JPH10506801A - ドップラー受信ビーム生成器システムのための方法とシステム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 超音波受信システムは、２つの受信ビーム生成器を備える。第１の受信ビーム生成器（Ｒ−１００）は、Ｂ−モードの如きモード及びカラー分解能及び広帯域に最適化されている。付随する第２の受信ビーム生成器（Ａ−４００）は、高ダイナミックレンジを有し、典型的には画像情報よりも狭帯域のスペクトルドップラー情報を捕捉するように構成されている。第２受信ビーム生成器は、専用の単一チャンネルペンシルプローブ機器の感度及び低ノイズ動作を実現し、さらに電子ビーム操舵をも行う。両ビーム生成器は、共通の変換器アレイを介して動作可能であり、それにより検査効率を上昇させ、スペクトルドップラー情報をＢ−モード又はカラードップラーフロー画像で記録することを可能とする。

Description

【発明の詳細な説明】 ドップラー受信ビーム生成器システムのための方法とシステム Ｉ． 発明の分野 本発明は、例えば、振動性エネルギーを用いる、レーダー、ソナー、地震、超 音波システムを含む干渉性結像及びドップラーシステムに関し、特に、スペクト ル・ドップラー捕捉機能を有する位相アレイの超音波結像システムに関するが、 それに限定されるものではない。本発明は超音波システムに関して説明するが、 本発明は他のタイプの干渉性結像システムにおいても実行できる。 II． 発明の背景 医療用超音波結像は、超音波変換器アレイから人体組織に向けて、焦点調節し た超音波“線”又は“ビーム”の連続を発射（送信）することにより動作し、そ の発射方向は、所定の走査パターンに従って組織の平らな薄片をカバーするよう に操舵される。超音波エネルギーは、想定一定伝搬速度で組織を伝搬し、組織と 相互作用し、エネルギーの弱い部分を反射又は屈折させて、超音波エネルギーを 発射した超音波アレイに戻す。有限伝搬速度に起因する往復遅延時間は、超音波 アレイに最も近い組織からの戻りに対して最短であり、アレイから最も離れたレ ンジからの戻りに対して最長になる。従って、所定の送信発射から時間的に異な るポイントで超音波アレイが受信するエネルギーは、人体の異なる深度（“レン ジ”）における組織の情報を含んでいる。 送信ビームは、アレイに渡る所定の遅延プロファイルにより、アレイ内の異な る変換器がパルスを放出する時間を遅延することにより操舵され、人体内に形成 された干渉パターンが相対的に狭いラインを強調することになる。更に、遅延プ ロファイルは人体内の既知の深度でビームの焦点を定めるように作動する。送信 時には、１つの焦点深度のみが定義可能である。受信時には、焦点深度は、個々 の瞬間に受信される反射を生じる組織の深度を追跡するために、経時的に動的に 変更できる。 そのうえ、送信時に変換器の各々に印加される信号は、変換器アレイの有限開 口に起因するビームの空間的サイドローブ・パターンを制御するために、アポダ イゼーション・プロファイルに従って重み付けされる。相補形アポダイゼーショ ン・プロファイルも受信時に適用される。 Ｂ−モード（グレースケール結像）、Ｆ−モード（カラー・フロー又はドップ ラー結像）、Ｄ−モード（スペクトル・ドップラー）と呼ばれるものを含む、別 の超音波データ捕捉モードも幾つか知られている。 Ｂ−モード結像の場合、超音波システムは、典型的に、走査線に沿い、希望の 視野を走査するために操舵される一連のビームを送信する。超音波システムは、 典型的に、超音波ビームに対応する状態で“受信ビーム”を操舵する。各々の受 信ビームから戻ったデータは、画像表示サブシステムに送られ、それは、２次元 グレースケール画像をＢ−モード・データから再構成し、それをコンソールに表 示する。 Ｆ−モード結像は、Ｂ−モード結像と類似の方法で作成され、超音波システム が一連のビームを発射及び受信して、視野を走査する。しかし、Ｆ−モード結像 はターゲットの速度計算を要求するので、各々の走査線が、数回にわたり発射及 び受信される。Ｂ−モード結像と同様に、各々の走査線の各々の発射から戻るデ ータが、コンソール上の画像の再構成に用いられる。 Ｆ−モード結像は、Ｂ−モード結像としばしば同時に用いられる。例えば、Ｂ −モード走査から再構成したグレースケール画像は、同じ視野又はそれより小さ い視野におけるＦ−モード走査から再構成したＦ−モード画像に重ね合わせるこ とができる。Ｆ−モード情報はカラーで表示でき、異なるカラーは、画素が重畳 されるＢ−モード画像の一部において、異なる正又負の流速又は乱流を表してい る。Ｆ−モード結像は患者の人体内におけるターゲットの動きの定性的な観察の みを提供することを意図しているので、Ｆ−モード信号の超音波システムの処理 は、振幅又は画素分解能において高い空間的又は速度的な分解能を備える必要は ない。しかし、Ｆ−モード結像の価値は、人体の解剖学的構造に対応す る流れを検出することにあるので、Ｆ−モード画像が、スクリーン上にＢ−モー ド画像と共に適正に表現されることが常に重要である。 Ｄ−モード（スペクトル・ドップラー）捕捉では、超音波システムは、ビーム を発射し、単一のターゲットについての戻り信号を処理する。スペクトル・ドッ プラー情報は、連続波（ＣＷ）又はパルス波（ＰＷ）の超音波エネルギーを送信 及び受信することにより得ることができる。ＣＷドップラー捕捉では、超音波受 信器は、人体における受信器の感応領域内の全対象からのエコーを連続して受信 するが、いずれかの特定のレンジ間隔から受信した情報を分離することはできな い。ＣＷドップラーは、希望ターゲットのみを含めるために、機器の感応領域を プローブの物理的配置又はビーム生成あるいはその両方によって調整できる場所 で最も効果的となる。ＰＷドップラー捕捉では、超音波機器はエコーを個々のパ ルスから受信し、そのタイミングは、エコーを生成した対象物の人体内のレンジ 間隔を示唆している。医療関係者は、典型的に、ターゲットがその中に位置する と予想されるレンジ間隔を選択する。 Ｄ−モード捕捉では、非常に広いレンジの信号レベル（ダイナミックレンジ） にわたって詳細な定量的測定を実施できることが望ましい。Ｄ−モード情報は、 超音波システムによって処理され、時間に関してプロットされたターゲットの速 度スペクトルを示すか、又は、類似の情報を保有する音響出力を提供する。スペ クトル・ドップラー捕捉は、Ｌｉｖ Ｈａｔｌｅ，Ｍ．Ｄ．とＢｊｏｒｎ Ａｎ ｇｅｌｓｅｎ、Ｄｒ．Ｔｅｃｈｎ．，“心臓医学におけるドップラー超音波”（ 第１版が１９８２年に発行し、第２版が１９８４年に発行）に記載され、共にそ の全ての参考文献としてここに含める。 Ｂ−、Ｆ−、Ｄ−モード捕捉のほかに、Ｍ−モードとして知られる第４のモー ドも存在するが、これは単純に、Ｂ−又はＦ−モード捕捉と類似の方式で得たデ ータを異なる状態で表示する形式にすぎない。Ｍ−モード捕捉のための要求事項 は、Ｂ−又はＦ−モード捕捉と大きく異なるところはない。 Ｄ−モード超音波捕捉は、Ｂ−又はＦ−モード捕捉に必要なものより遙かに大 きいダイナミックレンジを具備する受信機器を要求する。これは、主として、Ｄ −モード捕捉が、血球の流れのような動くターゲットのエコーからの低レベルの ドップラー識別特性に集中するからである。血液の流れから生じたエコーは非常 に弱く、特に、心臓弁漏洩は非常に弱い信号を生成する。しかし、クラッタ、又 は、Ｄ−モード受信信号の非ドップラー・シフト成分は、しばしば遙かに強くな る。例えば、人体内の受信器の感応領域内における非運動物体は、興味の対象で あるターゲットが生じるものより遙かに強いエコーを生成することがある。別の 事例として、“ハイ・パルス反復周波数”（ＨＰＲＦ）と呼ばれるＰＷドップラ ーのある形態の場合、現在のパルスのデータ捕捉が完了する前に、１以上の新た なパルスが発射される。ＨＰＲＦ−ＰＷドップラーの場合、興味の対象のターゲ ットより深くない物体から反射する新しいパルスから生じるエコーは、対象のタ ーゲットから反射する現在のパルスから生じるエコーより強い。この近視野エコ ーの問題は、送信信号が連続して受信されるＣＷドップラーにおいても生じる。 クラッタのほかに、ＣＷドップラーにおいては、電気的及び音響的な大きな混 信もある。従って、弱い流れを検出するためには、受信信号経路は、多くの振幅 オーダーによって分離できても、ノイズ・フロアを妨げずにクラッタを保持でき る十分に大きいダイナミックレンジを備えていなければならない。 Ｂ−とＦ−モード捕捉を意図する受信器は、Ｄ−モードの感度について要求さ れるよりも低いダイナミックレンジの要求を有する。Ｂ−モード捕捉は静止対象 からのエコーに集中し、そのエコーは、スペクトル・ドップラー分析のために最 も興味の対象となるものより遙かに強く、Ｆ−モード捕捉は、ＣＷとＨＰＲＦ− ＰＷ Ｄ−モード捕捉に存在する同じ種類のクラッタ源の影響を受けない。 アナログ受信ビーム生成器を有する市販の従来技術のアナログ医療用超音波シ ステムは、典型的には、受信ビームを生成（規定）するために、 アナログでチャンネルごとに可変のディレイラインを採用していた。アナログデ ィレイラインは、高品質のＢ−とＦ−モード結像に必要な優れた指向性（横方向 の分解能）を提供していた。また、これらのシステムは、ビームの希望のレンジ 間隔から受信したエネルギーを分離するために、ビーム生成後のレンジ・ゲート を起動することによりＤ−モード捕捉にも使用できた。しかし、アナログディレ イラインはＢ−とＦ−モード捕捉に適しているものの、それらは、Ｄ−モードを 適正に処理するために必要なものより低くダイナミックレンジを限定していた。 より広いダイナミックレンジを有するアナログ可変ディレイラインは、特に膨大 な必要数を考慮すると、驚くほど高価になる。 従来技術のデジタル受信ビーム生成器はＢ−とＦ−モード捕捉に対してアナロ グ受信ビーム生成器と比べると数多くの長所を提供するが、革新的な設計により 更なる実質的な改良も可能である。デジタル受信ビーム生成器は、アナログ受信 ビーム生成器のアナログ可変ディレイラインの代わりに、デジタル可変遅延素子 を用いている。デジタル可変遅延素子は高精度アナログ可変ディレイラインに比 べて安価で製作可能であるが、デジタル処理通路が、Ｄ−モード捕捉のために実 現可能なダイナミックレンジに、他の制限を加える。 詳細には、Ｄ−モード捕捉に望まれるダイナミックレンジを達成するために、 大部分の処理通路を通じて高いビット精度を保持することが必要になる。これは 、Ｂ−とＦ−モード捕捉で許容される低いビット精度のみが保持される場合に比 べ、機器を遙かに高価にする。そのうえ、デジタル受信ビーム生成器は、典型的 に、個々のチャンネルごとのアナログ入力信号をデジタル形式に最も早い機会に 変換し、信号がデジタルの形態で全ての処理を行うように動作する。この動作を 行うチャンネルごとのアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）は、エイリア シングを防止するために、例えば、４０メガサンプル／秒のレートでサンプルを 生成する必要があり、この要求は既にＡＤＣにかなりの要求を課すことになる。 これらのＡＤＣが、そのレートで、及び、Ｄ−モード捕捉の広 ダイナミックレンジ要求のために望まれる十分に高いビット精度でサンプルを生 成することを要求されるならば、その要求は、ＡＤＣを、現在の技術では製作不 能とするか、又は、最低でも、著しく高価なものにする。従って、Ｂ／Ｆ−モー ド捕捉をサポートするためのビット精度を備えて設計された受信デジタルビーム 生成器は、典型的に、高性能のＤ−モード捕捉に必要なダイナミックレンジをサ ポートしない。 Ｄ−モード捕捉に対する従来技術の受信ビーム生成器の不適切性のために、市 販の機器は、Ｄ−モード捕捉専用の、ビームを生成しない別の補助チャンネル（ 又はＡＵＸチャンネル）をしばしば搭載していた。このチャンネルは、１以上の 素子から構成される別個の、非結像変換器と共に動作していた。ＡＵＸチャンネ ルは、広いダイナミックレンジをもつ単一の受信チャンネルを用いて、ＣＷ又は ＰＷスペクトル・ドップラーを行うことができた。 この広いダイナミックレンジのチャンネルは、優れたスペクトル・ドップラー 性能を提供していたが、別にプローブを使用するので重大な医学的欠点を生じて いた。ＡＵＸチャンネルは結像を行わなかったので、医療関係者は、Ｂ−モード ・ディスプレイ上で見える解剖構造に対応する人体内の流れの位置を視覚的に示 すことができなかった。更に、一人の患者の検査にＢ−モードとＤ−モードの両 方の使用を希望する医療関係者は、プローブを交換するために、検査の中断を余 儀なくされていた。典型的なＡＵＸチャンネルの主な機能ブロックが、前述の“ 心臓医学におけるドップラー超音波”、第１版の２０２頁に図示してある。 そこで、前述の制約のために、医療用超音波機器のユーザは過去において、一 方において高分解能ビーム生成捕捉、若しくは、他方において高ダイナミックレ ンジの非ビーム生成捕捉の一方を選定するように制限されていた。医療関係者に 、人体の解剖構造に対応する詳細な定量的スペクトル・ドップラー分析のために ターゲットの位置を視覚的に設定することを可能とする広いダイナミックレンジ のビーム生成捕捉は不可能であった。従って、Ｂ−又はＦ−モードあるいはその 両方の捕捉の高分 解能の位相アレイによるビーム生成と、Ｄ−モード捕捉の広いダイナミックレン ジの位相アレイによるビーム生成とを、大量の追加の又は高価なハードウェアを 必要とせずに、共に実現できる超音波受信システムが必要とされる。 III． 発明の要約 本発明によれば、概説すると、超音波受信システムは２つの受信ビーム生成器 を備えている。第１の受信ビーム生成器はＢ−及びＦ−モードのような結像モー ドに最適化してあるので、高い空間分解能を備えている。付随する第２の受信ビ ーム生成器は、広いダイナミックレンジを具備し、Ｄ−モード信号の捕捉のため に専用的に用いられる。第２の受信ビーム生成器は、単一チャンネルのペンシル ・プローブ機器の感度と低ノイズ特性を実現するが、電気的なビーム操舵も行う 。第２のビーム生成器は、他のモードのデータを得るために結像受信ビーム生成 器において必要な多くの機能が専用のＤ−モード捕捉に対して省略できるので、 大量の更なるハードウェアを必要としない。好適には、第２の受信ビーム生成器 はアナログである。 第２の受信ビーム生成器（時々、ドップラー受信ビーム生成器と呼ばれる）の 実施例では、各々の受信素子からのアナログ入力信号が増幅され、ベースバンド への復調のために同相（Ｉ）と直角位相（Ｑ）の混合器に供給され、複素回転器 で独立して位相調節され、パルス波（ＰＷ）信号については、独立にレンジ・ゲ ート制御されて希望したレンジ間隔のビーム生成及び分離の両方を実行する。全 チャンネルからのベースバンド信号は、次に加算され、（ＰＷ信号については） 全レンジ・ゲートに関して結合された期間で積分される。（連続波（ＣＷ）信号 については積分器は低域通過フィルタとして機能できる。）積分器の後には、サ ンプラと、フィルタと、アナログ・デジタル変換の如き後続の処理が行われる。 個々のチャンネルごとのレンジ・ゲートをチャンネル加算の上流に配 置することは、追加の広ダイナミックレンジのＤ−モード受信ビーム生成器に必 要なハードウェアの追加を実質的に減少させる本発明の１つの観点を実現する。 なぜならば、それらが加算後のレンジ・ゲートの代わりになるだけでなく、それ らは、従来の構造で必要な高価で高精度のディレイライン（アナログ又はデジタ ル）の代わりにもなるからである。レンジ・ゲートは非常に経済的に実現できる 。 単一の積分器を加算の下流に使用することは、本発明の別の観点を実現する。 ＰＷスペクトル・ドップラー処理は、発射するラインにつき１つの出力値を最終 的に生成するために、選択したレンジ間隔で積分することを要求する。しかし、 チャンネルごとのアナログディレイラインが個々に起動されるチャンネルごとの レンジ・ゲートに代わると、各々の別個のレンジ・ゲートがクローズ（導通）し ている時間に渡り積分するために、個々のチャンネルごとの積分器が必要になる ことが予測される。しかし、本発明のこの観点は、特定のチャンネルのレンジ・ ゲートがオープンしている（導通していない）時に、そのチャンネルが加算に関 与しないという観察を利用している。従って、最初のレンジ・ゲートがクローズ する時刻より遅れることなく開始し、最後のレンジ・ゲートがオープンする時刻 より早まらずに終了する期間に渡って積分が行われる限り、積分機能は加算後も 保持できる。ＰＷサンプルは、その期間の最後まで未完了である。 チャンネルの各々における復調機能と位相調節機能の分離は、本発明の更に別 の観点を実現する。種々のチャンネルからの信号の干渉性加算を行うために、個 々のチャンネル信号の位相は、それらが全て、ランダムに加減算するより、むし ろ全てを加算するために、調整されなければならない。また、ベースバンドへの 混合は、ドップラー方向情報を維持するために、正弦と余弦の両方の積を要求す る。位相調整の従来の手法は、各々のチャンネルについて、それ自体の混合器ク ロック入力を、選択した位相で生成することである。しかし、可変クロックを単 一のチャンネルに提供することは、自ら問題を誘発することになる。それらを許 容可能な数の異なるチャンネル（例えば６４）に提供することはなおさらそうで ある。２つの可変位相クロックを、正確な直角位相で、多くのチャンネルについ て提供することは非常に難しいことである。本発明のこの観点は、焦点調節要求 が、Ｄ−モード捕捉では他の捕捉モードほど強く要求されず、それゆえ、位相設 定のごく少数の細分度で十分であることを利用している。従って、共通の正弦と 余弦のクロックが全チャンネルの混合器に分配され、共通の制御ユニットによっ てデジタル的に行われた選択に応答して、直列位相回転がチャンネルごとに行わ れる。 本発明の実施方式には、処理機能の再構成及び／又は結合、若しくは、ＩＦ段 の包合を含む数多くの変形が考えられる。これらの変形の一部について、詳細な 説明の結論部に記載してある。 IV． 図面の簡単な説明 本発明は、その特定の実施例を基準にして説明される。参照番号が図面に対応 して付記してある。 図１ａと１ｂは人体の組織に出入する超音波ビームの送信と受信の概念を示す 。 図２ａは、超音波医療用結像システムの新規の超音波ビーム生成器システムの 高レベル・ブロック図を示す。 図２ｂと２ｃは、一緒に、図２ａの超音波ビーム生成器システムの詳細なブロ ック図を示す。 図３は、図２ｂに示す受信増幅器と復調／レンジ・ゲートの内の１つの機能ブ ロック図を示す。 図４は、図２ｂに示すドップラー受信ビーム生成器の共通回路の機能ブロック 図を示す。 図５は、図２ｂに示す復調／レンジ・ゲートの異なるものの出力が、図２ｂに 示す共通部分の入力に対して結合される状態を示す機能ブロック図である。 図６は、ＰＷ−ドップラー捕捉（正規又はＨＰＲＦ）のために、図３ と４に示すある構成要素の動作を示すタイミング図である。 図７は、図２ｂの受信ビーム生成器システムのデジタルマルチチャンネル受信 プロセッサとベースバンドマルチビーム・プロセッサの実施例の詳細なブロック 図を示す。 図８は、メモリ・アドレスと遅延プロセッサの実施例と共に、受信ビーム生成 器システムの図７のデジタルマルチチャンネル受信プロセッサの可変時間遅延メ モリの略図を示す。 図９ａと９ｂは、図８の可変時間遅延メモリに適用できる、典型的な時間遅延 プロファイルを示すグラフである。 図９ｃは、増加した開口幅、並びに、変換器アレイの中心に位置し且つそれと 垂直な受信走査線に沿う、増加したレンジを有する、一連の発展遅延プロファイ ルを示す。 図１０ａと１０ｂと１０ｃは、図８のデジタルマルチチャンネル受信プロセッ サの可変時間遅延メモリからの、適正に時間遅延されたデータの記憶及び選択に ついてグラフで示す。 図１１は、マルチビームの生成に用いるものを表すデータを出力するための、 図８の可変時間遅延メモリに記憶されたデータの選択を概略的に示す。 図１２は、受信ビーム生成器システムの局部的プロセッサ制御に関する、複素 乗算器、位相及び周波数プロセッサ、アポダイゼーション・プロセッサの実施例 の略図を示す。 図１３は、間引器、位相調整器（利得と位相と周波数）制御プロセッサに関連 する受信走査線の中において位相調整を行う、本発明の位相調整器の実施例のブ ロック図を示す。 図１４ａと１４ｂと１４ｃは、複素乗算器における信号復調及び位相微調整と 、位相調整器における信号再変調とに適用できる、典型的な信号周波数ダウンシ フト・プロファイルを示すグラフである。 図１４ｄと１４ｅと１４ｆは、信号復調に適した信号周波数ダウンシフト・プ ロファイルを示すグラフである。 図１５は、変換器アレイの中心に位置し且つそれと垂直の受信走査線に沿う、 増加したレンジを有し、増加した開口幅を有する、一連の異なる発展アポダイゼ ーション・プロファイルを示す。 Ｖ． 好適な実施例の詳細な説明 Ａ． 好適なビーム生成器システム構造の概要 １． 超音波信号の説明 本発明では、超音波結像は、結像されるべき人体の組織又は他の物体に、送信 走査線と呼ばれる空間的な直線に沿うように中心が配置された合焦超音波ビーム の走査シーケンスを発射（送信）することによって行われる（図１ａ）。送信走 査線は、送信ビーム生成器と超音波変換器アレイによって生成される。送信走査 線は、予め定められた発射又は走査パターンによって、組織の平坦でリニア、平 坦でセクタの、又は、他の表示を生成するように離間している。組織のある定め られた深度に焦点が合うと、組織を通じて公称Ｃ＝１５４０ｍ／秒の想定一定伝 搬速度で伝搬する超音波送信連続波（ＣＷ）又はパルス波（ＰＷ）信号は、組織 と相互作用し、信号の小さい部分を、超音波信号を発信した超音波変換器アレイ へ戻す。往復遅延時間は、超音波変換器アレイの最も近くに位置する目標に対し て最短であり、変換器アレイから最も離れている目標に対して最長になる。適正 な時間遅延を適用すると、受信ビーム生成器（図１ｂ）は、例えば、対象の最浅 のレンジ（深度）から始まり、対象の最深のレンジに向かう、受信走査線と呼ば れる空間的な直線に沿う受信ビームを動的に焦点調節できる。 図１ａと１ｂは、それぞれ、送信と受信の走査線（実線）と個々の素子からの 直線信号伝搬通路（破線）を示す。図１ａでは、送信ビーム生成器は、この特定 の実施例の場合、リニア位相アレイとして構成された複数の個々の変換器素子Ｔ −５４を含む変換器アレイＴ−５２と共に、Ｔ−５０によって全体的に表されて いる。従来技術において周知のように、多種多様な変換器アレイ構成が、超音波 送受信ビーム生成器システ ムで使用できる。図１ａから分かるように、送信ビーム生成器Ｔ−５０は、適切 に時間的に遅延された電気信号を個々の変換器素子Ｔ−５４に送る。これらの変 換器素子Ｔ−５４は、電気信号を、人体の組織Ｔ−５６内を伝搬する音波に順に 変換する。個々の変換器素子Ｔ−５４に送られる励起信号に異なる時間遅延を加 えることによって、それぞれ焦点レンジｒ₁とｒ₂を有する送信走査線Ｔ−６０と Ｔ−６２が設定できる。これらの送信走査線の各々が、結像されるべき人体に向 けて操舵され焦点調節される、異なる送信ビームの中心線を表していることが理 解できる。 送信ビーム生成器Ｔ−５０は、異なる走査線に沿う、又は、同じ走査線に沿う 異なる焦点深度の同時のマルチビームを生成できる（合成焦点）。更に、複数の 送信ビームは、各々が結像フォーマット全体を走査でき、又は、複数のビーム各 々が結像フォーマットの指定部分だけを走査するように送信できる。 図１ｂは、デジタル受信ビーム生成器Ｒ−５８を示し、これもまた変換器アレ イＴ−５２に接続している。また、図１ｂには、動的に焦点調節された第１受信 ビームと動的に焦点調節された第２受信ビームに夫々対応する受信走査線Ｒ−６ ４とＲ−６６が図示してある。ビームは、レンジにおいて、夫々の走査線に沿う 複数の焦点深度（ｒ₁、ｒ₂、ｒ₃）でサンプルされる。本受信ビーム生成システ ムのデジタル受信信号経路では、変換器アレイ信号は、複数の別個のビームを表 すデータに選択的に分離できる。 送信又は受信走査パターンの各々の走査線は、変換器アレイ上の原点と走査線 方向（角度θ）と焦点深度又はレンジ（ｒ）とによってパラメータ設定できる。 本発明の超音波結像システムは、これらのパラメータによって指定される焦点調 節時間遅延と開口アポダイゼーション値の予め計算された散在データセットを記 憶し（従来技術において周知の幾何学的検討に基づいて）、リアルタイム計算手 段によってその値を拡張して、所望の走査線を生成する送信／受信ビーム生成器 システムを制御する。 ２． ビーム生成器システム 図２ａ、２ｂ、２ｃは、医療用超音波結像システムＲ−２０の全体的なブロッ ク図を示す。超音波システムＲ−２０は、ビーム生成器システムＲ−２２、１以 上の変換器Ｔ−１１２、ディスプレイＲ−２８を有する表示処理システムＲ−２ ６、超音波結像システムコントロールＲ−４０を備えている。 図２ａ、２ｂ、は２ｃでは、ビーム生成器システムＲ−２２は、独創的で新規 の、（１）デジタル送信ビーム生成器システムＴ−１０２、（２）デジタル受信 ビーム生成器システムＲ−１００、（３）ビーム生成器中央制御システムＣ−１ ０４、（４）適応式焦点調節コントロールシステムＧ−１００、（５）ドップラ ー受信ビーム生成器システムＡ−４００、（６）ベースバンドマルチビームプロ セッサＲ−１２５、及び、（７）干渉性サンプル合成器Ｓ−１００を備えている 。これらのシステムは、高レベル機能ブロック図として図示してある。ブロック は、実行される信号処理機能を効果的に図示するために、好適な実施例の実際の 装備から抽出されている。 図２ａに示すように、ビーム生成器システムＲ−２２は、２つのデジタルビー ムデータ源を表示処理システムＲ−２６に提供する。すなわち、（１）ビームの 干渉性時間的サンプリング（ＣＷケース）、又は、ビームに沿ったあるレンジロ ケーションにおける干渉性時間的サンプリング（ＰＷケース）を表すドップラー 受信ビーム生成器の単一ビームの複素同相／直角位相データと、（２）各々の受 信走査線に沿うレンジにおける干渉性サンプリングを表す、デジタル受信ビーム 生成器のマルチビームの複素同相／直角位相データである。ビーム生成器システ ムＲ−２２は、種々の表示モードに適したデータを提供するために、前述のよう に、走査線のシーケンス及び関連するサンプルを提供するように作動できる。例 として、可能な表示モードとそれらに関連するプロセッサは、（１）Ｂ−モード （グレースケール結像）とＭ−モード（運動表示）のための 輝度画像及び運動プロセッサＲ−３０と、（２）Ｆ−モード（流れ結像）のため のカラードップラー画像プロセッサＲ−３２と、（３）広域動的非結像ドップラ ー速度対時間表示のためのスペクトルドップラープロセッサＲ−３４とを搭載で きる。更なる表示モードは、当業者には自明のことと思われるが、Ｒ−２２の２ つの複素データ源から作成できる。 また、超音波システムＲ−２０は、出力波形を送信器Ｔ−１０３から変換器素 子Ｔ−１１４に送る送信デマルチプレクサＴ−１０６と、入力波形を変換器素子 Ｔ−１１４から受信器Ｒ−１０１に送る受信マルチプレクサＲ−１０８と、１以 上の変換器コネクタＴ−１１０と、変換器アレイＴ−１１２を備えている。数多 くのタイプの変換器アレイがこのシステムで使用できる。 また、超音波システムＲ−２０は、超音波結像システムコントロールＲ−４０ と、走査パラメータと走査データを記憶する保管メモリＲ−３８と、オペレータ インタフェースＲ−３６を備えている。 ここで用いる超音波という用語は、人間の聴覚範囲を越える周波数を意味して いる。しかし、変換器アレイＴ−１１２は典型的に２〜１０ＭＨｚの範囲の周波 数に対して最適化してある。 変換器アレイＴ−１１２は、リニア、湾曲、湾曲リニア、及び、環状の変換器 アレイを含むが、それらに限定されない、種々の異なる変換器アレイと交換可能 である。種々の変換器アレイの形状と周波数は、種々の異なる医学的な設定に関 する要求を満足するために望ましいことである。しかし、変換器アレイＴ−１１ ２は、典型的には前述の２〜１０ＭＨｚの指定範囲内の周波数に対して最適化さ れる。医療用超音波システムＲ−２０は、３つの主な機能、すなわち、超音波変 換器アレイ素子Ｔ−１１４を駆動して、焦点調節した超音波エネルギーを送るこ と、変換器アレイＴ−１１４に入射する後方散乱した超音波エネルギーを受けて 焦点調節すること、送信／受信機能を制御して、リニア、セクタ又はベクタ（登 録商標）フォーマットを含む（しかしこれらには限定されない）走査フォーマッ トの視野を走査することを行う。 図２ａ、２ｂ、２ｃでは、コントロール信号は細い案内線で連結されるが、シ グナルパスは太い案内線を用いて描かれている。 ３． デジタル送信ビーム生成器システム デジタル送信ビーム生成器Ｔ−１０２は、複数のデジタルマルチチャンネル送 信器Ｔ−１０３と、１以上の個々の変換器素子Ｔ−１１４に対する１つのデジタ ルマルチチャンネル送信器とから構成されている。送信器は、マルチチャンネル であり、好適な実施例では、４つまでの独立ビームを処理できる。従って、例え ば、１２８個のマルチチャンネル送信器は５１２チャンネルを有する。他の好適 な実施例では、５つ以上の独立したビームを処理できる。プロセッサあたり５つ 以上のビームを処理することも本発明の視野の範囲内である。 好適な実施例では、デジタルマルチチャンネル送信器Ｔ−１０３の各々は、励 起事象に対応する出力として、４パルスまでの重畳を生成し、各々のパルスがビ ームに対応している。各々のパルスは正確にプログラム設定された波形を有して おり、その増幅度は、他の送信器又はチャンネルあるいはその両方に対して正確 にアポダイズされ、共通の送信開始（ＳＯＴ）信号に対して正確に定められた時 間だけ遅延される。送信器Ｔ−１０３はＣＷも生成できる。 各々のデジタル・マルチチャンネル送信器Ｔ−１０３は、概念的には、複素変 調器Ｔ−１１７に出力を送るマルチビーム送信フィルタＴ−１１５を備えている 。複素変調器Ｔ−１１７の出力は、遅延／フィルタ部Ｔ−１１９に送られ、そこ からデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）Ｔ−１２１に送られる。ＤＡＣ Ｔ− １２１の出力は増幅器Ｔ−１２３によって増幅される。マルチビーム送信フィル タＴ−１１５と、複素変調器Ｔ−１１７と、遅延／フィルタ・ブロックＴ−１１ ９は、デジタルマルチチャンネル送信プロセッサＴ−１０４を構成する。 送信フィルタＴ−１１５は、送信開始（ＳＯＴ）信号に応答するあらゆる実数 又は複素数波形を提供するようにプログラム設定できる。送信 フィルタＴ−１１５は、あらゆる所望の任意のパルス波形の実数又は複素数サン プルを記憶するメモリと、焦点調節遅延機能の構成要素によって遅延された送信 開始（ＳＯＴ）信号に応答して連続的にサンプルを読み出す手段と、を備えて構 成される。好適な実施例では、Ｔ−１１５のメモリは、実数又は複素数パルスの エンベロープのベースバンド表示を記憶するようにプログラム設定される。 ブロックＴ−１１５は、主としてメモリであるが、ブロックＴ−１１５の出力 がインパルスに対するフィルタの時間応答と考えることができるので、ここでは 送信フィルタと呼ぶことにする。複素変調器Ｔ−１１７は、エンベロープを送信 周波数にアップコンバートし、適切な焦点調節位相及びアポダイゼーションを提 供する。 遅延／フィルタ部Ｔ−１１９は、概念的には、あらゆる残余焦点調節遅延成分 と最終的な整形フィルタを提供する。デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）Ｔ −１２１は、送信波形サンプルをアナログ信号に変換する。送信増幅器Ｔ−１２ ３は、送信パワーレベルを設定し、選択された変換器素子Ｔ−１１４へ送信デマ ルチプレクサＴ−１０６を経由して送られる高電圧信号を生成する。 各々のマルチチャンネル送信プロセッサＴ−１０４に関連するのは、局部的又 は２次プロセッサコントロールＣ−１２５であり、それは、アポダイゼーション と遅延値などの制御値及びパラメータを、マルチチャンネル送信プロセッサＴ− １０４の機能ブロックに提供する。各々の局部的又は２次プロセッサコントロー ルＣ−１２５は、中央又は１次制御システムＣ−１０４によって順に制御される 。 ４． デジタル受信ビーム生成器システム デジタル受信ビーム生成器Ｒ−１００は図２ｂに示されている。個々の変換器 素子Ｔ−１１４からの信号は、結像される物体から反射される戻りエコー又は戻 り信号を表している。これらの信号は、変換器コネクタＴ−１１０を経由して受 信マルチプレクサＲ−１０８に送られる。マ ルチプレクサＲ−１０８を経由して、各々の変換器素子Ｔ−１１４が、複数のデ ジタルマルチチャンネル受信器Ｒ−１０１のうちの１つに別々に接続しており、 デジタルマルチチャンネル受信器Ｒ−１０１は、加算器Ｒ−１２６と共に、本発 明のデジタル受信ビーム生成器Ｒ−１００を構成する。受信器はマルチチャンネ ルであり、好適な実施例では、各々の受信器が４つまでの独立したビームを処理 できる。プロセッサあたり５つ以上のビームを処理することも、本発明の視野の 範囲である。 各々のデジタルマルチチャンネル受信器Ｒ−１０１は、好適な実施例では、図 ２ｂの高レベル機能ブロック図に示す、次の要素を備えている。これらの要素は 、動的で小ノイズで可変時間利得式の増幅器Ｒ−１１６と、アナログデジタル変 換器（ＡＤＣ）Ｒ−１１８と、デジタルマルチチャンネル受信プロセッサＲ−１ ２０と、を備えている。デジタルマルチチャンネル受信プロセッサＲ−１２０は 、概念的には、フィルタ／遅延ユニットＲ−１２２と、複素復調器Ｒ−１２４と 、を備えている。フィルタ／遅延ユニットＲ−１２２は、フィルタリングと、粗 い焦点調節の時間遅延を提供する。複素復調器Ｒ−１２４は、微細な焦点調節の 遅延を位相回転とアポダイゼーション（計測又は重み付け）の形態で提供し、ま た、ベースバンドへ、又は、その近傍への信号復調を行う。 テジタルマルチチャンネル受信器Ｒ−１０１は、加算器Ｒ−１２６に接続され 、そこでは、各々の受信プロセッサの各ビームの信号サンプルが加算器Ｒ−１２ ６により加算されて、最終受信走査線サンプルを生成し、その結果得られた複素 サンプルはベースバンドプロセッサＲ−１２５へ送られる。これらの夫々のブロ ックの厳密な機能及び構成は、残りの図面を最小して、後に十分に記述される。 局部又は２次コントロールＣ−２１０は、各々のデジタルマルチチャンネル受 信器Ｒ−１０１に関連する。局部プロセッサコントロールＣ−２１０は、中央又 は１次コントロールＣ−１０４によって制御され、タイミングと制御とパラメー タの値を前述の受信器Ｒ−１０１のそれぞれに送る。パラメータ値は、時間遅延 プロファイルとアポダイゼーション プロファイルを含んでいる。 ５． ドップラー受信ビーム生成器システム 広ダイナミックレンジ、非結像ドップラー捕捉のためのドップラー受信ビーム 生成器システムＡ−４００は、アナログ受信器Ａ−４０２を備えており、その各 々がエコー信号を各々の１以上の変換器Ｔ−１１４から受信する。ドップラー受 信器Ａ−４０２の各々は、復調器／レンジゲートＡ−４０４を備えており、それ は受信信号を復調してゲート制御し（ＰＷモードだけ）、エコーを狭いレンジか ら選択する。ドップラー受信器Ａ−４０２のアナログ出力はドップラープリプロ セッサＡ−４０６に送られる。プリプロセッサＡ−４０６内で、アナログ信号は 、加算器Ａ−４０８によって加算され、その後、積分され、フィルタリングされ 、アナログプロセッサＡ−４１０によってサンプリングされる。プリプロセッサ Ａ−４０６は、それから、サンプリングしたアナログ信号をアナログ−デジタル 変換器（ＡＤＣ）Ａ−４１２でデジタル化する。デジタル化された信号は表示処 理システムＲ−２６に送られる。ドップラー受信ビーム生成システムは、本出願 の主題である。 全てのドップラー受信器Ａ−４０２に、単一の局部的又は２次ドップラービー ム生成器コントロールＣ−１２７が関連している。ドップラービーム生成器コン トロールＣ−１２７は、中央又は１次制御システムＣ−１０４によって制御され 、制御及び焦点調節パラメータの値をドップラー受信ビーム生成器システムＡ− ４００に提供する。 ドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４００を記載する上述の特許出願に おいて指摘されるように、このビーム生成器システムＲ−２２は、デジタル受信 ビーム生成器システムＲ−１００とドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４ ００を、同一のデジタル送信ビーム生成器システムＴ−１０２及び同一の変換器 アレイを用いて、デジタル受信ビーム生成器システムＲ−１００がＢ−及びカラ ードップラーモードのような結像モードに対して最適となるように効果的に結合 し、それゆえ、高 い空間解像度を備えていることになる。付帯するドップラー受信ビーム生成器シ ステムは、広いダイナミックレンジを備え、非結像ドップラー処理信号捕捉にお ける使用に対して最適化されている。 ６． ビーム生成器中央制御システム 本発明のビーム生成器中央制御システムＣ−１０４は、デジタル送信ビーム生 成器システムＴ−１０２と、デジタル受信ビーム生成器システムＲ−１００と、 ドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４００と、適応式焦点調節制御システ ムＧ−１００と、ベースバンドプロセッサＲ−１２７の動作を制御する。 中央制御システムＣ−１０４の主な制御機能が図２ｃに図示してある。制御機 能は４つの構成要素を用いて行われる。捕捉コントロールＣ−１３０は、超音波 システムコントロールＲ−４０を含むシステムの残りの部分と通信し、高レベル の制御と走査パラメータのダウンロードを行う。焦点調節コントロールＣ−１３ ２は、送信／受信ビーム生成に必要な動的遅延値とアポダイゼーションデジタル 値をリアルタイムで計算し、それらは、適応式焦点調節制御システムＧ−１００ により提供されるあらゆる推定補正値に加え、事前計算値と拡張理想値を含んで いる。前置コントロールＣ−１３４は、デマルチプレクサＴ−１０６とマルチプ レクサＲ−１０８の切替えを設定し、変換器コネクタＴ−１１０とインタフェー スし、全ての送信増幅器Ｔ−１２３及び全ての受信増幅器Ｒ−１１６の利得とバ イアスレベルを設定する。タイミングコントロールＣ−１３６は、デジタル回路 が要求するデジタルクロックの全てを提供する。これは送信器ＤＡＣ Ｔ−１２ １と受信器ＡＤＣ Ｒ−１１８の全てのサンプリングクロックを含んでいる。 好適な実施例では、中央制御システムＣ−１０４は、補間及び補外の如き手法 を用いて事前に計算され、記憶されたデータに基づいて、焦点調節時間遅延と開 口アポダイゼーション値の散在テーブルを拡張する。拡張した遅延及びアポダイ ゼーション値は、変換器開口に渡る値のプロ ファイルとして局部プロセッサコントロールに送られ、レンジにおける遅延とア ポダイゼーションのデータ拡張が、変換器素子ごと、サンプルごと、ビーム値ご とに行われる。 ７． 適応式焦点調節制御システム 適応式焦点調節制御システムＧ−１００はリアルタイム同時適応式焦点調節を 提供する。適応式焦点調節制御システムＧ−１００は、中央制御システムＣ−１ ０４の焦点調節コントロールＣ−１３２に焦点補正遅延値を提供する適応式焦点 調節プロセッサＧ−５０５を備える。適応式焦点調節プロセッサＧ−５０５は、 デジタル受信ビーム生成器システムＲ−１００のサブアレイ加算器Ｒ−１２６か ら収集したデータから収差値推定器Ｇ−５０２によって生成された出力を演算す る。従って、収差補正値、好ましくは収差遅延及び振幅値は、図２ｃに示す適応 式焦点調節制御サブシステムＧ−１００により、送信焦点深度に対応するレンジ 領域で、各々の受信走査線又は受信走査線のサブセットについて適応的に測定さ れる。 焦点調節遅延を調整する適応式焦点調節制御システムに加えて、数多くの適応 式制御システムが考えられる。これらのシステムは、例えば、（１）焦点調節遅 延と開口アポダイゼーションを調整する適応式コントラスト改善制御システムと 、（２）焦点調節遅延及び位相、並びに、開口アポダイゼーションを調整する適 応式干渉除去コントロールと、（３）焦点調節遅延及び位相と、開口アポダイゼ ーションと、像送受信周波数と、ベースバンド波形整形を調整する適応式目標改 善コントロールと、を備える。 適応式焦点調節制御システムＧ−１００の好適な実施例に含めることができる 適応式焦点調節機能の別の観点は、幾何学的収差変換デバイスＧ−５０８／５０ ９であり、それは、測定された収差値を収差値推定器Ｇ−５０２が収集しなかっ た走査線及び走査線深度位置について、適応式焦点調節プロセッサＧ−５０５に 収差補正遅延値を提供することがで きる。特に、測定された収差補正値は、Ｇ−５０８／５０９の遅延テーブルに書 き込まれる。Ｇ−５０８／５０９は、幾何学的収差変換のルックアップルールに 準じて遅延テーブルから値を検索し、深度、走査幾何形状、並びに、深度、走査 幾何形状、及び、収差補正値が測定されたモード以外の捕捉モードに対して有効 な開口に渡る焦点調節遅延補正のプロファイルを形成する。 ８．ベースバンドプロセッサシステム ベースバンドプロセッサＲ−１２５は、ここに記載したように、フィルタリン グ、受信走査線間（ビーム間）の増幅および位相調整を行う。ベースバンドプロ セッサＲ−１２５は、ベースバンドフィルタ、複素乗算器、並びに、ベースバン ドフィルタおよび複素乗算器の動作を制御するベースバンドプロセッサコントロ ールを付加的に含んでいる。ベースバンドプロセッサコントロールは、中央制御 システムＣ−１０４によって制御される。 ９．干渉性サンプル合成システム この干渉性サンプル合成システムＳ−１００は、本発明のマルチビーム送信及 びマルチビーム受信能力を利用して、実際の走査線に沿った受信ビームデータの 干渉性（事前検出）サンプルを捕捉し、記憶し、そして、記憶された干渉サンプ ルの補間を行って、実際の走査線に沿った、又は、合成的に生成された走査線に 沿った新たなレンジ位置に新たな干渉サンプルを合成する。捕捉されたサンプル および合成されたサンプルの双方が、表示処理ステムＲ−２６に伝送される。 10．送信および受信マルチプレクサ 変換器アレイ素子Ｔ−１１４と、デジタル送信ビーム生成器システム、デジタ ル受信ビーム生成器システムおよびドップラー受信ビーム生成器システムのため のプロセッサＴ−１０３、Ｒ−１０１およびＡ−４０２ との接続性は、図２ａに示す送信デマルチプレクサＴ−１０６および別の受信マ ルチプレクサＲ−１０８を介して確立されている。図２ａに示す複数の変換器の マルチプレクサの形態は、単一の変換器アレイ内に完全に位置し、または、２個 の変換器アレイに跨がる送信および受信開口を選択することを可能ならしめる。 ２つのマルチプレクサは、ビーム生成器中央制御システムＣ−１０４によって独 立して制御されるが、滑り開口および合成開口モードを含む多くの捕捉モードを 支持するためにプログラムすることができる。 Ｂ． ドップラー受信ビーム生成器の詳細な説明 図２ｂを参照すると、デジタル受信ビーム生成器チャンネルの各々についての 低ノイズの可変利得増幅器Ｒ１１６が、ドップラー受信ビーム生成器Ａ−４００ 内の対応する復調／レンジ・ゲート・ユニットＡ４０２に関連付けられている。 図３は、所定の受信チャンネルについて、これらの２つの要素間の関係を示す機 能ブロック図である。 図３を参照すると、増幅器Ｒ１１６は、受信マルチプレクサＲ１０８からアナ ログ・チャンネル信号を受信する低ノイズ前置増幅器Ａ４０２を備えている（図 ２ａ）。低ノイズ前置増幅器Ａ４０２は、超音波システムの受信部における最初 の増幅段であり、後段で導入されたノイズに起因する重大なノイズ変質を防止す るのに十分な利得を有している。 前置増幅器Ａ４０２の出力は、電圧／電流信号コンバータ／スプリッタＡ４０ ４に送られるシングル・エンド電圧信号である。コンバータ／スプリッタＡ４０ ４の電流出力信号は、８つの導線Ａ４０６に送られ（後で明らかになる理由から ）、各々、４つの電圧／電流増幅器の２つの同じバンクを利用してそれらを駆動 する。４つの増幅器は、各々、それらの出力を、ほぼ、√２／２、（１−√２／ ２）、−√２／２、−（１−√２／２）の比率に重み付けする。２つのバンクは 同じであるが、ここでは、後で明らかになる理由から、１つはＩ−バンクと、他 の１つはＱ−バンクと呼ばれる。 コンバータ／スプリッタＡ４０４の出力導線Ａ４０６は、スイッチＡ−４０８ の入力ポートに接続され、スイッチＡ４０８は、捕捉モード制御信号Ａ４１１に 応答して、Ｂ／Ｆ−モード捕捉のために可変利得増幅器Ａ４０９へ、又は、Ｄ− モード捕捉のために導線Ａ４１４を経由して復調／レンジ・ゲートＡ４０２へ、 のいずれかに電流を案内する。好ましい実施例では、スイッチ及び可変利得の機 能は同じ回路で行われる。Ｄ−モードでは、利得は１に設定してある。Ｂ／Ｆ− モードでは、利得は、１より小さい範囲で連続的に可変である。これは、差動対 接続のバイポーラ・トランジスタにより構成できる。この実施例は、同一の受信 信号についてＢ／Ｆ−モード処理及びＤ−モード処理の両方を同時に実行するこ とはできないが、別の実施例は、この同時処理を実施できることが分かる。 Ｄ−モード捕捉中の焦点調節は、レンジ・ゲート・イネーブルＡ４１３のタイ ミングにより、及び、Ａ４３４から可能な位相回転を選択することにより、各々 の受信器の復調器／レンジ・ゲートＡ４０２で行われる。レンジ・ゲート・イネ ーブルＡ４１３と位相回転器Ａ４３４は、共に図３の局部的コントロールＣ１２ ７（図２ｂのドップラー・ビーム生成器コントロールＣ−１２７と同じ）により 動作され、それは図２ｃの捕捉コントロールＣ−１３０のＤＭＡプロセッサから 、その焦点調節タイミングを得る。中央制御システムＣ−１０４の焦点調節コン トロールＣ−１３２は、完全にサンプリングされ遅延及びアポダイゼーションの プロファイルに拡張される共通の散在的にサンプリングされた遅延及びアポダイ ゼーションのプロファイルから、ユーザが選択したレンジ間隔（ＰＷのみ）につ いての全ての送信／受信焦点調節パラメータを作成し、それらを次に最終的な局 部的制御処理のために各々のビーム生成器に送る。本実施例のドップラー受信ビ ーム生成器は均一のアポダイゼーションのみをサポートするので、中央制御シス テムＣ−１０４から入手できるアポダイゼーション・プロファイルは、このビー ム生成器には要求されない。ドップラー・ビーム生成器の能動要素を決めるため に、開口サ イズ及び位置のみが要求され、それは中央制御システムのアポダイゼーション装 置を必要とせずに、単純に事前に計算され記憶されるが、アポダイゼーションを 用いる他のドップラー・ビーム生成器の実施例は、中央制御アポダイゼーション から利益を得ることができる。ドップラー・ビーム生成器によって用いられ、全 ての超音波システム・ビーム生成器に共通する焦点調節コントロールＣ−１３２ 装置の遅延プロセッサによって生成される遅延は、送信ビーム生成器システムＴ −１０２又は結像受信ビーム生成器Ｒ−１００について行われたように、局部的 制御プロセッサに直接送られるわけではない。むしろ、それらは、更なる処理の ために捕捉コントロールＣ−１３０のＤＭＡプロセッサに送られて、各々のチャ ンネルごとの焦点調節遅延（開口の動作要素に対して）を、レンジ・ゲートのス タート、レンジ時間ゲート期間、微細な焦点調節位相回転要素に対する遅延に変 換し、それらは局部的コントロールＣ−１２７のＲＡＭに送られて記憶される。 ＣＷ動作では、レンジ・ゲート・イネーブルはＣＷ捕捉期間中にアクティブに保 たれ、焦点調節のために位相回転器のみがベースバンド復調信号に適用される。 Ｄ−モード捕捉の場合、ラインＡ４１４の信号出力は、チャンネルごとのアナ ログ受信回路Ａ４０２（図３）の第１の要素である、レンジ・ゲートＡ４１８に 送られる。レンジ・ゲートＡ４１８は８つのトランジスタにより単純に構成され 、その各々は、レンジ・ゲート・イネーブル信号Ａ４１３がオフの時に、Ａ４１ ４の８本の線の個々の１つを信号経路からそらす。レンジ・ゲートＡ４１８は、 機能的にはオン／オフ・スイッチであり、レンジ・ゲート・イネーブル信号Ａ４ １３を介して局部的コントロールユニットＣ−１２７によって制御される。ＣＷ 動作の場合、レンジ・ゲートＡ４１８は単純に“オン”又は“クローズ”にゲー ト制御される。ＰＷ動作では、それは、局部的コントロールユニットＣ１２７内 のＲＡＭにダウンロードされた各々のチャンネルにおけるレンジ・ゲートのオン ／オフ時間の論理マップからのドップラー・レンジ・ゲート・ポジションに準じ て時間的に設定される。局部的コントロール ユニットＣ１２７では、マップは、その連続的に指標された成分が、人体内の連 続的なレンジに対応するベクトルとして、各々のチャンネルにおいて表示される 。受信時には、ＲＡＭは、レンジ・ゲートをクローズする時とオープンする時を 決定するために、固定レートで読み取られる。読取シーケンス及びレートは全て のチャンネルに対して共通であるが、レートは、ゲート分解能と最大深度の間の トレードオフの便宜を図るために変更することができる。同一のレンジ・ゲート ・イネーブル信号が、アナログ受信チャンネルＡ４０２の近接する対の各々の内 部のレンジ・ゲートＡ４１８に送られる。従って、レンジ・ゲートＡ４１８は、 次に説明する加算後の積分器と共に、アナログ・ビーム生成器Ａ４００の粗い遅 延機能を形成する。アナログ遅延回路は存在しない。 ゲートをオフにしない時、コンバータ／スプリッタＡ４０４のＩ−バンクから の４つの導線Ａ４２０は、混合器Ａ４２２において、導線Ａ４２６から区別的に 到着する同相（Ｉ−ＣＬＫ）信号と混合され、コンバータ／スプリッタＡ４０４ のＱ−バンクからの４つの導線Ａ４２１は、混合器Ａ４２４において、導線Ａ４ ２８から区別的に到着する直角位相（Ｑ−ＣＬＫ）信号と混合される。混合器Ａ ４２２とＡ４２４は、各々単純に、一対の差動入力、差動出力を有するアナログ 乗算器を構成している。混合器Ａ４２２に送られる同相クロック信号は、アナロ グ受信チャンネルＡ４０２の全ての同相混合器に共通して送られ、混合器Ａ４２ ４によって受信される直角位相クロック信号も同様である。これらのクロック信 号は、非常にジッタの少ない手法である、水晶発振器信号を分周する回路（図示 せず）から生成できる。ジッタが少ないことは、広いダイナミックレンジの確保 を支援する。 混合器Ａ４２２とＡ４２４のベースバンド信号出力は、同相及び直角位相の成 分として提供され、各々が４本のラインＡ４３０及びＡ４３２を占有する。これ らの出力は複素回転器Ａ４３４に送られ、それは、入力の同相及び直角位相の信 号を選択し、出力の同相及び直角位相の信号の８つの可能な位相の１つに加算す る、ベースバンド信号処理ブロック である。各々のチャンネルの回転器は、局部的コントロールユニットＣ１２７に より提供される、自身の３つの位相制御入力ビットΦ［２：０］のセットを備え ており、種々のアナログ・ビーム生成器チャンネルＡ４０２のアナログ信号を位 相調整するように作用する。回転器Ａ４３４の同相及び直角位相の出力は、それ ぞれ、差動電流モード信号Ａ４３６及びＡ４３８として提供される。８つの可能 性のあるポジションの位相調整の細分性がこの実施例で用いられているが、異な る実施例において、より微細又はより粗い細分性を使用できることが分かる。 回転器Ａ４３４は、差動電流モード同相信号（Ｉ＋、Ｉ−）を導線Ａ４３６上 へ、差動電流モード直角位相信号（Ｑ＋、Ｑ−）を導線Ａ４３８上へ出力する。 回転器Ａ４３４は、そのＩ＋出力を、その８つの入力導線を電流的に操舵し、位 相制御入力ビットΦ「２：０」に応答して選定したそれらの対を加算することに より生成する。回転器Ａ４３４は、そのＩ−、Ｑ＋、及び、Ｑ−出力を類似の方 式で生成する。従って、８個の位置の位相回転が回転器Ａ４３４で行われ、ごく 僅かのハードウェアが要求されるにすぎない。 テーブルＩは、各々のΦの値に対応して回転器Ａ４３４で行われる特定の加算 を示す。導線Ａ４３０及びＡ４３２上の入力信号のベクトル特性のために、その 加算は、Φに応じた入力信号の位相回転を効果的に表していることが分かる。 テーブルＩで、 ＋Ｉ７は、コンバータ／スプリッタＡ４０４のＩバンクに関して√２／２の重 み付け出力から始まる入力導線を表す。 ＋Ｉ３は、コンバータ／スプリッタＡ４０４のＩバンクに関して（１−√２／ ２）の重み付け出力から始まる入力導線を表す。 −Ｉ７は、コンバータ／スプリッタＡ４０４のＩバンクに関して−√２／２の 重み付け出力から始まる入力導線を表す。 −Ｉ３は、コンバータ／スプリッタＡ４０４のＩバンクに関して−（１−√２ ／２）の重み付け出力から始まる入力導線を表す。 ＋Ｑ７は、コンバータ／スプリッタＡ４０４のＱバンクに関して√２／２の重 み付け出力から始まる入力導線を表す。 ＋Ｑ３は、コンバータ／スプリッタＡ４０４のＱバンクに関して（１−√２／ ２）の重み付け出力から始まる入力導線を表す。 −Ｑ７は、コンバータ／スプリッタＡ４０４のＱバンクに関して−√２／２の 重み付け出力から始まる入力導線を表す。 −Ｑ３は、コンバータ／スプリッタＡ４０４のＩバンクに関して−（１−√２ ／２）の重み付け出力から始まる入力導線を表す。 全てのドップラー受信ビーム生成器チャンネルＡ４０２のＩ及びＱ出力Ａ４３ ６及びＡ４３８は、共通部Ａ４１２に送られる前に結合される（ＩとＱに対して 別々に）。図５は同相信号が結合される様子を示しており、直角位相信号が同じ 方法で結合されることが分かる。図５の全てのアナログ信号経路は差動信号であ るが、それを示す表示は、図面上では明確な図解とするために省略してある。同 じことが次に説明する図４でも言える。 図５を参照すると、個々のドップラー受信ビーム生成器チャンネルＡ４０２の 全ての（Ｉ）信号出力は、電流加算ノードＡ６０２、Ａ６０４、Ａ６０６、Ａ６ ０８によって４つのグループで加算されて、４つの同相和を生成している。これ らの和は、それぞれ増幅器Ａ６１０、Ａ６１２、Ａ６１４、Ａ６１６によって増 幅され、その利得は、コントロールＡ６０９を介して４つの可能な利得設定から 共通に選択できる。これらの増幅器は、ベースバンド成分に影響を及ぼさずに、 混合プロセスのＲＦ積をフィルタする低域通過極点も導入する。そのうえ、シス テムの全てのＲＦ信号に関して、混合器Ａ４２２の出力から増幅器Ａ６１０、Ａ ６１２、Ａ６１４、Ａ６１６への物理的な信号経路長は、できるだけ短く保たれ る。これは増幅器の下流の要求にはならない。 増幅器の出力は、加算器Ａ６１８で加算され、結合された同相信号Ａ６２０を 全てのチャンネルから生成する。使用可能なチャンネルの数の全てより少ないチ ャンネルを使用することは、時折、医療的に有益であるので、スイッチＡ６２２ 、Ａ６２４、Ａ６２６、Ａ６２８を、個々の増幅器Ａ６１０、Ａ６１２、Ａ６１ ４、Ａ６１６と加算器Ａ６１８との間に挿入し、４つのチャンネル・グループの １以上を分離する。未使用チャンネルに起因するノイズは、完全に用いられてい ないあらゆるチャンネル・グループを分離することにより最小化される。 図４は、アナログ受信チャンネルＡ４０２の全てに共通するＡ４０６(図２ｂ) の回路の機能ブロック図である。同相と直角位相の経路が別々に図示してあるが 、それらは同一であるので、同相経路のみ説明する。 加算器Ａ６１８（図５）の出力Ａ６２０は、積分器／フィルタＡ５０４に接続 している。ＰＷモードでは、積分器は、選定されたパルス反復周波数（ＰＲＦ） でリセットされ、レンジ・ゲート積分器として作用する。ＣＷモードでは、この ブロックは低域通過フィルタとして作用する。 積分器／フィルタＡ５０４の出力は、追跡／保持回路Ａ５０６に送られ、それ はＰＷモードでは、レンジ・ゲート積分後のベースバンド信号を捕捉し、積分器 のリセット及び次の戻りパルスの積分中に保持する。また、超音波システムは、 同時表示モードでも作動でき、そのモードでは、２つの捕捉モードのデータが同 時に表示される。これは、捕捉モードを時間的にインターリーブすることにより 行われる。１方の捕捉モードがスペクトル・ドップラーである時に、追跡／保持 回路Ａ５０６は、Ｄ−モード捕捉中に追跡を行い、Ｂ−又はＦ−モード・ライン が発射されると保持する。前のＤ−モード期間に捕捉した最後の値をこれらの他 のライン発射中に保持し、追跡／保持回路Ａ５０６は、大きな過渡現象が下流の フィルタに印加されないようにするので、フィルタ安定化の要求を最小限にする ことができる。 回路Ａ５０６の状態／タイミングは、図４に便宜上再び示すように、コントロ ールユニットＣ１２７からの信号によって制御される。コントロールユニットは 、後に述べる理由から、追跡／保持回路の帯域幅も制御する。 追跡／保持回路Ａ５０６の出力は、低周波クラッタ信号を除去するために設け られた高域通過フィルタＡ５０８に送られ、それにより同相と直角位相の信号の ダイナミックレンジを減少させ、後に説明するＡ／Ｄ（ＡＤＣ）コンバータのダ イナミックレンジを効果的に活用する。このフィルタの遮断周波数は、コントロ ールユニットＣ１２７によって選択できる。 高域通過フィルタＡ５０８の出力は、プログラム可能な利得段Ａ５１０に送ら れ、その利得もコントロールユニットＣ１２７によって制御される。利得段Ａ５ １０は、低域通過フィルタＡ５１２と共に用いられて、 Ａ／Ｄコンバータへの入力を計測する。利得段Ａ５１０の出力は低域通過フィル タＡ５１２に送られ、その出力がアナログ・デジタル・コンバータＡ５１４のア ナログ入力に接続されている。低域通過フィルタＡ５１２は、コンバータの入力 サンプリングレートの半分を超える信号又はノイズのエイリアシングを防止する 。また、フィルタは、追跡／保持回路Ａ５０６の出力で生じる信号ステップも平 滑化するように作用する。 ＡＤＣ Ａ５１４は、１８ビット分解能で信号をデジタル化するオーバーサン プリングＡＤＣである。このコンバータは、数十ＫＨｚの範囲の固定出力サンプ リングレートで動作する。ＡＤＣ Ａ５１４は、サンプルごとに１ビットだけ、 そのアナログ入力信号を高くオーバーサンプリングする中間ステップを行う。こ の高くオーバー・サンプリングした信号は、次にデジタル的にフィルタリングさ れ、間引きされて、低いサンプリングレートの高精度出力サンプルを生成する。 ＡＤＣ内のデジタル・フィルタは、その周波数におけるサンプリングに必要なア ンチ・エイリアシングフィルタリングの大部分を行う。オーバー・サンプリング ＡＤＣとその長所については、Ｈａｕｓｅｒの“オーバーサンプルＡ／Ｄ変換の 原理”、Ｊ．Ａｕｄｉｏ．Ｅｎｇ．Ｓｏｃ．，Ｖｏｌ．３９，Ｎｏ．１／２、ｐ ｐ．３−２６（１９９１年１月／２月）に記載してあり、ここに参考文献として 含める。低いサンプリングレートにより、複素（Ｉ／Ｑ）出力データは、出力ロ ジックＡ５１５において単一のシリアル・データ・ストリームと結合され、それ は表示処理システムＲ−２６（図２ａ）のデジタル信号処理ブロックに送られる 。 図６は、ＰＷ−ドップラー捕捉（正規又はＨＰＲＦ）について、図３及び４に 示す、ある構成要素の動作を示すタイミング図である。図６のタイミング図のラ インＡ７０２は、超音波パルスが変換器アレイＴ−１１２から送信される時を示 す。図示のように、パルスは、時刻Ｔ１で送信を開始し、時刻Ｔ３で送信を終え る。次のパルスは、時刻Ｔ８で送信を開始し、時刻Ｔ１１で終え、以降同様に作 動する。 ラインＡ７０４とＡ７０６は、２つのレンジ・ゲートＡ４１８（図３） がクローズする時を示す。ラインＡ７０４上に示すレンジ・ゲートｍはビーム生 成遅延プロファイルに応じて最も早くクローズするレンジ・ゲートであり、ライ ンＡ７０６上に示すレンジ・ゲートｎは最後にオープンするレンジ・ゲートであ る。従って、図６に示すように、最初にクローズするレンジ・ゲートは時刻Ｔ５ でクローズし、最後にオープンするレンジ・ゲートは時刻Ｔ６でオープンする。 通常のＰＷ−ドップラー捕捉の場合、Ｔ５からＴ６にかけてレンジ・ゲートを通 るエコーは、Ｔ１とＴ３の間で送信された送信パルスに応答して生成されたもの である。幾つかの超音波パルスが同時に飛ぶＨＰＲＦ ＰＷ−ドップラー捕捉の 場合、Ｔ５とＴ６の間で受信される興味の対象のエコーは、Ｔ１以前に送信され た幾つかのパルスに応答して生成されたものである。より最近に送信されたパル スからのエコーもＴ５とＴ６の間でレンジ・ゲートを通るが、これらの信号は、 下流のフィルタＡ５０８によってフィルタリングされるか、又は、医療関係者に よって制御可能である。詳細には、希望しない信号が静止物体からのエコーを構 成する場合、それらは、追跡／保持Ａ５０６の出力に一定のオフセットを単純に 加えるに過ぎない。一定のオフセットは、ゼロ周波数成分であり、高域通過フィ ルタＡ５０８によって減衰される。希望しない信号が運動物体からのエコーを構 成する場合、医療関係者は、希望しない感知領域ををどこかに移動するために、 変換器を移動することができる。 ラインＡ７０８は、積分器／フィルタＡ５０４（ＰＷ動作の場合には積分器と して作動する）への制御信号を示している。図６に示すように、積分器は、時刻 Ｔ４までクリアし、それは、最初のレンジ・ゲートｍがクローズする時刻Ｔ５の 前でなければならない。積分器Ａ５０４は、積分を時刻Ｔ１０まで続け、それは 最後のレンジ・ゲートｎがオープンする時の後になる。また、それは、後に説明 するように、追跡／保持回路Ａ５０６による捕捉の後でもある。ラインＡ７１０ は、積分器Ａ５０４のサンプル電圧出力を示す。Ｔ５以前にクリアされた状態か ら始まり、電圧出力は、レンジ・ゲートがクローズしている間に、Ｔ５とＴ６の 間 で傾斜状に上昇し、積分器がクリアすると、Ｔ６からＴ１０まで定常状態を保つ ことが分かる。 チャンネルごとの増幅器Ｒ１１６の内部ノイズは、それらの各々のチャンネル のレンジゲートがクローズしている間だけ、積分器出力へノイズを与える。しか し、後続段から積分器にいたるノイズ源は、積分器が積分（リセットと逆）モー ドである時全体にわたって、積分器出力にノイズを与える。このノイズは積分器 によって累積されるので、制御ユニットは、Ｔ４からＴ５の時間を最小限にして 、ノイズの影響を最小化する。 図６のラインＡ７１２は、追跡／保持ユニットＡ５０６が追跡する時及び保持 する時を示す。図示のように、追跡／保持ユニットＡ５０６は、レンジ・ゲート がクローズしているＴ５とＴ６の間で、その前の値を保持し、その後できるだけ 早く、時刻Ｔ７で追跡を始める。Ｔ６とＴ７の間の時間は、積分器のノイズ累積 を小さくするために、できるだけ短くする。追跡／保持ユニットＡ５０６は、時 刻Ｔ９まで追跡を継続し、その後、時刻Ｔ１０で、積分器Ａ５０４がクリアされ る（ラインＡ７０８を参照）。図６のラインＡ７１４は、ラインＡ７１０で示し た積分器電圧出力に応答する追跡／保持ユニットＡ５０６の電圧出力を示す。ラ インＡ７１２で示した各々の追跡間隔後に、追跡／保持ユニットＡ５０６の電圧 出力が積分器Ａ５０４の直前の電圧出力に対応することが分かる。 追跡／保持回路Ａ５０６のサンプリング作用は、出力の通過帯域へのノイズ・ エイリアシングの原因になる。これが生じる度合いは、追跡／保持回路の帯域幅 によって制御される。狭い帯域幅はノイズ・エイリアシングを少なくするが、長 い捕捉時間Ｔ７−Ｔ９を必要とする。従って、追跡／保持回路の帯域幅は、エイ リアシングされたサンプル・ノイズと追跡／保留捕捉時間中における更なる積分 器ノイズ累積との関係のトレードオフによって選択される。コントロールユニッ トＣ１２７は、４つの使用可能な追跡／保持帯域幅の内の１つと、対応する捕捉 時間Ｔ７−Ｔ９を、現在のシステム設定に基づいて選択する。 ラインＡ７１６は、ＡＤＣ Ａ５１４が、各々の変換を完了する時の時刻を矢 印で示す。ＡＤＣ Ａ５１４は、毎秒５０，０００出力サンプルの固定レートで 作動し、図６の波形図の全ての他の時間がそれに基づいて計算される。詳細には 、ラインＡ７１２に示すように、追跡／保持ユニットＡ５０６は、ＡＤＣ出力サ ンプルが完了すると直ちに次のサンプルの追跡を開始するように作動する。追跡 時間の最後であるＴ９の直後、時刻Ｔ１０で、積分器Ａ５０４がクリアされる（ ラインＡ７０８）。Ｔ６（最後のレンジ・ゲートがオープンする時）と時間Ｔ７ （追跡／保持ユニットＡ５０６が追跡を開始する時）の期間は任意であるが、前 述のようにノイズを最小限にするために、この時間をできるだけ短くすることが 望ましい。Ｔ５（最初のレンジ・ゲートがクローズする時）とＴ６（最後のレン ジ・ゲートがオープンする時）の期間は、Ｔ１（送信開始）とＴ５（最初のレン ジ・ゲートがクローズする時間）の期間のように、医療関係者が選択するレンジ 間隔と位置によって固定される。従って、Ｔ６とＴ７の期間をできるだけ短くす るために、システムは、ＡＤＣ Ａ５１４が出力サンプルを完了する前に、最後 のレンジ・ゲートがオープンできるように、少し早めに各々のパルスの送信を開 始する。 医療関係者が選定したターゲットの深度のために、Ｔ１（送信開始）とＴ６（ 最後のレンジ・ゲートがオープンする時間）の間の時間がＡＤＣ出力サンプル間 の２０マイクロ秒より長くなるケースがしばしばある。これが生じる時に、シス テムは、ＡＤＣ出力サンプル時間と同期して送信時間の開始の計算を続けるが、 ２つ又は３つ以上のＡＤＣ出力サンプルごとに１つの送信パルスのみが発行され る。この場合、ＡＤＣは、発射ラインごとに２以上の出力サンプルを生成する。 これらの複数出力サンプルは、追跡／保持ユニットＡ５０６の単一の保持出力値 についての異なる推定値を示し、それらは、発射ごとに単一出力値を生成するた めに、後のプロセスで単純に平均化される。 ドップラー・ビーム生成器Ａ４００の前述の機能ブロックの全てが、スペクト ル・ドップラー捕捉における広大なダイナミックレンジを提供 するために容易に最適化可能であることが理解される。いずれのブロックも、こ のような最適化は本質的に難しいことではない。ビーム生成器Ａ４００は、スペ クトル・ドップラー捕捉に対して十分な指向性を備えており、最小限度を越える 更なる回路を必要とせずにＢ／Ｆ−モード受信器に追加されている。これは、下 記を含み、しかしそれに限定されない、多くの革新により可能になる。第１に、 単純で、チャンネルごとのレンジ・ゲートＡ４１８（図３）の使用により、高価 で高精度の、チャンネルごとのアナログ又はデジタルディレイラインの必要性が 無くなる。第２に、アナログ領域を保ちながらの受信信号のビーム生成により、 受信チャンネルの各々の前段における高価で高ダイナミックレンジのＡＤＣの必 要性が無くなる。単一のＩ／Ｑの一対のＡＤＣ Ａ５１４だけが実際に要求され る。第３に、クラッタを高域通過フィルタＡ５０８でフィルタリングすることに より、単一のＩ／ＱのＡＤＣ対のＡ５１４のダイナミックレンジ要求も最小限に なる。第４に、デジタル変換の前に、希望レンジ間隔に対してのみ受信信号をア ナログ処理することにより、ＡＤＣ Ａ５１４の変換速度要求は大幅に減少する 。（すなわち、レンジ・ゲートと積分の前に置かれたＡＤＣはＭＨｚレンジで作 動する必要があるが、この実施例のＡＤＣ Ａ５１４はＫＨｚレンジでのみ作動 すればよい）。第５に、信号経路における高価な処理の殆どが、経路の共通部分 で行われる。システムで何回も繰り返されるチャンネルごとの部分が経済的に構 成できる。 以上、２つの受信ビーム生成器が同一の超音波変換器アレイに接続される超音 波システムについて説明してきた。一方の受信ビーム生成器（Ｄ−モード受信ビ ーム生成器）は、他方（結像受信ビーム生成器）より遙かに広いダイナミックレ ンジを備えるが、受信ビームごとに単一のターゲットのみに関する情報を生成す る。更に、結像受信ビーム生成器は、受信ビームの焦点レンジを動的に追跡する （付録を参照）が、Ｄ−モード受信ビーム生成器は、１つのレンジ間隔にのみ焦 点調節を必要とする。Ｄ−モード受信ビーム生成器は最適なスペクトル・ドップ ラー捕捉のた めに設計されており、結像受信ビーム生成器は最適な結像捕捉のために設計され ている。 前述の実施例では、信号処理経路において、ある機能ユニットが他の機能ユニ ットの上流又は下流に位置するとして示した。例えば、図３の場合、回転器Ａ４ ３４はレンジ・ゲートＡ４１８の下流に図示され、それらは共に（図４を参照） 積分器／フィルタＡ５０４の上流にある。“上流”と“下流”という用語は、指 定の機能を行う異なる構成要素が相互に接続される道筋を意味するが、この用語 は、処理要素が行うステップ間の時間的な関係も包含する。例えば、受信チャン ネル信号の所定の瞬間的な部分がレンジ・ゲートＡ４１８を通った後に、その受 信信号の同一の瞬間的な部分が回転器Ａ４３４に達する前に、有限の時間が経過 する。アナログ機能ブロックの場合、この時間遅延は、僅かであるが有限である 。また、上流のユニットが入力信号の後半の瞬間的な部分を処理するのと同時に 、下流のユニットが入力信号の前半の瞬間的な部分を処理することも可能である ことに注目すべきである。このような動作が時間的に重複しても、上流のユニッ トは、下流のユニットが同じ瞬間的な部分を処理する前に、受信信号の所定の瞬 間的な部分を処理する。 明らかに、ドップラー受信ビーム生成器Ａ４００の処理要素の多くは次々と相 互に交換することができ、本発明を妨げない他の処理要素を信号経路の種々のポ イントに挿入できる。このような変形を可能にするために、ある信号は、ここで は、信号経路の他の上流の信号に“応答する”と呼ばれる。介入する処理要素が ある場合、その処理要素の信号出力も信号入力に“応答する”。加算器Ａ５０２ のように、介入する処理要素が２つ以上の信号を結合する場合、処理要素の信号 出力は信号入力の各々に“応答する”。１つの送信ラインが上流の信号を下流の 信号から分離しているのみである場合、下流の信号も、この用語がここで用いら れている限り、上流の信号に“応答する”と考えられる。 最後に、ここで用いた“アナログ”信号は、その値が、時間的なある所定の瞬 間に、連続する値の範囲内の任意の値をとる信号である。アナ ログ信号は、時間的に連続する場合もあり、時間的にサンプリングされる場合も ある。“デジタル”信号は、この用語がここで用いられている限り、離散的な値 のみを採りうる。 本発明の好適な実施例の前述の説明は、図解と説明を意図している。開示した 正確な形態に本発明を限定する又は排他的にすることを意図するものではない。 例えば、ドップラー受信ビーム生成器のチャンネルごとの処理については、考 えられる数多くの変形がある。例えば、位相回転器の前段で、固定のＩ及びＱク ロックによって駆動される混合器の代わりに、チャンネルごとの位相回転器が、 入力される固定のＩ及びＱクロックに作用し、それらの出力が混合器を駆動する ことができる。別の事例として、レンジ・ゲートされた信号は、ある数の隣接す るアレイ・チャンネルに共通に使用できる（しかし限定する必要はない）。ＣＷ −専用の適用の場合、レンジ・ゲートは完全に省略できる。好適な実施例は、各 々のチャンネルを全体的に動作可能又は動作不能の状態にして、アポダイゼーシ ョン・コントロールの有効な１ビットをサポートする。別の実施例では、アポダ イゼーションは、アナログ入力に印加されるチャンネル信号を有し、デジタル入 力に印加されるデジタル・アポダイゼーション値を有する乗算ＤＡＣ構造を用い ることにより、非常に数多くのビットに拡大できる。更に別の事例として、要素 （例えば、混合、位相調整、ゲート制御）を処理する順序を変更できる。 更に別の変形として、ベースバンドへの直接的な復調の代わりに、別の実施例 はＩＦスキームを採用し、チャンネルごとに単一の混合器クロック（クロック位 相がチャンネルごとに独立に制御される）が、受信信号をＩＦ周波数に変換して 位相調整するために用いられる。レンジ・ゲート制御は混合器の前にも後にも適 用できる。次に、チャンネルごとのＩＦ信号が加算され、ベースバンド処理の前 に加算された出力上でＩとＱの復調が行われる。代わりに、ベースバンド復調の 前にＩＦ信号上である処理が行われる。ビーム生成前の位相調整とビーム生成後 の復調と を行う実施例も可能である。 ＰＷドップラー構造に関する別の変形は、各々のチャンネルの信号をベースバ ンドに復調し、それを独立に位相調整し、それをある数の隣接するチャンネル（ 例えば、８）にわたって加算してサブアレイ信号を生成し、加算された信号をＩ 及びＱの積分器のセットにおいて（サブアレイごとに１つの複素セット）累積し 、積分器出力を加算する。また、単一ビーム又は多ビームに沿って、発射ごとに ２つ以上の選択したターゲットに関する情報を捕捉する実施例も可能である。 数多くの他の修正と変形が当業者には自明のことと思われる。実施例は、本発 明の原理とその具体的な適用事例を最も効果的に表すために選定され説明されて きたので、当業者は、考えられる特定の用途に適した種々の実施例と種々の修正 について、本発明を理解できるものと思われる。本発明の範囲は、次に示す特許 請求の範囲とその同等な項目から定められることを意図している。 付録Ａ デジタル受信ビーム生成器システムの好ましい実施例 １．アナログフロントエンド ａ． 低ノイズの可変時間利得増幅器 従来技術で周知のように、時間変動性の利得が、深度に伴う減衰を補償するた めに受信信号に印加される。この実施例では、利得は、アナログで低ノイズの時 間利得増幅器Ｒ−１１６（図２ｂ）によって印加される。個々のデジタルマルチ チャンネル受信器Ｒ−１０１ごとに、１つの低ノイズの時間利得増幅器Ｒ−１１ ６が含まれる。共通の利得機能が全ての増幅器Ｒ−１１６に適用されるが、独自 の利得を増幅器Ｒ−１１６ごとに適用することもできる。利得は、結像される物 体から変換器素子へのレンジ（又は、時間、レンジと時間は結像される媒体内に おける音の速度に応じて互いに関連するので）に伴って変動する。 ｂ． アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ） 好ましい実施例のアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）Ｒ−１１８は、受信信 号の公称中心周波数Ｆ₀の少なくとも４倍（好ましくは、４、８、１６又は３２ 倍）で信号をオーバーサンプリングする。オーバー・サンプリングのレートは、 異なる実施例においては、４倍より小さくもできるし大きくすることも可能であ る。従って、システムが１０ＭＨｚで結像していると、ＡＤＣ Ｒ−１１６は４ ０ＭＨｚのレートでサンプリングする。好適には、ＡＤＣ Ｒ−１１６は８以上 のビット数のＡＤＣである。しかし、前述の特許から明らかなように、多くのタ イプのＡＤＣが、異なる実施例においてビーム生成器と共に使用できる。 ２． マルチチャンネル・デジタル信号処理（デジタルマルチチャンネル受信プ ロセッサＲ−１２０） ａ． 処理モード 図７の機能ブロックを説明する前に、各々の受信プロセッサが作動できる種々 の処理モードを理解していることが望ましい。理想的には、各々の受信プロセッ サが、ある最大値までのあらゆる受信信号公称中心周波数Ｆ₀において、ある最 大値までの受信信号空間レンジ分解能γ_B（受信信号帯域幅と逆の関係）で特定 される、ある最大値まで任意の数の重畳され、別個に遅延され、アポダイズされ た受信ビームを処理できることが望ましい。しかしながら、これは、特に最大値 が大きい場合に、過度の処理能力を要求する。処理能力は、あらゆるシステムに おいて制限があるので、全ての３つのパラメータが最大値に指定される時にもハ ードウェアが対応できるように、これらの最大値を十分に低く保持しなければな らないことが分かる。この実施例は、その一方で、これらの３つのパラメータの なかでトレードオフを許容し、中央制御システムが医療設定に基づいて処理モー ドを選定することを可能とすることによって、使用可能な処理能力を効果的に活 用している。ユーザが、医療設定に関する変換器とモードと走査フォーマットを 一度選択したならば、この方法と装置は、好適には予め選択し予め記憶してある 処理モードから自動的に選択を行うものと理解すべきである。 テーブルＡ１は、中央制御システムＣ−１０４が選択でき、受信ビーム生成器 Ｒ−１００の全てのデジタルマルチチャンネル受信プロセッサＲ−１２０に適用 される処理モードの一部を示している。別の実施例は、より少数又は多数のモー ドと、より少数又は多数のビームをサポートできる。テーブルでは、下記の用語 が用いられている。 Ｆ_s： システム・クロック周波数である。中央制御システムＣ−１０４は、あらゆる 種々の周波数にＦ_sを設定できる。 Ｆ_ADC： サンプルがＡＤＣ Ｒ−１１８（図２ｂ）によって変換される、ＡＤＣのサン プリング周波数又はレートである。ここで一般的に、Ｆ_ADC＝Ｆ_s又はＦ_s／２で ある。 Ｆ₀： 受信信号の公称中心周波数である。Ｆ₀は、実際の信号搬送周波数Ｆ_cに等しい か近いので、公称受信信号周波数と考えられる。Ｆ₀は、Ｆ_sの端数として、個々 のデジタルマルチチャンネル受信器Ｒ−１０１ごとに特定される。Ｆ₀は、予め 記憶してある値に基づいて、デジタルマルチチャンネル受信器Ｒ−１０１ごとに 、中央制御システムＣ−１０４によってプログラム設定される。 ｃ： 人体における音の速度である。 λ₀： Ｆ₀の音波波長であり、λ₀＝ｃ／Ｆ₀である。 Ｆ_c： 受信信号の搬送周波数（結像周波数）である。デジタル・マルチチャンネル受 信器Ｒ−１０１は、Ｆ₀をＦ_cにバーニャすることにより同調できる。Ｆ_cとＦ₀は 、中央制御システムに予め記憶してあるように、ｖ・Ｆ₀＝Ｆ_cになるように、周 波数スケール・ファクタ又は周波数バーニャ・ファクタｖによって、本実施例に おいて関連付けられる。本実施例が同調できる搬送周波数Ｆ_cのレンジは、理論 的には０×Ｆ₀から２×Ｆ₀であるが、典型的には、Ｆ₀の７５％からＦ₀の１２５ ％の間になる。 Ｒ₀： ビームごとの複素（Ｉ／Ｑ−ペア）出力サンプリングレート又はビームごとの 処理レートである。Ｒ₀／Ｆ₀の比率は、受信信号の公称中心周波数Ｆ₀の周期ご との複素サンプルの数を表している。 γ_B： ビームごとの空間レンジ分解能である。γ_B＝Ｃ／２Ｒ₀＝λ₀／（２Ｒ₀／Ｆ₀ ）であることに留意すべきである。 間引器２で選択した空間レンジ分解能（又は帯域幅モード（ＢＷモード））： 値Ｆ₀／２から４Ｆ₀の間の空間レンジ分解能を考慮して、好ましい実施例 においては、６つの空間レンジ分解能（又は帯域幅モード）がある。これらの値 から外れた値も、異なる実施例において使用可能である。 空間レンジ分解能（帯域幅モード）： ＢＷモード１： Ｒ₀＝４Ｆ₀ 又は γ_B＝λ₀／８ ＢＷモード２： Ｒ₀＝２Ｆ₀ 又は γ_B＝λ₀／４ ＢＷモード３： Ｒ₀＝ Ｆ₀ 又は γ_B＝λ₀／２ ＢＷモード４： Ｒ₀＝Ｆ₀／２ 又は γ_B＝λ₀ ＢＷモード５： Ｒ₀＝２Ｆ₀／３又は３γ_B＝λ₀／４ ＢＷモード６： Ｒ₀＝Ｆ₀／３ 又は３γ_B＝λ₀／２ Ｎ_B＝所定の処理モードにおいて、同時に生成されるビームの最大数である。（ ビーム生成器は、希望に応じて、Ｎ_Bビームより少なく生成するように作動でき る。例えば、Ｎ_B＝４のモードでは、ビーム生成器は、希望に応じて３ビームだ け生成するように作動できる。但し、これは、使用可能なハードウェアの処理能 力を完全に用いているわけではないが。） Ｎ／Ｉ＝好ましい実施例では実行されないモード 個々の受信信号の公称中心周波数Ｆ₀ごとにテーブルＡ１を水平方向に見ると 分かるように、ハードウェアは、重畳されたビーム波形の数Ｎ_Bをより多くする ことのトレードオフとして、ビームごとの空間レンジ分解能γ_Bを幾分低下させ 、また、その逆を行なうことを可能にする。より大きいＮ_Bは高いフレーム・レ ートに変わり（視野全体が１／２又は１／４の発射数で走査できるので）、向上 した空間レンジ分解能γ_B（小さいγ_Bの値）はレンジにおける鋭い像に変わる。 例えば、従って、Ｂ−モードとＦ−モードのパルス発射をインターリーブして生 成し、グレースケールの像上に重畳されたカラー・フロー・ドップラー像を表示 する表示モードにおいては、両方のモードが同じＦ₀を共用すると仮定すると、 中央制御Ｃ−１０４システムは、全てのＢ−モード結像パルスに対してＮ_B＝１ で、また、カラー・フロー・ドップラー結像パルスに対してＮ_B＝２、又はＮ_B＝ ４でも動作するように受信ビーム生成器Ｒ−１００を再プログラムできる。 同様に、テーブルＡ１を垂直に下方に見ると、この例のモード５と６を除いて 、ビームＮ_Bの所定の最大数に対して、より高い搬送周波数（ほぼＦ₀）を有する 処理モードは、より高い相対的なビームごとの空間レンジ分解能γ_Bを備えてい る。医療関係者は、典型的に、希望深度の透過に適した搬送周波数で作動できる 変換器を選択する。その場合、医療関係者は、全体的な像の分解能（２つのター ゲットを識別できる能力）のために、透過を犠牲にする。（より大きい透過は結 像周波数を減少させることによって達成され、それは次には全体の像の分解能を 減少させるので、後者のトレードオフは超音波の物理的特性に内在的なものであ る）。所定のビームＮ_Bの最大数について、所望の組織の透過からＦ₀が決まり（ テーブルＡ１）、次に、ハードウェアが、選択されたＦ₀で提供することができ る最適なビームごとの空間レンジ分解能を有する処理モードも決まる。すなわち 、高い透過を達成するためにＦ₀がＦｓに対して減ると、各々の受信チャンネル Ｒ−１０１の信号処理通路は、秒単位で多くのサンプルを処理する必要がなくな る。これは、ハードウェ アの処理機能を使用可能な状態にするので、システムは、Ｒ₀／Ｆ₀を高めること によりその処理機能を活用し、それゆえ正規化されたビームごとの相対的な空間 レンジ分解能γ_B／λ₀を改善することになる。 更に、この例のモード５と６を再び除いてテーブルＡ１を対角線状に（右上に ）見ると、ハードウェアは、一定受信空間分解能γ_Bにおいて、より多数のビー ムＮ_Bのためのトレードオフにより、低いＦ₀を許容することが可能であることが 分かる。 要するに、受信チャンネルＲ−１００が作動するように指定できるモードが、 ３つのパラメータＮ_BとＦ₀とγ_Bにおけるトレードオフを提供することになる。 従って、各々の処理モードがパラメータ・セット（Ｎ_B、Ｆ₀、γ_B）を規定する 。一般的に、テーブルＡ１に示す処理モードの全ては、所定のＦｓに対して、ビ ームＮ_Bの最大数と、正規化されたビームごとの空間レンジ分解能γ_B／λ₀で除 算されたチャンネル処理レートＦ₀と、の積が一定になるというルールを満足し ている。更に、好ましい実施例は、テーブルＡ１に示されておらず、システムの 総処理能力を十分に活用していない別の処理モードもサポートする。 ｂ． 間引器１： 図７に示すように、ビーム生成器プロセッサＲ−１２０は、間引器１Ｒ−１５ ０と時間遅延メモリＲ−１５２と間引器２ Ｒ−１５４と複素乗算器Ｒ−１５６ とから構成されている。間引器１ Ｒ−１５０は、プログラム設定可能（既に定 義）であり、種々のプログラム可能な間引き係数及び関連するプログラム可能な フィルタ係数を有する可変レート間引フィルタ又はマルチレート間引フィルタと も呼ばれる。間引器１ Ｒ−１５０は、好ましい実施例では、機能的に、第１の プログラム可能なフィルタ係数ｈ１を有する第１のフィルタ（フィルタ１）Ｒ− １６０と、間引き係数Ｋ_D1（テーブルＡ２）でダウンサンプリングする間引器Ｒ −１６２と、第２のプログラム可能なフィルタ係数ｈ２を有する第２のフィルタ （フィルタ２）Ｒ−１６４と、により構成されている。好ましい 実施例では、フィルタ１（ｈ１）は、ＦＩＲ（有限インパルス応答性）のアンチ エイリアシング低域／高域通過フィルタである。フィルタ１（ｈ１）は、ＡＤＣ 量子化ノイズと受信信号の公称中心周波数Ｆ₀の奇数高調波を除去する。好適に は、フィルタ２（ｈ２）は、ＦＩＲのアンチエイリアシング帯域通過フィルタで あり、受信信号の公称中心周波数Ｆ₀の偶数高調波を取り除く。フィルタのプロ ファイルと間引きレートの値は、受信信号の公称中心周波数Ｆ₀とＡＤＣのサン プリングレート（Ｆ_ADC）に基づいてプログラムできる。このようなフィルタは 、信号整形の、追加のプログラム可能なタスクも行うことができる。実施中にお いては、フィルタ１（ｈ１）Ｒ−１６０と間引器Ｒ−１６２の機能的特徴は同時 に達成される。しかし、フィルタリングと間引き動作は、他の実施例において、 別個に、計算面では効率の低い順序で行うことも可能である。 更に、この実施例は、種々の長さのフィルタを用いて、且つ、固定又は浮動小 数点動作を用いて実施できることが理解される。デジタル信号処理間引器は、フ ィルタリングとダウンサンプリングの両方を行う。 プログラム可能の同様の定義によれば、フィルタとフィルタ係数と間引きレー トのプログラムは、デジタルマルチチャンネル送信器Ｔ−１０３とデジタルマル チチャンネル受信器Ｒ−１０１の動作を統合する、中央制御システムＣ−１０４ によって行われる。このようなフィルタ係数とフィルタ値と間引係数値は、中央 又は１次制御システムＣ−１０４から、間引器１ Ｒ−１５０のメモリＲ−１６ ５にダウンロードできる。よって、１次制御システムＣ−１０４は、メモリＲ− １６５をプログラムでき、且つ、間引器１ Ｒ−１５０を作動するためにメモリ Ｒ−１６５にプログラム設定した値から選択が可能である。代わりに、この値は メモリＲ−１６５のようなメモリに恒久的に予め記憶し、１次制御システムＣ− １０４が、前述のプログラム可能の定義に応じた処理モードに基づいて、予め記 憶してある値の中から選択するようにすることもできる。更に、異なる実施例に おいて、テーブルＡ２に指定した以外の間引き係数を選択することもできる。 ナイキストのサンプリングルールに準じて、実際の信号は、信号を正しく再現 することを可能とするために、その信号の最大周波数の少なくとも２倍以上でサ ンプリングしなければならない。デジタルマルチチャンネル受信プロセッサＲ− １２０が受信する信号については、信号の公称中心周波数Ｆ₀を超えるかなりの 周波数成分があり、Ｆ₀の４倍のオーバーサンプル・レート（テーブルＡ２を参 照）によってこれらの周波数は適切にサンプリングされる。好ましい実施例では 、ＡＤＣ Ｒ−１１８のデータが既にＦ₀の４倍の周波数である時には、間引き 動作は行われない。従って、間引器１ Ｒ−１５０のある公称間引きモードでは 、間引器１ Ｒ−１５０が全く間引き動作を実施しない。１０ＭＨｚであるＦ₀ と等しい中心周波数Ｆ_cを有するビームで、サンプリング周波数Ｆ_sが４０ＭＨｚ である場合、間引き動作をしない間引器１ Ｒ−１５０の出力は、４０ＭＨｚで あるか又は４倍でオーバーサンプリングされている。受信信号の公称中心周波数 Ｆ₀の４倍より高くサンプリングされるＡＤＣ Ｒ−１１８からの信号は、テー ブルＡ２から明らかなように、受信信号の公称中心周波数の４倍である４Ｆ₀に ダウン・サンプリングされる。間引き係数Ｋ_D1は、ＡＤＣのサンプリングレート Ｆ_ADCの関数として、この間引きレートを達成するように選択される。 よって、この実施例では、間引器１の間引き係数Ｋ_D1と、チャンネル処理レー ト又は中心周波数Ｆ₀と、ＡＤＣのサンプリングレートＦ_ADCとの間の関係は、Ｋ_D1 ＝Ｆ_ADC／４Ｆ₀になる。 ここで、Ｆ_ADC＝Ｆｓ又はＦｓ／２である。 係数４より小さい又は大きいオーバーサンプリング（従って、異なる整数又は 有理数あるいはその両方の間引き係数Ｋ_D1をもつ）を、異なる実施例において実 施することもできる。 更に、フィルタ１（ｈ１）Ｒ−１６０とフィルタ２（ｈ２）Ｒ−１６２につい て、フィルタ係数を、これらのフィルタが指定間引き係数ごとにバイパス・モー ドで作動する（即ち、フィルタリングしない）ように選択することができる。こ のバイパス動作は、診断の目的に活用できる。 更に、最大広帯域処理に対して、フィルタ１はフィルタ動作を実施しないように することができる。 Ｃ． 時間遅延メモリ 図９ａに示すように、変換器の開口に渡る時間遅延のプロファイルは、変換器 素子位置と、結像される物体の変換器アレイからのレンジとの両方の関数である 。一般的に、走査線が前方へ真っ直ぐに操舵されるケースでは、変換器アレイの 端部の信号に加わるよりも大きな遅延が、開口（図９ａ）の中心に加わる。この 理由は、結像される物体からの受信（戻りエコー）超音波信号は、より中央より の変換器素子又は結像される物体に近い変換素子に達するより、外側の変換器素 子に達するほうが、時間がかかるためである。 また、図９ａに示すように、走査線が変換器アレイの面に垂直に操舵されるケ ースにおいて、時間遅延プロファイルがレンジ（又は結像される物体に対する時 間）の関数として平坦になる理由は、レンジが無限大に向けて増大するにつれて 、あらゆる特定の変換器素子から結像される 物体に至る距離が同一の値に収束し、受信信号を適正に加算するための時間遅延 の必要性を減少させるからである。 好ましい実施例では、異なる時間遅延プロファイルが、レンジ・ゾーンの基準 レンジ境界に割り当てられる（図９ａと９ｃと次の説明を参照）。基準レンジ境 界間の離間距離は、必要に応じて、等しく又は異なる距離とすることができる。 更に、これらの時間遅延は、次に説明するように、信号に適用される粗い時間遅 延を表していて、位相シフトとして実施される微細な焦点調節時間遅延が、複素 乗算器Ｒ−１５６によって適用されることが分かる（図７）。 変換器の開口に対して操舵される受信ビームの追跡は、図９ｂに示すように、 変換器素子の番号とレンジに関する時間遅延プロファイルを変更することである 。従って、時間的に指標される受信データをメモリから選択するために適用され る時間遅延プロファイルを変えることにより、希望のビームを操舵し、焦点調節 することができる。 図８は、好ましい実施例のプログラム可能な、可変時間遅延の２ポート・メモ リＲ−１５２を示す略図である。データは、動的な焦点調節を行うために、中央 制御システムＣ−１０４と局部コントロールプロセッサＣ−２１０によって送ら れ、（例えば前述のような）可変時間遅延プロファイルから誘導される連続的に 更新されるアドレスに基づいて、メモリＲ−１５２から読み出される。 図８に、データ入力ラインＲ−１９０とデータ出力ラインＲ−１５９だけでな く入力アドレス・ラインＣ−１９４と出力アドレス・ラインＲ−１９６も図示し てある。入力アドレス・ラインＣ−１９４はモジュロ・カウンタＣ−１９８によ り一定のレートで更新される。出力アドレスＲ−１９６は、可変自在であり、中 央制御システムＣ−１０４と局部プロセッサコントロールＣ−２１０により提供 される時間遅延の粗い時間遅延成分だけ少ない入力アドレスの組み合わせから構 成される。好ましい実施例では、粗い時間遅延が局部プロセッサコントロールＣ −２１０からの時間遅延ワードの最上位ビット（ＭＳＢ）を表し、微細な時間遅 延 はその最下位ビット（ＬＳＢ）を表す。帯域幅モード１〜４及びＴ₀＝１／Ｆ₀の 好ましい実施例では、粗い時間遅延が受信信号公称中心周波数Ｆ₀の１／４サイ クル（Ｔ₀／４）の整数部を表し、微細な時間遅延（位相シフト）は１／４サイ クルの端数値を表している。帯域幅モード５と６では、粗い時間遅延が３／４サ イクル（３Ｔ₀／４）の整数部を表し、微細な位相シフトは３／４サイクルの端 数値を表している。 メモリＲ−１５２は、最も古い記憶済みのデータに書き込む円形バッファとし て構成されている。メモリは、全体の走査又は受信線に対してデータを保持する わけでは無いが、記憶済みの信号データを選択するために適用可能な最小と最大 の時間遅延間のスパンを十分に満足できるデータだけ保持する。従って、走査線 からの全データを記憶するために非常に大きなメモリを有する必要がなくなる。 好ましい実施例では、個々のチャンネル用のメモリが、４Ｆ₀のレートで走査線 に沿う最新の２５６データのサンプルを捕捉する。２５６データのサンプルは、 好ましい実施例では、帯域幅モード１〜４に対する２５６×Ｔ₀／４＝６４Ｔ₀の 総時間遅延、及び、帯域幅モード５と６に対する２５６×３Ｔ₀／４＝１９２Ｔ₀ の総時間遅延に対応している。 図１０ａと１０ｂと１０ｃに、隣接する変換器素子（Ｎ−１、Ｎ、Ｎ＋１）の ３つの受信チャンネルのデータに対応して、時間ｔ_k-1、ｔ_k、ｔ_k+1で記憶した データのストリングが図示してある。図１０ａと１０ｂと１０ｃは、従って、３ つの指定時間に関して時間的に凍結された、３つの変換器素子からの記憶済み信 号のスナップを表している。図の時間軸に沿って適切な時間遅延値を適用して、 記憶済みデータのストリングから希望データを選択する。動的な焦点調節は、メ モリＲ−１５２から読み取られるデータを決定するための、時間遅延値のリアル タイム選択から生じる。図１０ａと１０ｂと１０ｃは、選択した時間遅延におい て、３つのチャンネルから時間ｔ_kに記憶したデータ・シーケンスからのＳ₃とＳ₄ とＳ₅のサンプルの読み取りを示している。従って、動的焦点調節を提供するた めに、異なる時間遅延値に応じて記憶済みのデー タ・サンプルから動的に選択できる機能が存在する。 図１１に示すように、異なる時間遅延プロファイルをメモリＲ−１５２に記憶 してある同じデータに適用すると、受信ビーム生成器プロセッサＲ−１２０は、 図示するように、素子ごとに受信信号から２つの受信ビームを追跡し、生成する ことができる。 より詳細には、図１１は、マルチビーム・データがメモリＲ−１５２から選択 され読み取られる状態を概略的に示している。希望レンジごとに、２以上の時間 遅延プロファイルから本質的にインターリーブされた時間遅延値が、メモリＲ− １５２に記憶してある同じデータに適用される。個々の時間遅延プロファイルに より、異なる方向に向かう異なるビームに対応するデータがメモリから検索され 、データ出力ラインＲ−１９２上に出力される。従って、時間遅延プロファイル の適正な選択により、データが、異なるビームについて焦点調節される。 より詳細には、図１１は、Ｎ−５〜Ｎ＋４の変換器素子Ｒ−１１４を有する位 相アレイ変換器Ｒ−１１２を示す。概略的に、時間“ｔ”において変換器素子ご とにメモリＲ−１５２に記憶されたデータＲ−２００のシーケンスが（図１０ａ と１０ｂと１０ｃに図示したように）、各々の素子に関連付けて図示してある。 第１と第２のビーム（ＢＭ₁、ＢＭ₂）のプロファイルを表す、第１と第２の時間 遅延プロファイルＲ−２０２及びＲ−２０４が、データのシーケンス上に重ねて 示されている。各々のビームについての時間遅延プロファイルから各々の変換器 素子についての時間遅延値を選択(中央及び局部的な制御システムから与えられ る)することにより、第１と第２のビームの個々の焦点Ｒ−２０６を、各々のデ ータ・シーケンスの適正なデータから形成できる。 時間遅延プロファイルは、時間的に全ての事例に対して動的に変更できること が理解される。従って、データに含まれているあらゆる希望のビームを追従し、 メモリＲ−１５２に記憶してあるデータから生成することができる。 更に、このデジタル受信ビーム生成器システムの計算面における柔軟 性を強調して、テーブルＡ１を参照すると、単一のビームが１０ＭＨｚの公称中 心周波数Ｆ₀をもち、サンプリングレートＦｓが４０ＭＨｚと想定すると、唯一 の動的に焦点調節されたビームが、λ₀／２の空間レンジ分解能で生成できる（ 帯域幅モード３）。しかし、ビームが５ＭＨｚの中心周波数を有するとすると、 ２つのビームがλ₀／２の空間レンジ分解能で生成できるだけの十分な計算帯域 幅がシステムに存在することになる（帯域幅モード３）。好ましい実施例では、 個々のビームごとに１セットである、独立な時間遅延の４つのセットを適用する ことによって、メモリＲ−１５２に記憶してあるデータから、４つまでの時間的 にインターリーブしたデータ・ストリームを作成できる。他の従来技術のシステ ムは、柔軟性に欠けており、同じ変換器素子のデータから生成される個々の追加 ビームごとに、別個のビーム生成器を必要とする。このような従来技術のシステ ムは、単一又は複数のいずれの受信ビームに対しても、サンプルごとに、完全に 独立の遅延と位相とアポダイゼーション値を適用できる機能を備えていない。 この構成の更なる主な長所は、メモリＲ−１５２の受信信号データの記憶まで 、また、記憶を介して、データの区別又は分離がビーム間で行われないことにあ る。従って、全てが非常に集中的な計算処理である、フロントエンド処理及び増 幅、ＡＤＣ処理及び間引き器１による計算、並びに、メモリＲ−１５２にデータ を記憶する工程が、受信信号内のビーム数に対して明白に行われる。複数のビー ムが個々に追跡され、且つ信号処理連鎖において初期に識別されていた場合、例 えば、間引器１の計算は、このサンプリングレートのビーム数倍で実施する必要 がある。従って、このシステムは、データがメモリＲ−１５２から読み取られる までビーム間の区別をしないことによって、並びに、処理されるビームＮ_Bの数 と、ビームごとの受信信号の公称中心周波数Ｆ₀と、正規化されたビームごとの 相対的空間レンジ分解能γ_B／λ₀との間におけるトレードオフによる、計算能力 の効果的かつ最大限度の活用によって、具体的なハードウェアの節減を提供する 。 ｄ． 間引器２ 第２の間引器、間引器２ Ｒ−１５４は、プログラム可能で、間引器１ Ｒ− １５０と類似のフィルタ及び間引き構造（可変レート間引きフィルタ）を備えて いるが、第３のフィルタＲ−１６７についてプログラム可能な複素フィルタ係数 ｈ３を用いている。第３のフィルタは、アンチ・エイリアシングの複素帯域通過 フィルタとして作用し、正の結像周波数を選択し、負の結像周波数と帯域外ノイ ズを除去する。このＲ−１５４におけるフィルタリング及び間引き工程は、好ま しい実施例では、信号をベースバンドに又はその近傍に復調し、信号をＩ（同相 ）とＱ（直角位相）の複素直角位相信号のペアに変換する。 次に示すように、好ましい実施例では、間引器２からのデータ出力は、１、２ 又は４つのビームからのデータを表し、２又は４つのビームを示すデータは時間 的にインターリーブされている。テーブルＡ１と２と３に示すように、間引器２ Ｒ−１５４では、受信サンプル帯域幅のトレードオフが最も明確であり、空間 レンジ分解能が間引きファクタＫ_D2の選択を介して最終的に決定される。 メモリＲ−１７１（図７）は、複数の複素フィルタ係数と複数の間引き係数を 、中央制御システムＣ−１０４によりプログラム可能である（プログラム可能と いう用語は既に定義した）。フィルタ係数と間引き係数は、デジタルマルチチャ ンネル受信器で行われる特定の結像タスクに応じて、中央制御システムＣ−１０ ４によってプログラムされる。 間引器２の間引き係数の公称中心周波数Ｆ₀に対する関係は、テーブルＡ３で 定めるように出力サンプリングレートＲ₀を定める。ここで、帯域幅モード１〜 ４に対して、Ｋ_D2＝４Ｆ₀／Ｒ₀であり、帯域幅モード５と６に対して、Ｋ_D2＝４ Ｆ₀／３Ｒ₀である。 そこで、間引き係数が小さくなるにつれて、ビームごとのサンプリングレート が増加し、間引器２ Ｒ−１５４は全ての状態で、一定の完全最大能力で作動す ることが分かる。従って、この好ましい実施例では、計算レートを最大で一定の 状態で維持するために、間引器２ Ｒ−１５４を用いている。 間引器２のバイパス・モードは、間引器１に関して、診断目的の時、又は、広 い帯域幅をもつ信号が望ましい時、あるいはその両方の場合に、間引器２の隔離 を可能にすることが分かる。例えば、帯域幅モード１について、間引器２ Ｒ− １５４はバイパスできる。更に、間引器２ Ｒ−１５４は、フィルタリング処理 を実施せず、単なるダウンサンプリング器として動作できる。 前述の説明から、ビーム生成器プロセッサＲ−１２０は、用いるビームの数及 び空間レンジ分解能の要求と合致する最大計算効率に適した最 小レートに、信号を間引きすることが分かる。 従って、前述の受信信号処理構造は、（１）可変時間遅延メモリと、（２）完 全で最大の信号処理計算帯域幅の活用に関して前述の長所をもたらす第２のプロ グラム可能な間引器と、を提供することが分かる。（１）受信信号の公称中心周 波数Ｆ₀と、（２）受信信号の空間レンジ分解能γ_Bと、（３）同時受信ビームＮ_B の数との間の関係は、間引器、特に第２の間引器に関する間引き係数、及び、 ビームを区別するためにメモリに適用する時間遅延値とともにプログラム可能で ある。この長所は、信号復調が信号経路内の何処で行われるかに依存しない。 ｅ． 複素乗算器 微細な時間遅延のために複素位相回転を行う複素乗算器は、計算面において非 常に集中的である。しかし、信号経路内のこのポイントにおいて、信号は、信号 経路内における最小のサンプリングレートに間引きされるので、複素乗算は非常 に効率的に実施できる。 複素乗算器Ｒ−１５６は、次に説明するように、たすき掛けによって真の複素 乗算を行う。 複素乗算器Ｒ−１５６では、ベースバンドへの又はその近傍への信号復調は、 Ｆｃに対するＦ₀のバーニャを考慮するために行われる。しかし、既に説明した ように、このベースバンドへの又はその近傍への復調は、例えば、Ｆ₀のバーニ ャがない時には、他の実施例において、間引器２のように信号経路の他の場所で 行われる。 複素乗算器Ｒ−１５６では、アポダイゼーション値及び焦点調節位相シフト（ 微細な時間遅延に対応）の関数である、重み付けの項は、間引器２ Ｒ−１５４ から入力した信号と乗算される。アポダイゼーション値と位相シフト値は、サン プル間で、受信プロセッサごとの、ビームごとの基準で動的に変動する。従って 、これらの値は、変換器の開口に渡って動的に変動し、時間的にも動的に変動す る（図９ａと９ｂと９ｃと１１を参照）。これらの値は、前述の特許出願の課題 である中央制御シ ステムＣ−１０４、及び、局部的プロセッサ・コントロールＣ−２１０から送ら れる。 図７に、複素乗算器Ｒ−１５６の好ましい実施例が概念的に図示してあり、そ こでは、複素Ｉ／Ｏ信号サンプルが、複素乗算器Ｒ−２６０で結合された複素位 相値及び実数アポダイゼーション値と、乗算器Ｒ−２１０により乗算される。複 素乗算器Ｒ−２１０は、時間共用ブース乗算器によって行われる４つの実数乗算 処理によって好適に行われる。代わりに、独立の位相乗算器と独立のアポダイゼ ーション乗算器を、信号の焦点調節のために使用できる。更に別の実施例では、 独立の位相乗算器をコルディック乗算器により構成し、独立のアポダイゼーショ ン乗算器をブース乗算器を用いて構成することができる。 複素乗算器Ｒ−１５６の出力は、次のように表される。 ここで、Ｉ＋ｊＱは複素乗算器Ｒ−１５６への入力チャンネル・サンプル信号で あり、Ａはアポダイゼーション値であり、φは位相シフト値である。 特にメモリＲ−１５２と複素乗算器Ｒ−１５６に関する前述の説明から、本実 施例は、受信プロセッサごとのビームごとの各々のデータ・サンプルが、中央制 御システムと局部プロセッサコントロールによって送られる遅延値及び位相値と アポダイゼーション値により動的に変更できるので、真の動的焦点調節及び動的 アポダイゼーションを実現できることが分かる。従って、本実施例は、全てのデ ータ・サンプルに対して、中央制御システムで計算した瞬時的な遅延、位相及び アポダイゼーション値を使用できる。 前述のように、複素乗算器だけでなく、図７の機能ブロックの残りの構成要素 も、好適には高速デジタル・ハードウェアにより構成される。 しかし、他の実施例においては、この機能ブロックは、例えば、複素乗算器に対 して、汎用マイクロプロセッサによるソフトウェアにおいて、異なる計算順序で 、前述の指定以外の異なる演算アルゴリズムを用いて実施できるので、本発明の 精神と範囲に属している。例としてのみ考えれば、複素乗算器では、アポダイゼ ーション値が、複素数ＩとＱの乗算後に乗算できる。更に、従来技術では、複素 乗算器を構成する他の方式についても述べている。 ｆ． 焦点調節フィルタ 別の実施例では、微細な焦点調節遅延も、希望した遅延に最も近い２つのサン プル間における線形補間のように、遅延補間器を用いて構成できる。遅延補間器 を一般化したものが焦点調節フィルタである。このフィルタは、受信ビーム生成 のサポートに必要な所望の信号遅延と周波数特性との関係を考慮するために、個 々のデジタルマルチチャンネル受信プロセッサごとに、受信プロセッサ内の各々 のビームに関連する波形ごとに、別々にプログラム設定される。従って、フィル タは通常、非線形性の位相応答を有している。焦点調節フィルタの特性は、従っ て、好適には線形位相応答を有し（従って、フィルタを通過する信号に歪みを生 じない）、全ての受信プロセッサにおいて同じ特性に設定される、図７に示す間 引きと復調の動作に関連する信号経路フィルタと対照的である。間引器及び復調 処理に使用されるフィルタは、ビーム生成でなく、波形整形に用いられ、本実施 例は異なるフィルタ特性を受信プロセッサの中から選択することもサポートする けれども、通常、同じ波形（適切な遅延とアポダイゼーションを有する）が全て の受信プロセッサで作成される。 ３． チャンネルごとの局部的プロセッサ制御システム デジタルマルチチャンネル受信器Ｒ−１０１の２次又は局部プロセッサコント ロールＣ−２１０（図７）は、制御データを１次又は中央制御 システムＣ−１０４から受信する。２次又は局部プロセッサコントロールＣ−２ １０は、コントローラ及びＩ／ＯプロセッサＣ−２６０と、較正プロセッサＣ− ２６２と、メモリ・アドレス及び遅延プロセッサＣ−２６４と、位相及び周波数 プロセッサＣ−２６６と、アポダイゼーション・プロセッサＣ−２６８とを備え ている。局部プロセッサコントロールＣ−２１０は、デジタルマルチチャンネル 受信プロセッサＲ−１２０に、周波数値（即ち、復調周波数、位相補正周波数、 受信信号の公称中心周波数Ｆ₀、遅延値、位相シフト値、アポダイゼーション値 、及び、次に詳細に説明するデジタル受信サンプルごと及びビームごとの較正値 ）を提供する役割を有する。中央制御システムＣ−１０４は、前述の特許出願に 記載してあるように、局部プロセッサコントロールＣ−２１０に、（１）フィル タ係数のプログラム設定（前述のプログラム可能の定義に従って）と、間引き係 数のプログラム設定と、結像モードごとの較正値のプログラム設定と、（２）走 査線ごと、かつ、ビームごとの以下に指定する周波数パラメータと、（３）ダイ ナミックレンジ・ゾーン及びビームごとの遅延値及びアポダイゼーション値と、 （４）サンプルごとの遅延補間／補外係数と、を提供する役目を有する。局部プ ロセッサコントロールＣ−２１０は、ＡＤＣ Ｒ−１１８のサンプリングレート も制御する。 ａ． Ｉ／Ｏプロセッサ ２次又は局部プロセッサコントロールＣ−２１０に関して、コントローラ及び Ｉ／ＯプロセッサＣ−２６０は、読取と書込みの動作の全てを制御する。 ｂ． メモリ・アドレス及び遅延プロセッサ 好ましい実施例では、メモリ・アドレス及び遅延プロセッサＣ−２６４は、焦 点調節コントロールＣ−１３２の１次遅延プロセッサを経由して中央制御システ ムＣ−１０４が提供する補間又は補外あるいはその両 方の係数（α_range）とゾーン境界遅延値を用いて、関連するビーム生成器プロ セッサＲ−１２０の各々のビームの各々の出力サンプルの補間され又は補外され た遅延値を計算する。ゾーン境界遅延値は、例えば、特定のレンジ境界の遅延プ ロファイル（図９ｃ）から定められる。係数α_rangeは、レンジ境界間の遅延値 の密度を高めるために、遅延プロファイル境界間（又はその外側あるいはその両 方）のレンジ内の補間（又は補外あるいはその両方）を可能にする。各々のデジ タルマルチチャンネル受信プロセッサＲ−１２０は、それに関連するメモリ・ア ドレス及び遅延プロセッサＣ−２６４を、動的焦点調節を提供するために備えて いる。マルチビーム動作とするために、遅延補間は時間的にインターリーブされ る。 遅延プロセッサＣ−２６４は、中央制御システムＣ−１０４の焦点調節プロセ ッサＣ−１３２からメモリ・アドレス及び遅延プロセッサＣ−２６４に送られる 散在的で間引きされた遅延プロファイルデータ・セットの密度を高めるために、 局部的な補間／補外を行う。補間器Ｃ−１９９（図８）による補間／補外工程後 に、遅延値は、希望のビームのサンプルの選択を容易にするために時間遅延メモ リＲ−１５２に送られる最上位ビット（粗い遅延）に分割される。時間遅延値の 最下位ビット（微細な時間遅延）は位相及び周波数プロセッサＣ−２６６に送ら れ、それは次に詳細に説明するようにして位相値に変換される。 選択されると、この構成は、補間器Ｃ−１９９における補間前に遅延値に加え ることができる遅延較正値を提供する。較正プロセッサＣ−２６２からのデジタ ル受信通路遅延較正値は、線上でＣ−１９５を介して補間器Ｃ−１９９に送られ る。 代替実施例においては、ビーム生成器プロセッサＲ−１２０とメモリ・アドレ ス及び遅延プロセッサＣ−２６４との間に１対１より小さい関係がある。更に、 この係数α_rangeはメモリ・アドレス及び遅延プロセッサＣ−２６４から局部的 に生成できる。その上、更に異なる遅延値生成スキームが採用できる。例として 、局部的アポダイゼーションプロセ ッサＣ−２６８の累積器Ｃ−２７２と類似する累積器の構造が、適切な遅延値の 生成に使用できる。 ｃ． 位相及び周波数プロセッサ 局部又は２次プロセッサコントロールＣ−２１０の位相及び周波数プロセッサ Ｃ−２６６（図７と１２）は、復調位相値（例えば、送信ビーム生成器システム によるＦ₀のバーニャを考慮して）と、中央制御システムＣ−１０４が定めた位 相シフト補正値を生成する。復調位相値は、理想的には、周波数プロファイル生 成器Ｃ−１４１から生成された復調周波数（図１４ａと１４ｂと１４ｃ）の積分 として計算される。このような積分を行うハードウェアは高価なので、復調位相 値は、好適には、（１）周波数プロファイル生成器Ｃ−１４１からの復調周波数 詳細プロファイルｆ_D（ｔ）（図１４ｄ、１４ｅ、１４ｆ）と、遅延メモリＲ− １５２へのデータの入力と同期したメモリ・アドレス及び遅延プロセッサＣ−２ ６４からの復調基準時間との、乗算器Ｃ−１４０において計算された積と、（２ ）、次に詳細に説明する、加算器Ｃ−１４１により加算された一定値と、の和と して計算される。 微細な焦点調節位相補正値は、乗算器Ｃ−１３８で計算したように、周波数プ ロファイル生成器Ｃ−１４１（図１４ａ、１４ｂ、１４ｃ）からの瞬時位相補正 周波数ｆ_p（ｔ）と、メモリ・アドレス及び遅延プロセッサＣ−２６４からの残 留又は微細な遅延時間（遅延時間のＬＳＢ）との積である。焦点調節位相値を計 算する際に用いる復調周波数と位相補正周波数は、共に、好ましい実施例では、 周波数プロファイル生成器Ｃ−１４１で生成した各々の周波数プロファイルの中 の１つを選定して計算される。２つの位相値、微細な位相シフト値と復調位相値 は、加算器Ｃ−１４２によって加えられて、ルックアップ・テーブルＣ−１４４ に送られ、そこで位相値が複素Ｉ／Ｑ値に変換される。 好ましい実施例では、ベースバンドへの又はその近傍への全ての復調は、複素 乗算器で行われる。しかし、例としてのみ挙げるが、周波数オ フセットが存在するなどの他の状態では、この復調は、複素フィルタ係数を用い て間引器２で別に行われ、残りの復調が複素乗算器で行われる。この周波数オフ セットは、例としてのみ挙げれば、搬送周波数が前述のデジタル送信ビーム生成 器システムＴ−１００によって受信信号の公称中心周波数Ｆ₀からバーニャされ る時に生じる。このバーニャされた中心周波数は、送信ビーム生成器Ｔ−１００ から送信した全てのビームに対して同じとすることもでき、又は、マルチ送信ビ ームの各々に対して異なる周波数とすることもできる。 復調及び位相シフト又は回転のための周波数は、次に示す３つの周波数対時間 プロファイルの関係の中の１つを選択するために、独立にプログラムできる。 （１）周波数は、図１４ａに示すように時間的に独立している一定の開始周波 数Ｆ_start（全体的に搬送周波数Ｆｃ）を保つ、 （２）周波数は、（ａ）ある実施例で、一定の限界周波数Ｆ_limitで飽和する か、又は（ｂ）指定時間限界Ｔ_breakに達するまで、ダウンシフト・スロープ△ Ｆ_downslopeだけ開始周波数（Ｆ_start）からシフト・ダウンし、その後に、図１ ４ｂに示すように一定の周波数を保つ、 （３）周波数は、（ａ）ある実施例で、一定の限界周波数Ｆ_limitで飽和する か、又は（ｂ）指定時間限界Ｔ_breakに達するまで、ダウンシフト・スロープ△ Ｆ_downslopeだけ開始周波数Ｆ_startから最初にシフト・ダウンし、その後に、周 波数が（ａ）開始周波数Ｆ_startで飽和するか又は（ｂ）開始周波数（図１４ｃ ）で飽和せずに継続するまで、アップシフト・スロープ△Ｆ_upslopeだけ直ちに シフトアップする。 復調周波数ｆ_D（ｔ）と、焦点調節位相シフト値を生成するために適用する周 波数ｆ_p（ｔ）は、共に、前述の類似の周波数プロファイルのいずれかから選択 できる。従って、同じプロファイルが乗算器Ｃ−１３８とＣ−１４０の両方に適 用できる。他の実施例においては、異なる周波数プロファイルもこれらの乗算器 に適用することができる。 これらプロファイルは、組織を介して送信された超音波信号の周波数 減衰をモデル化する。従って、例えば、広帯域信号が組織を介して長く伝搬する ほど、信号の中心周波数はこの減衰のためにダウンシフトされる。この実施例で は、全てプロファイルが周波数Ｆ_startから始まっていた。この周波数を受信ビ ームの搬送周波数Ｆ_cとすることができる。送信搬送周波数と対応する受信搬送 周波数とを同じにすることができるが、それらが実際に同じになる必要はないこ とが理解される。そこで、周波数プロファイルの開始周波数は、送信ビーム生成 器の中心周波数と異なるならば、受信ビーム生成器の中心周波数になる。そこで 、Ｆ_startはあらゆる値とすることができる。しかし、Ｆ_startは、好適には、中 心周波数とバーニャ係数の積、ｖＦ₀に等しい、送信搬送周波数Ｆ_cになる。 前述の周波数プロファイルを定めるパラメータが中央制御システムＣ−１０４ に記憶してある。位相及び周波数プロセッサＣ−２６６の周波数プロファイル生 成器Ｃ−１４１は、これらのパラメータを受けて、受信サンプルごとの基準で周 波数の値を計算する。これらの周波数値は、図１４ａと１４ｂと１４ｃの周波数 プロファイルを規定する。 ある実施例の場合、中央制御からダウンロードされ、局部プロセッサコントロ ールにプログラム設定されるパラメータは、開始周波数と周波数限界と周波数ダ ウンスロープと周波数アップスロープと、を含んでいる。前述のように、開始周 波数は通常、搬送周波数Ｆ_cである。周波数限界は前述の計算に用いられた最小 の周波数値である。中央制御Ｃ−１０４に記憶してある数が、例えば、ハードデ ィスク・メモリから中央制御Ｃ−１０４に、例えば、導かれ、記憶され得る新し いデータに基づいて、任意の時に更新できることが理解される。 別の好ましい実施例では、ダウンロードしたパラメータは、開始周波数とブレ ーク時間Ｔ_breakと周波数ダウンスロープと周波数アップスロープとを含んでい る。この実施例では、ダウンスロープは、限界周波数で制限されないが、時間Ｔ_break で制限される。従って、図１４ｃの周波数プロファイルは、Ｔ_breakが過ぎ るまで、下向きになる。そのポイントで、周波数プロファイルが上向きになる。 好適には、位相及び周波数プロセッサＣ−２６６が、全てのプロファイルを同 時に計算し、中央制御又は局部的プロセッサあるいはその両方のプロセッサ・コ ントロールは、周波数プロファイルを、中央制御システムＣ−１０４に予め記憶 してある規準に基づいて、結像モードごとに選択して、復調位相値と残留時間遅 延位相値を計算し、最適に改善された像を提供する。 更に、マルチビームの状態では、ビームの各々は異なる搬送周波数Ｆ_cを有し て受信できることが分かる。中央制御システムは、例えば、改善された像を提供 するために、ビームの各々について異なる周波数とスロープと時間限界とを選択 する。この状態で、前述の３つの周波数プロファイルの各々についての開始周波 数は、ビーム生成器プロセッサが生成した特定のビームについての周波数に依存 する。従って、個々のビームの周波数プロファイルは、全く異なるパラメータに より指定できる。 前述のように、好適な実施においては、復調位相値は、（１）周波数プロファ イル生成器Ｃ−１４１からの復調周波数ｆ_D（ｔ）（図１４ｄ、１４ｅ、１４ｆ ）と、メモリ・アドレス及び遅延プロセッサＣ−２６４からの復調基準時間ｔと の乗算器Ｃ−１４０における積と、（２）加算器Ｃ−１４１により加算された値 との和として生成される。基準時間ｔが０≦ｔ≦Ｔ_breakで与えられる場合に、 マルチプレクサＣ−１４３により、ｔとｆ_D（ｔ）とが乗算器Ｃ−１４０におい て乗算され、マルチプレクサＣ−１４５により、ゼロ値が加算器Ｃ−１４１にお いて加えられる。従って、復調位相値は、ｆ_D（ｔ）・ｔになる。一方で、基準 時間ｔがＴ_break≦ｔによって与えられると、マルチプレクサＣ−１４３は、（ ｔ−Ｔ_break）とｆ_D（ｔ）とを乗算し、マルチプレクサＣ−１４５は一定値ｆ_D （Ｔ_break）・Ｔ_break（図１４ｅと１４ｆの不連続部分を参照）をその結果に加 える。そこで、復調位相値は、ｆ_D（ｔ）・（ｔ−Ｔ_break）＋ｆ_D（Ｔ_break）・ Ｔ_breakになる。 ｄ． アポダイゼーション・プロセッサ アポダイゼーション・プロセッサＣ−２６８（図１２）は、レンジ境界アポダ イゼーション値の散在テーブルを、中央制御システムＣ−１０４の焦点調節プロ セッサＣ−１３２から得る。また、中央制御システムＣ−１０４から、ゾーン幅 が値Ｂによって指定される、レンジ境界アポダイゼーション値間のゾーン幅２^B を得る。あるゾーン境界アポダイゼーション値がＡ₁（図１５）で、他のゾーン 境界アポダイゼーション値がＡ₂である場合に、アポダイゼーション・プロセッ サＣ−２６８の累積器Ｃ−２７２（図１２）は、好適には下記値： を累積アポダイゼーション値（開始値がＡ₁）に好適に加えることによって、増 加されたアポダイゼーション値をＡ₁とＡ₂の間で生成できる。そこで、アポダイ ゼーション値は、中央制御システムが送った散在データ・セットを満たすために 、Ａ₁とＡ₂の間で２^B間隔ごとに生成される。この前述の動作は暗示的に線形補 間になる。しかし、非線形手法も補外手法も使用できる。 代わりに、局部的アポダイゼーション・プロセッサＣ−２６８は、中央制御シ ステムＣ−１０４から送られた走査形状パラメータに基づいて、局部的レンジ係 数生成器において、補間／補外レンジ係数を内部で計算できることが理解される 。これらのパラメータは、使用されている特定の走査フォーマットを規定する。 更に他の実施例では、このアポダイゼーション補間／補外係数を、中央制御シス テムに予め記憶し、局部的アポダイゼーション・プロセッサにダウンロードでき る。 アポダイゼーション・プロセッサＣ−２６８は、各々のビームの各々の出力サ ンプルごとに、補間／補外アポダイゼーション値を計算する。マルチビーム動作 をサポートするために、アポダイゼーション・プロセッサＣ−２６８は、補間／ 補外の計算をインターリーブする。遅延値に関して、アポダイゼーション値は、 希望に応じて、アポダイゼーション 値が複素乗算器に適用される前に、較正プロセッサからのアポダイゼーション較 正値を提供することにより、変更することができる。 乗算器Ｒ−２６０で互いに乗算された、位相シフト及びアポダイゼーション値 を表す複素値は、複素乗算器Ｒ−１５６に送られ、複素サンプル信号値と乗算さ れる。 ｅ． 較正プロセッサ 較正プロセッサＣ−２６２は、走査フォーマット又は変換器が変更される時に 起動される。較正中に、例えば、送信ビーム生成器システムＴ−１００からの共 通の較正信号が、全ての受信チャンネルに注入される。ＡＤＣ Ｒ−１１８にお けるデジタル化以前の、アナログ回路の構成要素の公差が、アナログ・パス間の 信号変動のもとになる。局部的較正プロセッサは、出力信号と、局部的較正プロ セッサに記憶してある固定較正基準値とを比較する。局部的較正プロセッサは、 反復プロセスを通じて出力信号と基準信号の間の違いをゼロに導くために、局部 的制御に関する遅延値とアポダイゼーション補正値とを計算する。 これらの補正値は、アナログ信号経路単位でサンプリングされ、較正プロセッ サＣ−２６２によって、振幅についてはアポダイゼーション・プロセッサＣ−２ ６８へ、遅延と位相についてはメモリ・アドレス及び遅延プロセッサＣ−２６４ に送られる。 例としてのみ挙げる滑動性開口、ランダム開口及び合成開口を含む動作につい て、複数の固定の較正基準値が記憶できる。 前述の局部的に計算された較正値に加えて、較正値は中央制御システムからダ ウンロードできる。例えば、個々の変換器のタイプごとの較正値は、中央制御シ ステムに予め記憶でき、又は、新しい変換器の選択時に中央制御システムに提供 することができる。この較正値は、その後、局部的較正プロセッサにダウンロー ドし、適切ならば、局部的に生成した較正値と結合することができる。 ４． ベースバンドマルチビーム・プロセッサ デジタルマルチチャンネル受信プロセッサＲ−１２０は、加算器Ｒ−１２６で 加算される。その結果は、ベースバンド・フィルタ及び位相調整器Ｒ−１２７（ 図２ｂと７と１３）と、ベースバンド・プロセッサ・コントロールＣ−２７０（ 図２ｂと７と１３）と、を備えるベースバンドマルチビーム・プロセッサＲ−１ ２５（図２ｂ）へ送られる。 ａ． サブアレイ加算器 従来技術で周知のように、複数の入力を加算する２つの標準方式として、並行 加算と逐次加算がある。この実施例は、高速で効率的な加算プロセスのために、 ２つの手法を組み合わせている。図２ｂは、このデジタル受信ビーム生成器シス テムの加算プロセスを示す。デジタルマルチチャンネル受信プロセッサＲ−１２ ０の対は、平行加算により結合される。８対のプロセッサＲ−１２０が、サブア レイ加算器によって逐次的に加算される（図２ｂのサブアレイ加算ブロックＲ− １２６）。この第１の加算ステップのための加算器は、プロセッサＲ−１２０の 外部に設けることができる。代わりに、プロセッサＲ−１２０が、このステップ を実行する加算器を含むこともできる。 前述の加算後に、この４つのサブアレイ和が、半最終加算器によって並行的に 加算される（最終加算ブロックＲ−１２６）。このステップの次は、２つの半最 終加算器からの和が最終加算器において並行して加算される並行加算ステップで ある（加算ブロックＲ−１２６）。異なる実施例においては、並行と逐次的な加 算手法の別の組み合わせ、又は、全てを並行加算とし、又は、全てを逐次的加算 とすることもできる。 ｂ． ベースバンド・フィルタ及びと位相調整器 変換器面に渡ってサンプルされた素子からの全信号の和を表す、デジタルマル チチャンネル受信プロセッサＲ−１２０からの複素ベースバンド信号（又は、多 重ビームの場合の信号）は、ベースバンド・フィルタ 及び位相調節器ブロックＲ−１２７に送られる。ブロックＲ−１２７は、フィル タリングと有理サンプリングレート変換（補間と間引き）を行うベースバンド・ フィルタＲ−２５０（図１３）を含んでいる。ブロックＲ−１２７は、さらに、 （１）走査線間のアポダイゼーションの変化、走査形状、不整列の実効的送信／ 受信原点に起因する位相差の補正に必要な信号の、走査線に依存し、レンジに依 存する位相調整、（２）走査線ごとに異なる送信周波数に起因する位相差を補正 する信号の再変調（周波数調整）、及び、（３）走査線ごとの利得調整を提供す る、位相調整器Ｒ−２５２（図１３）も含んでいる。送受信において走査線毎に 可変周波数のモードを使用することの利点は、グレーティングローブの減少であ る。 希望の走査線間、特に２以上の隣接する走査線間の位相調整と再変調は、例え ば、干渉性の像処理手法を実現することを意図している。 従って、位相調整器の目的は、走査線ごとの干渉性を、（１）調整自在の周波 数動作、（２）合成走査線動作、（３）合成開口動作、（４）干渉性ビーム・サ ンプル上での後の動作のために維持することにある。 ベースバンド・フィルタＲ−２５０は、好適には、実数及び虚数の係数ｈ４を プログラム設定できるマルチタップＦＩＲフィルタと、有理サンプリングレート ・コンバータと、を備えている。有理サンプリングレート・コンバータは、整数 のアップサンプリング係数Ｌを有する補間器と、整数のダウンサンプリング係数 Ｍを有する間引器と、を備えている。従って、ベースバンド・フィルタＲ−２５ ０は、次の動作を行う。 第１に、ベースバンド・フィルタＲ−２５０は、帯域外ノイズ周波数を拒絶す ることにより、信号対雑音比を最大にし、及び／又は、好適にはガウス送信パル スだけでなく他の形状のパルスと実質的に整合させるための整合フィルタ又はガ ウス整合フィルタの設計により、信号対雑音比を高める。ガウス・パルスは、人 体のような減衰性媒体を経由する送信中に歪まない波形を示すので、特に効果的 である。 第２に、ベースバンド・フィルタＲ−２５０は、変換器周波数応答と アナログ信号経路を、共にＡＤＣ Ｒ−１１８の前で補償することによって、パ ルスの等化と整形を可能にする。 第３に、ベースバンド・フィルタＲ−２５０は、有理（非整数）間引き係数Ｌ ／Ｍ（ＬとＭは整数）に基づいてサンプル・レート変換（間引き機能）を行う。 そこで、サンプル・レートは、像の表示に好ましいレートに変換される。 この間引きの事例が、前述の間引器１と間引器２の説明で述べた文献に見受け られる。ベースバンド・フィルタＲ−２５０のフィルタ係数と非整数間引き係数 は、中央制御システムＣ−１０４から、係数及びレート・メモリＣ−２７８にダ ウンロードすることにより、ベースバンド・フィルタ／位相調整器Ｒ−１２７に プログラム設定される。ダウンロードされた係数は、新しい係数を中央制御シス テムＣ−１０４に導入することにより、いつでも変更できる。係数及びレート・ メモリＣ−２７８に記憶されている係数は、中央制御システムＣ−１０４により 、ベースバンド・フィルタＲ−２５０のフィルタ及び間引きの比率Ｌ／Ｍをプロ グラム設定するために、選択可能である。 位相調整器Ｒ−２５２の複素乗算器Ｒ−２５４は、複素乗算器Ｒ−１５６（図 ７）と同様に作動する。 複素乗算器Ｒ−２５４の次段には、走査線サンプル・データを記憶するレジス タＣ−２９６があり、そのデータは、走査線間の較正を行うために中央制御シス テムＣ−１０４のＤＭＡプロセッサＣ−２０２に報告される。 ｃ． ベースバンド・プロセッサ・コントロール 位相調整器は、ベースバンド・プロセッサ・コントロールＣ−２７０（図２ｂ と７と１３）に含まれている制御機能を備えている。このベースバンド・プロセ ッサ・コントロールＣ−２７０では、走査線間又はビーム間の利得調整値及び位 相調整値が、時間的にインターリーブした状態で生成される。前述のように、位 相補正値は、（１）走査線間のアポ ダイゼーションの変化と、不整列の実効的な送信／受信原点（走査線依存性及び レンジ依存性の位相調整項）をもたらす走査形状と、に起因する位相差の補正に 必要な位相調整項と、（２）各々の走査線が共通搬送周波数を用いていた場合に 信号を再変調するために必要な位相項と、を含めた、位相項の和である。記述の ように、周波数スケール・ファクタ又は周波数バーニャ・ファクタを用いると、 各々のビームは異なる搬送周波数を有することができる。位相調整器は、そこで 、全ビームの搬送周波数の差を調整するために、ビーム間の再変調を行う。 動作時に、走査フォーマット形状パラメータ、散在走査線利得及び遅延値、補 間係数、非整数間引き係数を含むソース・データ・セットが、中央制御システム Ｃ−１０４からベースバンド・プロセッサ・コントロールＣ−２７０へダウンロ ードされる。加えて、図１４ａと１４ｂと１４ｃに準じた中央制御システムＣ− １０４の周波数プロファイル生成器に使用された周波数パラメータが、ベースバ ンド・プロセッサ・コントロールＣ−２７０へダウンロードされる。 図１３のベースバンド・プロセッサ・コントロールＣ−２７０は、利得及び位 相ＲＡＭ Ｃ−２８０と、中央制御システムＣ−１０４により予め計算済みで記 憶済みの走査線補間係数(α_line)が供給される走査線補間器Ｃ−２８２と、共に 中央制御システムＣ−１０４により事前に計算済みで記憶済みである有理間引き 係数Ｌ／Ｍ及び位相ゾーン幅が供給されるレンジ累積器Ｃ−２８６を有するレン ジ補間器Ｃ−２８４と、を備えている。有理間引き係数Ｌ／Ｍは、ベースバンド ・フィルタＲ−２５０に送られたのと同じ値である。累積器Ｃ−２８６は、局部 的アポダイゼーション・プロセッサＣ−２６８（図１２）の累積器Ｃ−２７２と 同様に作動する。更に従来技術で周知のように、有理間引き係数Ｌ／Ｍに応じた サンプル・レート変換は、ベースバンド・フィルタＲ−２５０のサンプル・デー タ・レートと整合するために行われる。 代わりに、レンジ補間器／補外器Ｃ−２８４に、例として、（１）中央制御シ ステムにより事前に計算され、記憶済みである又は中央制御シ ステムにより計算される、又は、（２）係数生成器がベースバンド・プロセッサ ・コントロールＣ−２７０内で局部的に計算した、プログラム可能な（前述の定 義による）補間／補外係数の供給を受けることができる。 ベースバンド・プロセッサ・コントロールＣ−２７０は、二重位相累積器とし て好適に構成される再変調周波数プロセッサＣ−２９２も備えている。二重位相 累積器は、位相調整値を計算して、走査線間の周波数差を補正し、共通の搬送周 波数が全ての走査線に渡って用いられていたとした場合の信号を再変調できる。 中央制御システムＣ−１０４から、走査線間の周波数差を表す予め計算され、 予め記憶された値（デルタ周波数値）が、再変調周波数プロセッサＣ−２９２に 送られる。これらの周波数差の値は、図１４ａと１４ｂと１４ｃに示すような周 波数と周波数スロープに基づく。例としてのみであるが、２つの走査線の周波数 プロファイルが図１４ｂに示す通りであるが、異なる開始周波数Ｆ_startの値と 異なるダウンシフト・スロープ△Ｆ_downslopeの値を有していると想定する。そ こで、走査線間の周波数差と、経時的な周波数プロファイルの変化レート差とが 、２つの走査線について、中心制御システムからベースバンド・プロセッサ・コ ントロールＣ−２７０へダウンロードされる。これらの値は、記憶済みのパラメ ータに基づいて、今使用されている特定の有理変換係数Ｌ／Ｍに依存して、捕捉 プロセッサＣ−１３０によって計算される。プロセッサＣ−２９２の第１の累積 器は、走査線間における経時的な周波数プロファイルの変化レート差を累積し、 第２の累積器は、走査線間の経時的な周波数差を累積する。経時的な周波数プロ ファイルの変化レートに差がない（すなわち、プロファイルが、もともと異なる Ｆ_startの値に対して、又はスロープがゼロに向かう場合の図１４ｂのＴ_breakの 後に、全く同じになる）場合、第１の累積器は何もしない。走査線間の周波数の 変化レートに差がない場合、第２の累積器だけが、経時的な周波数差を累積し、 補正用の再変調位相値を生成する。 走査線ごとのアポダイゼーションの変化と、不整列な送信／受信原点を生じる 走査形状と、に起因する位相調整、並びに、有効な共通の搬送周波数に対する信 号の再変調に起因する位相調整が、加算器Ｃ−２８８で加えられ、加算された位 相値がルックアップ・テーブルＣ−２９０で変換されて、正弦と余弦の表現に変 わる。ルックアップ・テーブルＣ−２９０の機能の一部として、利得が、正弦及 び余弦の表現式と乗算される。この値が複素乗算器Ｒ−２５２に送られる。 ベースバンド・プロセッサ・コントロールの他の実施例も可能であることが理 解される。 前述のように、位相調整器Ｒ−１２７は、干渉性の信号とサンプルの関係が走 査線間で維持されることを保証する。十分な情報が、記憶され又は確保され又は 維持されて、戻り信号のサンプルが走査線間で位相及び振幅において補正された 時に、送信サンプル、及び、ビームからの信号のエコー又は受信サンプルは干渉 性であると定義される。実際に位相と振幅を補正する工程は、基準に対する十分 な情報が維持される限り、実施する必要はない。 信号サンプルが干渉的に処理される時に、処理は、十分な情報の維持を継続し 、位相と振幅を後に補正できるようにする。２つ以上のサンプルが干渉的に処理 される（例えば、干渉的に加算される）時に、位相調整と振幅調整に必要な位相 及び振幅の補正は、既に行われていなければならない。 上述の係属中の出願に記載されるように、２つ以上の信号サンプルの干渉的な 処理は、合成サンプルを計算できるように、十分な利益をもたらす。 送信／受信信号の全ての性格を特定し考慮するビーム生成器コントロールＣ− １０４により、システム全体は、信号がビーム生成と無関係の動作で最終的に検 出されるまで、送信／受信信号経路の全体にわたって干渉性サンプルとして全て の信号サンプルを維持する。 走査線間の位相調整はビーム生成後にベースバンド・フィルタ／位相 調整器Ｒ−１２７によって行われるが、この位相調整は、デジタルマルチチャン ネル受信プロセッサＲ−１２０におけるビーム生成前に可能であることが分かる 。例として、この位相調整は、各々のプロセッサＲ−１２０の各々の複素乗算器 Ｒ−１５６で行うことができる。 ５． 合成開口 合成開口は、本発明の好ましい実施例では、（１）変換器素子のアレイを、夫 々が複数の変換器素子を有する、送信及び／又は受信のための複数の独立した又 は実施例に独立したサブアレイに分割し、（２）複数の送信／受信シーケンスを サブアレイの組により実行し、（３）シーケンスごとに、干渉性サンプルを捕捉 し、（４）好適には加算又は重み付け加算により全ての対応する干渉性サンプル を結合することを特徴にしている。この構成によって、送信及び／又は受信の電 子的通路の数が効率的に増加し、送信及び／又は受信の変換器開口が増加する。 合成開口走査は、例えば、“高分解能超音波結像走査器”という名称の、Ｋｌ ａｈｒの米国特許第３，８０５，５９６号と、“物体の超音波走査方法及び装置 ”という名称の、Ｓａｕｇｅｏｎの米国特許第４，７３３，５６２号に記載され ている。合成開口走査は、Ｋｉｎｏの“非破壊評価のための音波結像”と、Ｓｕ ｔｔｏｎの“地下水音波結像”とが共に１９７９年４月号のＩＥＥＥ、Ｖｏｌ． ６７会報に記載されている。 このデジタル受信ビーム生成器システムは合成開口動作をサポートする。較正 プロセッサは、合成開口動作に用いるサブアレイ受信開口の利得と位相補正を記 憶する。位相調整器は、別に受信したサブアレイ受信開口ビームの干渉性を維持 するので、加算器は信号を結合し、合成開口走査線を生成できる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 ＦＩ Ｇ０３Ｂ 42/06 Ｇ０１Ｓ 13/90 (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)， ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ Ｈ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ， ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，Ｍ Ｎ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＴ， ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者 ペトロスキー，ジョセフ，ジー. アメリカ合衆国，94087 カリフォルニア 州，サニーヴェイル，ハンプトン ドライ ヴ 1471

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 各々がアレイの個々の超音波受信素子に入射する超音波エネルギーに 応答する複数の入力信号を処理する装置であって、 各々が、前記の入力信号の個々の１つをレンジ・ゲートするように接続された 複数のレンジ・ゲートと、 各々が、前記の入力信号の個々の１つを位相回転するように接続された複数の 焦点調節位相回転器と、 前記のゲート制御され、位相回転された信号に応答して信号を加算し、和信号 を生成するように接続された加算器と、 前記の入力信号の少なくとも１つに応答する信号を復調する復調器と、 前記復調器の下流に位置し、前記和信号に応答する信号を積分し、出力値を生 成する積分器と、 前記装置を、前記レンジ・ゲートの各々が選択された期間中にのみ作動可能と する第１のモード（ＰＷ）で作動させる手段と、 前記装置を、前記レンジ・ゲートを継続的に作動可能とする第２のモード（Ｃ Ｗ）で作動させる手段と、を備える装置。 ２． 前記積分器が、前記選択された期間を含む期間にわたり、前記和信号 に応答する信号を積分する請求項１に記載の装置。 ３． 前記の第２のモードにおいて、前記回路要素は前記和信号に応答する 信号をフィルタする請求項２に記載の装置。 ４． アナログ入力信号を所望の位相回転により位相回転して、複数の超音 波変換器に入射する超音波エネルギーを処理する方法であって、 前記アナログ入力信号を、複数の位相分離信号として提供する工程と、 前記位相分離信号の少なくとも１つを、複数の異なる固定の重み値により重み 付けし、複数の重み付けされた位相分離信号を生成する工程と、 選択された前記重み付けされた位相分離信号を加算する工程と、を備え、前記 選択は前記所望の位相回転に対応して行われる方法。 ５． 前記提供工程は、正確に２つの位相分離信号を提供する請求項４に記 載の方法。 ６． 前記２つの位相分離信号は、実質的に直角位相である請求項５に記載 の方法。 ７． 前記提供工程は、前記アナログ入力信号と第１の信号を混合し、これ と並行して、第１の信号を有する前記アナログ入力信号を第２の信号と混合する 工程を備え、前記第１と第２の信号は実質的に直角位相である請求項５に記載の 方法。 ８． 前記提供工程は、前記アナログ入力信号を第１のフィルタでフィルタ リングし、これと並行して、前記アナログ入力信号を第２のフィルタでフィルタ リングする工程を備え、前記第１と第２のフィルタは、所定の周波数レンジにわ たりほぼ等しい振幅の伝送特性を有し、前記所定の周波数レンジにわたり約９０ 度の位相差を有する請求項５に記載の方法。 ９． 前記重み付け工程は、前記位相分離信号の各々を、それぞれ複数の異 なる固定重み値によって重み付けし、それぞれ複数の重み付けされた位相分離信 号を生成する工程を備える請求項４に記載の方法。 １０． 前記複数の異なる固定重み値のうち、各々の固定重み値の負数も、 前記複数の異なる固定重み値に属する請求項４記載の装置。 １１． 前記所望の位相回転を、使用可能な離散量の所定のセット からの１つの選択として提供する工程を更に備える請求項４に記載の方法。 １２． 物体からの超音波エネルギーに応答する複数の超音波変換器を使用 して前記アナログ信号を生成する工程を更に備え、前記複数の超音波変換器は、 個々のアナログ信号を生成する請求項４に記載の方法。 １３． アナログ入力信号を、使用可能な離散量の所定のセットの内の所望 の量だけ位相回転することにより、複数の超音波変換器に入射する超音波エネル ギーを処理する方法であって、 前記アナログ入力信号を、実質的に直角位相の２つの位相分離信号として提供 する工程と、 前記入力位相分離信号の各々を重み付けし、前記入力位相分離信号の各々につ いて、個々の複数の重み付けされた位相分離信号を生成する工程であって、前記 複数の重み付けされた位相分離信号の各々に含まれる各々の重み付けされた位相 分離信号の負数も、同様に複数の重み設付けされた位相分離信号に含まれる工程 と、 前記重み付けされた位相分離信号の選択されたものを加算する工程であって、 前記選択が前記所望の位相回転量に応答して行われる工程と、を備える方法。 １４． 使用可能な離散量の前記所定のセットは、０度から３６０度の円形 の位相レンジにおいて実質的に均一に離間した８つの使用可能な量から成り、 前記複数の重み付けされた位相分離信号のそれぞれが、１、−１、１＋√２／ ２、−（１＋√２／２）の関連する重み値を有する４つの信号から成る請求項１ ３に記載の装置。 １５． 物体からの超音波エネルギーに応答する複数の超音波変換 器を使用して前記アナログ信号を生成する工程を更に備え、前記超音波変換器は 、個々のアナログ信号を生成する請求項１３に記載の方法。 １６． アナログ入力信号を、所望の位相回転により位相回転することによ り、複数の超音波変換器に入射した超音波エネルギーを処理する装置であって、 前記アナログ入力信号を、複数の入力位相分離信号として提供するソースと、 前記入力位相分離信号の少なくとも１つを、複数の異なる固定重み値だけ重み 付けして、複数の重み付けされた位相分離信号を生成する増幅回路と、 前記重み付けされた位相分離信号のうち、選択されたものを加算する選択的加 算器であって、前記選択が前記所望の位相回転に応答して行われる選択的加算器 と、を備える装置。 １７． 前記ソースが、正確に２つの位相分離信号を提供する請求項１６に 記載の装置。 １８． 前記２つの位相分離信号は、実質的に直角位相である請求項１７に 記載の装置。 １９． 前記ソースは、 前記アナログ入力信号を第１の復調信号と混合し、前記入力位相分離信号の第 １のものを生成する第１の混合器と、 前記第１の混合器と並列に結合され、前記アナログ入力信号を第２の復調信号 と混合し、前記入力位相分離信号の第２のものを生成する第２の混合器と、を備 え、前記第１と第２の復調信号は実質的に直角位相である請求項１７に記載の装 置。 ２０． 前記ソースは、 前記アナログ入力信号を受信し、前記入力位相分離信号の第１のものを提供す るように結合された第１のフィルタと、 前記アナログ入力信号を受信し、前記入力位相分離信号の第２のものを提供す るように結合された第２のフィルタと、を備え、 前記第１及び第２のフィルタは、所定の周波数レンジにわたりほぼ等しい振幅 の伝送特性を有し、前記所定のレンジにわたり実質的に直角位相である請求項１ ６に記載の装置。 ２１． 前記増幅回路は、それぞれ複数の異なる固定重み値によって前記入 力位相分離信号の各々を重み付けし、それぞれ複数の重み付けされた位相分離信 号を生成する請求項１６に記載の装置。 ２２． 前記複数の異なる固定重み値のうちの各々の固定重み値の負数も、 同様に前記複数の異なる固定重み値に含まれる請求項１６に記載の装置。 ２３． 物体からの超音波エネルギーに応答する複数の超音波変換器を備え 、各々の変換器が個々のアナログ信号を生成する請求項１６に記載の方法。 ２４． アナログ入力信号を、使用可能な離散量の所定のセットうちの所望 の量だけ位相回転することにより、複数の超音波変換器に入射した超音波エネル ギーを処理する装置であって、 前記アナログ入力信号を、実質的に直角位相を有する２つの入力位相分離信号 として提供するソースと、 前記入力位相分離信号の各々を重み付けし、前記入力位相分離信号の各々につ いて、個々の複数の重み付けされた位相分離信号を生成する増幅回路であって、 前記複数の重み付けされた位相分離信号のうちの各々 の重み付けされた位相分離信号の負数も、同様に複数の重み付けされた位相分離 信号に含まれる増幅回路と、 前記重み付けされた位相分離信号の選択されたものを加算する選択的加算器で あって、前記選択が前記所望の位相回転量に応答して行われる加算器と、を備え る装置。 ２５． 使用可能な離散量の前記所定のセットが、０度から３６０度の円形 の位相レンジにおいて実質的に均一に離間された８つの使用可能な量から成り、 前記複数の重み付けされた位相分離信号のそれぞれが、１、−１、１＋√２／ ２、−（１＋√２／２）の関連する重み値を有する４つの信号から成る請求項２ ４に記載の装置。 ２６． 物体からの超音波エネルギーに応答する複数の超音波変換器を更に 備え、各々の変換器が、それぞれアナログ信号を生成する請求項２４項に記載の 方法。 ２７． 超音波ビーム生成器システムを制御する方法であって、 送信データ・セットを、中央制御部から前記システムの送信ビーム生成器に送 信する工程であって、前記送信ビーム生成器は、送信ビームを放出するために超 音波変換器のアレイを励磁するように接続され、前記送信データ・セットは、前 記送信ビームの焦点を調節する前記アレイの送信遅延プロファイルを表す工程と 、 非結像受信データ・セットを、前記中央制御部から前記システムの非結像受信 ビーム生成器の別の局部的制御部に送信する工程であって、前記非結像受信ビー ム生成器は、超音波変換器の前記アレイから非結像受信ビームのための信号を受 信するように結合され、前記非結像受信データ・セットは、前記非結像受信ビー ムの焦点を調節する前記アレイの非結像受信遅延プロファイルを表す工程と、 結像受信データ・セットを、前記中央制御部から前記システムの結像受信ビー ム生成器に送信する工程であって、前記結像受信ビーム生成器は、変換器の前記 アレイからの結像受信ビームのための信号を受信するように結合され、前記結像 受信データ・セットは、前記結像受信ビームの焦点を調節する前記アレイの結像 受信遅延プロファイルを表す工程と、 前記中央制御部において、前記送信遅延プロファイルと前記非結像受信遅延プ ロファイルの両方を、共通のソース遅延プロファイルから計算する工程と、を備 える方法。 ２８． 前記非結像受信データ・セットは、能動アレイ素子のプロファイル を更に表す請求項２７に記載の方法。 ２９． 前記非結像受信データ・セットは、能動レンジ間隔の前記アレイの 焦点調節時間遅延プロファイルを更に表す請求項２７に記載の方法。 ３０． 前記送信遅延プロファイルが前記送信ビームの操舵角度を規定し、 前記非結像受信遅延プロファイルが前記非結像受信ビームの同一の操舵角度を規 定する請求項２７に記載の方法。 ３１． アレイの複数の超音波受信素子からのアナログ信号を処理する超音 波受信装置であって、前記受信素子のそれぞれは入射する超音波エネルギーに応 答してそれぞれのアナログ信号を生成し、前記超音波受信装置は、 前記アナログ信号に応答し、第１のビーム生成出力信号を生成する第１の結像 受信ビーム生成器と、 前記アナログ信号に応答し、第２のビーム生成出力信号を生成する第２の非結 像受信ビーム生成器と、を備え、前記第２の非結像ビーム生成器は、 各々のチャンネルがそれぞれのアナログ信号を復調する復調器を有する複数の 処理チャンネルと、 それぞれのベースバンド信号を位相調整する位相回転器と、を備え、 前記第２の非結像ビーム生成器は、前記位相調整されたベースバンド信号を使 用して前記第２のビーム生成出力信号を生成する超音波受信装置。 ３２． 第２のビーム生成器は、前記複数のチャンネルの前記ベースバンド 信号を加算し、前記第２のビーム生成出力信号を生成するチャンネル加算器を備 える請求項３１に記載の装置。 ３３． 前記チャンネル加算器は、前記位相回転器の下流に位置する請求項 ３２に記載の装置。 ３４． 前記第１の受信ビーム生成器は、第１のビーム生成出力信号を、複 数ビーム出力信号として生成し、前記第２の受信ビーム生成器は、第２のビーム 生成出力信号を、単一ビーム信号として生成する請求項３１に記載の装置。 ３５． 前記第１及び第２の受信ビーム生成器はそれぞれダイナミックレン ジを有し、前記第２の受信ビーム生成器のダイナミックレンジが前記第１の受信 ビーム生成器のダイナミックレンジより広い請求項３１に記載の装置。 ３６． 前記第２の受信ビーム生成器のダイナミックレンジは、前記第１の 受信ビーム生成器のダイナミックレンジより実質的に広い請求項３５に記載の装 置。 ３７． 前記第１及び第２の受信ビーム生成器は、前記入射超音波 エネルギーに対してそれぞれ指向選択性を有し、前記第１の受信ビーム生成器の 指向選択性は、前記第２の受信ビーム生成器の指向選択性より細かい請求項３５ に記載の装置。 ３８． 前記第１の受信ビーム生成器の指向選択性は、前記第２の受信ビー ム生成器の指向選択性より実質的に細かい請求項３７に記載の装置。 ３９． 前記第１及び第２の受信ビーム生成器は、前記入射超音波エネルギ ーに対してそれぞれ指向選択性を有し、前記第１の受信ビーム生成器の指向選択 性は、前記第２の受信ビーム生成器の指向選択性より細かい請求項３１に記載の 装置。 ４０． 前記第１の受信ビーム生成器は、デジタル受信ビーム生成器を含む 請求項３５に記載の装置。 ４１． 前記第１の受信ビーム生成器は、アナログ受信ビーム生成器を含む 請求項３５に記載の装置。 ４２． 前記第１の受信ビーム生成器は、ハイブリッド・アナログ／デジタ ル受信ビーム生成器を含む請求項３５に記載の装置。 ４３． 前記第１の受信ビーム生成器によって生成された第１の出力信号は 、複数の値を有し、前記複数の値の各々は、ビーム上の複数のレンジ間隔のうち の異なるそれぞれ１つにおけるターゲットに対応し、 前記第２の受信ビーム生成器によって生成された第２の出力信号は、所定のレ ンジ間隔内のビーム上のターゲットに対応する少なくとも１つの値を有し、 前記複数のレンジ間隔によって規定されたレンジは、前記所定のレン ジ間隔によって規定されたレンジより実質的に広い請求項３１に記載の装置。 ４４． 前記第１の受信ビーム生成器は、前記超音波エネルギーの焦点のレ ンジを動的に追跡し、前記第２の受信ビーム生成器は、前記超音波エネルギーの 焦点のレンジを動的に追跡しない請求項３１に記載の装置。 ４５． 前記第１の受信ビーム生成器は、各々が前記アナログ信号の各々１ つに応答する複数の第１処理チャンネルを有し、前記第１処理チャンネルの各々 は、 前記アナログ信号の個々の１つに対応するデジタル信号を生成するように接続 されたアナログ・デジタル・コンバータと、 前記アナログ・デジタル・コンバータの下流に位置し、前記第１の受信ビーム 生成器に関する第１の焦点調節時間遅延プロファイルに応じて、第１処理チャン ネルの可変時間遅延を導入する時間遅延手段と、を備え、 前記第２の受信ビーム生成器の前記複数のチャンネルは、各々が前記アナログ 信号の個々の１つに応答する複数の第２処理チャンネルを規定し、前記複数の第 ２処理チャンネルの各々は、前記第２の受信ビーム生成器に関する第２の焦点調 節時間遅延プロファイルに応じて、第２処理チャンネルにおいて選択されたレン ジ間隔を隔離するレンジ隔離手段を備え、 前記第２の受信ビーム生成器は、更に前記第２のチャンネルの少なくとも１つ のレンジ隔離手段の下流に、アナログ・デジタル・コンバータを備える請求項３ ２に記載の装置。 ４６． 前記チャンネル加算器が、前記第２のチャンネルの全てについて、 前記レンジ隔離手段の下流に位置し、前記アナログ・デジタル・コンバータの上 流に位置する請求項４４に記載の装置。 ４７． 前記第１の受信ビーム生成器は、各々が前記アナログ入力信号の個 々の１つに対応する複数の第１処理チャンネルを備え、前記第１の処理チャンネ ルの各々は、アナログ・デジタル・コンバータと、前記アナログ・デジタル・コ ンバータの下流に位置する可変位相回転器と、を備え、 前記第２の受信ビーム生成器の前記位相回転器は、可変位相回転器を備え、前 記第２の受信ビーム生成器の前記複数のチャンネルは、各々が前記アナログ信号 の個々の１つに対応する複数の第２処理チャンネルを規定し、前記第２処理チャ ンネルの各々は、個々の可変位相回転器と、前記第２の処理チャンネルの少なく とも１つにおける可変位相回転器の下流に位置するアナログ・デジタル・コンバ ータと、を備える請求項３１に記載の装置。 ４８． 前記第２のビーム生成器は、前記複数のチャンネルにおける前記ベ ースバンド信号を加算して前記第２のビーム生成出力信号を生成するチャンネル 加算器を備え、前記チャンネル加算器は、前記第２のチャンネルの全ての可変位 相回転器の下流に位置し、前記アナログ・デジタル・コンバータの上流に位置す る請求項４７に記載の装置。 ４９． 前記第１の受信ビーム生成器は、各々が前記アナログ信号の個々の １つに対応し、各々がそれぞれデジタル・チャンネル出力信号を生成する複数の 処理チャンネルと、前記デジタル・チャンネル出力信号を加算するように接続さ れたデジタル加算器と、を備え、 第２のビーム生成器の前記複数のチャンネルは、各々が前記アナログ信号の個 々の１つに対応し、各々がそれぞれアナログ・チャンネル出力信号を生成する複 数の第２処理チャンネルを規定し、 前記加算器は、前記アナログ・チャンネル出力信号を加算するように接続され たアナログ加算器を備える請求項３２に記載の装置。 ５０． 更に共通の時間基準と共に使用するために、前記第１の受信ビーム 生成器の前記処理チャンネルの各々が、 チャンネルについての個々のアナログ信号に応答して、個々のデジタル入力信 号を生成するアナログ・デジタル変換手段と、 チャンネルについての前記デジタル入力信号を、前記共通の時間基準に対して 個々の量だけ遅延し、デジタル入力信号を、前記チャンネルの他の全てのデジタ ル入力信号とともに時間的に遅延するデジタル手段と、 チャンネルについてのデジタル入力信号を、個々のアポダイゼーションによっ て重み付けするデジタル手段と、 チャンネルについてのデジタル入力信号を復調するデジタル手段と、を備える 請求項４９に記載の装置。 ５１． 前記第２のビーム生成器の前記処理チャンネルの各々は、アナログ ・レンジ・ゲートを更に備え、前記位相回転器は、アナログ位相回転器を備える 請求項４９に記載の装置。 ５２． 制御信号に応答して、前記第１の受信ビーム生成器と前記第２の受 信ビーム生成器のいずれかに、排他的に前記アナログ信号を案内する案内手段を 更に備える請求項３１に記載の装置。 ５３． 前記受信素子の各々は、前記アレイ内に複数の超音波変換器を備え る請求項３１に記載の装置。 ５４． 第２のビーム生成器は、 個々のアナログ信号をレンジ・ゲートし、ゲート・クローズ時刻とゲート・オ ープン時刻の間だけ前記アナログ信号に応答するゲート制御信号を生成するレン ジ・ゲートと、 前記ゲートされた信号に応答する信号を、前記ゲート・クローズ時刻 より遅くない時刻に開始し、前記ゲート・オープン時刻より早くない時刻に終了 する期間にわたり積分する積分器と、を備える請求項３１に記載の装置。 ５５． 前記復調器は、前記ゲートされた信号に応答する信号を復調して、 ゲートされ復調された信号を生成し、前記積分器によって積分された前記信号は 、前記ゲートされ復調された信号に応答する請求項５４に記載の装置。 ５６． アレイの複数の超音波受信素子からのアナログ信号を処理する方法 であって、前記アレイの受信素子の各々は、入射する超音波エネルギーに応答し て個々のアナログ信号を生成し、前記方法は、 前記アレイからの前記アナログ信号に応答する第１の結像受信ビーム生成器を 用いて、第１のビーム生成出力信号を生成する工程と、 前記アレイからの前記アナログ信号に応答する第２の非結像受信ビーム生成器 を用いて、第２のビーム生成出力信号を生成する工程と、を備え、 前記第２のビーム生成器は、複数の処理チャンネルを備え、 前記第２のビーム生成出力信号を生成する工程は、前記アナログ信号を復調し て各々ベースバンド信号を生成する工程と、前記ベースバンド信号の位相を回転 して前記複数のチャンネルの前記ベースバンド信号の位相調整を行う工程と、前 記位相調整されたベースバンド信号を用いて前記第２のビーム生成出力信号を生 成する工程とを備える方法。 ５７． 前記第２のビーム生成出力信号を生成する工程は、前記複数の処理 チャンネルのベースバンド信号を加算して、前記第２のビーム生成出力信号を生 成する工程を備える請求項５６に記載の方法。 ５８． 前記加算工程は、前記回転工程の後に行われる請求項５７ に記載の方法。 ５９． 前記第１の生成工程で生成された第１のビーム生成出力信号は、複 数のビーム信号を含み、第２の生成工程で生成された第２のビーム生成出力信号 は、単一のビーム信号を含む請求項５６に記載の方法。 ６０． 前記第１及び第２の受信ビーム生成器は、それぞれダイナミックレ ンジを有し、前記第２の受信ビーム生成器のダイナミックレンジは、前記第１の 受信ビーム生成器のダイナミックレンジより広い請求項５６に記載の方法。 ６１． 前記第２の受信ビーム生成器のダイナミックレンジは、前記第１の 受信ビーム生成器のダイナミックレンジより実質的に広い請求項６０に記載の方 法。 ６２． 前記第１及び第２の受信ビーム生成器は、前記入射超音波エネルギ ーに対してそれぞれ指向選択性を有し、前記第１の受信ビーム生成器の指向選択 性は、前記第２の受信ビーム生成器の指向選択性より細かい請求項６０に記載の 方法。 ６３． 前記第１の受信ビーム生成器の指向選択性は、前記第２の受信ビー ム生成器の指向選択性より実質的に細かい請求項６２に記載の方法。 ６４． 前記第１及び第２の受信ビーム生成器は、前記入射超音波エネルギ ーに対してそれぞれ指向選択性を有し、前記第１の受信ビーム生成器の指向選択 性は、前記第２の受信ビーム生成器の指向選択性より細かい請求項５６に記載の 方法。 ６５． 前記第１の受信ビーム生成器は、デジタル受信ビーム生成器を含む 請求項６０に記載の方法。 ６６． 前記第１の受信ビーム生成器は、アナログ受信ビーム生成器を含む 請求項６０に記載の方法。 ６７． 前記第１の受信ビーム生成器は、ハイブリッド・アナログ／デジタ ル受信ビーム生成器を含む請求項６０に記載の方法。 ６８． 前記第１の出力信号を生成する工程は、各々がビーム上の複数のレ ンジ間隔のうちの異なる個々の１つのターゲットに対応する複数の値を含む前記 第１の出力信号を生成する工程を備え、 前記第２の出力信号を生成する工程は、所定のレンジ間隔内のビーム上に配置 されたターゲットに対応する少なくとも１つの値を含む前記第２の出力信号を生 成する工程を備え、 前記複数のレンジ間隔によって規定されたレンジは、前記所定のレンジ間隔に よって規定されたレンジより実質的に大きい請求項５６に記載の方法。 ６９． 前記第１の出力信号を生成する工程は、前記第１の受信ビーム生成 器を利用して、前記超音波エネルギーの焦点のレンジを動的に追跡する工程を備 え、前記第２の出力信号を生成する工程は、前記超音波エネルギーの焦点のレン ジを動的に追跡しないように、前記第２の受信ビーム生成器を利用する工程を備 える請求項５６に記載の方法。 ７０． 前記第１の受信ビーム生成器は、複数の第１処理チャンネルを有し 、前記第２の受信ビーム生成器の前記複数の処理チャンネルは、複数の第２処理 チャンネルを規定し、前記方法は更に、 前記第１の処理チャンネルの各々について、前記アナログ信号の個々 の１つを受信する工程と、 前記アナログ信号の各々を、個々のデジタル信号に変換する工程と、 前記変換工程の後に、前記第１の受信ビーム生成器についての第１の焦点調節 時間遅延プロファイルに応じて、第１の処理チャンネルに可変時間遅延を導入す る工程と、 前記第２の処理チャンネルの各々について、前記アナログ信号の各々１つを受 信し、各々の第２の処理チャンネルについて、前記第２の受信ビーム生成器につ いての第２の焦点調節時間遅延プロファイルに応じて、第２の処理チャンネルの 選択されたレンジ間隔を隔離する工程と、 前記隔離工程の後に、前記第２の処理チャンネルの少なくとも１つについて、 隔離されたアナログ信号を個々のデジタル信号に変換する工程と、を備える請求 項５６に記載の方法。 ７１． 前記第２のビーム生成出力信号を生成する工程は、前記複数の第２ 処理チャンネルのベースバンド信号を加算して、前記第２のビーム生成出力信号 を生成する工程を備え、前記加算工程は、前記隔離工程の後で、前記変換工程の 前に行われる請求項７０に記載の方法。 ７２． 前記第１の受信ビーム生成器は、複数の第１処理チャンネルを備え 、前記第２の受信ビーム生成器の前記複数の処理チャンネルは、複数の第２処理 チャンネルを規定し、前記方法は更に、 前記第１の処理チャンネルの各々について、前記アナログ信号の個々の１つを 受信し、前記アナログ信号を個々のデジタル入力信号に変換し、前記デジタル入 力信号を可変に位相回転する工程と、 前記複数の第２処理チャンネルの各々について、前記アナログ信号の個々の１ つを受信する工程と、を備え、 前記位相を回転する工程は、前記第２のチャンネルの少なくとも１つにおいて アナログ信号を可変に位相回転する工程を備える請求項５６に記載の方法。 ７３． 前記第２のビーム生成出力信号を生成する工程は、前記複数の第２ 処理チャンネルのベースバンド信号を加算して、前記第２のビーム生成出力信号 を生成する工程を備え、前記第２のチャンネルの全ての信号を加算する工程は、 前記可変位相回転工程の後で、変換工程の前に行われる請求項７２に記載の方法 。 ７４． 前記第１の受信ビーム生成器は、複数の第１処理チャンネルを有し 、前記第２のビーム生成器の前記複数の処理チャンネルは、複数の第２の処理チ ャンネルを規定し、前記方法は更に、 前記第１の処理チャンネルにおいて、前記アナログ信号の個々の１つを受信し て、個々のデジタル・チャンネル出力信号を生成する工程と、 前記デジタル・チャンネル出力信号をデジタル的に加算する工程と、 前記第２の処理チャンネルにおいて、前記アナログ信号の個々の１つを受信し て、個々のアナログ・チャンネル出力信号を生成する工程と、を備え、 前記加算工程は、前記アナログ・チャンネル出力信号を加算する工程を備える 請求項５７に記載の方法。 ７５． 前記第１の処理チャンネルの各々について、チャンネルについての アナログ信号を個々のデジタル入力信号に変換する工程と、 個々のチャンネルについての前記デジタル入力信号を、共通の時間基準に対し て個々の量だけデジタル的に遅延し、デジタル入力信号を、前記チャンネルの他 の全てのデジタル入力信号とともに時間的に遅延する工程と、 チャンネルについてのデジタル入力信号を、個々のアポダイゼーションによっ て、デジタル的に重み付けする工程と、 チャンネルについてのデジタル入力信号をデジタル的に復調する工程と、を備 える、共通の時間基準を用いる請求項７４に記載の方法。 ７６． 前記第２の処理チャンネルの各々について、アナログ信号をレンジ ・ゲートする工程を備える請求項７４に記載の方法。 ７７． 制御信号に応答して、前記第１の受信ビーム生成器と前記第２の受 信ビーム生成器のいずれかに、排他的に、前記アナログ信号を案内する工程を更 に備える請求項５６に記載の方法。 ７８． 前記受信素子の各々は、前記アレイに複数の超音波変換器を備える 請求項５６に記載の方法。 ７９． 前記第２のビーム生成出力信号を生成する工程は、 前記アナログ信号をレンジ・ゲートし、ゲート・クローズ時刻とゲート・オー プン時刻の間だけ前記アナログ信号に応答するゲートされた信号を生成する工程 と、 前記ゲートされた信号に応答する信号を、前記ゲート・クローズ時刻より遅く ない時刻に開始し、前記ゲート・オープン時刻より早くない時刻に終了する期間 にわたり積分する工程と、を備える請求項５６に記載の装置。 ８０． 前記復調工程は、前記ゲートされた信号に対応する信号を復調し、 ゲートされ復調された信号を生成し、前記積分工程によって積分された前記信号 は、前記ゲートされ復調された信号に応答する請求項７９に記載の装置。 ８１． アレイの複数の超音波受信素子からのアナログ信号を処理する装置 であって、前記受信素子は、入射する超音波エネルギーに応答して個々のアナロ グ信号を生成し、前記装置は、 前記アレイからの前記アナログ信号に応答し、第１のビーム生成出力 信号を生成する第１の結像受信ビーム生成器と、 前記アレイからの前記アナログ信号に応答し、第２のビーム生成出力信号を生 成する第２の非結像受信ビーム生成器と、を備え、 前記第２の非結像ビーム生成器は、復調アナログ信号を生成する少なくとも１ つの復調器と、複数の処理チャンネルと、を備え、 各々のチャンネルは、個々のアナログの位相回転された信号を生成する位相回 転器を備え、前記復調器は前記位相回転器と別個であり、前記第２の非結像ビー ム生成器は、前記第２のビーム生成された出力信号を生成する際に、前記アナロ グ信号を選択された順序で前記位相回転器及び前記復調器に印加する超音波受信 装置。 ８２． 各々の処理チャンネルは、個々の復調器を備える請求項８１に記載 の装置。 ８３． 各々の復調器は、第１の復調信号に応答する復調されたアナログ信 号を生成する混合器を備える請求項８２に記載の装置。 ８４． 各々の復調器は、第１の復調されたアナログ信号を生成し、前記復 調器の各々は、第１の復調信号に対応し、前記復調器の各々は、さらに前記位相 回転器と別個の第２の復調器を備え、第２の復調信号に応答する第２の復調され たアナログ信号を生成し、前記第１及び第２の復調信号は同一である請求項８２ に記載の装置。 ８５． 前記位相回転器は、前記復調器の下流に位置する請求項８２に記載 の装置。 ８６． 前記個々の位相回転器の各々は、一対のフィルタを備える請求項８ １に記載の装置。 ８７． 前記復調器の少なくとも１つは、前記個々の位相回転器の下流に位 置する請求項８６に記載の装置。 ８８． 前記復調器の少なくとも１つは、複数のチャンネルの和を含むアナ ログ信号に対して動作する請求項８７に記載の装置。 ８９． アレイの複数の超音波受信素子からのアナログ信号を処理する方法 であって、前記受信素子の各々は、入射する超音波エネルギーに応答する個々の アナログ信号を生成し、前記方法は、 第１の結像受信ビーム生成器の前記アレイから前記アナログ信号を受信して、 第１のビーム生成出力信号を生成する工程と、 第２の非結像受信ビーム生成器の前記アレイから前記アナログ信号を受信して 、第２のビーム生成出力信号を生成する工程と、を備え、 前記第２のビーム生成出力信号を生成する工程は、前記第２の非結像ビーム生 成器によって受信されたアナログ信号を位相回転して、個々の焦点調節されたア ナログの位相回転された信号を生成する工程と、前記位相回転工程とは別個に前 記アナログ信号を復調する工程と、を備える方法。 ９０． 前記第２の非結像ビーム生成器は、複数のチャンネルを備え、前記 位相回転工程は、各々の受信チャンネルで受信されたアナログ信号を位相回転す る工程を備える請求項８９に記載の方法。 ９１． 復調工程は、各々の処理チャンネルのアナログ信号を復調する工程 を備える請求項９０に記載の方法。 ９２． 復調工程は、前記アナログ信号の少なくとも第１の信号を第１の復 調信号と混合し、第１の復調されたアナログ信号を生成する工程を備える請求項 ９１に記載の方法。 ９３． 復調工程は、第２の復調信号を、前記アナログ信号の少なくとも第 ２の信号と混合し、第２の復調されたアナログ信号を生成する工程を更に備え、 前記第１及び第２の復調信号が同一である請求項９２に記載の方法。 ９４． 前記位相回転工程は、前記復調工程の後に行われる請求項９１に記 載の方法。 ９５． 前記位相回転工程は、各々のチャンネルの前記アナログ信号をフィ ルタリングする工程を備える請求項９０に記載の方法。 ９６． 前記位相回転工程は、前記復調工程の前に行われる請求項９５に記 載の方法。 ９７． 少なくとも２つのチャンネルからの信号を加算する工程を更に備え 、前記復調工程は、前記加算工程の後に行われる請求項９６に記載の方法。 ９８． アレイの複数の超音波受信素子からのアナログ信号を処理する装置 であって、前記受信素子の各々は、入射する超音波エネルギーに応答する個々の アナログ信号を生成し、前記装置は、 送信ビームを発射するために超音波変換器の前記アレイを励磁するように接続 されている送信ビーム生成器と、 超音波変換器の前記アレイからのアナログ信号に応答する第１の結像受信ビー ム生成器と、 超音波変換器の前記アレイからの前記アナログ信号に応答する第２の非結像受 信ビーム生成器と、 送信データ・セットを前記送信ビーム生成器に送る中央制御部であっ て、前記送信データ・セットが前記送信ビームを焦点調節する前記アレイの送信 遅延プロファイルを表す制御部と、を備え、 前記中央制御部は、非結像受信データ・セットを前記非結像受信ビーム生成器 の別の局部的制御部に送り、前記非結像受信データ・セットは非結像受信ビーム を焦点調節する前記アレイの非結像受信遅延プロファイルを表し、 前記中央制御部は、結像受信データ・セットを前記結像受信ビーム生成器に送 り、前記結像受信データ・セットは結像受信ビームを焦点調節する前記アレイの 結像受信遅延プロファイルを表し、 前記中央制御部は、共通のソース遅延プロファイルから、前記送信遅延プロフ ァイルと前記非結像受信遅延プロファイルとの両方を計算する超音波結像装置。 ９９． 前記非結像受信データ・セットは、更に、能動アレイ素子のプロフ ァイルを表す請求項９８に記載の装置。 １００． 前記非結像受信データ・セットは、更に、能動レンジ間隔のアレ イの焦点調節時間遅延プロファイルを表す請求項９８に記載の装置。 １０１． 前記送信遅延プロファイルは、前記送信ビームの操舵角度を規定 し、前記非結像受信遅延プロファイルは、前記非結像受信ビームの同一の操舵角 度を規定する請求項９８に記載の装置。 １０２． 前記非結像ビーム生成器はドップラービーム生成器を備え、前記 非結像受信遅延プロファイルはドップラー受信時間遅延プロファイルを備え、 前記中央制御部は、共通のソース遅延プロファイルから、前記ドップラー受信 時間遅延プロファイルと前記結像受信遅延プロファイルの両方 を計算する請求項１０１に記載の装置。 １０３． 前記送信遅延プロファイルは前記送信ビームの操舵角度を規定し 、 前記非結像受信遅延プロファイルは前記非結像受信ビームの同一の操舵角度を 規定し、 前記結像受信遅延プロファイルは前記結像受信ビームの同一の操舵角度を規定 する請求項１０１に記載の装置。 １０４． 前記非結像受信ビーム生成器は、前記アレイからの前記アナログ 信号の各々についてのレンジ・ゲートを備え、 前記非結像受信データ・セットは、前記レンジ・ゲートの各々が動作可能にな る時と、動作可能となる期間を表す請求項１０１に記載の装置。 １０５． 前記非結像受信データ・セットは前記レンジ・ゲートの各々のビ ットのベクトルを含んでおり、 各々の与えられたベクトルの各々ｉ番目のビットは、与えられたベクトルのレ ンジ・ゲートが複数の期間のうちのｉ番目において動作可能になるか否かを示し 、 前記期間の全てが同一の持続時間を有する請求項１０４に記載の装置。 １０６． 前記非結像受信ビーム生成器はは、前記アレイからの前記アナロ グ信号の各々についての位相回転器を備え、 前記非結像受信データ・セットの一部は、前記位相回転器の各々の回転量を表 す請求項９８に記載の装置。 １０７． 各々がアレイの個々の超音波受信素子に入射する超音波エネルギ ーに応答する複数のアナログ信号を処理する装置であって、 前記アナログ信号に応答し、ビーム生成出力信号を生成する非結像ビ ーム生成器を備え、前記非結像ビーム生成器は、 各々が前記入力信号の個々の１つをレンジ・ゲートするように接続された複 数のレンジ・ゲートと、 各々が前記入力信号の個々の１つを位相回転するように接続された複数の焦 点調節位相回転器と、 和信号を生成するために、前記ゲート制御され位相回転された信号に応答する 信号を加算するように接続された加算器と、 前記入力信号の少なくとも１つに応答する信号を復調する復調器と、 前記復調器の下流に位置し、前記和信号に応答する信号を積分して、出力値を 生成する積分器と、を備える装置。