DE10134018A1 - Halbleitervorrichtung, die eine interne Spannung wirksam erzeugen kann - Google Patents

Abstract

In einem Steuerungsspannungserzeugungsabschnitt (30) zum Anlegen einer Spannung an einen Steuerungsanschluss eines Ladungsübertragungsgatters (Q6) zur Übertragung von aus einem Kondensator (C6) empfangenen Ladungen zu einem Ausgangsknoten (NO), um eine interne Spannung (VBB) zu erzeugen, wird die Amplitude des Steuerungssignals entsprechend einem Schaltsignal (PHISW) geschaltet. Somit wird eine interne Spannungserzeugungsschaltung bereitgestellt, die eine Verbesserung der Effektivität der Entwicklung, der Zuverlässigkeit und Ausbeute sowie eine Verringerung des Energieverbrauchs ermöglicht.

Description

Die Erfindung betrifft eine Halbleitervorrichtung und ge­ nau eine Halbleitervorrichtung zur Erzeugung einer in­ ternen Spannung durch einen Pumpvorgang. Insbesondere be­ trifft die Erfindung eine Substratvorspannungserzeugungs­ schaltung zur Erzeugung einer Vorspannung, die an einen Substratbereich anzulegen ist.

Gemäß dem Stand der Technik ist eine Halbleitervorrich­ tung mit einer internen Spannungserzeugungsschaltung ver­ sehen, damit der Energieverbrauch eines gesamten Systems verringert wird und eine Spannung mit einem gewünschten Pegel erzeugt wird. Eine interne Spannung ist klassifi­ ziert in eine hohe Spannung, die höher als eine externe Energieversorgungsspannung ist, eine Referenzspannung auf einem Pegel zwischen der Massespannung und der Energie­ versorgungsspannung, eine negative Vorspannung, die an einen Substratbereich der Halbleitervorrichtung angelegt wird, usw. Insbesondere wird in einer Halbleiterspeicher­ vorrichtung eine Vorspannung VBB an den Substratbereich angelegt, um die Schwellwertspannung von aus MOS- Transistoren (Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gate) zusammengesetzten Speicherzellentransistoren zu stabili­ sieren und deren Sperrschichtkapazität zu verringern.

Fig. 14 zeigt ein Blockschaltbild, das eine herkömmliche Vorspannungserzeugungsschaltung schematisch darstellt. Gemäß Fig. 14 weist die Vorspannungserzeugungsschaltung eine Aktiv-Vorspannungserzeugungsschaltung, die in einem aktiven Zyklus 102 aktiviert ist, zur Erzeugung der Vor­ spannung VBB, eine Bereitschafts- Vorspannungserzeugungsschaltung 104 zur Erzeugung der Vorspannung VBB in einem Bereitschaftszyklus und eine Pe­ gelerfassungsschaltung 100 zur Erfassung, ob der Pegel der Vorspannung VBB einen vorbestimmten Spannungspegel erreicht, um entsprechend dem Erfassungsergebnis die Ak­ tiv-Vorspannungserzeugungsschaltung 102 oder die Bereit­ schafts-Vorspannungserzeugungsschaltung 104 wahlweise zu aktivieren. Diese Pegelerfassungsschaltung 100 weist eine Pegelerfassungseinrichtung für die aktiven Zyklen und ei­ ne Pegelerfassungseinrichtung für die Bereitschaftszyklen auf, die jeweils ein aktives Aktivitätssteuerungssignal ϕAL und ein Bereitschaftsaktivitätssteuerungssignal ϕSL erzeugen. Die Vorspannung VBB ist eine negative Spannung. Falls diese Vorspannung VBB unter einem vorbestimmten Wert abfällt, stoppt die Pegelerfassungsschaltung 100 den Vorspannungserzeugungsvorgang der Vorspannungserzeugungs­ schaltung(en) 102 und/oder 104.

Die Aktiv-Vorspannungserzeugungsschaltung 102 weist eine große Ladungsversorgungsfähigkeit auf und verhindert eine Fluktuation des Pegels der Vorspannung VBB während des Betriebs einer internen Schaltung in einem aktiven Zyk­ lus. Die Bereitschafts-Vorspannungserzeugungsschaltung 104 weist eine relative geringe Ladungszufuhrfähigkeit auf und unterdrückt eine Fluktuation in der Vorspannung VBB aufgrund eines Reststroms in einem Bereitschaftszu­ stand.

Die Aktiv-Vorspannungserzeugungsschaltung 102 weist einen Aktiv-Ringoszillator 102a auf, der wahlweise in Abhängig­ keit von dem Aktivitätssteuerungssignal ϕAL aus der Pe­ gelerfassungsschaltung 100 eine Oszillationsbetrieb wahl­ weise ausführt, und eine Aktiv-Pumpschaltung 102b, die einen Ladepumpvorgang eines Kondensators verwendet und Ladungen in Abhängigkeit von einem Oszillationssignal aus dem Aktiv-Ringoszillator 102a einem Ausgabeknoten zu­ führt. Wenn das Aktivitätssteuerungssignal ϕAL sich in einem aktiven Zustand befindet und anweist, dass die Vor­ spannung VBB einen vorbestimmten Spannungspegel nicht er­ reicht, führt der Aktiv-Ringoszillator 102a einen Oszil­ lationsbetrieb durch. Wenn die Vorspannung VBB den vorbe­ stimmten Pegel erreicht, stoppt der Oszillator 102 den Oszillationsbetrieb.

Die Bereitschafts-Vorspannungserzeugungsschaltung weist einen Bereitschafts-Ringoszillator 104a auf, der in Ab­ hängigkeit von dem Aktivitätssteuerungssignal ϕSL aus der Pegelerfassungsschaltung 100 einen Oszillationsbetrieb wahlweise durchführt, und eine Bereitschafts- Pumpschaltung 104b auf, die einen Ladepumpvorgang über einen Kondensator ausführt und die Vorspannung VBB in Ab­ hängigkeit von einem Oszillationssignal aus dem Bereit­ schafts-Ringoszillator 104a erzeugt. Wenn das Aktivitäts­ steuerungssignal ϕSL anweist, dass die Vorspannung VBB einen vorbestimmten Spannungspegel nicht erreicht, führt der Bereitschafts-Ringoszillator 104a ebenfalls einen Os­ zillationsbetrieb durch. Wenn das Aktivitätssteuerungs­ signal ϕSL angibt, dass die Vorspannung VBB den vorbe­ stimmten Pegel erreicht, stoppt die Oszillator 104a den Oszillationsbetrieb.

Durch Vorsehen einer Vorspannungserzeugungsschaltung je­ weils für einen aktiven Zyklus und einen Bereitschafts­ zyklus (Wartezyklus, Ruhezustandszyklus) wird der Betrieb der Aktiv-Vorspannungserzeugungsschaltung 102, die eine große Ladungszufuhrfähigkeit hat, in einem Bereitschafts­ zyklus zur Verringerung des Energieverbrauchs gestoppt. Die Aktiv-Pumpschaltung 102b und die Bereitschafts- Pumpschaltung 104b verwenden einen Ladungspumpenvorgang von Kondensatoren. Die Kapazitätswerte dieser Kondensatoren unterscheiden sich voneinander und die Ladezufuhrfähig­ keit der Bereitschaftspumpenschaltung 104b ist geringer ausgeführt. In der den Ladungspumpvorgang eines Kondensa­ tors nutzenden Ladungspumpschaltung ist deren Ladungszu­ fuhrfähigkeit proportional zu der Frequenz eines Oszilla­ tionssignals und der Kapazität des Kondensators, der den Ladungspumpvorgang ausführt.

Eine einen Kondensator verwendende Ladungspumpschaltung kann in verschiedenen Strukturen ausgebildet sein. Typi­ sche Beispiele für die Ladungspumpschaltungsstruktur sind eine Ladungspumpschaltung der Bauart mit einfacher Ver­ stärkung bzw. Anhebung (single boost type) und eine La­ dungspumpschaltung der Bauart mit doppelter Verstärkung bzw. Anhebung (double boost type).

Fig. 15 zeigt ein Blockschaltbild einer herkömmlichen La­ dungspumpschaltung der Einzelverstärkungsbauart. Gemäß Fig. 15 weist die Ladungspumpschaltung der Einzelverstär­ kungsbauart auf: eine Inverterschaltung IV1, die ein Taktsignal CLK aus einem Ringoszillator empfängt, eine Verzögerungsschaltung DL1 zur Verzögerung eines Ausgangs­ signals der Inverterschaltung IV1, eine Verzögerungs­ schaltung DL2 zur weiteren Verzögerung eines Ausgangssig­ nals aus der Verzögerungsschaltung DL1, ein NOR-Gatter NG1, das Ausgangssignale aus den Verzögerungsschaltungen DL1 und DL2 empfängt, eine NAND-Schaltung NG2, die das Ausgangssignal der Inverterschaltung IV1 und das Aus­ gangssignal der Verzögerungsschaltung DL2 empfängt, ein NOR-Gatter NG3, das die Ausgangssignale der Inverter­ schaltung IV1 und der Verzögerungsschaltung DL2 empfängt, eine Verzögerungsschaltung DL3 zur Verzögerung des Aus­ gangssignals aus dem NOR-Gatter NG1, eine Pufferschaltung DL4 zur Verzögerung des Ausgangssignals der NAND- Schaltung NG2, einen Inverter IV2 zur Invertierung des Ausgangssignals des NOR-Gatters NG3, einen Kondensator C1, bei dem Elektrodenanschluss zum Empfang des Ausgangs­ signals aus der Verzögerungsschaltung DL3 gekoppelt ist, einen Kondensator C2, von dem ein Elektrodenanschluss zum Empfang des Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung DL4 gekoppelt ist, einen Kondensator C3, bei dem ein Elektro­ denanschluss zum Empfang eines Ausgangssignal der Inver­ terschaltung IV2 beschaltet ist, einen P-Kanal-MOS- Transistor Q1, der zwischen dem anderen Elektrodenan­ schluss (Knoten NF) des Kondensators C3 und dem Massekno­ ten geschaltet ist, P-Kanal-MOS-Transistoren Q2 und Q3, die zwischen dem Knoten NF und dem Masseknoten in Reihe geschaltet sind, einen P-Kanal-MOS-Transistor Q4, der zwischen dem anderen Elektrodenknoten (NB) des Kondensa­ tors C1 und dem Masseknoten geschaltet ist und bei dem ein Gate mit dem Knoten NF verbunden ist, einen P-Kanal- MOS-Transistor Q5, der zwischen dem anderen Elektroden­ knoten (Knoten NE) des Kondensators C2 und dem Massekno­ ten geschaltet ist und bei dem ein Gate mit dem Knoten NF verbunden ist, und einen P-Kanal-MOS-Transistor Q6, der wahlweise in den leitenden Zustand in Abhängigkeit von dem Spannungspegel des Knotens NE gebracht wird, um La­ dungen zwischen den Knoten ND und NO auszutauschen.

Ein Gate des P-Kanal-MOS-Transistors Q1 ist mit dem Mas­ seknoten verbunden, so dass der Transistor Q1 in einer Diodenbetriebsart arbeitet, um den Spannungspegel des Knotens NF auf einen absoluten Wert Vthp seiner Schwell­ wertspannung festzuklemmen. Die MOS-Transistoren Q2 und Q3 sind jeweils in Vorwärtsrichtung von dem Masseknoten zu dem Knoten NF diodenmäßig geschaltet, so dass der Spannungspegel des Knotens NF auf -2 × Vthp festgeklemmt wird, wobei Vthp den absoluten Wert der Schwellwertspan­ nung jedes Transistors Q1 bis Q3 darstellt. Nachstehend ist der Betrieb der in Fig. 15 gezeigten Ladungspump­ schaltung der Einzelverstärkungsbauart beschrieben.

Es sei ein derartiger anfänglicher Zustand gegeben, dass die Knoten NA-NF auf dem Pegel der Massespannung von Vss (= 0 V) sich befinden, und dass das Taktsignal CLK auf ei­ nen hohen Pegel ansteigt. In diesem Fall fällt das Aus­ gangssignal der Inverterschaltung IV1 auf einen niedrigen Pegel. Die Spannung des Knotens NB steigt auf die Ener­ gieversorgungsspannung Vcc an, nachdem die Verzögerungs­ zeit der Verzögerungs-(Puffer-)Schaltung DL4 verstri­ chen ist. Wenn die Verzögerungszeiten der Verzögerungs­ schaltung DL1 und DL2 verstreichen, befinden sich zwei Eingänge des NOR-Gatters NG1 auf den niedrigen Pegel. Wenn die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung DL3 weiter verstreicht, steigt der Spannungspegel des Knotens NA auf den Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc an.

Der Knoten NC befindet sich in dem anfänglichen Zustand auf einem Spannungspegel von 0 V. Dann steigt der Knoten NC auf eine Spannung mit einem hohen Pegel an, wenn die Energie eingeschaltet wird. Nach dem Verstreichen der Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung DL1 wird der Knoten NC durch die Inverterschaltung IV2 auf den Masse­ spannungspegel angesteuert, da das NOR-Gatter NG3 die Signale auf niedrigem Pegel an beiden Eingängen empfängt, so dass ein Signal auf hohem Pegel ausgegeben wird. Im Ansprechen auf den Einstieg der Spannung des Knotens NA bewegt sich der Spannungspegel des Knotens ND zu der Energie­ versorgungsspannung Vcc, durch den Ladungspumpvor­ gang des Kondensators C1. Jedoch befindet sich der Span­ nungspegel des Knotens NF auf dem Massespannungspegel und befindet sich der MOS-Transistor Q4 in einem eingeschal­ teten Zustand, so dass der Spannungspegel des Knotens ND herabgesetzt wird, bis der MOS-Transistor Q4 ausschaltet. In ähnlicher Weise bewegt sich der Spannungspegel des Knotens NE auf die Energieversorgungsspannung Vcc über den Ladungspumpvorgang des Kondensators C2 zu. Jedoch be­ findet sich der MOS-Transistor Q5 in einem eingeschalte­ ten Zustand und fällt der Spannungspegel an dem Knoten NE ab, bis der MOS-Transistor Q5 zu einem ausgeschalteten Zustand wechselt.

Wenn das Taktsignal CLK von dem Energieversorgungsspan­ nungspegel Vcc auf die Massespannung abfällt, ändert sich das Ausgangssignal der Inverterschaltung IV1 auf einem Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc derart, dass das Ausgangssignal des NOR-Gatters NG3 auf den niedrigen Pe­ gel wechselt (den Massespannungspegel). Der Spannungspe­ gel des Knotens NC erreicht den Energieversorgungsspan­ nungspegel Vcc durch die Inverterschaltung IV2. Der Span­ nungspegel des Knotens NF ist dementsprechend durch den Ladepumpbetrieb des Kondensators C3 anzuheben. Jedoch schaltet im Ansprechen auf den Anstieg der Spannung des Knotens NF der MOS-Transistör Q1 ein, so dass der Span­ nungspegel des Knotens NF auf den absoluten Wert Vthp seiner Schwellwertspannung festgeklemmt wird. Wenn die Spannung des Knotens NF auf den absoluten Wert Vthp der Schwellwertspannung festgeklemmt ist, schalten die MOS- Transistoren Q4 und Q5 aus (da die Knoten ND und NE auf einen Pegel nahe an der Massespannung entladen werden).

Darauffolgend steigt das Ausgangssignal der Verzögerungs­ schaltung DL1 auf den Energieversorgungsspannungspegel an, so dass das Ausgangssignal des NOR-Gatters NG1 auf den Massespannungspegel abfällt. Nach dem Verstreichen der Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung DL3 fällt die Spannung des Knotens NA von dem Energieversorgungs­ spannungspegel Vcc auf den Massespannungspegel ab. Durch den Ladungspumpbetrieb des Kondensators C1 fällt der Spannungspegel des Knotens ND auf einen Pegel von -Vcc ab.

Wenn die Verzögerungszeit in der Verzögerungsschaltung DL1 und DL2 verstreichen, ändert sich das Ausgangssignal des NAND-Gatters NG2 auf den niedrigen Pegel und fällt der Spannungspegel des Knotens NB von der Energieversor­ gungsspannung Vcc auf den Massespannungspegel ab. Der Spannungspegel des Knotens NE fällt dementsprechend auf einen Pegel von -Vcc ab. Wenn der Spannungspegel des Kno­ tens NE im Wesentlichen auf einen Pegel von -Vcc abfällt, schaltet der MOS-Transistor Q6 ein, da der Ausgangsknoten NO sich auf einem Pegel nahe der Massespannung in dem an­ fänglichen Zustand befindet, und negative Ladungen (Elektronen) werden von dem Knoten ND dem Ausgangsknoten NO zugeführt.

Danach steigt das Taktsignal CLK erneut auf den Energie­ versorgungsspannungspegel Vcc an, so dass der Knoten NB von dem Massespannungspegel auf den Pegel der Energiever­ sorgungsspannung Vcc sich ändert. Dementsprechend steigt der Spannungspegel des Knotens NE um Vcc durch den La­ dungspumpbetrieb des Kondensators C2 an, so dass der MOS- Transistor Q6 ausschaltet. Somit wird die Zufuhr der ne­ gativen Ladungen zu dem Ausgangsknoten NO gestoppt.

Darauffolgend wird das Ausgangssignal der Verzögerungs­ schaltung DL1 auf den Massespannungspegeln geändert, so dass der Spannungspegel des Knotens NC von dem Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc auf den Massespannungspe­ gel abfällt. Die Spannung des Knotens NF ist um die Ener­ gieversorgungsspannung Vcc durch den Ladungspumpbetrieb des Kondensators C3 zu verringern. Jedoch wird die Span­ nung des Knotens NF durch die MOS-Transistoren Q2 und Q3 auf einen Spannungspegel von -2 × Vthp festgeklemmt.

Danach wird das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung DL2 auf den niedrigen Pegel geändert, so dass die Span­ nung des Knotens NA von dem Massespannungspegel auf dem Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc ansteigt und dementsprechend Ladungen dem Ladungen ND zugeführt wer­ den. Jedoch befindet sich der MOS-Transistor Q4 in einem eingeschalteten Zustand und wird die Spannung des Knotens ND auf den Massespannungspegel gehalten.

Durch Wiederholung des vorstehend beschriebenen Betriebs wird der Pegel der Spannung VBB aus dem Ausgangsknoten NO herabgesetzt. Der Betrieb, wenn dieser Zustand zum Errei­ chen eines stationären Zustands wiederholt wird, ist un­ ter Bezugnahme auf die in Fig. 16 gezeigten Signalverläu­ fe beschrieben.

Das Taktsignal CLK steigt anfänglich zu einem Zeitpunkt (ta) auf dem Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc an, so dass die Knoten NA und NB sich auf dem Massespannungs­ pegel befinden, der Knoten NC sich auf dem Pegel der Energie­ versorgungsspannung Vcc befindet und der Knoten NE sich auf einem Pegel von -Vcc befindet.

Wenn die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung DL4 verstrichen ist, nachdem das Taktsignal CLK auf den Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc zu dem Zeitpunkt ta ansteigt, steigt der Spannungspegel des Knotens NB auf den Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc zu dem Zeit­ punkt tb an. Dementsprechend steigt der Spannungspegel des Knotens NE von -Vcc auf den Massespannungspegel an und schaltet der MOS-Transistor Q6 aus.

Darauffolgend fällt, wenn die Verzögerungszeit der Verzö­ gerungsschaltung DL1 verstrichen ist und zwei Eingänge des NOR-Gatters NG3 auf den niedrigen Pegel zu dem Zeit­ punkt tc abfallen, der Spannungspegel des Knotens NC von dem Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc auf den Mas­ sespannungspegel ab. Darauffolgend fällt der Spannungspe­ gel des Knotens NF ebenfalls um den Pegel der Energiever­ sorgungsspannung Vcc ab. Die Spannung des Knotens NF wird auf den absoluten Wert Vthp einer Schwellwertspannung durch den MOS-Transistor Q1 festgeklemmt. Daher fällt der Spannungspegel des Knotens NF in Richtung auf einen Span­ nungspegel von Vthp-Vcc ab, jedoch wird dessen Spannungs­ pegel durch die MOS-Transistoren Q2 und Q3 auf -2 × Vthp festgeklemmt. Im Ansprechen auf den Abfall des Spannungs­ pegels des Knotens NF schalten die MOS-Transistoren Q4 und Q5 ein, um die Spannung des Knotens NE zuverlässig auf den Massespannungspegel zu halten. Folglich schaltet der MOS-Transistor Q6 aus, so dass der Betrieb zur Zufuhr von Elektronen zu dem Ausgangsknoten NO gestoppt wird. Dieser Knoten ND wird durch den Transistor Q4, der sich in einem eingeschalteten Zustand befindet, auf den Masse­ spannungspegel festgehalten (in Fig. 16 ist eine Verzöge­ rung der Reaktion (des Ansprechens) gezeigt).

Wenn die Verzögerungszeiten der Verzögerungsschaltungen DL1-DL3 verstreichen, steigt der Spannungspegel des Kno­ tens NA auf den Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc an. Selbst falls der Spannungspegel des Knotens ND zu steigen beginnt, befindet sich der MOS-Transistor Q4 in einem eingeschalteten Zustand, so dass die Spannung des Knotens ND auf dem Massespannungspegel gehalten wird.

Wenn das Taktsignal CLK auf den Massespannungspegel zu dem Zeitpunkt te abfällt, steigt der Spannungspegel des Knotens NC zunächst auf den Pegel der Energieversorgungs­ spannung Vcc an. Der Spannungspegel des Knotens NF steigt dementsprechend an und wird durch dem MOS-Transistor Q1 auf den Pegel der Spannung Vthp festgeklemmt (Zeitpunkt tf).

Darauffolgend fällt, wenn die Verzögerungszeiten der Ver­ zögerungsschaltungen DL1 und DL3 verstreichen, der Span­ nungspegel des Knotens NA zu dem Zeitpunkt tg auf dem Massespannungspegel ab. Dementsprechend fällt der Span­ nungspegel des Knotens ND auf einen Pegel von -Vcc ab. Der Spannungspegel des Knotens NE ist die Massespannung und der MOS-Transistor Q6 wird in dem ausgeschalteten Zu­ stand gehalten.

Weiterhin ändert sich, wenn die Verzögerungszeit der Ver­ zögerungsschaltung DL2 verstreicht und der Spannungspegel des Knotens NB auf den Massespannungspegel zu dem Zeit­ punkt th abfällt, der Spannungspegel des Knotens NE im Ansprechen darauf auf einen Pegel -Vcc. Weiterhin schal­ tet der MOS-Transistor Q6 ein und werden dem Ausgangskno­ ten NO negative Ladungen zugeführt, so dass der Span­ nungspegel des Knotens ND entsprechend der Zufuhr der ne­ gativen Ladungen ansteigt.

Daher ändert sich in der in Fig. 15 gezeigten Ladungs­ pumpschaltung der Einzelverstärkungsbauart die Spannung an dem Gate (Knoten NE) des MOS-Transistors Q6, bei dem es sich um ein Übertragungsgatter zur Zufuhr negativer Ladungen zu dem Ausgangsgatter handelt, mit der Amplitude der Energieversorgungsspannung Vcc. Eine derartige Schal­ tung wird Einzelverstärkungsbauart auf der Grundlage die­ ser Spannungsamplitude genannt.

Durch die Drei-Phasen-Ansteuerung der Knoten NA-NC werden die folgenden Vorgänge aufeinanderfolgend und genau aus­ geführt: Vorbereiten der negativen Spannung in dem Knoten ND, Zufuhr negativer Ladungen nach Stabilisierung der ne­ gativen Spannung und vorbereitende Anordnung eines nega­ tive Ladungen zuführenden Knotens nach dem Stopp der Zu­ fuhr der negativen Ladungen. Somit können die negativen Ladungen wirksam zugeführt werden.

Fig. 17 zeigt ein Blockschaltbild eines Hauptabschnitts einer Ladungspumpschaltung der Doppelverstärkungsbauart. Dieser in Fig. 14 gezeigte Block entspricht dem Block, der durch die abwechselnd lang- und kurzgestrichelte Li­ nie in der Ladungspumpschaltung der Einzelverstärkungs­ bauart gemäß Fig. 15 dargestellt ist, d. h., dem Abschnitt zum Empfang des Ausgangssignals der NAND-Schaltung NG2 zur Ansteuerung des Knotens NE. Das heißt, durch Ersetzen des durch die abwechselnd lang- und kurzgestrichelten Li­ nie dargestellten Blocks in Fig. 15 durch den Block der Schaltung gemäß Fig. 17 arbeitet der Ladungspumpenblock gemäß Fig. 15 als Ladungspumpenschaltung der Doppelver­ stärkungsbauart.

Gemäß Fig. 17 weist die Ladungspumpenschaltung der Dop­ pelverstärkungsbauart eine Inverterschaltung DIV3 zur An­ steuerung eines Knotens NG entsprechend dem Ausgangssig­ nal des NAND-Gatters NG2, eine Verzögerungsschaltung DL5 zur Ansteuerung eines Knotens NH entsprechend dem Aus­ gangssignal des NAND-Gatters NG2, eine Inverterschaltung DIV4 zur Ansteuerung eines Knotens NI entsprechend dem Ausgangssignal des NAND-Gatters NG2, einen Kondensator C4, der zwischen dem Knoten NG und einem Knoten NJ ge­ schaltet ist, einen Kondensator C5, der zwischen dem Kno­ ten NH und einem Knoten NG geschaltet ist, einen N-Kanal- MOS-Transistor NG4 zur Verbindung eines Energieversor­ gungsknotens mit dem Knoten NK entsprechend der Spannung an dem Knoten Nt einen N-Kanal-MOS-Transistor NG1, der zwischen dem Knoten NJ und dem Energieversorgungsknoten geschaltet ist, und N-Kanal-MOS-Transistoren NQ3 und NQ2 auf, die zwischen dem Energieversorgungsknoten und dem Knoten NJ in Reihe geschaltet sind.

Der MOS-Transistor NQ1 weist ein rückseitiges Gate (back gate) und ein Gate auf, die zusammen mit dem Energiever­ sorgungsknoten verbunden sind. Jeder der MOS-Transistoren NQ2 und NQ3 weist eine rückseitiges Gate auf, das mit dem Energieversorgungsknoten verbunden ist, und ein Gate auf, das mit dessen Source verbunden ist. Der MOS-Transistor NQ1 klemmt den Spannungspegel des Knotens NJ auf einen Pegel von Vcc-Vthn fest. MOS-Transistoren NQ3 und NQ2 klemmen den Spannungspegel des Knotens NG auf Vcc + 2 × Vthn, wobei Vthn der Schwellwert jedes der MOS-Transistoren NQ1 bis NQ3 ist.

Jede der Verzögerungsschaltungen DIV3 und DIV4 weist eine Verzögerungszeit auf. Die Ladungspumpschaltung der Dop­ pelverstärkungsbauart weist weiterhin einen P-Kanal-MOS- Transistor PQ zur Zufuhr von Ladungen an dem Knoten NK zu einem Knoten NL entsprechend dem Ausgangssignal der In­ verterschaltung DIV4, und N-Kanal-MOS-Transistoren NQ5 und NQ6 auf, die zwischen dem Knoten NL und dem Massekno­ ten in Reihe geschaltet sind. Der MOS-Transistor NQ5 weist ein Gate auf, das zum Empfang der Energieversor­ gungsspannung Vcc verschaltet ist, um als Widerstand zur Entspannung des elektrischen Feldes zu funktionieren. Der MOS-Transistor NQ6 weist ein Gate auf, das zum Empfang des Ausgangssignals der Inverterschaltung DIV4 verschal­ tet ist. Ein Kondensator C6 ist zwischen den Knoten NL und NE geschaltet.

Fig. 18 zeigt Signalverläufe, die den Betrieb des in Fig. 17 gezeigten Doppelverstärkungsabschnitts darstellen. Un­ ter Bezugnahme auf Fig. 18 ist nachstehend der Betrieb der in Fig. 17 gezeigten Schaltung beschrieben.

Die Inverterschaltung DIV3 weist eine längere Verzöge­ rungszeit als die Inverterschaltung DIV4 auf. Die Verzö­ gerungsschaltung DL5 weist eine längere Verzögerungszeit als die Inverterschaltungen DIV3 und DIV4 auf.

Ein Signal ϕ aus dem NAND-Gatter NG2 steigt auf den Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc zu dem Zeitpunkt Ta an. Wenn die Verzögerungszeit der Inverterschaltung DIV4 verstreicht, fällt der Spannungspegel des Knotens NI von dem Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc auf den Mas­ sespannungspegel ab, so dass der MOS-Transistor PQ ein­ schaltet und der MOS-Transistor NG6 ausschaltet. Die Spannung an dem Knoten NK wird auf den Knoten NL dement­ sprechend übertragen. Der Knoten NK befindet sich auf dem Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc. Zu dem Zeit­ punkt Tb steigt der Spannungspegel des Knotens NL auf den Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc an. Der Span­ nungspegel des Knotens NE steigt dementsprechend um den Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc an, um auf einem Pegel von -Vcc sich zu ändern.

Wenn die Verzögerungszeit der Inverterschaltung DIV3 ver­ streicht, fällt der Spannungspegel des Knotens NG auf den Massespannungspegel zu dem Zeitpunkt Tc ab. Die Spannung des Knotens NJ wird sich dementsprechend um den Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc ändern. Jedoch wird der Spannungspegel des Knotens NJ durch den MOS-Transistor NQ1 festgeklemmt, um auf einen Spannungspegel von Vcc-­ Vthn abzufallen. Wenn der Spannungspegel des Knotens NJ einen Pegel von Vcc-Vthn erreicht, schaltet der MOS- Transistor NQ4 aus.

Zu dem Zeitpunkt Td verstreicht die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung DL5 und erreicht der Spannungspegel des Knotens NH den Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc. Folglich steigt der Spannungspegel des Knotens NK von dem Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc auf 2 × Vcc durch den Ladungspumpvorgang des Kondensators C5 an. Der Spannungspegel des Knotens NL steigt dementsprechend auf 2 × Vcc an. Durch den Kondensator C6 steigt der Span­ nungspegel des Knotens NE um die Energieversorgungsspan­ nung Vcc an und der Spannungspegel des Knotens NE er­ reicht den Massespannungspegel.

Das Signal ϕ aus dem NAND-Gatter NG2 fällt zu dem Zeit­ punkt Te auf dem Massespannungspegel ab. Folglich er­ reicht der Spannungspegel des Knotens NI den Pegel Vcc zu dem Zeitpunkt Tf durch die Inverterschaltung DIV4, so dass der MOS-Transistor NQ6 einschaltet. Ladungen des Knotens NL werden dementsprechend entladen, so dass der Knoten NL den Massespannungspegel erreicht. Der Span­ nungspegel des Knotens NI steigt von dem Massepegel auf den Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc an, so dass der Spannungspegel des Knotens NK 2 × Vcc beträgt und der MOS-Transistor PQ sich in einem eingeschalteten Zustand befindet. Daher werden Ladungen aus dem Knoten NK zu dem Masseknoten über den MOS-Transistor PQ und den MOS- Transistor NQ6 entladen. Der Spannungspegel des Knotens NK fällt auf die Energieversorgungsspannung Vcc durch die Entladung ab, so dass die Spannungspegel des Gates und der Source des MOS-Transistors PQ gleich werden, so dass der MOS-Transistor ausschaltet. Daher wird die Entladung fortgesetzt, bis der Spannungspegel des Knotens NK von 2 × Vcc auf die Energieversorgungsspannung Vcc abfällt.

Die Spannung des Knotens NE fällt auf -2 × Vcc im Anspre­ chen auf den Abfall des Spannungspegels des Knotens NL ab.

Zu dem Zeitpunkt Tg steigt der Spannungspegel des Knotens NG auf die Energieversorgungsspannung Vcc an, und der Spannungspegel des Knotens NJ steigt durch den Ladungs­ pumpvorgang des Kondensators C4 an. Jedoch wird der Span­ nungspegel des Knotens NJ auf einen Pegel von Vcc + 2 × Vthn durch die MOS-Transistoren NQ2 und NQ3 festgeklemmt. Der Knoten NK befindet sich auf einen Spannungspegel von 2 × Vcc und der MOS-Transistor NQ4 wird in einem ausge­ schalteten Zustand gehalten.

Zu dem Zeitpunkt Th fällt der Spannungspegel des Knotens NH von der Energieversorgungsspannung Vcc auf den Masse­ spannungspegel ab, entsprechend dem Ausgangssignal aus der Verzögerungsschaltung DL5. Zu dem vorstehend be­ schriebenen Zeitpunkt Tg ist die Spannung des Knotens NJ bereits auf einem Pegel eingestellt, der höher als die Energieversorgungsspannung ist, und befindet sich der N- Kanal-MOS-Transistor NQ4 in einem ausgeschalteten Zu­ stand. Dieser Knoten ist über den N-Kanal-Transistor NQ4 mit dem Energieversorgungsknoten verbunden. Daher kompen­ sieren die aus dem Energieversorgungsknoten zugeführten Ladungen den Abfall in der Spannung des Knotens NK durch den Ladungspumpvorgang des Kondensators C5, so dass der Spannungspegel des Knotens NK auf den Pegel der Energie­ versorgungsspannung Vcc gehalten wird.

Dementsprechend beträgt in dem in Fig. 17 gezeigten Dop­ pelverstärkungsabschnitt die Amplitude der Spannung an dem Knoten NE 2 × Vcc. Die Schaltung dieser Bauart wird Doppelverstärkungsbauart genannt. In der Ladungspump­ schaltung der Doppelverstärkungsbauart wird die Gate- Source-Spannung des MOS-Transistors Q6, der Ladungen zu­ führt, groß, so dass dessen Ladungszufuhrfähigkeit eben­ falls groß wird. Daher können Ladungen mit höherer Ge­ schwindigkeit zugeführt werden.

Die Anzahl der Bestandteile der Ladungspumpschaltung der Einzelverstärkungsbauart ist geringer als die der Be­ standteile der Ladungspumpschaltung der Doppelverstär­ kungsbauart. Somit weist die Einzelverstärkungsbauart Vorteile dahingehend auf, dass deren Schaltungsbelegungs­ bereich klein ist und dass aufgrund des einfachen Schal­ tungsaufbaus die Zuverlässigkeit und Ausbeute hoch sind. Jedoch kann die Gate-Spannung des Transistors Q6 zur Ü­ bertragung von Ladungen auf -Vcc als niedrigste Spannung angesteuert werden, und die negative Spannung, die er­ zeugt werden kann, beträgt -Vcc + Vthp. Somit kann keine negative Spannung mit einem ausreichenden Spannungspegel erzeugt werden. In dem Fall, in dem beispielsweise die Energieversorgungsspannung Vcc 1,5 V beträgt und der ab­ solute Wert Vthp der Schwellwertspannung 0,2 V beträgt, können keine niedrigeren Spannungen als -0,8 V erzeugt werden.

Demgegenüber fällt in dem Fall der Ladungspumpschaltung der Doppelverstärkungsbauart die Gatespannung des Tran­ sistors Q6 zur Übertragung von Ladungen auf -2 × Vcc ab. Daher ist es möglich, eine negative Spannung mit einem ausreichenden Spannungspegel selbst unterhalb einer nied­ rigen Energieversorgungsspannung stabil zu erzeugen und zuzuführen. In dem in Fig. 17 gezeigten Doppelverstär­ kungsabschnitt ändert sich die Spannung von dessen inter­ nen Knoten mit einer Amplitude von 2 × Vcc. Daher fällt in dem Fall, dass die Energieversorgungsspannung Vcc hoch ist, die Zuverlässigkeit des Elements (die Zuverlässig­ keit des Gate-Isolierfilms) ab, so dass ein Problem auf­ tritt, dass die Energieversorgungsspannung nicht hoch aus­ geführt werden kann. Daher ist es in dem Fall, dass der Energieversorgungsspannungspegel hoch ist, notwendig, dass eine Spannung als Pump-Energieversorgungsspannung verwendet wird, die durch einen internen Spannungsherab­ setzer herabgesetzt wurde. Somit kann lediglich eine ne­ gative Spannung mit einem Pegel erzeugt werden, die ähn­ lich zu dem in der Schaltung der Einzelverstärkungsbauart erzeugt wird. Kurz gesagt, geht so der Vorteil der Dop­ pelverstärkungsbauart verloren. In dem Fall, dass der in­ terne Spannungsherabsetzer für eine Substratvorspannung vorgesehen ist, besteht ein Problem dahingehend, dass der Belegungsbereich dieser Schaltung ansteigt und sich der Energieverbrauch erhöht.

Bei einem Test (dem 100%-Test, screening test) einer Halbleitervorrichtung wird die Vorrichtung unter ver­ schiedenen Energieversorgungsspannungspegeln zur Erfas­ sung eines Fehlers betrieben. Wenn die Ladungspumpschal­ tung der Doppelverstärkungsbauart in einem derartigen Test verwendet wird, ist dessen höchste Energieversor­ gungsspannungspegel durch die dielektrische Durchbruchs­ spannung der Elemente von deren Doppelverstärkungsab­ schnitt begrenzt, so dass eine angelegte Spannung nicht adäquat hoch gemacht werden kann. Somit kann die Zuver­ lässigkeit von deren interner Schaltung nicht ausreichend gewährleistet werden. In dem Fall, dass die Energiever­ sorgungsspannung der Ladungspumpschaltung der Einzelver­ stärkungsbauart niedrig gemacht wird, kann eine negative Spannung VBB mit einem adäquaten Spannungspegel nicht er­ zeugt werden, so dass der Betrieb von deren interner Schaltung nicht stabilisiert werden kann. Somit kann der Test nicht präzise ausgeführt werden. Daher entstehen Probleme dahingehend, dass der Test unzureichend ist und die Zuverlässigkeit sowie die Ausbeute der Halbleitervor­ richtungen abfallen.

Daher wird in dem Fall, dass eine Ladungspumpschaltung für eine Substratvorspannung an einem Halbleiterchip an­ gebracht wird, nach entsprechender Betrachtung von dessen Spezifikation entschieden, welche Bauart für die Ladungs­ pumpschaltung verwendet wird, in Abhängigkeit von dem Ener­ gieversorgungsspannungspegel der Spezifikation ent­ schieden. Somit ist es notwendig, die Schaltungsauslegung zu ändern, wann immer die Spezifikation verändert wird. Somit entsteht ein Problem dahingehend, das es unmöglich ist, Änderungen in der Spezifikation flexibel zu handha­ ben. Die Energieversorgungsspannung der Ladungspumpschal­ tung wird hauptsächlich durch die Energieversorgungsspan­ nung des Systems entschieden, indem die Halbleiterspei­ chervorrichtung verwendet wird. Somit ist es in dem Fall, dass die Ladungspumpschaltung in Abhängigkeit von deren Verwendung ausgelegt wird, es notwendig, die Auslegung der Schaltung in Abhängigkeit von der spezifizierten Ener­ gieversorgungsspannung zu ändern. Somit wird der Wir­ kungsgrad der Auslegung verringert, was zu dem Problem führt, dass die Kosten der Vorrichtung ansteigen.

Die vorstehend beschriebenen Probleme treten nicht nur in der Ladungspumpschaltung zur Erzeugung einer negativen Spannung auf, sondern ebenfalls in einer internen Span­ nungserzeugungsschaltung zur Erzeugung einer hohen Span­ nung auf, die an Voltleitungen in einer Halbleiterspei­ chervorrichtung angelegt wird, und dergleichen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Halblei­ terspeichervorrichtung zu schaffen, die eine interne Spannung mit einem gewünschten Spannungspegel stabil er­ zeugen kann, ungeachtet des Spannungspegels einer Ener­ gieversorgungsspannung.

Diese Aufgabe wird durch eine Halbleitervorrichtung wie in Patentanspruch 1 definiert gelöst, und alternativ durch eine Halbleitervorrichtung wie in Patentanspruch 13 oder 14 definiert gelöst.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteran­ sprüchen angegeben.

Erfindungsgemäß wird somit eine Halbleitervorrichtung ge­ schaffen, die an Änderungen in der Spezifikation einer externen Energieversorgung leicht angepasst werden kann.

Darüber hinaus wird erfindungsgemäß eine Halbleitervor­ richtung geschaffen, die eine verbesserte Zuverlässigkeit und Ausbeute aufweist.

Weiterhin wird eine Halbleitervorrichtung geschaffen, die eine Substratvorspannung stabil und wirksam erzeugen kann.

Die Halbleitervorrichtung gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung weist eine erste interne Spannungserzeugungs­ schaltung in einer ersten Betriebsart zur Erzeugung einer internen Spannung mit einem vorbestimmten Spannungspegel und eine zweite interne Spannungserzeugungsschaltung in einer zweiten Betriebsart auf, die sich von der ersten Betriebsart unterscheidet, zur Erzeugung einer internen Spannung mit dem vorbestimmten Spannungspegel. Die erste interne Spannungserzeugungsschaltung oder die zweite in­ terne Spannungserzeugungsschaltung können wahlweise be­ trieben werden bzw. arbeiten.

Die Halbleitervorrichtung gemäß einer weiteren Ausgestal­ tung der Erfindung weist eine interne Spannungserzeu­ gungsschaltung zum Anlegen eines Steuerungssignals mit einer ersten Amplitude an einen Steuerungsanschluss einer Übertragungsgatters zur Übertragung von Ladungen an einen Ausgangsknoten, um an dem Ausgangsknoten eine interne Spannung mit einem Spannungspegel zu erzeugen, deren ma­ ximaler absoluter Wert durch die Amplitude des Steue­ rungssignals definiert ist, und eine Schaltung zur Ände­ rung der Amplitude des Steuerungssignals der internen Spannungserzeugungsschaltung auf eine zweite Amplitude, die sich von der ersten Amplitude unterscheidet, im An­ sprechen auf ein Schaltsignal aufweist.

Die Halbleitervorrichtung gemäß einer anderen Ausgestal­ tung der Erfindung weist eine interne Spannungserzeu­ gungsschaltung zum Anlegen eines Steuerungssignals an ei­ nen Steuerungsanschluss einer Übertragungsgatters zur Über­ tragung von Ladungen an einen Ausgangsknoten, um an dem Ausgangsknoten eine Spannung mit einem vorbestimmten Spannungspegel zu erzeugen, und eine Schaltung zur Ein­ stellung der Amplitude des Steuerungssignals der internen Spannungserzeugungsschaltung entweder auf eine erste Amp­ litude oder auf eine zweite Amplitude, die kleiner als die erste Amplitude ist, im Ansprechen auf ein Schaltsig­ nal aufweist.

Vorzugsweise sind eine Substratvorspannungserzeugungs­ schaltung der Einzelverstärkungsbauart zur Erzeugung ei­ ner an einen Substratbereich angelegten Vorspannung durch einen Ladungspumpvorgang sowie eine Substratvorspannungs­ erzeugungsschaltung der Doppelverstärkungsbauart zur Er­ zeugung der an einen Substratbereich angelegten Vorspan­ nung durch eine Ladungspumpvorgang angeordnet. Die zweite interne Spannungserzeugungsschaltung ist zusammen mit der Substratvorspannungserzeugungsschaltung der Einzelver­ stärkungsbauart auf einem gemeinsamen Halbleiterchip an­ geordnet. In praktischer Verwendung kann entweder die Substratvorspannungserzeugungsschaltung der Einzelver­ stärkungsbauart oder die Substratvorspannungserzeugungs­ schaltung der Doppelverstärkungsbauart verwendet werden.

Durch wahlweisen Betrieb der internen Spannungserzeu­ gungsschaltungen mit unterschiedlichen, zusammen vorgese­ henen Betriebsarten ist es möglich, die optimale interne Spannungserzeugungsschaltung in Abhängigkeit von dem Spannungspegel einer externen Energieversorgung zu ver­ wenden, weshalb eine Änderung in der Spezifikation der Energieversorgung flexibel gehandhabt werden kann. In ei­ nem Test kann durch Zulassen der internen Spannungserzeu­ gungsschaltung, die für einen Betrieb mit einem Test- Energieversorgungsspannungspegel geeignet ist, die inter­ ne Schaltung präzise getestet werden, so dass Zuverläs­ sigkeit und Ausbeute verbessert werden können.

Ungeachtet eines Spannungspegels einer externen Energie­ versorgung kann eine interne Spannung unter Verwendung der externen Energieversorgung erzeugt werden. Somit ist es unnötig, einen internen Spannungsherabsetzer zur Er­ zeugung einer internen Spannung zu verwenden, und es wird ebenfalls möglich, den Energieverbrauch zu senken.

Durch Ausbilden der internen Spannungserzeugungsschaltun­ gen in unterschiedlichen Betriebsformen in derselben Schaltung können deren Bestandteile gemeinsam aufgebaut werden. In diesem Fall kann der Belegungsbereich der in­ ternen Spannungserzeugungsschaltung kleiner als in dem Fall ausgeführt werden, dass die Schaltungen getrennt ausgebildet sind.

In dem Fall, dass diese interne Spannungserzeugungsschal­ tung eine Substratvorspannungserzeugungsschaltung ist, können im Wesentlichen dieselben Vorteile erhalten wer­ den.

Die Erfindung ist nachstehend anhand von Ausführungsbei­ spielen unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Substratvorspannungs­ schaltung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel,

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Modifikation der Sub­ stratvorspannungsschaltung gemäß dem ersten Ausführungs­ beispiel,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Substratvorspannungs­ schaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel,

Fig. 4 ein Schaltbild eines Hauptteils einer Substratvor­ spannungsschaltung gemäß einem dritten Ausführungsbei­ spiel,

Fig. 5 ein Schaltbild eines Hauptteils einer Substratvor­ spannungsschaltung gemäß einem vierten Ausführungsbei­ spiel,

Fig. 6 ein Schaltbild einer Modifikation 1 des vierten Ausführungsbeispiels,

Fig. 7 ein Schaltbild einer Modifikation 2 des vierten Ausführungsbeispiels,

Fig. 8 ein Schaltbild eines Hauptteils einer Substratvor­ spannungsschaltung gemäß einem fünften Ausführungsbei­ spiel,

Fig. 9 Signalverläufe, die den Betrieb der in Fig. 8 gezeigten Schaltung darstellen,

Fig. 10 ein Schaltbild eines Beispiels für einen Ab­ schnitt, der eine Substratvorspannung empfängt,

Fig. 11 ein Blockschaltbild, das den Aufbau einer Halb­ leitervorrichtung gemäß einer Modifikation eines sechsten Ausführungsbeispiels darstellt,

Fig. 12A-12D Schaltbilder, die jeweils einen Abschnitt darstellen, der ein Schaltsignal erzeugt,

Fig. 13 ein Schaltbild einer internen Spannungserzeu­ gungsschaltung gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel,

Fig. 14 ein Blockschaltbild, das den Aufbau einer her­ kömmlichen Substratvorspannungsschaltung darstellt,

Fig. 15 ein Schaltbild, das einen Aufbau einer Substrat­ vorspannungsschaltung der Einzelverstärkungsbauart dar­ stellt,

Fig. 16 Signalverläufe, die den Betrieb der in Fig. 15 gezeigten Schaltung darstellen,

Fig. 17 ein Schaltbild, das den Aufbau einer herkömmli­ chen Substratvorspannungsschaltung der Doppelverstär­ kungsbauart darstellt und

Fig. 18 Signalverläufe, die den Betrieb der in Fig. 17 gezeigten Schaltung darstellen.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild, das den Aufbau einer Substratvorspannungsschaltung gemäß einem ersten Ausfüh­ rungsbeispiel darstellt. Gemäß Fig. 1 weist die Substrat­ vorspannungsschaltung eine (nachstehend als Einzel­ verstärkungs-Substratvorspannungsschaltung bezeichnete) Substratvorspannungsschaltung der Einzelverstärkungsbau­ art (Einzelanhebungsbauart) 1 sowie eine (nachstehend als Doppelverstärkungs-Substratvorspannungsschaltung bezeich­ nete) Substratvorspannungsschaltung der Doppelverstär­ kungsbauart (Doppelanhebungsbauart) 10 auf. Die Einzel­ verstärkungs-Substratvorspannungsschaltung 1 und die Dop­ pelverstärkungs-Substratvorspannungsschaltung 10 sind auf demselben Chip ausgebildet und gemeinsam mit einem Aus­ gangsknoten 2 verbunden. Zur wahlweisen Aktivierung der Substratvorspannungsschaltung 1 oder 10 ist eine Inver­ terschaltung 5 vorgesehen, die ein Schaltsignal ϕSW emp­ fängt. Durch dieses Schaltsignal ϕSW wird eine der Sub­ stratvorspannungsschaltungen 1 und 10 aktiviert und wird die andere deaktiviert.

Die Einzelverstärkungs-Substratvorspannungsschaltung 1 weist auf: Eine Pegelerfassungsschaltung 1a zur Erfassung des Spannungspegels einer Substratvorspannung VBB des Ausgangsknotens 2, einen Aktiv-Ringoszillator 1b, der ei­ nen Oszillationsbetrieb in einem vorbestimmten Zyklus bei Aktivierung ausführt, eine aktive Pumpenschaltung 1c, die das Oszillationssignal aus dem Aktiv-Ringoszillator 1b empfängt und einen Ladungspumpvorgang zur Erzeugung einer negativen Spannung durchführt, einen Bereitschafts- Ringoszillator 1d, der einen Oszillationsbetrieb in einem Bereitschaftszustand ausführt, eine Bereitschafts- Pumpschaltung 1e, die das Oszillationssignal aus dem Be­ reitschafts-Ringoszillator 1d empfängt und einen Ladungs­ pumpvorgang zur Erzeugung einer negativen Spannung aus­ führt, eine Gatterschaltung 1f, die ein aktives Pegeler­ fassungssignal ϕAL1 aus der Pegelerfassungsschaltung 1a und das Ausgangssignal aus der Inverterschaltung 5a emp­ fängt, um den Aktiv-Ringoszillator 1b wahlweise zu akti­ vieren, und eine Gatterschaltung 1g, die ein Bereit­ schaftspegelerfassungssignal ϕSL1 aus der Pegelerfas­ sungsschaltung 1a und das Ausgangssignal aus der Inver­ terschaltung 5 empfängt, um den Bereitschafts- Ringoszillator 1d wahlweise zu aktivieren. Jede der Gat­ terschaltungen 1f und 1g bestehen beispielsweise aus ei­ ner UND-Schaltung.

Die Doppelverstärkungs-Substratvorspannungsschaltung 10 weist auf: Eine Pegelerfassungsschaltung 10a, einen Ak­ tiv-Ringoszillator 10b, der einen Oszillationsbetrieb in einem vorbestimmten Zyklus bei Aktivierung in einem akti­ ven Zyklus durchführt, eine Aktiv-Pumpschaltung 10c, die einen Ladungspumpvorgang entsprechend dem Oszillations­ signal aus dem Aktiv-Ringoszillator 10b ausführt, um eine negative Spannung zu erzeugen, einen Bereitschafts- Ringoszillator 10b, der einen Oszillationsbetrieb in ei­ nem vorbestimmten Zyklus in einem Bereitschaftszyklus ausführt, eine Bereitschafts-Pumpschaltung 1e, die einen Ladungspumpvorgang entsprechend dem Oszillationssignal aus dem Bereitschafts-Ringoszillator 10d zur Erzeugung einer negativen Spannung ausführt, eine Gatterschaltung 10f, die das Schaltsignal ϕSW und ein aktives Pegelerfas­ sungssignal ϕAL2 aus der Pegelerfassungsschaltung 10a zur wahlweisen Aktivierung des Aktiv-Ringoszillators 10b emp­ fängt, und eine Gatterschaltung 10g, die ein Bereit­ schaftspegelerfassungssignal ϕSL2 aus der Pegelerfas­ sungsschaltung 10a und das Schaltsignal ϕSW empfängt, um den Bereitschafts-Ringoszillator 10d wahlweise zu akti­ vieren. Jede der Gatterschaltungen 10f und 10g besteht beispielsweise aus einer UND-Schaltung.

Wenn die Ausgangssignale der Gatterschaltungen 1f, 1g, 10f und 10g sich auf dem hohen Pegel befinden, werden die entsprechenden Ringsoszillatoren 1b, 1d, 10b und 10d zur Durchführung des Oszillationsbetriebs aktiviert. Jeder dieser Ringoszillatoren 1b, 1d, 10b und 10d besteht bei­ spielsweise aus in Kaskade geschalteten Invertern einer geraden Stufenanzahl und einer NAND-Schaltung, die das Ausgangssignal des Inverters an der letzten Stufe in der Kaskade und das Ausgangssignal der entsprechenden Gatter­ schaltung empfängt, um das Ausgangssignal davon dem In­ verter an der ersten Stufe in der Kaskade zuzuführen. Die Pegelerfassungsschaltungen 1a und 10a sowie die Pump­ schaltungen 1c, 1e, 10c und 10e weisen dieselben Aufbau­ ten wie gemäß dem Stand der Technik auf.

In dem Aufbau gemäß Fig. 1 erreicht, wenn das Schaltsig­ nal ϕSW sich auf einem niedrigen Pegel befindet, das Aus­ gangssignal der Inverterschaltung 5 einen hohen Pegel, so dass die Gatterschaltungen 1f und 1g in die Lage versetzt werden, die Ringoszillatoren 1b und 1d wahlweise entspre­ chend dem Pegelerfassungssignalen ϕAL1 und ϕSL1 zu akti­ vieren. Demgegenüber sind die Ausgangssignale der Gatter­ schaltungen 10f und 10g auf den niedrigen Pegel festge­ legt, ungeachtet des logischen Pegels der Pegelerfas­ sungssignale ϕAL2 und ϕSL2 aus der Pegelerfassungsschal­ tung 10a, um den Oszillationsbetrieb der Ringoszillatoren 10b und 10d zu stoppen. Dementsprechend wird, wenn das Schaltsignal ϕSW sich auf dem niedrigen Pegel befindet, die Vorspannung VBB durch die Einzelverstärkungs- Substratvorspannungsschaltung 1 erzeugt.

Wenn im Gegensatz dazu das Schaltsignal ϕSW sich auf dem hohen Pegel befindet, erreicht das Ausgangssignal des In­ verters 5 einen niedrigen Pegel, und werden die Gatter­ schaltungen 1f und 1g deaktiviert, um auf einen niedrigen Pegel festgelegte Signale auszugeben, damit der Oszilla­ tionsbetrieb der Oszillatoren 1b und 1d gestoppt wird. In der Doppelverstärkungs-Substratvorspannungsschaltung 10 werden die Gatterschaltungen 10f und 10g in die Lage ver­ setzt, die Ringoszillatoren 10b und 10d wahlweise ent­ sprechend den Pegelerfassungssignalen ϕAL2 und ϕSL2 zu aktivieren. In diesem Fall wird daher die Vorspannung VBB durch die Doppelverstärkungs- Substratvorspannungsschaltung 10 erzeugt.

Dieses Schaltsignal ϕSW aktiviert eine der Substratvor­ spannungsschaltungen 1 und 10 entsprechend dem Spannungs­ pegel der verwendeten Energieversorgungsspannung (externen Energieversorgungsspannung) Vcc. Wenn der Span­ nungspegel der Energieversorgungsspannung Vcc beispiels­ weise niedrig ist, wird die Substratvorspannungsschaltung 10 der Doppelverstärkungsbauart verwendet, um die Versor­ gungsfähigkeit der Vorspannung VBB zu gewährleisten. Wenn die Energieversorgungsspannung Vcc hoch ist, wird die Substratvorspannungsschaltung 1 verwendet, um einen die­ lektrischen Durchbruch der Gate-Isolierfilme der Transis­ toren zu vermeiden und die Vorspannung VBB stabil zu er­ zeugen. Auf diese Weise ist es möglich, die Zuverlässig­ keit der Transistoren beizubehalten und deren Zuverläs­ sigkeit und Ausbeute zu verbessern.

In Abhängigkeit von dem Spannungspegel der verwendeten Energieversorgungsspannung wird lediglich eine der Sub­ stratvorspannungsschaltungen 1 und 10 verwendet, so dass die Vorspannung VBB in jedem Fall direkt unter Verwendung der externen Energieversorgungsspannung erzeugt werden kann. Daher ist es unnötig, dass irgendeine interne Span­ nungsherabsetzschaltung angeordnet wird. Somit ist es möglich, den Belegungsbereich der Schaltung und den Ener­ gieverbrauch zu verringern sowie die Ausbeute von Chips pro Wafer zu verbessern.

Bei einem Testbetrieb ist es durch Ändern des Spannungs­ pegels des Schaltsignals ϕSW mit einer Testeinrichtung möglich, eine der Substratvorspannungsschaltungen 1 und 10 entsprechend dem Spannungspegel der Testenergieversor­ gungsspannung zu betreiben, um die Vorspannung VBB stabil zu erzeugen, damit ein beschleunigter Test der internen Schaltung durchgeführt wird, was zu einer verbesserten Zuverlässigkeit der gesamten Schaltung führt.

Fig. 2 zeigt eine Blockschaltbild des Aufbaus einer Modi­ fikation der Energieversorgungselemente der Substratvor­ spannungsschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel. Gemäß Fig. 2 weist eine Energieversorgungssteuerungs­ schaltung auf: Eine Inverterschaltung 12, die das Schalt­ signal ϕSW empfängt, einen P-Kanal-MOS-Transistor 13, der leitet, wenn das Schaltsignal ϕSW sich auf einem niedri­ gen Pegel befindet, um einen externen Energieversorgungs­ knoten 11 mit einer Energieversorgungsleitung 14 zu ver­ binden, und einen P-Kanal-MOS-Transistor 15, der leitet, wenn das Ausgangssignal der Inverterschaltung 12 sich auf einem niedrigen Pegel befindet, um den externen Energie­ versorgungsknoten 11 mit einer Energieversorgungsleitung 16 zu verbinden. Die Energieversorgungsspannung wird an die Einzelverstärkungs-Substratvorspannungsschaltung 1 über die Energieversorgungsspannung 14 angelegt, und wird an die Doppelverstärkungs-Substratvorspannungsschaltung 10 über die Energieversorgungsleitung 16 angelegt. Die Inverterschaltung 12 empfängt die externe Energieversor­ gungsschaltung Vcc als eine Betriebs- Energieversorgungsspannung zum Betrieb.

In dem in Fig. 2 gezeigten Aufbau wird die Energieversor­ gungsspannung lediglich an die Substratvorspannungsschal­ tung gelegt, die tatsächlich entsprechend dem Schaltsig­ nal ϕSW arbeitet. Genauer schaltet, wenn das Schaltsignal ϕSW sich auf einem niedrigen Pegel befindet und die Ein­ zelverstärkungs-Substratvorspannungsschaltung 1 in den freigegebenen oder betriebsfähigen Zustand versetzt ist, der MOS-Transistor 13 ein, so dass die Energieversor­ gungsleitung 14 mit dem externen Energieversorgungsknoten 11 verbunden ist. In diesem Zustand schaltet der MOS- Transistor 15 aus, so dass der externe Energieversor­ gungsknoten 11 von der Energieversorgungsleitung 16 iso­ liert ist. Somit wird keine Energieversorgungsspannung an die Doppelverstärkungs-Substratvorspannungsschaltung 10 angelegt, wodurch das Phänomen verhindert wird, dass bei einer hohen Energieversorgungsspannung Vcc eine Spannung auf einem unnötig hohen Pegel in der Doppelverstärkungs- Substratvorspannungsschaltung 10 erzeugt wird, um einen internen Knoten auf einem hohen Spannungspegel festzu­ klemmen. Die Energieversorgungsspannung wird lediglich an die Schaltung angelegt, die tatsächlich arbeitet, um den Energieverbrauch zu verringern.

Durch Schalten des Energieversorgungsspannungspegelzu­ fuhrwegs durch das Schaltsignal ϕSW ist es möglich bei einem Test davon eine der Substratvorspannungsschaltung 1 und 10 wahlweise entsprechend dem Spannungspegel der Test-Energieversorgungsspannung zu aktivieren und einen beschleunigten Test einer internen Schaltung genau durch­ zuführen.

Die Energieversorgungsleitungen der Substratvorspannungs­ schaltungen 1 und 10 können wahlweise mit einem Energie­ versorgungsfeld durch eine Maskierungsverschaltung ver­ bunden werden.

Wie vorstehend beschrieben sind gemäß dem ersten Ausfüh­ rungsbeispiel die Einzelverstärkungs- Substratvorspannungsschaltung und die Doppelverstärkungs- Substratvorspannungsschaltung angeordnet und jeweils eine wird in den betriebsfähigen Zustand versetzt, weshalb es möglich ist, eine Vorspannung ungeachtet des Spannungspe­ gels der Energieversorgungsspannung stabil zu erzeugen und die Zuverlässigkeit sowie Ausbeute zu verbessern.

Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild einer Substratvorspan­ nungsschaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel. Gemäß Fig. 3 sind eine Pegelerfassungsschaltung 20, ein aktiver Ringoszillator 21 und ein Bereitschafts- Ringoszillator 22 gemeinsam bei einer Einzelverstärkungs- Substratvorspannungsschaltung und einer Doppelverstär­ kungs-Substratvorspannungsschaltung angeordnet.

Zur Implementierung der Einzelverstärkungsbauart und der Doppelverstärkungsbauart sind eine Aktiv-Pumpschaltung der Einzelverstärkungsbauart 1c, eine Aktiv-Pumpschaltung der Doppelverstärkungsbauart 10c, eine Bereitschafts- Pumpschaltung der Einzelverstärkungsbauart 1e und eine Bereitschafts-Pumpschaltung der Einzelverstärkungsbauart 10e angeordnet.

Zur wahlweisen Aktivierung dieser Pumpschaltungen sind CMOS-Übertragungsgatter 23-26 angeordnet, die wahlweise entsprechend dem Schaltsignal ϕSW und einem komplementä­ ren Schaltsignal auf der Inverterschaltung 19 arbeiten, die das Schaltsignal ϕSW empfängt. Die CMOS- Übertragungsgatter 23 und 24 leiten komplementär zueinan­ der. Das heißt, wenn einer von diesen leitet, wird das Oszillationssignal aus dem Aktiv-Ringoszillator 21 zu der entsprechenden Pumpschaltung 1c oder 10c übertragen. Die CMOS-Übertragungsgatter 25 und 26 leiten komplementär zu­ einander im Ansprechen auf das Schaltsignal ϕSW. Das heißt, wenn eines von diesen leitet, wird das Oszillati­ onssignal von dem Bereitschafts-Ringoszillator 22 zu der entsprechenden Pumpschaltung 1e oder 10c übertragen. Die Pumpschaltungen 1c, 10c, 1e und 10e sind gemeinsam mit einem Ausgangsknoten 2 verbunden, um eine Vorspannung VBB an dem Ausgangsknoten 2 zu erzeugen.

Wenn das Schaltsignal ϕSW sich auf dem niedrigen Pegel befindet, erreicht das Ausgangssignal der Inverterschal­ tung 19 einen hohen Pegel, so dass die Übertragungsgatter 23 und 25 den leitenden Zustand erreichen, und die Über­ tragungsgatter 24 und 25 einen nicht leitenden Zustand erreichen. Folglich werden die Oszillationssignale aus dem Ringoszillatoren 21 und 22 zu den Pumpschaltungen der Einzelverstärkungsbauart (Einzelverstärkungs- Pumpschaltungen) 1c und 1e übertragen. Die Ringoszillato­ ren 21 und 22 werden entsprechend den Pegelerfassungssig­ nalen ϕAl und ϕSL aus der Pegelerfassungsschaltung 20 zur Durchführung eines Oszillationsbetriebs wahlweise akti­ viert. Die Einzelverstärkungs-Pumpschaltungen 1c und 1e führen einen Pumpvorgang entsprechend dieser Oszillati­ onssignale durch, um Ladungen zur Erzeugung der Vorspan­ nung VBB zuzuführen. Somit wird eine Einzelverstärkungs- Substratvorspannungsschaltung implementiert.

In diesem Zustand befinden sich die CMOS- Übertragungsgatter 24 und 26 in einem nicht leitenden Zu­ stand. Somit werden keine Oszillationssignale zu den Pumpschaltungen der Doppelverstärkungsbauart 10c und 10e übertragen, so dass die Pumpschaltungen 10c und 10e kei­ nen Pumpvorgang ausführen. Dabei kann das Anlegen der E­ nergieversorgungsspannung an die Pumpschaltungen der Dop­ pelverstärkungsbauart 10c und 10e durch das Schaltsignal ϕSW in derselben Weise wie in Fig. 2 gezeigt gestoppt werden.

Wenn sich das Schaltsignal ϕSW auf dem hohen Pegel befin­ det, erreichen die Übertragungsgatter 24 und 26 einen leitenden Zustand und erreichen die Übertragungsgatter 23 und 25 einen nicht leitenden Zustand, so dass die Oszil­ lationssignale aus den Ringoszillatoren 21 und 22 zu den Pumpschaltungen der Doppelverstärkungsbauart 10c und 10e übertragen werden. Daher wird in diesem Fall eine Doppel­ verstärkungs-Substratvorspannungsschaltung implementiert.

Die in Fig. 3 gezeigte Schaltung stellt die Vorteile ge­ mäß dem ersten Ausführungsbeispiel und darüber hinaus die folgenden zusätzlichen Vorteile bereit. Die Einzelver­ stärkungsbauart und die Doppelverstärkungsbauart nutzen gemeinsam die Pegelerfassungsschaltung 20 und die Ringos­ zillatoren 21 und 22, so dass der Belegungsbereich der Schaltung verringert werden kann und die Ausbeute von Chips pro Wafer verbessert werden kann, so dass die Kos­ ten für Halbleitervorrichtungen verringert werden können.

Fig. 4 zeigt ein Schaltbild eines Hauptteils einer Sub­ stratvorspannungsschaltung gemäß einem dritten Ausfüh­ rungsbeispiel. Fig. 4 zeigt einen Doppelverstärkungsab­ schnitt einer Pumpschaltung der Doppelverstärkungsbauart. Der Doppelverstärkungsabschnitt 30 entspricht dem Be­ reich, der mit abwechselnd lang- und kurzgestrichelter Linien in dem in Fig. 15 gezeigten Pumpschaltung der Ein­ zelverstärkungsbauart dargestellt ist. Ein Knoten NE in dem Doppelverstärkungsabschnitt 30 ist mit dem Gate eines Ladung übertragenden P-Kanal-MOS-Transistors Q6 verbun­ den. Andere Elemente sind dieselben wie diejenigen gemäß Fig. 15.

In dem in Fig. 4 gezeigten Doppelverstärkungsabschnitt 30 ist anstelle der Verzögerungs-Inverterschaltung DIV3 in dem in Fig. 17 gezeigten herkömmlichen Doppelverstär­ kungsabschnitt eine NAND-Schaltung 31 angeordnet, die das Schaltsignal ϕSW und ein Ausgangssignal ϕ aus dem NAND- Gatter NG2 (vergleiche Fig. 15) an der vorhergehenden Stufe empfängt. Eine Verzögerungsschaltung DL5 besteht aus einer NAND-Schaltung 32, die das Schaltsignal ϕSW und das (nachstehend als Taktsignal bezeichnete) Ausgangssig­ nal ϕ aus dem NAND-Gatter NG2 empfängt, und einer Inver­ terschaltung 33, die das Ausgangssignal der NAND- Schaltung 32 empfängt, anstelle der in Kaskadenschaltung angeordneten Inverter.

Andere Elemente sind dieselben wie diejenigen gemäß Fig. 17. Den entsprechenden Elementen sind gleiche Bezugszei­ chen zugeordnet, weshalb eine ausführliche Beschreibung davon entfällt.

In dem in Fig. 4 gezeigten Aufbau des Doppelverstärkungs­ abschnitts 30 ist, wenn das Schaltsignal ϕSW sich auf dem niedrigen Pegel befindet, das Ausgangssignal der NAND- Schaltung 31 auf einen hohen Pegel festgelegt und ist das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung DL5 auf einen niedrigen Pegel festgelegt. Daher ist die Spannung des Knotens NG auf die Energieversorgungsspannung Vcc des ex­ ternen Energieversorgungsknotens festgelegt, wobei die Spannung des Knotens NJ auf die Energieversorgungsspan­ nung Vcc gehalten wird. Somit wird der MOS-Transistor NQ4 in dem eingeschalteten Zustand gehalten und liegt die Spannung des Knotens NK im Wesentlichen auf die externe Energieversorgungsspannung (d. h. die Energieversorgungs­ spannung) Vcc. In diesem Fall ist der Knoten NH auf einen niedrigen Pegel festgelegt, jedoch werden Ladungen aus dem MOS-Transistor NQ4 zu dem Knoten NK zugeführt, so dass der Knoten NK im Wesentlichen auf den Pegel der Ener­ gieversorgungsspannung gehalten wird.

In dem Fall, dass die Inverterschaltung DIV4 entsprechend dem Taktsignal ϕ arbeitet, schaltet der MOS-Transistor NQ6 aus, wenn der P-Kanal-MOS-Transistor PQ einschaltet. Im Ansprechen darauf wird die Spannung des Knotens NK auf den Knoten NL übertragen, so dass die Spannung des Kno­ tens NL im Wesentlichen die Energieversorgungsspannung Vcc erreicht.

In dem Fall, dass der MOS-Transistor NQ6 entsprechend dem Ausgangssignal der Inverterschaltung DIV4 einschaltet, schaltet der MOS-Transistor PQ aus und erreicht die Span­ nung des Knotens NL den Massespannungspegel. Daher ändert sich die Spannung des Knotens NL zwischen der Massespan­ nung und der Energieversorgungsspannung Vcc, so dass sich die Gatespannung des Ladung übertragenden MOS-Transistors Q6 zwischen der Massespannung und der negativen Spannung -Vcc ändert (aufgrund des Betriebs der anderen Teile der Schaltung). Dieser Doppelverstärkungsabschnitt 30 arbei­ tet als Schaltung der Einzelverstärkungsbauart.

Demgegenüber arbeitet, wenn sich das Schaltsignal ϕSW auf einem hohen Pegel befindet, die NAND-Schaltung 31 als Verzögerungs-Inverterschaltung und arbeitet die NAND- Schaltung 32 ebenfalls als Verzögerungs- Inverterschaltung. Somit arbeitet dieser Doppelverstär­ kungsabschnitt 30 in derselben Weise wie der in Fig. 17 gezeigte Doppelverstärkungsabschnitt.

Bei dieser Substratvorspannungsschaltung ist lediglich die Doppelverstärkungs-Substratvorspannungsschaltung an­ geordnet, und wird der Doppelverstärkungsabschnitt wahl­ weise als Einzelverstärkungsabschnitt entsprechend dem Schaltsignal ϕSW betrieben. Die einzige Substratvorspan­ nungsschaltung der Doppelverstärkungsbauart wird als Grundaufbau verwendet, so dass der Schaltungsbelegungsbe­ reich verringert werden kann. Dementsprechend kann mit der Schaltung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der Belegungsbereich davon verringert werden und kann der Be­ reich des Chips weiter verringert werden als im Vergleich zu der Schaltung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel.

Fig. 5 zeigt ein Schaltbild des Aufbaus eines Hauptteils einer Substratvorspannungsschaltung gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel. Fig. 5 zeigt ebenfalls einen Doppel­ verstärkungsabschnitt. Als Substratvorspannungsschaltung ist eine Doppelverstärkungs-Substratvorspannungsschaltung angeordnet, und dieser Doppelverstärkungsabschnitt wird wahlweise auf die Schaltung der Einzelverstärkungsbauart oder der Doppelverstärkungsbauart entsprechend dem Schaltsignal ϕSW eingestellt.

Gemäß Fig. 5 weist der Doppelverstärkungsabschnitt 30 zu­ sätzlich zu den Elementen des in Fig. 17 gezeigten Dop­ pelverstärkungsabschnitts auf: Einen N-Kanal-MOS- Transistor NQ7, der zwischen einem Knoten NN und einer externe Energieversorgungsspannung empfangenen Energie­ versorgungsknoten geschaltet ist sowie ein Gate aufweist, das mit dem Energieversorgungsknoten verbunden ist, N- Kanal-MOS-Transistoren NQ8 und NQ9, die zwischen dem E­ nergieversorgungsknoten und dem Knoten NN in Reihe ge­ schaltet sind, einen N-Kanal-MOS-Transistor NQ10 zur wahlweisen Verbindung des Energieversorgungsknotens mit dem Knoten NK im Ansprechen auf die Spannung an dem Kno­ ten NN, eine EXNOR-(Exklusiv-Nicht-Oder-)Schaltung 40, die ein Taktsignal ϕ (Ausgangssignal ϕ eines NAND-Gatters NG2 in der vorhergehenden Stufe) und das Schaltsignal ϕSW empfängt, und einen Kondensator C7 zur Zufuhr von Ladun­ gen zu dem Knoten NN entsprechend dem Ausgangssignal aus der EXNOR-Schaltung 40. Die EXNOR-Schaltung 40 arbeitet als Konsistenzerfassungsschaltung (Übereinstimmungserfassungsschaltung) und gibt einen ho­ hen Pegel (Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc) aus, wenn logische Pegel des Taktsignals ϕ und des Schaltsig­ nals ϕSW zueinander gleich sind.

Wenn das Schaltsignal ϕSW auf einen niedrigen Pegel in dem in Fig. 5 gezeigten Doppelverstärkungsabschnitt 30 eingestellt ist, wird aus der EXNOR-Schaltung 40 ein Sig­ nal auf dem hohen Pegel ausgegeben, wenn sich das Takt­ signal ϕ auf dem niedrigen Pegel befindet. Aus der EXNOR- Schaltung 40 wird ein Signal auf dem niedrigen Pegel aus­ gegeben, wenn sich das Taktsignal ϕ auf dem hohen Pegel befindet. Daher wird zu dem Knoten NM ein Signal übertra­ gen, dessen Phase in Bezug auf das Taktsignal ϕ um 180° verschoben ist. Das heißt, dass die EXNOR-Schaltung 40 als Inverterschaltung arbeitet, wenn sich das Schaltsig­ nal ϕSW auf dem hohen Pegel befindet, so dass die Span­ nungen an den Knoten NG und NM sich in der gemeinsamen Phase ändern. Daher erreichen die MOS-Transistoren NQ4 und NQ10 einen leitenden oder nicht leitenden Zustand in derselben Phase und es wird maximal eine Spannung von 2 × Vcc an den Knoten NK angelegt. Dieser Doppelverstärkungs­ abschnitt 30 gibt ein Signal mit einer Amplitude von 2 × Vcc an einen Knoten NE aus.

Wenn demgegenüber das Schaltsignal ϕSW auf einen hohen Pegel eingestellt ist, arbeitet die EXNOR-Schaltung 40 als Pufferschaltung. Daher ändert sich das Signal eines Ausgangsknotens NM der EXNOR-Schaltung 40 phasengegenläu­ fig zu dem Signal an dem Ausgangsknoten NG der Inverter­ schaltung DIV3. Das heißt, wenn ein Knoten NJ sich auf dem hohen Pegel (Vcc + 2 × Vthn) befindet, wird der Kno­ ten NN auf einen niedrigen Pegel (Vcc - Vthn) einge­ stellt. Umgekehrt, wenn sich der Knoten NJ auf den nied­ rigen Pegel befindet, geht der Knoten NN auf den hohen Pegel über. Daher befindet sich, wenn der MOS-Transistor NQ4 sich in einem ausgeschalteten Zustand befindet, der MOS-Transistor NQ10 in einem eingeschalteten Zustand. Um­ gekehrt befindet sich, wenn der MOS-Transistor NQ4 sich in einem eingeschalteten Zustand befindet, der MOS- Transistor NQ10 in einem ausgeschalteten Zustand.

Das heißt, dass der Knoten NK konstant mit dem Energie­ versorgungsknoten verbunden ist, so dass alle eingeführ­ ten Ladungen zu dem externen Energieversorgungsknoten entladen werden, selbst wenn ein Kondensator C5 einen La­ dungspumpvorgang ausführt. Der Spannungspegel des Knotens NK wird auf den Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc gehalten. Die Spannung auf einem hohen Pegel der Gates der MOS-Transistoren NQ4 und NQ10 beträgt Vcc + 2 × Vthn, weshalb die Energieversorgungsspannung Vcc zu dem Knoten NK übertragen wird, ohne dass diese durch die Schwell­ wertspannungen dieser MOS-Transistoren beeinträchtigt wird. Dementsprechend beträgt die Amplitude des Signals des Knotens NE in dem Doppelverstärkungsabschnitt 30 Vcc. Dieser Doppelverstärkungsabschnitt 30 arbeitet als Schal­ tung der Einzelverstärkungsbauart. Wie in Fig. 15 ge­ zeigt, ist ein MOS-Transistor NQ5 mit dem Knoten NE ver­ bunden, wobei die Spannung des Knotens NE zwischen der Massespannung und einer negativen Spannung -Vcc wechselt.

In dieser Doppelverstärkungs- Substratvorspannungsschaltung kann deren Doppelverstär­ kungsabschnitt als Schaltung der Einzelverstärkungsbauart betrieben werden, weshalb es möglich ist, diese Schaltung in Abhängigkeit von dem Spannungspegel der Energieversor­ gungsspannung Vcc entweder als Einzelverstärkungsbauart oder als Doppelverstärkungsbauart zu betreiben, ohne dass der Aufbau dieser Schaltung geändert wird. Gemäß diesem Aufbau ist es möglich, den Schaltungsbelegungsbereich und den Chipbereich kleiner als im Vergleich zu dem Aufbau auszuführen, bei dem die Substratvorspannungserzeugungs­ schaltungen einer Einzelverstärkungsbauart und einer Dop­ pelverstärkungsbauart getrennt angeordnet sind. Dieselben Vorteile wie diejenigen gemäß dem ersten bis dritten Aus­ führungsbeispielen können erreicht werden.

Fig. 6 zeigt ein Schaltbild eines Aufbaus einer Modifika­ tion des vierten Ausführungsbeispiels. Gemäß Fig. 6 ist anstelle der EXNOR-Schaltung 40 gemäß Fig. 5 eine NAND- Schaltung 42 angeordnet. Andere Elemente sind dieselben wie diejenigen gemäß Fig. 5, weshalb gleiche Bezugszei­ chen die entsprechenden Elemente bezeichnen, und eine ausführliche Beschreibung davon entfällt.

In dem Fall der Schaltung gemäß Fig. 6 ist der Spannungs­ pegel eines Ausgangsknotens NM der NAND-Schaltung 42 auf einem hohen Pegel (Energieversorgungsspannung Vcc) fest­ gelegt, wenn sich das Schaltsignal ϕSW auf dem niedrigen Pegel befindet. Daher wird der Knoten NN ebenfalls auf den Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc gehalten. Folglich ist der MOS-Transistor NQ10 konstant in einem eingeschalteten Zustand, um den externen Energieversor­ gungsknoten mit dem Knoten NK zu verbinden. Falls das Spannungspegel des Knotens NN nicht geringer als Vcc + Vthn ist, überträgt der MOS-Transistor NQ10 die Energie­ versorgungsspannung Vcc zu dem Knoten NK wobei Vthn die Schwellwertspannung des MOS-Transistors NQ10 ist. Dement­ sprechend wird, selbst wenn der Kondensator C5 einen La­ dungspumpvorgang ausführt, der Knoten NK auf die Energie­ versorgungsspannung Vcc gehalten, so dass der Doppelver­ stärkungsabschnitt 30 als Schaltung der Einzelverstär­ kungsbauart arbeitet.

Wenn demgegenüber das Schaltsignal ϕSW sich auf einem ho­ hen Pegel (Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc) be­ findet, arbeitet die NAND-Schaltung 42 als Verzögerungs- Inverterschaltung und ändert sich die Spannung an dem Knoten NM in Phase mit der Spannung an dem Knoten NG. Der MOS-Transistor NQ10 schaltet in Phase mit dem Energiever­ sorgungstransistor NQ4 wiederholt ein bzw. aus. Daher steigt der Spannungspegel des Knotens NK auf 2 × Vcc durch den Ladungspumpvorgang des Kondensators C5 an, so dass dieser Doppelverstärkungsabschnitt 30 ein Signal mit einer Amplitude von 2 × Vcc erzeugt. Folglich ändert sich durch den Entladevorgang des MOS-Transistors Q5 gemäß Fig. 15 die Spannung des Knotens NE zwischen der Masse­ spannung und einer negativen Spannung -2 × Vcc. Daher wird eine Doppelverstärkungs- Substratvorspannungsschaltung implementiert.

Fig. 7 zeigt ein Schaltbild eines Aufbaus einer Modifika­ tion 2 des vierten Ausführungsbeispiels. In dem Doppel­ verstärkungsabschnitt 30 gemäß Fig. 7 ist anstelle der in Fig. 5 gezeigten EXNOR-Schaltung eine Auswahleinrichtung 44 angeordnet, die ein Taktsignal ϕ und das Ausgangssig­ nal der des Taktsignals ϕ empfangenen Inverterschaltung 45 empfängt. Andere Elemente sind dieselben wie diejeni­ gen gemäß Fig. 5. Wenn das Schaltsignal ϕSW sich auf ei­ nem niedrigen Pegel befindet und eine Einzelverstärkungs­ bauart angibt, wählt die Auswahleinrichtung 44 das Takt­ signal ϕ aus. In diesem Fall ändern sich die Knoten NG und NM phasenversetzt zueinander, so dass die MOS- Transistoren NQ4 und NQ10 komplementär zueinander ein­ schalten. Folglich ist der Knoten NK konstant mit dem Ener­ gieversorgungsknoten verbunden. Daher wird an dem Kno­ ten NE ein Signal mit einer Amplitude von Vcc erzeugt.

Wenn sich demgegenüber das Schaltsignal ϕSW auf einem ho­ hen Pegel befindet und eine Doppelverstärkungsbauart an­ gibt, wählt die Auswahleinrichtung 44 das Ausgangssignal der Inverterschaltung 45. In diesem Fall ändern sich die Knoten NG und NM in Phase, so dass die MOS-Transistoren NQ4 und NQ10 in Phase ein- bzw. ausschalten. Dementspre­ chend wird maximal eine Spannung von 2 × Vcc an dem Kno­ ten NK durch den Ladungspumpvorgang des Kondensators C5 erzeugt. Somit wird ein Signal mit einer Amplitude von 2 × Vcc aus dem Knoten NE ausgegeben, so dass dieser Dop­ pelverstärkungsabschnitt 30 als Schaltung der Doppelver­ stärkungsbauart arbeitet.

Wie vorstehend beschrieben wird gemäß dem vierten Ausfüh­ rungsbeispiel die Amplitude des in dem Doppelverstär­ kungsabschnitt erzeugten Signals entsprechend dem Schalt­ signal geändert, weshalb es möglich wird, den Schaltungs­ belegungsbereich und den Chipbereich zu verringern, um die Chipausbeute zu verbessern. Es können ebenfalls die­ selben Vorteile wie gemäß den ersten bis dritten Ausfüh­ rungsbeispielen erreicht werden.

Fig. 8 zeigt ein Schaltbild des Aufbaus eines Hauptteils einer Substratvorspannungsschaltung gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel. Fig. 8 zeigt ein Doppelverstärkungs­ abschnitt 30 einer Doppelverstärkungs- Substratvorspannungsschaltung. Gemäß Fig. 8 weist der Doppelverstärkungsabschnitt 30 eine Auswahleinrichtung 50 auf, die entweder das Ausgangssignal der Inverterschal­ tung DIV3 oder das Taktsignal ϕ entsprechend dem Schalt­ signal ϕSW auswählt, um das ausgewählte Signal dem Kon­ densator C4 zuzuführen. Andere Elemente sind dieselben wie diejenigen gemäß Fig. 17, weshalb gleiche Bezugszei­ chen den entsprechenden Elementen zugeordnet sind und de­ ren ausführliche Beschreibung entfällt.

Wenn das Schaltsignal ϕSW sich auf einem hohen Pegel be­ findet und einen Doppelverstärkungsbetrieb angibt, wählt die Auswahleinrichtung 50 das Ausgangssignal der Verzöge­ rungs-Inverterschaltung DIV3 aus, das an einem Eingang A davon angelegt wird. In diesem Fall wird derselbe Doppel­ verstärkungsbetrieb wie durch die in Fig. 17 gezeigte Schaltung ausgeführt implementiert, da das Ausgangssignal der Verzögerungs-Inverterschaltung DIV3 dem Kondensator C4 zugeführt wird.

Wenn demgegenüber das Schaltsignal ϕSW auf einem niedri­ gen Pegel eingestellt ist, um eine Einzelverstärkungsbe­ triebsart anzugeben, wählt die Auswahleinrichtung 50 das an deren Eingang B angelegte Taktsignal ϕ aus. Nachste­ hend ist der Betrieb in dieser Einzelverstärkungsbe­ triebsart unter Bezugnahme auf in Fig. 9 gezeigte Signal­ verläufe beschrieben.

Wenn das Taktsignal ϕ von einem niedrigen Pegel auf einem hohen Pegel ansteigt, steigt der Spannungspegel des Kno­ tens NG auf einen hohen Pegel an. In diesem Fall ändert sich der Spannungspegel des Knotens NG mit einem geeigne­ ten Zeitverlauf innerhalb der durch den in Fig. 9 gezeig­ ten Doppelpfeil angegebenen Zeitdauer um die Verzöge­ rungszeit einer nicht gezeigten Pufferschaltung, die an der vorhergehenden Stufe des Eingangs B der Auswahlein­ richtung 50 angeordnet ist.

Wenn der Spannungspegel dieses Knotens NG auf den Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc ansteigt, steigt der Spannungspegel des Knotens NJ durch den Kondensator C4 an. Zu dem Zeitpunkt des Anstiegs des Spannungspegels wird der Knoten NJ auf einen Spannungspegel von Vcc + 2 × Vthn durch den Klemmvorgang der MOS- Transistoren NQ3 und NQ2 gehalten. Wenn der Spannungspe­ gel des Knotens NJ ansteigt, schaltet der MOS-Transistor NQ4 ein, um den Knoten NK mit dem externen Energieversor­ gungsknoten zu verbinden.

Selbst falls danach das Ausgangssignal der Verzögerungs­ schaltung DL5 in diesem Zustand auf einem hohen Pegel an­ steigt und Ladungen über den Kondensator C5 dem Knoten NK zugeführt werden, ist dieser Knoten NK mit dem externen Energieversorgungsknoten verbunden, weshalb der Span­ nungspegel des Knotens NK lediglich auf den Pegel der Ener­ gieversorgungsspannung Vcc ansteigt.

Wenn danach das Ausgangssignal des Inverters DIV4 auf ei­ nen niedrigen Pegel abfällt, schaltet der MOS-Transistor PQ ein und wird die Energieversorgungsspannung Vcc an dem Knoten NK zu dem Knoten NL übertragen. Folglich steigt der Spannungspegel des Knotens NL von dem Massespannungs­ pegel auf den Pegel der Energieversorgungsspannung Vcc. Entsprechend dem Anstieg der Spannung des Knotens NL steigt der Spannungspegel des Knotens NE um Vcc an, um den Massespannungspegel zu erreichen.

Wenn das Taktsignal ϕ auf einen niedrigen Pegel abfällt, fällt der Spannungspegel des Knotens NG. Dementsprechend fällt der Spannungspegel des Knotens NJ. In diesem Fall wird der Spannungspegel des Knotens NJ auf einen Span­ nungspegel von Vcc-Vthn durch den MOS-Transistor NQ1 festgeklemmt, und schaltet der MOS-Transistor NQ4 aus. Danach oder gleichzeitig fällt das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung DL5 auf einen niedrigen Pegel ab, so dass der Spannungspegel des Knotens NK durch den Kon­ densator C5 abfällt. In dem Fall, dass der Spannungspegel des Knotens NK abfällt, beträgt der Spannungspegel des Knotens NJ Vcc-Vthn, wobei der MOS-Transistor NQ4 sich in einem eingeschalteten Zustand befindet, um den Knoten NK Ladungen zuzuführen. In diesem Fall fällt daher der Span­ nungspegel des Knotens NK lediglich auf einen Spannungs­ pegel von Vcc - 2 × Vthn ab. Zu dem Zeitpunkt des Abfalls des Spannungspegels an dem Knoten NK liegt der Spannungs­ pegel des Knotens NI auf einem hohen Pegel und findet sich der MOS-Transistor PQ in einem ausgeschalteten Zu­ stand. Der MOS-Transistor NQ6 befindet sich in einem ein­ geschalteten Zustand, weshalb der Knoten NL auf dem Mas­ sespannungspegel abfällt. Folglich fällt der Spannungspe­ gel des Knotens NE um Vcc ab, um sich zu einer negativen Spannung -Vcc zu ändern. Daher wird an den Knoten NE ein Signal nur mit einer Amplitude Vcc angelegt, die sich zwischen der Massespannung und der negativen Spannung -Vcc ändert.

Für den Zeitverlauf der Änderung der Spannung des Knotens NG sollte der MOS-Transistor NQ4 in einem eingeschalteten Zustand sein, wenn der Spannungspegel des Knotens NH an­ steigt, und der MOS-Transistor NQ4 sollte in einem ausge­ schalteten Zustand sein, wenn der Spannungspegel des Kno­ tens NH abfällt.

Daher kann in der in Fig. 8 gezeigten Schaltung der Dop­ pelverstärkungsabschnitt entweder in der Doppelverstär­ kungsbetriebsart oder der Einzelverstärkungsbetriebsart betrieben werden. Somit kann eine einzelne Substratvor­ spannungsschaltung als Doppelverstärkungs- Substratvorspannungsschaltung und Einzelverstärkungs- Substratvorspannungsschaltung betrieben werden. Daher können dieselben Vorteile wie durch die ersten bis vier­ ten Ausführungsbeispiele erreicht werden.

Nachstehend ist ein sechstes Ausführungsbeispiel be­ schrieben.

Fig. 10 zeigt eine Darstellung eines Beispiels für eine Schaltung, die eine Substratvorspannung VBB verwendet. Gemäß Fig. 10 ist diese Halbleitervorrichtung eine dyna­ mische Halbleiterspeichervorrichtung, in der eine Spei­ cherzelle MC einen Kondensator Ms zum Speichern von Daten und einen N-Kanal-MOS-Transistor MT zur Verbindung des Speicherzellenkondensators Ms mit einer Bitleitung BL (oder /BL) in Ansprechen auf ein Signal auf einer Wort­ leitung WL aufweist. Die Vorspannung VBB wird an das rückseitige Gate (Substratbereich) dieses MOS-Transistors MT angelegt, um die Schwellwertspannung des Speicherzel­ lentransistors zu stabilisieren und dessen Sperrschicht­ kapazität zu verringern. Somit ist es möglich, eine Spei­ cherzelle zu implementieren, die stabil arbeitet. Als Schaltung zur Erzeugung der Substratvorspannung VBB kann irgendeine Substratvorspannungsschaltung gemäß dem ersten bis fünften Ausführungsbeispielen zur Implementierung ei­ ner Halbleiterspeichervorrichtung mit einem kleinen Bele­ gungsbereich verwendet werden.

Fig. 11 zeigt ein Blockschaltbild eines Hauptteils einer Halbleitervorrichtung gemäß einer Modifikation des sechs­ ten Ausführungsbeispiels. Gemäß Fig. 11 weist die Halb­ leitervorrichtung eine Negativspannungserzeugungseinrich­ tung 60 auf, die eine externe Energieversorgungsspannung Vcc als Betriebsenergieversorgungsspannung zur Erzeugung einer negativen Spannung VBB über einen Ladungspumpvor­ gang empfängt, und eine Negativspannungsverbrauchsschal­ tung 61 auf, die die negative Spannung VBB aus der Nega­ tivspannungserzeugungsschaltung verbraucht. Diese Nega­ tivspannungsverbrauchsschaltung 61 weist eine Wortlei­ tungsansteuerungsschaltung auf, beispielsweise, falls nicht ausgewählte Wortleitungen auf einen negativen Span­ nungspegel angesteuert werden, um einen Reststrom von Speicherzellentransistoren in einer Halbleiterspeicher­ vorrichtung zu verringern.

In dieser Negativspannungserzeugungsschaltung 60 wird de­ ren interne Betriebsart zwischen einer Einzelverstär­ kungsbetriebsart und einer Doppelverstärkungsbetriebsart entsprechend dem Schaltsignal ϕSW umgeschaltet. Die nega­ tive Spannung VBB wird wirksam entsprechend der Energie­ versorgungsspannung Vcc erzeugt, so dass die Negativspan­ nungsverbrauchsschaltung 61 stabil betrieben werden kann.

Fig. 12A-12D zeigen jeweils eine Darstellung einer Schal­ tung zur Erzeugung des Schaltsignals ϕSW. Gemäß Fig. 12A wird ein Anschlussfeld (bonding pad) 73 wahlweise mit ei­ nem Energieversorgungsstift 71 oder einem Massestift 72 über ein Bondingdraht verbunden, um das Schaltsignal ϕSW auf einen hohen Pegel oder einen niedrigen Pegel einzu­ stellen.

Gemäß Fig. 12B ist ein Widerstandselement 74 mit einem hohen Widerstand zwischen einem Feld 73 und einem Masse­ knoten geschaltet. Eine Inverterschaltung 75, die das Signal dieses Feldes empfängt, ist zur Erzeugung des Schaltsignals ϕSW angeordnet. In der in Fig. 12B gezeig­ ten Schaltung erreicht das Schaltsignal ϕSW einen niedri­ gen Pegel, wenn das Feld 73 mit dem Energieversorgungs­ stift 71 verbunden ist. Folglich wird die Einzelverstär­ kungsbetriebsart festgelegt. Wenn demgegenüber das Feld offengelassen wird, erreicht der Spannungspegel des Fel­ des 73 durch das Widerstandselement 74 mit einem hohen Widerstand den Massepegel. Folglich erreicht das Schalt­ signal ϕSW einen hohen Pegel, um die Doppelverstärkungs­ betriebsart festzulegen.

In der in Fig. 12C gezeigten Schaltung sind ein Siche­ rungselement 76 und ein Widerstandselement 77 mit einem hohen Widerstand in Reihe zwischen einem Energieversor­ gungsknoten und einem Masseknoten geschaltet. Die Inver­ terschaltung 78 empfängt ein Signal eines Verbindungskno­ tens 79 zwischen diesem Sicherungselement 76 und dem Wi­ derstandselement 77, um das Schaltsignal ϕSW zu erzeugen. Das Sicherungselement 76 kann durch einen Energiestrahl wie einem Laserstrahl zerstört werden. Wenn das Siche­ rungselement 76 zerstört wird, erreicht der Knoten 79 den Massespannungspegel, so dass das Schaltsignal ϕSW einen hohen Pegel erreicht. Somit wird die Doppelverstärkungs­ betriebsart festgelegt. Wenn demgegenüber das Sicherungs­ element 76 nicht zerstört wird, befindet sich der Knoten 79 auf der Energieversorgungsspannung Vcc, so dass sich das Schaltsignal ϕSW auf einem niedrigen Pegel befindet. Somit wird die Einzelverstärkungsbetriebsart festgelegt.

In den in Fig. 12A-12C gezeigten Schaltungen wird der Spannungspegel des Schaltsignals ϕSW festgelegt, nachdem die Vorrichtung in ein Gehäuse bzw. Bauteil zusammenge­ baut worden ist. Daher wird, wenn es erforderlich ist, den logischen Pegel des Schaltsignals ϕSW zwangsweise auf die Einzelbetriebsart in einem Einbrenntest (burn-in test) oder dergleichen nach dem Einbau in ein Gehäuse einzustellen, das Schaltsignal ϕSW zwangsweise auf einen niedrigen Pegel durch ein anderes Schaltelement entspre­ chend einem Einbrennanweisungssignal eingestellt, das die Einbrenntestbetriebsart anweist. Auf diese Weise wird die Energieversorgungsspannung hoch eingestellt und eine ne­ gative Spannung VBB wird erzeugt, so dass die interne Schaltung in einem beschleunigten Test wie einem Ein­ brenntest nach dem Einbau in das Gehäuse betrieben werden kann. Bei dem Einbrenntest der negativen Spannungserzeu­ gungsschaltung selbst wird die Substratvorspannungsschal­ tung in der Einzelverstärkungsbetriebsart betrieben oder in der Doppelverstärkungsbetriebsart betrieben. Dies wird in Abhängigkeit von dem beschleun 08724 00070 552 001000280000000200012000285910861300040 0002010134018 00004 08605igten Spannungspegel der Energieversorgungsspannung entschieden.

In der in Fig. 12D gezeigten Schaltung werden Daten zur Festlegung einer Einzelverstärkungsbetriebsart oder einer Doppelverstärkungsbetriebsart in einem Register 81 durch eine Betriebsarteinstellschaltung 80 gespeichert, die ei­ nen externen Befehl CMD empfängt. Das Schaltsignal ϕSW wird entsprechend dem in diesem Register 81 gespeicherten Signal eingestellt. In diesem Register 81 werden als Vor­ gabewert Daten zur Festlegung der Einzelbetriebsart ge­ speichert. Wenn die Energieversorgungsspannung niedrig ist, wird der Betriebsarteinstellbefehl CMD zum Einstel­ len des Signals von einem vorbestimmten Stiftanschluss in das Register 81 angelegt, und wird das Schaltsignal ϕSW auf einen hohen Pegel eingestellt. Auf diese Weise kann der logische Pegel des Schaltsignals ϕSW leicht entspre­ chend einem externen Signal selbst nach Einbauen in einem Gehäuse eingestellt werden.

Gemäß diesem sechsten Ausführungsbeispiel kann das Schaltsignal ϕSW durch einen einfachen Schaltungsaufbau leicht erzeugt werden, und die Substratvorspannungsschal­ tung kann in der Einzelverstärkungsbetriebsart oder der Doppelverstärkungsbetriebsart betrieben werden. Der Span­ nungspegel des Schaltsignals ϕSW kann durch eine Maskie­ rungsverschaltung eingestellt werden.

Fig. 13 zeigt ein Schaltbild eines Aufbaus einer Halblei­ tervorrichtung gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel. Fig. 13 zeigt eine Hochspannungserzeugungsschaltung zur Erzeugung von Vpp, die höher als die Energieversorgungs­ spannung Vcc ist. Gemäß Fig. 13 weist die Hochspannungs­ erzeugungsschaltung auf: Einen Kondensator 90, der einen Ladungspumpvorgang entsprechend einem Taktsignal CLK aus­ führt, eine Steuerungsspannungserzeugungsschaltung 91, die eine Steuerungsspannung aus der externen Energiever­ sorgungsspannung Vcc entsprechend dem Taktsignal CLK und dem Schaltsignal ϕSW erzeugt, und einen Ladung übertra­ genden MOS-Transistor 92 mit einem Gate, das zum Empfang der Steuerungsspannung aus dieser Steuerungsspannungser­ zeugungsschaltung 91 verschaltet ist, um Ladungen des Kondensators 90 zu einem Ausgabeknoten zu übertragen, da­ mit die Hochspannung Vpp erzeugt wird. Dieser Ladung über­ tragender MOS-Transistor 92 ist als aus einem N-Kanal- MOS-Transistor ausgebildet gezeigt. Alternativ dazu kann dieser Ladung übertragende MOS-Transistor 92 aus einem P- Kanal-MOS-Transistor aufgebaut sein.

Die Steuerungsspannungserzeugungsschaltung 91 ändert die Amplitude der an den MOS-Transistor 92 angelegten Steue­ rungsspannung entsprechend dem logischen Pegel des Schaltsignals ϕSW. Das heißt, dass, wenn das Schaltsignal ϕSW eine Einzelverstärkungsbetriebsart angibt, die Steue­ rungsspannung mit einer Amplitude von Vcc an das Gate des MOS-Transistors 92 angelegt wird. Wenn demgegenüber das Schaltsignal ϕSW eine Doppelverstärkungsbetriebsart an­ gibt, wird eine Steuerungsspannung mit einer Amplitude von 2 × Vcc an das Gate des MOS-Transistors 92 angelegt.

Die Hochspannung Vpp wird beispielsweise zur Ansteuerung einer ausgewählten Wortleitung in einen Auswahlzustand in einer Halbleitervorrichtung verwendet. In dem Fall eines so genannten "gemeinsam genutzten Leseverstärkers" in ei­ ner Halbleitervorrichtung (DRAM) wird die Hochspannung Vpp zur Verbindung einer Bitleitung dieses ausgewählten Speicherblocks mit dem Leseverstärker und zur Erzeugung eines Bitleitungsisoliersignals zur Isolierung der Bit­ leitung des nicht ausgewählten Speicherblocks zusammen mit dem ausgewählten Speicherblock und dem Leseverstärker verwendet.

Dadurch ist es durch Änderung der Amplitude der Steue­ rungsspannung entsprechend dem Spannungspegel der Ener­ gieversorgungsspannung Vcc in der Schaltung, die eine derartige Hochspannung Vpp erzeugt, ebenfalls möglich, eine Hochspannungserzeugungsschaltung zur wirksamen Zu­ fuhr von Ladungen in Abhängigkeit von dem Spannungspegel der Energieversorgungsspannung zu implementieren und die Zuverlässigkeit der Hochspannungserzeugungsschaltung zu gewährleisten.

Als Steuerungsspannungserzeugungsschaltung 21 kann ir­ gendeine gemäß den ersten bis dritten Ausführungsbeispie­ len verwendet werden. Alternativ kann das Folgende ver­ wendet werden: Eine Hochspannungserzeugungsschaltung in einer Einzelverstärkungsbetriebsart und eine Hochspan­ nungserzeugungsschaltung in einer Doppelverstärkungsbe­ triebsart können getrennt angeordnet sein, und eine von diesen wird wahlweise entsprechend dem Schaltsignal ϕSW aktiviert.

Gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel wird in einer Hoch­ spannungserzeugungsschaltung die Amplitude der Steue­ rungsspannung durch das Schaltsignal geschaltet. Somit ist es möglich, einen Energieversorgungsspannungspegel in einem Test der gesamten Halbleitervorrichtung zu be­ schleunigen, die Zuverlässigkeit der gesamten Vorrichtung zu gewährleisten und die Ausbeute zu verbessern.

Selbst falls die verwendete Energieversorgungsspannung geändert wird, ist es möglich, diese Änderung durch einen einzelnen Chip zu handhaben, wodurch die Effektivität der Entwicklung bzw. des Designs verbessert wird.

Nachstehend ist ein achtes Ausführungsbeispiel beschrie­ ben.

In den in Fig. 4-8 gezeigten Schaltungen wird die Ampli­ tude der Gate-Spannung des Ladung übertragenden MOS- Transistors Q6 zwischen Vcc und 2 × Vcc geschaltet. Je­ doch kann der Aufbau der Verzögerungsschaltung DL3 und des Ladungspumpkondensators C1 gemäß Fig. 15 durch jede der in Fig. 4-8 gezeigten Aufbauten ersetzt werden. Ge­ nauer ist es durch Ersetzen des Knotens NA gemäß Fig. 15 durch den Knoten NL jeweils gemäß der Fig. 4-8 und durch Ersetzen des Ladungspumpkondensators C1 gemäß Fig. 15 durch den Kondensator C6 gemäß jeweils den Fig. 4-8 es möglich, die Amplitude des Knotens NA gemäß Fig. 15 zwi­ schen Vcc und 2 × Vcc zu schalten, die Ladungsmenge zu ändern, die der Ladung übertragene MOS-Transistor Q6 in einem Übertragungsvorgang übertragen kann, und Ladungs­ pumpschaltungen, die unterschiedliche Ladungsansteue­ rungsfähigkeiten aufweisen, mit einem einzelnen Schal­ tungsaufbau zu implementieren.

Durch Kombination des Aufbaus zum Schalten der Amplitude der durch den Ladungspumpkondensator übertragenen Span­ nung mit dem Aufbau zum Schalten der Amplitude der Gate- Spannung des Ladung übertragenen MOS-Transistors Q6 ist es in diesem Fall eine Anpassbarkeit an verschiedene Ener­ gieversorgungsspannungen durch einen einzigen Schal­ tungsaufbau möglich, und deren Ladungszufuhrfähigkeit un­ ter demselben Energieversorgungsspannungszustand zu schalten.

Wie vorstehend beschrieben wird erfindungsgemäß die Be­ triebsart oder Schaltungsaufbau einer internen Spannungs­ erzeugungsschaltung entsprechend dem Spannungspegel einer Energieversorgungsspannung geschaltet. Daher ist es mög­ lich, die interne Spannungserzeugungsschaltung als opti­ malen Aufbau zu betreiben, der an den Spannungspegel der Energieversorgungsspannung angepasst ist, und eine Halb­ leitervorrichtung zu implementieren, die eine hohe Ent­ wicklungseffektivität aufweist und eine hohe Zuverlässig­ keit aufweist.

Obwohl die vorliegende Erfindung ausführlich beschrieben und veranschaulicht wurde, ist es verständlich, dass die­ se nur als Veranschaulichung und Beispiel dient, und nicht als Beschränkung verstanden werden sollte. Der Um­ fang der Erfindung ist lediglich durch die beigefügten Ansprüche eingeschränkt.

Wie vorstehend beschrieben, wird in einem Steuerungsspan­ nungserzeugungsabschnitt 30 zum Anlegen einer Spannung an einen Steuerungsanschlusses eines Ladungsübertragungsgat­ ters Q6 zur Übertragung von aus einem Kondensator C6 emp­ fangenen Ladungen zu einem Ausgangsknoten NO, um eine in­ terne Spannung VBB zu erzeugen, die Amplitude des Steue­ rungssignals entsprechend einem Schaltsignal ϕSW ge­ schaltet. Somit wird eine interne Spannungserzeugungs­ schaltung bereitgestellt, die eine Verbesserung der Ef­ fektivität der Entwicklung, der Zuverlässigkeit und Aus­ beute sowie eine Verringerung des Energieverbrauchs er­ möglicht.

Claims (15)

1. Halbleitervorrichtung mit
einer ersten internen Spannungserzeugungsschaltung (1; 1b-1e; 1c, 1e; 30) mit einer ersten Betriebsart zur Erzeugung einer internen Spannung mit einem vorbestimmten Spannungspegel, und
einer zweiten internen Spannungserzeugungsschaltung (10; 10b-10e; 10c, 10e; 30) mit einer zweiten Betriebs­ art, die sich von der ersten Betriebsart unterscheidet, zur Erzeugung einer internen Spannung mit dem vorbestimm­ ten Spannungspegel, wobei die erste interne Spannungser­ zeugungsschaltung oder die zweite interne Spannungserzeu­ gungsschaltung wahlweise betriebsfähig eingestellt wird.

2. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, wobei die erste interne Spannungserzeugungsschaltung (1; 1b-1e; 1c, 1e) und die zweite interne Spannungserzeugungsschaltung (10; 1b-1e; 10c, 10e) getrennt angeordnet sind, und die Halbleitervorrichtung weiterhin eine Schaltung (5; 19) zur Erzeugung eines Signals zur Aktivierung ent­ weder der ersten internen Spannungserzeugungsschaltung oder der zweiten internen Spannungserzeugungsschaltung aufweist.

3. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, wobei die
erste interne Spannungserzeugungsschaltung (1; 1b-1e) ei­ ne erste Oszillationsschaltung (1b, 1d) zur Durchführung einer Oszillation in einem vorbestimmten Zyklus, wenn ak­ tiviert, um ein Oszillationssignal zu erzeugen, und eine Ladungspumpschaltung (1c, 1e) zur Durchführung eines La­ dungspumpvorgangs entsprechend dem Oszillationssignal aus der ersten Oszillationsschaltung zur Erzeugung der inter­ nen Spannung aufweist, und
die zweite interne Spannungserzeugungsschaltung (10; 10b-10e) eine zweite Oszillationsschaltung (10b, 10d) zur Durchführung einer Oszillation in einem vorbestimmten Zyklus, wenn aktiviert, um ein Oszillationssignal zu er­ zeugen, und eine zweite Ladungspumpschaltung (10c, 10e) zur Durchführung eines Ladungspumpvorgangs entsprechend dem Oszillationssignal aus der zweiten Oszillationsschal­ tung zur Erzeugung der internen Spannung aufweist, und
entweder die erste Oszillationsschaltung oder die zweite Oszillationsschaltung wahlweise aktiviert wird.

4. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, mit einer Os­ zillationsschaltung (21, 22) zur Durchführung einer Os­ zillation in einem vorbestimmten Zyklus, wenn aktiviert,
wobei die erste interne Spannungserzeugungsschaltung (1c, 1e) eine erste Ladungspumpschaltung (1c, 1e) zur Durchführung eines Ladungspumpvorgangs entsprechend dem Oszillationssignal aus der Oszillationsschaltung zur Er­ zeugung der internen Spannung aufweist, und
die zweite interne Spannungserzeugungsschaltung (10c, 10e) eine zweite Ladungspumpschaltung (10c, 10e) aufweist, die sich in dem Schaltungsaufbau von der ersten Ladungspumpschaltung unterscheidet, zur Durchführung ei­ nes Ladungspumpvorgangs entsprechend dem Oszillations­ signal auf der Oszillationsschaltung zur Erzeugung der internen Spannung aufweist und
das Oszillationssignal aus der Oszillationsschaltung wahlweise entweder an die erste Ladungspumpschaltung oder an die zweite Ladungspumpschaltung angelegt wird.

5. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, wobei die erste interne Spannungserzeugungsschaltung Komponenten mit der zweiten internen Spannungserzeugungsschaltung ge­ meinsam verwendet, und die Halbleitervorrichtung weiterhin eine Gatter­ schaltung (31, 32; 40; 42; 44; 50) zum Betrieb der zwei­ ten internen Spannungserzeugungsschaltung als die erste interne Spannungserzeugungsschaltung im Ansprechen auf ein Schaltsignal (ϕSW) aufweist.

6. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 5, wobei die zweite interne Spannungserzeugungsschaltung einen La­ dungspumpkondensator (C6) zur Durchführung eines Ladungs­ pumpvorgangs entsprechend auf ein Taktsignal, ein Über­ tragungsgatter (Q6) zur Ertragung von Ladungen aus dem Ladungspumpkondensator zu einem Ausgangsknoten (NO) und eine Spannungssteuerungsschaltung (30; NQ1-NQ4; NQ1-NQ10, PQ) zur Einstellung einer Spannung eines Steuerungsan­ schlusses des Übertragungsgatters im Ansprechen auf das Taktsignal aufweist, und die Spannungssteuerungsschaltung eine Amplitude der an den Steuerungsanschluss des Übertragungsgatters ange­ legten Spannung im Ansprechen auf ein Ausgangssignal aus der Gatterschaltung (31, 32; 40; 42; 44; 50) ändert.

7. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 6, wobei die Spannungssteuerungsschaltung (NQ1-NQ10; PQ) eine erste Schaltung (PQ, NQ5, NQ6) zur Ausgabe einer Spannung eines internen Energieversorgungsknotens (NK) im Ansprechen auf das Taktsignal und eine Energieversorgungssteuerungs­ schaltung (NQ1-NQ4; NQ1-NQ4, NQ7-NQ10) zur Einstellung eines Spannungspegels des internen Energieversorgungskno­ tens im Ansprechen auf das Taktsignal aufweist, und
die Energieversorgungssteuerungsschaltung die Span­ nung des internen Energieversorgungsknotens auf einen ersten Spannungspegel im Ansprechen auf einen ersten lo­ gischen Pegel des Ausgangssignals der Gatterschaltung (40; 42; 44; 50) einstellt und einen maximalen Pegel der Spannung des Energieversorgungsknotens auf einen Span­ nungspegel, der höher als der erste Spannungspegel ist, im Ansprechen auf einen zweiten logischen Pegel des Aus­ gangssignals der Gatterschaltung einstellt.

8. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 7, wobei die Ener­ gieversorgungssteuerungsschaltung (NQ1-NQ4; NQ1-NQ4, NQ7-NQ10) eine Spannung, die sich entsprechend dem Takt­ signal ändert, im Ansprechen auf den zweiten logischen Pegel des Ausgangssignals der Gatterschaltung (40; 42; 44; 50) zu dem internen Energieversorgungsknoten (NK) über­ trägt.

9. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 6, wobei die Spannungssteuerungsschaltung (NQ1-NQ10; PQ) eine erste Energieversorgungsschaltung (NQ1-NQ4) zur wahlweisen Verbindung eines internen Energieversorgungsknotens (NK) mit einem externen Energieversorgungsknoten im Ansprechen auf das Taktsignal, und eine zweite Energieversorgungs­ steuerungsschaltung (NQ7-NQ10), die im Ansprechen auf ei­ nen ersten logischen Pegel eines Schaltsignals (ϕSW) in einer gemeinsamen Phase mit der ersten Energieversor­ gungsschaltung arbeitet und im Ansprechen auf einen zwei­ ten logischen Pegel eines Schaltsignals (ϕSW) komplemen­ tär zu der ersten Energieversorgungsschaltung arbeitet, um den externen Energieversorgungsknoten mit dem internen Energieversorgungsknoten zu verbinden, und eine Span­ nungsanlegeschaltung (PQ, NQ5, NQ6) aufweist, die die Spannung des internen Energieversorgungsknotens als eine Betriebsenergieversorgungsspannung empfängt, um eine Spannung an den Steuerungsanschluss des Übertragungsgat­ ters (Q6) im Ansprechen auf das Taktsignal anzulegen, und die erste Spannungserzeugungsschaltung die Span­ nungsanlegeschaltung aufweist.

10. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Gatterschaltung (40; 42; 44; 50) ein logisches Gatter (42) zum Puffern des Taktsignal aufweist, um es im An­ sprechen auf den ersten logischen Pegel des Schaltsignals (ϕSW) an die zweite Energieversorgungsschaltung (NQ7-NQ10) anzulegen und im Ansprechen auf den zweiten logi­ schen Pegel des Schaltsignals an die zweite Energiever­ sorgungsschaltung anzulegen.

11. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Gatterschaltung (40; 42; 44; 50) eine Auswahlschaltung (44) zur Auswahl entweder des Taktsignals oder des inver­ tierten Signals des Taktsignals zum Anlegen an die zweite Energieversorgungsschaltung (NQ7-NQ10) im Ansprechen auf das Schaltsignal (ϕSW) aufweist.

12. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 6, wobei die Spannungssteuerungsschaltung (NQ1-NQ4; NQ1-NQ10) eine erste Energieversorgungsschaltung (NQ1-NQ4) zur wahl­ weisen Verbindung eines internen Energieversorgungskno­ tens (NK) mit einem externen Energieversorgungsknoten im Ansprechen auf das Taktsignal, eine Schaltung (DL5, CL5) zum Anlegen einer Energieversorgungsspannung im Anspre­ chen auf das Taktsignal an den internen Energieversor­ gungsknoten, eine Spannungsanlegeschaltung (PQ, NQ5, NQ6), die die Spannung des internen Energieversorgungs­ knotens als eine Betriebsenergieversorgungsspannung emp­ fängt, um eine Spannung an den Steuerungsanschluss des Übertragungsgatters (Q6) im Ansprechen auf das Taktsignal anzulegen, und eine Auswahlschaltung (50) zum Anlegen entweder des Taktsignals oder des invertierten Signals des Taktsignals (ϕ) im Ansprechen auf ein Schaltsignal (ϕSW) an die erste Energieversorgungsschaltung, und die erste Spannungserzeugungsschaltung die Span­ nungsanlegeschaltung aufweist.

13. Halbleitervorrichtung mit
einer internen Spannungserzeugungsschaltung (30) zum Anlegen eines Steuerungssignals mit einer ersten Amplitu­ de an einen Steuerungsanschluss einer Übertragungsgatters (Q6) zur Übertragung von Ladungen an einen Ausgangsknoten (NO), um ein Spannung an dem Ausgangsknoten zu erzeugen, wobei ein maximaler absoluter Wert durch die Amplitude des Steuerungssignals definiert ist, und
einer Schaltung (31, 32; NQ1-NQ4; NQ7-NQ10, 40, 42, 44; NQ1-NQ4, 50) zur Änderung der Amplitude des Steue­ rungssignals der internen Spannungserzeugungsschaltung auf eine zweite Amplitude, die sich von der ersten Ampli­ tude unterscheidet, im Ansprechen auf ein Schaltsignal.

14. Halbleitervorrichtung mit
einer internen Spannungserzeugungsschaltung (30) zum Anlegen eines Steuerungssignals an einen Steuerungsan­ schluss einer Übertragungsgatters (Q6) zur Übertragung von Ladungen an einen Ausgangsknoten (NO), um eine Span­ nung an dem Ausgangsknoten zu erzeugen, wobei ein maxima­ ler absoluter Wert durch die Amplitude des Steuerungssig­ nals definiert ist, und
einer Schaltung (31, 32; NQ1-NQ4; NQ7-NQ10, 40, 42, 44; NQ1-NQ4, 50) zur Einstellung der Amplitude des Steue­ rungssignals der internen Spannungserzeugungsschaltung entweder auf eine erste Amplitude oder auf eine zweite Amplitude, die kleiner als die erste Amplitude ist, im Ansprechen auf ein Schaltsignal.

15. Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, wobei die erste interne Spannungserzeugungsschaltung (1; 1b-1d; 1c, 1e) eine Substratvorspannungserzeugungsschaltung der Ein­ zelverstärkungsbauart zur Erzeugung einer an einen Sub­ stratbereich angelegten Vorspannung (VBB) durch einen La­ dungspumpvorgang ist, die zweite interne Spannungserzeugungsschaltung (10; 10b-10d; 10c, 10e) eine Substratvorspannungserzeugungs­ schaltung der Doppelverstärkungsbauart zur Erzeugung der an einen Substratbereich angelegten Vorspannung (VBB) durch eine Ladungspumpvorgang aufweist, wobei die zweite interne Spannungserzeugungsschaltung mit der Substratvor­ spannungserzeugungsschaltung der Einzelverstärkungsbauart auf einem gemeinsamen Halbleiterchip ausgebildet ist, und
in praktischer Verwendung entweder die Substratvor­ spannungserzeugungsschaltung der Einzelverstärkungsbauart oder die Substratvorspannungserzeugungsschaltung der Dop­ pelverstärkungsbauart verwendet wird.