JP7085453B2 - 電力変換装置及び電力変換装置の診断方法 - Google Patents

Description

本発明は、異常診断機能を備えた電力変換装置及び電力変換装置の診断方法に関し、特に、大容量の電力変換装置の異常診断に好適である。

鉄道や大型産業機器向けの電動機を制御するために用いる電力変換装置や、電力系統用などの大容量の周波数変換に用いる電力変換装置は、大容量の電力用半導体素子を用いて、高電圧かつ大電流の電力制御を行うものである。

このような機器では、稼働中に故障が発生すると、システムの損傷や計画外のシステム停止が生じ、大きな経済的損失が発生する可能性がある。こうした状況を防止する目的で、電力変換装置の劣化や異常を検出し、機能停止による破壊防止、機器を更新する必要性の関係者への通知、また電力変換装置の延命制御等が必要である。

電力変換装置の故障要因として、半導体スイッチング素子の過熱が知られている。半導体スイッチング素子は、その接合温度（Ｔｊ）が定格以上に高い状態で動作させると破壊に到る。このため、電力変換装置には放熱設計が施されている。

ここで、半導体素子は、実装のために半導体チップと熱膨張係数の異なる材料が積層されていることから、稼働中の半導体チップの自己発熱による熱応力の蓄積により、はんだやボンドワイヤが経年劣化することを避けられない。
よって、半導体スイッチング素子の熱インピーダンスは継時的に上昇し、半導体素子が過熱することがある。

一方で、電力変換装置は無保守が前提であるため、通常の保全作業では半導体スイッチング素子そのものを点検することは極めて少なく、使用開始から一定期間が経過したタイミングで機器自体の更新を行う。

しかしながら、電力変換装置は、その使用環境によっては劣化の進行が加速され、電力変換装置の寿命はそれぞれに異なる。そのため、それぞれの電力変換装置の状態をオンラインで監視し、機器更新のタイミングを個別に最適化することによる保守コストの低減が望まれている。

その中で、簡便な方法で電力変換装置を状態監視する技術として、システム稼働中に接合温度を測定する技術が知られている。
半導体スイッチング素子の内部に温度センサを内蔵する方法があるが、センサを集積させることにコストがかかり、また温度センサの応答速度や信頼性の観点で課題が多い。

また、半導体スイッチング素子の電気特性の温度依存性を利用して、接合温度を推定する技術が知られている。例えば、特許文献１には、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）素子のスイッチオフ段階のゲート－エミッタ電圧特性において、ミラープラトーの開始段階から終了段階までの遅延時間を検出することで、ＩＧＢＴ素子の接合温度を決定し、平均接合温度の持続的な上昇が記録された場合に、素子の老朽化を検出する方法が開示されている。

特開２０１３－１４２７０４号公報

上述した特許文献１に記載の方法では、ミラープラトーの開始から終了までのスイッチオフの遅延時間からＩＧＢＴ素子の接合温度を推定しているが、スイッチオフ遅延時間は、ＩＧＢＴ素子の接合温度のみならず、スイッチオフする直前のコレクタ電流及びコレクタ電圧によっても変化することについては触れられていない。

発明者らは、スイッチオフ遅延時間が、ＩＧＢＴ素子の接合温度のみならずスイッチオフする直前のコレクタ電流及びコレクタ電圧に敏感に影響を受けることを見出した。
従って、例えば電力変換装置によってモータを制御する場合のように、電力変換装置が備える半導体スイッチング素子に印加される電圧及び半導体スイッチング素子に流れる電流が時々刻々と変化するシステムにおいては、スイッチオフ遅延時間のみならず、スイッチオフ時のコレクタ電流及びコレクタ電圧を精度よく検出し、これらの電流と電圧とスイッチオフ遅延時間との関係から接合温度を算出する必要がある。

上述のとおり、半導体スイッチング素子は熱応力の蓄積によってはんだやボンドワイヤが経年劣化するため、熱応力の起源となる温度振動の監視は極めて重要である。そのためには、稼働中の半導体スイッチング素子に印加される様々な電流及び電圧の条件において、継続的に接合温度を監視し、温度振動の蓄積を監視する必要がある。

しかし、半導体スイッチング素子のターンオフ動作においては電流及び電圧が急激に変化するため、スイッチング動作のタイミングに同期してコレクタ電流を検出することは極めて難しいという課題がある。

そこで、本発明の目的は、半導体スイッチング素子を有する電力変換装置において、簡便な構成で、自らの異常や摩耗度を高精度に検出できる電力変換装置及びそのための診断方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係る電力変換装置は、電力変換装置を構成するスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ指令信号に基づいてスイッチング素子を駆動するゲート駆動回路と、スイッチング素子がターンオフするタイミングにおける、コレクタ電流又はドレイン電流及びコレクタ電圧又はドレイン電圧をそれぞれ推定するための算出を行う電流算出部及び電圧算出部と、ＰＷＭ指令信号、スイッチング素子のスイッチング動作に伴って生成するフィードバック信号、コレクタ電流又はドレイン電流の推定電流及びコレクタ電圧又はドレイン電圧の推定電圧に基づいて、電力変換装置の運転状態を推定する状態監視部と、状態監視部が推定した電力変換装置の運転状態に基づいて当該電力変換装置の異常を判定する異常診断部とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、簡便な構成で以て、自らの異常や摩耗度を高精度に検出できる電力変換装置及びそのための診断方法を提供できる。
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明によって明らかにされる。

実施例１に係る電力変換装置の構成の一例を示すブロック図である。 実施例１に係る電力変換装置において、電流算出部、電圧算出部、状態監視部及び異常診断部を制御部に集約した構成の一例を示すブロック図である。 実施例１に係るインバータの具体的構成の一例を示す図である。 スイッチオフ遅延時間を算出するための制御部の具体的な回路構成の一例を示す図である。 ＰＷＭ指令信号、ゲート電圧及びフィードバック信号、３者相互の時間的関係を示す図である。 半導体スイッチング素子のスイッチオン時のスイッチング波形を示す図である。 半導体スイッチング素子のスイッチオフ時のスイッチング波形及びフィードバック信号波形を示す図である。 ＰＷＭ指令信号、キャリア信号、モータ相電流、モータ制御用に検出されたモータ電流値及びターンオフ時の推定コレクタ電流、それぞれの関係を示す図である。 スイッチオフ遅延時間に関して、半導体スイッチング素子の接合温度との関係、コレクタ電流との関係、直流電源電圧との関係、をそれぞれ示す図である。 モータ相電流の経時変化及び接合温度が最大及び最少となる点を示す図である。 接合温度の時系列データをヒストグラムに変換した温度振幅頻度データの一例を示す図である。 実施例２に係る、正常動作時及び地絡発生時のモータ相電流の変化、スイッチオフ遅延時間と算出された推定接合温度との関係を示す図である。 実施例３に係る制御部の一部の構成を、ゲート駆動回路と共に示す図である。 ＰＷＭ指令信号及びフィードバック信号の各パルス数の関係の一例を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態として、本発明に係る実施例１～３を、図面を用いて説明する。なお、各図面において、同一の構成については同一の符号を付し、重複する部分についてはその詳細な説明は省略する。

図１は、実施例１に係る電力変換装置の構成の一例を示すブロック図である。
制御部１は、ＰＷＭ指令信号を出力し、フィードバック信号（ＦＢ）を入力する。
ゲート駆動回路３は、制御部１から受信したＰＷＭ指令信号に基づいて半導体スイッチング素子２を駆動すると共に、該駆動の結果に基づいて制御部１及び状態監視部６にフィードバック信号（ＦＢ）を送信する。

状態監視部６は、電流算出部４が算出する半導体スイッチング素子２のターンオフ時の推定コレクタ電流、電圧算出部５が算出する半導体スイッチング素子２のターンオフ時の推定コレクタ電圧、先のＰＷＭ指令信号及び先のフィードバック信号（ＦＢ）に基づいて、半導体スイッチング素子２から構成される電力変換装置の運転状態を監視する。
異常診断部７は、状態監視部６による電力変換装置の監視結果に基づいて、スイッチング素子２の異常及び劣化などの電力変換装置内の異常状態を判定する。

図２は、実施例１に係る電力変換装置において、電流算出部４、電圧算出部５、状態監視部６及び異常診断部７を制御部１に集約した構成の一例を示すブロック図である。
直流電力を交流電力に変換するインバータ８、該インバータ８が生成した３相交流電流（Ｕ相電流ｉｕｍ、Ｖ相電流ｉｖｍ及びＷ相電流ｉｗｍ）により駆動される３相交流式のモータ９及びインバータ８に制御用のＰＷＭ指令信号を送信する制御部１を備える。

制御部１は、ＣＰＵ、メモリ等を有するマイクロコンピュータを含み、構成要素としては、電流算出部４、電圧算出部５、状態監視部６、異常診断部７、トルク指令算出部１０、電流指令算出部１１、電流指令／３相電圧変換部１２、ＰＷＭ変換部１３、電流帰還変換部１４、ＰＷＭ指令信号幅算出部１５及びフィードバック信号幅算出部１６を備える。

電流帰還変換部１４は、Ｕ相電流センサ、Ｖ相電流センサ及びＷ相電流センサ（共に図示せず）により検出された各相のモータ駆動電流を、モータ９の回転角度θを用いた座標変換により、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換し、電流指令／３相電圧変換部１２に入力する。

電流指令算出部１１は、トルク指令算出部１０から入力されるトルク指令値に基づき、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を、予め作成されたテーブル等にしたがって算出し、電流指令／３相電圧変換部１２に入力する。

電流指令／３相電圧変換部１２は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊及び電流帰還変換部１４から入力されるｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑから、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を生成した後、該電圧指令値をモータ９の回転角度θを用いて３相交流電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊及びＶｗ^＊に変換し、ＰＷＭ変換部１３に入力する。

ＰＷＭ変換部１３は、入力された３相交流電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊及びＶｗ^＊からＰＷＭ指令信号（ｕｈ、ｕｌ、ｖｈ、ｖｌ、ｗｈ及びｗｌ）を生成し、インバータ８に入力する。
インバータ８は、ＰＷＭ変換部１３から入力したＰＷＭ指令信号に基づいてモータ９の各相に駆動電流を出力し、モータ９を駆動する。

図３は、スイッチング素子２で構成されるインバータ８の具体的な構成の一例を示す図である。
インバータ８は、直流電源１７及び平滑コンデンサ１８の正極側と負極側との間に接続され、入力電流を直流電力と交流電力の間で変換して出力する。このために、インバータ８は、複数の半導体スイッチング素子（２ａ～２ｆ）を備え、それぞれの出力線は、モータ９の３相（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）の巻き線に接続され、各半導体スイッチング素子（２ａ～２ｆ）のオン・オフを制御して、モータ９と直流電源１７との接続を制御する。

ゲート駆動回路３ａ～３ｆは、制御部１から送信されるＰＷＭ指令信号に基づき各半導体スイッチング素子（２ａ～２ｆ）を駆動し、また、その駆動結果に基づき制御部１へフィードバック信号（ＦＢ）を送信する。
ここで、半導体スイッチング素子（２ａ～２ｆ）としては、図示しているＩＧＢＴに限定するものではなく、トランジスタ、ＭＯＳ－ＦＥＴ等、種々のスイッチング素子を採用できる。ＭＯＳ－ＦＥＴを用いた場合は、エミッタをソース、コレクタをドレインに読み替えることになる。

図４は、ＰＷＭ指令信号及びフィードバック信号（ＦＢ）からスイッチオフ遅延時間を算出するための制御部１の具体的な回路構成の一例を示す図である。
ゲート駆動回路３と制御部１とは、絶縁素子１９ａ、１９ｂ（具体的には、光結合型素子、磁気結合型素子又は静電結合型素子等）によって絶縁されている。

ゲート駆動回路３は、絶縁素子１９ａと１９ｂ、半導体スイッチング素子２を駆動するゲート駆動部２０、ゲート電圧とスイッチオン参照電圧とを比較してスイッチオンを判定する比較器２１及びゲート電圧とスイッチオフ参照電圧とを比較してスイッチオフを判定する比較器２２から構成されている。比較器２１及び比較器２２の動作に基づいて、フィードバック信号（ＦＢ）がゲート駆動回路３から制御部１に送信される。

制御部１において、ゲート駆動回路３から受信したフィードバック信号（ＦＢ）は、内蔵する時間測定部２３に入力され、フィードバック信号（ＦＢ）によるパルス幅が測定される。また、ＰＷＭ変換部１３から出力されたＰＷＭ指令信号は、ゲート駆動回路３のみならず、制御部１が内蔵する時間測定部２４にも入力され、ＰＷＭ指令信号パルス幅が測定される。ここで、時間測定部２３及び時間測定部２４は、例えば１０ｎ秒以下の時間分解能を持つ。時間測定部２３及び時間測定部２４で測定されたフィードバック信号（ＦＢ）及びＰＷＭ指令信号の各パルス幅それぞれは、時間比較部２５に入力され、両方の値が比較されることでスイッチオフ遅延時間を算出することができる。

また、上述の制御部１では、時間測定部２３及び２４により、フィードバック信号（ＦＢ）及びＰＷＭ指令信号の各パルス幅をそれぞれ測定したが、それらに替えて、ＰＷＭ指令信号のスイッチオフからフィードバック信号（ＦＢ）のスイッチオフまでの時間を測定する別の時間測定部（図示せず）を設け、その測定時間に基づいてスイッチオフ遅延時間を算出するようにしてもよい。

図５は、ＰＷＭ指令信号、ゲート電圧及びフィードバック信号（ＦＢ）、３者相互の時間的関係を示す図である。
図５に示すように、ＰＷＭ変換部１３から出力されたスイッチオンのＰＷＭ指令信号は、絶縁素子１９ｂを含むゲート駆動回路３による回路遅延を経た後に、半導体スイッチング素子２のゲート端子にスイッチオン信号が入力される。半導体スイッチング素子２にスイッチオン信号が入力されると、ゲート抵抗と素子の容量に応じた時定数でゲート電圧が上昇する。ゲート電圧が該時定数による素子遅延を経てスイッチオン参照電圧に到達すると、比較器２１が動作し、スイッチオンのフィードバック信号（ＦＢ）が出力される。フィードバック信号（ＦＢ）は、絶縁素子１９ａを含むゲート駆動回路３による回路遅延を経た後に、時間測定部２３に入力される。

また同様に、スイッチオフのＰＷＭ指令信号がＰＷＭ変換部１３から出力されると、絶縁素子１９ｂを含むゲート駆動回路３による回路遅延を経た後に、半導体スイッチング素子２のゲート端子にスイッチオフ信号が入力される。半導体スイッチング素子２にスイッチオフ信号が入力されると、ゲート抵抗と素子の容量に応じた時定数でゲート電圧が下降する。ゲート電圧が該時定数による素子遅延を経てスイッチオフ参照電圧に到達すると、比較器２２が動作し、スイッチオフのフィードバック信号（ＦＢ）が出力される。フィードバック信号（ＦＢ）は、絶縁素子１９ａを含むゲート駆動回路３による回路遅延を経た後に、時間測定部２３に入力される。

時間測定部２３は、スイッチオンのフィードバック信号（ＦＢ）及びスイッチオフのフィードバック信号（ＦＢ）の各入力に基づいて、フィードバック信号（ＦＢ）のパルス幅を測定する。
ここにおいて、発明者は、ＰＷＭ指令信号、半導体スイッチング素子２のスイッチング波形及びフィードバック信号波形の相関を解析した。その結果、スイッチオンにおいて、素子遅延は、接合温度、コレクタ電流及び直流電源電圧に依存せずほぼ一定である。その一方で、スイッチオフにおいて、素子遅延は、接合温度、コレクタ電流及び直流電源電圧に依存して変化することを見出した。

図６は、その（ａ）～（ｃ）に、回路遅延時間を一定に揃えた条件の下で、スイッチオン時に、ＰＷＭ指令信号出力時を基準時間とした場合のスイッチング波形を示す図である。
図６の（ａ）は接合温度を（例として、４０℃及び１００℃の場合）、図６の（ｂ）はコレクタ電流を（例として、６００Ａ、９００Ａ及び１２００Ａの場合）、図６の（ｃ）は直流電源電圧を（例として、１１００Ｖ、１３００Ｖ及び１５００Ｖの場合）、様々に変えた場合の波形を示している。なお、スイッチオンを判定するスイッチオン参照電圧は、一例として５Ｖに設定している。

図６（ａ）～（ｃ）に示すように、接合温度、コレクタ電流及び直流電源電圧に依存せず、ゲート電圧がスイッチオン参照電圧に到達するタイミングは、ほとんど一定である。従って、スイッチオン時の素子遅延において、接合温度、コレクタ電流及び直流電源電圧に対する依存性は、非常に小さいことが分かる。

図７は、その（ａ）～（ｆ）に、回路遅延時間を一定に揃えた条件の下で、スイッチオフ時に、ＰＷＭ指令信号出力時を基準時間とした場合のスイッチング波形（（ａ）、（ｃ）及び（ｅ））とフィードバック信号波形（（ｂ）、（ｄ）及び（ｆ））を示す図である。
図７の（ａ）と（ｂ）は接合温度を（例として、４０℃及び１００℃の場合）、図７の（ｃ）と（ｄ）はコレクタ電流を（例として、６００Ａ、９００Ａ及び１２００Ａの場合）、図７の（ｅ）と（ｆ）は直流電源電圧を（例として、１１００Ｖ、１３００Ｖ及び１５００Ｖの場合）、様々に変えた場合の波形を示している。なお、スイッチオフを判定するスイッチオフ参照電圧は、一例として－５Ｖに設定している。

図７の（ａ）では接合温度が上昇すると、図７の（ｃ）ではコレクタ電流が減少すると、また図７の（ｅ）では直流電源電圧が上昇するとそれぞれ、ゲート電圧がスイッチオフ参照電圧に到達するまでの遅延時間は大きくなることが分かる。これらの現象は、主に素子の帰還容量の各パラメータに対する依存性で説明できることが知られている。
また、図７の（ｂ）、（ｄ）及び（ｆ）に示すように、スイッチオフのフィードバック信号（ＦＢ）が出力されるタイミングは、ゲート電圧がスイッチオフ参照電圧に到達するまでの遅延時間に応じて変化することが分かる。
従って、スイッチオフ時の素子遅延は、接合温度、コレクタ電流及び直流電源電圧に依存して変化することが分かる。

以上の結果により、ＰＷＭ指令信号とフィードバック信号（ＦＢ）のパルス幅とを比較すれば、スイッチオフ時の素子遅延の変化を測定することができることを見出した。
回路遅延については、ゲート駆動回路３の雰囲気温度によって変化することを確認し、スイッチオン時の回路遅延の変化とスイッチオフ時の回路遅延の変化が同等であることを確認した。この結果により、ＰＷＭ指令信号とフィードバック信号（ＦＢ）のパルス幅とを比較すれば、ゲート駆動回路による回路遅延の温度変化の影響を相殺できることを見出した。もし、スイッチオン時とスイッチオフ時の回路遅延の温度依存性が異なるような回路構成の場合は、ゲート駆動回路に温度計を設置するなどして、回路遅延の変化を補正すればよい。

上述の検討結果により、半導体スイッチング素子２の接合温度を推定するには、ターンオフ時の直流電源電圧及びコレクタ電流を検出し、上述の素子の遅延時間と検出した電流及び電圧との関係から、接合温度を算出する必要がある。

直流電源電圧の検出に関しては、実施例１では、平滑コンデンサ１８の正極側と負極側との電圧を測定して算出した。一方、コレクタ電流の検出に関しては、ターンオフ動作時にコレクタ電流が急激に変化するため、ターンオフのタイミングに合わせて電流をサンプリングすることは極めて困難である。また、図２に示すように、モータ制御用にモータ各相の電流をサンプリングしているが、一般的には、キャリア信号に同期してＰＷＭ指令信号のオン・オフの各中点でサンプリングされていることから、ターンオフのタイミングで電流を検出することがモータ制御には用いられていない。

ここで発明者は、ＰＷＭ指令信号、モータ制御用にキャリア信号に同期してサンプリングされたモータ相電流値及びターンオフ時のコレクタ電流の関係を解析した。その結果、各相のＰＷＭ指令信号の組み合わせによるモータ各相の電圧と、直流電源電圧、モータ誘起電圧Ｅｍ及びモータ定数（インダクタンスＬ）に基づいて算出されるモータ相電流（ｉｕｍ、ｉｖｍ及びｉｗｍ）の変化率と、キャリア同期によってサンプリングされたモータ相電流値と、またＰＷＭ指令信号のパルス幅と半導体スイッチング素子２の動作遅延による位相差とによって、ターンオフ時のコレクタ電流を推定できることを見出した。実施例１において、半導体スイッチング素子２の動作遅延は１０μ秒以下であり、予め定数として設定したが、モータ相電流の変化率が小さい場合には動作遅延の影響を無視しても十分に電流精度を高くすることもできる。

図８は、ＰＷＭ指令信号、キャリア信号、モータ相電流（Ｉｍ）、モータ制御用に検出されたモータ電流値（電流サンプル）及びターンオフ時の推定コレクタ電流、それぞれの関係を示す図である。
実施例１では、上述の関係を用いて、ＰＷＭ指令信号幅やキャリア周期等の制御用の内部パラメータ及びモータ相電流を電流算出部４に入力し、ターンオフ時のコレクタ電流を算出している。実施例１によれば、従来から用いられていたモータ制御用に検出した電流値を用いて、ターンオフ時のコレクタ電流を精度良く推定することができる。

図９は、スイッチオフ遅延に関して、その（ａ）に半導体スイッチング素子２の接合温度（Ｔｊ）との関係、その（ｂ）にコレクタ電流（Ｉｃｅ）との関係、その（ｃ）に直流電源電圧（Ｖｃｅ）との関係、それぞれを示している。
また、状態監視部６には、時間比較部２５により算出されたスイッチオフ遅延時間と、電流算出部４によって算出されたターンオフ時の推定コレクタ電流と、電圧算出部５によって算出されたターンオフ時の直流電源電圧とが入力され、これらの遅延時間と電流及び電圧との関係から、スイッチング毎に半導体スイッチング素子２の接合温度が推定される。その様子を、例示的に図９の（ｄ）に示す。

以上のように、実施例１の着眼点の一つは、電力変換装置内の複数の半導体スイッチング素子２の摩耗度を監視し、システムの故障を未然に防止し、適切な機器更新の時期を通知するものである。

図１０は、モータ相電流の経時変化及び接合温度が最大と最少になる点を示す図である。
状態監視部６は、例えば図１０に示すように、各モータ相電流（Ｉｍ）の一周期において、最大値（Ｔｍａｘ）及び最小値（Ｔｍｉｎ）でのスイッチング動作時の接合温度を監視し、その温度差と回数を熱サイクルの頻度分布としてメモリ等に記憶する手段を有する。この熱サイクルを頻度に変換する方法としては、例えばレインフローアルゴリズムがある。

図１１は、接合温度の時系列データとヒストグラムに変換した温度振幅頻度の例を示す図である。横軸の温度振幅ΔＴは、例えば５℃刻みで設定する。縦軸は、サイクル数Ｎの対数表示（ｌｏｇＮ）である。熱サイクル定格としては、半導体スイッチング素子２の出荷時に提供されるパワーサイクル試験を用いる。図１１において、Ｎｉは、温度振幅Ｔｉの許容最大サイクル数、ｎｉ（図１１に示す黒塗り部分）は、状態監視部６によって得られた温度振幅Ｔｉのサイクル数である。また、各温度振幅Ｔｉの摩耗度Ｄｉは、ｎｉ／Ｎｉで与えられ、全体の摩耗度は、ΣＤｉで与えられる。

状態監視部６で算出されたΣＤｉは、異常診断部７に送信される。異常診断部７は、入力されたΣＤｉが規定値を超過した場合に素子の摩耗劣化を判定し、判定結果を関係者に通知する。その際に、異常診断部７は、機器更新を促すＧＵＩ（Ｇｒａｐｈｉｃａｌ Ｕｓｅｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）を備えてもよい。また、異常判定結果は、車両情報統合システムに送信することもでき、さらに、中央監視システムに含めれば、複数の車両の監視が可能となり、保全計画の最適化に寄与させることができる。

以上のとおり、実施例１によれば、半導体スイッチング素子の接合温度変化の時系列データを蓄積し、基準値と比較判定することによって、半導体スイッチング素子及びこれに関連する電力変換装置の摩耗度を高精度に検出し、故障などの不具合を高精度に防ぐと共に、機器更新や保全の最適化を図ることが可能である。

実施例２は、本発明に係る構成を用いて、電力変換装置に発生する突発的な異常を検知する方法を提供する。具体的には、電力変換装置の地絡等による電流値の異常の検知方法であって、以下にその方法について説明する。
図１２は、その（ａ）に、正常動作時及び地絡発生時のモータ相電流（Ｉｍ）の変化を示し、その（ｂ）に、スイッチオフ遅延時間と算出された推定接合温度（Ｔｊ）との関係を示す図である。

図１２の（ａ）に示すように、地絡が発生するとモータ相電流（Ｉｍ）の変化率が正常動作時に比べて大きくなるため、電流算出部４で算出したコレクタ電流の推定値よりも、実際に半導体スイッチング素子２を通電するコレクタ電流は大きくなる。
その結果、図１２の（ｂ）に示すように、地絡が発生した場合はスイッチオフ遅延時間が正常動作時に比べて短くなるため、スイッチオフ遅延時間とコレクタ電流及びコレクタ電圧の各推定値に基づいて、状態監視部６で推定される半導体スイッチング素子２の接合温度（Ｔｊ）は正常動作時と比較して低く推定される。また、スイッチオフ遅延時間の電流依存性が大きいため、状態監視部６では半導体スイッチング素子２の接合温度（Ｔｊ）は急激に低下した異常な結果を出力する。

以上のことから、スイッチオフ遅延時間、コレクタ電流及びコレクタ電圧の各推定値に基づいて、地絡等によるコレクタ電流値の異常判定することができる。
実施例２によれば、状態監視部６から異常監視部７に入力された接合温度（Ｔｊ）の時系列データにおいて、接合温度変化が所定の値より大きい異常な値を出力した場合に電流値の異常を判定することができる。

一般的には、地絡や短絡の検知は、予め参照電流値を設け、この参照電流値を超過した過電流状態となった場合に検知するため、検知タイミングが遅れる課題があった。実施例２による地絡検知では、過電流状態に至らない低電流領域での動作においてもスイッチング毎に異常の有無を判定することができるため、システムの保護をより早期に実施できる長所がある。
従って、実施例２に係る異常検知方法によって、システムの損傷を防止あるいは軽減することが可能となる。

実施例３は、本発明に係る構成を用いて、電力変換装置に発生する突発的な異常を検知する別の方法を提供する。具体的には、ゲート駆動回路の誤動作の検知方法であって、以下にその検知方法について説明する。
図１３は、実施例３に係る制御部１の一部の構成を、ゲート駆動回路３と共に示す図である。
先の実施例１では、時間測定部２３及び２４により、フィードバック信号（ＦＢ）及びＰＷＭ指令信号の各パルス幅をそれぞれ測定し、時間比較部２５にてスイッチオフ遅延時間を算出した。実施例３においては、先の実施例１の構成に加えてさらにパルス回数測定部２６を備え、時間測定部２３及び２４の出力結果に基づいてフィードバック信号（ＦＢ）及びＰＷＭ指令信号の各パルス回数をカウントすることを特徴とする。

図１４は、実施例３に係るパルス回数測定部２６によりカウントされたＰＷＭ信号及びフィードバック信号（ＦＢ）の各パルス数の関係を示す図である。
ゲート駆動回路３は、周辺環境や電力変換装置自身の動作の影響を受けて誤動作する可能性があることが知られている。ゲート駆動回路３が誤動作によって意図せずに動作すると、電力変換装置の短絡が発生する場合があり、システムが損傷する懸念がある。

そこで、一般的にはＰＷＭ指令信号及びフィードバック信号の各出力を比較し、ゲート駆動回路が正常に動作しているかを監視し、ＰＷＭ指令信号及びフィードバック信号の各出力の不一致期間が所定の値より大きい場合に、ゲート駆動回路の誤動作を判定する。
しかしながら、図５に示すように、正常動作時において、ＰＷＭ指令信号とフィードバック信号との間には、回路遅延や素子遅延による動作遅延が存在するため、異常判定のための出力不一致期間の閾値を大きくする必要がある。このように、出力不一致期間の閾値を大きくすると、短期間の誤動作を検出できないため、システムに劣化や損傷をもたらす懸念がある。

実施例３によれば、ＰＷＭ指令信号及びフィードバック信号（ＦＢ）の各パルス数の比較に基づいて、ゲート駆動回路３の誤動作を検出するため、短期間の誤動作の検出が可能になる長所がある。さらに、図１４に示すように、時間測定部２３でフィードバック信号（ＦＢ）のパルス幅も測定可能であるため、誤動作期間を検出することも可能である。
従って、実施例３に係る異常検知方法によって、システムの損傷を防止あるいは軽減することが可能となる。

１…制御部、２（２ａ～２ｆ）…半導体スイッチング素子、
３（３ａ～３ｆ）…ゲート駆動回路、４…電流算出部、５…電圧算出部、
６…状態監視部、７…異常診断部、８…インバータ、９…モータ、
１０…トルク指令算出部、１１…電流指令算出部、
１２…電流指令／３相電圧指令変換部、１３…ＰＷＭ変換部、
１４…電流帰還変換部、１５…ＰＷＭ指令信号幅算出部、
１６…フィードバック信号幅算出部、１７…直流電源、１８…平滑コンデンサ、
１９（１９ａ・１９ｂ）…絶縁素子、２０…ゲート駆動部、２１・２２…比較器、
２３・２４…時間測定部、２５…時間比較部、２６…パルス回数測定部

Claims (14)

1. スイッチング素子を有する電力変換装置であって、
   前記スイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ指令信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動するゲート駆動回路と、
   前記スイッチング素子がターンオフするタイミングにおける、コレクタ電流又はドレイン電流及びコレクタ電圧又はドレイン電圧をそれぞれ推定するための算出を行う電流算出部及び電圧算出部と、
   前記ＰＷＭ指令信号、前記スイッチング素子のスイッチング動作に伴って生成するフィードバック信号、前記コレクタ電流又は前記ドレイン電流の推定電流及び前記コレクタ電圧又は前記ドレイン電圧の推定電圧に基づいて、前記電力変換装置の運転状態を推定する状態監視部と、
   前記状態監視部が推定した前記電力変換装置の運転状態に基づいて当該電力変換装置の異常を判定する異常診断部と、
   前記ＰＷＭ指令信号のオン期間又はオフ期間を測定する第１の時間測定部と、
   前記フィードバック信号のオン期間又はオフ期間を測定する第２の時間測定部と
   を備え、
   前記第１の時間測定部により測定された前記ＰＷＭ指令信号のオン期間又はオフ期間と、前記第２の時間測定部により測定された前記フィードバック信号のオン期間又はオフ期間とに基づいて、前記スイッチング素子のスイッチオフ遅延時間を算出する
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記フィードバック信号は、前記スイッチング素子のスイッチング動作時におけるゲートとエミッタ又はソースとの間の電圧と、スイッチオン参照電圧及びスイッチオフ参照電圧とをそれぞれ比較することにより生成される
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１又は２に記載の電力変換装置であって、
   前記電圧算出部は、前記電力変換装置の直流電源側の正極と負極との間に設けたコンデンサの測定電圧に基づいて前記コレクタ電圧又は前記ドレイン電圧の推定電圧を算出する
   ことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
   前記電流算出部は、前記電力変換装置が出力する各相電流の測定電流、前記ＰＷＭ指令信号及び前記コレクタ電圧又は前記ドレイン電圧の推定電圧に基づいて、前記スイッチング素子がスイッチオフするタイミングにおける前記コレクタ電流又は前記ドレイン電流の推定電流を算出する
   ことを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
   前記状態監視部は、前記スイッチオフ遅延時間、前記コレクタ電流又は前記ドレイン電流の推定電流及び前記コレクタ電圧又は前記ドレイン電圧の推定電圧に基づいて、前記スイッチング素子の接合温度を算出する
   ことを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項５に記載の電力変換装置であって、
   前記状態監視部は、算出された前記接合温度の時系列データから当該接合温度が変化する温度振幅及び当該接合温度が当該温度振幅で変化する回数を算出し、当該温度振幅と当該回数に基づいて前記スイッチング素子の摩耗度を算出する
   ことを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
   前記異常診断部は、前記スイッチオフ遅延時間、前記コレクタ電圧又は前記ドレイン電圧の推定電圧及び前記コレクタ電流又は前記ドレイン電流の推定電流に基づいて、前記コレクタ電流又は前記ドレイン電流の電流値の異常を判定する
   ことを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置であって、
   前記ＰＷＭ指令信号のパルス回数及び前記フィードバック信号のパルス回数をそれぞれ測定するパルス回数測定部を備え、測定されたそれぞれの前記パルス回数の比較結果に基づいて前記ゲート駆動回路の誤動作を検知する
   ことを特徴とする電力変換装置。
9. 電力変換装置を構成するスイッチング素子がターンオフするタイミングにおける、コレクタ電流又はドレイン電流及びコレクタ電圧又はドレイン電圧をそれぞれ推定する第１のステップと、
   前記スイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ指令信号、前記スイッチング素子のスイッチング動作に伴って生成するフィードバック信号、前記コレクタ電流又は前記ドレイン電流の推定電流及び前記コレクタ電圧又は前記ドレイン電圧の推定電圧に基づいて、前記電力変換装置の運転状態を推定する第２のステップと、
   推定した前記電力変換装置の運転状態に基づいて当該電力変換装置の異常を判定する第３のステップと、
   前記ＰＷＭ指令信号のオン期間又はオフ期間及び前記フィードバック信号のオン期間又はオフ期間を測定する第４のステップと、
   測定した前記ＰＷＭ指令信号のオン期間又はオフ期間と、測定した前記フィードバック信号のオン期間又はオフ期間とに基づいて、前記スイッチング素子のスイッチオフ遅延時間を算出する第５のステップと
   を有する電力変換装置の診断方法。
10. 請求項９に記載の電力変換装置の診断方法であって、
    前記フィードバック信号を、前記スイッチング素子のスイッチング動作時におけるゲートとエミッタ又はソースとの間の電圧と、スイッチオン参照電圧及びスイッチオフ参照電圧とをそれぞれ比較することにより生成する
    ことを特徴とする電力変換装置の診断方法。
11. 請求項９又は１０に記載の電力変換装置の診断方法であって、
    前記スイッチオフ遅延時間、前記コレクタ電流又は前記ドレイン電流の推定電流及び前記コレクタ電圧又は前記ドレイン電圧の推定電圧に基づいて、前記スイッチング素子の接合温度を算出する第６のステップ
    を更に有する電力変換装置の診断方法。
12. 請求項１１に記載の電力変換装置の診断方法であって、
    算出された前記接合温度の時系列データから前記接合温度が変化する温度振幅及び当該接合温度が当該温度振幅で変化する回数を算出し、当該温度振幅と当該回数に基づいて前記スイッチング素子の摩耗度を算出する第７のステップ
    を更に有する電力変換装置の診断方法。
13. 請求項９から１２のいずれか１項に記載の電力変換装置の診断方法であって、
    前記スイッチオフ遅延時間、前記コレクタ電圧又は前記ドレイン電圧の推定電圧及び前記コレクタ電流又は前記ドレイン電流の推定電流に基づいて、前記コレクタ電流又は前記ドレイン電流の電流値の異常を判定する第８のステップ
    を更に有する電力変換装置の診断方法。
14. 請求項９から１３のいずれか１項に記載の電力変換装置の診断方法であって、
    前記ＰＷＭ指令信号のパルス回数及び前記フィードバック信号のパルス回数をそれぞれ測定する第９のステップと、
    測定したそれぞれの前記パルス回数の比較結果に基づいて前記スイッチング素子のゲート駆動回路の誤動作を検知する第１０のステップと
    を更に有する電力変換装置の診断方法。
    

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