JPH06254095A - 複素ｍｔｉフィルタ - Google Patents
複素ｍｔｉフィルタInfo
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- JPH06254095A JPH06254095A JP5046842A JP4684293A JPH06254095A JP H06254095 A JPH06254095 A JP H06254095A JP 5046842 A JP5046842 A JP 5046842A JP 4684293 A JP4684293 A JP 4684293A JP H06254095 A JPH06254095 A JP H06254095A
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Classifications
-
- A—HUMAN NECESSITIES
- A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
- A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
- A61B8/00—Diagnosis using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
- A61B8/06—Measuring blood flow
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
- G01F1/66—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by measuring frequency, phase shift or propagation time of electromagnetic or other waves, e.g. using ultrasonic flowmeters
- G01F1/663—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by measuring frequency, phase shift or propagation time of electromagnetic or other waves, e.g. using ultrasonic flowmeters by measuring Doppler frequency shift
-
- G—PHYSICS
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- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
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- G01S13/522—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves
- G01S13/524—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi
-
- G—PHYSICS
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- G01S15/50—Systems of measurement, based on relative movement of the target
- G01S15/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
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Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は、超音波ドプラを利用して被検体内の
血流情報を得るにあたり、クラッタ成分の情報を効果的
に除去するに適した複素ＭＴＩフィルタに関し、回路規
模の低減化、低価格化を図る。 【構成】入力された複素数データをクラッタ成分の移動
速度に対応した分だけ位相回転し、実数型のＭＴＩフィ
ルタでクラッタ成分の情報を除去し、その後その位相を
逆回転させる。
血流情報を得るにあたり、クラッタ成分の情報を効果的
に除去するに適した複素ＭＴＩフィルタに関し、回路規
模の低減化、低価格化を図る。 【構成】入力された複素数データをクラッタ成分の移動
速度に対応した分だけ位相回転し、実数型のＭＴＩフィ
ルタでクラッタ成分の情報を除去し、その後その位相を
逆回転させる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複素ＭＴＩフィルタに
関し、詳細には、超音波ドプラ法を利用して被検体内の
血流情報を得るにあたり、この血流情報をクラッタ成分
の情報から分離するに適する複素ＭＴＩフィルタに関す
る。
関し、詳細には、超音波ドプラ法を利用して被検体内の
血流情報を得るにあたり、この血流情報をクラッタ成分
の情報から分離するに適する複素ＭＴＩフィルタに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】人体内に超音波ビームを送信し、人体内
の組織で反射されて戻ってくる超音波を受信して人体の
内臓等の疾患の診断を行う超音波診断装置が従来より用
いられており、この超音波診断装置の一態様として、も
しくはＢモード（断層像）表示を行う超音波診断装置の
オプションとして、体内を流れる血球で反射された超音
波を受信して血流の速度、分散、パワー等の血流情報を
得る超音波ドプラ診断装置が用いられている。
の組織で反射されて戻ってくる超音波を受信して人体の
内臓等の疾患の診断を行う超音波診断装置が従来より用
いられており、この超音波診断装置の一態様として、も
しくはＢモード（断層像）表示を行う超音波診断装置の
オプションとして、体内を流れる血球で反射された超音
波を受信して血流の速度、分散、パワー等の血流情報を
得る超音波ドプラ診断装置が用いられている。
【０００３】図１２は従来の超音波診断装置の概略構成
図である。送信制御部１１から超音波プローブ１２を構
成する多数の振動子（図示せず）にそれぞれ所定のタイ
ミングでパルス信号Ｔｐが送信され、これにより被検体
（図示せず）内に超音波パルスビームが送信される。こ
こでは例えばセクタ走査がなされ、各方向毎にそれぞれ
例えば８回のパルス状の超音波ビームが送信される。こ
の超音波パルスビームは、被検体内を流れる血球やその
他の組織で反射され、この超音波プローブ１２内の多数
の振動子で受信される。この各振動子で受信された受信
信号Ａｐは、遅延加算部１３に入力され、この遅延加算
部１３内で受信ダイナミックフォーカスを満足するよう
に遅延加算される。この遅延加算後の受信信号Ｓは、Ｂ
モード検出部１４と血流情報検出部１５に入力される。
図である。送信制御部１１から超音波プローブ１２を構
成する多数の振動子（図示せず）にそれぞれ所定のタイ
ミングでパルス信号Ｔｐが送信され、これにより被検体
（図示せず）内に超音波パルスビームが送信される。こ
こでは例えばセクタ走査がなされ、各方向毎にそれぞれ
例えば８回のパルス状の超音波ビームが送信される。こ
の超音波パルスビームは、被検体内を流れる血球やその
他の組織で反射され、この超音波プローブ１２内の多数
の振動子で受信される。この各振動子で受信された受信
信号Ａｐは、遅延加算部１３に入力され、この遅延加算
部１３内で受信ダイナミックフォーカスを満足するよう
に遅延加算される。この遅延加算後の受信信号Ｓは、Ｂ
モード検出部１４と血流情報検出部１５に入力される。
【０００４】Ｂモード検出部１４では、入力された受信
信号Ｓに基づいてＢモード（断層像）表示を担う信号Ｓ
A が生成され、この信号ＳA がＣＲＴディスプレイ装置
等からなる表示部１６に入力され、この表示部１６にお
いて断層像が表示され診断に供される。また血流情報検
出部１５では、入力された受信信号Ｓに基づいて、以下
に示すようにドプラ効果を利用して血流情報が検出され
る。
信号Ｓに基づいてＢモード（断層像）表示を担う信号Ｓ
A が生成され、この信号ＳA がＣＲＴディスプレイ装置
等からなる表示部１６に入力され、この表示部１６にお
いて断層像が表示され診断に供される。また血流情報検
出部１５では、入力された受信信号Ｓに基づいて、以下
に示すようにドプラ効果を利用して血流情報が検出され
る。
【０００５】即ち、血流内の血球によって反射された反
射超音波は、血球の移動により周波数偏移を受け、この
偏移量（ドプラ偏移周波数）ｆd は、体内を流れる血流
の速度をＶB 、この血流の方向と送信された超音波ビー
ムの方向とのなす角をθ、送信超音波の中心周波数をｆ
c 、体内を伝播する超音波の速度をＣとしたとき、 ｆd ＝（２ＶB ｃｏｓθ／Ｃ）・ｆc …（１） で表わされ、反射超音波を受信した受信信号の中心周波
数ｆは ｆ＝ｆc ＋ｆd …（２） となる。したがって、このドプラ偏移周波数ｆd を検出
し、また上記断層像を担う信号ＳA に基づいて血管の延
びる方向を検出することにより、血流速度ＶB を検出す
ることができる。このドプラ偏移周波数ｆd は、例えば
広く用いられている自己相関法、ＦＦＴ法や、そのほか
微小変位計測法（相互相関法（例えば、日本超音波医学
会第５４回研究発表会講演論文集第３５９頁〜第３６０
頁「解析信号の空間相関を用いた不均一組織の微小変位
計測」八木他参照）、位相追跡法（例えば、日本超音波
医学会第５７回研究発表会講演論文集第４４５頁〜第４
４６頁「位相追跡処理による生体内組織変位測定」新木
他、平成２年１０月１２日特許出願「超音波診断装置」
特願平２−２７３９１０号参照）、観測データにオリエ
ンテッドな方法（日本超音波医学会第５６回研究発表会
講演論文集第２３３頁〜第２３４頁「散乱体のランダム
な構造に依存しない反射型での微小変動の推定法」山越
他、平成２年４月３日特許出願「超音波診断装置」特願
平２−０８８５５３号参照））等の各種の方法により求
めることができる。
射超音波は、血球の移動により周波数偏移を受け、この
偏移量（ドプラ偏移周波数）ｆd は、体内を流れる血流
の速度をＶB 、この血流の方向と送信された超音波ビー
ムの方向とのなす角をθ、送信超音波の中心周波数をｆ
c 、体内を伝播する超音波の速度をＣとしたとき、 ｆd ＝（２ＶB ｃｏｓθ／Ｃ）・ｆc …（１） で表わされ、反射超音波を受信した受信信号の中心周波
数ｆは ｆ＝ｆc ＋ｆd …（２） となる。したがって、このドプラ偏移周波数ｆd を検出
し、また上記断層像を担う信号ＳA に基づいて血管の延
びる方向を検出することにより、血流速度ＶB を検出す
ることができる。このドプラ偏移周波数ｆd は、例えば
広く用いられている自己相関法、ＦＦＴ法や、そのほか
微小変位計測法（相互相関法（例えば、日本超音波医学
会第５４回研究発表会講演論文集第３５９頁〜第３６０
頁「解析信号の空間相関を用いた不均一組織の微小変位
計測」八木他参照）、位相追跡法（例えば、日本超音波
医学会第５７回研究発表会講演論文集第４４５頁〜第４
４６頁「位相追跡処理による生体内組織変位測定」新木
他、平成２年１０月１２日特許出願「超音波診断装置」
特願平２−２７３９１０号参照）、観測データにオリエ
ンテッドな方法（日本超音波医学会第５６回研究発表会
講演論文集第２３３頁〜第２３４頁「散乱体のランダム
な構造に依存しない反射型での微小変動の推定法」山越
他、平成２年４月３日特許出願「超音波診断装置」特願
平２−０８８５５３号参照））等の各種の方法により求
めることができる。
【０００６】上記のようにして求められた血流情報を表
わす信号ＳB は表示部１６に入力され、例えば上記断層
像に重畳されて、超音波プローブに近づく方向の血流は
例えば赤色、遠ざかる血流は例えば青色で表示される。
以下、ここでの主題である血流情報の検出に限って説明
する。図１２は、従来の超音波ドプラ診断装置の、図１
２に示す血流情報検出部１５に相当する部分の一例を表
わしたブロック図である。
わす信号ＳB は表示部１６に入力され、例えば上記断層
像に重畳されて、超音波プローブに近づく方向の血流は
例えば赤色、遠ざかる血流は例えば青色で表示される。
以下、ここでの主題である血流情報の検出に限って説明
する。図１２は、従来の超音波ドプラ診断装置の、図１
２に示す血流情報検出部１５に相当する部分の一例を表
わしたブロック図である。
【０００７】遅延加算された受信信号Ｓは直交検波器１
７に入力されて直交検波される。図１４は、この直交検
波器１７の内部構成を表わすブロック図である。この直
交検波器１７に入力された受信信号Ｓは２系統に分割さ
れ、それぞれが乗算器１７１，１７２に入力される。ま
たこれらの乗算器１７１，１７２には、互いに９０°位
相の異なる２つの正弦波信号（キャリア信号）ｃｏｓ２
πνｔ，−ｓｉｎ２πνｔがそれぞれ入力され、これら
の乗算器１７１，１７２では入力された各２つの信号
（受信信号Ｓとキャリア信号ｃｏｓ２πνｔ、又は受信
信号Ｓとキャリア信号−ｓｉｎ２πνｔ）がそれぞれ乗
算される。これにより乗算前の各２つの信号の和と差の
周波数の双方をもつ２つの信号が生成され、これらの各
信号はそれぞれ各低域通過フィルタ１７３，１７４を経
由することにより差の周波数の信号のみを担持する、直
交検波後の受信信号ＳのＩ成分、Ｑ成分が生成される。
この直交検波された受信信号ＳのＩ成分、Ｑ成分は、各
Ａ／Ｄ変換器１７５，１７６に入力されてＡ／Ｄ変換さ
れ、各ＲＡＭ１７７，１７８に一旦格納される。
７に入力されて直交検波される。図１４は、この直交検
波器１７の内部構成を表わすブロック図である。この直
交検波器１７に入力された受信信号Ｓは２系統に分割さ
れ、それぞれが乗算器１７１，１７２に入力される。ま
たこれらの乗算器１７１，１７２には、互いに９０°位
相の異なる２つの正弦波信号（キャリア信号）ｃｏｓ２
πνｔ，−ｓｉｎ２πνｔがそれぞれ入力され、これら
の乗算器１７１，１７２では入力された各２つの信号
（受信信号Ｓとキャリア信号ｃｏｓ２πνｔ、又は受信
信号Ｓとキャリア信号−ｓｉｎ２πνｔ）がそれぞれ乗
算される。これにより乗算前の各２つの信号の和と差の
周波数の双方をもつ２つの信号が生成され、これらの各
信号はそれぞれ各低域通過フィルタ１７３，１７４を経
由することにより差の周波数の信号のみを担持する、直
交検波後の受信信号ＳのＩ成分、Ｑ成分が生成される。
この直交検波された受信信号ＳのＩ成分、Ｑ成分は、各
Ａ／Ｄ変換器１７５，１７６に入力されてＡ／Ｄ変換さ
れ、各ＲＡＭ１７７，１７８に一旦格納される。
【０００８】その後、直交検波後の受信信号のＩ成分、
Ｑ成分は、各ＲＡＭ１７７，１７８から読み出されて、
図１３に示す第１および第２のＭＴＩフィルタ（Ｍｏｖ
ｉｎｇ Ｔａｒｇｅｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）１８，１
９に入力されるが、ＲＡＭ１７７，１７８から読み出さ
れる順番はＲＡＮ１７７，１７８に格納された順番とは
異なり、例えば被検体内の各方向に関する８回ずつの超
音波ビームの送信により得られた、被検体内の各観察点
毎の８つの受信信号のＩ成分、Ｑ成分が、各観察点毎
に、超音波ビームの送信の順序に従って読み出される。
Ｑ成分は、各ＲＡＭ１７７，１７８から読み出されて、
図１３に示す第１および第２のＭＴＩフィルタ（Ｍｏｖ
ｉｎｇ Ｔａｒｇｅｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）１８，１
９に入力されるが、ＲＡＭ１７７，１７８から読み出さ
れる順番はＲＡＮ１７７，１７８に格納された順番とは
異なり、例えば被検体内の各方向に関する８回ずつの超
音波ビームの送信により得られた、被検体内の各観察点
毎の８つの受信信号のＩ成分、Ｑ成分が、各観察点毎
に、超音波ビームの送信の順序に従って読み出される。
【０００９】ここでは、被検体内のある１点を代表点と
してその代表点についてＲＡＭ１７７，１７８から読み
出された信号をＩi （ｉ＝０，１，…，７）、Ｑi （ｉ
＝０，１，…，７）とする。ＲＡＭ１７７，１７８から
読み出された信号Ｉi ，Ｑi が入力されるＭＴＩ（（Ｍ
ｏｖｉｎｇ Ｔａｒｇｅｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）フィ
ルタ１８，１９（図１３参照）は、レーダーにおけるＭ
ＴＩフィルタと同様のものであり、典型的にはパルス信
号の繰返し周期に相当する遅延時間をもつ遅延回路と積
和器とで構成される、低周波信号を遮断するディジタル
フィルタであって、この超音波ドプラ診断装置の分野に
おいて広く用いられているものである。このＭＴＩフィ
ルタ１８，１９は、受信信号Ｓには、血流成分の情報と
ともに、血流以外の被検体の動き等に起因する比較的ゆ
るやかな動きの情報を担う、血流成分と比較し例えば１
００倍程度のパワーをもつクラッタ成分の情報が強大な
雑音成分として混入しているため、これを取り除く目的
で用いられるものである。
してその代表点についてＲＡＭ１７７，１７８から読み
出された信号をＩi （ｉ＝０，１，…，７）、Ｑi （ｉ
＝０，１，…，７）とする。ＲＡＭ１７７，１７８から
読み出された信号Ｉi ，Ｑi が入力されるＭＴＩ（（Ｍ
ｏｖｉｎｇ Ｔａｒｇｅｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）フィ
ルタ１８，１９（図１３参照）は、レーダーにおけるＭ
ＴＩフィルタと同様のものであり、典型的にはパルス信
号の繰返し周期に相当する遅延時間をもつ遅延回路と積
和器とで構成される、低周波信号を遮断するディジタル
フィルタであって、この超音波ドプラ診断装置の分野に
おいて広く用いられているものである。このＭＴＩフィ
ルタ１８，１９は、受信信号Ｓには、血流成分の情報と
ともに、血流以外の被検体の動き等に起因する比較的ゆ
るやかな動きの情報を担う、血流成分と比較し例えば１
００倍程度のパワーをもつクラッタ成分の情報が強大な
雑音成分として混入しているため、これを取り除く目的
で用いられるものである。
【００１０】ＭＴＩフィルタは本発明の主題をなすもの
であり、従ってＭＴＩフィルタについては後に詳細に説
明する。ＭＴＩフィルタ１８，１９から出力されたクラ
ッタ成分の情報が除去されたクラッタ除去信号ＢＩi ，
ＢＱi は相関器２０に入力される。相関器２０では、被
検体内の各観察点毎に、以下の式
であり、従ってＭＴＩフィルタについては後に詳細に説
明する。ＭＴＩフィルタ１８，１９から出力されたクラ
ッタ成分の情報が除去されたクラッタ除去信号ＢＩi ，
ＢＱi は相関器２０に入力される。相関器２０では、被
検体内の各観察点毎に、以下の式
【００１１】
【数１】
【００１２】に基づく自己相関演算により角度Δθを求
め、これにより、被検体内の各観察点毎に、角度Δθに
比例した血流速度ＶB および角度Δθのばらつきを表わ
す血流速度の分散σB 2等の血流情報を担持する血流信号
ＳB が求められる。図１５は、ＭＴＩフィルタの特性の
一例を表わした図である。横軸はドプラ偏移周波数ｆd
（式（１）参照）を表わしている。また折れ線３１はＭ
ＴＩフィルタの特性を示しており、このＭＴＩフィルタ
はｆd ＝０を中心とした｜ｆd ｜≦Ｔｈの周波数帯域の
信号をカットし、｜ｆd ｜＞Ｔｈの周波数帯域の信号を
通過させる特性を有している。また山３２，３３は受信
信号Ｓが担持するそれぞれクラッタ成分、血流成分のド
プラ偏移周波数分布を表わしている。
め、これにより、被検体内の各観察点毎に、角度Δθに
比例した血流速度ＶB および角度Δθのばらつきを表わ
す血流速度の分散σB 2等の血流情報を担持する血流信号
ＳB が求められる。図１５は、ＭＴＩフィルタの特性の
一例を表わした図である。横軸はドプラ偏移周波数ｆd
（式（１）参照）を表わしている。また折れ線３１はＭ
ＴＩフィルタの特性を示しており、このＭＴＩフィルタ
はｆd ＝０を中心とした｜ｆd ｜≦Ｔｈの周波数帯域の
信号をカットし、｜ｆd ｜＞Ｔｈの周波数帯域の信号を
通過させる特性を有している。また山３２，３３は受信
信号Ｓが担持するそれぞれクラッタ成分、血流成分のド
プラ偏移周波数分布を表わしている。
【００１３】図１５（ａ）に示すように、血流の流れが
早く山３３が山３２と大きく離れている場合には、山３
２に対応するクラッタ成分の情報をカットするとともに
山３３に対応する血流成分の情報を通過させるようにＭ
ＴＩフィルタの信号遮断帯域を定めることにより、クラ
ッタ成分の情報が選択的に除去されたクラッタ除去信号
ＢＩi ，ＢＱi （図１３参照）が出力されるが、血流の
速度が非常に遅い場合は、例えば図１５（ｂ）に示すよ
うに山３３が山３２に近づき、これらの山３２，３３が
互いに分離している場合であっても、クラッタ成分の情
報を除去するようにＭＴＩフィルタの特性を定めると血
流成分の情報まで除去されてしまい、クラッタ成分の情
報のみを選択的に除去することができないという問題が
ある。特に近年では例えば肝臓等腹部の血流情報を検出
する要請が高まり、このためクラッタ成分と同程度のド
プラ偏移周波数をもつ非常に速度の遅い血流まで検出す
ることが重要となってきている。
早く山３３が山３２と大きく離れている場合には、山３
２に対応するクラッタ成分の情報をカットするとともに
山３３に対応する血流成分の情報を通過させるようにＭ
ＴＩフィルタの信号遮断帯域を定めることにより、クラ
ッタ成分の情報が選択的に除去されたクラッタ除去信号
ＢＩi ，ＢＱi （図１３参照）が出力されるが、血流の
速度が非常に遅い場合は、例えば図１５（ｂ）に示すよ
うに山３３が山３２に近づき、これらの山３２，３３が
互いに分離している場合であっても、クラッタ成分の情
報を除去するようにＭＴＩフィルタの特性を定めると血
流成分の情報まで除去されてしまい、クラッタ成分の情
報のみを選択的に除去することができないという問題が
ある。特に近年では例えば肝臓等腹部の血流情報を検出
する要請が高まり、このためクラッタ成分と同程度のド
プラ偏移周波数をもつ非常に速度の遅い血流まで検出す
ることが重要となってきている。
【００１４】図１６は、クラッタ成分のドプラ偏移周波
数と血流成分のドプラ偏移周波数とが近似している場合
であってもクラッタ成分の情報を選択的に除去すること
ができるように構成された、図１２の血流情報検出部１
５に相当する信号処理回路図、図１７は図１６に示す複
素ＭＴＩフィルタの特性と受信信号との関係を表わした
図である。これらの図において図１３〜図１５の各図に
おける要素と対応する要素には、図１３〜図１５に付し
た番号、記号と同一の番号、記号を付し、説明は省略す
る。
数と血流成分のドプラ偏移周波数とが近似している場合
であってもクラッタ成分の情報を選択的に除去すること
ができるように構成された、図１２の血流情報検出部１
５に相当する信号処理回路図、図１７は図１６に示す複
素ＭＴＩフィルタの特性と受信信号との関係を表わした
図である。これらの図において図１３〜図１５の各図に
おける要素と対応する要素には、図１３〜図１５に付し
た番号、記号と同一の番号、記号を付し、説明は省略す
る。
【００１５】複素ＭＴＩフィルタ２２は、従来知られて
いる回路構成では、通常用いられている実数型ＭＴＩフ
ィルタ（図１３，図１５参照）と比べフィルタを構成す
る素子数が多く回路規模が非常に大きいという欠点を有
するが、一方、信号遮断帯域の中心周波数を＝０以外の
周波数とすることができるという特性を備えている。図
１６に示す信号処理回路はその特性を生かしたものであ
る。
いる回路構成では、通常用いられている実数型ＭＴＩフ
ィルタ（図１３，図１５参照）と比べフィルタを構成す
る素子数が多く回路規模が非常に大きいという欠点を有
するが、一方、信号遮断帯域の中心周波数を＝０以外の
周波数とすることができるという特性を備えている。図
１６に示す信号処理回路はその特性を生かしたものであ
る。
【００１６】直交検波器１７から出力された受信信号Ｓ
のＩ成分Ｉi 、Ｑ成分Ｑi はクラッタ成分の情報を除去
することなく、相関器２１に入力され、この相関器２１
で自己相関演算がなされ、これにより、被検体内の各観
察点毎の、クラッタ成分の移動速度Ｖc とその分散σc 2
が求められる。ここで、この相関器２１に入力される信
号にはクラッタ成分と血流成分の双方の情報が含まれる
が、クラッタ成分は血流成分と比べ１００倍（４０ｄ
Ｂ）程度のパワーを有しているため、血流成分の情報を
含んだまま自己相関演算を行ってもクラッタ成分の移動
速度Ｖc 、分散σ c 2が求められる。この求められたクラ
ッタ成分の移動速度Ｖc 、分散σc 2を表わす信号はメモ
リ２２に入力される。このメモリ２２内には移動速度Ｖ
c と複素ＭＴＩフィルタ２５の信号遮断帯域の中心周波
数を定める係数との対応表、および分散σc 2と複素ＭＴ
Ｉフィルタ２２の信号遮断帯域の帯域幅Ｗを定める係数
との対応表がルックアップテーブルの形式であらかじめ
記憶されており、相関器２１で求められた移動速度Ｖc
及び分散σc 2がメモリ２２に入力されるとこのメモリ２
２から複素ＭＴＩフィルタ２５の信号遮断帯域の中心周
波数を定める係数と帯域幅Ｗを定める係数が出力され、
これらの係数が複素ＭＴＩフィルタ２５に入力される。
のＩ成分Ｉi 、Ｑ成分Ｑi はクラッタ成分の情報を除去
することなく、相関器２１に入力され、この相関器２１
で自己相関演算がなされ、これにより、被検体内の各観
察点毎の、クラッタ成分の移動速度Ｖc とその分散σc 2
が求められる。ここで、この相関器２１に入力される信
号にはクラッタ成分と血流成分の双方の情報が含まれる
が、クラッタ成分は血流成分と比べ１００倍（４０ｄ
Ｂ）程度のパワーを有しているため、血流成分の情報を
含んだまま自己相関演算を行ってもクラッタ成分の移動
速度Ｖc 、分散σ c 2が求められる。この求められたクラ
ッタ成分の移動速度Ｖc 、分散σc 2を表わす信号はメモ
リ２２に入力される。このメモリ２２内には移動速度Ｖ
c と複素ＭＴＩフィルタ２５の信号遮断帯域の中心周波
数を定める係数との対応表、および分散σc 2と複素ＭＴ
Ｉフィルタ２２の信号遮断帯域の帯域幅Ｗを定める係数
との対応表がルックアップテーブルの形式であらかじめ
記憶されており、相関器２１で求められた移動速度Ｖc
及び分散σc 2がメモリ２２に入力されるとこのメモリ２
２から複素ＭＴＩフィルタ２５の信号遮断帯域の中心周
波数を定める係数と帯域幅Ｗを定める係数が出力され、
これらの係数が複素ＭＴＩフィルタ２５に入力される。
【００１７】また、直交検波器１７から出力された受信
信号ＳのＩ成分Ｉi 、Ｑ成分Ｑi は、各遅延器２３，２
４にも入力され、相関器２１で移動速度Ｖc 、分散σc 2
が求められメモリ２２で上記係数が求められてその係数
が複素ＭＴＩフィルタ２５に入力されるまでの時間遅延
された後、複素ＭＴＩフィルタ２５に入力される。この
複素ＭＴＩフィルタ２５は、図１７に示すように、クラ
ッタ成分（山３２）のみを選択的に除去するように上記
係数によりその特性が定められており、したがって血流
成分（山３３）が有効に取り出される。
信号ＳのＩ成分Ｉi 、Ｑ成分Ｑi は、各遅延器２３，２
４にも入力され、相関器２１で移動速度Ｖc 、分散σc 2
が求められメモリ２２で上記係数が求められてその係数
が複素ＭＴＩフィルタ２５に入力されるまでの時間遅延
された後、複素ＭＴＩフィルタ２５に入力される。この
複素ＭＴＩフィルタ２５は、図１７に示すように、クラ
ッタ成分（山３２）のみを選択的に除去するように上記
係数によりその特性が定められており、したがって血流
成分（山３３）が有効に取り出される。
【００１８】尚、クラッタ成分の移動速度の分散σc 2に
ついては、比較的実験的、経験的に求めやすいため、複
素ＭＴＩフィルタ２２の信号遮断帯域の帯域幅Ｗはあら
かじめ実験的、経験的に定められた値に固定し、相関器
２１ではクラッタ成分の移動速度Ｖc のみを求め、これ
に基づいて複素ＭＴＩフィルタ２５の信号遮断帯域の中
心周波数を定めてもよい。ただしこの固定された帯域幅
Ｗは被検体の測定部位に応じて変更することが好まし
い。
ついては、比較的実験的、経験的に求めやすいため、複
素ＭＴＩフィルタ２２の信号遮断帯域の帯域幅Ｗはあら
かじめ実験的、経験的に定められた値に固定し、相関器
２１ではクラッタ成分の移動速度Ｖc のみを求め、これ
に基づいて複素ＭＴＩフィルタ２５の信号遮断帯域の中
心周波数を定めてもよい。ただしこの固定された帯域幅
Ｗは被検体の測定部位に応じて変更することが好まし
い。
【００１９】また複素ＭＴＩフィルタ２５の信号遮断帯
域の中心周波数、帯域幅Ｗの定め方によっては、直流成
分（ｆd ＝０）がこの信号遮断帯域から外れてしまうこ
ともあり得るが、例えば直交検波器１７を構成する乗算
器１７１，１７２（（図１４参照）のオフセットや図示
しない増幅器のオフセット等に起因する不要な直流成分
をもつ信号が複素ＭＴＩフィルタ２５に入力されること
も有り得るため、この複素ＭＴＩフィルタ２５に入力さ
れる信号の直流成分を遮断するようにその信号遮断帯域
にｆd ＝０を含ませることが好ましい。
域の中心周波数、帯域幅Ｗの定め方によっては、直流成
分（ｆd ＝０）がこの信号遮断帯域から外れてしまうこ
ともあり得るが、例えば直交検波器１７を構成する乗算
器１７１，１７２（（図１４参照）のオフセットや図示
しない増幅器のオフセット等に起因する不要な直流成分
をもつ信号が複素ＭＴＩフィルタ２５に入力されること
も有り得るため、この複素ＭＴＩフィルタ２５に入力さ
れる信号の直流成分を遮断するようにその信号遮断帯域
にｆd ＝０を含ませることが好ましい。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、複素Ｍ
ＴＩフィルタは信号遮断帯域の中心周波数ｆ0 をｆ0 ＝
０以外の周波数とすることができ、したがって例えば図
１６に示すような信号処理により、クラッタ成分のドプ
ラ偏移周波数帯域と血流成分のドプラ偏移周波数帯域が
近接していても、それらが互いに重なり合っていない限
りクラッタ成分の情報を選択的に除去して血流情報を有
効に取り出すことができるが、従来のＭＴＩフィルタを
単純に組み合わせて複素ＭＴＩフィルタを構成すると、
理論上は複素ＭＴＩフィルタとして動作はするが回路規
模が大きくなり過ぎ実用的ではないという問題がある。
ＴＩフィルタは信号遮断帯域の中心周波数ｆ0 をｆ0 ＝
０以外の周波数とすることができ、したがって例えば図
１６に示すような信号処理により、クラッタ成分のドプ
ラ偏移周波数帯域と血流成分のドプラ偏移周波数帯域が
近接していても、それらが互いに重なり合っていない限
りクラッタ成分の情報を選択的に除去して血流情報を有
効に取り出すことができるが、従来のＭＴＩフィルタを
単純に組み合わせて複素ＭＴＩフィルタを構成すると、
理論上は複素ＭＴＩフィルタとして動作はするが回路規
模が大きくなり過ぎ実用的ではないという問題がある。
【００２１】以下、従来の通常の実数型ＭＴＩフィルタ
について先ず説明し、その後、その実数型ＭＴＩフィル
タを単純に組み合わせることにより構成された複素ＭＴ
Ｉフィルタについて説明する。図１８は、図１３に示す
従来の実数型ＭＴＩフィルタの一例である、移動平均型
（Ｍｏｖｉｎｇ Ａｖｅｒａｇｅ（ＭＡ）型；有限イン
パルスレスポンス型（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｎｐｕｌｓｅ
Ｒｅｓｐｏｎｓｅ（ＦＩＲ）型）のＭＴＩフィルタの回
路ブロック図である。
について先ず説明し、その後、その実数型ＭＴＩフィル
タを単純に組み合わせることにより構成された複素ＭＴ
Ｉフィルタについて説明する。図１８は、図１３に示す
従来の実数型ＭＴＩフィルタの一例である、移動平均型
（Ｍｏｖｉｎｇ Ａｖｅｒａｇｅ（ＭＡ）型；有限イン
パルスレスポンス型（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｎｐｕｌｓｅ
Ｒｅｓｐｏｎｓｅ（ＦＩＲ）型）のＭＴＩフィルタの回
路ブロック図である。
【００２２】ここに示す移動平均型ＭＴＩフィルタ１
８，１９は、入力信号Ｉi,Ｑi に各係数Ｋ０，Ｋ１，
…，Ｋ７を乗算する乗算器１８１ ０，１８１ １，
…，１８１ ７；１９１ ０，１９１ １，…，１９１
７と、各係数が乗算された信号を遅延させる遅延器１８
２ ０，１８２ １，…，１８２ ６；１９２ ０，１
９２ １，…，１９２ ６と、遅延された信号どうしを
加算する加算器１８３ ０，１８３ １，…，１８３
６；１９３ ０，１９３ １，…，１９３ ６から構成
されている。
８，１９は、入力信号Ｉi,Ｑi に各係数Ｋ０，Ｋ１，
…，Ｋ７を乗算する乗算器１８１ ０，１８１ １，
…，１８１ ７；１９１ ０，１９１ １，…，１９１
７と、各係数が乗算された信号を遅延させる遅延器１８
２ ０，１８２ １，…，１８２ ６；１９２ ０，１
９２ １，…，１９２ ６と、遅延された信号どうしを
加算する加算器１８３ ０，１８３ １，…，１８３
６；１９３ ０，１９３ １，…，１９３ ６から構成
されている。
【００２３】従来の超音波診断装置には、典型的には４
次（入力信号に各係数を乗算する乗算器が４個）程度の
移動平均型ＭＴＩフィルタが用いられているが、近年の
臨床医学においては、前述したように、従来よりも、ク
ラッタ成分の移動速度と近似した程度に低速の血流も検
出することが要請されてきており、この要請を満足させ
るために微妙なフィルタリング特性が必要となり、この
図に示すような８次程度の移動平均型ＭＴＩフィルタを
用いることが好ましい状況となってきている。
次（入力信号に各係数を乗算する乗算器が４個）程度の
移動平均型ＭＴＩフィルタが用いられているが、近年の
臨床医学においては、前述したように、従来よりも、ク
ラッタ成分の移動速度と近似した程度に低速の血流も検
出することが要請されてきており、この要請を満足させ
るために微妙なフィルタリング特性が必要となり、この
図に示すような８次程度の移動平均型ＭＴＩフィルタを
用いることが好ましい状況となってきている。
【００２４】この図１８に示すような移動平均型ＭＴＩ
フィルタを用い、係数Ｋ０，Ｋ１，…，Ｋ７を適切に選
択することにより、図１５に示すように、ドプラ偏移周
波数ｆd に関し左右対象の、｜ｆd ｜＜Ｔｈの周波数帯
域の信号がカットされる。図１９は、従来の実数型ＭＴ
Ｉフィルタの他の例である、自己回帰型（Ａｕｔｏ Ｒ
ｅｇｒｅｓｓｉｖｅ（ＡＲ）型；無限インパルスレスポ
ンス型（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｎｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐ
ｏｎｓｅ（ＩＩＲ）型）のＭＴＩフィルタの回路ブロッ
ク図である。
フィルタを用い、係数Ｋ０，Ｋ１，…，Ｋ７を適切に選
択することにより、図１５に示すように、ドプラ偏移周
波数ｆd に関し左右対象の、｜ｆd ｜＜Ｔｈの周波数帯
域の信号がカットされる。図１９は、従来の実数型ＭＴ
Ｉフィルタの他の例である、自己回帰型（Ａｕｔｏ Ｒ
ｅｇｒｅｓｓｉｖｅ（ＡＲ）型；無限インパルスレスポ
ンス型（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｎｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐ
ｏｎｓｅ（ＩＩＲ）型）のＭＴＩフィルタの回路ブロッ
ク図である。
【００２５】この図に示す自己回帰型ＭＴＩフィルタ
は、移動平均型ＭＴＩフィルタと比べ回路規模的には多
少小規模で済むが、入力信号Ｉi ，Ｑi の初期値により
その後の応答が変化し、したがって被検体内の各観察点
について例えば８個のデータしか有しないような超音波
診断装置のような用途には、移動平均型と比べ比較的不
向きである。ただし、後述する本発明は、実数型ＭＴＩ
フィルタの型を問うものではない。
は、移動平均型ＭＴＩフィルタと比べ回路規模的には多
少小規模で済むが、入力信号Ｉi ，Ｑi の初期値により
その後の応答が変化し、したがって被検体内の各観察点
について例えば８個のデータしか有しないような超音波
診断装置のような用途には、移動平均型と比べ比較的不
向きである。ただし、後述する本発明は、実数型ＭＴＩ
フィルタの型を問うものではない。
【００２６】図２０は、図１８に示す実数型の移動平均
型ＭＴＩフィルタを用いて構成した複素ＭＴＩフィルタ
の回路ブロック図である。２つの入力信号Ｉ，Ｑをそれ
ぞれ実部、虚部とする複素数Ｉ＋ｊＱ（ｊは虚数単位を
表わす）とし、複素係数をＫR ＋ｊＫI とし、複素数Ｉ
＋ｊＱに複素係数ＫR ＋ｊＫI を乗算した結果をＢＩ＋
ｊＢＱとすると、 ＢＩ＋ｊＢＱ＝（Ｉ＋ｊＱ）・（ＫR ＋ｊＫI ） ＝（Ｉ・ＫR −Ｑ・ＫI ）＋ｊ（Ｑ・ＫR ＋Ｉ・ＫI ）…（４） となる。図２０は、各実数型ＭＴＩフィルタを（４）式
に示す１つずつの係数と見立てた構成となっている。
型ＭＴＩフィルタを用いて構成した複素ＭＴＩフィルタ
の回路ブロック図である。２つの入力信号Ｉ，Ｑをそれ
ぞれ実部、虚部とする複素数Ｉ＋ｊＱ（ｊは虚数単位を
表わす）とし、複素係数をＫR ＋ｊＫI とし、複素数Ｉ
＋ｊＱに複素係数ＫR ＋ｊＫI を乗算した結果をＢＩ＋
ｊＢＱとすると、 ＢＩ＋ｊＢＱ＝（Ｉ＋ｊＱ）・（ＫR ＋ｊＫI ） ＝（Ｉ・ＫR −Ｑ・ＫI ）＋ｊ（Ｑ・ＫR ＋Ｉ・ＫI ）…（４） となる。図２０は、各実数型ＭＴＩフィルタを（４）式
に示す１つずつの係数と見立てた構成となっている。
【００２７】この図２０に示す複素ＭＴＩフィルタは、
その回路規模が図１８に示す実数型ＭＴＩフィルタと比
べ２倍以上である。また、このような複素ＭＴＩフィル
タでは、クラッタ成分の情報を選択的に除去するため
に、１６個の各係数ＫR0, ＫR1，…，ＫR7；ＫI0，
ＫI1，…，ＫI7を、被検体内の各観察点毎に、その観察
点のクラッタ成分の移動速度等に合わせて入れ替える必
要があり、これを実現するには大規模のテーブルが必要
となり、大容量のメモリ２２（図１６参照）、例えば何
個ものＲＯＭメモリが必要となる。これらのことから、
回路規模が全体として非常に大きくなり、現実的でな
く、実現できたとしてもスペース的、コスト的に大変不
利である。
その回路規模が図１８に示す実数型ＭＴＩフィルタと比
べ２倍以上である。また、このような複素ＭＴＩフィル
タでは、クラッタ成分の情報を選択的に除去するため
に、１６個の各係数ＫR0, ＫR1，…，ＫR7；ＫI0，
ＫI1，…，ＫI7を、被検体内の各観察点毎に、その観察
点のクラッタ成分の移動速度等に合わせて入れ替える必
要があり、これを実現するには大規模のテーブルが必要
となり、大容量のメモリ２２（図１６参照）、例えば何
個ものＲＯＭメモリが必要となる。これらのことから、
回路規模が全体として非常に大きくなり、現実的でな
く、実現できたとしてもスペース的、コスト的に大変不
利である。
【００２８】図２１は、図１９に示す実数型の自己回帰
型ＭＴＩフィルタを用いて構成した複素ＭＴＩフィルタ
の回路ブロック図である。この図２１に示す複素ＭＴＩ
フィルタも、図１９に示す実数型ＭＴＩフィルタと比べ
２倍以上の回路規模となっている。本発明は、上記事情
に鑑み、より簡単な構成で安価な複素ＭＴＩフィルタを
提供することを目的とする。
型ＭＴＩフィルタを用いて構成した複素ＭＴＩフィルタ
の回路ブロック図である。この図２１に示す複素ＭＴＩ
フィルタも、図１９に示す実数型ＭＴＩフィルタと比べ
２倍以上の回路規模となっている。本発明は、上記事情
に鑑み、より簡単な構成で安価な複素ＭＴＩフィルタを
提供することを目的とする。
【００２９】
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の複素Ｍ
ＴＩフィルタの原理ブロック図である。ここでは、上述
の例に従って、被検体内の各観察点に対応する、各複素
数Ｉi ＋ｊＱi （ｉ＝０，１，…，７）を表わす８個の
複素数データが順次入力されるものとして説明する。ま
たこれら８個の複素数データの入力と同期して、各角度
θi （ｉ＝０，１，…，７）を表わす８個の角度データ
も順次入力される。
ＴＩフィルタの原理ブロック図である。ここでは、上述
の例に従って、被検体内の各観察点に対応する、各複素
数Ｉi ＋ｊＱi （ｉ＝０，１，…，７）を表わす８個の
複素数データが順次入力されるものとして説明する。ま
たこれら８個の複素数データの入力と同期して、各角度
θi （ｉ＝０，１，…，７）を表わす８個の角度データ
も順次入力される。
【００３０】本発明の複素ＭＴＩフィルタは、基本的
に、第１の位相回転手段１と、第１および第２の実数型
ＭＴＩフィルタ２，３と、第２の位相回転手段４から構
成されている。第１の位相回転手段１には、角度データ
と複素数データが互いに対応づけられて入力され、第１
の位相回転手段１では、入力された複素数データが表わ
す複素数Ｉi ＋ｊＱi の位相が、角度データが表わす角
度θi だけ回転される。
に、第１の位相回転手段１と、第１および第２の実数型
ＭＴＩフィルタ２，３と、第２の位相回転手段４から構
成されている。第１の位相回転手段１には、角度データ
と複素数データが互いに対応づけられて入力され、第１
の位相回転手段１では、入力された複素数データが表わ
す複素数Ｉi ＋ｊＱi の位相が、角度データが表わす角
度θi だけ回転される。
【００３１】この第１の位相回転手段１は、この第１の
位相回転手段１に入力された複素数データが表わす複素
数と、この第１の位相回転手段１に入力された角度デー
タが表わす角度の余弦および正弦をそれぞれ実部および
虚部とする複素数との複素乗算を行なう複素乗算手段を
備えた構成とすることができる。第１の位相回転手段１
により位相が回転された複素数の実部および虚部を表わ
す各データは、それぞれ第１および第２の実数型ＭＴＩ
フィルタ２，３に入力される。この実数型ＭＴＩフィル
タの型式は特に限定されるものではなく、移動平均型Ｍ
ＴＩフィルタであってもよく、自己回帰型ＭＴＩフィル
タであってもよく、移動平均型と自己回帰型との双方を
組み合わせた自己回帰移動平均型ＭＴＩフィルタであっ
てもよい。またこれら第１および第２の実数型ＭＴＩフ
ィルタ２，３には、これら第１および第２の実数型ＭＴ
Ｉフィルタ２，３のフィルタ係数を随時切換える係数切
換手段を備えることが好ましい。これら第１および第２
の実数型ＭＴＩフィルタ２，３では、入力された各デー
タにフィルタ係数に応じた各所定のフィルタリング処理
が施される。
位相回転手段１に入力された複素数データが表わす複素
数と、この第１の位相回転手段１に入力された角度デー
タが表わす角度の余弦および正弦をそれぞれ実部および
虚部とする複素数との複素乗算を行なう複素乗算手段を
備えた構成とすることができる。第１の位相回転手段１
により位相が回転された複素数の実部および虚部を表わ
す各データは、それぞれ第１および第２の実数型ＭＴＩ
フィルタ２，３に入力される。この実数型ＭＴＩフィル
タの型式は特に限定されるものではなく、移動平均型Ｍ
ＴＩフィルタであってもよく、自己回帰型ＭＴＩフィル
タであってもよく、移動平均型と自己回帰型との双方を
組み合わせた自己回帰移動平均型ＭＴＩフィルタであっ
てもよい。またこれら第１および第２の実数型ＭＴＩフ
ィルタ２，３には、これら第１および第２の実数型ＭＴ
Ｉフィルタ２，３のフィルタ係数を随時切換える係数切
換手段を備えることが好ましい。これら第１および第２
の実数型ＭＴＩフィルタ２，３では、入力された各デー
タにフィルタ係数に応じた各所定のフィルタリング処理
が施される。
【００３２】これら第１および第２の実数型ＭＴＩフィ
ルタ２，３で各所定のフィルタリング処理が施された各
データは、第２の位相回転手段４に入力される。また第
２の位相回転手段４には、角度データも入力される。こ
の第２の位相回転手段４では、第１および第２の実数型
ＭＴＩフィルタ２，３によりそれぞれ各所定のフィルタ
リング処理の施された各データをそれぞれ実部および虚
部とする複素数の位相が、第１の位相回転手段１におけ
る位相回転角度θi と絶対値が同一かつ逆符号の角度だ
け回転される。この第２の位相回転手段４も、第１の位
相回転手段１と同様に、この第２の位相回転手段４に入
力された複素数データが表わす複素数と、この第２の位
相回転手段に入力された角度データが表わす角度の余弦
および正弦をそれぞれ実部および虚部とする複素数との
複素乗算を行なう複素乗算手段を備えた構成とすること
ができる。
ルタ２，３で各所定のフィルタリング処理が施された各
データは、第２の位相回転手段４に入力される。また第
２の位相回転手段４には、角度データも入力される。こ
の第２の位相回転手段４では、第１および第２の実数型
ＭＴＩフィルタ２，３によりそれぞれ各所定のフィルタ
リング処理の施された各データをそれぞれ実部および虚
部とする複素数の位相が、第１の位相回転手段１におけ
る位相回転角度θi と絶対値が同一かつ逆符号の角度だ
け回転される。この第２の位相回転手段４も、第１の位
相回転手段１と同様に、この第２の位相回転手段４に入
力された複素数データが表わす複素数と、この第２の位
相回転手段に入力された角度データが表わす角度の余弦
および正弦をそれぞれ実部および虚部とする複素数との
複素乗算を行なう複素乗算手段を備えた構成とすること
ができる。
【００３３】図２は、本発明の複素ＭＴＩフィルタの変
形例を示した原理ブロック図である。この図２に示す本
発明の複素ＭＴＩフィルタには、図１に示す各要素のほ
か、角度累積手段５と余弦正弦算出手段６が備えられて
いる。角度累積手段５には角度データが入力され、角度
累積手段５では、入力された角度データが表わす角度Δ
θ自身を順次累積することにより各累積角度θi が求め
られる。
形例を示した原理ブロック図である。この図２に示す本
発明の複素ＭＴＩフィルタには、図１に示す各要素のほ
か、角度累積手段５と余弦正弦算出手段６が備えられて
いる。角度累積手段５には角度データが入力され、角度
累積手段５では、入力された角度データが表わす角度Δ
θ自身を順次累積することにより各累積角度θi が求め
られる。
【００３４】この角度累積手段５において求められた累
積角度θi を表わす角度データは余弦正弦算出手段６に
入力される。余弦正弦算出手段６では、入力された角度
データが表わす角度θi の余弦ｃｏｓθi および正弦ｓ
ｉｎθi が求められ、これら余弦ｃｏｓθi および正弦
ｓｉｎθi を表わすデータが角度データとして第１の位
相回転手段１および第２の位相回転手段４に入力され
る。
積角度θi を表わす角度データは余弦正弦算出手段６に
入力される。余弦正弦算出手段６では、入力された角度
データが表わす角度θi の余弦ｃｏｓθi および正弦ｓ
ｉｎθi が求められ、これら余弦ｃｏｓθi および正弦
ｓｉｎθi を表わすデータが角度データとして第１の位
相回転手段１および第２の位相回転手段４に入力され
る。
【００３５】尚、余弦正弦算出手段６は、角度θi から
余弦ｃｏｓθi 、正弦ｓｉｎθi を計算して求めるもの
であってもよいが、角度θi をアドレスとし余弦ｃｏｓ
θi，正弦ｓｉｎθi を内容とするルックアップテーブ
ルの形式を備えたものであってもよい。このように、本
発明においては、複素数Ｉi ＋ｊＱi の回転角度θi を
その都度外部から入力することに代え、図２に示すよう
に、入力された角度Δθ自身を順次累積することにより
各累積角度（各回転角度）θi を求める構成としてもよ
い。
余弦ｃｏｓθi 、正弦ｓｉｎθi を計算して求めるもの
であってもよいが、角度θi をアドレスとし余弦ｃｏｓ
θi，正弦ｓｉｎθi を内容とするルックアップテーブ
ルの形式を備えたものであってもよい。このように、本
発明においては、複素数Ｉi ＋ｊＱi の回転角度θi を
その都度外部から入力することに代え、図２に示すよう
に、入力された角度Δθ自身を順次累積することにより
各累積角度（各回転角度）θi を求める構成としてもよ
い。
【００３６】また余弦正弦算出手段６は、図２に示すよ
うに、第１および第２の位相回転手段１，４とは独立に
備えてもよく、もしくは、第１および第２の位相回転手
段１，４の内部で回転角度の余弦、正弦を求めるように
構成してもよい。図３は、本発明の複素ＭＴＩフィルタ
のもう１つの変形例を示したブロック図である。図３に
示す複素ＭＴＩフィルタは、図１に示す複素ＭＴＩフィ
ルタの後段に直流カットフィルタ７，８を備えた構成と
なっている。直交検波器１７（図１５参照）から出力さ
れた信号には、オフセット電圧が重畳されているおそれ
があり、このオフセット電圧が問題となるような場合に
は図３に示すように直流カットフィルタ７，８を備える
ことが好ましい。尚この直流カットフィルタ７，８は、
第２の位相回転手段４の後段に備えることに代え、第１
の位相回転手段１の前段に備えてもよい。
うに、第１および第２の位相回転手段１，４とは独立に
備えてもよく、もしくは、第１および第２の位相回転手
段１，４の内部で回転角度の余弦、正弦を求めるように
構成してもよい。図３は、本発明の複素ＭＴＩフィルタ
のもう１つの変形例を示したブロック図である。図３に
示す複素ＭＴＩフィルタは、図１に示す複素ＭＴＩフィ
ルタの後段に直流カットフィルタ７，８を備えた構成と
なっている。直交検波器１７（図１５参照）から出力さ
れた信号には、オフセット電圧が重畳されているおそれ
があり、このオフセット電圧が問題となるような場合に
は図３に示すように直流カットフィルタ７，８を備える
ことが好ましい。尚この直流カットフィルタ７，８は、
第２の位相回転手段４の後段に備えることに代え、第１
の位相回転手段１の前段に備えてもよい。
【００３７】本発明の複素ＭＴＩフィルタは、超音波ド
プラ法を用いて被検体内を流れる流体、例えば血流の情
報を抽出する際に特に有効であり、この場合、第１の位
相回転手段１、第２の位相回転手段４には、超音波ドプ
ラ法により計測された、被検体中のクラッタの動きに対
応した角度を表わす角度データが入力される。
プラ法を用いて被検体内を流れる流体、例えば血流の情
報を抽出する際に特に有効であり、この場合、第１の位
相回転手段１、第２の位相回転手段４には、超音波ドプ
ラ法により計測された、被検体中のクラッタの動きに対
応した角度を表わす角度データが入力される。
【００３８】
【作用】図４〜図６は、本発明の複素ＭＴＩフィルタの
動作原理を超音波ドプラと関連づけて説明するための図
である。尚、これら図４〜図６は動作原理説明のための
図であって、そこに描かれている座標等は各図毎に必ず
しも対応しているとは限らない。またここでは図２に示
す構成を中心に説明する。
動作原理を超音波ドプラと関連づけて説明するための図
である。尚、これら図４〜図６は動作原理説明のための
図であって、そこに描かれている座標等は各図毎に必ず
しも対応しているとは限らない。またここでは図２に示
す構成を中心に説明する。
【００３９】超音波パルスビームを８回送信したことに
より得られる被検体内のある１点の、直交検波後のデー
タを（Ｉi ，Ｑi ）（ｉ＝０，１，…，７）とする。こ
れら８回の超音波ビームの送信の際、被検体内のその観
察点のクラッタ成分が所定の速度で移動していたとする
と、それに対応した分だけ受信した超音波信号の位相が
ずれ、このため図４に示すように、８個のデータ
（Ｉi ，Ｑi ）の複素座標上の点は、クラッタ成分の移
動速度Ｖc にほぼ比例する角度Δθi （ｉ＝１，２，
…，７）だけ回転した位置にくる。
より得られる被検体内のある１点の、直交検波後のデー
タを（Ｉi ，Ｑi ）（ｉ＝０，１，…，７）とする。こ
れら８回の超音波ビームの送信の際、被検体内のその観
察点のクラッタ成分が所定の速度で移動していたとする
と、それに対応した分だけ受信した超音波信号の位相が
ずれ、このため図４に示すように、８個のデータ
（Ｉi ，Ｑi ）の複素座標上の点は、クラッタ成分の移
動速度Ｖc にほぼ比例する角度Δθi （ｉ＝１，２，
…，７）だけ回転した位置にくる。
【００４０】そこで、ここでは、これらの角度Δθ
i （ｉ＝１，２，…，７）の平均的な値
i （ｉ＝１，２，…，７）の平均的な値
【００４１】
【数２】
【００４２】を求め、この平均の角度Δθが図２に示す
角度累積手段５に入力される。角度累積手段５では、入
力された角度Δθに基づいて、それ自身が順次累積され
て累積角度θｉ＝ｎΔθ（ｎは順次１ずつカウントアッ
プされた整数；ｎ＝０，１，…，７）が求められ、余弦
正弦算出手段６でｃｏｓθi ，ｓｉｎθi に変換されて
第１の位相回転手段１および第２の位相回転手段４に入
力される。
角度累積手段５に入力される。角度累積手段５では、入
力された角度Δθに基づいて、それ自身が順次累積され
て累積角度θｉ＝ｎΔθ（ｎは順次１ずつカウントアッ
プされた整数；ｎ＝０，１，…，７）が求められ、余弦
正弦算出手段６でｃｏｓθi ，ｓｉｎθi に変換されて
第１の位相回転手段１および第２の位相回転手段４に入
力される。
【００４３】第１の位相回転手段では、各データ
（Ｉi ，Ｑi ）（ｉ＝０，１，…，７）が全てほぼ（Ｉ
o ，Ｑo ）に近い位置にくるように、順次入力される各
データ（Ｉ i ，Ｑi ）を１つのデータ（Ｉo ，Ｑo ）に
重ねる方向（図２の場合は時計まわり）にθi ＝ｎ・Δ
θだけ回転する。具体的には各データ（Ｉi ，Ｑi ）を
複素数とし、この複素数と角度θi ＝ｎΔθの余弦およ
び正弦をそれぞれ実部および虚部とする複素数との複素
乗算が行なわれる。この複素乗算により、図４のＡ群に
示すように、８個のデータがほぼ近似した位置に来る。
（Ｉi ，Ｑi ）（ｉ＝０，１，…，７）が全てほぼ（Ｉ
o ，Ｑo ）に近い位置にくるように、順次入力される各
データ（Ｉ i ，Ｑi ）を１つのデータ（Ｉo ，Ｑo ）に
重ねる方向（図２の場合は時計まわり）にθi ＝ｎ・Δ
θだけ回転する。具体的には各データ（Ｉi ，Ｑi ）を
複素数とし、この複素数と角度θi ＝ｎΔθの余弦およ
び正弦をそれぞれ実部および虚部とする複素数との複素
乗算が行なわれる。この複素乗算により、図４のＡ群に
示すように、８個のデータがほぼ近似した位置に来る。
【００４４】このことは、見方を変えると、図１５に示
す図において、クラッタ情報３２が、ｆd ＝０を中心と
した位置までドプラ偏移周波数ｆd の軸上を移動するこ
とを意味する。このように周波数シフトされたデータが
第１および第２の実数型ＭＴＩフィルタ２，３に入力さ
れる。これら実数型ＭＴＩフィルタ２，３は、図１５に
示すように、ドプラ偏移周波数ｆd に関して左右対象
の、｜ｆd ｜＜Ｔｈの範囲の信号を除去するものである
が、上述したようにクラッタ情報３２がｆd ＝０を中心
とした位置まで周波数シフトしているため、実数型ＭＴ
Ｉフィルタによりクラッタ成分が効果的に除去される。
す図において、クラッタ情報３２が、ｆd ＝０を中心と
した位置までドプラ偏移周波数ｆd の軸上を移動するこ
とを意味する。このように周波数シフトされたデータが
第１および第２の実数型ＭＴＩフィルタ２，３に入力さ
れる。これら実数型ＭＴＩフィルタ２，３は、図１５に
示すように、ドプラ偏移周波数ｆd に関して左右対象
の、｜ｆd ｜＜Ｔｈの範囲の信号を除去するものである
が、上述したようにクラッタ情報３２がｆd ＝０を中心
とした位置まで周波数シフトしているため、実数型ＭＴ
Ｉフィルタによりクラッタ成分が効果的に除去される。
【００４５】第１および第２の実数型ＭＴＩフィルタ
２，３を通過したデータは、クラッタ成分に起因する成
分が除去され、血流に起因する成分が残る。このこと
は、図５に示すＡ群がＢ群に移動することを意味してい
る。Ｂ群のデータは、血流情報が抽出されたデータであ
り、Ｂ群に模式的に示されるようにデータ毎に位相が回
転しており、この位相回転量が血流速度に対応するが、
このままでは、第１の位相回転手段１における位相回転
による周波数シフトの影響が血流情報にもそのまま含ま
れているため、今度は逆方向に同じ量だけ周波数シフト
を行なう必要がある。
２，３を通過したデータは、クラッタ成分に起因する成
分が除去され、血流に起因する成分が残る。このこと
は、図５に示すＡ群がＢ群に移動することを意味してい
る。Ｂ群のデータは、血流情報が抽出されたデータであ
り、Ｂ群に模式的に示されるようにデータ毎に位相が回
転しており、この位相回転量が血流速度に対応するが、
このままでは、第１の位相回転手段１における位相回転
による周波数シフトの影響が血流情報にもそのまま含ま
れているため、今度は逆方向に同じ量だけ周波数シフト
を行なう必要がある。
【００４６】そこで第１および第２の実数型ＭＴＩフィ
ルタ２，３の出力データが第２の位相回転手段４に入力
され、第１の位相回転手段１における各回転角度θi ＝
ｎΔθと同一回転角度だけ、第１の位相回転手段１にお
ける回転方向とは逆方向（ここでは時計と逆まわり）に
回転される。すると図６に示すようなデータが得られ、
図６に示す角度Δψi （ｉ＝１，２，…，７）の平均的
な値
ルタ２，３の出力データが第２の位相回転手段４に入力
され、第１の位相回転手段１における各回転角度θi ＝
ｎΔθと同一回転角度だけ、第１の位相回転手段１にお
ける回転方向とは逆方向（ここでは時計と逆まわり）に
回転される。すると図６に示すようなデータが得られ、
図６に示す角度Δψi （ｉ＝１，２，…，７）の平均的
な値
【００４７】
【数３】
【００４８】が血流速度ＶB に比例した量となる。この
ように２つの実数型ＭＴＩフィルタの前後にそれぞれ位
相回転手段を備えることにより、全体として複素ＭＴＩ
フィルタが実現でき、しかも後述する実施例に示される
ように、位相回転手段は実数型ＭＴＩフィルタと比べ格
段に小規模の回路で実現することができ、したがって実
数型ＭＴＩフィルタをそのまま２倍備えた従来の複素Ｍ
ＴＩフィルタと比べ回路規模が格段に小規模で済む。ま
た、本発明の複素ＭＴＩフィルタはフィルタ係数も従来
の複数のＭＴＩフィルタの半分で済み、その分フィルタ
係数の格納しておくＲＯＭや配線等も節約でき、一層小
規模かつ安価なものとなる。
ように２つの実数型ＭＴＩフィルタの前後にそれぞれ位
相回転手段を備えることにより、全体として複素ＭＴＩ
フィルタが実現でき、しかも後述する実施例に示される
ように、位相回転手段は実数型ＭＴＩフィルタと比べ格
段に小規模の回路で実現することができ、したがって実
数型ＭＴＩフィルタをそのまま２倍備えた従来の複素Ｍ
ＴＩフィルタと比べ回路規模が格段に小規模で済む。ま
た、本発明の複素ＭＴＩフィルタはフィルタ係数も従来
の複数のＭＴＩフィルタの半分で済み、その分フィルタ
係数の格納しておくＲＯＭや配線等も節約でき、一層小
規模かつ安価なものとなる。
【００４９】尚、ここでは、図２に示す複素ＭＴＩフィ
ルタについてその原理を説明したが、角度累積手段５を
備える代わりに、各複素数Ｉi ＋ｊＱi の回転角度θi
を外部で演算し、この回転角度θi を表わすデータを複
素ＭＴＩフィルタに入力してもよい。また、図２には余
弦正弦算出手段６が第１および第２の位相回転手段１，
４とは独立に示されているが、この余弦正弦算出手段６
と同等の演算を第１および第２の位相回転手段１，４の
内部でそれぞれ行なってもよい。また、例えば図３に示
すように直交検波器１７（図１６参照）との組合せを考
慮して、直流カットフィルタ７，８を備えた構成として
もよい。
ルタについてその原理を説明したが、角度累積手段５を
備える代わりに、各複素数Ｉi ＋ｊＱi の回転角度θi
を外部で演算し、この回転角度θi を表わすデータを複
素ＭＴＩフィルタに入力してもよい。また、図２には余
弦正弦算出手段６が第１および第２の位相回転手段１，
４とは独立に示されているが、この余弦正弦算出手段６
と同等の演算を第１および第２の位相回転手段１，４の
内部でそれぞれ行なってもよい。また、例えば図３に示
すように直交検波器１７（図１６参照）との組合せを考
慮して、直流カットフィルタ７，８を備えた構成として
もよい。
【００５０】
【実施例】以下、本発明の実施例について説明する。図
７は、本発明の複素ＭＴＩフィルタの第１実施例の回路
図である。この実施例に示す角度累積手段１００には、
被検体内の各点についての、クラッタ成分の移動速度に
起因する位相回転角度Δθi （ｉ＝１，２，…，７）
（図４参照）の平均角度Δθが、その観察点についての
８個の複素数データ（Ｉi ，Ｑi ）（ｉ＝０，１，…，
７）が入力される間、入力される。角度累積手段１００
では、入力された平均角度Δθ自身が順次累積されて累
積角度θi が算出され、余弦正弦算出手段２００に入力
される。この余弦正弦算出手段２００には、入力された
角度θi をアドレスとし余弦ｃｏｓθi および正弦ｓｉ
ｎθi を内容とするルックアップテーブルが備えられて
おり、角度θi が入力されると余弦ｃｏｓθi 、正弦ｓ
ｉｎθi が求められ、位相回転回路３００および位相逆
回転回路５００に入力される。
７は、本発明の複素ＭＴＩフィルタの第１実施例の回路
図である。この実施例に示す角度累積手段１００には、
被検体内の各点についての、クラッタ成分の移動速度に
起因する位相回転角度Δθi （ｉ＝１，２，…，７）
（図４参照）の平均角度Δθが、その観察点についての
８個の複素数データ（Ｉi ，Ｑi ）（ｉ＝０，１，…，
７）が入力される間、入力される。角度累積手段１００
では、入力された平均角度Δθ自身が順次累積されて累
積角度θi が算出され、余弦正弦算出手段２００に入力
される。この余弦正弦算出手段２００には、入力された
角度θi をアドレスとし余弦ｃｏｓθi および正弦ｓｉ
ｎθi を内容とするルックアップテーブルが備えられて
おり、角度θi が入力されると余弦ｃｏｓθi 、正弦ｓ
ｉｎθi が求められ、位相回転回路３００および位相逆
回転回路５００に入力される。
【００５１】位相回転回路３００と位相逆回転回路５０
０は加算器で加算されるデータの符号が異なることを除
き同一の構成を有している。図８は、複素数の位相回転
の原理の説明図である。ここでは、複素数Ｉ＋ｊＱを時
計まわりに角度θだけ回転させて複素数Ｉ′＋ｊＱ′と
することを考える。このときの演算式は、
０は加算器で加算されるデータの符号が異なることを除
き同一の構成を有している。図８は、複素数の位相回転
の原理の説明図である。ここでは、複素数Ｉ＋ｊＱを時
計まわりに角度θだけ回転させて複素数Ｉ′＋ｊＱ′と
することを考える。このときの演算式は、
【００５２】
【数４】
【００５３】となる。また、位相逆回転回路５００で
は、入力データが（７）式とは逆方向に回転され、この
ときの演算式は、
は、入力データが（７）式とは逆方向に回転され、この
ときの演算式は、
【００５４】
【数５】
【００５５】となる。図７に示す位相回転回路３００、
位相逆回転回路５００ではそれぞれ（７）式、（８）式
に従った演算が行なわれる。図７に示す実数型ＭＴＩフ
ィルタ部４００には２つの８次の移動平均型ＭＴＩフィ
ルタが備えられている。これら２つのＭＴＩフィルタの
構成は、図１７に示されたＭＴＩフィルタと同一であ
り、説明は省略する。
位相逆回転回路５００ではそれぞれ（７）式、（８）式
に従った演算が行なわれる。図７に示す実数型ＭＴＩフ
ィルタ部４００には２つの８次の移動平均型ＭＴＩフィ
ルタが備えられている。これら２つのＭＴＩフィルタの
構成は、図１７に示されたＭＴＩフィルタと同一であ
り、説明は省略する。
【００５６】図９は、図８に示すＭＴＩフィルタにフィ
ルタ係数を格納する係数格納回路のブロック図である。
図１６に示すメモリ２２にはルックアップテーブルの形
式でクラッタの移動速度Ｖc およびその分散σc 2 に対
するフィルタ係数Ｋ０，Ｋ１，…，Ｋ７が格納されてお
り、被検査体の各観察点の演算に先立って、その観察点
のクラッタ成分の移動速度Ｖc とその分散σc 2 に応じ
た各フィルタ係数Ｋ０，Ｋ１，…，Ｋ７がこの順にデー
タ線４０１に順次出力される。また、これと同期して、
図示しない制御回路からセレクタ４０２に向けてレジス
タ選択信号ＳＥＬが入力され、セレクタ４０２では入力
されたレジスタ選択信号ＳＥＬに応じて順次各レジスタ
を選択する。このとき切換信号ＣＮＧが“Ｌ”レベルに
あるとすると各レジスタ４０３ １，…，４０９ １，
４１０ １が順次選択され、データ線４０１を経由して
順次入力されてきた各フィルタ係数Ｋ０，Ｋ１，…，Ｋ
７が各レジスタ４０３ １，…，４０９ １，４１０
１にそれぞれセットされる。これら各レジスタ４０３
１，…４０９ １，４１０ １にセットされた各フィル
タ係数は、図７に示すＭＴＩフィルタに供給される。図
７に示すＭＴＩフィルタにおいて被検体内のある観察点
についての処理を行なっている間、今度は切換信号ＣＮ
Ｇが反転して“Ｈ”レベルとなり、その観察点に隣接す
る観察点についてのフィルタ係数が順次データ線４０１
を経由して入力され、それと同期してセレクタ４０２に
より各レジスタが順次選択され、今度は各レジスタ４０
３ ２，…，４０９ ２，４１０ ２に、その隣接する
観察点に関するフィルタ係数Ｋ０，…，Ｋ６，Ｋ７がセ
ットされる。各レジスタ４０３ ２，…，４０９ ２，
４１０ ２にセットされたフィルタ係数Ｋ０，…，Ｋ
６，Ｋ７は、図７に示すＭＴＩフィルタにおいて、被検
体内のある観察点についての処理が終了し、その観察点
に隣接する観察点に関する処理に移る際にＭＴＩフィル
タに供給される。以上のようにして各レジスタ４０３
１，…，４０９ １，４１０ １と各レジスタ４０３
２，…，４０９ ２，４１０ ２を交互に用いて、ＭＴ
Ｉフィルタにおける各観察点の処理に先立って各観察点
に対応したフィルタ係数がＭＴＩフィルタに順次供給さ
れる。
ルタ係数を格納する係数格納回路のブロック図である。
図１６に示すメモリ２２にはルックアップテーブルの形
式でクラッタの移動速度Ｖc およびその分散σc 2 に対
するフィルタ係数Ｋ０，Ｋ１，…，Ｋ７が格納されてお
り、被検査体の各観察点の演算に先立って、その観察点
のクラッタ成分の移動速度Ｖc とその分散σc 2 に応じ
た各フィルタ係数Ｋ０，Ｋ１，…，Ｋ７がこの順にデー
タ線４０１に順次出力される。また、これと同期して、
図示しない制御回路からセレクタ４０２に向けてレジス
タ選択信号ＳＥＬが入力され、セレクタ４０２では入力
されたレジスタ選択信号ＳＥＬに応じて順次各レジスタ
を選択する。このとき切換信号ＣＮＧが“Ｌ”レベルに
あるとすると各レジスタ４０３ １，…，４０９ １，
４１０ １が順次選択され、データ線４０１を経由して
順次入力されてきた各フィルタ係数Ｋ０，Ｋ１，…，Ｋ
７が各レジスタ４０３ １，…，４０９ １，４１０
１にそれぞれセットされる。これら各レジスタ４０３
１，…４０９ １，４１０ １にセットされた各フィル
タ係数は、図７に示すＭＴＩフィルタに供給される。図
７に示すＭＴＩフィルタにおいて被検体内のある観察点
についての処理を行なっている間、今度は切換信号ＣＮ
Ｇが反転して“Ｈ”レベルとなり、その観察点に隣接す
る観察点についてのフィルタ係数が順次データ線４０１
を経由して入力され、それと同期してセレクタ４０２に
より各レジスタが順次選択され、今度は各レジスタ４０
３ ２，…，４０９ ２，４１０ ２に、その隣接する
観察点に関するフィルタ係数Ｋ０，…，Ｋ６，Ｋ７がセ
ットされる。各レジスタ４０３ ２，…，４０９ ２，
４１０ ２にセットされたフィルタ係数Ｋ０，…，Ｋ
６，Ｋ７は、図７に示すＭＴＩフィルタにおいて、被検
体内のある観察点についての処理が終了し、その観察点
に隣接する観察点に関する処理に移る際にＭＴＩフィル
タに供給される。以上のようにして各レジスタ４０３
１，…，４０９ １，４１０ １と各レジスタ４０３
２，…，４０９ ２，４１０ ２を交互に用いて、ＭＴ
Ｉフィルタにおける各観察点の処理に先立って各観察点
に対応したフィルタ係数がＭＴＩフィルタに順次供給さ
れる。
【００５７】図９は、本発明の複素ＭＴＩフィルタの第
２実施例の回路図である。この図９に示す第２実施例
の、図７に示す第１実施例との相違点は、第１実施例が
移動平均型ＭＴＩフィルタを備えたものであることに代
えて、自己回帰型のＭＴＩフィルタを備えていることで
ある。この自己回帰型ＭＴＩフィルタは、図１８に示し
たＭＴＩフィルタと同一である。
２実施例の回路図である。この図９に示す第２実施例
の、図７に示す第１実施例との相違点は、第１実施例が
移動平均型ＭＴＩフィルタを備えたものであることに代
えて、自己回帰型のＭＴＩフィルタを備えていることで
ある。この自己回帰型ＭＴＩフィルタは、図１８に示し
たＭＴＩフィルタと同一である。
【００５８】図１０は、本発明の複素ＭＴＩフィルタの
第３実施例の回路図である。この実施例には、実数型Ｍ
ＴＩフィルタとして、移動平均型と自己回帰型とを組合
せた自己回帰移動平均型ＭＴＩフィルタが備えられてい
る。
第３実施例の回路図である。この実施例には、実数型Ｍ
ＴＩフィルタとして、移動平均型と自己回帰型とを組合
せた自己回帰移動平均型ＭＴＩフィルタが備えられてい
る。
【００５９】
【発明の効果】以上説明したように本発明の複素ＭＴＩ
フィルタは、入力された複素数データを回転させ、従来
の実数型ＭＴＩフィルタで所定のフィルタリング処理を
行なった後逆回転させる構成としたため、回路規模の小
さい、低価格の複素ＭＴＩフィルタが実現する。
フィルタは、入力された複素数データを回転させ、従来
の実数型ＭＴＩフィルタで所定のフィルタリング処理を
行なった後逆回転させる構成としたため、回路規模の小
さい、低価格の複素ＭＴＩフィルタが実現する。
【図１】本発明の複素ＭＴＩフィルタの原理ブロック図
である。
である。
【図２】本発明の複素ＭＴＩフィルタの変形例を示した
原理ブロック図である。
原理ブロック図である。
【図３】本発明の複素ＭＴＩフィルタのもう１つの変形
例を示したブロック図である。
例を示したブロック図である。
【図４】本発明の複素ＭＴＩフィルタの動作原理説明図
である。
である。
【図５】本発明の複素ＭＴＩフィルタの動作原理説明図
である。
である。
【図６】本発明の複素ＭＴＩフィルタの動作原理説明図
である。
である。
【図７】本発明の複素ＭＴＩフィルタの第１実施例の回
路図である。
路図である。
【図８】複素数の位相回転の原理説明図である。
【図９】図７に示すＭＴＩフィルタにフィルタ係数を格
納する係数格納回路のブロック図である。
納する係数格納回路のブロック図である。
【図１０】本発明の複素ＭＴＩフィルタの第２実施例の
回路図である。
回路図である。
【図１１】本発明の複素ＭＴＩフィルタの第３実施例の
回路図である。
回路図である。
【図１２】従来の超音波診断装置の概略構成図である。
【図１３】従来の超音波ドプラ診断装置の、図１２に示
す血流情報検出部に相当する部分のブロック図である。
す血流情報検出部に相当する部分のブロック図である。
【図１４】直交検波器の内部構成ブロック図である。
【図１５】ＭＴＩフィルタの特性例を示した図である。
【図１６】図１２に示す血流情報検出部に相当する部分
のブロック図である。
のブロック図である。
【図１７】複素ＭＴＩフィルタの特性を示した図であ
る。
る。
【図１８】従来の実数型ＭＴＩフィルタの回路ブロック
図である。
図である。
【図１９】従来の実数型ＭＴＩフィルタの回路ブロック
図である。
図である。
【図２０】複素ＭＴＩフィルタの回路ブロック図であ
る。
る。
【図２１】複素ＭＴＩフィルタの回路ブロック図であ
る。
る。
１ 第１の位相回転手段 ２ 第１の実数型ＭＴＩフィルタ ３ 第２の実数型ＭＴＩフィルタ ４ 第２の位相回転手段 ５ 角度累積手段 ６ 余弦正弦算出手段 ７，８ 直流カットフィルタ
Claims (9)
- 【請求項１】 角度データと複素数データが互いに対応
づけられて入力され、入力された複素数データが表わす
複素数の位相を、角度データが表わす角度だけ回転する
第１の位相回転手段、 前記第１の位相回転手段により位相が回転された複素数
の実部および虚部を表わす各データを入力してそれぞれ
各所定のフィルタリング処理を施す第１および第２の実
数型ＭＴＩフィルタ、および角度データと、前記第１お
よび第２の実数型ＭＴＩフィルタによりそれぞれ各所定
のフィルタリング処理の施された各データをそれぞれ実
部および虚部とする複素数データとが互いに対応づけら
れて入力され、入力された複素数データが表わす複素数
の位相を、前記角度と絶対値が同一かつ逆符号の角度だ
け回転することにより複素数データを生成して出力する
第２の位相回転手段を具備することを特徴とする複素Ｍ
ＴＩフィルタ。 - 【請求項２】 角度データが入力され、該角度データが
表わす角度自身を順次累積することにより各累積角度を
求める角度累積手段と、 前記角度累積手段で求められた前記累積角度の余弦およ
び正弦を求めてこれら余弦および正弦を表わすデータを
角度データとして前記第１の位相回転手段および前記第
２の位相回転手段に入力する余弦正弦算出手段とを備え
たことを特徴とする請求項１記載の複素ＭＴＩフィル
タ。 - 【請求項３】 前記第１の位相回転手段が、該第１の位
相回転手段に入力された複素数データが表わす複素数
と、該第１の位相回転手段に入力された角度データが表
わす角度の余弦および正弦をそれぞれ実部および虚部と
する複素数との複素乗算を行なう複素乗算手段を備えた
ことを特徴とする請求項１記載の複素ＭＴＩフィルタ。 - 【請求項４】 前記第２の位相回転手段が、該第２の位
相回転手段に入力された複素数データが表わす複素数
と、該第２の位相回転手段に入力された角度データが表
わす角度の余弦および正弦をそれぞれ実部および虚部と
する複素数との複素乗算を行なう複素乗算手段を備えた
ことを特徴とする請求項１記載の複素ＭＴＩフィルタ。 - 【請求項５】 前記第１および第２の実数型ＭＴＩフィ
ルタのフィルタ係数を切換える係数切換手段を備えたこ
とを特徴とする請求項１記載の複素ＭＴＩフィルタ。 - 【請求項６】 前記第１および第２の実数型ＭＴＩフィ
ルタが、それぞれ、移動平均型、自己回帰型、および自
己回帰移動平均型の中から選択されるいずれか１つの型
を有するフィルタであることを特徴とする請求項１記載
の複素ＭＴＩフィルタ。 - 【請求項７】 前記第１の位相回転手段の前段に、複素
数データの直流成分を除去するフィルタを備えたことを
特徴とする請求項１記載の複素ＭＴＩフィルタ。 - 【請求項８】 前記第２の位相回転手段の後段に、複素
数データの直流成分を除去するフィルタを備えたことを
特徴とする請求項１記載の複素ＭＴＩフィルタ。 - 【請求項９】 前記角度データが、超音波ドプラ法によ
り計測された、被検体中のクラッタの動きに対応した角
度を表わすデータであることを特徴とする請求項１記載
の複素ＭＴＩフィルタ。
Priority Applications (3)
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|---|---|---|---|
| JP5046842A JPH06254095A (ja) | 1993-03-08 | 1993-03-08 | 複素ｍｔｉフィルタ |
| US08/121,642 US5483962A (en) | 1993-03-08 | 1993-09-16 | Complex MTI filter |
| DE4333172A DE4333172C2 (de) | 1993-03-08 | 1993-09-29 | Komplexes MTI-Filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5046842A JPH06254095A (ja) | 1993-03-08 | 1993-03-08 | 複素ｍｔｉフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06254095A true JPH06254095A (ja) | 1994-09-13 |
Family
ID=12758601
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5046842A Pending JPH06254095A (ja) | 1993-03-08 | 1993-03-08 | 複素ｍｔｉフィルタ |
Country Status (3)
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| JP (1) | JPH06254095A (ja) |
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1993
- 1993-03-08 JP JP5046842A patent/JPH06254095A/ja active Pending
- 1993-09-16 US US08/121,642 patent/US5483962A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-09-29 DE DE4333172A patent/DE4333172C2/de not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE4333172A1 (de) | 1994-09-15 |
| DE4333172C2 (de) | 1998-03-19 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20020820 |