancs ont tous été détectés, tous les bits contenus dans le mot de commande

CO C 3 sont au niveau haut, comme indiqué sur la.

figure 33 C Lorsqu'il n'y a que deux flancs comme indiqué sur les figures 33 A et 33 B, seuls CO et Ci sont au niveau haut tandis que C 2 et C 3 sont au niveau bas Le mot de commande indique la situation présente et indique également une situation d'erreurs si d'autres valeurs que celles montrées

sur les figures 33 A à 33 C sont représentées.

Les bascules 307, 309, 311 et 313 sont utili-

sées pour permettre et empêcher la détection des flancs intéressants afin que Ni, 01, N 2 et 02 se suivent en séquence et que seule la première détection d'un flanc soit valide Ceci est réalisé de manière à réduire les effets défavorables de flancs secondaires localisés dans

le spectre de courte durée.

Après la détection des flancs, il est nécessai-

re d'extraire les flancs donnant des fréquences positives et négatives maximales En raison de la périodicité du spectre, les fréquences positives croissantes par exemple, qui passent par fsréapparaissent au- dessus de zéro et

de façon correspondante, les fréquences négatives dé-

croissantes qui passent par zéro -réapparaissent au-dessous de fs En comptant le nombre de passages du spectre par zéro ou fs, il est possible de suivre le décalage Doppler maximal sans limitation pourvu que l'équation ( 17) soit satisfaite En raison de la périodicité, 0 et fs sont des fréquences équivalentes et, au lieu d'établir le spectre pour des valeurs allant de O à fs comme indiqué ci-dessus, on peut l'établir, sans limitation, pour des

valeurs allant de -à à -A+fs, A pouvant être choisi libre-

ment Pour simplifier la description, on choisit A comme

étant égal à 0, sans limiter la validité générale.

Le spectre obtenu peut avoir trois formes typiques comme indiqué sur les figures 33 A à 33 C Une caractéristique des figures 33 A et 33 B est que le spectre présente seulement deux flancs, alors que sur la figure 33 C, il présente quatre flancs Sur la figure 33 B, le * 1

254571 5

spectre couvre toute la bande sauf la zone proche du zéro et de la valeur fs qui est éliminée par le filtre passe-haut Ceci indique que l'équation ( 17) n'est pas satisfaite et qu'une ambiguité de fréquence (similitude) est présente On décrira ci-après de façon systématique trois situations Situation I Le spectre de la figure 33 A peut avoir un décalage Doppler positif de O vers 01 ou un décalage Doppler négatif de fs vers Ni On doit alors décider

d'abord s'il s'agit de décalages Doppler positifs ou néga-

tifs Ceci peut être effectué, par exemple, en suivant la variation de lavitesse commandant le cycle cardiaque, à partir de décalages Doppler faibles vers des décalages supârieurs et pour utiliser avantageusement le fait que la vitesse est continue avec le temps Dans le cas de la mesure Doppler à déclenchements multiples traitée ici,

la vitesse peut être observée en fonction de la profon-

deur (à partir d'un faible décalage Doppler) et on peut tirer avantage du fait que la vitesse est continue en fonction de la profondeur Si les fréquences sont positives, il existe une fréquence positive maximale f+ max = 01 + m fs ( 26) dans laquelle m est un entier positif qui indique le nombre de passages du spectre par fs Il convient de noter que lorsque le spectre passe en montant par fs, il réapparait sensiblement à O en raison de la périodicité de l'analyse spectrale En suivant les variations du spectre avec le temps, il n'y a, comme mentionné précédemment, aucune limite à l'amplitude des décalages Doppler pouvant être mesurés par impulsions Doppler tant que l'équation ( 17) est satisfaite et que le spectre Doppler se déplace sur moins de fs entre les spectres successifs Il convient de noter que fs est ici la fréquence de répétition des impulsions Doppler transmises ainsi que la bande passante 2 $ 457 i

de l'analyseur de spectre.

Lorsque le spectre passe par f S t des parties de ce spectre réapparaissent au-dessus de O alors qu'une autre partie se trouve juste au-dessous de f 5 Du fait de la présence du filtre passe-haut de l'instrument a effet Doppler, une bande entourant O et f est éliminée s

et le spectre présente alors quatre flancs Cette situa-

tion est décrite plus en détail ci-dessous.

Lorsque f coax a atteint sa valeur maximale 13 et commence à décroître, m doit Otre diminué à chaque

fois que le spectre passe par O Il peut également se pro-

duire une situation dans laquelle l'équation ( 17) est sa-

tisfaite uniquement pendant une partie du cycle cardiaque.

Lorsque la condition conforme à l équation n'est pas remplie, on peut prévoir, par exemple, de bloquer la valeur de m jusqu'à ce que la largeur de la bande du

spectre satisfasse de nouveau l'équation ( 17) Pour éli-

miner les situations d'erreurs dans le comptage de m,

on pose m = O si le signal Doppler disparait.

Il peut être avantageux de définir un flanc positif maximal f = 01 ( 27) p et un flanc négatif minimal fn =fs ( 28) Le point de séparation entre les fréquences positives et négatives est alors placé entre ces flancs,

par exemple par l'équation ( 18).

Pour des décalages Doppler négatifs, l'équa-

tion suivante s'applique: f -axN 1 fs +m fs ( 29) dans laquelle m est un entier négatif qui indique le nombre

de passages par 0, dans le sens descendant, du spectre.

D'une manière correspondante, un flanc positif maximal est établi à: f = p p ( 30) et un flanc négatif minimal est établi à f = N 1 ( 31)

fsk est alors défini entre fp et fn comme précédemment.

Une décrémentation de valeur absolue de m doit être effectuée lorsque If _max commence à décroître et m est établi à zéro lorsque le signal Doppler disparaît, ce qui correspond à ce qui s'applique à des décalages

Doppler positifs.

Situation II Dans le cas de la figure 33 B, les flancs Ni et 01 sont situés aux fréquences de coupure du filtre passe-haut de l'instrument à effet Doppler Dans cette situation, il existe une ambiguïté de fréquence qu'il est impossible de corriger Par le mot de contrôle 0011, on doit donc vérifier la distance de O à Ni et de 01 à

fs afin de décider si une similarité est présente ou non.

Si tel n'est pas le cas, la première situation a lieu

et on doit décider s'il existe un décalage Doppler posi-

tif ou négatif et on utilise alors l'équation ( 26) ou

l'équation ( 29) En cas de similarité, il n'est pas possi-

ble de déterminer une fréquence maximale Si l'on a Imi > O dans les situations I et III, à ce moment, la valeur de m peut être bloquée jusqu'à ce que l'équation ( 17)

soit de nouveau satisfaite Un message indépendant indi-

quant l'existence de la situation II doit être délivré.

Ceci peut être effectué, par exemple, par l'insertion

d'un certain code de couleurs dans l'image Doppler bidimen-

sionnelle, aux points concernés.

Situation III

La situation de la figure 33 C peut théorique-

* ment apparaître de trois manières: i) A 33 représente un décalage Doppler positif modéré et B 33 représente un décalage de Doppler négatif modéré; ii) A 33 et B 33 représentent des décalages Doppler négatif et positif importants

en pratique, il n'apparaît pas simultané-

ment de décalages Doppler positifs et négatifs importants, avec des spectres séparés; ce cas peut donc être exclu en théorie; iii) Si l'on est dans la situation de la figure 33 A et que la vitesse augmente jusqu'à une valeur telle que la fréquence maximale passe par f ou 0, en raison de la périodicité, on obtient un spectre tel que montre sur la figure 33 C Le filtre passe-haut de l'instrument Doppler élimine les fréquences voisines de O et de fs afin que l'on obtienne

quatre flancs.

Dans la situation i}, on a.

f+max 01 ( 32) f-max N 2 fs fsk est alors défini comme dans l'équation ( 18), dans

laquelle fp = 01 et fn = N 2.

La situation ii) ne présente aucun intérêt en pratique; pour décider si la situation iii) est présente, on peut suivre le développement de la situation de la figure 33 A en fonction du temps, à partir de faibles vitesses En ce qui concerne l'instrument à déclenchements multiples, le développement peut être suivi sous la forme d'une fonction de la profondeur, à partir de faibles vitesses Si, à un instant (point de profondeur), on est en présence d'un spectre du type montré sur la figure 33 A et, à l'instant suivant, d'un spectre du type montré sur

la figure 33 C, on peut en conclure la présence de la situa-

tion iii) De plus, la situation iii} est présente tant que le spectre passe par m f s, de sorte que des spectres

ayant la forme montrée sur la figure 33 C sont obtenus.

Lorsque le spectre est passé par f i, on est de nouveau dans la situation I Pour des décalages Doppler positifs, on établit les relations suivantes: f+max m fs + 01 ( 33) fp = 01 fn = N 2 m est un entier qui indique le nombre de passages de 01 par fs' Avec un décalage Doppler négatif, les relations suivantes s'appliquent: f -max N 2 fs +m f f = 01 fn = 2 pn dans lesquelles m est un entier négatif qui indique le

nombre de passages de N 1 par 0, dans le sens descendant.

De même que dans la situation I, il est nécessaire de décrémenter Im I lorsque le décalage Doppler commence à décroître et est restauré à O lorsque le signal Doppler disparaît. A partir de f+max et f-max' il peut être intéressant de présenter celle de ces deux quantités qui présente la valeur absolue la plus élevée f+max f'max 2 I-maxi f = ( 35) max ( efu-ax autrement En utilisant la valeur m qui est déterminée ci-dessus, on peut corriger l'ambiguïté de fréquence dans l'affichage du spectre Par exemple, dans la situation I, ceci peut avoir lieu par addition de m fs aux cordonnées de fréquence, à la fois pour les fréquences positives et pour les fréquences négatives Dans la situation III-iii), on peut, avec des fréquences positives, additionner m f S aux coordonnées de fréquence pour fk < fsket (m-1)fs pour fk> fsk et, de façon correspondante, à des fréquences négatives, on peut additionner m fs pour fk > fsk et (m+ 1)fs pour fk < fsk Une correction de l'ambiguïté de fréquence du décalage Doppler moyen f peut être effectuée de la manière suivante: f = mf + s fsk o fk Gk + f$ (f fsj GU fsk fs Gk o Il est également possible de présenter le décalage Doppler moyen séparément pour des fréquences positives et négativeso Situation I décalages Do e ositifs _ mfs Yf s fsk fkk + f

+ 7

sk o Situation I décala es Do lper négatifs f+ = O f m f + -s ú sk 8 S k ( 38) fsk ú Gk f sk fsk Situation II En raison de la similarité (ambiguïté de fréquence), les décalages Doppler moyen et maximal

sont inconnus et un message est donné à cet effet.

( 36) ( 37) Situation III -i) fs fsks k f s Z Gk Situation III iii) décalages Doppjler positifs 7 += Mf + + s fs Zs o f s k G k <fk s) Gk f Es G k o

T 7 = O O

Situation III iii) décalages Doppler négatifs fs 1 s o -Y Mm f + f fk Grk+ ZS <f k -f s)Gk fsk _ _ _ f ES G k o Lorsque le rapport signal/bruit est faible, il peut être difficile de déterminer fsk Pour calculer fk 1 S fk Gk E*= O k fskc Z G k o ( 39) ( 40)

1 ( 41)

f, on peut alors poser fsk f /2.

k s- Le procédé utilisé pour déterminer le décalage Doppler maximal suppose qu'il existe un temps mort entre la présentation de chaque spectre Pour obtenir ceci, on doit utiliser une analyse en parallèle comme indiqué, par exemple, sur la figure 34 o on utilise deux unités conformes à la figure 31 Il est intéressant d'utiliser des microprocesseurs sur puces si mples pour effectuer les calculs Le temps de calcul est alors suffisamment long pour qu'il soit nécessaire d'utiliser plus de deux unités

300 et 300 ' en parallèle, comme montré O Ces unités permet-

tent d'obtenir un décalage Doppler maximal fs et une séparation entre les fréquences positive et négative f sk' comme décrit ci-dessus fsk est indiqué sur la figure 23 pour la profondeur Q. Les interruptions peuvent être effectuées dans les mesures Doppler pendant des intervalles de temps limités, sans perturbations notables résultantes de la présentation du spectre Doppler, des courbes des signaux Doppler maximal et moyen ainsi que du signal sonore pour les profondeurs qui ont été choisies pour l'affichage du spectre en fonction du temps La période d'interruption peut être utilisée, entre autres, pour générer une image d'amplitude d'écho bidim Xensionnelle ou échographie, comme

décrit dans la demande de brevet français No 82 18993.

Après la période d'interruption, un certain temps doit être ménagé pour les transitoires initiaux présents dans le filtre passe-haut, avant que les réflexions

provenant des tissus aient été éliminées (voir figure 35).

Le signal Doppler peut ensuite être analysé.

Le spectre Doppler peut, avec les décalages Doppler maximal et moyen en fonction de la profondeur, être figé dans le dispositif d'affichage pendant la période de l'interruption C'est la raison pour laquelle il suffit de prélever N échantillons du signal Doppler pour l'analyse, ce qui est nécessaire pour générer un nouveau spectre Doppler avec la précision souhaitée Des

valeurs typiques de N peuvent être de 16, 32, 64 et 128.

Le système est ensuite prêt pour une nouvelle interruption.

Par exemple, avec la transformation en Z sur impulsions comprimées utilisant des dispositifs -à semiconducteurs à transfert de charge, le circuit électronique (matériel) définit souvent le nombre d'échantillons du signal Doppler

demandés par l'analyseur de spectre pour calculer un spectre.

Des échantillons de signaux manquants peuvent alors être remplacés par des zéros, jusqu'à ce que l'on obtienne un nombre suffisant de valeurs pour l'analyseur N peut alors être choisi librement à une valeur inférieure au nombre

demandé initialement par l'analyseur.

Normalement, les interruptions sont régulières.

Ainsi, les échantillons du spectre Doppler apparaissent à certains intervalles de temps Ces échantillons peuvent être utilisés pour l'affichage du développement du spectre Doppler en fonction du temps pour des profondeurs choisies, comme décrit précédemment Si les intervalles d'interruption deviennent longs, les spectres peuvent changer sensiblement d'un échantillon à l'autre Il peut alors être intéressant

d'effectuer une interpolation entre les échantillons pen-

dant les intervalles d'interruption.

Comme décrit, il est de plus utile de présenter le signal Doppler d'une manière sonore, à des profondeurs choisies Les interruptions de la mesure par effet Doppler perturbent le signal sonore Cet inconvénient peut être pallié par un remplacement du signal Doppler par un signal estimé soit pendant la totalité du temps, soit pendant

certaines parties du temps, comme décrit ci-dessus.

Etant donné que la partie de l'instrument constitué par l'analyseur ne demande que N échantillons du signal Doppler, le temps mis pour la mesure directe du signal Doppler peut être court par rapport à la période d'interruption, si l'on utilise un synthétiseur tel que

montré sur la figure 6 Il est alors préférable de présen-

ter constamment le signal Doppler synthétique Les coeffi-

cients de filtrage sont alors calculés sur la base de N échantillons Doppler entre certains intervalles de temps, parexemple comme décrit également ci-dessus, pour une f 545715 profondeur On peut alors admettre une variation du coefficient en fonction du temps de façon que le spectre du signal synthétisé présente des variations douces Ce spectre peut alors être utilisé sous une forme interpolée du spectre Doppler échantillonné pour l'affichage en

fonction du temps, aux profondeurs choisies.

Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées à l'appareil et au procédé décrit

et représenté sans sortir du cadre de '1 - vention.

Claims (13)

REVENDICATIONS

1 Procédé d'investigation d'un système circulatoire dans des structures biologiques vivantes, par exemple une fonction cardiaque, par mesure de la vitesse d'écoulement du sang sur la base du principe Doppler, avec un affichage en temps réel sur un visuel à tube à rayon cathodique ou un écran d'affichage similaire ( 76), ce procédé consistant à transmettre un faisceau d'ultrasons du type à impulsions qui est animé d'un mouvement de balayage dans deux dimensions ou plus, à travers la région de la structure biologique à examiner, et à échantillonner le signal ultrasonore rétrodiffusé en un certain nombre de points de profondeur le long de chaque direction du faisceau d'impulsions ultrasonores transmises, le procédé étant caractérisé en ce qu'il est déterminé, à chaque profondeur et à chaque direction du faisceau, un paramètre de vitesse de l'écoulement du sang à l'aide du principe Doppler, et en ce que les paramètres de vitesse provenant de la totalité de la région examinée sont introduits dans une mémoire ( 75) d'image de laquelle ils sont extraits de façon répétée pour être présentés de manière codée sur l'écran d'affichage, et en ce que, par synthétisation effectuée sur la base du signal rétrodiffusé provenant d'un ou plusieurs points choisis de la région étudiée, il est formé une estimation du signal Doppler manquant en ces points, pendant qu'une mesure est effectuée en d'autres points, afin de déterminer le spectre de fréquence du

signal ou un paramètre de fréquence, par exemple une fré-

quence maximale, qui est affiché simultanément, en fonction du temps, sur le même écran d'affichage ou sur un autre

écran d'affichage.

2 Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la mise sous forme d'une image des paramètres

de vitesse est combinée à la formation d'une image d'am-

plitude d'écho classique de la structure biologique, par partage de temps entre la mesure à effet Doppler et la formation d'image d'amplitude, afin qu'une information d'image, provenant de la formation d'une image d'écho ou échographie, soit introduite dans la mémoire d'image et affichée sur l'écran, en combinaison avec l'image

des paramètres de vitesse, d'une manière connue.

3 Procédé selon l'une des revendications 1

et 2, caractérisé en ce que le signal estimé provenant des

profondeurs choisies est présenté sous une forme audible.

4 Procédé selon l'une quelconque des revendi-

cations 1, 2 et 3, caractérisé en ce que le paramètre de vitesse est la vitesse maximale d'écoulement du sang

en chaque point de mesure (volume d'échantillon).

Procédé selon l'une quelconque des revendi- cations 1, 2 et 3, caractérisé an ce que la paramètre de vitesse est la vitesse moyenne de l'écoulement du

sang en chaque point de mesure (volume d-'échantillon).

6 Procédé selon l'une quelconque des reven-

dications 1, 2 et 3, caractérisé en ce que le paramètre de vitesse est la largeur spectrale de l'écoulement du sang.

7 Procédé selon l'une quelconque des revendica-

tions 1, 2 et 3, caractérisé en ce que le paramètre de vitesse est une combinaison linéaire, par exemple la somme, des paramètres de vitesse telle que définie aux

revendications 5 et 6.

8 Procédé selon l'une quelconque des revendi-

cations là 7, caractérisé en ce que le faisceau d'ultrasons est animé d'un mouvement de balayage continu sur la

région examinée.

9 Procédé selon l'une quelconque des revendica-

tions 1 à 8, caractérisé en ce que la présentation codée des paramètres de vitesse a lieu sous la forme d'une

échelle de gris.

Procédé selon l'une quelconque des reven-

dications 1 à 8, caractérisé en ce que la présentation codée des paramètres de vitesse a lieu sous la forme

d'une échelle de couleurs.

11 Procédé selon l'une quelconque des reven-

dications précédentes, caractérisé en ce que le paramètre de vitesse est déterminé sur la base d'une analyse

spectrale du signal -

12 Appareil pour la mise en oeuvre du procédé selon la revendication 1, comprenant un transducteur ( 72) à ultrasons associé à un émetteurrécepteur et à au moins un écran d'affichage ( 76), caractérisé en ce qu'il comporte un processeur Doppler ( 74) destiné à échantillonner le

signal rétrodiffusé en un certain nombre depoints de pro-

fondeur le long de chaque direction du faisceau pour déter-

miner ledit paramètre de vitesse, une mémoire ( 75) d'image, une unité ( 71) de commande du processeur Doppler et de la

mémoire d'image afin que les paramètres de vitesse prove-

nant de l'ensemble de la région examinée soient introduits

dans la mémoire d'image pour être extraits de façon répé-

tée et affichés sur un écran ( 76), et un synthétiseur ( 84) destiné à générer ladite estimation pour le calcul du spectre de fréquence, le cas échéant le paramètre de fréquence en fonction du temps au point ou aux points choisis, pour un affichage simultané en fonction du temps sur le même écran d'affichage ou sur un autre écran

d'affichage.

13 Appareil selon la revendication 12, caracté-

risé en ce qu'il comprend un processeur ( 73) d'écho destiné à former une image d'amplitude d'écho de façon classique, de la structure biologique, ce processeur d'écho étant conçu, sous la commande de l'unité de commande, pour introduire, en temps partagé avec la mesure-Doppler, une

information d'image dans la mémoire d'image pour son affi-

chage sur ledit écran, en combinaison avec les paramètres

de vitesse.

14 Appareil selon l'une des revendications

11 et 12, dans lequel le processeur Doppler comprend un filtre passe-haut ( 83) destiné à éliminer les composantes de signaux rétrodiffusées par les structures tissulaires, etc, caractérisé en ce qu'il comporte au moins un ensemble de condensateurs (C 1 ou C 2) qui contient un certain

nombre de condensateurs pouvant être commutés électronique-

menti séparément, pour former un ou plusieurs condensa-

teurs en série avec le filtre passe-haut, le nombre de condensateurs de l'ensemble étant conçu pour un adressage séparé et une mise en circuit des condensateurs séparés en fonction des points de profondeur, des moyens étant

destinés à analyser le signal de sortie du filtre passe-

haut avec un petit retard (T) par rapport à la mise en circuit des condensateurs séparés, et un analyseur ( 95) étant placé en aval du filtre passe-haut afin de déterminer le spectre de fréquence du signal rétrodiffusé en chaque point de profondeur pour calculer le paramètre de fréquence,

de préférence la fréquence maximale ou la fréquence moyenne.