JPWO2006035588A1 - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

複数の電気音響変換素子より構成されたサブアレイが複数個少なくとも２次元に配列されて成る電気音響変換手段と、サブアレイ単位で設けられ、サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して互いに極性の異なる信号を生成し、サブアレイ内の各電気音響変換素子の互いに極性の異なる信号を振幅制御し加算された第１の信号と振幅制御し加算された第２の信号を得、内部に設けられたコンデンサメモリから構成される第１の遅延手段により、第１の信号と第２の信号との間に、受信信号の１周期の１／４に相当する遅延時間差を与え、遅延時間差が与えられた第１の信号と第２の信号を加算するサブビームフォーマと、サブビームフォーマから出力される信号を遅延加算するメインビームフォーマとを備えたものである。 これにより、精度良く受信信号を整相することができる超音波診断装置を提供することができる。

Description

本発明は、振動子が配列された２次元アレイを有し、被検体を３次元的に走査する超音波診断装置に関するものである。

従来の超音波診断装置は、図４に示すように、振動子１０１、１０２から構成されるサブアレイ１０５と、振動子１０３、１０４から構成されるサブアレイ１０６とが２次元に配列された２次元アレイ１０７を有する。サブアレイ１０５を構成する振動子１０１、１０２からの受信信号は、それぞれ増幅部１０８、１０９に入力され、増幅部１０８、１０９は、非反転出力信号（＋）および反転出力信号（−）を出力する。

増幅部１０８から出力される非反転出力信号（＋）および反転出力信号（−）は、クロスポイントスイッチ１８１を介して、それぞれ可変振幅部１１０、１１１に供給される。また、増幅部１０９から出力される非反転出力信号（＋）および反転出力信号（−）は、クロスポイントスイッチ１９１を介して、それぞれ可変振幅部１１２、１１３に供給される。

可変増幅部１１０から出力される信号と、可変増幅部１１２から出力される信号は、加算されて、＋４５度位相シフタ１１４に入力される。また、可変増幅部１１１から出力される信号と、可変増幅部１３から出力される信号は、加算されて、−４５度位相シフタ１１５に入力される。

＋４５度位相シフタ１１４と−４５度位相シフタ１１５の出力信号は加算され、メインビームフォーマ１１８に入力される。

以上のように、増幅部１０８、１０９と、クロスポイントスイッチ１８１、１９１と、可変振幅部１１０、１１１、１１２、１１３と、＋４５度位相シフタ１１４と、−４５度位相シフタ１１５とからサブビームフォーマ１１６が構成される。

また、サブアレイ１０６を構成する振動子１０３、１０４からの受信信号は、サブビームフォーマ１１７に入力される。なお、サブビームフォーマ１１７の内部構成は、サブビームフォーマ１１６の内部構成と同じである。サブビームフォーマ１１６と１１７から出力される信号は、メインビームフォーマ１１８で遅延加算され、信号処理部１１９へ入力される。信号処理部１１９へ入力される信号は、信号処理が施されて画像信号に変換され、表示部１２０において表示される。

上記のサブビームフォーマ１１６、１１７の構成において、クロスポイントスイッチ１８１、１９１と可変振幅部１１０〜１１３により受信信号の振幅を制御することで受信信号の位相を制御し、サブアレイ内の振動子からの受信信号の整相を行っている（例えば、特許文献１参照）。
米国特許第６，０１３，０３２号明細書（第８−１０欄、第６図、第７図、第９図）

しかしながら、従来の超音波診断装置においては、受信信号の位相シフトを行うために、２チャンネルの±４５度（±π／４）の位相シフタを搭載しているため、各位相シフタにおける位相シフト回路の部品精度のバラツキによって、互いの位相を精度良く調整することが困難である、という問題があった。

本発明は、従来の問題を解決するためになされたもので、精度良く受信信号を整相することができる超音波診断装置を提供することを目的とする。

前記の目的を達成するため、本発明に係る超音波診断装置は、複数の電気音響変換素子より構成されたサブアレイが、複数個少なくとも２次元に配列されて成る電気音響変換手段と、前記サブアレイ単位で設けられ、前記電気音響変換手段から出力される信号を遅延加算するサブビームフォーマと、前記サブビームフォーマから出力される信号を遅延加算するメインビームフォーマとを備え、前記サブビームフォーマは、前記サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して、互いに極性の異なる非反転信号及び反転信号を生成し、前記第１の極性を有する信号を振幅制御し加算した第１の信号と、前記第２の極性を有する信号を振幅制御し加算した第２の信号とを得、内部に設けられたコンデンサメモリから構成される第１の遅延手段により、前記第１の信号と前記第２の信号との間に、受信信号の１周期の１／４に相当する遅延時間差を与え、遅延時間差が与えられた第１の信号と第２の信号とを加算するものである。

この構成により、受信信号を高精度で整相することができる。

また、本発明に係る超音波診断装置において、前記サブビームフォーマは、前記サブアレイ単位で設けられ、かつ前記サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して互いに極性の異なる非反転信号及び反転信号を生成する増幅部と、前記増幅部から出力される非反転信号及び反転信号を選択的に切り替えて出力するクロスポイントスイッチと、前記クロスポイントスイッチから出力される非反転信号を振幅制御し加算した第１の信号を出力し、前記クロスポイントスイッチから出力される反転信号を振幅制御し加算した第２の信号を出力する可変振幅部と、前記可変振幅部から出力される第１の信号および第２の信号との間に、受信信号の１周期の１／４に相当する遅延時間差を与える遅延部と、前記遅延部の出力信号と前記可変振幅部の出力信号とを加算する加算部とを含んで構成される。

また、本発明に係る超音波診断装置において、コンデンサメモリは、少なくとも１個のＮ（Ｎ≧２）進のカウンタと、カウンタから出力されるカウント値を受けて、Ｎ個の書き込み制御信号を出力する書き込みデコーダと、第１の信号を一端で共通に受け、Ｎ個の書き込み制御信号によりそれぞれオン／オフが制御されるＮ個の書き込みスイッチと、Ｎ個の書き込みスイッチの他端にそれぞれ一端が接続され、他端が接地電位に接続されたＮ個のコンデンサと、カウンタから出力されるカウント値を受けて、Ｎ個の読み出し制御信号を出力する読み出しデコーダと、Ｎ個のコンデンサの電位をそれぞれ一端で受け、Ｎ個の読み出し制御信号によりそれぞれオン／オフが制御されて、共通に接続された他端から第１の信号の遅延信号を出力するＮ個の読み出しスイッチと、書き込みデコーダと読み出しデコーダの動作に遅延時間差を与える第２の遅延手段とを含んで構成される。

この場合、カウンタは、受信信号の周波数に応じてＭ（Ｍ≦Ｎ）進に設定可能であることが好ましい。

また、カウンタは、書き込みデコーダにカウント値を出力する書き込みカウンタと、読み出しデコーダにカウント値を出力する読み出しカウンタから構成され、第２の遅延手段は、書き込みカウンタの動作開始タイミングを遅延させる第１の遅延回路（ラッチ）であることが好ましい。

または、第２の遅延手段は、カウンタの出力端と読み出しデコーダの入力端との間、あるいはカウンタの出力端と書き込みデコーダの入力端との間に設けられ、カウンタから出力されるカウント値の増加あるいは減少手段（加算器あるいは減算器）であることが好ましい。

もしくは、第２の遅延手段は、カウンタの出力端と書き込みデコーダの入力端との間に設けられ、カウンタから出力されるカウント値を遅延させる第２の遅延回路（ラッチ）であることが好ましい。

本発明によれば、２次元に配列された電気音響変換器からの受信信号を高精度で整相することのできる超音波診断装置を提供できる、という格別な効果を奏する。

本発明の第１の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の一構成例を示すブロック図 図１Ａの振動子１〜４を含む多数の振動子から構成される２次元アレイの構成例を示す模式図 図１Ａに示す遅延部を構成するコンデンサメモリの詳細なブロック図 本発明の第２の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の遅延部を構成するコンデンサメモリの詳細なブロック図 本発明の第３の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の遅延部を構成するコンデンサメモリの詳細なブロック図 従来の超音波診断装置の一構成例を示すブロック図

符号の説明

１〜４ 振動子
５、６ サブアレイ
７ ２次元アレイ（電気音響変換手段）
８、９ 増幅部
１０〜１３ 可変振幅部
１４ 遅延部（第１の遅延手段）
１５ 加算部
１６、１７ サブビームフォーマ
１８ メインビームフォーマ
２１、２５ アンプ
２２ 書き込みデコーダ
２３ 書き込みカウンタ（カウンタ）
２４ ラッチ（第２の遅延手段としての第１の遅延回路）
２６ 読み出しデコーダ
２７ 読み出しカウンタ（カウンタ）
２８ 加算器（第２の遅延手段としてのカウント値の増加または減少手段）
２９ ラッチ（第２の遅延手段としての第２の遅延回路）

以下、本発明の好適な実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施の形態）
図１Ａは、本発明の第１の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の一構成例を示すブロック図である。

図１Ａにおいて、振動子１〜４は、電気音響変換素子で構成され、音響エコー信号を受信信号に変換する。振動子１と振動子２とでサブアレイ５が、振動子３と振動子４とでサブアレイ６が、サブアレイ５とサブアレイ６とで２次元アレイ７が構成される。なお、図１Ａには、振動子１〜４しか例示していないが、実際には、図１Ｂに示すように、多数の振動子が２次元に配列される。

増幅部８、９はそれぞれ振動子１、２からの受信信号の、非反転出力信号（＋）および反転出力信号（−）を出力する。可変振幅部１０、１１は、クロスポイントスイッチ８１を介して増幅部８に接続され、可変振幅部１２、１３は、クロスポイントスイッチ９１を介して増幅部９に接続されている。可変振幅部１０、１２の出力信号は加算され、この加算された信号（第１の信号）は遅延部１４（第１の遅延手段）に供給される。また、可変振幅部１１、１３の出力信号は加算され、この加算された信号（第２の信号）は、加算部１５において遅延部１４の出力信号と加算される。

以上のように、増幅部８、９と、クロスポイントスイッチ８１、９１と、可変振幅部１０、１１、１２、１３と、遅延部１４と、加算部１５とから、サブビームフォーマ１６が構成される。

また、振動子３、４からの受信信号は、サブビームフォーマ１７に入力される。サブビームフォーマ１７の内部構成は、サブビームフォーマ１６の内部構成と同じである。

サブビームフォーマ１６、１７の出力信号は、メインビームフォーマ１８において遅延加算される。メインビームフォーマ１８の出力信号は信号処理部１９において画像信号として信号処理される。信号処理部１９からの画像信号は表示部２０に表示される。また、コントローラ３１は、クロスポイントスイッチ８１及び９１に対するスイッチング制御、可変振幅部１０、１１、１２、１３における後述の係数を制御する。

図１Ｃは、図１Ａに示す遅延部１４を構成するコンデンサメモリの詳細なブロック図である。

図１Ｃにおいて、図１Ａの可変振幅部１０、１２から出力され加算された第１の信号は、アンプ２１に供給される。アンプ２１の出力信号は、Ｎ個（本実施の形態ではＮ＝６）の書き込みスイッチＷＳ０〜ＷＳ５（Ｎ＝６の場合）の一端に共通に供給される。書き込みスイッチＷＳ０〜ＷＳ５のオン／オフは、書き込みデコーダ２２から出力される書き込み制御信号により制御される。書き込みデコーダ２２は、Ｎ（Ｎ≧２）進のカウンタで構成される書き込みカウンタ２３から出力されるカウント値により制御される。書き込みカウンタ２３には、設定値（Ｍ−１）、クロック、およびラッチ２４（第２の遅延手段としての第１の遅延回路）により遅延されたカウント開始信号が入力される。

書き込みスイッチＷＳ０〜ＷＳ５の他端は、それぞれＮ個（本実施の形態ではＮ＝６）のコンデンサＣ０〜Ｃ５の一端に接続され、コンデンサＣ０〜Ｃ５の他端は接地電位に接続される。また、コンデンサＣ０〜Ｃ５の一端には、それぞれＮ個（本実施の形態ではＮ＝６）の読み出しスイッチＲＳ０〜ＲＳ５の一端が接続される。読み出しスイッチＲＳ０〜ＲＳ５の他端から出力される第１の信号の遅延信号がアンプ２５に供給される。読み出しスイッチＲＳ０〜ＲＳ５のオン／オフは、読み出しデコーダ２６から出力される読み出し制御信号により制御される。読み出しデコーダ２６は、読み出しカウンタ２７から出力されるカウント値により制御される。Ｎ（Ｎ≧２）進のカウンタで構成される読み出しカウンタ２７には、設定値（Ｍ−１）、クロック、およびカウント開始信号が入力される。

次に、以上のように構成された超音波診断装置の動作について、図１Ａを参照して説明する。

まず、振動子１は、受信信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を発生する。ここで、ｔは時間、ａ（ｔ）は受信信号の包絡線、ｆ１は受信信号の中心周波数である。

増幅部８は、入力される受信信号に基づいて、非反転出力信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）、反転出力信号−ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。

クロスポイントスイッチ８１におけるスイッチの接続状態により、可変振幅部１０は、係数ｗ（０）を非反転出力信号、あるいは反転出力信号に乗じ、±ｗ（０）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。また、クロスポイントスイッチ８１における非反転出力と反転出力の接続状態により、可変振幅部１１は、係数ｗ（１）を非反転出力信号、あるいは反転出力信号に乗じ、Ｘ１（ｔ）＝±ｗ（１）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。可変振幅部１０の出力信号は、可変振幅部１２（後述する）と加算されて、遅延部１４に入力される。

遅延部１４は、受信信号の１周期Ｔ１＝１／ｆ１の１／４の遅延時間ΔＴ＝Ｔ１／４の遅延時間を可変振幅部１０の出力信号に与え、クロスポイントスイッチ８１の接続状態により次式に示す出力信号Ｘ０（ｔ）を生成する。

Ｘ０（ｔ）＝±ｗ（０）・ａ（ｔ−ΔＴ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・（ｔ−ΔＴ））
…（１）
２π・ｆ１・ΔＴ＝π／２であり、ａ（ｔ−ΔＴ）≒ａ（ｔ）と近似すれば、（１）式は、
Ｘ０（ｔ）＝±ｗ（０）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π／２）
…（２）
と表せる。遅延部１４の出力信号Ｘ０（ｔ）は、可変振幅部１１の出力信号と可変振幅部１３の出力信号とが加算された出力信号Ｘ１（ｔ）と、加算部１５において加算され、サブビームフォーマ出力信号Ｚ０（ｔ）となる。このサブビームフォーマ出力信号は、例えばｗ（０）＝０、ｗ（１）＝１であり、かつ可変振幅部１１に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ） …（３）
となる。

また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の非反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π／４） …（４）
となる。

また、ｗ（０）＝１、ｗ（１）＝０であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π／２） …（５）
となる。

また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の非反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−３π／４） …（６）
となる。

また、ｗ（０）＝０、ｗ（１）＝１であり、かつ可変振幅部１１に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π） …（７）
となる。

また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−５π／４） …（８）
となる。

また、ｗ（０）＝１、ｗ（１）＝０であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−３π／２） …（９）
となる。

また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−７π／４） …（１０）
となる。

このようにして、振動子１の受信信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）の位相φａを制御できる。

次に、振動子２の受信信号ｂ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）に対し、可変振幅部１２が係数ｗ（２）、可変振幅部１３が係数ｗ（３）を発生し、振動子１の受信信号も考慮した場合、加算部１５の出力信号は、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ＋φａ）
＋ｂ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ＋φｂ） …（１１）
となり、振動子２の受信信号ｂ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）の位相φｂも制御でき、サブアレイ５の振動子１、２の受信信号がサブビームフォーマ１６において整相加算できる。なお、（１１）式には、位相の制御による整相加算を示したが、実際には遅延部１４による受信信号の遅延があるため、より優れた整相加算が行われる。

同様にして、サブアレイ６の振動子３、４の受信信号を、サブビームフォーマ１７において整相加算することができる。サブビームフォーマ１６とサブビームフォーマ１７の出力信号は、メインビームフォーマ１８において遅延加算される。このようにして、２次元アレイ７の振動子１〜４の受信信号がビームフォームされる。

次に、遅延部１４を構成するコンデンサメモリの動作について、図１Ｃを参照して説明する。

書き込みカウンタ２３および読み出しカウンタ２７をＭ（Ｍ≦Ｎ）進のカウンタとして動作させるため、設定値（Ｍ−１）が供給される。

書き込みカウンタ２３および読み出しカウンタ２７は、Ｍ個のカウント値、すなわち０〜Ｍ−１を巡回的に出力する。書き込みカウンタ２３は、ラッチ２４によりカウント開始を１クロック遅らせるため、書き込みカウンタ２３が“０”を出力する時、読み出しカウンタ２７は“１”を出力する。また、書き込みカウンタ２３が“Ｍ−１”を出力する時、読み出しカウンタ２７は“０”を出力する。

書き込みカウンタ２３から出力されるカウント値がｉのとき、書き込みデコーダ２２は、書き込みスイッチＷＳｉをオンとし、他のスイッチＷＳｊ（ｊ≠ｉ）をオフとする書き込み制御信号を出力する。同様にして、読み出しカウンタ２７から出力されるカウント値がｉのとき、読み出しデコーダ２６は、読み出しスイッチＲＳｉをオンとし、他のスイッチＲＳｊ（ｊ≠ｉ）をオフとする読み出し制御信号を出力する。

図１Ｃは、書き込みスイッチＷＳ０がオンし、読み出しスイッチＲＳ１がオンする場合を例示している。書き込みカウンタ２３および読み出しカウンタ２７の設定値を（Ｍ−１）＝３とすると、書き込みカウンタ２３および読み出しカウンタ２７は、Ｍ＝４進のカウンタとなり、４個のコンデンサＣ０〜Ｃ３が巡回的に選択される。その結果、第１の信号を増幅した信号に相当するデータがコンデンサＣ０に書き込まれたのと同一のクロックタイミングで、コンデンサＣ１からデータが読み出され、次のクロックタイミングでコンデンサＣ２からデータが読み出され、次のクロックタイミングでコンデンサＣ３からデータが読み出され、さらに次のクロックタイミングでコンデンサＣ０からデータが読み出される。

このようにして、アンプ２１とアンプ２５との間で、３クロック相当の遅延時間を得ることができ、この遅延時間が受信信号の１周期の１／４に相当すれば良いことになる。１クロックの時間をＴｃｋ、受信信号の１周期の１／４の時間をＴｑとすると、次式、
（Ｍ−１）・Ｔｃｋ≒Ｔｑ …（１２）
の関係を満たせば良いので、最適かつ最小なＭの値を選ぶことができる。

なお、実際の回路においては、書き込みスイッチＷＳ０〜ＷＳ５および読み出しスイッチＲＳ０〜ＲＳ５のオン抵抗値、コンデンサＣ０〜Ｃ５の容量値等にはバラツキがあるため、アンプ２５には、１周期がＭ・Ｔｃｋに相当するノイズが発生する。しかし、このＭの値は、受信信号の周波数に応じて（１２）式に基づき最小に設定されるため、ノイズの周波数は、受信信号の中心周波数よりも十分に高くすることができるので、フィルタにより容易に除去することが可能であるという利点を有する。

以上のように、本発明の第１の実施の形態の超音波診断装置によれば、増幅部８、９と、クロスポイントスイッチ８１、９１と、可変振幅部１０〜１３と、コンデンサメモリから構成される遅延部１４と、加算部１５とから構成されるサブビームフォーマ１６を設けることにより、高精度に受信信号を整相加算させることができる。

なお、受信信号の周波数は、受信信号の基本波の周波数、あるいは高調波の周波数でもよい。

（第２の実施の形態）
図２は、本発明の第２の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の遅延部１４を構成するコンデンサメモリのブロック図である。なお、図２において、第１の実施の形態で参照した図１Ｃと同じ構成および機能を有する部分については、同一の符号または記号を付して説明を省略する。また、図２に示さない他の構成要素は、図１Ａ、図１Ｂ、及び図１Ｃの構成要素と同じである。

図２において、カウンタ３０から出力されるカウント値は、書き込みデコーダ２２に供給される。さらに、カウンタ３０からのカウント値は、加算器２８（第２の遅延手段としてのカウント値の増加または減少手段）において値“１”が加えられた後、読み出しデコーダ２６にも供給される。

次に、本実施の形態における遅延部１４を構成するコンデンサメモリの動作について、図２を参照して説明する。

まず、カウンタ３０をＭ進カウンタとして動作させるため、設定値（Ｍ−１）が供給される。

カウンタ３０は、Ｍ個のカウント値、すなわち０〜Ｍ−１を巡回的に出力する。加算器２８は、カウンタ３０から出力されるカウント値に値“１”を加えて読み出しデコーダ２６に供給するため、書き込みデコーダ２２に“０”が入力される時、読み出しデコーダ２６には“１”が入力される。また、書き込みデコーダ２２に“Ｍ−１”が入力される時、読み出しデコーダ２６には“０”が入力される。図２は、カウンタ３０から出力されるカウント値が“０”であり、書き込みスイッチＷＳ０がオンし、他の書き込みスイッチＷＳｊ（ｊ≠０）がオフであり、読み出しスイッチＲＳ１がオンし、他の読み出しスイッチＲＳｊ（ｊ≠１）がオフである場合を例示している。

カウンタ３０の設定値が（Ｍ−１）＝３とすると、カウンタ３０はＭ＝４進のカウンタとなり、４個のコンデンサＣ０〜Ｃ３が巡回的に選択される。その結果、アンプ２１とアンプ２５との間で、３クロック相当の遅延時間を得ることができ、この遅延時間が受信信号の１周期の１／４に相当すれば良いことになる。

以上のように、本発明の第２の実施の形態の超音波診断装置によれば、遅延部１４において、第１の実施の形態における書き込みカウンタ、読み出しカウンタ、ラッチに代えて、カウンタ３０と加算器２８とを設けることにより、高精度に受信信号を遅延させることができる。

なお、上記の説明では、加算器２８をカウンタ３０と読み出しデコーダ２６との間に設けたが、カウンタ３０と書き込みデコーダ２２との間に減算器を設けても良い。

また、カウンタ３０としてはアップカウンタを用いたが、ダウンカウンタを使用しても良い。その場合、加算器あるいは減算器を設ける個所はアップカウンタの場合と逆になる。

（第３の実施の形態）
図３は、本発明の第３の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の遅延部１４を構成するコンデンサメモリのブロック図である。なお、図３において、第１の実施の形態で参照した図１Ｃと同じ構成および機能を有する部分については、同一の符号または記号を付して説明を省略する。また、図３に示さない他の構成要素は、図１Ａ、図１Ｂ、および図１Ｃの構成要素と同じである。

図３において、カウンタ３０から出力されるカウント値は、ラッチ２９（第２の遅延手段としての第２の遅延回路）を介して、書き込みデコーダ２２に供給される。さらに、カウンタ３０からのカウント値は、読み出しデコーダ２６にも供給される。

次に、本実施の形態における遅延部１４を構成するコンデンサメモリの動作について、図３を参照して説明する。

まず、カウンタ３０をＭ進のカウンタとして動作させるため、カウンタ３０には設定値（Ｍ−１）が供給される。

カウンタ３０は、Ｍ個のカウント値、すなわち０〜Ｍ−１を巡回的に出力する。ラッチ２９は、カウンタ３０から出力されるカウント値の１クロック前の値、（Ｍ−１）、０、・・・、（Ｍ−２）を出力する。従って、書き込みデコーダ２２に“０”が入力される時、読み出しデコーダ２６には“１”が入力され、書き込みデコーダ２２に“Ｍ−１”が入力される時、読み出しデコーダ２６には“０”が入力される。図３は、カウンタ３０から出力されるカウント値が“０”であり、書き込みスイッチＷＳ０がオンし、他の書き込みスイッチＷＳｊ（ｊ≠０）がオフであり、読み出しスイッチＲＳ１がオンし、他の読み出しスイッチＲＳｊ（ｊ≠１）がオフである場合を例示している。

カウンタ３０の設定値が（Ｍ−１）＝３とすると、カウンタ３０はＭ＝４進のカウンタとなり、４個のコンデンサＣ０〜Ｃ３が巡回的に選択される。その結果、アンプ２１とアンプ２５との間で、３クロック相当の遅延時間を得ることができ、この遅延時間が受信信号の１周期の１／４に相当すれば良いことになる。

以上のように、本発明の第３の実施の形態の超音波診断装置によれば、遅延部１４において、第１の実施の形態における書き込みカウンタ、読み出しカウンタ、ラッチに代えて、カウンタ３０とラッチ２９とを設けることにより、高精度に受信信号を遅延することができる。

本発明に係る超音波診断装置は、２次元に配列された電気音響変換器からの受信信号を高精度で整相できるという利点を有し、２次元アレイを有し、被検体を３次元的に走査する超音波診断装置等として有用であり、医療等の用途に適用できる。

本発明は、振動子が配列された２次元アレイを有し、被検体を３次元的に走査する超音波診断装置に関するものである。

従来の超音波診断装置は、図４に示すように、振動子１０１、１０２から構成されるサブアレイ１０５と、振動子１０３、１０４から構成されるサブアレイ１０６とが２次元に配列された２次元アレイ１０７を有する。サブアレイ１０５を構成する振動子１０１、１０２からの受信信号は、それぞれ増幅部１０８、１０９に入力され、増幅部１０８、１０９は、非反転出力信号（＋）および反転出力信号（−）を出力する。

増幅部１０８から出力される非反転出力信号（＋）および反転出力信号（−）は、クロスポイントスイッチ１８１を介して、それぞれ可変振幅部１１０、１１１に供給される。また、増幅部１０９から出力される非反転出力信号（＋）および反転出力信号（−）は、クロスポイントスイッチ１９１を介して、それぞれ可変振幅部１１２、１１３に供給される。

可変増幅部１１０から出力される信号と、可変増幅部１１２から出力される信号は、加算されて、＋４５度位相シフタ１１４に入力される。また、可変増幅部１１１から出力される信号と、可変増幅部１３から出力される信号は、加算されて、−４５度位相シフタ１１５に入力される。

＋４５度位相シフタ１１４と−４５度位相シフタ１１５の出力信号は加算され、メインビームフォーマ１１８に入力される。

以上のように、増幅部１０８、１０９と、クロスポイントスイッチ１８１、１９１と、可変振幅部１１０、１１１、１１２、１１３と、＋４５度位相シフタ１１４と、−４５度位相シフタ１１５とからサブビームフォーマ１１６が構成される。

また、サブアレイ１０６を構成する振動子１０３、１０４からの受信信号は、サブビームフォーマ１１７に入力される。なお、サブビームフォーマ１１７の内部構成は、サブビームフォーマ１１６の内部構成と同じである。サブビームフォーマ１１６と１１７から出力される信号は、メインビームフォーマ１１８で遅延加算され、信号処理部１１９へ入力される。信号処理部１１９へ入力される信号は、信号処理が施されて画像信号に変換され、表示部１２０において表示される。

上記のサブビームフォーマ１１６、１１７の構成において、クロスポイントスイッチ１８１、１９１と可変振幅部１１０〜１１３により受信信号の振幅を制御することで受信信号の位相を制御し、サブアレイ内の振動子からの受信信号の整相を行っている（例えば、特許文献１参照）。
米国特許第６，０１３，０３２号明細書（第８−１０欄、第６図、第７図、第９図）

しかしながら、従来の超音波診断装置においては、受信信号の位相シフトを行うために、２チャンネルの±４５度（±π／４）の位相シフタを搭載しているため、各位相シフタにおける位相シフト回路の部品精度のバラツキによって、互いの位相を精度良く調整することが困難である、という問題があった。

本発明は、従来の問題を解決するためになされたもので、精度良く受信信号を整相することができる超音波診断装置を提供することを目的とする。

前記の目的を達成するため、本発明に係る超音波診断装置は、複数の電気音響変換素子より構成されたサブアレイが、複数個少なくとも２次元に配列されて成る電気音響変換手段と、前記サブアレイ単位で設けられ、前記電気音響変換手段から出力される信号を遅延加算するサブビームフォーマと、前記サブビームフォーマから出力される信号を遅延加算するメインビームフォーマとを備え、前記サブビームフォーマは、前記サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して、互いに極性の異なる非反転信号及び反転信号を生成し、前記第１の極性を有する信号を振幅制御し加算した第１の信号と、前記第２の極性を有する信号を振幅制御し加算した第２の信号とを得、内部に設けられたコンデンサメモリから構成される第１の遅延手段により、前記第１の信号と前記第２の信号との間に、受信信号の１周期の１／４に相当する遅延時間差を与え、遅延時間差が与えられた第１の信号と第２の信号とを加算するものである。

この構成により、受信信号を高精度で整相することができる。

また、本発明に係る超音波診断装置において、前記サブビームフォーマは、前記サブアレイ単位で設けられ、かつ前記サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して互いに極性の異なる非反転信号及び反転信号を生成する増幅部と、前記増幅部から出力される非反転信号及び反転信号を選択的に切り替えて出力するクロスポイントスイッチと、前記クロスポイントスイッチから出力される非反転信号を振幅制御し加算した第１の信号を出力し、前記クロスポイントスイッチから出力される反転信号を振幅制御し加算した第２の信号を出力する可変振幅部と、前記可変振幅部から出力される第１の信号および第２の信号との間に、受信信号の１周期の１／４に相当する遅延時間差を与える遅延部と、前記遅延部の出力信号と前記可変振幅部の出力信号とを加算する加算部とを含んで構成される。

また、本発明に係る超音波診断装置において、コンデンサメモリは、少なくとも１個のＮ（Ｎ≧２）進のカウンタと、カウンタから出力されるカウント値を受けて、Ｎ個の書き込み制御信号を出力する書き込みデコーダと、第１の信号を一端で共通に受け、Ｎ個の書き込み制御信号によりそれぞれオン／オフが制御されるＮ個の書き込みスイッチと、Ｎ個の書き込みスイッチの他端にそれぞれ一端が接続され、他端が接地電位に接続されたＮ個のコンデンサと、カウンタから出力されるカウント値を受けて、Ｎ個の読み出し制御信号を出力する読み出しデコーダと、Ｎ個のコンデンサの電位をそれぞれ一端で受け、Ｎ個の読み出し制御信号によりそれぞれオン／オフが制御されて、共通に接続された他端から第１の信号の遅延信号を出力するＮ個の読み出しスイッチと、書き込みデコーダと読み出しデコーダの動作に遅延時間差を与える第２の遅延手段とを含んで構成される。

この場合、カウンタは、受信信号の周波数に応じてＭ（Ｍ≦Ｎ）進に設定可能であることが好ましい。

また、カウンタは、書き込みデコーダにカウント値を出力する書き込みカウンタと、読み出しデコーダにカウント値を出力する読み出しカウンタから構成され、第２の遅延手段は、書き込みカウンタの動作開始タイミングを遅延させる第１の遅延回路（ラッチ）であることが好ましい。

または、第２の遅延手段は、カウンタの出力端と読み出しデコーダの入力端との間、あるいはカウンタの出力端と書き込みデコーダの入力端との間に設けられ、カウンタから出力されるカウント値の増加あるいは減少手段（加算器あるいは減算器）であることが好ましい。

もしくは、第２の遅延手段は、カウンタの出力端と書き込みデコーダの入力端との間に設けられ、カウンタから出力されるカウント値を遅延させる第２の遅延回路（ラッチ）であることが好ましい。

本発明によれば、２次元に配列された電気音響変換器からの受信信号を高精度で整相することのできる超音波診断装置を提供できる、という格別な効果を奏する。

以下、本発明の好適な実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施の形態）
図１Ａは、本発明の第１の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の一構成例を示すブロック図である。

図１Ａにおいて、振動子１〜４は、電気音響変換素子で構成され、音響エコー信号を受信信号に変換する。振動子１と振動子２とでサブアレイ５が、振動子３と振動子４とでサブアレイ６が、サブアレイ５とサブアレイ６とで２次元アレイ７が構成される。なお、図１Ａには、振動子１〜４しか例示していないが、実際には、図１Ｂに示すように、多数の振動子が２次元に配列される。

増幅部８、９はそれぞれ振動子１、２からの受信信号の、非反転出力信号（＋）および反転出力信号（−）を出力する。可変振幅部１０、１１は、クロスポイントスイッチ８１を介して増幅部８に接続され、可変振幅部１２、１３は、クロスポイントスイッチ９１を介して増幅部９に接続されている。可変振幅部１０、１２の出力信号は加算され、この加算された信号（第１の信号）は遅延部１４（第１の遅延手段）に供給される。また、可変振幅部１１、１３の出力信号は加算され、この加算された信号（第２の信号）は、加算部１５において遅延部１４の出力信号と加算される。

以上のように、増幅部８、９と、クロスポイントスイッチ８１、９１と、可変振幅部１０、１１、１２、１３と、遅延部１４と、加算部１５とから、サブビームフォーマ１６が構成される。

また、振動子３、４からの受信信号は、サブビームフォーマ１７に入力される。サブビームフォーマ１７の内部構成は、サブビームフォーマ１６の内部構成と同じである。

サブビームフォーマ１６、１７の出力信号は、メインビームフォーマ１８において遅延加算される。メインビームフォーマ１８の出力信号は信号処理部１９において画像信号として信号処理される。信号処理部１９からの画像信号は表示部２０に表示される。また、コントローラ３１は、クロスポイントスイッチ８１及び９１に対するスイッチング制御、可変振幅部１０、１１、１２、１３における後述の係数を制御する。

図１Ｃは、図１Ａに示す遅延部１４を構成するコンデンサメモリの詳細なブロック図である。

図１Ｃにおいて、図１Ａの可変振幅部１０、１２から出力され加算された第１の信号は、アンプ２１に供給される。アンプ２１の出力信号は、Ｎ個（本実施の形態ではＮ＝６）の書き込みスイッチＷＳ０〜ＷＳ５（Ｎ＝６の場合）の一端に共通に供給される。書き込みスイッチＷＳ０〜ＷＳ５のオン／オフは、書き込みデコーダ２２から出力される書き込み制御信号により制御される。書き込みデコーダ２２は、Ｎ（Ｎ≧２）進のカウンタで構成される書き込みカウンタ２３から出力されるカウント値により制御される。書き込みカウンタ２３には、設定値（Ｍ−１）、クロック、およびラッチ２４（第２の遅延手段としての第１の遅延回路）により遅延されたカウント開始信号が入力される。

書き込みスイッチＷＳ０〜ＷＳ５の他端は、それぞれＮ個（本実施の形態ではＮ＝６）のコンデンサＣ０〜Ｃ５の一端に接続され、コンデンサＣ０〜Ｃ５の他端は接地電位に接続される。また、コンデンサＣ０〜Ｃ５の一端には、それぞれＮ個（本実施の形態ではＮ＝６）の読み出しスイッチＲＳ０〜ＲＳ５の一端が接続される。読み出しスイッチＲＳ０〜ＲＳ５の他端から出力される第１の信号の遅延信号がアンプ２５に供給される。読み出しスイッチＲＳ０〜ＲＳ５のオン／オフは、読み出しデコーダ２６から出力される読み出し制御信号により制御される。読み出しデコーダ２６は、読み出しカウンタ２７から出力されるカウント値により制御される。Ｎ（Ｎ≧２）進のカウンタで構成される読み出しカウンタ２７には、設定値（Ｍ−１）、クロック、およびカウント開始信号が入力される。

次に、以上のように構成された超音波診断装置の動作について、図１Ａを参照して説明する。

まず、振動子１は、受信信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を発生する。ここで、ｔは時間、ａ（ｔ）は受信信号の包絡線、ｆ１は受信信号の中心周波数である。

増幅部８は、入力される受信信号に基づいて、非反転出力信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）、反転出力信号−ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。

クロスポイントスイッチ８１におけるスイッチの接続状態により、可変振幅部１０は、係数ｗ（０）を非反転出力信号、あるいは反転出力信号に乗じ、±ｗ（０）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。また、クロスポイントスイッチ８１における非反転出力と反転出力の接続状態により、可変振幅部１１は、係数ｗ（１）を非反転出力信号、あるいは反転出力信号に乗じ、Ｘ１（ｔ）＝±ｗ（１）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を出力する。可変振幅部１０の出力信号は、可変振幅部１２（後述する）と加算されて、遅延部１４に入力される。

遅延部１４は、受信信号の１周期Ｔ１＝１／ｆ１の１／４の遅延時間ΔＴ＝Ｔ１／４の遅延時間を可変振幅部１０の出力信号に与え、クロスポイントスイッチ８１の接続状態により次式に示す出力信号Ｘ０（ｔ）を生成する。

Ｘ０（ｔ）＝±ｗ（０）・ａ（ｔ−ΔＴ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・（ｔ−ΔＴ））
…（１）
２π・ｆ１・ΔＴ＝π／２であり、ａ（ｔ−ΔＴ）≒ａ（ｔ）と近似すれば、（１）式は、
Ｘ０（ｔ）＝±ｗ（０）・ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π／２）
…（２）
と表せる。遅延部１４の出力信号Ｘ０（ｔ）は、可変振幅部１１の出力信号と可変振幅部１３の出力信号とが加算された出力信号Ｘ１（ｔ）と、加算部１５において加算され、サブビームフォーマ出力信号Ｚ０（ｔ）となる。このサブビームフォーマ出力信号は、例えばｗ（０）＝０、ｗ（１）＝１であり、かつ可変振幅部１１に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ） …（３）
となる。

また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の非反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π／４） …（４）
となる。

また、ｗ（０）＝１、ｗ（１）＝０であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π／２） …（５）
となる。

また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の非反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−３π／４） …（６）
となる。

また、ｗ（０）＝０、ｗ（１）＝１であり、かつ可変振幅部１１に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−π） …（７）
となる。

また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−５π／４） …（８）
となる。

また、ｗ（０）＝１、ｗ（１）＝０であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−３π／２） …（９）
となる。

また、ｗ（０）＝０．７１、ｗ（１）＝０．７１であり、かつ可変振幅部１０に増幅部８の反転出力が接続され、可変振幅部１１に増幅部８の非反転出力が接続される場合、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ−７π／４） …（１０）
となる。

このようにして、振動子１の受信信号ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）の位相φａを制御できる。

次に、振動子２の受信信号ｂ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）に対し、可変振幅部１２が係数ｗ（２）、可変振幅部１３が係数ｗ（３）を発生し、振動子１の受信信号も考慮した場合、加算部１５の出力信号は、
Ｚ０（ｔ）≒ａ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ＋φａ）
＋ｂ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ＋φｂ） …（１１）
となり、振動子２の受信信号ｂ（ｔ）ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）の位相φｂも制御でき、サブアレイ５の振動子１、２の受信信号がサブビームフォーマ１６において整相加算できる。なお、（１１）式には、位相の制御による整相加算を示したが、実際には遅延部１４による受信信号の遅延があるため、より優れた整相加算が行われる。

同様にして、サブアレイ６の振動子３、４の受信信号を、サブビームフォーマ１７において整相加算することができる。サブビームフォーマ１６とサブビームフォーマ１７の出力信号は、メインビームフォーマ１８において遅延加算される。このようにして、２次元アレイ７の振動子１〜４の受信信号がビームフォームされる。

次に、遅延部１４を構成するコンデンサメモリの動作について、図１Ｃを参照して説明する。

書き込みカウンタ２３および読み出しカウンタ２７をＭ（Ｍ≦Ｎ）進のカウンタとして動作させるため、設定値（Ｍ−１）が供給される。

書き込みカウンタ２３および読み出しカウンタ２７は、Ｍ個のカウント値、すなわち０〜Ｍ−１を巡回的に出力する。書き込みカウンタ２３は、ラッチ２４によりカウント開始を１クロック遅らせるため、書き込みカウンタ２３が“０”を出力する時、読み出しカウンタ２７は“１”を出力する。また、書き込みカウンタ２３が“Ｍ−１”を出力する時、読み出しカウンタ２７は“０”を出力する。

書き込みカウンタ２３から出力されるカウント値がｉのとき、書き込みデコーダ２２は、書き込みスイッチＷＳｉをオンとし、他のスイッチＷＳｊ（ｊ≠ｉ）をオフとする書き込み制御信号を出力する。同様にして、読み出しカウンタ２７から出力されるカウント値がｉのとき、読み出しデコーダ２６は、読み出しスイッチＲＳｉをオンとし、他のスイッチＲＳｊ（ｊ≠ｉ）をオフとする読み出し制御信号を出力する。

図１Ｃは、書き込みスイッチＷＳ０がオンし、読み出しスイッチＲＳ１がオンする場合を例示している。書き込みカウンタ２３および読み出しカウンタ２７の設定値を（Ｍ−１）＝３とすると、書き込みカウンタ２３および読み出しカウンタ２７は、Ｍ＝４進のカウンタとなり、４個のコンデンサＣ０〜Ｃ３が巡回的に選択される。その結果、第１の信号を増幅した信号に相当するデータがコンデンサＣ０に書き込まれたのと同一のクロックタイミングで、コンデンサＣ１からデータが読み出され、次のクロックタイミングでコンデンサＣ２からデータが読み出され、次のクロックタイミングでコンデンサＣ３からデータが読み出され、さらに次のクロックタイミングでコンデンサＣ０からデータが読み出される。

このようにして、アンプ２１とアンプ２５との間で、３クロック相当の遅延時間を得ることができ、この遅延時間が受信信号の１周期の１／４に相当すれば良いことになる。１クロックの時間をＴｃｋ、受信信号の１周期の１／４の時間をＴｑとすると、次式、
（Ｍ−１）・Ｔｃｋ≒Ｔｑ …（１２）
の関係を満たせば良いので、最適かつ最小なＭの値を選ぶことができる。

なお、実際の回路においては、書き込みスイッチＷＳ０〜ＷＳ５および読み出しスイッチＲＳ０〜ＲＳ５のオン抵抗値、コンデンサＣ０〜Ｃ５の容量値等にはバラツキがあるため、アンプ２５には、１周期がＭ・Ｔｃｋに相当するノイズが発生する。しかし、このＭの値は、受信信号の周波数に応じて（１２）式に基づき最小に設定されるため、ノイズの周波数は、受信信号の中心周波数よりも十分に高くすることができるので、フィルタにより容易に除去することが可能であるという利点を有する。

以上のように、本発明の第１の実施の形態の超音波診断装置によれば、増幅部８、９と、クロスポイントスイッチ８１、９１と、可変振幅部１０〜１３と、コンデンサメモリから構成される遅延部１４と、加算部１５とから構成されるサブビームフォーマ１６を設けることにより、高精度に受信信号を整相加算させることができる。

なお、受信信号の周波数は、受信信号の基本波の周波数、あるいは高調波の周波数でもよい。

（第２の実施の形態）
図２は、本発明の第２の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の遅延部１４を構成するコンデンサメモリのブロック図である。なお、図２において、第１の実施の形態で参照した図１Ｃと同じ構成および機能を有する部分については、同一の符号または記号を付して説明を省略する。また、図２に示さない他の構成要素は、図１Ａ、図１Ｂ、及び図１Ｃの構成要素と同じである。

図２において、カウンタ３０から出力されるカウント値は、書き込みデコーダ２２に供給される。さらに、カウンタ３０からのカウント値は、加算器２８（第２の遅延手段としてのカウント値の増加または減少手段）において値“１”が加えられた後、読み出しデコーダ２６にも供給される。

次に、本実施の形態における遅延部１４を構成するコンデンサメモリの動作について、図２を参照して説明する。

まず、カウンタ３０をＭ進カウンタとして動作させるため、設定値（Ｍ−１）が供給される。

カウンタ３０は、Ｍ個のカウント値、すなわち０〜Ｍ−１を巡回的に出力する。加算器２８は、カウンタ３０から出力されるカウント値に値“１”を加えて読み出しデコーダ２６に供給するため、書き込みデコーダ２２に“０”が入力される時、読み出しデコーダ２６には“１”が入力される。また、書き込みデコーダ２２に“Ｍ−１”が入力される時、読み出しデコーダ２６には“０”が入力される。図２は、カウンタ３０から出力されるカウント値が“０”であり、書き込みスイッチＷＳ０がオンし、他の書き込みスイッチＷＳｊ（ｊ≠０）がオフであり、読み出しスイッチＲＳ１がオンし、他の読み出しスイッチＲＳｊ（ｊ≠１）がオフである場合を例示している。

カウンタ３０の設定値が（Ｍ−１）＝３とすると、カウンタ３０はＭ＝４進のカウンタとなり、４個のコンデンサＣ０〜Ｃ３が巡回的に選択される。その結果、アンプ２１とアンプ２５との間で、３クロック相当の遅延時間を得ることができ、この遅延時間が受信信号の１周期の１／４に相当すれば良いことになる。

以上のように、本発明の第２の実施の形態の超音波診断装置によれば、遅延部１４において、第１の実施の形態における書き込みカウンタ、読み出しカウンタ、ラッチに代えて、カウンタ３０と加算器２８とを設けることにより、高精度に受信信号を遅延させることができる。

なお、上記の説明では、加算器２８をカウンタ３０と読み出しデコーダ２６との間に設けたが、カウンタ３０と書き込みデコーダ２２との間に減算器を設けても良い。

また、カウンタ３０としてはアップカウンタを用いたが、ダウンカウンタを使用しても良い。その場合、加算器あるいは減算器を設ける個所はアップカウンタの場合と逆になる。

（第３の実施の形態）
図３は、本発明の第３の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の遅延部１４を構成するコンデンサメモリのブロック図である。なお、図３において、第１の実施の形態で参照した図１Ｃと同じ構成および機能を有する部分については、同一の符号または記号を付して説明を省略する。また、図３に示さない他の構成要素は、図１Ａ、図１Ｂ、および図１Ｃの構成要素と同じである。

図３において、カウンタ３０から出力されるカウント値は、ラッチ２９（第２の遅延手段としての第２の遅延回路）を介して、書き込みデコーダ２２に供給される。さらに、カウンタ３０からのカウント値は、読み出しデコーダ２６にも供給される。

次に、本実施の形態における遅延部１４を構成するコンデンサメモリの動作について、図３を参照して説明する。

まず、カウンタ３０をＭ進のカウンタとして動作させるため、カウンタ３０には設定値（Ｍ−１）が供給される。

カウンタ３０は、Ｍ個のカウント値、すなわち０〜Ｍ−１を巡回的に出力する。ラッチ２９は、カウンタ３０から出力されるカウント値の１クロック前の値、（Ｍ−１）、０、・・・、（Ｍ−２）を出力する。従って、書き込みデコーダ２２に“０”が入力される時、読み出しデコーダ２６には“１”が入力され、書き込みデコーダ２２に“Ｍ−１”が入力される時、読み出しデコーダ２６には“０”が入力される。図３は、カウンタ３０から出力されるカウント値が“０”であり、書き込みスイッチＷＳ０がオンし、他の書き込みスイッチＷＳｊ（ｊ≠０）がオフであり、読み出しスイッチＲＳ１がオンし、他の読み出しスイッチＲＳｊ（ｊ≠１）がオフである場合を例示している。

カウンタ３０の設定値が（Ｍ−１）＝３とすると、カウンタ３０はＭ＝４進のカウンタとなり、４個のコンデンサＣ０〜Ｃ３が巡回的に選択される。その結果、アンプ２１とアンプ２５との間で、３クロック相当の遅延時間を得ることができ、この遅延時間が受信信号の１周期の１／４に相当すれば良いことになる。

以上のように、本発明の第３の実施の形態の超音波診断装置によれば、遅延部１４にお
いて、第１の実施の形態における書き込みカウンタ、読み出しカウンタ、ラッチに代えて、カウンタ３０とラッチ２９とを設けることにより、高精度に受信信号を遅延することができる。

本発明に係る超音波診断装置は、２次元に配列された電気音響変換器からの受信信号を高精度で整相できるという利点を有し、２次元アレイを有し、被検体を３次元的に走査する超音波診断装置等として有用であり、医療等の用途に適用できる。

本発明の第１の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の一構成例を示すブロック図 図１Ａの振動子１〜４を含む多数の振動子から構成される２次元アレイの構成例を示す模式図 図１Ａに示す遅延部を構成するコンデンサメモリの詳細なブロック図 本発明の第２の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の遅延部を構成するコンデンサメモリの詳細なブロック図 本発明の第３の実施の形態に係る超音波診断装置における受信部の遅延部を構成するコンデンサメモリの詳細なブロック図 従来の超音波診断装置の一構成例を示すブロック図

符号の説明

１〜４ 振動子
５、６ サブアレイ
７ ２次元アレイ（電気音響変換手段）
８、９ 増幅部
１０〜１３ 可変振幅部
１４ 遅延部（第１の遅延手段）
１５ 加算部
１６、１７ サブビームフォーマ
１８ メインビームフォーマ
２１、２５ アンプ
２２ 書き込みデコーダ
２３ 書き込みカウンタ（カウンタ）
２４ ラッチ（第２の遅延手段としての第１の遅延回路）
２６ 読み出しデコーダ
２７ 読み出しカウンタ（カウンタ）
２８ 加算器（第２の遅延手段としてのカウント値の増加または減少手段）
２９ ラッチ（第２の遅延手段としての第２の遅延回路）

Claims (7)

1. 複数の電気音響変換素子より構成されたサブアレイが、複数個少なくとも２次元に配列されて成る電気音響変換手段と、
   前記サブアレイ単位で設けられ、前記電気音響変換手段から出力される信号を遅延加算するサブビームフォーマと、
   前記サブビームフォーマから出力される信号を遅延加算するメインビームフォーマとを備え、
   前記サブビームフォーマは、
   前記サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して、互いに極性の異なる非反転信号及び反転信号を生成し、
   前記第１の極性を有する信号を振幅制御し加算した第１の信号と、前記第２の極性を有する信号を振幅制御し加算した第２の信号とを得、
   内部に設けられたコンデンサメモリから構成される第１の遅延手段により、前記第１の信号と前記第２の信号との間に、受信信号の１周期の１／４に相当する遅延時間差を与え、
   遅延時間差が与えられた第１の信号と第２の信号とを加算する超音波診断装置。
2. 前記サブビームフォーマは、
   前記サブアレイ単位で設けられ、かつ前記サブアレイ内の電気音響変換素子からの受信信号に対して互いに極性の異なる非反転信号及び反転信号を生成する増幅部と、
   前記増幅部から出力される非反転信号及び反転信号を選択的に切り替えて出力するクロスポイントスイッチと、
   前記クロスポイントスイッチから出力される非反転信号を振幅制御し加算した第１の信号を出力し、前記クロスポイントスイッチから出力される反転信号を振幅制御し加算した第２の信号を出力する可変振幅部と、
   前記可変振幅部から出力される第１の信号および第２の信号との間に、受信信号の１周期の１／４に相当する遅延時間差を与える遅延部と、
   前記遅延部の出力信号と前記可変振幅部の出力信号とを加算する加算部とを備えた請求項１記載の超音波診断装置。
3. 前記コンデンサメモリは、
   少なくとも１個のＮ（Ｎ≧２）進のカウンタと、
   前記カウンタから出力されるカウント値を受けて、Ｎ個の書き込み制御信号を出力する書き込みデコーダと、
   前記第１の信号を一端で共通に受け、前記Ｎ個の書き込み制御信号によりそれぞれオン／オフが制御されるＮ個の書き込みスイッチと、
   前記Ｎ個の書き込みスイッチの他端にそれぞれ一端が接続され、他端が接地電位に接続されたＮ個のコンデンサと、
   前記カウンタから出力されるカウント値を受けて、Ｎ個の読み出し制御信号を出力する読み出しデコーダと、
   前記Ｎ個のコンデンサの電位をそれぞれ一端で受け、前記Ｎ個の読み出し制御信号によりそれぞれオン／オフが制御されて、共通に接続された他端から前記第１の信号の遅延信号を出力するＮ個の読み出しスイッチと、
   前記書き込みデコーダと前記読み出しデコーダの動作に遅延時間差を与える第２の遅延手段とを備えた請求項１記載の超音波診断装置。
4. 前記カウンタは、受信信号の周波数に応じてＭ（Ｍ≦Ｎ）進に設定可能である請求項３記載の超音波診断装置。
5. 前記カウンタは、前記書き込みデコーダにカウント値を出力する書き込みカウンタと、前記読み出しデコーダにカウント値を出力する読み出しカウンタから構成され、
   前記第２の遅延手段は、前記書き込みカウンタの動作開始タイミングを遅延させる第１の遅延回路である請求項３記載の超音波診断装置。
6. 前記第２の遅延手段は、前記カウンタの出力端と前記読み出しデコーダの入力端との間、あるいは前記カウンタの出力端と前記書き込みデコーダの入力端との間に設けられ、前記カウンタから出力されるカウント値を増加あるいは減少させる手段である請求項３記載の超音波診断装置。
7. 前記第２の遅延手段は、前記カウンタの出力端と前記書き込みデコーダの入力端との間に設けられ、前記カウンタから出力されるカウント値を遅延させる第２の遅延回路である請求項３記載の超音波診断装置。

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