DE10301655A1

DE10301655A1 - Steuerschaltung für eine Leistungshalbleitervorrichtung

Info

Publication number: DE10301655A1
Application number: DE10301655A
Authority: DE
Inventors: Yasushi Nakayama; Takeshi Ohi; Ryuichi Hashido
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-01-17
Filing date: 2003-01-17
Publication date: 2003-08-07
Anticipated expiration: 2023-01-18
Also published as: CN1445928A; DE10301655B4; JP3886876B2; US20030180997A1; US6967519B2; JP2003284318A; CN1314201C

Abstract

Eine Steuerschaltung für eine Leistungshalbleitervorrichtung umfasst: eine Abtastsignalgeneratorschaltung, um zu erfassen, wenn ein Eingangssteuersignal einen AUS-Befehl erteilt, und um ein Abtastsignal zu dem Zeitpunkt des Beginns einer Miller-Zeitspanne eines IGBTs auszugeben; eine Gatespannungserfassungsschaltung, um eine Miller-Spannung des IGBTs zu dem Zeitpunkt zu erfassen, zu dem das Abtastsignal eingegeben wird, und wenn die Miller-Spannung größer oder gleich einem Schwellenwert ist, ein Überstromerfassungssignal auszugeben; und eine Gatespannungssteuerschaltung, um im Ansprechen auf das Überstromerfassungssignal eine Gatespannung des IGBTs derart zu steuern, dass der IGBT langsamer in den AUS-Zustand versetzt wird, als im Normalzustand der Fall wäre. Somit ist es möglich, eine Stoßspannung zu unterdrücken, die entsteht, wenn der IGBT während ein Überstrom fließt in den AUS-Zustand versetzt wird.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf eine Steuerschaltung für eine Leistungshalbleitervorrichtung. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf eine Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung wie einen IGBT (Isolierschicht- Bipolartransistor), wobei die Steuerschaltung dazu dient, eine Stoßspannung zu unterdrücken, die beim Durchführen des Schaltvorgangs entsteht.

2. Beschreibung des verwandten Stands der Technik

Nachstehend erfolgt eine Beschreibung hinsichtlich eines Verfahren zum Schutz eines IGBTs gegen Überstrom in einer herkömmlichen Leistungshalbleitervorrichtung. Wenn ein Überstrom dazu gebracht wird, durch einen IGBT zu fließen, werden ein Gatepotential des IGBTs und eine Referenzspannung durch einen Komparator miteinander verglichen. Nur dann, wenn eine Gate-Emitterspannung des IGBTs über die Referenzspannung hinaus angestiegen ist, bringt der Komparator einen Schalter in den EIN-Zustand. Auf diese Weise wird eine Gatespannung an eine Durchbruchspannung einer Zener-Diode und eine Durchbruchspannung einer Diode so verbunden, dass eine Zeitspanne bis zum Durchbruch des IGBTs, während der Überstrom fließt, verlängert ist. Im übrigen wird der Schalter, selbst nach Abnahme der Gate-Emitterspannung, der durch den Mono-Mehrfachbetrieb in den AUS-Zustand versetzt wurde, nicht wieder eingeschaltet (siehe z. B. JP 4-165916 A, S. 2 (Patentschrift 1)).

Nun erfolgt zusätzlich eine Beschreibung hinsichtlich eines Beispiels einer Steuerschaltung für eine Leistungshalbleitervorrichtung mit einer Schutzvorrichtung, die in einer anderen herkömmlichen Vorrichtung den Anstieg einer Gate-Emitterspannung ausnutzt, während ein Überstrom fließt. Die herkömmliche Vorrichtung ist eine Überstromschutzvorrichtung für eine Leistungsvorrichtung, die einen Optokoppler mit einer Eingangsseite umfasst, die zwischen einem Gate einer in einer Lastschaltung vorgesehenen Leistungsvorrichtung und einer positiven Elektrode einer Gleichstrom-Stromversorgung zur Gatesteuerung vorgesehen ist, um einen vom Fließen eines Überstroms verursachten Anstieg der Gatespannung der Leistungsvorrichtung zu begrenzen, und einen durch den Überstrom verursachten Strom auf der Eingangsseite zu isolieren, um in der Lage zu sein, ein Ausgangssignal abgeben zu können, und die dazu dient, den Überstrom abzustellen oder zu begrenzen, der durch die Leistungsvorrichtung fließt, indem das Ausgangssignal aus dem Optokoppler als Erfassungssignal für den Überstrom verwendet wird. Zusätzlich umfasst der Optokoppler eine eingangsseitige LED und einen ausgangsseitigen Phototransistor (siehe z. B. JP 2674355 A, S. 3, Fig. 1 (Patentschrift 2)).

Bei der herkömmlichen Vorrichtung mit solch einem Aufbau geht die LED, wenn die Gatespannung während des Fließens eines Überstroms erhöht ist, in einen leitenden Zustand über, und der Phototransistor gibt an eine Steuerschaltung ein Signal des Stroms, der dem Leitungsstrom durch die LED entspricht, als ein Erfassungssignal für einen Überstrom ab. Dann gibt die Steuerschaltung ein Steuersignal ab, um die Leitfähigkeit der Leistungshalbleitervorrichtung auf Basis des darin eingegebenen Erfassungssignals zu unterbrechen oder zu begrenzen. Zusätzlich dient die LED auch noch dazu, einen Anstieg bei der Gatespannung Vge zu blockieren, um einen Spitzenstrom eines Überstroms zu unterdrücken.

In dem Überstromerfassungssystem, das den Anstieg der Gate- Emitterspannung ausnutzt, wie es durch die zuvor erwähnten Patentschriften 1 und 2 typisiert ist, muss die Gate-Emitterspannung in einem gewissen Maße erhöht werden, und der Stromwert, bei dem der Überstrom erfasst werden kann, erreicht oftmals einen Wert, der möglicherweise um einige Male höher ist als derjenige Nennstroms. Wenn deshalb ein AUS-Befehl von außen in dem Stadium erfolgt, in dem ein Strom mit einem Pegel fließt, der unter demjenigen des Stroms liegt, der als Überstrom erfasst werden kann, wird der Strom, der durch die Leistungshalbleitervorrichtung geschickt wird, normalerweise abgeschaltet, selbst wenn der Strom größer oder gleich dem Nennstrom der Leistungshalbleitervorrichtung ist. Als Ergebnis besteht die Möglichkeit, dass eine Stoßspannung, die beim Abschalten eines Stroms entsteht, ansteigt und die Vorrichtung dadurch zerstört wird. Insbesondere wenn die Stromanstiegsrate di/dt niedrig ist, wenn an einer von einer Leistungshalbleitervorrichtung, etc., entfernt angeordneten Stelle ein Kurzschluss auftritt, stellt sich das Problem, dass, da es dauert, bis die Gate-Emitterspannung den Erfassungspegel erreicht, die Wahrscheinlichkeit größer ist, dass während dieses Zeitraums ein AUS- Befehl von außen ergeht, wodurch die Möglichkeit zunimmt, dass die Vorrichtung zerstört wird.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Angesichts des Vorstehenden wurde die vorliegende Erfindung gemacht, um die zuvor erwähnten, mit dem Stand der Technik zusammenhängenden Probleme zu lösen, und es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Steuerschaltung für eine Leistungshalbleitervorrichtung zu erzielen, welche in der Lage ist, eine Erfassungs- und Schutzabschaltung eines Überstroms bei einem Strompegel vorzunehmen, der niedriger ist als derjenige eines Stroms, der so groß ist, dass er einen Anstieg der Gate-Emitterspannung verursacht, wie das bei dem zuvor erwähnten Beispiel aus dem Stand der Technik der Fall ist.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung, umfassend: einen Schaltkreis, der als Eingang ein Eingangssteuersignal von außen empfängt, um die Leistungshalbleitervorrichtung in einen EIN-/AUS- Zustand zu schalten; eine Abtastsignalgeneratorschaltung zur Erfassung des Eingangssteuersignals, um, wenn das Eingangssteuersignal einen AUS-Befehl erteilt, ein Abtastsignal im wesentlichen zum Zeitpunkt des Beginns einer Miller-Zeitspanne der Leistungshalbleitervorrichtung auszugeben; eine Gatespannungserfassungsschaltung, die an eine Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um eine Miller-Spannung der Leistungshalbleitervorrichtung zu der Zeit zu erfassen, zu der das Abtastsignal darin eingegeben wird, und, wenn die Miller-Spannung größer oder gleich einem vorbestimmten Schwellenwert ist, ein Überstromerfassungssignal auszugeben; und eine Gatespannungssteuerschaltung, die an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um im Ansprechen auf das Überstromerfassungssignal aus der Gatespannungserfassungsschaltung die Gatespannung der Leistungshalbleitervorrichtung derart zu steuern, dass die Leistungshalbleitervorrichtung mit einer langsameren Geschwindigkeit in den AUS-Zustand geschaltet wird, als das normalerweise der Fall wäre.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die obige und andere Aufgaben sowie Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch die Lektüre und das Verständnis der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit bezug auf die beigefügten Zeichnungen klar.

Fig. 1 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Steuerschaltung für eine Leistungshalbleitervorrichtung nach einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ist ein Diagramm zur Erläuterung einer Wellenform einer Gatespannung nach dem Herunterfahren eines IGBTs auf AUS;

Fig. 3 ist ein Diagramm, das zur Erläuterung einer Wellenform einer Kollektorspannung nach dem Herunterfahren eines IGBTs auf AUS dient;

Fig. 4 ist ein Diagramm, das zur Erläuterung einer Wellenform einer Kollektorspannung nach dem Herunterfahren eines IGBTs auf AUS dient;

Fig. 5 ist ein Diagramm, das zur Erläuterung von Wellenformen eines Eingangssteuersignals und einer Gatespannung in einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dient;

Fig. 6 ist ein Diagramm, das zur Erläuterung von Abtastwellenformen in der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dient;

Fig. 7 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Abtastsignalgeneratorschaltung nach einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 8 ist ein Diagramm, das der Erläuterung einer Abtastwellenform in der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dient;

Fig. 9 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Abtastsignalgeneratorschaltung nach einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 10 ist ein Diagramm, das der Erläuterung einer Abtastwellenform in der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dient;

Fig. 11 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Abtastsignalgeneratorschaltung nach einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 12 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Abtastsignalgeneratorschaltung nach einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 13 ist ein Diagramm, das der Erläuterung einer Abtastwellenform in der sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dient;

Fig. 14 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Abtastsignalgeneratorschaltung nach einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 15 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Abtastsignalgeneratorschaltung nach einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 16 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Abtastsignalgeneratorschaltung nach einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 17 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Abtastsignalgeneratorschaltung nach einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 18 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Abtastsignalgeneratorschaltung für eine Leistungshalbleitervorrichtung nach einer elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 19 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Zeitgebererfassungsschaltung nach der elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 20 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Gatespannungserfassungsschaltung nach einer zwölften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 21 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Gatespannungserfassungsschaltung nach einer dreizehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 22 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Gatespannungserfassungsschaltung nach einer vierzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 23 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Gatespannungserfassungsschaltung nach einer fünfzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 24 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Gatespannungserfassungsschaltung nach einer sechzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 25 ist ein Schaltbild eines Aufbaus eines vereinfachten Schaltungsaufbaus zum Herunterfahren eines IGBTs auf AUS;

Fig. 26 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Gatespannungserfassungsschaltung nach einer siebzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 27 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Gatespannungserfassungsschaltung nach einer achtzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 28 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Gatespannungssteuerschaltung nach einer neunzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 29 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Gatespannungssteuerschaltung nach einer zwanzigsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 30 ist ein Diagramm, das der Erläuterung einer Wellenform eines Eingangssteuersignals, einer Wellenform einer Kollektor- Emitterspannung, einer Wellenform eines Kollektorstroms und einer Wellenform einer Gatespannung beim Herunterfahren eines IGBTs in den AUS-Zustand in dem Fall, in dem keine Steuerung stattfindet, dient;

Fig. 31 ist ein Diagramm, das der Erläuterung einer Wellenform eines Eingangssteuersignals, einer Wellenform eines Abtastsignals, einer Wellenform einer Kollektor-Emitterspannung, einer Wellenform eines Kollektorstroms und einer Wellenform einer Gatespannung beim Herunterfahren eines IGBTs in den AUS-Zustand in dem Fall, in dem eine Steuerung stattfindet, dient; und

Fig. 32 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Steuerschaltung für eine Leistungshalbleitervorrichtung nach einer einundzwanzigsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nachstehend ausführlich mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.

Erste Ausführungsform

Die vorliegende Erfindung ist so aufgebaut, dass eine Wellenform einer Gatespannung beim und nach dem Abschalten eines Stroms basierend auf einem Wert eines Stroms eingestellt wird, der durch eine Leistungshalbleitervorrichtung geschickt wird, um das Entstehen einer Überspannung zu unterdrücken. Um auf diese Weise den Wert des Stroms zu schätzen, der durch die Leistungshalbleitervorrichtung geschickt wird, wird eine Gatespannung (Miller-Spannung) der Leistungshalbleitervorrichtung beim und nach dem Herunterfahren der Leistungshalbleitervorrichtung in den AUS-Zustand erfasst. Darüber hinaus wird mit dem Aufbau der vorliegenden Erfindung die Erfassungszeitvorgabe durch eine Abtastsignalgeneratorschaltung eingestellt, die ein Eingangssteuersignal verwendet.

Fig. 1 ist ein Schaltbild eines Aufbaus einer Steuerschaltung für eine Leistungshalbeitervorrichtung nach einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In Fig. 1 bezeichnet die Bezugszahl 100 eine Hauptinverterschaltung zum Schalten einer Leistungshalbleitervorrichtung in den EIN-/AUS-Zustand; Bezugszahl 7 eine Abtastsignalgeneratorschaltung zum Zurückgreifen auf ein Signal aus einem Eingangssteuersignal, um ein Abtastsignal nur dann zu erzeugen, wenn die Leistungshalbleitervorrichtung in den AUS-Zustand heruntergefahren wird; Bezugszahl 8 eine Gatespannungssteuerschaltung, die an eine Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um eine Gatespannung basierend auf dem Erfassungsergebnis zu steuern, das von einer Gatespannungserfassungsschaltung erfasst wird, wie später noch beschrieben wird; Bezugszahl 9 die Gatespannungserfassungsschaltung, die an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um eine Gatespannung zu dem Zeitpunkt zu erfassen, an dem als Eingang das Abtastsignal empfangen wird; und Bezugszahl 10 die Leistungshalbleitervorrichtung, die ein Gegenstand ist, der von der Steuerschaltung der vorliegenden Erfindung angesteuert wird. Als Nächstes wird in dieser Ausführungsform die Leistungshalbleitervorrichtung beschrieben, indem ein IGBT als Beispiel herangezogen wird (im Folgenden als "IGBT 10" bezeichnet). Zusätzlich bezeichnet die Bezugszahl 1 eine Stromversorgung, 2 die Masse, 3 einen P-Kanal- MOSFET, 4 bzw. 5 Widerstände, und 6 einen N-Kanal-MOSFET. Diese Bauelemente 1 bis 6 sind im Hauptinverter 100 vorgesehen. Es wäre festzuhalten, dass, obwohl in dieser Ausführungsform die Beschreibung im Hinblick auf ein Beispiel erfolgt, bei dem der Hauptinverter 100 aus der Stromversorgung 1, der Masse 2, dem P-Kanal-MOSFET 3, den Widerständen 4 und 5 und dem N-Kanal-MOSFET 6 besteht, wie in Fig. 1 gezeigt ist, die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt sein soll. Das heißt, dass jeder andere Aufbau verfügbar sein kann, solange nur der Hauptinverter 100 darin die Funktion als Inverter hat. Wenn die Logik verändert wird, kann auch der Aufbau für einen Puffer zur Verfügung stehen.

Nachstehend soll die Funktionsweise beschrieben werden. Zunächst greift zum Zeitpunkt, an dem das Eingangssteuersignal in den Hauptinverter 100 eingegeben wird, die Abtastsignalgeneratorschaltung 7 auf das Signal aus dem Eingangssteuersignal zurück, um im Falle eines Herunterfahrens in den AUS-Zustand, das Abtastsignal nach dem Ablauf einer vorbestimmten Zeitspanne zu erzeugen (um nahe an den Beginn einer Miller-Zeitspanne heranzukommen). Andererseits erzeugt die Abtastsignalgeneratorschaltung 7 im Falle eines Hochfahrens in den EIN- Zustand kein Signal. Somit kann die Steuerschaltung nur im Falle eines Herunterfahrens in den AUS-Zustand betrieben werden. Als Nächstes erfasst zu dem Zeitpunkt, an dem das Abtastsignal in die Gatespannungserfassungsschaltung 9 eingegeben wird, die Gatespannungserfassungsschaltung 9 die Gatespannung (d. h., die Miller- Spannung) zu diesem Zeitpunkt. Wenn die Gatespannungserfassungsschaltung 9 erfasst, dass ein Überstrom durch den IGBT 10 geschickt wird, wird ein vorbestimmtes Überstromerfassungssignal an die Gatespannungssteuerschaltung 8 ausgegeben, wodurch eine Rückkopplung zu dieser bereitgestellt wird. Dies findet dadurch statt, dass nur, wenn ein Überstrom zum Fließen gebracht wird, die Gatespannung so geregelt wird, dass der IGBT 10 langsam abgeschaltet wird. Da zusätzlich die Steuerschaltung so ausgelegt ist, dass die Abtastsignalgeneratorschaltung 7 das Abtastsignal zu dem Augenblick nahe dem Beginn der Miller-Zeitspanne erzeugt, wird der IGBT 10 durch die Wirkung sowohl der Gatespannungserfassungsschaltung 9 als auch der Gatespannungssteuerschaltung 8 normalerweise schnell in den AUS- Zustand heruntergefahren. Somit ist der Abschaltverlust geringer und die Gatespannung wird derart gesteuert, dass während des Fließens eines Überstroms der IGBT 10 langsam abgeschaltet werden kann. Dies macht es möglich, eine Stoßspannung zu verringern, die beim Herunterfahren des IGBTs 10 in den AUS-Zustand erzeugt wird.

In den Fig. 2, 3 und 4 sind eine Gate-, eine Kollektorspannungs- bzw. eine Kollektorstromwellenform beim und nach dem Herunterfahren des IGBTs 10 in den AUS-Zustand gezeigt.

Nachstehend soll die Funktionsweise beim und nach dem Herunterfahren des IGBTs 10 in den AUS-Zustand ausführlicher mit Bezug auf die Fig. 2 bis 4 erläutert werden. Zuerst wird ein Signal mit einem HOCH-Pegel in den Eingangsanschluss der Hauptinverters 100 bei einem Zeitpunkt T1 eingegeben, um den IGBT 10 in den AUS-Zustand herunterzufahren. Da somit der Schalter 3 in den AUS-Zustand und der Schalter 6 in den EIN-Zustand gebracht wird, werden die elektrischen Ladungen, die sich im Kondensator zwischen dem Gate und dem Emitter des IGBTs 10 angesammelt haben, über den Widerstand 5 und den Schalter 6 auf Masse gelegt. Der Entladestrom zu diesem Zeitpunkt hängt vom Widerstandswert des Widerstands 5 ab, da der Widerstand des Schalters 6 im EIN-Zustand niedrig genug ist. Dann beginnt die Gatespannung, wie in Fig. 2 gezeigt, abzunehmen.

Zu einem Zeitpunkt T2 beginnt ein Verschiebungsstrom, der durch den zwischen dem Gate und dem Kollektor des IGBTs 10 vorhandenen Regelkondensator fließt, vom Gate des IGBTs 10 zu fließen. Da somit die Entladung aus dem Kondensator zwischen dem Gate und Emitter, wie in Fig. 2 gezeigt, sichtbar aufhört, wird die Gatespannung herabgesetzt, um bei einer beinahe konstanten Spannung V_M festgemacht zu werden.

Beim Näherkommen eines Zeitpunkts T3 beginnt, wie in Fig. 3 gezeigt, die Kollektorspannung des IGBTs 10 anzusteigen.

Wenn der Zeitpunkt T3 durchlaufen ist, beginnt die Gatespannung, da die elektrischen Ladungen, die sich im Kondensator zwischen dem Gate und dem Emitter des IGBTs 10 angesammelt haben, wieder entsprechend dem vom Widerstandswert des Widerstands 5 abhängigen Entladungsstrom abgegeben werden, wie in Fig. 2 gezeigt, abzunehmen. In dieser Zeitspanne wird der Kollektorstrom, wie in Fig. 4 gezeigt, abrupt abgeschaltet.

Nun ist unweigerlich eine parasitäre Induktivität Ls in der Verdrahtung einer Hauptschaltung wie einem Inverter mit dem IGBT 10 vorhanden. Somit wird aufgrund des abrupten Abschaltens des Kollektorstroms eine Stoßspannung (Vcp - Vc = Ls × dIc/dt) am Kollektoranschluss des IGBTs 10 erzeugt. Somit wird die Kollektorspannung, wie in Fig. 3 gezeigt, wenn sie einen Spitzenwert Vcp erreicht hat, auf einen gleichbleibenden Wert Vc gesenkt.

Danach geht die Gatespannung, da die Entladung der elektrischen Ladungen, die sich im Kondensator zwischen dem Gate und dem Emitter des IGBTs 10 angesammelt haben, zum Zeitpunkt T4 abgeschlossen ist, auf 0 V über.

Wenn die Abschaltung ausgelöst wird, wenn ein Überstrom durch den IGBT 10 geschickt wird, wird somit eine Stoßspannung mit einer Höhe erzeugt, die größer ist als diejenige im normalen Fall, die die Stehspannung des IGBTs 10 überschreitet und diesen zerstört.

Bei der vorliegenden Erfindung richten die vorliegenden Erfinder und damit verbundene Personen besonderes Augenmerk auf eine Zeitspanne vom Zeitpunkt T2 bis zum Zeitpunkt T3 (die im Folgenden der einfacheren Erklärung halber "Miller-Zeitspanne" genannt wird) und eine Gatespannung während dieser Zeitspanne (die im Folgenden der einfacheren Erklärung halber "Miller-Spannung V_M" genannt wird). Tatsache ist, dass wann immer der IGBT 10 in den AUS-Zustand versetzt wird, die Miller-Zeitspanne (während der die Gatespannung bei einer Spannung V_M konstant wird) unweigerlich vorhanden ist und der Kollektorstrom am Ende dieser Zeitspanne abzunehmen beginnt, und Tatsache ist auch, dass die Miller-Spannung in Abhängigkeit von der Höhe des Kollektorstroms des IGBTs 10 zunimmt.

Wenn dann die Miller-Spannung erfasst wird, und der in Frage kommende Strom als Überstrom beurteilt wird, wenn dessen Höhe größer als ein vorbestimmter Wert ist, und auch die Gatespannung so gesteuert wird, um den Überstrom langsam abschalten zu können, dann ist es möglich, die Stoßspannung zu verringern, die beim Herunterfahren des IGBTS 10 in den AUS-Zustand erzeugt wird. In diesem Verfahren kann das Herunterfahren in den AUS-Zustand normalerweise schnell erfolgen und von daher auch der Verlust verringert werden. Da überdies die Zeitspanne bis zur Miller-Zeitspanne ähnlich dem normalen Zustand während des Fließens des Überstroms kurz ist, tritt kaum eine Verzögerung bei der Steuerung auf. Da außerdem der Überstrom in und nach der Miller-Zeitspanne langsam abgeschaltet wird, wird auch das Auftreten der Stoßspannung unterdrückt, und im Ergebnis ist es möglich, den IGBT 10 zu schützen. Zusätzlich wird nach der vorliegenden Erfindung die Miller-Spannung während des AUS-Zustands, die vom Kollektorstrom abhängt, erfasst und dann auf der Basis des erfassten Werts beurteilt, ob der in Frage kommende Strom ein Überstrom ist oder nicht. Das heißt, da der Überstromerfassungspegel auf der Basis des Werts der Miller-Spannung eingestellt werden kann, kann der Strom, dessen Höhe kleiner ist als im Falle des herkömmlichen Verfahrens zur Erfassung des Anstiegs der Gatespannung, als Überstrom erfasst werden.

In der vorliegenden Erfindung ist, wie in Fig. 1 gezeigt, die Abtastsignalgeneratorschaltung 7 vorgesehen, so dass die Steuerschaltung nur im AUS-Zustand betrieben werden kann, indem auf das Signal aus dem Eingangssteuersignal zurückgegriffen wird.

Darüber hinaus hat die Abtastsignalgeneratorschaltung 7 die Funktion, die Abtastzeit nahe am Beginn der Miller-Zeitspanne einzustellen. Die Gatespannungserfassungsschaltung 9 kann im Ansprechen auf das erzeugte Abtastsignal die Miller-Spannung zu dieser Zeit erfassen.

Nur wenn die Gatespannungserfassungsschaltung 9 erfasst, dass ein Überstrom durch den IGBT 10 geschickt wird, wird die Rückkopplung zur Gatespannungsteuerschaltung 8 ausgelöst. Somit wird die Gatespannung nur während des Fließens des Überstroms so gesteuert, dass der IGBT 10 langsam abgeschaltet wird. Im Ergebnis ist es möglich, eine Stoßspannung, die beim Herunterfahren des IGBTs 10 in den AUS- Zustand erzeugt wird, auf einen geringen Pegel zu drücken, und es ist auch möglich, die Zerstörung des IGBTs 10 aufgrund des Auftretens der Stoßspannung zu verhindern.

Wie vorstehend beschrieben, wird die Gatespannungserfassungsschaltung 9 nach dieser Ausführungsform nur im AUS-Zustand betrieben, da die Abtastsignalgeneratorschaltung 7, die Gatespannungserfassungsschaltung 9 und die Gatespannungssteuerschaltung 8 vorgesehen sind.

Da der IGBT 10 überdies im Normalzustand schnell in den AUS-Zustand versetzt wird, ist der Abschaltverlust geringer. Da es die Einstellung des Erfassungspegels der Miller-Spannung darüber hinaus ermöglicht, den Überstromerfassungspegel zu verändern, wird der Überstrom selbst dann erfasst, wenn der Strom kein herkömmlicher großer Strom, sondern ein kleiner Strom ist, so dass der Überstromschutz zur Unterdrückung des Entstehens einer Stoßspannung stattfinden kann.

Zweite Ausführungsform

Als ein Beispiel für einen Aufbau einer Abtastsignalgeneratorschaltung 7 der zuvor erwähnten ersten Ausführungsform gibt es ein Verfahren, eine ASIC (anwendungsspezifische integrierte Schaltung) einzusetzen. In diesem Fall kann eine beliebige Wellenform erzeugt werden. Wenn beispielsweise ein Eingangssteuersignal 90, das in Fig. 5 durch eine durchgehende Linie angegeben ist, in die Steuerschaltung eingegeben wird, weist eine Gatespannung 91 eine wie durch die unterbrochene Linie in Fig. 5 angegebene Wellenform auf. Da die zuvor erwähnte Schaltung der vorliegenden Erfindung nur im AUS-Zustand betrieben werden darf, kann die ASIC eine Ausgangsspannung mit einer wie in Fig. 6 gezeigten Wellenform abgeben.

Auch in dieser Ausführungsform können dieselben Wirkungen erzielt werden wie bei der zuvor erwähnten ersten Ausführungsform.

Dritte Ausführungsform

Fig. 7 zeigt ein Beispiel einer Abtastsignalgeneratorschaltung 7, die sich von der zuvor erwähnten zweiten Ausführungsform unterscheidet. In Fig. 7 bezeichnet die Bezugszahl 11 einen Widerstand, 12 einen Kondensator, 13 einen Puffer und 14 einen Knoten. Wie in Fig. 7 gezeigt, ist der Widerstand 11 auf der Eingangsseite eines Eingangssteuersignals vorgesehen, und der Puffer 13 ist auf der Seite der Gatespannungserfassungsschaltung 9 vorgesehen. Der Widerstand 11 und der Puffer 13 sind miteinander verbunden, und der Kondensator 12 ist zwischen dem Knoten 14, der zwischen dem Widerstand 11 und dem Puffer 13 vorgesehen ist, und Masse angeschlossen. Da der Widerstand 11 und der Kondensator 12 ein Tiefpassfilter darstellen, wird, wenn das wie in Fig. 5 gezeigte Eingangssteuersignal eingegeben wird, die Wellenform einer Spannung 93 (als gepunktete Linie angegeben) am Knoten 14 flach, wie in Fig. 8 gezeigt ist (d. h., die Wellenform, bei der die Änderung an einem Änderungspunkt sanft ist). Hier ist die Schwellenspannung des Puffers 13 mit V_DD/2 ausgelegt, da eine Hälfte des Eingangs und der Spannung, die am Knoten 14 entsteht, in den Puffer eingegeben wird, wodurch eine wie in Fig. 8 gezeigte Rechteckwelle 92 erhalten wird. Diese Rechteckwelle 92 bildet ein Signal, das um eine feste Zeitspanne im Hinblick auf das in Fig. 5 gezeigte Eingangssteuersignal 90 verzögert ist, und diese Verzögerungszeit kann eingestellt werden, indem entweder der Widerstandswert des Widerstands 11 oder der Kapazitätswert des Kondensators 12 verändert wird. Darüber hinaus weist dieses Verfahren den überlegenen Vorteil auf, dass seine Kosten niedriger sind als dies bei Verwendung einer ASIC der Fall wäre. Es sollte festgehalten werden, dass, da die Verzögerungszeit beliebig eingestellt werden kann, die Schwellenspannung des Puffers 13 nicht unbedingt V_DD/2 betragen muss.

Da wie vorstehend beschrieben nach dieser Ausführungsform die in Fig. 1 gezeigte Abtastsignalgeneratorschaltung 7 aus der Verzögerungsschaltung mit dem Widerstand 11, dem Kondensator 12 und dem Puffer 13 besteht, ist es möglich, deren Kosten zu reduzieren. Zusätzlich ermöglicht es die Veränderung entweder des Widerstandswerts des Widerstands 11 oder des Kapazitätswerts des Kondensators 12, die Verzögerungszeit beliebig einzustellen.

Vierte Ausführungsform

Im Falle der zuvor erwähnten dritten Ausführungsform wird die Verzögerungszeit, wenn der Pegel von HOCH zu TIEF übergeht, gleich der Verzögerungszeit, wenn der Pegel von TIEF zu HOCH übergeht. Wenn somit der Augenblick, in dem die Miller-Zeitspanne im EIN-Zustand beginnt, ausreichend früher ist als der Augenblick, in dem die Miller- Zeitspanne im AUS-Zustand beginnt, tritt das Problem auf, dass, wenn die Schaltung nach der zuvor erwähnten dritten Ausführungsform verwendet wird, die Abtastung sogar im EIN-Zustand erfolgt.

Fig. 9 zeigt eine Abtastsignalgeneratorschaltung 7 nach einer vierten Ausführungsform. In Fig. 9 ist zusätzlich zu den Bauelementen der Schaltung der in der in Fig. 7 gezeigten dritten Ausführungsform noch eine Diode 15 in einer in Fig. 9 gezeigten Richtung angeschlossen. Das heißt, die Diode 15 ist so angeschlossen, dass sie zum Widerstand 11 parallel ist und dass sie die Richtung des Eingangssteuersignals zur Vorwärtsrichtung macht. Da der Strom durch die Diode 15 nur in der Vorwärtsrichtung nur dann fließen gelassen wird, wenn die elektrischen Ladungen aus dem Kondensator 12 abgegeben wurden, d. h. wenn der Pegel des Eingangssteuersignals von HOCH zu TIEF übergeht, fließt der Entladungsstrom durch die Diode 15. Da in dieser Ausführungsform die elektrischen Ladungen im Gegensatz zur dritten Ausführungsform, bei der die elektrischen Ladungen über den Widerstand 11 abgegeben werden, sehr schnell abgeführt werden können, gibt es bei der Entladung kaum eine Verzögerungszeit. Somit wird, wie in Fig. 10 gezeigt, ein Abtastsignal erhalten, das nur dann verzögert wird, wenn der Pegel von TIEF nach HOCH übergeht und synchron zum Eingangssignal ist, wenn der Pegel von HOCH nach TIEF übergeht.

Wenn diese Schaltung verwendet wird, findet, da beim Herunterfahren des IGBTs 10 in den AUS-Zustand das Abtastsignal mit einer festen Verzögerungsdauer erzeugt wird, wohingegen beim Hochfahren des IGBTs 10 in den EIN-Zustand die Schaltung synchron mit dem Eingangssteuersignal in den AUS-Zustand versetzt wird, keine Abtastung statt. Dies führt dazu, dass im Vergleich zur ersten Ausführungsform ein genaueres Abtastsignal erhalten werden kann.

Da nach dieser Ausführungsform wie in der dritten Ausführungsform die zuvor erwähnte Abtastsignalgeneratorschaltung 7 aus der Verzögerungsschaltung mit dem Widerstand 11, dem Kondenstor 12 und dem Puffer 13 besteht, ist es möglich, deren Kosten zu senken. Darüber hinaus ermöglicht es eine Änderung entweder des Widerstandswerts des Widerstands 11 oder des Kapazitätswerts des Kondensators 12, die Verzögerungszeit beliebig einzustellen.

Da darüber hinaus in dieser Ausführungsform die Abtastsignalgeneratorschaltung 7 auch noch die Diode 15 umfasst, die so angeschlossen ist, dass sie parallel zum zuvor erwähnten Widerstand 11 ist und auch die Richtung des Eingangssteuersignals zu einer Vorwärtsrichtung macht, kann die Abtastsignalgeneratorschaltung 7 synchron mit dem Eingangssteuersignal arbeiten, wenn der Pegel des Eingangssteuersignals von HOCH zu TIEF übergeht. Folglich ist es möglich, die Abtastsignalgeneratorschaltung sicher am Betrieb zu hindern, wenn die Leistungshalbleitervorrichtung in den EIN-Zustand versetzt wird.

Fünfte Ausführungsform

Fig. 11 zeigt ein Beispiel der Abtastsignalgeneratorschaltung 7 als fünfte Ausführungsform. In dieser Ausführungsform ist anstelle des Puffers 13 der dritten und vierten Ausführungsform ein Komparator 16 und eine Referenzschaltung mit Widerständen 17 und 18 vorgesehen. In Fig. 11 bezeichnet die Bezugszahl 16 den Komparator, und 17 und 18 jeweils die Widerstände, die in der Vorstufe des Komparators 16 zur Aufteilung der Spannung der Stromversorgung 1 vorgesehen sind, und die Bezugszahl 20 bezeichnet einen Widerstand, der in der Nachstufe des Komparators 16 und zwischen dem Komparator 16 und der Stromversorgung 1 vorgesehen ist. Da andere Bauelemente vom Aufbau her dieselben sind wie diejenigen der zuvor erwähnten Ausführungsformen, unterbleibt deren Beschreibung hier der Einfachheit halber. Wenn der Pegel des Eingangssteuersignals beim Herunterfahren des IGBTs 10 in den AUS-Zustand von TIEF zu HOCH schaltet, wird der Kondensator 12 geladen. Zu der Zeit, zu der die Spannung am Knoten 14, die in den Komparator 16 eingegeben wird, höher wird als diejenige an einem Knoten 19, die dadurch erhalten wird, dass die Spannung der Stromversorgung 1 der Referenzschaltung mit den Widerständen 17 und 18 geteilt wird, gibt der Komparator 16 ein Abtastsignal aus. Die Verzögerungszeit des Ausgangs des Abtastsignals kann eingestellt werden, indem entweder der Widerstandswert des Widerstands 11 oder der Kapazitätswert des Kondensators 12 verändert wird, oder kann dadurch eingestellt werden, dass die Widerstandswerte der Widerstände 17 und 18 der Referenzschaltung verändert werden, um die Spannung der Referenzschaltung einzustellen.

Wird wie in der dritten Ausführungsform der Puffer verwendet, besteht die Möglichkeit, dass die Verzögerungszeit des Ausgangs des Abtastsignals aufgrund der Änderung des Schwellenwerts des Puffers variieren kann. Wird jedoch der Komparator wie in dieser Ausführungsform verwendet, ist es möglich, die Änderung des Ausgangs des Abtastsignals zu reduzieren, und es ist auch möglich, die Steuerschaltung davor zu bewahren, eine Funktionsstörung zu durchlaufen.

Wie zuvor beschrieben, ist es nach dieser Ausführungsform möglich, da die Abtastsignalgeneratorschaltung 7 aus der Referenzschaltung mit den Widerständen 17 und 18 zum Ausgeben einer Referenzspannung, die zuvor eingestellt wird, der Verzögerungsschaltung mit dem Widerstand 11 und dem Kondensator 12, und dem Komparator 16 (Spannungskomparator) zum Erfassen, ob der Pegel der Ausgangsspannung der Verzögerungsschaltung höher oder niedriger als derjenige der Referenzspannung ist, besteht, möglich, die Änderung der Verzögerungszeit des Ausgangs des Abtastsignals zu reduzieren, und es ist auch möglich, die Steuerschaltung davor zu bewahren, eine Funktionsstörung zu durchlaufen.

Sechste Ausführungsform

Fig. 12 zeigt ein Beispiel der Abtastsignalgeneratorschaltung 7 als sechste Ausführungsform. Zusätzlich zu einer ersten Schaltung mit dem Widerstand 11, dem Kondensator 12 und der Diode 15 umfasst die Abtastsignalgeneratorschaltung 7 einen Inverter 21 zum Umkehren des Eingangssteuersignals, wobei eine zweite Schaltung einen Widerstand 22 und einen Kondensator 23 und ein UND-Glied 24 aufweist. Die erste und die zweite Schaltung sind zueinander parallel geschaltet und ihre Ausgangssignale werden in das UND-Glied 24 eingegeben. Überdies ist der Aufbau der ersten Schaltung gleich demjenigen, bei dem der Puffer 13 der zuvor erwähnten vierten Ausführungsform weggelassen wurde. Im Hinblick auf den Aufbau der zweiten Schaltung ist der Widerstand 22 mit dem Inverter 21 in Reihe geschaltet, und der Kondensator 23 ist zwischen einem Knoten 25, der zwischen dem Widerstand 22 und einem Eingangsanschluss des UND-Glieds 24 vorgesehen ist, und Masse angeschlossen.

Die Funktionsweise beim und nach dem Herunterfahren des IGBTs 10 in den AUS-Zustand wird nachstehend mit Bezug auf Fig. 13 beschrieben. Wenn der Pegel des Eingangssteuersignals im AUS-Zustand von TIEF zu HOCH schaltet, steigt die Spannung am Knoten 14 schrittweise an, um eine Schwellenspannung des UND-Glieds 24 zu erreichen. Andererseits nimmt die Spannung am Knoten 25 aufgrund des Vorsehens des Inverters 21 schrittweise ab, um niedriger als die Schwellenspannung des UND-Glieds 24 zu werden. Wird eine Zeitspanne, die erforderlich ist, dass die Spannung am Knoten 25 auf einen Pegel sinkt, der niedriger ist als die Schwellenspannung des UND-Glieds 24, im Hinblick auf eine Zeitspanne verzögert, die erforderlich ist, dass die Spannung am Knoten 14 die Schwellenspannung des UND-Glieds 16 erreicht, dann wird das Abtastsignal vom UND-Glied 24 nur in der Zeitspanne ausgegeben, die dazwischen definiert ist.

Indem wie zuvor beschrieben in dieser Ausführungsform ein solcher Schaltungsaufbau angenommen wird, ist es möglich, über eine Zeit zur Ausgabe des Abtastsignals zu entscheiden. Wird die Zeitspanne zur Ausgabe des Abtastsignals kürzer eingestellt als die Miller-Zeitspanne, dann ist es möglich, die Steuerschaltung aufgrund des Rauschens, das während der Abnahme des Stroms nach dem Verstreichen der Miller- Zeitspanne erzeugt wird, vor dem Durchlaufen einer Funktionsstörung zu bewahren. Darüber hinaus gibt es den Fall, dass die Gatespannungserfassungsschaltung nahe dem Ende der Miller-Zeitspanne arbeitet und der Betrieb der Gatespannungssteuerschaltung 8 verzögert ist. Somit ist es, obwohl in Fig. 1 nicht dargestellt, in dem Fall, in dem das Erfassungssignal beim Erfassen eines Überstroms trotz des tatsächlichen normalen Abschaltens an eine externe Schaltung ausgegeben wird, möglich, zu verhindern, dass das Erfassungssignal ausgegeben wird.

Da überdies nach dieser Ausführungsform die zuvor erwähnte Abtastsignalgeneratorschaltung 7 aus der Verzögerungsschaltung mit dem Widerstand 11 und dem Kondensator 12 und der Schaltung mit dem Inverter 21 und dem Widerstand 22 besteht, ist es möglich, deren Kosten zu senken. Auch indem entweder der Widerstandswert des Widerstands 11 oder der Kapazitätswert des Kondensators 12 verändert wird, wird es möglich, die Verzögerungszeit beliebig einzustellen.

Siebte Ausführungsform

Obwohl in der vorstehend erwähnten sechsten Ausführungsform die Ausgangssignale direkt über die Knoten 14 bzw. 25 in das UND-Glied 24 eingegeben werden, kann auch ein solcher Aufbau übernommen werden, dass Komparatoren (siehe Fig. 11) wie in der fünften Ausführungsform verwendet und ihre Ausgangssignale in das UND-Glied 24 eingegeben werden. Fig. 14 zeigt einen Aufbau, bei dem Komparatoren verwendet und ihre Ausgangssignale in das UND-Glied 24 eingegeben werden. Der in Fig. 14 gezeigte Aufbau ist dergestalt, dass zwei in Fig. 11 gezeigte Schaltungen, aus denen die Dioden entfernt wurden, parallel zueinander vorgesehen sind und ihre Ausgangssignale in das UND-Glied 24 eingegeben werden. Festzuhalten wäre, dass, obwohl wie in Fig. 12 gezeigt, ein umgekehrtes Eingangssignal, das durch den Inverter 21 erhalten wird, in einen Eingangsanschluss des UND-Glieds 24 eingegeben werden kann, die Anschlüsse, durch die die Signale in den Komparator eingegeben werden, auch durch diejenigen der Referenzseite ersetzt werden können.

So ist es in dem Fall, in dem die Komparatoren verwendet werden möglich, die Veränderung des ausgegebenen Abtastsignals aufgrund der Veränderung des Schwellenwerts des UND-Glieds 24 zu reduzieren.

Wie zuvor beschrieben umfasst nach dieser Ausführungsform die zuvor erwähnte Abtastsignalgeneratorschaltung 7 eine erste Schaltung mit der Referenzschaltung mit Widerständen 17 und 18 zur Ausgabe einer vorbestimmten Referenzspannung, die zuvor eingestellt wird, die Verzögerungsschaltung mit dem Widerstand 11 und dem Kondensator 12, und den Komparator 16 zum Erfassen, ob die Ausgangsspannung der Verzögerungsschaltung höher oder niedriger als die Referenzspannung ist, eine zweite Schaltung mit der Referenzschaltung mit Widerständen 27 und 28 zum Ausgeben einer vorbestimmten Referenzspannung, die zuvor eingestellt wird, die Verzögerungsschaltung mit dem Widerstand 22 und dem Kondensator 23, und den Komparator 26 zum Erfassen, ob die Ausgangsspannung der Verzögerungsschaltung höher oder niedriger ist als die Referenzspannung, und das UND-Glied 24, um als dessen Eingang die Ausgangssignale aus der ersten und zweiten Schaltung zu empfangen. Im Ergebnis ist es möglich, die Veränderung der Verzögerungszeit beim Ausgang des Abtastsignals zu reduzieren, und es ist auch möglich, die Steuerschaltung davor zu bewahren, eine Funktionsstörung zu durchlaufen.

Achte Ausführungsform

Obwohl in der siebten Ausführungsform die Komparatoren eingesetzt werden, um deren Ausgangssignal in die Eingangsanschlüsse des UND-Glieds einzugeben, kann alternativ, wie in Fig. 15 gezeigt, solch ein Aufbau übernommen werden, dass nur der Beginnpunkt der Überwachungszeitspanne mittels des Komparators 16 eingestellt wird, und deren Endpunkt mittels einer Verzögerungsschaltung mit einem Widerstand 32 und einem Kondensator 33 eingestellt wird, in welche das Ausgangssignal des Komparators 16 eingegeben wird. In Fig. 15 bezeichnet die Bezugszahl 31 einen Inverter, 32 einen Widerstand und 33einen Kondensator. Da andere Bestandteile dieselben wie beim Aufbau von Fig. 11 sind, unterbleibt deren Beschreibung der Einfachheit halber. Wie in Fig. 15 gezeigt ist, ist der Aufbau des Vorstufenabschnitts derselbe wie derjenige, bei dem die Diode in der in Fig. 11 gezeigten Schaltung weggelassen wurde, und das Signal, das erhalten wird, indem das Ausgangssignal des Vorstufenabschnitts durch den Inverter 31 umgekehrt wird, wird in einen Eingangsanschluss eines UND-Glieds 24 eingegeben. Das Signal, das erhalten wird, indem das Ausgangssignal des Komparators 16 durch eine Verzögerungsschaltung mit dem Widerstand 32 und dem Kondensator 33 verzögert wird, wird in den anderen Eingangsanschluss des UND-Glieds 24 eingegeben.

Im Falle der in Fig. 15 gezeigten Schaltung, variiert der Endpunkt aufgrund der Veränderung im UND-Glied 24, obwohl solch eine Veränderung des Endpunkts im Vergleich mit dem Fall, in dem kein Komparator 16 verwendet wird, gering ist. Darüber hinaus wird, wenn der Beginnpunkt der Überwachungszeitspanne variiert, eine Zeitspanne überwacht, in der die Gatespannung auf einem Hochpegel ist, und von daher besteht die Möglichkeit, dass die Steuerschaltung eine Funktionsstörung durchläuft. Dennoch ist, selbst wenn sich deren Endpunkt leicht verändert, die Möglichkeit geringer, dass die Steuerschaltung eine Funktionsstörung durchläuft.

Neunte Ausführungsform

Fig. 16 zeigt ein anderes Beispiel der Abtastsignalgeneratorschaltung 7 nach einer neunten Ausführungsfort. Ein Ende des in der Verzögerungsschaltung zum Einsatz kommenden Kondensators 12 und ein Ende des Widerstands 18 der in Fig. 15 gezeigten Referenzschaltung sind nicht mit Masse verbunden, sondern an eine Emitter-Stromversorgung 34 angeschlossen. Selbst wenn die Stromversorgungsspannung variiert, ist die Spannungsveränderung zwischen der Stromversorgung 1 und der Emitter-Stromversorgung 34 geringer als diejenige der Spannung der Stromversorgung 1, und von daher wird eine solche Stromversorgungsspannung in vielen Fällen konstant gehalten. Deshalb ist, wenn eines der Enden des Kondensators 12 und Widerstands 18 der Referenzschaltung an die Emitter-Stromversorgung angeschlossen ist, selbst wenn die Stromversorgungsspannung variiert, die Spannungsveränderung zwischen der Stromversorgung 1 und der Emitter-Stromversorgung 34 geringer. Somit ist es möglich, Daten des Überwachungszeitraums für eine bestimmte Zeit auszugeben. Aus diesem Grunde ist es möglich, die Steuerschaltung am Durchlaufen einer Funktionsstörung aufgrund der Veränderung im Überwachungszeitraum zu hindern, selbst wenn die Stromversorgungsspannung variiert. Es wäre festzuhalten, dass, obwohl die Schaltung so aufgebaut ist, dass sie die Emitter-Stromversorgung verwendet, auch eine Stromversorgung unter Verwendung eines Regler u. dgl. verwendet werden kann, der eine geringere Spannungsveränderung aufweist.

Zehnte Ausführungsform

Fig. 17 zeigt ein weiteres Beispiel der Abtastsignalgeneratorschaltung 7 nach einer zehnten Ausführungsform. Wenn die Stromversorgungsspannung der Steuerschaltung variiert, kann in dem in Fig. 1 gezeigten Hauptinverter die Betriebszeit der MOSFETs 3 und 6 so variieren, dass eine Zeitspanne ab einem Zeitpunkt, an dem ein AUS- Befehl des Eingangssteuersignals ergeht, bis zu einem Zeitpunkt, zu dem die Spannung abnimmt, in manchen Fällen variieren. Die vorliegende Erfindung wurde gemacht, um es mit einem solchen Fall aufzunehmen. Während, wie in Fig. 17 gezeigt, ein Ende des Kondensators 12 immer noch wie im Falle von Fig. 16 an die Emitter-Stromversorgung 34 angeschlossen ist, ist ein Ende des Widerstands 18 der Referenzschaltung für den Komparator 16 wie im Falle von Fig. 15 mit Masse verbunden. Zusätzlich ist eine Zener-Diode 35 zwischen dem Widerstand 17 der Referenzschaltung für den Komparator und der Stromversorgung 1 vorgesehen. Wenn die Stromversorgungsspannung variiert, verändert sich sowohl das Eingangssteuersignal als auch die Spannung der Emitter- Stromversorgung 34, und die Spannung am Knoten 14 als Eingangssignal zum Komparator 16 verändert sich ähnlich der Stromversorgungsspannung. Andererseits unterscheidet sich die Spannung am Knoten 19 als Eingangssignal auf der Seite der Referenzschaltung zum Komparator 16 im Änderungsbetrag von der Stromversorgungsspannung, da ein Ende des Widerstands 18 mit Masse 2 verbunden ist. Aus diesem Grunde ändert sich die Zeitvorgabe, zu der das Abtastsignal ausgegeben wird, wenn sich die Stromversorgungsspannung ändert. Eine Änderungsgröße der Zeitvorgabe kann eingestellt werden, indem das Teilungsverhältnis zwischen den Widerständen 17 und 18 der Referenzschaltung und der Wert der Zener-Diode 35 verändert wird. Wenn somit die Einstellung auf diese Weise erfolgt, dass die Zeitvorgabe, zu der das Abtastsignal ausgegeben wird, im selben Maße verändert wird wie diejenige der Änderung bei einer Zeitspanne ab der AUS-Zeit des Eingangssteuersignals bis zu einem Zeitpunkt, an dem die Gatespannung gesenkt ist, wenn sich die Stromversorgungsspannung ändert, dann ist es, selbst, wenn die Stromversorgungsspannung variiert, möglich, eine Zeitspanne ab der Abnahme der Gatespannung bis zum Ausgangs des Abtastsignals konstant zu halten.

Wenn in Fig. 17 die Werte der Zener-Diode 35 und der Widerstände 17 und 18 eingestellt werden (oder die Position der Zener-Diode 35 gegebenenfalls auf eine Position zwischen dem Widerstand 18 und Masse 2 abgeändert wird), dann kann auch eine Zeitspanne ab einem Zeitpunkt, an dem die Gatespannung zu sinken beginnt, bis zu einem Zeitpunkt, an dem sie erfasst wird, so eingestellt werden, dass sie sich im Hinblick auf die Veränderung der Stromversorgungsspannung verändert. Wenn die Stromversorgungsspannung abnimmt, sinkt, selbst, wenn der Stromwert festgelegt ist, die Gatespannung während der Miller-Zeitspanne. Aus diesem Grunde ist eine Zeitspanne, die die Gatespannung braucht, um die festgelegte Miller-Zeitspanne zu erreichen, aufgrund des Einflusses der Induktivität der Gateleitung u. dgl. verlängert. Wenn dann die Einstellung auf solch eine Weise erfolgt, dass, wenn die Stromversorgungsspannung gesenkt ist, eine Zeitspanne, die für die Erfassung benötigt wird, verzögert wird, dann ist es möglich, die Steuerschaltung davor zu bewahren, eine Funktionsstörung aufgrund dieser Einflüsse zu durchlaufen. Da, wenn die Stromversorgungsspannung gesenkt ist, zusätzlich der Unterschied zwischen der Spannung am Emitter und der Erdungsspannung reduziert ist, ist die Miller-Zeitspanne verlängert. Aus diesem Grunde ist, selbst wenn die Zeitspanne, die zur Erfassung benötigt wird, in dem Maße verzögert wird, dass die Zeitspanne in den Bereich der Miller-Zeitspanne bei der Abnahme der Stromversorgungsspannung fällt, die Erfassung nicht verzögert.

Wie zuvor beschrieben, ist es nach dieser Ausführungsform möglich, da die Abtastsignalgeneratorschaltung 7 so aufgebaut ist, dass die Zeitspanne für deren Ausgang unabhängig von der Stromversorgungsspannung für die Steuerschaltung ist, und dass das Abtastsignal innerhalb einer festgelegten Zeitspanne ab einem Zeitpunkt, an dem die Gatespannung entsprechend eines AUS-Befehls des Eingangssteuersignals zu sinken beginnt, die Steuerschaltung davor zu bewahren, eine Funktionsstörung aufgrund der Veränderung des Überwachungszeitraums zu durchlaufen.

Da die Schaltung so aufgebaut ist, dass die Zeitspanne für den Ausgang der Abtastsignalgeneratorschaltung 7 von der Stromversorgungsspannung abhängt, und die Zeitspanne für den Ausgang verzögert ist, wenn die Stromversorgungsspannung weiter abnimmt, ist es darüber hinaus möglich, die Steuerschaltung davor zu bewahren, eine Funktionsstörung zu durchlaufen, selbst wenn eine Zeitspanne verlängert ist, die die Gatespannung braucht, um die Miller-Zeitspanne während der Abnahme der Stromversorgungsspannung zu erreichen.

Elfte Ausführungsform

Obwohl in den zuvor erwähnten ersten bis zehnten Ausführungsformen die Zeitspanne zur Erfassung der Gatespannung mittels des Eingangssteuersignals eingestellt wird, kann sie auch direkt von der Gatespannung her eingestellt werden.

Fig. 18 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau der Steuerschaltung für eine Leistungshalbleitervorrichtung nach einer elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. In der elften Ausführungsform wurde die Abtastsignalgeneratorschaltung 7, die in der ersten bis zehnten Ausführungsform aufgezeigt wurde, weggelassen und an ihrer Stelle ist eine Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 neu vorgesehen. Da andere Bestandteile vom Aufbau her dieselben wie diejenigen von Fig. 1 sind, unterbleibt deren Beschreibung hier der Einfachheit halber.

Die Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 ist die Schaltung zur Ausgabe eines Signals zu der Zeit, zu der die Zeit in die Miller-Zeitspanne eingetreten ist. Somit ist es beim Eintritt in die Miller-Zeitspanne möglich, die Gatespannungserfassungsschaltung zu betreiben, und es ist auch möglich, die Verzögerungszeit ab der Eingabe des Eingangssteuersignals bis zum Herunterfahren der Steuerschaltung in den AUS-Zustand weiter zu verkürzen. Da in der elften Ausführungsform die Zeitvorgabe direkt aus der Gatespannung erzeugt werden kann, wird die Schaltung zur Erzeugung des Eingangssteuersignals darüber hinaus nicht übermäßig belastet.

Fig. 19 zeigt ein spezielles Schaltungsbeispiel der Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 nach der elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In Fig. 19 bezeichnet die Bezugszahl 11 eine Stromversorgung, 36 einen Kondensator, 37 einen Knoten, 38 einen Widerstand und 39 einen Puffer. Wie in Fig. 19 gezeigt, ist der Kondensator 36 an eine Gateleitung angeschlossen, und der Widerstand 38 ist zwischen dem Kondensator 36 und der Stromversorgung 1 angeschlossen. Der wie in der Figur gezeigte Puffer 39 ist an den Knoten 37 angeschlossen, der zwischen dem Widerstand 38 und dem Kondensator 36 so angeschlossen ist, dass ein vom Puffer 39 ausgegebenes Ausgangssignal in die Gatespannungserfassungsschaltung 9 eingegeben wird.

Der Kondensator 36 und der Widerstand 38 stellen ein Hochpassfilter dar. Nur wenn sich das Gatepotential abrupt ändert, wird am Knoten 37 ein Impuls erzeugt. In der Folge kann diese Schaltung die Miller-Zeitspanne genau erfassen, indem der Kapazitätswert des Kondensators 36 und der Widerstandswert des Widerstands 38 eingestellt wird.

Aus dem Vorstehenden ergibt sich, dass die Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 dieser Ausführungsform das Signal zu der Zeit ausgeben kann, in der die Zeit in die Miller-Zeitspanne eintritt.

Wie beschrieben, ist in dieser Ausführungsform die Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 vorgesehen, um direkt einen Zeitpunkt zu erfassen, zu dem die Zeit in die Miller-Zeitspanne aus der Gatespannung eintritt. Somit ist es beim Eintreten der Zeit in die Miller-Zeitspanne möglich, die Gatespannungserfassungsschaltung 9 zu betreiben, es ist möglich, die Verzögerungszeit aus dem Eingang des Eingangssteuersignals bis zum AUS-Zustand weiter zu verkürzen, und es ist auch möglich, die Schaltung zum Erzeugen des Eingangssteuersignal davor zu bewahren, übermäßig belastet zu werden.

Wie vorstehend beschrieben sind nach dieser Ausführungsform die Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200, die Gatespannungserfassungsschaltung 9 und die Gatespannungssteuerschaltung 8 vorgesehen. Da der Überstromerfassungspegel verändert werden kann, indem der Miller- Spannungserfassungspegel eingestellt wird, ist es selbst in dem Fall, in dem der Strom nicht der große Strom wie im Stand der Technik, sondern ein kleiner Strom ist, möglich, einen Überstrom zu erfassen, und von daher ist es möglich, den Überstromschutz zur Unterdrückung des Entstehens einer Stoßspannung durchzuführen. Zusätzlich ist es beim Eintreten der Zeit in die Miller-Zeitspanne möglich, die Gatespannungserfassungsschaltung zu betreiben, und von daher ist es möglich, die Verzögerungszeit vom Eingang des Eingangssteuersignals bis zum AUS- Zustand weiter zu verkürzen. Da die Zeitvorgabe direkt aus der Gatespannung erzeugt werden kann, ist darüber hinaus die Schaltung zur Erzeugung des Eingangssteuersignals nicht übermäßig belastet.

Da darüber hinaus die Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 wie in Fig. 19 gezeigt, aus der Verzögerungsschaltung mit dem Widerstand 38 und dem Kondensator 36, und dem Puffer 39 besteht, ist es möglich, deren Kosten zu senken. Zusätzlich kann die Verzögerungszeit beliebig eingestellt werden, indem entweder der Widerstandswert des Widerstands 38 oder der Kapazitätswert des Kondensators 36 verändert wird.

Zwölfte Ausführungsform

Die Gatespannungserfassungsschaltung 9 ist die Schaltung zum Messen der Gatespannung des IGBTs 10. Die Gatespannung wird analog aus dem Potential von Masse 2 zum Potential der Stromversorgung 1 verändert. Fig. 20 zeigt ein Beispiel der Gatespannungserfassungsschaltung 9 nach der zwölften Ausführungsform. In Fig. 20 bezeichnet die Bezugszahl 40 einen Spannungsverstärker, der an eine Gateleitung des IGBTs 10 angeschlossen ist, und 41 bezeichnet einen Schalter, der auf der Basis des Abtastsignals geschaltet wird, das entweder von der Abtastsignalgeneratorschaltung 7 oder von der Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 ausgegeben wird. In diesem Beispiel wird die Gatespannung vom Spannungsverstärker 40 verändert und auf einen beliebigen Pegel verstärkt. Ob das Ausgangssignal aus dem Spannungsverstärker 40 ausgegeben wird oder nicht, wird durch die Betätigung des Schalters 41 bestimmt, der mit dem Abtastsignal gesteuert wird, das entweder von der Abtastsignalgeneratorschaltung oder der Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 ausgegeben wird. Da der Wert der Gatespannung in diesem Beispiel erfasst wird, um in Form des analogen Werts ausgegeben zu werden, kann diese Ausführungsform auf die variable Steuerung angewendet werden.

Wie zuvor beschrieben umfasst die Gatespannungserfassungsschaltung 9 nach dieser Ausführungsform den Spannungsverstärker 40, der an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, und der dazu dient, die Gatespannung auf einen vorbestimmten Pegel zu verstärken, und den Schalter 41, der mit dem Spannungsverstärker 40verbunden ist und basierend auf dem Signal geschaltet wird, das aus der Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 ausgegeben wird. Die erfasste Information wird auch in Form eines analogen Werts ausgegeben.

Folglich kann diese Ausführungsform auf die variable Steuerung angewendet werden.

Dreizehnte Ausführungsform

Fig. 21 zeigt ein Beispiel der Gatespannungserfassungsschaltung nach einer dreizehnten Ausführungsform. In Fig. 21 bezeichnet die Bezugszahl 41 einen Schalter, dessen Zustand basierend auf dem Abtastsignal geschaltet wird, das entweder aus der Abtastsignalgeneratorschaltung 7 oder aus der Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 ausgegeben wird, 42 bezeichnet einen Spannungskomparator, der an die Gateleitung des IGBTs 10 angeschlossen ist, und der dazu dient, zu erfassen, ob der Pegel der Gatspannung TIEF oder HOCH im Hinblick auf die Referenzspannung ist, die, wie später noch beschrieben wird, aus einer Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung ausgegeben wird, und 43 bezeichnet die Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 zur Ausgabe einer vorbestimmten Referenzspannung, die zuvor eingestellt wird. In diesem Beispiel beurteilt der Spannungskomparator 42, ob die Gatespannung höher als die Referenzspannung ist oder nicht, die von der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 ausgegeben wird, um entweder bei einem TIEFEN oder einem HOHEN Pegel ein binäres Signal auszugeben. Ob das Ausgangssignal aus dem Spannungskomparator 42 ausgegeben wird oder nicht, wird durch die Betätigung des Schalters 41 bestimmt, der basierend auf dem Abtastsignal gesteuert wird, das entweder von der Abtastsignalgeneratorschaltung 7 oder von der Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 erzeugt wird.

Da wie zuvor beschrieben die Miller-Spannung einzig auf der Basis des Stromwerts bestimmt wird, wenn die Referenzspannung auf den Wert einer vorbestimmten Miller-Spannung eingestellt wird, und dann, wenn der Strom mit dem höheren als einem solchen vorgegebenen Pegel geschickt wird, ist es möglich, das Ausgangssignal des Spannungskomparators 42 zu schalten.

Da in diesem Beispiel der Wert der Gatespannung erfasst wird, um in Form eines digitalen Werts ausgegeben zu werden, wobei diese Ausführungsform nicht auf die variable Schaltung angewandt werden kann, ist es möglich, die Schaltung so aufzubauen, dass sie eine hohe Rauschfestigkeit hat und kaum Funktionsstörungen durchläuft.

Vierzehnte Ausführungsform

Fig. 22 zeigt ein Beispiel der Gatespannungserfassungsschaltung 9 als eine vierzehnte Ausführungsform. In Fig. 22 bezeichnet die Bezugszahl 1 eine Stromversorgung, 2 Masse, 44 und 49 Zener-Dioden, 45 und 50 Dioden, 46, 48, 51 und 55 Widerstände, 47 einen MOS- Transistor, 52 einen Bipolartransistor, 53 einen Kondensator und 54 einen Puffer.

Die Zener-Diode 49, der Widerstand 48 und der MOS-Transistor 47 stellen die Schaltung zur Bestimmung dar, ob die Erfassungsschaltung in Betrieb versetzt wird oder nicht. Wie in der Figur gezeigt, ist ein Ende der Zener-Diode 49 an die Abtastsignalgeneratorschaltung 7 oder die Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 angeschlossen, und der MOS- Transistor 47 ist an das andere Ende der Zener-Diode 49 angeschlossen. Der Widerstand 48 ist zwischen dem Knoten, der zwischen der Zener- Diode 49 und dem MOS-Transistor 47 vorgesehen ist, und Masse 2 angeschlossen. Zu der Zeit, zu der die Spannung, die größer als die Summe der Durchbruchspannung der Zener-Diode 49 und der Schwellenspannung des MOS-Transistors 47 ist, in Form des Abtastsignals eingegeben wurde, geht die Erfassungsschaltung in den EIN-Zustand über. Nun macht es das Vorsehen der Zener-Diode 49 möglich, die Spannung zu steuern, bei der die Schaltung in den EIN-Zustand übergeht. Zusätzlich ist der Widerstand 48 vorgesehen, um durch diesen die elektrischen Spannungen abzuleiten, die sich in der Kapazität zwischen der Zener-Diode 49 und dem MOS-Transistor 47 angesammelt haben.

Folglich können, wenn keine Zener-Diode verwendet wird, diese Bauteile weggelassen werden.

Der Widerstand 55, der Kondensator 53 und der Puffer 54 stellen die Schaltung zur Ausgabe des erfassten Signals dar. Wie in der Figur gezeigt, ist der Puffer 54 an die Gatespannungssteuerschaltung 8 angeschlossen, der Widerstand 55 ist zwischen dem Puffer 54 und der Stromversorgung 1 angeschlossen. Der Kondensator 53 ist zwischen dem Knoten, der zwischen dem Puffer 54 und dem Widerstand 55 vorgesehen ist, und Masse angeschlossen. Nun, da die am Kondensator 53 entstandene Spannung über den Widerstand 55 in die Stromversorgung 1 gekoppelt wird, ist ihr Pegel normalerweise HOCH. Nun führt der Puffer 54 im Ansprechen auf das Signal aus dem Kondensator entweder die Strom- oder Spannungsverstärkung durch. Während im Fall, in dem ein Inverter anstelle des Puffer 54 verwendet wird, die Logik folglich umgekehrt ist, da die Schaltung von Anfang an auf der Basis solch eines Logikaufbaus ausgelegt ist, besteht kein Problem.

Die Zener-Diode 44, die Dioden 45 und 50, die Widerstände 46 und 51, und der Bipolartransistor 52 stellen die Schaltung zur Erfassung der Gatespannung dar. Wie in der Figur gezeigt, ist ein Ende der Zener-Diode 44 an die Gateleitung des IGBTs 10 angeschlossen, ein Ende der Diode 45 ist an das andere Ende der Zener-Diode 44 angeschlossen, und der Widerstand 46 ist an das andere Ende der Diode 45 angeschlossen. Der zuvor erwähnte MOS-Transistor 47 ist an den Widerstand 46 angeschlossen. Auch die Diode 50, der Widerstand 51 und der Bipolartransistor 52 sind in der Reihenfolge von der Seite der Diode 45 her zwischen dem Knoten, der zwischen der Diode 45 und dem Widerstand 46 vorgesehen ist, und dem Knoten, der zwischen dem zuvor erwähnten Puffer 54 und dem Widerstand 55 vorgesehen ist, angeschlossen.

Die Funktionsweise der Gatespannungserfassungsschaltung 9 nach dieser Ausführungsform wird nachstehend beschrieben. Zunächst entsteht, wenn der MOS-Transistor 47 im AUS-Zustand ist, an entgegengesetzten Anschlüssen des Widerstands 46 keine Spannung. Da der Bipolartransistor 52 somit nicht im EIN-Zustand ist, werden keine elektrischen Ladungen, die sich im Kondensator 53 angesammelt haben, abgeleitet, und ein HOCH-Pegel wird gehalten. Somit ist das Ausgangssignal auf einem HOCH-Pegel.

Andererseits wird angenommen, dass im Ansprechen auf das Abtastsignal der MOS-Transistor 47 in den EIN-Zustand versetzt wird. Wenn dann der EIN-Widerstand des MOS-Transistors 47 niedrig genug ist, kann das Potential an dem einen Anschluss des Widerstands 46 als Erdungspotential betrachtet werden. Dies führt dazu, dass die Spannung, die durch Subtrahieren der Durchbruchspannung der Zener-Diode 44 und der EIN-Spannung der Vorwärtsrichtung der Diode 45 von der Gatespannung erhalten wird, am Widerstand 46 angelegt wird.

Wenn die Gatespannung hoch genug ist, wird die Spannung, die an den Widerstand 46 angelegt wird, somit hoch genug, um den Bipolartransistor 52 in den EIN-Zustand zu versetzen. Da in der Folge die elektrischen Spannungen, die sich im Kondensator 53 angesammelt haben, über den Bipolartransistor 52 an Masse abgeleitet werden, geht der Pegel des Ausgangssignals auf TIEF.

Wenn umgekehrt die Gatespannung niedrig genug ist, entsteht keine Spannung am Widerstand. Da folglich der Bipolartransistor 52 im AUS-Zustand gehalten wird, werden keine elektrischen Spannungen abgeleitet, die sich im Kondensator 53 angesammelt haben, und von daher wird das Ausgangssignal auf einem HOCH-Pegel gehalten.

Das heißt, die Durchbruchspannung der Zener-Diode 44 ist so ausgewählt, dass die Spannung, die am Widerstand 46 in der Miller- Spannung in einem Sollstromwert entsteht, als Überstrom einzustufen ist. Darüber hinaus wird die Abtastsignalgeneratorschaltung 7 oder die Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 so eingestellt, dass die Gatespannung während der Miller-Zeitspanne, d. h., die Miller-Spannung, erfasst werden kann. In diesem Beispiel kann im Ergebnis beurteilt werden, ob der in Frage kommende Strom ein Überstrom ist oder nicht.

Während im übrigen im Hinblick auf den Bipolartransistor 52, der in den EIN-Zustand versetzt wurde, sein Kollektorstromwert in Abhängigkeit von der Größe des Vorspannstroms verändert wird, kann diese Änderung auf der Basis der Einstellung der Widerstände 51 und 46 erfolgen.

Während zusätzlich die Diode 50 vorgesehen ist, um den Strom daran zu hindern, in der umgekehrten Richtung zu fließen, kann sie entfallen.

Darüber hinaus ist die Diode 45 vorgesehen, um die Temperaturkennlinien der Zener-Diode 44 zu korrigieren, und wenn es keine Temperaturänderungen gibt, braucht sie also nicht eingesetzt zu werden.

Da auch der Puffer 54 eingesetzt ist, um die Steuerfähigkeit und die Logiksynthese zu vereinfachen, kann er entfallen.

Fünfzehnte Ausführungsform

Fig. 23 zeigt ein spezielles Schaltungsbeispiel der Gatespannungserfassungsschaltung 9, die einen Komparator als den Spannungskomparator 42 verwendet, wie in der dreizehnten Ausführungsform gezeigt ist. In der Figur bezeichnet die Bezugszahl 56 einen Komparator, um den geteilten Spannungswert der Gatespannung und des Eingangssignals aus der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 miteinander zu vergleichen, um das Vergleichsergebnis auszugeben; die Bezugszahlen 57 und 58 bezeichnen Widerstände, die die Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 bilden und dazu dienen, die Spannung der Stromversorgung 1 zu teilen; 59 und 60 bezeichnen Widerstände zum Teilen der Gatespannung, 47 bezeichnet einen MOS-Transistor, der mit dem Widerstand 60 parallelgeschaltet ist, und der auf der Basis des Abtastsignals entweder aus der Abtastsignalgeneratorschaltung 7 oder aus der Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 arbeitet; 61 bezeichnet einen als Filter wirkenden Kondensator; 62 einen Widerstand, der zwischen der Stromversorgung 1 und einem Ausgangsanschluss des Komparators 56 angeschlossen ist, und 63 einen als Filter wirkenden Kondensator.

Im normalen EIN-Zustand wird ein EIN-Befehl entweder aus der Abtastsignalgeneratorschaltung 7 oder aus der Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 in den MOS-Transistor 47 eingegeben, so dass der Widerstand 60 kurzgeschlossen wird. Während in dieser Ausführungsform das Abtastsignal wie in der vierzehnten Ausführungsform gezeigt direkt in den MOS-Transistor 47 eingegeben wird, können dazu auch sowohl die Zener-Diode 49 als auch der Widerstand 48 verwendet werden. Da der Widerstand 60 kurzgeschlossen wird, geht das Potential des Eingangs gatespannungsseitig zum Komparator 56 ungefähr auf Erdungspotential, und wird, da es niedriger ist als die Spannung, die aus der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 eingegeben wird, nicht erfasst. Während der Miller-Zeitspanne im AUS-Zustand ergeht ein AUS- Befehl entweder aus der Abtastsignalgeneratorschaltung 7 oder aus der Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 an den MOS-Transistor 47, wodurch der MOS-Transistor 47 in den AUS-Zustand versetzt wird. Dies ermöglicht, dass der Wert, der durch Teilen der Gatespannung durch die Widerstände 59 und 60 erhalten wird, in den Komparator 56 eingegeben werden kann. Ist dieser Wert im Pegel höher als die Eingangsspannung aus der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43, betreibt der Komparator 56 den Ausgang eines Erfassungssignals. Der Ausgangsanschluss des Komparators 56 ist über den Widerstand 62 an die Stromversorgung 1 angeschlossen, und von daher ermöglicht der Betrieb des Komparators 56, dass das Ausgangssignal entweder bei einem HOCH- Pegel oder einem TIEF-Pegel ausgegeben werden kann. Dann kann die Einstellung je nach der Anschlussart auf der Eingangsseite des Komparators 56 derart erfolgen, dass das Signal bei einem TIEF-Pegel während des Fließens eines Überstroms ausgegeben wird, und das Signal bei einem HOCH-Pegel während des normalen Betriebs ausgegeben wird, oder das Signal bei einem HOCH-Pegel während des Fließens eines Überstroms ausgegeben wird, und das Signal bei einem TIEF-Pegel während des normalen Betriebs ausgegeben wird. Somit wird die Einstellung auf der Basis des Zustands der Gatespannungseinstellschaltung bestimmt, um das Ausgangssignal als seinen Eingang zu empfangen.

Wenn der Aufbau wie in dieser Ausführungsform übernommen wird, werden folglich die Widerstände 57 bis 60, wenn in der Miller-Spannung ein Zielstromwert als Überstrom beurteilt werden soll, derart eingestellt, dass die Eingangsspannung zum Komparator 56, die durch Teilen der Gatespannung erhalten wird, höher im Pegel wird als die Eingangsspannung aus der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43, ist es möglich, zu entscheiden, ob der in Frage kommende Strom ein Überstrom ist oder nicht, um ein Ausgangssignal auszugeben.

Wie vorstehend beschrieben umfasst nach dieser Ausführungsform die Gatespannungserfassungsschaltung 9 die Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43, um einen vorbestimmte Referenzspannung auszugeben, die zuvor eingestellt wird, den Komparator 56, der an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist und dazu dient, zu erfassen, ob die Gatespannung der Leistungshalbleitervorrichtung höher oder niedriger ist als die Referenzspannung, und den Schalter 47, der an den Komparator 56 angeschlossen ist, und dessen Zustand auf der Basis des Signals geschaltet wird, das aus der Abtastsignalgeneratorschaltung 7 oder der Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 ausgegeben wird. Das heißt, da die Gatespannungserfassungsschaltung 9 aus dem Komparator, der Schaltung zur Erzeugung der Referenzspannung und dem Schalter besteht, dessen Zustand auf der Basis des Signals geschaltet wird, das von der Abtastsignalgeneratorschaltung erzeugt wird, und die erfasste Information in Form eines digitalen Werts ausgegeben wird, ist es möglich, die Schaltung so aufzubauen, dass sie eine hohe Rauschfestigkeit aufweist und kaum eine Funktionsstörung durchläuft.

Sechzehnte Ausführungsform

Fig. 24 zeigt ein spezielles Schaltungsbeispiel der Gatespannungserfassungsschaltung 9 nach einer Ausführungsform, die sich von der fünfzehnten Ausführungsform unterscheidet. In dieser Ausführungsform wird ein Bipolartransistor 64 als der in der dreizehnten Ausführungsform gezeigte Spannungskomparator 42 verwendet, um die Gatespannung mit der Referenzspannung aus der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 zu vergleichen. In der Figur bezeichnet die Bezugszahl 64 einen Bipolartransistor; 65 eine Diode zum Verhindern des Gegenstroms eines Stroms; 66 einen Widerstand, der zwischen einem Ausgangsanschluss der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 und einem Emitter des Bipolartransistors 64 angeschlossen ist; 67 bezeichnet einen Widerstand, der zwischen einem Ausgangsanschluss der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 und einer Basis des Bipolartransistors 64 angeschlossen ist; und die Bezugszahl 68 einen Widerstand, der ein Ende an den Bipolartransistor und das andere Ende an den MOS-Transistor 47, den Widerstand 60 und den Kondensator 61 angeschlossen hat. Da die anderen Bauteile vom Aufbau her dieselben sind wie diejenigen, die in Fig. 23 gezeigt sind, unterbleibt deren Beschreibung hier der Einfachheit halber.

Im normalen EIN-Zustand wird ein EIN-Befehl entweder aus der Abtastsignalgeneratorschaltung 7 oder aus der Zeitvorgabeerfassungsschaltung 200 in dem MOS-Transistor 47 eingegeben, und somit wird das Potential des Ausgangssignals ungefähr das Erdungspotential. Während der Miller-Zeitspanne im AUS-Zustand wird ein AUS-Befehl in den MOS- Transistor 47 eingegeben, um diesen in den AUS-Zustand zu versetzen. Ist die Gatespannung während der Miller-Zeitspanne im Pegel höher als die Spannung der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43, wird ein Strom durch den Widerstand 66 geschickt, und somit entsteht die Spannung an der Basis und am Emitter des Bipolartransistors 64, was letzteren dazu bringt, in den leitenden Zustand überzugehen. Da der Strom durch die Widerstände 68 und 60 geschickt wird, entsteht die Spannung am Widerstand 60, um diese Spannung als ein Ausgangssignal auszugeben.

Selbst wenn die Schaltung wie in dieser Ausführungsform aufgebaut ist, werden, wenn in der Miller-Spannung in einem Zielstromwert, der als Überstrom beurteilt werden soll, die Widerstandswerte der Widerstände 57 und 58 derart eingestellt, dass die Eingangsspannung zum Gate im Pegel höher wird als die Ausgangsspannung aus der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43, folglich ist es möglich, zu entscheiden, ob der in Frage kommende Strom ein Überstrom ist oder nicht, und es ist auch möglich, ein Ausgangssignal auszugeben.

Siebzehnte Ausführungsform

In dem Falle, in dem die wie in den zuvor erwähnten vierzehnten bis sechzehnten Ausführungsformen gezeigte Gatespannungserfassungsschaltung verwendet wird, verändert sich, wenn sich die zum Ansteuern des IGBTs 10 verwendete Stromversorgungsspannung ändert, die Gatespannung, und auch der Strompegel, bei dem ein Überstrom erfasst wird, ändert sich in manchen Fällen. Fig. 25 zeigt einen vereinfachten Schaltungsaufbau beim Herunterfahren des IGBTs in den AUS-Zustand. In manchen Fällen umfasst der IGBT 10 einen eingebauten Ausgleichswiderstand 69. Zusätzlich wird noch in manchen Fällen zusätzlich zur Stromversorgung zum Ansteuern des Gates eine Emitter- Stromversorgung 70 für den Emitter des IGBTs 10 verwendet. In der Figur sind solche Fälle gezeigt. Die Gatespannung Vg wird an die Gatespannungserfassungsschaltung 8 vom Gesichtspunkt des Erdungspotentials her während der Miller-Zeitspanne ausgegeben, und wird vom Gesichtspunkt des Erdungspotentials her durch den untenstehenden Ausdruck 1 ausgedrückt, der die Emitterspannung Ve, die Gate- Emitterspannung Vgem während der Miller-Zeitspanne im AUS-Zustand, bestimmt durch den Strom, den Ausgleichswiderstand R1 und den Gate- Widerstand R2 im AUS-Zustand verwendet:

Vg = (Ve + Vgem)R2/(R1 + R2) (Ausdruck 1).

Während Vgem vom Strom abhängt und somit nicht durch die Stromversorgungsspannung verändert wird, wenn sich die Spannung Ve der Emitterstromversorgung 70 aufgrund einer Änderung der Stromversorgungsspannung ändert, wird die Gatespannung Vg dementsprechend verändert. Aus diesem Grunde ändert sich der Strompegel, bei dem ein Überstrom erfasst wird.

Somit ist es möglich, in dem Falle, indem die wie in der fünfzehnten und sechzehnten Ausführungsform gezeigte Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 verwendet wird, wenn die Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 verwendet wird, bei der sich die Ausgangsspannung entsprechend der Änderung der Gatespannung aufgrund der Änderung der Stromversorgungsspannung selbst dann ändert, wenn der Strom in diesem Fall derselbe ist wie im ersteren Fall, selbst wenn sich die Stromversorgungsspannung ändert, einen Überstrom mit demselben Stromwert zu erfassen.

Fig. 26 zeigt eine Steuerschaltung für eine Leistungshalbleitervorrichtung nach einer siebzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In der Figur ist ein spezieller Aufbau der Überstromerfassungsschaltung gezeigt. Zusätzlich zu der in der fünfzehnten und sechzehnten Ausführungsform gezeigten Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43, ist eine Zener-Diode 71 zwischen der Stromversorgung 1 und dem Widerstand 57 der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 vorgesehen. Im Ausdruck 2 ist allgemein die Emitterspannung Ve duch Ve = Vcc - Vge gegeben, wobei Vcc die Stromversorgungsspannung und Vge die Gate- Emitterspannung im Normalzustand ist. Somit wird Ausdruck 1 zu Ausdruck 2 abgewandelt:

Vg = (Vcc - (Vge - Vgem))R2/(R1 + R2) (Ausdruck 2)

Aus Ausdruck 2 ergibt sich, wenn die Spannung der Zener-Diode 71 auf (Vge - Vgem) eingestellt wird, und das Widerstandsverhältnis zwischen den Widerstandswerten der Widerstände 57 und 58 der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 in demselben Maße eingestellt wird, wie dasjenige des Widerstandsverhältnisses zwischen dem Widerstandswert des Ausgleichswiderstands 69 und dem Widerstandswert des Gatewiderstands 5 im AUS-Zustand, dann ist es möglich, die Spannung der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 zu erhalten, die im Stromwert, der eingestellt werden soll, identisch zur Gatespannung ist. Dann werden diese in einem Spannungskomparator miteinander verglichen, wodurch ein Überstrom mit einem Konstantstrom erfasst werden kann, selbst wenn sich die Stromversorgungsspannung ändert. Aus diesem Grunde ist es, selbst wenn sich die Stromversorgungsspannung ändert, möglich, eine Funktionsstörung der Art zu verhindern, dass ein Überstrom mit dem Stromwert, bei dem der Überstrom erfasst werden soll, nicht erfasst wird, oder ein Überstrom mit dem Wert, der kleiner ist als der Stromwert, bei dem der Überstrom erfasst werden soll, wird erfasst. In dem Falle, in dem die Gatespannung wie in der fünfzehnten Ausführungsform gezeigt weiter geteilt wird, um den Vergleich durchzuführen, muss der Widerstandswert eines Widerstands der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 im Ausdruck 2 so eingestellt werden, dass das Teilungsverhältnis hergestellt wird, das dasselbe wie der Wert ist, der durch den Teilungsvorgang erhalten wird, der das Teilungsverhältnis verwendet.

Wie vorstehend beschrieben verändert sich nach dieser Ausführungsform, selbst wenn sich die zuvor erwähnte Miller-Spannung aufgrund der Änderung der Stromversorgungsspannung der Steuerschaltung ändert, der Erfassungspegel für einen Überstrom nicht, und wenn ein Strom mit einem Pegel, der größer oder gleich dem festgelegten Wert ist, geschickt wird, gibt die Gatespannungserfassungsschaltung das Überstromerfassungssignal aus. Folglich ist es, selbst wenn sich die Stromversorgungsspannung ändert, möglich, eine Funktionsstörung der Art zu verhindern, dass ein Überstrom mit dem Stromwert, bei dem der Überstrom erfasst werden soll, nicht erfasst wird, oder ein Überstrom mit einem Wert, der kleiner ist als der Stromwert, bei dem der Überstrom erfasst werden soll, wird erfasst.

Achtzehnte Ausführungsform

Fig. 27 zeigt ein spezielles Beispiel einer Überstromerfassungsschaltung der Steuerschaltung für eine Leistungshalbleitervorrichtung als eine achtzehnte Ausführungsform. Während auch in der vierzehnten Ausführungsform die Beschreibung im Hinblick auf die Temperaturkorrektur mittels der Diode beschrieben wurde, wird in dieser Ausführungsform ein spezielleres System mit der Schaltung als ein Beispiel gezeigt, die in der sechzehnten Ausführungsform gezeigt ist. In Fig. 27 sind zusätzlich zum Aufbau der oben erwähnten sechzehnten Ausführungsform (siehe Fig. 24) eine Zener-Diode 71, und Dioden 74, 73 und 72 in dieser Reihenfolge zwischen dem Widerstand 57 und der Stromversorgung 1 in der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 vorgesehen. Weitere Bestandteile sind vom Aufbau her dieselben wie diejenigen, die in Fig. 24 gezeigt sind. Die Zener-Diode 71 ist vorgesehen, um eine Funktionsstörung zu verhindern, wenn sich die Stromversorgungsspannung wie in der siebzehnten Ausführungsform beschrieben ändert. Im allgemeinen ändert sich eine Spannung im EIN- Zustand eine Elements wie einer Zener-Diode, einer Diode oder eines Bipolartransistors in Abhängigkeit von den Temperaturen. Somit besteht in dem Fall, in dem die Überstromerfassungsschaltung unter Verwendung dieser Elemente aufgebaut ist, die Möglichkeit, dass der Strompegel, bei dem ein Überstrom erfasst wird, sich ändert. Aus diesem Grunde ist es in dem Fall, in dem ein Element mit Umkehrtemperaturkennlinien verwendet wird, oder ein Spannungskomparator 42 verwendet wird, möglich, die Veränderung beim Überstromerfassungspegel aufgrund der Temperaturen zu korrigieren, indem Elemente mit denselben Temperaturkennlinien auf der Eingangsseite der Gatespannung und in der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43, etc., vorgesehen werden. In der in Fig. 27 gezeigten Schaltung wird eine Diode 65 für den Eingang aus der Gatespannung verwendet. Somit macht es das Vorsehen der Diode 72 in der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 möglich, die temperaturbedingten Veränderungen in den Kennlinien auszuschalten. Da der Bipolartransistor 64 verwendet wird, macht es das Vorsehen der Diode 73 mit den Temperaturkennlinien ähnlich denjenigen des Bipolartransitsors 64 in der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 zusätzlich möglich, die temperaturbedingten Veränderungen in den Kennlinien auszuschalten. Zusätzlich verändert sich die durch die Temperaturen bedingte Spannungsveränderung der Zener-Diode 71, die in der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 verwendet wird in Abhängigkeit von der eingesetzten Spannung. Im Hinblick auf die durch die temperaturbedingte Spannungsveränderung sinkt, wenn die Temperatur ansteigt, die Spannung manchmal und steigt andernfalls an. Wenn die Spannung wie in Fig. 27 gezeigt, erhöht ist, muss die Diode 74, in der die entstandene Spannung bedingt durch den Temperaturanstieg gesenkt ist, in der Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung 43 vorgesehen werden. Wenn umgekehrt sie Spannung gesenkt ist, muss eine Diode mit ähnlichen Temperaturkennlinien auf der Gatespannungseingangsseite mit der Diode 65 in Reihe geschaltet sein. Es kann dafür eine Diode vorgesehen sein, es können aber auch mehrere Dioden dafür vorgesehen sein, um denselben Verlauf der Temperaturkennlinien zu erreichen.

Während in dieser Beschreibung der einfacheren Beschreibung halber eine Diode für ein Element verwendet wird, ist das nicht unbedingt erforderlich. Das heißt, dieselben Temperaturkennlinien müssen als Ganzes erreicht werden. Zusätzlich ist es notwendig, wenn eine Diode verwendet wird, da sich die in den Bipolartransistor 64 eingegebene Spannung durch eine Spannung im EIN-Zustand verändert, die Zener- Diode 71 einzustellen. Zusätzlich ist es möglich, obwohl bei dieser Ausführungsform die Beschreibung im Hinblick auf den Fall erfolgte, bei dem der Bipolartransistor 64 verwendet wird, die Korrekturen für die Temperaturen auch in anderen Systemen auf ähnliche Weise durchzuführen.

Selbst wenn sich die Temperatur aufgrund der Korrektur für die Temperaturen auf diese Weise verändert, ist es möglich, die Funktionsstörung der Art zu verhindern, dass ein Überstrom nicht mit dem Stromwert erfasst wird, bei dem der Überstrom erfasst werden soll, oder ein Überstrom mit dem Wert, der kleiner ist als der Stromwert, bei dem der Überstrom erfasst werden soll, wird erfasst.

Auch selbst wenn sich die zuvor erwähnte Miller-Spannung aufgrund der Veränderung der Stromversorgungsspannung der Steuerschaltung verändert, verändert sich der Erfassungspegel für einen Überstrom nicht, und wenn ein Strom mit einer Größe, die größer oder gleich einem festgesetzten Wert ist, geschickt wird, gibt die Gatespannungserfassungsschaltung das Überstromerfassungssignal aus. Somit ist es, selbst wenn sich die Stromversorgungsspannung verändert möglich, die Funktionsstörung der Art zu verhindern, dass eine Überstrom nicht mit dem Stromwert erfasst wird, bei dem der Überstrom erfasst werden soll, oder ein Überstrom mit dem Wert, der kleiner ist als der Stromwert, bei dem der Überstrom erfasst werden soll, wird erfasst.

Selbst wenn sich darüber hinaus die Temperatur der Steuerschaltung verändert, verändert sich der Erfassungspegel für einen Überstrom nicht, und wenn ein Strom mit einer Größe, die größer oder gleich einem festgesetzten Wert ist, fließen gelassen wird, gibt die zuvor erwähnte Gatespannungserfassungsschaltung das Überstromerfassungssignal aus. Somit ist es, selbst wenn sich die Temperatur verändert, möglich, die Funktionsstörung der Art zu verhindern, dass ein Überstrom nicht mit dem Stromwert erfasst wird, bei dem der Überstrom erfasst werden soll, oder ein Überstrom mit dem Wert, der kleiner ist als der Stromwert, bei dem der Überstrom erfasst werden soll, wird erfasst.

Neunzehnte Ausführungsform

Die Gatespannungssteuerschaltung ist die Schaltung zum Einstellen der Gatespannung, wenn ein Strom abgeschaltet wird. Fig. 28 ist ein Schaltbild, das ein spezielles Beispiel der in der ersten und elften Ausführungsform gezeigten Gatespannungssteuerschaltung 8 zeigt. In Fig. 28 bezeichnet die Bezugszahl 1 eine Stromversorgung; 2 Masse; 3 einen P- Kanal-MOSFET, 4 und 5 Widerstände, 6 einen N-Kanal-MOSFET; 10 einen IGBT; 75 einen MOS-Transistor; 76 eine Zener-Diode; und 77 einen Widerstand. In dieser Ausführungsform besteht die Gatespannungssteuerschaltung 8 aus dem MOS-Transistor 75, der Zener-Diode 76 und dem Widerstand 77. Hier stellen die mit den Bezugszahlen 1 bis 6 bezeichneten Bauteile, wie zuvor beschrieben, den Hauptinverter 100 dar. Wie in der Figur gezeigt, ist der MOS-Transistor 75 an die Gatespannungserfassungsschaltung 9 angeschlossen und dient dazu, auf der Basis des Erfassungssignals aus der Gatespannungserfassungsschaltung 9, im Normalzustand ein Signal bei einem HOCH-Pegel auszugeben, und ein Ausgangssignal bei einem TIEF-Pegel abzugeben, während ein Überstrom fließt. Die wie in der Figur gezeigte Zener-Diode 76 ist an den MOS-Transistor 75 angeschlossen. Der Widerstand 77 ist an die Zener-Diode 76 und die Gateleitung des IGBTs 10 angeschlossen. Da sich das Eingangssteuersignal zum Zeitpunkt der Herunterfahrens in den AUS-Zustand auf einem HOCH-Pegel befindet, wird der MOS-Transistor 3 in den AUS-Zustand und der MOS-Transistor 6 in den EIN-Zustand versetzt. Von daher versetzt die Ableitung der elektrischen Ladungen des Gates im IGBT 10 über den Widerstand 5 den IGBT 10 in den AUS- Zustand. Um dann eine Stoßspannung zu unterdrücken, die bei dem abrupten Herunterfahren in den AUS-Zustand erzeugt wird, wenn eine Überstrom fließen gelassen wird, beispielsweise, wenn die elektrischen Ladungen, deren Menge im wesentlich gleich derjenigen der aus dem Gate abgeleiteten elektrischen Ladungen ist oder größer als die aus dem Gate abgeleiteten elektrischen Ladungen ist, in das Gate fließen, sinkt die Gatespannung nicht abrupt ab, und von daher ist es möglich, die Entstehung einer Stoßspannung zu verhindern.

Da der MOS-Transistor 75 von der P-Kanal-Art ist, lässt er den Pegel des Ausgangssignals aus der Gatespannungserfassungsschaltung 9 im Normalfall auf HOCH gehen, und auf TIEF, wenn ein Überstrom fließen gelassen wird. Da somit die elektrische Leitfähigkeit bei dem MOS- Transistor 75 nur während des Fließens eines Überstroms erreicht wird, wird die Spannung an den Widerstand 77 angelegt, die erhalten wird, indem die Summe der Durchbruchspannung der Zener-Diode 76 und der Gatespannung von der Spannung der Stromversorgung 1 abgezogen wird. Im Ergebnis wird der Ladestrom über den Widerstand 77 in das Gate des IGBTs 10 geschickt. Dies führt dazu, dass die Gatespannung nicht abrupt sinkt, und von daher ist es möglich, eine Stoßspannung zu verhindern.

In dem Falle nun, in dem der Ladestrom, der durch den Widerstand 77 geschickt wird, auf weniger als den Entladestrom eingestellt wird, der durch den Widerstand 5 geschickt wird, wird der IGBT, da das Gatepotential langsam abnimmt, langsam abgeschaltet.

Wird umgekehrt der Ladestrom, der durch den Widerstand 77 geschickt wird, auf mehr als den Entladestrom eingestellt, der durch den Widerstand 5 geschickt wird, wird das Gatepotential je nach der Durchbruchspannung der Zener-Diode 76 bei einem bestimmten Potential festgesetzt, und von daher findet kein Herunterfahren in den AUS- Zustand statt. Da in dieser Ausführungsform in diesem Fall das Ausgangssignal der Gatespannungserfassungsschaltung notwendigerweise wiederholt auf der Basis des Abtastsignals EIN und AUS schaltet, geht der Pegel des Ausgangssignals aus der Gatespannungserfassungsschaltung 9 bis zu dem Zeitpunkt des nächsten AUS-Schaltens auf HOCH, um sich dann im Normalzustand einzupegeln. Folglich wird das Ausgangssignal im nächsten AUS-Zustand wieder in den erfassbaren Zustand zurückkehren.

Es ist festzuhalten, dass, wenn der MOS-Transistor 75 umgekehrt von einer N-Kanal-Art ist und die Logik zum Gate nur umgekehrt werden muss, dieselben Wirkungen erzielt werden können.

Wie zuvor beschrieben, umfasst nach dieser Ausführungsform die Gatespannungssteuerschaltung 8 den MOS-Transistor 75, der an die Gatespannungserfassungsschaltung 9 angeschlossen ist, und dessen Zustand auf der Basis des Signals aus der Gatespannungserfassungsschaltung 9 geschaltet wird, und die Zener-Diode 76, die zwischen der Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung und dem MOS-Transistor 75 angeschlossen ist. Das heißt, da die Gatespannungssteuerschaltung 8 den Schalter, dessen Zustand auf der Basis des Ausgangssignals aus der Gatespannungserfassungsschaltung 9 schaltet, die Zener-Diode und einen Widerstand umfasst, der darin optional vorgesehen sein kann, dass die Gatespannung langsam gesenkt oder auf einen bestimmten Wert festgesetzt werden kann. Da somit der IGBT langsam in den AUS-Zustand versetzt werden kann, ist es möglich, die Entstehung einer Stoßspannung zu unterdrücken. Da zusätzlich eine Zeitspanne ab einem Zeitpunkt, an dem der Pegel des Eingangssteuersignals bis zur Miller-Zeitspanne auf HOCH geht, die Verzögerungszeit ähnlich dem Normalfall des Herunterfahrens in den AUS-Zustand ist, muss die Steuerschaltung zur Erzeugung des Eingangssteuersignals nach genauer Einbeziehung nur der zuvor erwähnten Verzögerungszeit ausgelegt werden, was die einfache Auslegung möglich macht.

Zwanzigste Ausführungsform

Fig. 29 ist ein Schaltbild, das ein spezielles Beispiel der Gatespannungssteuerschaltung 8 zeigt, die sich vom Aufbau her von der neunzehnten Ausführungsform unterscheidet. In Fig. 29 bezeichnet die Bezugszahl 1 eine Stromversorgung; 2 Masse, 3 einen P-Kanal-MOSFET; 4 und 5 Widerstände; 6 einen N-Kanal-MOSFET; 10 einen IGBT; 78 einen Widerstand; und 79 einen MOS-Transistor. In dieser Ausführungsform besteht die Gatespannungssteuerschaltung 8 aus dem MOS-Transistor 79 und dem Widerstand 78. Hier stellen die mit den Bezugszahlen 1 bis 6 bezeichneten Bauteile, wie zuvor beschrieben, den Hauptinverter 100 dar. Wie in der Figur gezeigt ist, ist der MOS-Transistor 79 an die Gatespannungserfassungsschaltung 9 angeschlossen. Wie in der Figur gezeigt, ist der Widerstand 78 an den MOS-Transistor 79 und die Gateleitung des IGBTs 10 angeschlossen.

In dieser Ausführungsform wird der MOS-Transistor 78 im Normalfall in einen leitfähigen Zustand versetzt. In diesem Fall wird der AUS-Widerstand des Hauptinverters zum zusammengesetzten Widerstand der Widerstände 5 und 78. Da zusätzlich der N-Kanal-MOS-Transistor 79 in den leitfähigen Zustand übergeht, gibt die Gatespannungserfassungsschaltung 9 bei einem HOCH-Pegel ein Ausgangssignal ab.

Da, wenn ein Überstrom zum Fließen gebracht wird, die Gatespannungserfassungsschaltung 9 ein Ausgangssignal bei einem TIEF- Pegel ausgibt, wird der MOS-Transistor 79 in den AUS-Zustand versetzt. Somit wird der AUS-Widerstand des Hauptinverters 100 nur der Widerstand des Widerstands 5, und von daher wird dessen Widerstandswert größer als derjenige des Normalzustands. Das führt dazu, dass, da der Entladestrom aus dem IGBT 10 niedriger wird als im Normalzustand, der IGBT 10 langsam abgeschaltet wird, wodurch die Entstehung einer Stoßspannung unterdrückt wird.

Fig. 30 zeigt eine Wellenform eines AUS-Zustands, bei dem kein Bauteil gesteuert wird. Wie in Fig. 30 gezeigt, beginnt zu der Zeit, wenn der Pegel des Eingangssteuersignals auf HOCH geht, die Gatespannung zu sinken. Wenn er sich dem Ende der Miller-Zeitspanne nähert, steigt die Kollektor-Emitterspannung des IGBTs abrupt an. Da zusätzlich die Abschaltung des IGBTs anfängt, sinkt der Kollektorstrom abrupt ab. Dies verursacht das Entstehen einer hohen Stoßspannung. Beispielsweise wird in dem in Fig. 30 gezeigten Fall eine Stoßspannung von 439 V erzeugt.

Andererseits zeigt Fig. 31 eine Wellenform eines AUS-Zustands des IGBTs, bei dem die Gatespannung des IGBTs mittels der in den Fig. 22 und 29 gezeigten Schaltungen gesteuert wird. Wie in Fig. 31 gezeigt, wird das Abtastsignal mit einer Verzögerung hinsichtlich des Ausgangssteuersignals erzeugt, um eine Erfassung der Spannung während der Miller-Zeitspanne zu ermöglichen. Da in diesem Fall der in Frage kommende Strom als ein Überstrom erfasst wird, wird der MOS-Transistor 79 in den AUS-Zustand versetzt. Somit wird der AUS-Widerstand des Hauptinverters 100 nur der Widerstand des Widerstands 5, und von daher beginnt der Entladestrom im Vergleich zum Fall des Normalzustands weiter unterdrückt zu werden. Somit wird die Gatespannung, wenn sie erst einmal angestiegen ist, langsam gesenkt. In dem Fall, in dem die in Fig. 31 gezeigte Schaltung der zwanzigsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird, ist die erzeugte Stoßspannung niedrig, z. B. ca. 138 V. Das heißt, die Stoßspannung wird auf ca. 31% unterdrückt.

Als Merkmal dieser Ausführungsform, zusätzlich zu den zuvor erwähnten Wirkungen, wie aus Fig. 31 ersichtlich ist, ist die Zeit ab einem Zeitpunkt, an dem das Eingangssteuersignal bis zur Miller- Zeitspanne auf HOCH-Pegel geht, die Verzögerungszeit ähnlich dem normalen AUS-Zustand. Folglich wird, da die Steuerschaltung zum Erzeugen des Eingangssteuersignals nur nach genauer Einbeziehung der zuvor erwähnten Verzögerungszeit ausgelegt werden muss, die Auslegung einfach.

Es ist festzuhalten, dass, während in dieser Ausführungsform nur eine Gruppe bestehend aus der Gatespannungserfassungsschaltung 9, dem Widerstand 78 und dem MOS-Transistor 79 verwendet wird, es selbstverständlich ähnlich möglich ist, dass mehrere Gruppen der Gatespannungserfassungsschaltungen 9, den Widerständen 78 und den MOS-Transistoren 79 parallel zueinander angeordnet werden können, um den Entladestrom mehrstufig zu steuern, um die Gatespannung zu verändern. In diesem Falle kann eine feinere Steuerung durchgeführt werden.

Da wie zuvor beschrieben in dieser Ausführungsform die Abtastsignalgeneratorschaltung 7 so ausgelegt ist, dass sie das Abtastsignal zu einem Zeitpunkt nahe der Miller-Zeitspanne erzeugt, kann die Gatespannungserfassungsschaltung 9 die Miller-Spannung erfassen.

Dann, wenn die Miller-Spannung größer oder gleich einem vorbestimmten Schwellenwert ist, wird entschieden, dass ein Überstrom durch den IGBT 10 geschickt wird. Somit ist der Abschaltverlust geringer. Da während des Fließens eines Überstroms die Gatespannungssteuerschaltung 8 die Gatespannung derart steuert, dass der IGBT langsam abgeschaltet werden kann, ist es möglich, eine Stoßspannung zu senken, die beim Herunterfahren des IGBTs 10 in den AUS-Zustand entsteht, und von daher ist es möglich, den Schutz gegen einen Überstrom zu implementieren.

Zusätzlich ist die zuvor erwähnte Gatespannungssteuerschaltung an die zuvor erwähnte Gatespannungserfassungschaltung angeschlossen und umfasst den MOS-Transistor, dessen Zustand auf der Basis der Gatespannungserfassungsschaltung geschaltet wird, und den Widerstand, der zwischen der Gateleitung der zuvor erwähnten Leistungshalbleitervorrichtung und dem MOS-Transistor angeschlossen ist, und auch der Ausgangsanschluss aus dem zuvor erwähnten Widerstand ist mit dem AUS-seitigen Schalter des zuvor erwähnten Hauptinverters gekoppelt. Somit ist es möglich, die Gatespannung langsam zu senken. Da folglich die Leistungshalbleitervorrichtung langsam in den AUS-Zustand versetzt werden kann, ist es möglich, die Entstehung einer Stoßspannung zu unterdrücken. Da zusätzlich nur der Entladestrom aus dem Gate der Leistungshalbleitervorrichtung unterdrückt wird, wird kein Durchflussstrom durch die zuvor erwähnte Schaltung zum EIN- und AUS-Schalten der Leistungshalbleitervorrichtung geschickt, und von daher ist der Energieverbrauch nicht übermäßig erhöht. Da auch die Zeit ab einem Zeitpunkt, an dem der Pegel des Eingangssteuersignals bis zur Miller- Zeitspanne auf HOCH geht, der Verzögerungszeit ähnlich dem normalen AUS-Zustand entspricht, muss die Steuerschaltung zur Erzeugung des Eingangssteuersignals nur nach der genauen Einbeziehung der Verzögerungszeit ausgelegt werden. Dies ermöglicht deren einfache Auslegung.

Einundzwanzigste Ausführungsform

Während in den zuvor erwähnten Ausführungsformen die Beschreibung im Hinblick auf ein Schutzsystem zur Unterdrückung einer beim Abschalten entstehenden Stoßspannung erfolgte, ist es unmöglich, da in dieser Ausführungsform keine Einrichtung zur Erfassung eines Überstroms beim weiteren Fließen eines starken Überstroms wie einem Kurzschlussstrom im EIN-Zustand vorgesehen ist, die Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen. Um somit die Leistungshalbleitervorrichtung im EIN-Zustand vor einem Überstrom zu schützen, ist die Kombination mit einer anderen Erfassungsschaltung u. dgl. erforderlich.

Fig. 32 zeigt ein Beispiel der Kombination mit einer anderen Erfassungsschaltung u. dgl. In der Figur bezeichnet die Bezugszahl 80 eine Überstromerfassungsschaltung zur Erfassung eines Überstroms im EIN-Zustand, und 81 bezeichnet eine Steuerschaltung zur Ausgabe eines Eingangssteuersignals im Ansprechen auf einen von außen ergangenen Eingangsbefehl. In der Überstromerfassungsschaltung 80 wird beispielsweise das Erfassungssystem o. dgl. eingesetzt, das sich, wie im Beispiel aus dem Stand der Technik gezeigt, des Anstiegs bei der Gatespannung bedient. Wird ein Überstrom im EIN-Zustand zum Fließen gebracht, gibt die Überstromerfassungsschaltung 80 ein Erfassungssignal an die Steuerschaltung 81 aus, die im Ansprechen auf das Ausgangssignal aus der Überstromerfassungsschaltung 80 wiederum den IGBT abschaltet. Somit wird kein Überstrom über eine längere Zeitspanne zum Fließen gebracht, und von daher ist es möglich, die Vorrichtung vor einer Zerstörung zu bewahren. Zusätzlich wird gleichzeitig das Erfassungssignal aus der Überstromerfassungsschaltung 80 an die Gatespannungssteuerschaltung 8 ausgegeben, so dass die Gatespannungssteuerschaltung 8 langsamer als im Normalfall abgeschaltet wird. Dies führt dazu, dass es möglich wird, eine Stoßspannung zu unterdrücken, und von daher ist es möglich, die Vorrichtung vor einer Zerstörung zu bewahren.

Selbst wenn zusätzlich ein Überstrom zum Fließen gebracht wird, entscheidet, wenn sein Pegel niedriger ist als der Erfassungspegel der Überstromerfassungsschaltung 80, wenn ihr ein Abschaltbefehl erteilt wird, die Gatespannungserfassungsschaltung 9, dass der Strom ein Überstrom ist, und im Ansprechen auf das Erfassungssignal aus der Gatespannungserfassungsschaltung 9 schaltet die Gatespannungssteuerschaltung 8 den IGBT 10 langsamer als im Normalfall ab. Dies führt dazu, dass es möglich wird, eine Stoßspannung zu unterdrücken, und von daher ist es möglich, die Vorrichtung vor einer Zerstörung zu bewahren.

Folglich ist es durch Übernahme dieses Aufbaus möglich, selbst wenn ein großer Überstrom wie ein Kurzschlussstrom in einem EIN- Zustand oder ein relativ niedriger Überstrom zum Fließen gebracht wird, der von der Überstromerfassungsschaltung 80 nicht erfasst werden kann, die Vorrichtung zu schützen.

Zusätzlich umfasst die Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung: einen Schaltkreis, um als ihren Eingang ein Eingangssteuersignal von außen zu empfangen, um das EIN-/AUS- Schalten der Leistungshalbleitervorrichtung durchzuführen; eine Abtastsignalgeneratorschaltung, um das Eingangssteuersignal zu erfassen, um, wenn das Eingangssteuersignal AUS befiehlt, ein Abtastsignal etwa zum Zeitpunkt des Beginns der Miller-Zeitspanne der Leistungshalbleitervorrichtung auszugeben, oder eine Zeitvorgabeerfassungsschaltung, die an eine Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um die Miller-Zeitspanne der Leistungshalbleitervorrichtung zu erfassen, um ein Zeitvorgabesignal etwa zum Zeitpunkt des Beginns der Miller-Zeitspanne auszugeben; eine Gatespannungserfassungsschaltung, die an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um eine Miller-Spannung der Leistungshalbleitervorrichtung zu dem Zeitpunkt zu erfassen, zu dem entweder das Abtastsignal oder das Zeitvorgabesignal darin eingegeben wird, um, wenn die Miller-Spannung größer oder gleich einem vorbestimmten Schwellenwert ist, ein Überstromerfassungssignal auszugeben; eine Überstromerfassungsschaltung, um eine Gatespannung in einem EIN-Zustand zu erfassen, um einen Überstrom auf der Basis des Anstiegs bei der Gatespannung zu erfassen, um ein Überstromerfassungssignal in einem EIN-Zustand auszugeben; und eine Gatespannungssteuerschaltung, die an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um im Ansprechen auf entweder das Überstromerfassungssignal oder das Überstromerfassungssignal in einem EIN-Zustand entweder aus der Gatespannungserfassungsschaltung oder aus der Überstromerfassungsschaltung die Gatespannung der Leistungshalbleitervorrichtung derart zu steuern, dass die Leistungshalbleitervorrichtung langsamer als im Normalfall in den AUS-Zustand versetzt wird. Folglich ist es möglich, selbst wenn ein großer Überstrom wie ein Kurzschlussstrom im EIN-Zustand oder ein relativ kleiner Überstrom, der von der Überstromerfassungsschaltung nicht erfasst werden kann, zum Fließen gebracht wird, die Steuerschaltung zu schützen.

Wie vorstehend dargelegt wurde, umfasst nach der vorliegenden Erfindung die Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung: einen Schaltkreis, um als ihren Eingang ein Eingangssteuersignal von außen zu empfangen, um das EIN-/AUS- Schalten der Leistungshalbleitervorrichtung durchzuführen; eine Abtastsignalgeneratorschaltung, um das Eingangssteuersignal zu erfassen, um, wenn das Eingangssteuersignal AUS befiehlt, ein Abtastsignal etwa zum Zeitpunkt des Beginns der Miller-Zeitspanne der Leistungshalbleitervorrichtung auszugeben; eine Gatespannungserfassungsschaltung, die an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um eine Miller-Spannung der Leistungshalbleitervorrichtung zu einem Zeitpunkt zu erfassen, zu dem das Abtastsignal darin eingegeben wird, um, wenn die Miller-Spannung größer oder gleich eine vorbestimmten Schwellenwert ist, ein Überstromerfassungssignal auszugeben; und eine Gatespannungssteuerschaltung, die an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um im Ansprechen auf das Überstromerfassungssignal aus der Gatespannungserfassungsschaltung die Gatespannung der Leistungshalbleitervorrichtung derart zu steuern, dass die Leistungshalbleitervorrichtung langsamer als im Normalfall in den AUS- Zustand versetzt wird. Folglich werden sowohl die Gatespannungserfassungsschaltung als auch die Gatespannungssteuerschaltung nur während des AUS-Zustands auf der Basis der Wirkung der Abtastsignalgeneratorschaltung betrieben. Zusätzlich ist, da die Leistungshalbleitervorrichtung normalerweise schnell in den AUS-Zustand versetzt wird, der Abschaltverlust geringer. Da auch der Überstromerfassungspegel durch Einstellen des Pegels der Miller- Spannung verändert werden kann, ist es möglich, den Überstromschutz durchzuführen, bei dem ein Überstrom selbst dann erfasst werden kann, wenn er kein so großer Strom wie im Beispiel aus dem Stand der Technik ist, sondern ein kleiner Strom ist, um die Entstehung einer Stoßspannung zu verhindern.

Obwohl die Erfindung insbesondere mit Bezug auf die bevorzugten Ausführungsformen aufgezeigt und beschrieben wurde, versteht sich, dass dem Fachmann verschiedene Änderungen und Abwandlungen, ohne den Rahmen und den wahren Gehalt der Erfindung zu verlassen, klar sein werden. Der Rahmen der Erfindung soll deshalb einzig durch die beigefügten Ansprüche bestimmt sein. BEZUGSZEICHENLISTE 1 Stromversorgung
2 Masse
3 P-Kanal-MOSFET
4, 5 Widerstände
6 N-Kanal-MOSFET
7 Abtastsignalgeneratorschaltung
8 Gatespannungssteuerschaltung
9 Gatespannungserfassungsschaltung
10 Leistungshalbleitervorrichtung, IGBT
11 Widerstand
12 Kondensator
13 Puffer
14 Knoten
15 Diode
16 Komparator
17, 18 Widerstände
19 Knoten
20 Widerstand
21 Inverter
22 Widerstand
23 Kondensator
24 UND-Glied
25 Knoten
26 Komparator
27, 28 Widerstände
31 Inverter
32 Widerstand
33 Kondensator
34 Emitter-Stromversorgung
35 Zener-Diode
36 Kondensator
37 Knoten
38 Widerstand
39 Puffer
40 Spannungsverstärker
41 Schalter
42 Spannungskomparator
43 Referenzspannungsgenerator- und -einstellschaltung
44, 49 Zener-Dioden
45, 50 Dioden
46, 48, 51, 55 Widerstände
47 MOS-Transistor
52 Bipolartransistor
53 Kondensator
54 Puffer
57, 58, 59, 60 Widerstände
61 Kondensator (Filter)
62 Widerstand
63 Kondensator (Filter)
64 Bipolartransistor
65 Diode
66 Widerstand
67, 68 Widerstand
69 Ausgleichswiderstand
70 Emitter-Stromversorgung
71 Zener-Diode
72, 73, 74 Dioden
75 MOS-Transistor
76 Zener-Diode
77 Widerstand
78 Widerstand
79 (N-Kanal-) MOS-Transistor
80 Überstromerfassungsschaltung
81 Steuerschaltung
90 Eingangssteuersignal
91 Gatespannung
92 Rechteckwelle
93 Spannung
100 Hauptinverterschaltung
200 Zeiterfassungsschaltung
di/dt Stromanstiegsrate
T1, T2, T3, T4 Zeit
R1 Ausgleichswiderstand
R2 Gatewiderstand
Vcc Stromversorgungsspannung
Ve Emitterspannung
Vge Gatespannung
Vgem Gate-Emitterspannung
V_M Konstante Spannung

Claims

1. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung, umfassend:
einen Schaltkreis (100), der als Eingang ein Eingangssteuersignal von außen zu empfangen, um die Leistungshalbleitervorrichtung in den EIN-/AUS-Zustand zu versetzen;
eine Abtastsignalgeneratorschaltung (7) zur Erfassung des Eingangssteuersignals, um, wenn das Eingangssteuersignal einen AUS- Befehl erteilt, ein Abtastsignal im wesentlichen zum Zeitpunkt des Beginns einer Miller-Zeitspanne der Leistungshalbleitervorrichtung auszugeben;
eine Gatespannungserfassungsschaltung (9), die an eine Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um eine Miller-Spannung der Leistungshalbleitervorrichtung zu der Zeit zu erfassen, zu der das Abtastsignal darin eingegeben wird, und, wenn die Miller-Spannung größer oder gleich einem vorbestimmten Schwellenwert ist, ein Überstromerfassungssignal auszugeben; und
eine Gatespannungssteuerschaltung (8), die an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um im Ansprechen auf das Überstromerfassungssignal aus der Gatespannungserfassungsschaltung die Gatespannung der Leistungshalbleitervorrichtung derart zu steuern, dass die Leistungshalbleitervorrichtung mit einer langsameren Geschwindigkeit in den AUS-Zustand versetzt wird, als im Normalzustand der Fall wäre.

2. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung, umfassend:
einen Schaltkreis (100), der als Eingang ein Eingangssteuersignal von außen zu empfangen, um die Leistungshalbleitervorrichtung in den EIN-/AUS-Zustand zu versetzen;
eine Zeitvorgabeerfassungsschaltung (200), die an eine Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um eine Miller- Zeitspanne der Leistungshalbleitervorrichtung zu erfassen, um ein Zeitvorgabesignal im wesentlichen zum Zeitpunkt des Beginns der Miller- Zeitspanne der Leistungshalbleitervorrichtung auszugeben;
eine Gatespannungserfassungsschaltung (9), die an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um eine Miller-Spannung der Leistungshalbleitervorrichtung zu der Zeit zu erfassen, zu der das Zeitvorgabesignal darin eingegeben wird, und, wenn die Miller-Spannung größer oder gleich einem vorbestimmten Schwellenwert ist, ein Überstromerfassungssignal auszugeben; und
eine Gatespannungssteuerschaltung (8), die an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um im Ansprechen auf das Überstromerfassungssignal aus der Gatespannungserfassungsschaltung die Gatespannung der Leistungshalbleitervorrichtung derart zu steuern, dass die Leistungshalbleitervorrichtung mit einer langsameren Geschwindigkeit in den AUS-Zustand versetzt wird, als im Normalzustand der Fall wäre.

3. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Abtastsignalgeneratorschaltung (7) oder die Zeitvorgabeerfassungsschaltung (200) besteht aus: einer Verzögerungsschaltung mit einem Widerstand (11) und einem Kondensator (12); und einem Puffer (13).

4. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Abtastsignalgeneratorschaltung (7) oder die Zeitvorgabeerfassungsschaltung (200) besteht aus: einer Referenzspannungsgeneratorschaltung (17, 18), um eine vorbestimmte Referenzspannung auszugeben, die zuvor eingestellt wird; einer Verzögerungsschaltung mit einem Widerstand (11) und einem Kondensator (12); und einem Spannungskomparator (16) zum Erfassen, ob eine Ausgangsspannung aus der Verzögerungsspannung höher oder niedriger als die Referenzspannung ist.

5. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung nach Anspruch 3 oder 4, wobei die Abtastsignalgeneratorschaltung (7) oder die Zeitvorgabeerfassungsschaltung (200) darüber hinaus eine Diode (15) umfasst, die mit dem Widerstand (11) parallelgeschaltet ist, derart, dass die Richtung des Eingangssteuersignals zur Vorwärtsrichtung wird.

6. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei eine Ausgangszeitspanne in der Abtastsignalgeneratorschaltung (7) oder der Zeitvorgabeerfassungsschaltung (200) derart eingestellt ist, dass sie kürzer ist als die Miller-Zeitspanne der Leistungshalbleitervorrichtung.

7. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei eine Ausgangszeitspanne in der Abtastsignalgeneratorschaltung (7) oder der Zeitvorgabeerfassungsschaltung (200) derart eingestellt ist, dass sie in eine festgelegte Zeitspanne ab einem Zeitpunkt fällt, zu dem die Gatespannung gemäß eines AUS-Befehls des Eingangssteuersignals zu sinken beginnt.

8. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei eine Ausgangszeitspanne in der Abtastsignalgeneratorschaltung (7) oder der Zeitvorgabeerfassungsschaltung (200) von einer Stromversorgungsspannung abhängt und zeitlich später auftritt, wenn die Stromversorgungsspannung weiter sinkt.

9. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die Gatespannungserfassungsschaltung (9) umfasst:
einen Spannungsverstärker (40), der an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um die Gatespannung auf einen vorbestimmten Pegel zu verstärken; und
einen Schalter (41), der an den Spannungsverstärker angeschlossen ist, und dessen Zustand auf der Basis eines Signals geschaltet wird, das aus der Abtastsignalgeneratorschaltung bzw. der Zeitvorgabeerfassungsschaltung ausgegeben wird.

10. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die Gatespannungserfassungsschaltung (9) umfasst:
eine Referenzspannungsgeneratorschaltung (43), um eine vorbestimmte Referenzspannung auszugeben, die zuvor eingestellt wird;
einen Spannungskomparator (42), der an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um zu erfassen, ob die Gatespannung der Leistungshalbleitervorrichtung höher oder niedriger als die Referenzspannung ist; und
einen Schalter (41), der an den Spannungskomparator angeschlossen ist, und dessen Zustand auf der Basis eines Signals geschaltet wird, das aus der Abtastsignalgeneratorschaltung oder der Zeitvorgabeerfassungsschaltung ausgegeben wird.

11. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei die Gatespannungserfassungsschaltung (9) das Überstromerfassungssignal ausgibt, wenn ein Strom fließt, der größer oder gleich einem bestimmten Wert ist, ohne den Erfassungspegel hinsichtlich eines Überstroms zu verändern, selbst wenn sich die Miller-Spannung aufgrund einer Veränderung der Stromversorgungsspannung der Steuerschaltung verändert.

12. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei die Gatespannungserfassungsschaltung (9) das Überstromerfassungssignal ausgibt, wenn ein Strom fließt, der größer oder gleich einem bestimmten Wert ist, ohne den Erfassungspegel hinsichtlich eines Überstroms zu verändern, selbst wenn sich eine Temperatur der Steuerschaltung verändert.

13. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei die Gatespannungssteuerschaltung (8) umfasst:
einen MOS-Transistor (47), der an die Gatespannungserfassungsschaltung angeschlossen ist, und dessen Zustand auf der Basis eines Signals geschaltet wird, das aus der Gatespannungserfassungsschaltung ausgegeben wird; und
eine Zener-Diode (49), die zwischen der Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung und dem MOS-Transistor (47) angeschlossen ist.

14. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei die Gatespannungssteuerschaltung (8) umfasst:
einen MOS-Transistor (79), der an die Gatespannungserfassungsschaltung angeschlossen ist, und dessen Zustand auf der Basis eines Signals geschaltet wird, das aus der Gatespannungserfassungsschaltung ausgegeben wird; und
einen Widerstand (78), der zwischen der Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung und dem MOS-Transistor angeschlossen ist; und
ein Ausgang aus dem MOS-Transistor (79) an einen AUS-seitigen Schalter des Schaltkreises gekoppelt ist.

15. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung, umfassend:
einen Schaltkreis (100), der als Eingang ein Eingangssteuersignal von außen zu empfangen, um die Leistungshalbleitervorrichtung in den EIN-/AUS-Zustand zu versetzen;
eine Abtastsignalgeneratorschaltung (7) zur Erfassung des Eingangssteuersignals, um, wenn das Eingangssteuersignal einen AUS- Befehl erteilt, ein Abtastsignal im wesentlichen zum Zeitpunkt des Beginns einer Miller-Zeitspanne der Leistungshalbleitervorrichtung auszugeben;
eine Gatespannungserfassungsschaltung (9), die an eine Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um eine Miller-Spannung der Leistungshalbleitervorrichtung zu der Zeit zu erfassen, zu der das Abtastsignal darin eingegeben wird, und, wenn die Miller-Spannung größer oder gleich einem vorbestimmten Schwellenwert ist, ein Überstromerfassungssignal auszugeben;
eine Überstromerfassungsschaltung (80), die eine Gatespannung im EIN-Zustand erfasst, und ein Überstromerfassungssignal im EIN-Zustand ausgibt, indem sie einen Überstrom auf der Basis eines Anstiegs der Gatespannung erfasst; und
eine Gatespannungssteuerschaltung (8), die an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um im Ansprechen auf das Überstromerfassungssignal aus der Gatespannungserfassungsschaltung bzw. das Überstromerfassungssignal im EIN-Zustand aus der Überstromerfassungsschaltung die Gatespannung der Leistungshalbleitervorrichtung derart zu steuern, dass die Leistungshalbleitervorrichtung mit einer langsameren Geschwindigkeit in den AUS- Zustand versetzt wird, als im Normalzustand der Fall wäre.

16. Steuerschaltung zum Ansteuern einer Leistungshalbleitervorrichtung, umfassend:
einen Schaltkreis (100), der als Eingang ein Eingangssteuersignal von außen zu empfangen, um die Leistungshalbleitervorrichtung in den EIN-/AUS-Zustand zu versetzen;
eine Zeitvorgabeerfassungsschaltung (200), die an eine Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um eine Miller- Zeitspanne der Leistungshalbleitervorrichtung zu erfassen, um ein Zeitvorgabesignal im wesentlichen zum Zeitpunkt des Beginns der Miller- Zeitspanne der Leistungshalbleitervorrichtung auszugeben;
eine Gatespannungserfassungsvorrichtung (9), die an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um eine Miller-Spannung der Leistungshalbleitervorrichtung zu der Zeit zu erfassen, zu der das Abtastsignal darin eingegeben wird, und, wenn die Miller-Spannung größer oder gleich einem vorbestimmten Schwellenwert ist, ein Überstromerfassungssignal auszugeben;
eine Überstromerfassungsschaltung (80), die eine Gatespannung im EIN-Zustand erfasst, und ein Überstromerfassungssignal im EIN-Zustand ausgibt, indem sie einen Überstrom auf der Basis eines Anstiegs der Gatespannung erfasst; und
eine Gatespannungssteuerschaltung (8), die an die Gateleitung der Leistungshalbleitervorrichtung angeschlossen ist, um im Ansprechen auf das Überstromerfassungssignal aus der Gatespannungserfassungsschaltung bzw. das Überstromerfassungssignal im EIN-Zustand aus der Überstromerfassungsschaltung die Gatespannung der Leistungshalbleitervorrichtung derart zu steuern, dass die Leistungshalbleitervorrichtung mit einer langsameren Geschwindigkeit in den AUS- Zustand versetzt wird, als im Normalzustand der Fall wäre.