DE19543882A1

DE19543882A1 - Normalfrequenzgenerator

Info

Publication number: DE19543882A1
Application number: DE1995143882
Authority: DE
Inventors: Hitoshi Ujiie
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 1994-11-24
Filing date: 1995-11-24
Publication date: 1996-05-30
Anticipated expiration: 2015-11-25
Also published as: SE518565C2; US5629649A; SE9504165L; JPH08146166A; JP3085511B2; SE9504165D0; DE19543882C2

Description

Die Erfindung betrifft einen Normal- oder Eichfrequenz generator, durch den auf einfache Weise eine auf der ganzen Welt einheitlich verwendete, präzise und stabilisierte Refe renz- oder Vergleichsfrequenz erzeugt wird, und insbesondere einen Normalfrequenzgenerator, durch den an einem beliebigen Ort und zu einer beliebigen Zeit eine präzise Vergleichsfre quenz kostengünstig erzeugt werden kann, indem ein Präzisi ons-Zeitsignal von einem Satelliten oder einem Kommunikati onsnetz empfangen wird, der bzw. das ein Präzisions-Fre quenznormal aufweist, wie beispielsweise ein Atom-Eigenfre quenznormal oder ein gleichwertiges Frequenznormal.

Bei einem seit kurzem verfügbaren verbesserten Kom munikationssystem ist ein in Kommunikationsnetzen und -sy stemen einheitlich verwendbares Taktsignal mit höherer Auf lösung und größerer Präzision erforderlich. Insbesondere sind diese hochaufgelösten Taktsignale für ein digitales Kommunikationsnetz, ein Datenkommunikationsnetz mit mobilen Kommunikationsnetzen und Fernsehrundfunknetzen und für glo bale Umweltbeobachtungsnetze erforderlich. Bei herkömmlichen Informationskommunikationssystemen wurden diese Anfor derungen durch verschiedene nachstehend beschriebene Anord nungen erfüllt.

Allgemein wird ein Atom-Eigenfrequenznormal als primä res Normal verwendet, und ein hochstabiler Quarzkristallos zillator wird auf das Atom-Eigenfrequenznormal kalibriert und dient als sekundäres Normal. Mit zunehmenden Informati onsmengen ist die Kombination aus dem Atom-Eigenfre quenznormal und dem Quarzkristallnormal bezüglich der Fre quenzauflösung jedoch unzulänglich, weil der Quarzkristall oszillator als sekundäres Normal verwendet wird. Daher wird als sekundäres Normal ein Atom-Eigenfrequenznormal und ins besondere ein Rubidiumatom-Eigenfrequenznormal verwendet, um die Frequenzauflösung zu verbessern.

In Inland-Kommunikationsnetzen wird normalerweise eine Frequenzinformation einer höher angeordneten Station mit ei ner höheren Frequenzgenauigkeit für ein Frequenznormal einer tiefer angeordneten Station verwendet. Gemäß einem Beispiel wird die Frequenzinformation der höher angeordneten Station über Exklusivleitungen als Referenztakt auf tiefer angeord nete Stationen verteilt, so daß Taktsignale in den tiefer angeordneten Stationen direkt mit dem Referenztaktsignal synchronisiert sind. Bei einem anderen Beispiel wird die Frequenzinformation in der höher angeordneten Station in eine Datenstruktur eingefügt und über Datenleitungen auf die tiefer angeordneten Stationen verteilt, woraufhin die tiefer angeordneten Stationen die Referenztaktkomponenten aus den Daten erfassen, um einen Takt in der tiefer angeordneten Station mit dem in den Daten eingefügten Referenztakt zu synchronisieren.

In einem Fernsehrundfunknetz werden basierend auf einem in jeder Rundfunkstation angeordneten hochstabilen oder - konstanten Oszillator Trägersignale erzeugt. Normalerweise wird als solcher hochstabiler Oszillator ein in einem Tempe raturofen angeordneter hochstabiler Quarzkristalloszillator verwendet. Bezüglich einem Farb-Unter- oder Zwischenträger signal müssen, weil die Netzstationen von Schlüsselstationen oder Muttersendern abhängig sind, die Muttersender eine aus reichend präzise Vergleichsfrequenz aufweisen. Daher sind in den Muttersendern Rubidiumatom-Eigenfrequenznormale angeord net, die auf Hochfrequenzsignale kalibriert werden, die durch eine Normenorganisation jedes Landes oder eine Loran- C-Navigationsfunkwelle bzw. eine Langstreckennavigations funkwelle bereitgestellt werden, um eine hohe Präzision zu erhalten.

Bei einem Trägersignal von einer lokalen Fernsehrund funkstation wird ein Offset-Trägerverfahren verwendet, bei dem Frequenzen der Trägersignale eines vorgegebenen Kanals so eingestellt werden, daß sie sich ein wenig voneinander unterscheiden, um Interferenzen im Kanal zu verhindern und die Frequenzresourcen wirksamer auszunutzen. Gegenwärtig muß die Frequenzverschiebung in der lokalen Station nicht so präzise sein wie im Muttersender, weshalb der Referenztakt zum Erzeugen des frequenzverschobenen Trägers nicht häufig kalibriert wird. Weil der Frequenzzuweisungsbereich je Kanal in naher Zukunft immer kleiner wird, können die lokalen Fernsehstationen ein Gleichwellenrundfunkverfahren verwen den, für das ein Präzisions-Referenztakt erforderlich ist.

Beim Gleichwellenrundfunkverfahren werden zwischen den Stationen verwendete Trägersignalfrequenzen, durch die Interferenzprobleme verursacht werden können, exakt mitein ander synchronisiert, wodurch die Interferenzprobleme im gleichen Kanal eliminiert werden. Bei diesem Verfahren müs sen, ähnlich wie beim Farb-Unterträger, die Trägersignale zwischen den Stationen exakt synchronisiert sein. Die Durch führbarkeit des Gleichwellenrundfunkverfahrens wird auch für ein Radiorundfunksystem diskutiert, bei dem die Frequenzzu weisung noch dichter bzw. komprimierter ist als beim Fern sehrundfunksystem, obwohl bisher noch keine Übereinstimmung über Maßnahmen für eine präzise Frequenzerzeugung oder -zu weisung erzielt wurde.

Für internationale Kommunikationssysteme wird durch die Technische Sitzung der Internationalen Fernmelde-Union (Technical Session of the International Telecommunications Union) (ITU/TS) empfohlen, daß die Vergleichsfrequenz jedes Landes eine Kurzzeitgenauigkeit von 10^-9 und eine Langzeit genauigkeit von 10^-11 bezüglich der Weltzeit (Universal Co ordinate Time) (UTC) aufweisen muß, die durch das Interna tionale Büro für Gewichte und Maße (International Bureau of Weights and Measures) (BIPM) bereitgestellt wird. Um diese Empfehlung zu erfüllen, installiert jedes Land ein Cäsium atom-Eigenfrequenznormal als hochstabile Frequenzquelle und verwendet durch verschiedene Länder oder Langstrecken navigationswellen bereitgestellte Standardfunkwellen für eine UTC-Übertragung. Diese Funkwellen sind immer mit der UTC-Zeit präzise synchronisiert, wobei, wenn zwischen den Funkwellen eine Frequenzverschiebung vorhanden ist, diese Frequenzverschiebung öffentlich bekanntgegeben wird.

In einem Natur- und Umweltbeobachtungsnetz müssen Um weltinformationen auf der gesamten Erde erfaßt werden, wobei eine exakte Synchronisation zwischen den Frequenzen von Os zillatoren in an vielen verschiedenen Orten angeordneten Be obachtungsstationen erforderlich ist. Um dieses Erfordernis zu erfüllen, wird unter Verwendung eines verfügbaren Nor mals, wie beispielsweise einer Normalfrequenz-Funkwelle, eine Frequenzabweichung bezüglich der UTC-Zeit permanent überwacht.

Kürzlich hat das Verteidigungsministerium der U.S.A. ein als Global Positioning System (GPS) bezeichnetes hoch auflösendes Positionserfassungssystem unter Verwendung künstlicher Satelliten in die Erdumlaufbahn gebracht. Auf jedem GPS-Satellit ist ein Cäsiumatom-Oszillator instal liert, dessen Frequenz durch das Verteidigungsministerium gesteuert und kalibriert wird. Der GPS-Satellit überträgt Informationen bezüglich seiner Position und einen exakten Zeittakt, d. h. ein GPS-Zeitsignal. Eine Phase des GPS- Zeitsignals je Sekunde wird innerhalb einer Mikrosekunde (10^-6 s) bezüglich der UTC-Zeit synchronisiert. Weil eine Phasenverschiebung für eine Zeitdauer, die länger ist als eine Sekunde, bekannt ist, kann die GPS-Zeit leicht in die UTC-Zeit umgewandelt werden.

Seit 1993 stellen das Verteidigungsministerium und das Transportministerium der U.S.A. C/A- (Groberfassungs-) Codes der GPS-Satelliten für den privaten Gebrauch bereit. Außer dem plant die Regierung der U.S.A. eine weitere Verbesserung der Positionsauflösung dieses Systems. Gegenwärtig befinden sich 26 GPS-Satelliten auf Erdumlaufbahnen, so daß an einer beliebigen Position auf der Erde ständig auf mindestens drei oder vier Satelliten zugegriffen werden kann.

Gegenwärtig ist ein Normalfrequenzgenerator verfügbar, bei dem das GPS-Zeitsignal als primäres Frequenznormal ver wendet wird. Bei einem solchen Normalfrequenzgenerator wird jedoch ein Rubidiumatom-Eigenfrequenznormal mit dem GPS- Zeitsignal synchronisiert. Daher wird in dieser Vorrichtung, ähnlich wie bei den vorstehend erwähnten Muttersendern der Fernsehrundfunknetze, das Rubidiumatom-Eigenfrequenznormal als sekundärer Oszillator verwendet.

Die vorstehenden herkömmlichen Normalfrequenzsysteme weisen Nachteile auf, wie nachstehend beschrieben wird. Ob wohl das System, bei dem das Atom-Eigenfrequenznormal ver wendet wird, ein sehr genaues Frequenznormal ist, ist dieses System nachteilig sehr teuer. Nicht nur das System selbst ist sehr teuer, sondern eine Wartung des Systems ist eben falls sehr teuer, weil Lampen und Gaszellen des Systems re gelmäßig ausgewechselt werden müssen.

In einem Drahtkommunikationsnetz müssen zusätzlich zu Datenleitungen Exklusivleitungen zum Übertragen von Vergleichsfrequenzsignalen vorgesehen sein. Wenn nur die Datenleitungen vorhanden sind, muß eine Quellenstation für eine Vergleichsfrequenz die Wellenform des Vergleichsfre quenz- oder Referenzsignals in Daten umwandeln, und ein empfängerseitiges Ende muß die Vergleichsfrequenz aus den Daten extrahieren, wodurch die Präzision der Vergleichsfre quenz abnimmt. Weil im Drahtkommunikationsnetz viele Lagen von Kommunikationsleitungen vorgesehen sind, so daß die Gesamtlänge der Kommunikationsleitungen sehr groß ist, wird die Synchronisierung der Taktsignale durch Phasensynchroni sationsstörungen und -verschiebungen beeinflußt, die durch die Umgebungen dieser Kommunikationsleitungen verursacht werden.

Für die Fernsehrundfunknetze und die internationalen Kommunikationsnetze ist ein Überwachungssystem erforderlich, um Frequenzabweichungen zwischen Normalfunkwellen und der UTC-Zeit zu überwachen. Bei diesen Netzen sind außerdem per manente Kalibrierungsprozesse erforderlich, um den exakten Pegel der Normalfrequenz beizubehalten. Bei Gleichwellen rundfunksystemen sind ebenfalls solche Überwachungssysteme und regelmäßige Kalibrierungsprozesse in den lokalen Statio nen erforderlich, wozu Normalfunkwellen oder andere Fre quenznormale verwendet werden. Bei Umweltbeobachtungssy stemen sind ebenfalls permanent Kalibrierungsprozesse oder ähnliche Prozesse erforderlich.

Bei den herkömmlichen Systemen ergeben sich, wie vor stehend beschrieben, verschiedene Probleme dadurch, daß ein Qualitätsverlust der Synchronisierung in den Lagen der Kommunikationsleitungen auftritt, ein Überwachungssystem für Frequenzabweichungen bezüglich der UTC-Zeit erforderlich ist, permanente Kalibrierungsprozesse bezüglich der UTC-Zeit erforderlich sind und ein teures Atom-Eigenfrequenznormal erforderlich ist, das außerdem regelmäßig gewartet werden muß. Daher besteht ein Bedarf für einen neuartigen Normalfrequenzgenerator, durch den diese bei herkömmlichen Normalfrequenzsystemen vorhandenen Probleme gelöst werden können.

Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Normalfrequenzgenerator bereitzustellen, durch den eine Präzisions-Vergleichsfrequenz zu einem beliebigen Zeit punkt und an einem beliebigen Ort kostengünstig erzeugt wer den kann.

Ferner wird ein Normalfrequenzgenerator bereitgestellt, der mit einem Zeitsignal eines GPS- (Global Positioning Sy stem) Systems synchronisiert werden kann.

Ferner wird ein Normalfrequenzgenerator bereitgestellt, der eine Präzisions-Vergleichsfrequenz erzeugen kann, die nicht durch eine plötzliche Änderung des GPS-Zeitsignals be einflußt wird.

Ferner wird ein Normalfrequenzgenerator bereitgestellt, durch den ein interner Quarzkristalloszillator gesteuert werden kann, so daß dieser mit der GPS-Zeit synchronisiert wird.

Ferner wird ein Normalfrequenzgenerator bereitgestellt, durch den mittlere Phasendaten erhalten werden können, die eine Langzeit-Phasendifferenz zwischen der GPS-Zeit und der Referenztaktzeit des internen Kristalloszillators darstel len, um den internen Kristalloszillators rückgekoppelt zu steuern.

Ferner wird ein Normalfrequenzgenerator bereitgestellt, durch den Parameter einer Phasenregelschleife dynamisch ge ändert werden können, um eine vom Grad einer Phasendifferenz und dem Zustand der Zeitsynchronisierung abhängige Empfind lichkeitskurve der Phasenregelschleife zu bestimmen.

Ferner wird ein Normalfrequenzgenerator bereitgestellt, bei dem der Bedarf für Wartungsarbeiten minimiert ist.

Ferner wird ein Normalfrequenzgenerator bereitgestellt, durch den der Quarzkristalloszillator innerhalb einer kurzen Zeitdauer durch dynamisches Ändern mathematischer Parameter des Regelkreises mit der GPS-Zeit synchronisiert wird.

Der erfindungsgemäße Normalfrequenzgenerator weist einen spannungsgesteuerten Quarzkristalloszillator auf, der mit einem Zeitsignal eines GPS- (Global Positioning System) Satelliten phasensynchronisiert ist. Der Normalfrequenzgene rator empfängt Funkwellen vom GPS-Satelliten, um ein in den Funkwellen vorhandenes Präzisions-Zeitsignal zu reproduzie ren. Das in den Funkwellen vorhandene Zeitsignal wird durch ein im GPS-Satelliten angeordnetes Präzisions-Atom-Eigenfre quenznormal erzeugt, das außerdem mit einer UTC-Zeit (Universal Co-ordinate Time) gekoppelt sein kann. Durch den erfindungsgemäßen Normalfrequenzgenerator wird der Quarz kristalloszillator über eine Phasenregelschleife (negativer Regelkreis) mit dem Zeitsignal auf der Basis mittlerer Pha sendaten synchronisiert, die eine Langzeit-Phasendifferenz zwischen dem GPS-Zeitsignal und dem Referenztaktsignal des Quarzkristalloszillators darstellen.

Außer dem GPS-Satellit können beim erfindungsgemäßen Normalfrequenzgenerator auch andere Positionserfassungssy steme, wie beispielsweise das durch die frühere Sowjetunion in die Umlaufbahn gebrachte GLONASS- (Global Navigation Sa tellite System) System verwendet werden. Bei der vorliegen den Erfindung kann auch ein zukünftiger Satellit verwendet werden, wenn dieser eine Präzisions-Zeitinformation erzeugt. Außerdem können beim erfindungsgemäßen Normalfrequenzgenera tor in den Kommunikationssystemen bereitgestellte sekundäre Vergleichsfrequenzsignale verwendet werden, die basierend auf Satellitenzeitinformationen erzeugt werden.

Der erfindungsgemäße Normalfrequenzgenerator weist auf: einen spannungsgesteuerten Kristalloszillator zum Erzeugen hochstabiler Ausgangssignale, die als Normalfrequenzsignale verwendet werden, einen Satellitenwellenempfänger zum Emp fangen einer Funkwelle von einem Satelliten, die ein Präzi sions-Satellitenzeitsignal aufweist, und zum Reproduzieren des Satellitenzeitsignals, so daß dieses als Referenzsignal für den spannungsgesteuerten Kristalloszillator verwendet werden kann, einen Frequenzteiler, durch den das Ausgangssi gnal des spannungsgesteuerten Kristalloszillators in einem Teilungs- oder Untersetzungsverhältnis geteilt oder unter setzt wird, das so gewählt wird, daß ein bezüglich der Fre quenz mit dem Satellitenzeitsignal identisches Kristallzeit signal erzeugt wird, eine Zeitintervallmessungsschaltung, durch die ein einer Phasendifferenz zwischen dem Satelliten zeitsignal und dem Kristallzeitsignal entsprechendes Zeitin tervall gemessen und ein die Phasendifferenz darstellendes digitales Signal erzeugt wird, einen Frequenzsteuerungs prozessor, durch den basierend auf dem digitalen Signal von der Zeitintervallmessungsschaltung Steuerdaten arithmetisch bestimmt werden, so daß die Phasendifferenz durch eine Phasenregelschleife auf einem konstanten Wert gehalten wird, und einen Digital/Analog- (D/A-) Wandler zum Umwandeln der Steuerdaten vom Frequenzsteuerungsprozessor in eine analoge Spannung, die zum Steuern der Ausgangsfrequenz des span nungsgesteuerten Kristalloszillators verwendet wird.

Erfindungsgemäß kann durch den Normalfrequenzgenerator zu einem beliebigen Zeitpunkt an einem beliebigen Ort eine Präzisions-Vergleichsfrequenz erzeugt werden, weil dessen Frequenzgenauigkeit nicht aus einem Atom-Eigenfrequenznormal hergeleitet werden muß. Beim erfindungsgemäßen Normalfre quenzgenerator wird das Satellitenzeitsignal vom GPS- (Global Positioning System) Satelliten verwendet, das an je dem beliebigen Ort auf der Erde verfügbar ist.

Durch den Normalfrequenzgenerator werden Parameter ei ner Phasenregelschleife dynamisch geändert, um eine Empfind lichkeitskurve der Phasenregelschleife in Abhängigkeit vom Grad einer Phasendifferenz und dem Zustand der Zeitsynchro nisierung zu bestimmen. Durch den erfindungsgemäßen Normal frequenzgenerator können mittlere Phasendaten hergeleitet werden, die eine Langzeit-Phasendifferenz zwischen der GPS- Zeit und der internen Kristalloszillatorzeit darstellen, um den internen Kristalloszillator rückgekoppelt zu steuern, d. h. die Zeitkonstante der Phasenregelschleife ist sehr groß.

Weil die Zeitkonstante der Phasenregelschleife sehr groß ist, d. h. die Schleifenbandbreite sehr schmal ist, wenn das Frequenznormal vollständig phasensynchronisiert ist, wird die Genauigkeit der Ausgangsfrequenz des erfindungsge mäßen Normalfrequenzgenerators auch dann beibehalten, wenn das Satellitenzeitsignal aufgrund einer unvorhergesehenen Störung für eine vorgegebene Zeitdauer nicht verfügbar ist. Außerdem wird, weil die Schleifenbandbreite sehr schmal ist, auch wenn aufgrund von Problemen bei der Funkwellenübertra gung ein Phasenjitter bzw. Phasenzittern im Satelliten zeitsignal auftritt, die Vergleichsfrequenz des Normal frequenzgenerators durch den Phasenjitter nicht beeinflußt.

Ferner wird beim erfindungsgemäßen Normalfrequenzgene rator ein spannungsgesteuerter Quarzkristalloszillator ver wendet, der so gesteuert wird, daß er mit der GPS-Zeit synchronisiert wird. Daher ist der erfindungsgemäße Normalfrequenzgenerator im Gegensatz zu einem Normalfre quenzgenerator, bei dem ein Atom-Eigenfrequenznormaloszilla tor verwendet wird, kostengünstig und wartungsfrei.

Außerdem kann durch den erfindungsgemäßen Normalfre quenzgenerator der Quarzkristalloszillator innerhalb einer kurzen Zeitdauer exakt mit der GPS-Zeit synchronisiert wer den, indem die Phasensynchronisierungsparameter der Regel schleife durch ein mathematisches Verfahren dynamisch geän dert werden. Die Hochfrequenzstabilität des Normalfrequenz generators wird außerdem durch die Fähigkeit zur dynamischen Kompensation von Temperaturänderungen in der Umgebung des Kristalloszillators unterstützt.

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines Aufbaus einer er sten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Normalfrequenz generators;

Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels eines Schaltungsaufbaus einer bei der Ausführungsform von Fig. 1 vorgesehenen Zeitintervallmessungsschaltung;

Fig. 3 zeigt eine Impulsübersicht zum Darstellen einer Arbeitsweise der Zeitintervallmessungsschaltung von Fig. 2;

Fig. 4 zeigt ein Blockdiagramm eines Aufbaus einer zweiten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Normalfre quenzgenerators;

Fig. 5 zeigt ein Blockdiagramm eines Schaltungsaufbaus eines bei der Ausführungsform von Fig. 4 vorgesehenen Fre quenzwandlers; und

Fig. 6 zeigt ein Blockdiagramm eines Aufbaus einer dritten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Normalfre quenzgenerators.

Fig. 1 zeigt eine erste Ausführungsform eines erfin dungsgemäßen Normalfrequenzgenerators. Der Normalfrequenzge nerator von Fig. 1 weist auf: einen spannungsgesteuerten Kristalloszillator (VCXO) 10, einen am Kristalloszillator 10 befestigten Temperatursensor 29, einen Satellitenwellenemp fänger 11, eine Zeitintervallmessungsschaltung 12, einen Frequenzsteuerungsprozessor 13, einen Digital/Analog-(D/A-) Wandler 14, einen Frequenzteiler 15 und einen Fre quenzwandler 16. Der Frequenzsteuerungsprozessor 13 weist eine Zentraleinheit bzw. einen Computer (CPU) 30, Puffer speicher oder Puffer 21 und 26, eine Schaltung 22 zum Be rechnen von Näherungs- oder Zwischenwerten, Parameterrechen einrichtungen 23 und 24, Addierglieder 25 und 28 und einen Temperaturkompensationsabschnitt 27 auf. Das Ausgangssignal des Kristalloszillators 10 wird als Normalfrequenzsignal verwendet.

Einfach ausgedrückt bildet der Normalfrequenzgenerator von Fig. 1 eine Phasenregelschleife, wobei die Ausgangs phase des spannungsgesteuerten Kristalloszillators 10 mit dem GPS-Zeitsignal vom GPS-Satelliten phasensynchronisiert wird. Die Ausgangsfrequenz des Kristalloszillators 10 wird zurückgekoppelt und mit dem GPS-Zeitsignal verglichen, wobei durch das erhaltene Vergleichssignal ein Steuersignal gebil det wird, um die Phase des Ausgangssignals des Kristallos zillators bezüglich dem Satellitenzeitsignal exakt zu syn chronisieren. Bei der vorliegenden Erfindung ändern sich die Parameter dynamisch in Abhängigkeit von den Frequenzeinfang- oder -synchronisationszuständen.

Der spannungsgesteuerte Kristalloszillator 10 von Fig. 1 weist einen Quarzkristalloszillator mit einer Alterungs rate von 5 × 10^-10/Tag und einem Frequenzdurchstimmbereich (Δf/f) von 2 × 10^-7 auf. Der Quarzkristalloszillator ist in einem Konstanttemperaturofen angeordnet. Die Ofentemperatur wird durch den Temperatursensor 29 überwacht, um den Kri stalloszillator 10 rückgekoppelt zu steuern, um durch Tempe raturänderungen verursachte Frequenzänderungen zu kom pensieren.

Der Satellitenwellenempfänger 11 empfängt eine Funk welle von einem GPS- (Global Positioning System) Satelliten und reproduziert ein in der Funkwelle enthaltenes Zeitsi gnal. Typischerweise ist das Zeitsignal vom GPS-Satelliten ein durch eine Trägerwelle der Funkwelle moduliertes 1 pps- Signal (Signal mit einem Impuls je Sekunde). Wenn in Zukunft ein Zeitsignal mit weniger als einem Impuls je Sekunde, d. h. beispielsweise ein 0.5 pps- oder ein 0.1 pps-Signal, bereit gestellt wird, kann der bei der Erfindung verwendete Satel litenwellenempfänger 11 entsprechend modifiziert werden. Ge genwärtig ist, weil an jedem beliebigen Ort auf der Erde auf mindestens 3 oder 4 GPS-Satelliten zugegriffen werden kann, auch eine UTC- (Universal Co-ordinate Time) Zeit durch Demo dulieren von drei oder mehr von den GPS-Satelliten ausgesen deten Zeitsignalen verfügbar. Der bei der vorliegenden Er findung verwendete Satellitenwellenempfänger 11 kann durch einen in einem Automobilnavigationssystem verwendeten Satel litensignalempfänger ersetzt werden.

Die Zeitintervallmessungsschaltung 12 mißt das Zeitin tervall des 1 pps-Satellitenzeitsignals vom Satellitenwel lenempfänger 11 und ein 1 pps-Kristallzeitsignal vom span nungsgesteuerten Kristalloszillator 10, um die Phasendiffe renz zwischen diesen beiden Signalen zu erfassen. D.h., die Zeitintervallmessungsschaltung 12 arbeitet als Phasenver gleicher der Phasenregelschleife. Die Zeitintervallmessungs schaltung 12 mißt das Zeitintervall (Phasendifferenz) mit einer Auflösung, die besser ist als die kürzeste Zeitdauer eines bei einem Interpolationsverfahren verwendeten Taktsi gnals. Die Zeitintervallmessungsschaltung 12 wird später un ter Bezug auf Fig. 2 ausführlicher beschrieben.

Der Frequenzsteuerungsprozessor 13 empfängt die Phasen vergleichsdaten von der Zeitintervallmessungsschaltung 12 und erzeugt verschiedene Phasensynchronisierungsparameter, durch die eine Empfindlichkeitskurve der Phaseneregel schleife festgelegt wird. Es ist bekannt, daß eine Schlei fenempfindlichkeitskurve einer Phasenregelschleife durch eine Schleifenverstärkung und eine Schleifenbandbreite be stimmt ist. Diese Schleifenparameter werden bei der vorlie genden Erfindung als Proportionalitätskonstante bzw. als In tegrationskonstante dargestellt.

Der Frequenzsteuerungsprozessor 13 bestimmt die Inte grationskonstante durch die Parameterrecheneinrichtung 23 und die Proportionalitätskonstante durch die Parameterre cheneinrichtung 24 dynamisch basierend auf einer Abweichung der Phasendifferenz zwischen dem Satellitenzeitsignal und dem Kristallzeitsignal. Der Frequenzsteuerungsprozessor 13 wird später ausführlicher beschrieben.

Der D/A-Wandler empfängt ein Phasensteuerungssignal vom Frequenzsteuerungsprozessor 13 und wandelt das Phasensteue rungssignal in eine analoge Spannung um, die dem spannungs gesteuerten Kristalloszillator 10 zugeführt wird. Das Aus gangssignal des Kristalloszillators 10 wird über den Fre quenzteiler 15 auf die Zeitintervallmessungsschaltung 12 zurückgekoppelt. Das Teilungs- oder Untersetzungsverhältnis des Frequenzteilers 15 wird so festgelegt, daß aus dem Aus gangssignal des Kristalloszillators 10 ein Signal mit einer Impulsrate von einem Impuls je Sekunde (1 pps) erzeugt und der Zeitintervallmessungsschaltung 12 zugeführt wird.

Bei diesem Beispiel wird das Ausgangssignal des Kri stalloszillators 10 außerdem durch den Frequenzwandler 16, der typischerweise ein Frequenzmultiplizierer zum Erzeugen eines Taktsignals ist, dessen Frequenz hoch genug ist, um eine erforderliche Auflösung bezüglich dem zu messenden Zei tintervall zu erhalten, als Taktsignal für die Zeitinter vallmessungsschaltung 12 verwendet.

Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm der Zeitintervallmes sungsschaltung 12, durch die das Zeitintervall des durch den Satellitenwellenempfänger 11 erfaßten 1 pps-Satellitenzeit signals und des 1 pps-Kristallzeitsignals vom spannungsge steuerten Kristalloszillator 10 gemessen wird. Wie vorste hend erwähnt, arbeitet die Zeitintervallmessungsschaltung 12 als Phasenvergleicher der Phasenregelschleife, wobei die Phasendifferenz zwischen dem Satellitenzeitsignal und dem Kristallzeitsignal vom Kristalloszillator 10 bestimmt wird.

Die Zeitintervallmessungsschaltung 12 weist Differen tial- bzw. Differenzierschaltungen 34 und 35, ein D-Flipflop 36, einen Invertierer 39, Zeitabschnittmessungsschaltungen 40 und 41, ein UND-Gatter 37, einen Zähler 38, eine Verzöge rungsschaltung 42 und eine Rechenschaltung 43 auf. Einem Eingangsanschluß 31 wird ein 1 pps-Satellitenzeitsignal A vom Satellitenwellenempfänger 11 und einem Eingangsanschluß 32 ein 1 pps-Kristallzeitsignal B vom Kristalloszillator 10 zugeführt. Einem Taktanschluß 33 wird ein Taktsignal CLK zugeführt, das bei diesem Beispiel ein durch den Frequenz wandler 16 von Fig. 1 bezüglich dem Ausgangssignal des Kristalloszillators 10 multipliziertes Frequenzsignal ist.

Durch die Differenzierschaltungen 34 und 35 werden die Anstiegsflanken des Satellitenzeitsignals A bzw. des Kri stallzeitsignals B verarbeitet. Die Flankensignale von den Differenzierschaltungen 34 und 35 werden dem D-Flipflop 36 zugeführt. Bei diesem Beispiel wird das Flankensignal von der Differenzierschaltung 34 einem Taktanschluß CK des D- Flipflops 36 zugeführt, um dessen Ausgang Q auf einen hohen Pegel zu ändern. Das Flankensignal von der Differenzier schaltung 35 wird einem Rücksetzanschluß des D-Flipflops 36 zugeführt, um dessen Ausgang Q auf einen niedrigen Pegel zu ändern.

Die am Ausgang Q erhaltene Impulsbreite Tx entspricht einer Phasendifferenz, d. h. einem Zeitintervall zwischen dem Satellitenzeitsignal und dem Kristallzeitsignal des span nungsgesteuerten Oszillators. Bei der vorliegenden Erfindung wird die Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Kri stalloszillators 10 gesteuert, so daß der Mittelwert dieses Zeitintervalls Tx mit hoher Stabilität permanent konstant bleibt.

Den Zeitabschnittmessungsschaltungen 40 und 41 und dem Zähler 38 werden das Zeitintervall Tx zugeführt, um die Impulsbreite unter Verwendung des Taktsignals CLK vom An schluß 33 mit hoher Auflösung zu messen. Bei diesem Beispiel wird das Taktsignal CLK durch den Frequenzwandler 16 von Fig. 1 gebildet, durch den die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 10 multipliziert wird. Bei dieser Erfindung kann jedoch ein beliebiges Taktsignal ver wendet werden, insofern dieses eine ausreichend präzise und hochstabile Frequenz aufweist, um eine ausreichende Meßauf lösung zu erhalten. Beispielsweise kann bei der vorliegenden Erfindung auch ein Taktsignal von einem separaten Quarzkristalloszillator oder ein Präzisions-Computer taktsignal verwendet werden.

Der Zähler 38 zählt die Anzahl der Taktimpulse im Zeitintervall Tx. Weil das Taktsignal CLK nicht mit dem Satellitenzeitsignal A oder dem Kristallzeitsignal B syn chronisiert ist, sind Zeitdifferenzen (Zeitabschnitte) zwi schen dem Taktsignal und der Anstiegsflanke oder der Ab fallflanke des Zeitintervalls Tx vorhanden. Diese Zeitdiffe renzen oder -abschnitte werden unter Verwendung von Interpo lationseinrichtungen durch die Zeitabschnittmessungsschal tungen 40 und 41 gemessen. Typische bekannte Interpolations einrichtungen sind beispielsweise ein Dual-Slope- oder Zweiflanken-Integrator oder ein Doppelintegrator, durch den ein Zeitabschnitt derart proportional expandiert wird, daß die Zeitdauer ausreichend lang wird, so daß die Auflösung der Zeitintervallmessung verbessert wird.

Basierend auf den Meßergebnissen der Zeitabschnitt messungsschaltungen 40 und 41 und dem Zähler 38 wird das Zeitintervall Tx, das die Zeitdifferenz zwischen dem Satellitenzeitsignal A und dem Kristallzeitsignal B dar stellt, berechnet als Tx = N × t₀ + t₁ - t₂, wobei N die An zahl der durch den Zähler 38 gezählten Takte des Taktsignals CLK, t₀ die Periode des Taktsignals CLK, t₁ ein einer frühe ren Flanke zugeordneter Zeitabschnitt bzw. ein Zeitabschnitt einer früheren Flanke und t₂ ein einer späteren Flanke zuge ordneter Zeitabschnitt bzw. einen Zeitabschnitt einer späte ren Flanke bezeichnen. Diese Berechnung wird durch die Rechenschaltung 43 ausgeführt, deren Ausgang mit dem Frequenzsteuerungsprozessor 13 verbunden ist.

Fig. 3 zeigt eine Impulsübersicht zum Darstellen einer Arbeitsweise der Zeitintervallmessungsschaltung von Fig. 2. Fig. 3(a) zeigt eine Anstiegszeit des vom Eingangsanschluß 31 erhaltenen Satellitenzeitsignals A und Fig. 3(b) eine Anstiegszeit des vom Eingangsanschluß 32 erhaltenen Kri stallzeitsignals B. Fig. 3(c) zeigt ein Taktsignal CLK mit einer Periode t₀. Wenn keine Interpolationseinrichtung ver wendet wird, ist die maximale Auflösung für die Zeitinter vallmessung auf die Periode t₀ begrenzt. Fig. 3(d) zeigt einen durch die Zeitabschnittmessungsschaltung 40 gemessenen Zeitabschnitt t₁ einer früheren Flanke. Fig. 3(e) zeigt einen durch die Zeitabschnittmessungsschaltung 41 gemessenen Zeitabschnitt t₂ einer späteren Flanke.

Der tatsächliche Zeitabschnitt der früheren Flanke ist eine in Fig. 3(c) dargestellte Zeitdifferenz Δ1 zwischen der Flanke des Signals von Fig. 3(a) und dem unmittelbar folgenden Taktsignal. Ähnlicherweise ist der tatsächliche Zeitabschnitt der nachfolgenden Flanke eine in Fig. 3(c) dargestellte Zeitdifferenz Δ2 zwischen der Anstiegsflanke des Signals von Fig. 3(b) und dem unmittelbar folgenden Taktsignal. Weil diese Zeitdifferenzen jedoch möglicherweise für beispielsweise in den Zeitabschnittmessungsschaltungen 40 und 41 angeordnete Integratoren zu kurz sind, um eine Interpolationsoperation auszuführen, wird zu jedem der Zeit abschnitte t₁ und t₂ die Taktperiode t₀ addiert. D.h., es ergeben sich die Zeitabschnitte t₁ = Δ1 + t₀ und t₂ = Δ2 + t₀.

Fig. 3(f) zeigt ein durch die Zeitintervallmessungs schaltung 12 zu messendes Zeitintervall Tx. Der Zähler 38 zählt die Anzahl der während des Zeitintervalls Tx eintref fenden, in Fig. 3(g) dargestellten Taktimpulse. Wie vorste hend erwähnt, beträgt das Zeitintervall Tx = N × t₀ + t₁ - t₂, wobei t₀ eine Periode des Taktsignals ist. Weil die Auf lösung des Zählers 38 jedoch auf die Periode t₀ des Taktsi gnals CLK begrenzt ist, werden die durch die Zeitabschnitt messungsschaltungen 40 und 41 zu messenden Zeitabschnitte t₁ und t₂ wie vorstehend beschrieben erhalten.

Die Rechenschaltung 43 berechnet das Zeitintervall Tx mit hoher Auflösung basierend auf den gemessenen Daten vom Zähler 38 und den Zeitabschnittmessungsschaltungen 40 und 41. Die Daten vom Zähler 38 stellen die Anzahl von Taktim pulsen dar, während die Daten von den Zeitabschnittmessungs schaltungen 40 und 41 Informationen enthalten, die kürzer sind als die Periode des Taktsignals CLK. Beispielsweise wird das Zeitintervall Tx bei einer bevorzugten Ausführungs form mit einer Auflösung von 100 Picosekunden (100 × 10^-12 s) berechnet, wenn die Taktsignalauflösung 10 Nanosekunden beträgt.

Gemäß Fig. 1 wird der Frequenzsteuerungsprozessor 13 im wesentlichen aus der Zentraleinheit bzw. dem Computer (CPU) 13 gebildet. Im Puffer 21 werden die gemessenen Daten von der Zeitintervallmessungsschaltung 12 gespeichert. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird der Puffer 21 aus ei nem ringförmigen Regenerations- oder Recyclespeicher mit ei ner Datenkapazität von mehr als 256 gebildet.

Die Schaltung 22 zum Berechnen von Näherungswerten liest die aktuellen Daten aus dem Puffer 21 aus und führt beispielsweise basierend auf einem Verfahren zum Berechnen eines gleitenden Durchschnitts- oder Mittelwertes eine Ver arbeitung zum Berechnen von Näherungswerten aus. Gegebenen falls liest die Schaltung 22 zum Berechnen von Näherungswer ten für die Durchführung der Berechnung der Näherungswerte die alten Daten aus. Hierin ist die Näherungswertberechnung eine arithmetische Verarbeitung, bei der die nächste Steuer spannung für den spannungsgesteuerten Kristalloszillator ba sierend auf den die letzte Frequenzabweichung darstellenden Daten bestimmt wird.

Weil das Satellitenzeitsignal gegenwärtig ein Signal mit einem Impuls je Sekunde (1 pps-Signal) ist, ist dessen Impulsfrequenz zu niedrig, um den Kristalloszillator mit ho her Geschwindigkeit wirksam zu steuern. Daher wird die Peri ode von einer Sekunde vorzugsweise durch 10 oder 1000 ge teilt, so daß die Steuersignale nach jeder Millisekunde oder alle 100 Millisekunden erzeugt werden. Daher führt die Schaltung 22 zum Berechnen von Näherungswerten ihren Rechen prozeß beispielsweise 1000 mal je Sekunde aus. Außer dem Verfahren zum Berechnen eines gleitenden Mittelwertes kann für den Näherungswertrechenprozeß auch eine Methode der kleinsten Quadrate oder ein Spline-Interpolationsverfahren verwendet werden.

In der Schaltung 22 zum Berechnen von Näherungswerten wird zunächst eine Abweichung DF_P zwischen dem gleitenden Mittelwert der vorherigen Zeitintervallmessungsdaten und dem gleitenden Mittelwert der aktuellen Zeitintervallmessungsda ten erhalten. Der bei der vorliegenden Erfindung verwendete Frequenzsteuerungsprozessor 13 dient dazu, die Anzahl der Daten und die Parameter der Phasenregelschleife, d. h. eine Proportionalitätskonstante und eine Integrationskonstante, dynamisch zu ändern, um diese Abweichung so schnell wie mög lich zu eliminieren. Es ist bekannt, daß durch diese Parame ter die Schleifenempfindlichkeitskurve der Phasenregel schleife bestimmt wird.

Wenn beispielsweise die Abweichung DF_P größer ist als ein vorgegebener Wert, wird durch den Frequenzsteuerungspro zessor 13 ein erster Steuerungsmodus eingestellt, bei dem der Prozessor die Phasenregelschleife steuert, um die An sprechgeschwindigkeit durch Vermindern der Anzahl der für das Verfahren zum Berechnen eines gleitenden Mittelwertes verwendeten Daten zu erhöhen. In diesem Fall wird durch den Frequenzsteuerungsprozessor 13 auch die Proportionalitäts konstante erhöht und die Integrationskonstante vermindert, so daß die Frequenzeinfang- oder -synchronisierungszeit der Schleife kurz wird. Die Phasenregelschleife hat bei diesen Parametern eine größere Bandbreite, wodurch eine schnelle Frequenzsynchronisierung bzw. ein schneller Frequenzeinfang unterstützt wird, während die Genauigkeit der Phasensyn chronisierung gering ist.

Wenn der Frequenzeinfangprozeß bzw. die Frequenzsyn chronisierung bis zu einem bestimmten Grad fortgeschritten ist, wodurch die Abweichung DF_P geringer wird, wird durch den Frequenzsteuerungsprozessor 13 der nächste Steuerungs modus eingestellt, bei dem die Anzahl der Daten für die Be rechnung des gleitenden Mittelwertes erhöht, die Propor tionalitätskonstante vermindert und die Integrationskonstan te erhöht wird. Auf diese Weise wird, indem die Steuerungs modi schrittweise geändert werden, die Phasenregelschleife gesteuert, um eine optimale Empfindlichkeitskurve zu erhal ten.

Tabelle 1 zeigt ein Beispiel der Parameter, wenn durch den Frequenzsteuerungsprozessor 13 sieben Steuerungsmodus stufen eingestellt werden. In Tabelle 1 bezeichnen DF_P eine Abweichung der durch die Zeitintervallmessungsschaltung 12 gemessenen Daten, P eine Proportionalitätskonstante der Pha senregelschleife, I eine Integrationskonstante der Phasenre gelschleife und N die Anzahl der Daten, die durch das Ver fahren zum Berechnen eines gleitenden Mittelwertes gemittelt werden sollen.

Tabelle 1

Beim in Tabelle 1 dargestellten Beispiel wird, wenn die Abweichung DF_P der Zeitintervallmessungsdaten größer ist als 800, ein Steuerungsmodus 1 eingestellt, bei dem die Anzahl N der Daten für die Berechnung des gleitenden Mittelwertes N=4, die Proportionalitätskonstante P=8 und die Integra tionskonstante I=2^-22 betragen. Wie in Tabelle 1 dar gestellt, nimmt mit zunehmender Steuerungsmodusstufe die An zahl der für eine Berechnung eines gleitenden Mittelwertes verwendeten Daten zu, der Wert der Proportionalitätskon stante P ab und der Wert der Integrationskonstante I zu.

Wenn die Abweichung DF_P kleiner ist als 800, wird der Steuerungsmodus basierend auf dem Wert der Abweichung auf eine geeignete Modusstufe eingestellt. Diese Änderungen des Steuerungsmodus können beispielsweise in Abhängigkeit davon festgelegt werden, wie oft die Abweichung DF_P die in der Ta belle angegebenen Bedingungen erfüllt. Beispielsweise kann der Steuerungsmodus auf eine höhere Modusstufe eingestellt werden, wenn DF_P die Bedingung in einem bestimmten Bereich lediglich einmal erfüllt, und auf eine niedrigere Modusstufe eingestellt werden, wenn DF_P die Bedingung in einem bestimm ten Bereich öfter als zweimal erfüllt.

Wie vorstehend beschrieben, stellt die Abweichung DF_P eine Differenz zwischen dem vorherigen gleitenden Mittelwert und dem aktuellen gleitenden Mittelwert der Zeitintervall messungsdaten dar. Weil das Zeitsignal typischerweise ein Signal mit einem Impuls je Sekunde (1 pps-Signal) ist, wird die Abweichung DF_P nur einmal je Sekunde erzeugt. Die Fre quenzsteuerungsspannung für den spannungsgesteuerten Kri stalloszillator 10 ergibt sich durch eine Multiplikation der Abweichung DF_P mit der Proportionalitätskonstante P und der Integrationskonstante I. Daher kann die basierend auf der Abweichung DF_P je Sekunde erzeugte Steuerspannung Spannungs änderungen aufweisen, die zu groß sind, um die Frequenz des Kristalloszillators 10 exakt zu steuern.

Daher unterteilt die Schaltung 22 zum Berechnen von Nä herungswerten diese Periode von einer Sekunde, um beispiels weise 10 oder 1000 Perioden je Sekunde zu erzeugen, um Steuerungsdaten in kleineren Schritten zu erzeugen und den spannungsgesteuerten Kristalloszillator 10 mit höherer Auf lösung zu steuern. Beispielsweise erzeugt die Schaltung 22 zum Berechnen von Näherungswerten alle 1/10 Sekunden, d. h. alle 100 ms, Steuerungsdaten. Zunächst werden beispielsweise durch ein lineares Näherungsverfahren unter Verwendung der aktuellsten Abweichung DF_P/Sekunde die nächsten 10 Abwei chungsdaten DF_P+0.1 - DF_P+0.9 als DF_P/10 bestimmt. D.h., wenn die Abweichung DF_P für eine Sekunde 1000 beträgt, be trägt jede Abweichung je 1/10 Sekunde in diesem Fall DF_P+0.1n = 100.

Die Parameterrechenschaltung 24 multipliziert die Pro portionalitätskonstante P, die durch Tabelle 1 bestimmt ist, mit dem Näherungswert DF_P+0.1n, so daß der Proportionali tätswert in der Schleife DF_P+0.1n × P beträgt. Die Parameterrechenschaltung 23 multipliziert die Integrati onskonstante I, die durch Tabelle 1 bestimmt ist, mit der genäherten Abweichung DF_P+0.1n. Durch die Parameterrechen schaltung 23 wird ein Integrationsprozeß INTG_n = (DF_P+0.1n xI) + INTG_old durchgeführt, wobei INTG_n einen aktuellen In tegrationswert und INTG_old einen vorangehenden oder alten Integrationswert bezeichnen. Der aktuelle Integrationswert wird als alter oder vorangehender Integrationswert verwen det, wenn die nächste 1/10 Sekunden-Integration ausgeführt wird.

Der Proportionalitätswert und der Integrationswert wer den durch das Addierglied 25 addiert, um ein Steuersignal für den spannungsgesteuerten Kristalloszillator 10 zu erzeu gen. Dieses Verfahren wird basierend auf dem in Tabelle 1 dargestellten Wert alle 100 ms wiederholt. In einer fortge schrittenen Stufe dieses Steuerungsprozesses wird die Fre quenz des spannungsgesteuerten Oszillators 10 vom Einfang zustand in einen vollständig synchronisierten Zustand ver schoben, d. h. es wird der Modus 7 von Tabelle 1 eingestellt. In diesem Modus beträgt die Anzahl der für die Berechnung des gleitenden Mittelwertes verwendeten Daten N=256, der Wert der Proportionalitätskonstante P=1 und der Integrati onskonstante I=2^-10, wobei die Frequenzsteuerungsspannung für den Kristalloszillator sich nahezu nicht ändert. Daher weisen die Mittelwert-Zeitintervalldaten eine Langzeit-Pha sendifferenz zwischen dem GPS-Zeitsignal und dem Kri stallzeitsignal auf, um den internen Kristalloszillator rückgekoppelt zu steuern.

In diesem Fall der vollständigen Synchronisation weist die Phasenregelschleife ein sehr schmales Frequenzband auf, d. h. die Grenzfrequenz oder kritische Frequenz eines ent sprechenden Schleifenfilters der Phasenregelschleife ist sehr niedrig. Dadurch werden in einer Funkwelle oder einer Kommunikationsleitung auftretende Synchronisationsstörungen (Jitter) oder Schwankungen wirksam unterdrückt. Außerdem wird, weil die Schleifenfrequenz sehr niedrig bzw. eine Zeitkonstante der Phasenregelschleife sehr groß ist, die Ge nauigkeit oder Präzision der Ausgangsfrequenz des erfin dungsgemäßen Normalfrequenzgenerators auch dann beibehalten, wenn das Satellitenzeitsignal aufgrund eines unvorhergese henen Störfalls oder eines ähnlichen Vorfalls für eine be stimmte Zeitdauer nicht vorhanden ist.

Wenn der erfindungsgemäße Normalfrequenzgenerator in Betrieb genommen wird, ohne daß er vorher verwendet wurde, beginnt die Phasenregelschleife ihren Betrieb mit den Para metern des Steuerungsmodus 1. Wenn der Normalfrequenzgenera tor relativ kurzzeitig nach einer vorherigen Verwendung ver wendet wird, beginnt die Phasenregelschleife mit den bei der vorherigen Verwendung verwendeten Parametern, die dann mit dem aktuellen Zustand bzw. den aktuellen Parameterwerten der Schleife verglichen werden, um einen in Tabelle 1 darge stellten Modus zu bestimmen. Durch diesen Prozeß wird norma lerweise die erforderliche Zeitdauer verkürzt, die für die Phasenregelschleife erforderlich ist, um die Modusstufe 7 der vollständigen Synchronisation zu erreichen.

Im Beispiel von Fig. 1 weist der Frequenzsteuerungs prozessor 13 einen mit der Phasenregelschleife verbundenen Temperaturkompensationsabschnitt 27 auf. Der Temperaturkom pensationsabschnitt 27 erzeugt eine Temperaturkompensations spannung, um durch den Temperatursensor 29, dessen Daten im Puffer 26 gespeichert sind, erfaßte Temperaturänderungen des spannungsgesteuerten Kristalloszillators 10 zu kompensieren. Die Kompensationsspannung wird dem Addierglied 28 zugeführt, wo sie mit der durch den vorstehend erwähnten Prozeß gebil deten Frequenzsteuerungsspannung vom Addierglied 25 kombi niert wird.

Die kombinierte Steuerungsspannung vom Addierglied 28 wird über den D/A-Wandler 14 dem spannungsgesteuerten Oszil lator 10 zugeführt. Bei der vorliegenden Erfindung müssen der Puffer 26 und der Temperaturkompensationsabschnitt 27 nicht im Frequenzsteuerungsprozessor 13, sondern können an anderer Stelle angeordnet sein, wie beispielsweise im span nungsgesteuerten Kristalloszillator 10.

Fig. 4 zeigt eine zweite Ausführungsform der vorlie genden Erfindung. In Fig. 4 bezeichnen die gleichen Bezugs zeichen wie in Fig. 1 entsprechende Komponenten der Ausfüh rungsform von Fig. 1. Der Aufbau der zweiten Ausführungs form eines Normalfrequenzgenerators ist zur Verwendung in einem Kommunikationsnetz geeignet. Allgemein ist die Oszil lationsfrequenz des spannungsgesteuerten Kristalloszillators auf 1 MHz, 5 MHz oder 10 MHz begrenzt. Im Bereich der Kommu nikationsnetze werden jedoch häufig Vergleichsfrequenzen von 64 kHz, 1544 kHz oder 155.52 MHz verwendet, die Vielfache von 8 kHz sind.

Daher ist bei der vorliegenden Erfindung, wenn der Nor malfrequenzgenerator dazu verwendet wird, eine Vergleichs frequenz für ein Kommunikationsnetz bereitzustellen, ein Frequenzwandler 17 mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten Kristalloszillators 10 verbunden, um die Kristalloszillator frequenz umzuwandeln und eine für das Kommunikationsnetz ge eignete Vergleichsfrequenz zu erzeugen. Die Vergleichs frequenz wird über den Frequenzteiler 15, der die Vergleichsfrequenz teilt oder untersetzt, um ein mit dem Satellitsignal vergleichbares 1 pps-Zeitsignal zu erzeugen, auf die Zeitintervallmessungsschaltung 12 zurückgekoppelt. Weil das Untersetzungs- oder Teilungsverhältnis kleiner ist als dasjenige der Vorrichtung von Fig. 1, ist die Qualität der Ausgangsfrequenz des Normalfrequenzgenerators bei diesem Beispiel besser, so daß beispielsweise der Phasenrauschan teil der Ausgangsfrequenz geringer ist als beim Beispiel von Fig. 1.

Fig. 5 zeigt ein Beispiel des Frequenzwandlers 17 von Fig. 4. Der Frequenzwandler von Fig. 5 weist einen Fre quenzteiler 45, einen Phasenvergleicher 46, ein Schleifen filter 47, einen spannungsgesteuerten Oszillator 48 und einen Frequenzteiler 49 auf. Dies ist eine typische Phasen regelschleife, deren Schaltungsaufbau dem in den Fig. 1 und 4 dargestellten Schaltungsaufbau ähnlich ist. Der Fre quenzteiler 45 empfängt eine Ausgangsfrequenz des spannungs gesteuerten Kristalloszillators 10, um die Frequenz durch den Wert D zu teilen und ein 8 kHz-Ausgangssignal zu erzeu gen. Die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszilla tors 48, die ein N-faches Vielfaches von 8 kHz ist, wie vor stehend beschrieben, wird durch den Frequenzteiler 49 durch N dividiert, um ein 8 kHz-Ausgangssignal zu erzeugen.

Beide 8 kHz-Ausgangssignale werden durch den Phasenver gleicher 46 bezüglich der Phase verglichen, wobei der Pha senvergleicher eine der Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen entsprechende Steuerspannung erzeugt. Die Steuer spannung durchläuft das Schleifenfilter 47, um die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 48 zu steuern, so daß die Phase des Oszillators 48 bezüglich dem Ausgangssignal des Kristalloszillators 10 synchronisiert wird. Es ist be kannt, daß die Empfindlichkeitskurve der Phasenregelschleife durch die Frequenzkurve des Schleifenfilters 47 bestimmt wird. Das Schleifenfilter 47 kann einen Verstärker aufwei sen, um die Schleifenverstärkung der Phasenregelschleife zu erhöhen. Beim Aufbau von Fig. 5 erzeugt der spannungsge steuerte Oszillator 48 eine Präzisions-Vergleichsfrequenz, die der mit dem Faktor N/D multiplizierten Frequenz des Kristalloszillators 10 entspricht, so daß die Anforderungen des Kommunikationsnetzes erfüllt werden.

Fig. 6 zeigt eine andere Ausführungsform der vorlie genden Erfindung. Der einzige Unterschied in Fig. 6 bezüg lich Fig. 4 besteht darin, daß im Beispiel von Fig. 6 an Stelle des Satellitenwellenempfängers 11 von Fig. 4 ein Empfänger-Frequenzteiler 18 vorgesehen ist. Der Empfänger- Frequenzteiler 18 empfängt ein Taktsignal von einem Kommuni kationsnetz und untersetzt oder teilt das Taktsignal, um ein 1 pps-Zeitsignal zu erzeugen. Der Aufbau und die Arbeits weise der anderen Abschnitte der Schaltung von Fig. 6 sind im wesentlichen die gleichen wie bei den Fig. 1 und 4.

Erfindungsgemäß wird die Vergleichsfrequenz des span nungsgesteuerten Kristalloszillators 10 bezüglich dem Satellitenzeitsignal mit einer Genauigkeit von 3.05 × 10^-11 synchronisiert. Nach einer langen Ausschaltdauer erreicht die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators innerhalb von etwa 18 Minuten eine Frequenzgenauigkeit von 2.4 × 10^-11. Die Ansprechzeit der Phasenregelschleife, bis der spannungsgesteuerte Kristalloszillator vollständig syn chronisiert ist, beträgt etwa 2.3 Stunden. Dies ist der Fall, weil bei der vollständigen Synchronisation die Phasenregelschleife eine sehr schmale Bandbreite aufweist, d. h. eine Grenzfrequenz oder kritische Frequenz eines ent sprechenden Schleifenfilters der Phasenregelschleife sehr niedrig ist.

Daher wird, auch wenn im Satellitenzeitsignal aufgrund von Problemen bei der Funkwellenübertragung Phasensynchroni sationsstörungen bzw. Jitter auftreten, die Vergleichsfre quenz des Normalfrequenzgenerators durch die Synchronisati onsstörungen bzw. den Jitter nicht beeinflußt. Außerdem bleibt, weil die Schleifenfrequenz sehr niedrig ist, d. h. die Zeitkonstante der Phasenregelschleife sehr groß ist, die Ge nauigkeit der Ausgangsfrequenz des erfindungsgemäßen Normal frequenzgenerators auch dann erhalten, wenn das Satelliten zeitsignal aufgrund einer unvorhergesehenen Störung für eine bestimmte Zeitdauer nicht verfügbar ist. Wenn beispielsweise das 1 pps-Satellitenzeitsignal nach der vollständigen Syn chronisierung nicht verfügbar ist, dauert es 2.4 Tage, bis die Ausgangsphase des Normalfrequenzgenerators um 125 Mikro sekunden verschoben wird, was einer Basisrahmenlänge eines typischen Kommunikationssystems entspricht. Die Hochfre quenzstabilität des Normalfrequenzgenerators wird außerdem unterstützt durch die Fähigkeit zur dynamischen Kompensation von Temperaturänderungen in der Umgebung des Kristalloszil lators.

Durch den erfindungsgemäßen Normalfrequenzgenerator kann an einem beliebigen Ort und zu einer beliebigen Zeit eine Präzisions-Vergleichsfrequenz erzeugt werden, weil die Frequenzgenauigkeit nicht aus einem Atom-Eigenfrequenznormal hergeleitet werden muß. Der Normalfrequenzgenerator verwen det ein Satellitenzeitsignal von einem GPS- (Global Positio ning System) Satelliten, das überall auf der Erde verfügbar ist.

Der Normalfrequenzgenerator ändert dynamisch Parameter einer Phasenregelschleife, um in Abhängigkeit vom Grad der Abweichung einer Phasendifferenz und dem Zustand der Zeit synchronisierung eine Empfindlichkeitskurve der Phasenregel schleife zu bestimmen. Durch den erfindungsgemäßen Normal frequenzgenerator können mittlere Phasendaten erhalten wer den, die eine Langzeit-Phasendifferenz zwischen der GPS-Zeit und einer internen Kristalloszillatorzeit darstellen, um den internen Kristalloszillator rückgekoppelt zu steuern, d. h., die Zeitkonstante der Phasenregelschleife ist sehr groß, wenn die Phasenregelschleife auf den Zustand der vollständi gen Synchronisierung eingestellt ist.

Weil die Zeitkonstante der Phasenregelschleife sehr groß ist, d. h., die Bandbreite sehr schmal ist, wenn der Normalfrequenzgenerator auf den Zustand der vollständigen Phasensynchronisierung eingestellt ist, bleibt die Genauig keit der Ausgangsfrequenz des erfindungsgemäßen Normalfre quenzgenerators auch dann erhalten, wenn das Satelliten zeitsignal aufgrund einer unvorhergesehenen Störung für eine bestimmte Zeitdauer nicht verfügbar ist. Außerdem wird, weil die Schleifenbandbreite sehr schmal ist, auch wenn im Satel litenzeitsignal aufgrund von Problemen bei der Funkwellen übertragung Phasensynchronisationsstörungen bzw. Jitter auf treten, die Vergleichsfrequenz des Normalfrequenzgenerators durch die Synchronisationsstörungen (Jitter) nicht beeinflußt.

Außerdem wird beim erfindungsgemäßen Normalfrequenzge nerator ein spannungsgesteuerter Quarzkristalloszillator verwendet, der so gesteuert wird, daß er mit der GPS-Zeit synchronisiert wird. Daher ist der erfindungsgemäße Normal frequenzgenerator im Gegensatz zu einem Normalfrequenzge nerator, bei dem ein Atom-Eigenfrequenznormaloszillator ver wendet wird, kostengünstig und wartungsfrei.

Außerdem kann durch den erfindungsgemäßen Normalfre quenzgenerator der Quarzkristalloszillator durch dynamisches Ändern von Phasensynchronisierungsparametern des Regelkrei ses bzw. der Rückkopplungsschleife durch ein mathematisches Verfahren innerhalb einer kurzen Zeitdauer mit der GPS-Zeit synchronisiert werden. Die Hochfrequenzstabilität des Normalfrequenzgenerators wird außerdem durch die Fähigkeit zur dynamischen Kompensation von Temperaturänderungen in der Umgebung des Kristalloszillators unterstützt.

Claims

1. Normalfrequenzgenerator zum Erzeugen eines Präzisions- Vergleichsfrequenzsignals, mit:
einem spannungsgesteuerten Kristalloszillator zum erzeugen eines als Normalfrequenzsignal verwendbaren Lochstabilen Ausgangssignals;
einem Satellitenwellenempfänger, der eine Funk welle von einem Satelliten empfängt, die ein Präzisi ons-Satellitenzeitsignal enthält, und das Satelliten zeitsignal reproduziert, so daß es als Referenzsignal für den spannungsgesteuerten Kristalloszillator ver wendbar ist;
einem Frequenzteiler, durch den das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Kristalloszillators in einem Untersetzungsverhältnis untersetzt wird, das so gewählt wird, daß ein bezüglich der Frequenz mit dem Satelli tenzeitsignal identisches Kristallzeitsignal erzeugt wird;
einer Zeitintervallmessungsschaltung, durch die ein einer Phasendifferenz zwischen dem Satellitenzeit signal und dem Kristallzeitsignal entsprechendes Zeit intervall gemessen und ein die Phasendifferenz dar stellendes digitales Signal erzeugt wird;
einem Frequenzsteuerungsprozessor, durch den Steuerdaten basierend auf dem digitalen Signal von der Zeitintervallmessungsschaltung arithmetisch bestimmt werden, so daß die Phasendifferenz durch eine Phasenregelschleife auf einem konstanten Wert gehalten wird; und
einem D/A-Wandler zum Umwandeln der Steuerdaten vom Frequenzsteuerungsprozessor in eine analoge Span nung, die zum Steuern der Ausgangsfrequenz des span nungsgesteuerten Kristalloszillators verwendet wird.

2. Normalfrequenzgenerator nach Anspruch 1, wobei die Zeitintervallmessungsschaltung das Satellitenzeitsignal und das Kristallzeitsignal empfängt und das Zeitinter vall zwischen diesen Signalen durch einen Zähler mißt, dem ein Taktsignal zugeführt wird.

3. Normalfrequenzgenerator nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Zeitintervallmessungsschaltung aufweist:
einen Zähler, der während einer das Zeitintervall darstellenden Impulsbreite Taktimpulse eines ihm zuge führten Taktsignals zählt;
einer ersten Zeitabschnittmessungsschaltung zum Messen eines Zeitabschnitts zwischen einer Anstiegs flanke der Impulsbreite und einem der Anstiegsflanke unmittelbar folgenden Taktimpuls; und
einer zweiten Zeitabschnittmessungsschaltung zum Messen eines Zeitabschnitts zwischen einer Abstiegs flanke der Impulsbreite und einem der Abstiegsflanke unmittelbar folgenden Taktsignal.

4. Normalfrequenzgenerator nach Anspruch 3, wobei die er ste und die zweite Zeitabschnittmessungsschaltung einen Interpolator mit einem Integrator aufweisen, um einen Zeitabschnitt proportional zu expandieren, um ein Si gnal zu erzeugen, das lang genug ist, um dessen Zeit länge durch das Taktsignals zu zählen, wobei der Zeit abschnitt kürzer ist als eine Periode des Taktsignals.

5. Normalfrequenzgenerator nach Anspruch 1 bis 4, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator einen Temperatur ofen, durch den die Temperatur des Kristalloszillators konstant gehalten wird, und einen Temperatursensor zum Überwachen der Temperatur aufweist.

6. Normalfrequenzgenerator nach Anspruch 1 bis 5, wobei der Frequenzsteuerungsprozessor Parameter für die Phasenregelschleife einschließlich einer Schleifenband breite der Phasenregelschleife basierend auf einer Ab weichung der durch die Zeitintervallmessungsschaltung gemessenen Phasendifferenz dynamisch bestimmt.

7. Normalfrequenzgenerator nach Anspruch 6, wobei die Pa rameter für die Phasenregelschleife mit einer Impuls frequenz bestimmt werden, die wesentlich kleiner ist als diejenige des Satellitenzeitsignals.

8. Normalfrequenzgenerator nach Anspruch 1 bis 7, wobei der Frequenzsteuerungsprozessor aufweist:
eine Schaltung zum Berechnen von Näherungswerten zum Untersetzen einer Impulsfrequenz des Satelliten zeitsignals in eine wesentlich höhere Impulsfrequenz, so daß die Phasenregelschleife in einer Zeitdauer ge steuert wird, die wesentlich kürzer ist als eine Peri ode des Satellitenzeitsignals, wobei die Schaltung zum Berechnen von Näherungswerten Daten erzeugt, die der untersetzten Impulsfrequenz entsprechen und eine Abwei chung der Phasendifferenz zwischen dem Satellitenzeit signal und dem Kristallzeitsignal darstellen; und
eine Parameterrecheneinrichtung zum dynamischen Bestimmen von Parametern für die Phasenregelschleife einschließlich einer Proportionalitätskonstante und ei ner Integrationskonstante der Phasenregelschleife ba sierend auf den Daten von der Schaltung zum Berechnen von Näherungswerten.

9. Normalfrequenzgenerator nach Anspruch 8, ferner mit:
einem Puffer zum Speichern digitaler Daten von der Zeitintervallmessungsschaltung für eine Signalverarbei tung durch die Schaltung zum Berechnen von Näherungs werten; und
ein Addierglied zum Addieren der Integrationskon stante und der Proportionalitätskonstante, die durch die Parameterrecheneinrichtung bestimmt wurden, und zum Zuführen des Additionsergebnisses zum D/A-Wandler.

10. Normalfrequenzgenerator nach Anspruch 8 oder 9, wobei die Einrichtung zum Berechnen von Näherungswerten eine arithmetische Verarbeitung ausführt, um eine Abweichung zwischen einem aktuellen gleitenden Mittelwert der Phasendifferenz und einem alten gleitenden Mittelwert der Phasendifferenz zu bestimmen.

11. Normalfrequenzgenerator nach Anspruch 1 bis 10, wobei der Frequenzsteuerungsprozessor dynamisch Parameter für die Phasenregelschleife bestimmt, wobei jeder Parame tersatz in jedem Modus mehrerer Steuermodi vorgegeben ist, die basierend auf dem Wert der Abweichung der durch die Zeitintervallmessungsschaltung gemessenen Phasendifferenz geordnet sind.

12. Normalfrequenzgenerator nach Anspruch 11, wobei die Pa rameter im Steuerungsmodus eine Proportionalitätskon stante und eine Integrationskonstante der Phasenregel schleife einschließen.

13. Normalfrequenzgenerator nach Anspruch 5, wobei der Fre quenzsteuerungsprozessor einen Puffer zum Speichern von Temperaturdaten vom Temperatursensor und einen Tempera turkompensationsabschnitt zum Erzeugen einer Steuer spannung zum Kompensieren einer durch eine Tempera turänderung des spannungsgesteuerten Kristalloszilla tors verursachten Frequenzänderung aufweist.

14. Normalfrequenzgenerator nach Anspruch 1 bis 13, ferner mit einem Frequenzwandler, der das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Kristalloszillators empfängt und dessen Frequenz umwandelt, so daß sie die Anforderungen eines Kommunikationsnetzes erfüllt.

15. Normalfrequenzgenerator nach Anspruch 14, wobei der Frequenzwandler aus einer Phasenregelschleife mit einem spannungsgesteuerten Oszillator, einem Schleifenfilter und einem Phasenvergleicher gebildet wird.

16. Normalfrequenzgenerator zum Erzeugen eines Präzisions- Vergleichsfrequenzsignals, mit:
einem spannungsgesteuerten Kristalloszillator zum Erzeugen eines als Normalfrequenzsignal verwendbaren hochstabilen Ausgangssignals;
einem Empfänger, der ein Kommunikationssignal emp fängt und ein Präzisions-Referenzzeitsignal erzeugt, das als Referenzsignal für den spannungsgesteuerten Kristalloszillator verwendbar ist;
einem Frequenzteiler, durch den das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Kristalloszillators in einem Untersetzungsverhältnis untersetzt wird, das so gewählt wird, daß ein bezüglich der Frequenz mit dem Referenz zeitsignal identisches Kristallzeitsignal erzeugt wird;
einer Zeitintervallmessungsschaltung, durch die ein Zeitintervall zwischen dem Referenzzeitsignal und dem Kristallzeitsignal gemessen und ein das Zeitinter vall darstellendes digitales Signal erzeugt wird;
einem Frequenzsteuerungsprozessor, durch den Steu erdaten basierend auf dem digitalen Signal von der Zei tintervallmessungsschaltung arithmetisch bestimmt wer den, so daß das Zeitintervall durch die Arbeitsweise einer Phasenregelschleife auf einem konstanten Wert ge halten wird, wobei die Steuerdaten eine Funktion von Parametern sind, die eine Änderung des Zeitintervalls, eine Integrationskonstante der Phasenregelschleife und eine Proportionalitätskonstante der Phasenregelschleife einschließen, wobei die Parameter mit einer Impulsfre quenz bestimmt werden, die wesentlich kleiner ist als eine Periode des Referenzzeitsignals; und
einem D/A-Wandler zum Umwandeln der Steuerdaten vom Frequenzsteuerungsprozessor in eine analoge Span nung, die zum Steuern der Ausgangsfrequenz des span nungsgesteuerten Kristalloszillators verwendet wird.