JP4495430B2

JP4495430B2 - 超音波診断装置

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Publication number: JP4495430B2
Application number: JP2003336108A
Authority: JP
Inventors: 博福喜多
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-09-26
Filing date: 2003-09-26
Publication date: 2010-07-07
Anticipated expiration: 2023-09-26
Also published as: WO2005030056A1; JP2005102717A; CN100431499C; US20060253034A1; CN1856274A

Description

本発明は、振動子が配列された２次元アレイを有し、被検体を３次元的に走査する超音波診断装置に関するものである。

従来の超音波診断装置は、図７に示すように、振動子１０１、１０２から成るサブアレイ１０５と、振動子１０３、１０４から成るサブアレイ１０６とが２次元に配列された２次元アレイ１０７を有する。サブアレイ１０５を構成する振動子１０１、１０２からの受信信号は、それぞれ、増幅部１０８、１０９に入力され、増幅部１０８、１０９は、非反転出力信号（＋）および反転出力信号（−）を出力する。増幅部１０８からの非反転出力信号（＋）および反転出力信号（−）は、クロスポイントスイッチ１８１を介して、それぞれ可変振幅部１１０、１１１に供給され、それらの出力信号が加算されて、＋４５度位相シフタ１１４に入力される。

また、増幅部１０９からの非反転出力信号（＋）および反転出力信号（−）は、クロスポイントスイッチ１９１を介して、それぞれ可変振幅部１１２、１１３に供給され、それらの出力信号が加算されて、−４５度位相シフタ１１５に入力される。

＋４５度位相シフタ１１４と−４５度位相シフタ１１５の出力信号は加算され、メインビームフォーマ１１８に入力される。ここで、増幅部１０８、１０９と、クロスポイントスイッチ１８１、１９１と、可変振幅部１１０、１１１、１１２、１１３と、＋４５度位相シフタ１１４と、−４５度位相シフタ１１５とからサブビームフォーマ１１６が構成される。

また、サブアレイ１０６を構成する振動子１０３、１０４からの受信信号は、サブビームフォーマ１１７に入力される。サブビームフォーマ１１７の内部構成は、サブビームフォーマ１１６の内部構成と同じである。サブビームフォーマ１１６と１１７からの信号は、メインビームフォーマで遅延加算され、信号処理部１１９で信号処理が施されて画像信号に変換され、表示部１２０に表示される。

上記のサブビームフォーマ構成において、クロスポイントスイッチ１８１、１９１と可変振幅部１１０〜１１３により受信信号の振幅を制御することで受信信号の位相を制御し、サブアレイ内の振動子からの受信信号の整相を行っている（例えば、特許文献１参照）。
米国特許第６，０１３，０３２号明細書（第８−１０欄、第６図、第７図、第９図）

しかしながら、従来の超音波診断装置においては、受信信号の位相シフトを行うために、２チャンネルの±４５度（±π／４）の位相シフタが用いられ、位相を精度良く調整することが困難である、という問題があった。

本発明は、従来の問題を解決するためになされたもので、精度良く受信信号を整相することのできる超音波診断装置を提供することを目的とする。

前記の目的を達成するため、本発明に係る第１の超音波診断装置は、複数の電気音響変換素子より構成されたサブアレイが複数個少なくとも２次元に配列されて成る電気音響変換手段と、サブアレイ単位で設けられ、サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して互いに極性の異なる信号を生成し、サブアレイ内の各電気音響変換素子の互いに極性の異なる信号を振幅制御し加算された第１の信号と振幅制御し加算された第２の信号を得、内部に設けられた遅延手段により、第１の信号と第２の信号のいずれか一方に受信信号の１周期の１／４に相当する遅延時間差を与え、互いの遅延時間が受信信号の１周期の１／４となった第１の信号と第２の信号を加算するサブビームフォーマと、サブビームフォーマから出力される信号を遅延加算するメインビームフォーマとを含んで構成され、遅延手段は、遅延時間差を受信信号の基本波の１周期の１／４相当、または受信信号の高調波の１周期の１／４相当に切り替え可能である。

この構成により、受信信号を高精度で整相することができる。

この構成により、基本波映像の表示と高調波映像の表示の切り替えが可能となる。

本発明によれば、２次元に配列された電気音響変換器からの受信信号を高精度で整相することのできる超音波診断装置を提供できる、という格別な効果を奏する。

以下、本発明の好適な実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施の形態）
図１Ａは、本発明の第１の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の一構成例を示すブロック図である。

図１Ａにおいて、振動子１〜４は、電気音響変換素子で構成され、音響エコー信号を受信信号に変換する。振動子１と振動子２とでサブアレイ５が、振動子３と振動子４とでサブアレイ６が、サブアレイ５とサブアレイ６とで２次元アレイ７が構成される。なお、図１Ａには、振動子１〜４しか例示していないが、実際には、図１Ｂに示すように、多数の振動子が２次元に配列される。

増幅部８、９はそれぞれ振動子１、２からの受信信号の非反転出力信号（＋）、反転出力信号（−）を出力する。可変振幅部１０、１１は、クロスポイントスイッチ８１を介して増幅部８に、可変振幅部１２、１３は、クロスポイントスイッチ９１を介して増幅部９に接続される。可変振幅部１０、１２の出力信号は加算され、この加算された信号（第１の信号）は固定遅延部１４に供給される。また、可変振幅部１１、１３の出力信号は加算され、この加算された信号（第２の信号）は、加算部１５において固定遅延部１４の出力信号と加算される。増幅部８、９と、クロスポイントスイッチ８１、９１と、可変振幅部１０、１１、１２、１３と、固定遅延部１４と、加算部１５とからサブビームフォーマ１６が構成される。

また、振動子３、４からの受信信号は、サブビームフォーマ１７に入力される。サブビームフォーマ１７の内部構成は、サブビームフォーマ１６の内部構成と同じである。

サブビームフォーマ１６、１７の出力信号はメインビームフォーマ１８において遅延加算される。メインビームフォーマ１８の出力信号は信号処理部１９において画像信号として信号処理される。信号処理部１９からの画像信号は表示部２０に表示される。

次に、以上のように構成された超音波診断装置の動作について説明する。

まず、振動子１は、受信信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を発生する。ここで、ｔは時間、ａ（ｔ）は受信信号の包絡線、ｆ１は受信信号の中心周波数である。増幅器８は、非反転出力信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）、反転出力信号−ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。クロスポイントスイッチ８１における非反転出力と反転出力の接続状態により、可変振幅部１０は、係数ｗ（０）を非反転出力信号、あるいは反転出力信号に乗じ、±ｗ（０）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。また、クロスポイントスイッチ８１における非反転出力と反転出力の接続状態により、可変振幅部１１は、係数ｗ（１）を非反転出力信号、あるいは反転出力信号に乗じ、Ｘ１（ｔ）＝±ｗ（１）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。固定遅延部１４は、受信信号の１周期Ｔ１＝１／ｆ１の１／４の遅延時間ΔＴ＝Ｔ１／４の遅延時間を可変振幅部１０の出力信号に与え、クロスポイントスイッチ８１の接続状態により次式に示す出力信号Ｘ０（ｔ）を生成する。

Ｘ０（ｔ）＝±ｗ（０）・ａ（ｔ−ΔＴ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・（ｔ−ΔＴ））
…（１）
なお、固定遅延部１４としては、クロックにより遅延時間が高精度に可変制御できる電荷結合素子やサンプルホールド回路のような部品が望ましい。２π・ｆ１・ΔＴ＝π／２であり、ａ（ｔ−ΔＴ）≒ａ（ｔ）と近似すれば、（１）式は、
Ｘ０（ｔ）＝±ｗ（０）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π／２）
…（２）
と表せる。固定遅延部１４の出力信号Ｘ０（ｔ）は、可変振幅部１１の出力信号Ｘ１（ｔ）と加算部１５において加算され、サブビームフォーマ出力信号Ｚ０（ｔ）となる。このサブビームフォーマ出力信号は、例えばｗ（０）＝０、ｗ（１）＝１であり、かつ可変振幅部１１に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ） …（３）
となる。

また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の非反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π／４） …（４）
となる。

また、ｗ（０）＝１、ｗ（１）＝０であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π／２） …（５）
となる。

また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の非反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−３π／４） …（６）
となる。

また、ｗ（０）＝０、ｗ（１）＝１であり、かつ可変振幅部１１に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π） …（７）
となる。

また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−５π／４） …（８）
となる。

また、ｗ（０）＝１、ｗ（１）＝０であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−３π／２） …（９）
となる。

また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−７π／４） …（１０）
となる。
このようにして、振動子１の受信信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）の位相φａを制御できる。

次に、振動子２の受信信号ｂ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）に対し、可変振幅部１２が係数ｗ（２）、可変振幅部１３が係数ｗ（３）を発生し、振動子１の受信信号も考慮した場合、加算部１５の出力信号は、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ＋φａ）
＋ｂ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ＋φｂ） …（１１）
となり、振動子２の受信信号ｂ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）の位相φｂも制御でき、サブアレイ５の振動子１、２の受信信号がサブビームフォーマ１６において整相加算できる。なお、（１１）式には、位相の制御による整相加算を示したが、実際には固定遅延部１４による受信信号の遅延があるため、より優れた整相加算が行われる。

同様にして、サブアレイ６の振動子３、４の受信信号がサブビームフォーマ１７において整相加算できる。サブビームフォーマ１６とサブビームフォーマ１７の出力信号はメインビームフォーマ１８において遅延加算される。このようにして、２次元アレイ７の振動子１〜４の受信信号がビームフォームされる。

以上のように、本発明の第１の実施の形態の超音波診断装置によれば、増幅部８、９と、クロスポイントスイッチ８１、９１と、可変振幅部１０〜１３と、固定遅延部１４と、加算部１５とから構成されるサブビームフォーマ１６を設けることにより、高精度に受信信号を整相加算することができる。

（第２の実施の形態）
図２は、本発明の第２の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部のサブビームフォーマの内部構成例を示すブロック図である。なお、本実施の形態は、第１の実施の形態の説明で参照した図１に示すサブビームフォーマ１６を、図２に示すサブビームフォーマ２６で置き換えたものである。その他の構成は、第１の実施の形態と同様である。

図２において、増幅部８、９はそれぞれ受信信号の非反転出力信号（＋）、反転出力信号（−）を出力する。可変振幅部１０、１１はクロスポイントスイッチ８１を介して増幅部８に、可変振幅部１２、１３はクロスポイントスイッチ９１を介して増幅部９に接続される。可変振幅部１０、１２の出力信号は加算され、この加算された信号（第１の信号）は可変遅延部２４に供給される。可変振幅部１１、１３の出力信号は加算され、この加算された信号（第２の信号）は加算部１５において可変遅延部２４の出力信号と加算される。増幅部８、９と、クロスポイントスイッチ８１、９１と、可変振幅部１０、１１、１２、１３と、可変遅延部２４と、加算部１５とからサブビームフォーマ２６が構成される。

まず、基本波映像モードにおいて、受信信号の周波数はｆ１であり、可変遅延部２４は、受信信号の１周期Ｔ１＝１／ｆ１の１／４の遅延時間ΔＴ＝Ｔ１／４を可変振幅部１０、１２からの信号を加算した信号に与え、加算部１５において、振動子１、２の受信信号の整相加算を、第１の実施の形態で説明した式（１）〜（１１）に従って行う。

次に、高調波映像モードにおいて、受信信号の周波数はｆ２であり、可変遅延部２４は、受信信号の１周期Ｔ２＝１／ｆ２の１／４の遅延時間ΔＴ＝Ｔ２／４を可変振幅部１０、１２からの信号を加算した信号に与え、加算部１５において、振動子１、２の受信信号の整相加算を、第１の実施の形態で説明した式（１）〜（１１）に従って行う。

以上のように、本発明の第２の実施の形態の超音波診断装置によれば、可変遅延部２４を設けることにより、受信信号の中心周波数に応じて遅延時間を可変にでき、基本波映像と高調波映像をそれぞれ表示することができる。

（第３の実施の形態）
図３は、本発明の第３の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部のサブビームフォーマの内部構成例を示すブロック図である。なお、本実施の形態は、第１の実施の形態の説明で参照した図１に示すサブビームフォーマ１６を、図３に示すサブビームフォーマ３６で置き換えたものである。その他の構成は、第１の実施の形態と同様である。

図３において、増幅部８、９はそれぞれ受信信号の非反転出力信号（＋）、反転出力信号（−）を出力する。可変振幅部１０、１１は、クロスポイントスイッチ８１を介して増幅部８に、可変振幅部１２、１３は、クロスポイントスイッチ９１を介して増幅部９に接続される。可変振幅部１０、１２の出力信号は加算されて、この加算された信号（第１の信号）は位相シフタ３４に供給される。また、可変振幅部１１、１３の出力信号は加算され、この加算された信号（第２の信号）が、加算部１５において位相シフタ３４の出力信号と加算される。増幅部８、９と、クロスポイントスイッチ８１、９１と、可変振幅部１０、１１、１２、１３と、位相シフタ３４と、加算部１５とからサブビームフォーマ３６が構成される。

振動子１、２の受信信号の周波数はｆ１であり、位相シフタ３４は、受信信号の位相が９０度（π／２）シフトするように、可変振幅部１０、１２の出力信号に位相シフトを与え、加算部１５において、振動子１、２の受信信号の整相加算を、第１の実施の形態で説明した式（２）〜（１１）に従って行う。

図４は、位相シフタ３４の内部構成例を示す詳細なブロック図である。

図４において、位相シフタ３４は、４５度の位相シフト量を有する位相シフト回路を２段設けて構成される。可変振幅部１０、１２の出力信号は、増幅部４１により増幅され、コンデンサー４２と抵抗器４３から成る１段目の位相シフト回路で位相が−４５度シフトされる。この１段目の位相シフト回路を介した信号は、増幅部４４により増幅され、コンデンサー４５と抵抗器４６から成る２段目の位相シフト回路で位相が−４５度シフトされ、増幅部４７により増幅されて加算部１５に出力される。従って、増幅部４７の出力信号は、増幅部４１の出力信号に対して、位相が−９０度シフトされる。

以上のように、本発明の第３の実施の形態の超音波診断装置によれば、位相シフタ３４を各サブビームフォーマに一つ設けることにより、高精度で受信信号を整相加算することが出来る。さらに、インダクターを用いずに９０度の位相差を実現しているため、小型化やノイズの点で有利である。

（第４の実施形態）
図５は、本発明の第４の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の一構成例を示すブロック図である。

図５において、振動子１〜４は、電気音響変換素子で構成され、音響エコー信号を受信信号に変換する。振動子１と２とでサブアレイ５が、振動子３と４とでサブアレイ６が、サブアレイ５とサブアレイ６とで２次元アレイ７が構成される。増幅部８、９は、それぞれ、受信信号の非反転出力信号（＋）、反転出力信号（−）を出力する。可変振幅部１０、１１は、クロスポイントスイッチ８１を介して増幅部８に、可変振幅部１２、１３は、クロスポイントスイッチ９１を介して増幅部９に接続される。可変振幅部１０、１２の出力信号は加算され加算出力信号Ｙ０（ｔ）（第１の信号）となる。可変振幅部１１、１３の出力信号は加算され加算出力信号Ｙ１（ｔ）（第２の信号）となる。増幅部８、９と、クロスポイントスイッチ８１、９１と、可変振幅部１０、１１、１２、１３とから並列加算部２７が構成される。

また、振動子３、４からの受信信号は、並列加算部２８に入力される。並列加算部２８の内部構成は、並列加算部２７の内部構成と同じである。

並列加算部２７と２８の非反転加算出力信号は、第１のメインビームフォーマ５１において遅延加算される。並列加算部２７と２８の反転加算出力信号は、第２のメインビームフォーマ５３において遅延加算される。第１のメインビームフォーマ５１の出力信号は、遅延部５２において遅延される。遅延部５２と第２のメインビームフォーマ５３の出力信号は加算部５４において加算され、加算部５４の出力信号は信号処理部５５において画像信号として信号処理される。信号処理部５５からの画像信号は表示部５６に表示される。

まず、振動子１は、受信信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を発生する。ここで、ｔは時間、ａ（ｔ）は受信信号の包絡線、ｆ１は受信信号の中心周波数である。増幅器８は、非反転出力信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）および反転出力信号−ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。クロスポイントスイッチ８１の状態により、可変振幅部１０は、係数ｗ（０）を非反転出力信号、あるいは反転出力信号に乗じ、Ｙ０（ｔ）＝±ｗ（０）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。クロスポイントスイッチ９１の状態により、可変振幅部１１は、係数ｗ（１）を非反転出力信号、あるいは反転出力信号に乗じ、Ｙ１（ｔ）＝±ｗ（１）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。

可変振幅部１０の加算された出力信号および可変振幅部１１の加算された出力信号は、それぞれ、第１のメインビームフォーマ５１および第２のメインビームフォーマ５３において同一の遅延時間δが与えられるので、第１のメインビームフォーマ５１、第２のメインビームフォーマ５３において、各出力Ｙ０（ｔ）、Ｙ１（ｔ）の位相関係は変わらない。

遅延部５２において、受信信号の１周期Ｔ１＝１／ｆ１の１／４の遅延時間ΔＴ＝Ｔ１／４が第１のメインビームフォーマ５１の出力信号に与えられるので、出力信号Ｙ０（ｔ）はＹ１（ｔ）に比べ−π／２だけ位相シフトする。このような位相関係を有する遅延部５２の出力信号と、第２のメインビームフォーマ５３の出力信号を加算部５４において加算すると、第１の実施の形態で説明した式（３）〜（１１）に示すように、サブアレイ５の振動子１、２の受信信号を整相加算することができる。同様にして、サブアレイ６の振動子３、４の受信信号も整相加算することができる。このようにして、２次元アレイ７の振動子１〜４の受信信号がビームフォームされる。

なお、以上の説明では、第１のメインビームフォーマ５１の出力信号に対して遅延部５２を設ける例について説明したが、図６に示すように、第１のメインビームフォーマ５１の出力信号に対して位相シフタ６２を設けても、同様に実施可能である。

以上のように、本発明の第４の実施の形態の超音波診断装置によれば、並列加算部２７、２８と、第１のメインビームフォーマ５１と、第２のメインビームフォーマ５３と、遅延部５２を設けることにより、より高精度で受信信号を整相加算することが出来る。

本発明に係る超音波診断装置は、２次元に配列された電気音響変換器からの受信信号を高精度で整相できるという利点を有し、２次元アレイを有し、被検体を３次元的に走査する超音波診断装置等として有用であり、医療等の用途に適用できる。

本発明の第１の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の一構成例を示すブロック図図１Ａの振動子１〜４を含む多数の振動子から成る２次元アレイの構成例を示す模式図本発明の第２の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部のサブビームフォーマの内部構成例を示すブロック図本発明の第３の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部のサブビームフォーマの内部構成例を示すブロック図図３に示す位相シフタの内部構成例を示す詳細なブロック図本発明の第４の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の一構成例を示すブロック図本発明の第４の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の変形例を示すブロック図従来の超音波診断装置の一構成例を示すブロック図

符号の説明

１〜４振動子
８、９増幅部
１０〜１３可変振幅部
１４固定遅延部
１５加算部
１８メインビームフォーマ
２４可変遅延部
３４位相シフタ
４２、４５コンデンサー
４３、４６抵抗器
２７、２８並列加算部
５１第１のメインビームフォーマ
５２遅延部
５３第２のメインビームフォーマ
５４加算部
６２位相シフタ

Claims

複数の電気音響変換素子より構成されたサブアレイが複数個少なくとも２次元に配列されて成る電気音響変換手段と、
前記サブアレイ単位で設けられ、前記サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して互いに極性の異なる信号を生成し、前記サブアレイ内の各電気音響変換素子の互いに極性の異なる信号を振幅制御し加算された第１の信号と振幅制御し加算された第２の信号を得、内部に設けられた遅延手段により、第１の信号と第２の信号のいずれか一方に受信信号の１周期の１／４に相当する遅延時間差を与え、互いの遅延時間が受信信号の１周期の１／４となった第１の信号と第２の信号を加算するサブビームフォーマと、
前記サブビームフォーマから出力される信号を遅延加算するメインビームフォーマとを備え、
前記遅延手段は、前記遅延時間差を受信信号の基本波の１周期の１／４相当、または受信信号の高調波の１周期の１／４相当に切り替え可能である超音波診断装置。