DE10012284A1

DE10012284A1 - Pilotsignale für die Synchronisation und/oder Kanalschätzung

Info

Publication number: DE10012284A1
Application number: DE2000112284
Authority: DE
Inventors: Young Joon Song
Original assignee: LG Information and Communications Ltd
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 1999-03-15
Filing date: 2000-03-14
Publication date: 2000-12-14
Anticipated expiration: 2020-03-15
Also published as: BRPI0001674B1; EP1037407A3; ES2415884T3; EP1039654B1; HK1077134A1; EP1850511A3; EP2099143B1; DE10012284B4; EP1039654A3; US7616681B2; ES2502015T3; CN100483972C; CN1273462A; EP1037407A2; EP1037407B1; ATE473562T1; CN1273467A; EP1850511A2; GB2350760B; GB0006264D0

Abstract

Es wird ein Verfahren offenbart zum Erzeugen von Pilotsequenzen mit doppelter Länge an Schlitzen, die für die Rahmensynchronisation in der Aufwärts- oder Abwärtsverbindung eines mobilen Kommunikationssystems der nächsten Generation verwendet werden, welches den W-CDMA-Modus verwendet. Es wird ein Verfahren offenbart zum Erzeugen von Pilotsequenzen mit doppelter Länge an Schlitzen, die für die Rahmensynchronisation verwendet werden und definiert sind durch 41 + 2 (1 = 1, 2, 3, ...), wobei ein mathematisches Verfahren zum Erzeugen der Codesequenzen mit der Schlitzlänge geschaffen wird. Das Verfahren zum Erzeugen der Codesequenzen mit doppelter Schlitzlänge, die für die Rahmensynchronisation verwendet werden, umfaßt die Schritte des Auswählens einer Bitlänge der für die Rahmensynchronisation verwendeten Pilotsequenzen, des Auswählens einer ersten Codesequenz, die einen maximalen Korrelationswert an einem spezifischen Verzögerungspunkt einer Korrelationsperiode aufweist und einen minimalen Korrelationswert an den anderen Verzögerungspunkten ausschließlich des spezifizierten Verzögerungspunktes aufweist, des Auswählens einer zweiten Codesequenz, die dieselbe Korrelationseigenschaft wie die ausgewählte Codesequenz aufweist, und des Kombinierens der ausgewählten Codesequenzen, um Pilotsequenzen mit der ausgewählten Bitlänge zu erzeugen.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG 1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Kommunikationssysteme und insbe sondere auf drahtlose Kommunikationssysteme, vorzugsweise Breitband-Code bereich-Mehrfachzugriff-Kommunikationssysteme (W-CDMA-Kommunikations systeme).

2. Hintergrund des Standes der Technik

Die Verwendung von Codebereich-Mehrfachzugriff-(CDMA)-Modulationstechni ken ist eine von mehreren Techniken zur Erleichterung der Kommunikation, bei der eine große Anzahl von Systemen vorhanden sind. Fig. 1 zeigt allgemein ein System 10, das CDMA-Modulationstechniken bei der Kommunikation zwi schen einer Benutzerausrüstung (UE) 12a und 12b, wobei jede UE ein Zellen telephon enthält, und Basisstationen (BTS) 14a und 14b verwendet. Eine Ba sisstationssteuervorrichtung (BSC) 16 enthält typischerweise eine Schnittstelle und eine Verarbeitungsschaltung, um die Systemsteuerung für die BTS 14a und 14b zur Verfügung zu stellen. Die BSC 16 steuert das Leiten der Telephon anrufe vom öffentlichen Telephonnetz (PSTN) zur entsprechenden BTS für die Übertragung zur entsprechenden UE. Die BSC 16 steuert ferner das Leiten der Anrufe von den UEs über wenigstens eine BTS zum PSTN. Die BSC 16 kann Anrufe zwischen den UEs über die geeignete BTS leiten, da UEs typischerweise nicht direkt miteinander kommunizieren. die BSC 16 kann mit dem BTS 14a und 14b über verschiedene Einrichtungen verbunden sein, die dedizierte Tele phonleitungen, Lichtleitfaserverbindungen oder Mikrowellenkommunikations verbindunen umfassen.

Die Pfeile 13a-13b definieren die möglichen Kommunikationsverbindungen zwischen der BTS 14a und den UEs 12a und 12b. Die Pfeile 15a-15d definieren die möglichen Kommunikationsverbindungen zwischen der BTS 14b und dem UEs 12a und 12b. Im Rückwärtskanal oder der Ausfwärtsverbindung (d. h. von der UE zur BTS) werden die UE-Signale von der BTS 14a und/oder der BTS 14b empfangen, die nach der Demodulation und Kombination das Signal zum Kombinationspunkt weiterleiten, typischerweise zur BSC 16. Im Vorwärtskanal oder der Abwärtsverbindung (d. h. von der BTS zur UE) werden die BTS-Signale von der UE 12a und/oder der UE 12b empfangen. Das obige System ist be schrieben in den US-Patenten mit den Nrn. 5.101.501; 5.103.459; 5.109.390; und 5.416.797, deren gesamte Offenbarung hiermit durch Literaturhinweis eingefügt ist.

Ein Funkkanal ist im allgemeinen in der Natur ein problematisches Medium. Es ist sehr schwierig, sein Verhalten vorherzusagen. Herkömmlicherweise wer den die Funkkanäle in einer statistischen Weise unter Verwendung realer Aus breitungsmeßdaten modelliert. Im allgemeinen kann der Signalschwund in einer Funkumgebung zerlegt werden in eine große Pfadverlustkomponente zusammen mit einer mittleren langsam veränderlichen Komponente mit einer logarithmischen Normalverteilung und eine kleine schnell veränderliche Kom ponente mit einer Rician- oder Rayleigh-Verteilung, in Abhängigkeit vom Vor handensein oder Fehlen der Sichtverbindungssituation zwischen dem Sender und dem Empfänger.

Fig. 2 zeigt diese drei unterschiedlichen Ausbreitungsphänomene. Eine extreme Veränderung im Übertragungspfad zwischen dem Sender und dem Empfänger kann vorgefunden werden, die von der direkten Sichtlinie bis zu Pfaden reicht, die durch Gebäude, Berge oder Blattwerk stark beeinträchtigt ist. Das Phäno men der Abnahme der empfangenen Leistung mit dem Abstand aufgrund der Reflexion, der Beugung um Strukturen und der Brechung ist als Pfadverlust bekannt.

Wie gezeigt ist, wird das gesendete Signal von vielen Hindernissen zwischen einem Sender und einem Empfänger reflektiert, wodurch ein Mehrwegkanal erzeugt wird. Aufgrund der Interferenz unter den vielen Mehrfachwegen mit unterschiedlichen Laufzeiten leitet das empfangene Signal unter einem fre quenzselektiven Mehrwegschwund. Wenn z. B. das Trägerfrequenzband mit 2 GHz verwendet wird und ein Kraftfahrzeug mit einer UE mit einer Geschwin digkeit von 100 km/h fährt, beträgt die maximale Dopplerfrequenz des Schwundes 185 Hz. Obwohl eine kohärente Erfassung verwendet werden kann, um die Verbindungskapazität zu erhöhen, ist bei einem solchen schnellen Schwund die Kanalschätzung für die kohärente Erfassung im allgemeinen sehr schwierig zu erreichen. Aufgrund von schwindenden Kanälen ist es schwierig, eine Phasenreferenz für die kohärente Erfassung des modulierten Datensignals zu erhalten. Es ist daher vorteilhaft, einen separaten Pilotkanal vorzusehen.

Eine Kanalschätzung für die kohärente Erfassung wird typischerweise von einem gemeinsamen Pilotkanal erhalten. Ein gemeinsamer Pilotkanal, der mit einer omnidirektionalen Antenne gesendet wird, erfährt jedoch einen anderen Funkkanal als ein Verkehrskanalsignal, das über einen schmalen Strahl ge sendet wird. Es hat sich gezeigt, daß gewöhnliche Steuerkanäle häufig in der Abwärtsverbindung problematisch sind, wenn adaptive Antennen verwendet werden. Das Problem kann umgangen werden durch benutzerspezifische Pilot symbole, die als Referenzsignal für die Kanalschätzung verwendet werden. Die dedizierten Pilotsymbole können entweder bezüglich der Zeit oder des Codes multiplexiert sein.

Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild eines Senders und eines Empfängers für zeit multiplexierte Pilotsymbole für ein verbessertes Kanalschätzverfahren, das unter Umgebungsbedingungen mit langsamem bis schnellem Schwund zufrie denstellend arbeitet. Bekannte Pilotsymbole werden periodisch mit der Sequenz der gesendeten Daten multiplexiert. Die Pilotsymbole und die den Pilotsymbo len folgenden Datensymbole bilden einen Schlitz, wie in Fig. 3 gezeigt ist.

Ferner wird in einem DS-CDMA-Sender das Informationssignal mit einem Spreizcode moduliert und im Empfänger mit einem Duplikat desselben Codes korreliert. Daher ist eine geringe Kreuzkorrelation zwischen den erwünschten und störenden Benutzern wichtig, um die Mehrfachzugriffinterferenz zu unter drücken. Gute Autokorrelationseigenschaften werden für eine zuverlässige Anfangssynchronisation benötigt, da große Seitenkeulen der Autokorrelations funktion zu fehlerhaften Codesynchronisationsentscheidungen führen können. Ferner sind gute Autokorrelationseigenschaften wichtig, um die Mehrwegkom ponenten zuverlässig zu trennen.

Da die Autokorrelationsfunktion eines Spreizcodes der Autokorrelationsfunk tion des weißen Gauß'schen Rauschens soweit wie möglich ähneln soll, werden die DS-Codesequenzen auch als Pseudorausch-(PN)-Sequenzen bezeichnet. Die Autokorrelations- und Kreuzkorrelationsfunktionen sind derart verbunden, daß es nicht möglich ist, gleichzeitig gute Autokorrelations- und Kreuzkorrelations werte zu erhalten. Dies kann intuitiv erklärt werden, indem beachtet wird, daß gute Autokorrelationseigenschaften auch eine Anzeige für die gute Zufälligkeit einer Sequenz sind. Zufallscodes weisen schlechtere Kreuzkorrelationseigen schaften auf als deterministische Codes.

Ein solches mobiles Kommunikationssystem hat unterschiedliche Entwick lungsstufen durchlaufen, wobei verschiedene Länder unterschiedliche Stan dards verwenden. Die erste Generation von mobilen Systemen in den Achtziger Jahren hat die Analogübertragung für Sprachdienste verwendet. Advanced Mobile Phone Service (AMPS) in den Vereinigten Staaten, Total Access Commu nication System (TACS) in Großbritannien, Nordic Mobile Telephones (NMT) in Skandinavien, Nippon Telephone and Telegraph (NTT) in Japan usw. gehörten zur ersten Generation.

Die Systeme der zweiten Generation, die die digitale Übertragung verwenden, wurden in den späten Achtzigern eingeführt. Sie bieten eine höhere Spek trumseffizienz, bessere Datendienste und eine fortschrittlichere Weiterreichung als die Systeme der ersten Generation. Global System for Mobile Communicati ons (GSM) in Europa, Personal Digital Cellular (PDC) in Japan und IS-95 in den Vereinigten Staaten gehörten zur zweiten Generation.

Seit kurzem sind Mobilfunknetze der dritten Generation in intensiver For schung und Diskussion und werden um das Jahr 2000 eingeführt. In der In ternational Telecommunication Union (ITU) werden die Netze der dritten Gene ration bezeichnet mit International Mobile Telecommunications-2000 (IMT-2000), während sie in Europa bezeichnet werden mit Universal Mobile Telecommunication System (UMTS). IMT-2000 bietet eine Vielfalt von Diensten, einschließlich Multimedia und Paketdaten mit hoher Bitrate.

Die Breitband-CDMA hat sich als die Haupt-Luftschnittstellenlösung für die Netze der dritten Generation entwickelt. Breitband-CDMA-Systeme werden derzeit normiert vom European Telecommunication Standards Institute (ETSI) von Europa, der Associaton for Radio Industry and Business (ARIB) in Japan, dem TIA Engineering committees TR45 und TR46 und dem T1-committee T1P1 der Vereinigten Staaten, sowie der Telecommunication Technology Association TTA I und TTA II (umbenannt in Global CDMA I bzw. II) in Korea. Die obige Beschreibung und ein Hintergrund der vorhergehenden Systeme ist zu finden in "WIDEBAND CDMA FOR THIRD GENERATION MOBILE COMMUNICATIONS" von T. Ojanpera u. a., veröffentlicht 1998 von Artech House Publishers, dessen gesamte Offenbarung hiermit durch Literaturhinweis eingefügt ist.

Vor kurzem haben ARIB in Japan, ETSI in Europa, T1 in den USA und TTA in Korea ein Mobilkommunikationssystem der dritten Generation auf der Grund lage eines Kernnetzes und einer Funkzugriffstechnik eines bestehenden globa len Systems für Mobilkommunikation (GSM) vorgestellt, um verschiedene Dien ste anzubieten, einschließlich Multimedia, wie z. B. Ton, Video und Daten. Sie haben einer Partnerschaftstudie für die Präsentation einer technischen Spezifi kation für die entwickelte nächste Generation von Mobilkommunikationssyste men zugestimmt und ein Projekt für die Partnerschaftsstudie als das Partner schaftsprojekt dritte Generation (3GPP = third generation partnership project) benannt.

Das 3GPP ist in drei technische Teilstudien unterteilt. Der erste Teil ist eine 3GPP-Systemstruktur und Dienstfähigkeit auf der Grundlage der 3GPP-Spezifi kation. Der zweite Teil ist eine Studie eines universellen terrestrischen Funk zugriffsnetzes (UTRAN), welches ein Funkzugriffsnetz (RAN) ist, das die Breit band-CDMA-Technik auf der Grundlage eines Frequenzbereich-Duplex-(FDD)- Modus und eine TD-CDMA-Technik auf der Grundlage eines Zeitbereich-Du plex-(TTD)-Modus verwendet. Der dritte Teil ist eine Studie eines Kernnetzes, das aus einem GSM der zweiten Generation entwickelt worden ist und Netzfä higkeiten der dritten Generation aufweist, wie z. B. das Mobilitätsmanagement und die globale Weiterreichung.

Unter den technischen Studien des 3GPP definiert die UTRAN-Studie den Transport und die physikalischen Kanäle und spezifiziert diese. Diese techni sche Spezifikation, TS-S1.11 v1.1.0, wurde herausgegeben im März 1999, wo bei deren gesamte Offenbarung hiermit durch Literaturhinweis eingefügt ist. Der physikalische Kanal enthält die dedizierten physikalischen Kanäle (DPCHs), die in der Aufwärtsverbindung und der Abwärtsverbindung verwendet werden. Jeder DPCH ist im allgemeinen mit drei Schichten versehen, z. B. Su perrahmen, Funkrahmen und Zeitschlitzen. Wie in der 3GPP-Funkzugriffsnetz- (RAN)-Norm spezifiziert ist, besitzt ein Superrahmen eine maximale Rahmen einheit einer Periode von 720 ms. Hinsichtlich der Systemrahmenzahlen be steht ein Superrahmen aus 72 Funkrahmen. Jeder Funkrahmen besitzt eine Periode von 10 ms, wobei ein Funkrahmen 16 Zeitschlitze enthält, von denen jeder Felder entsprechende Informationsbits auf der Grundlage des DPCH ent hält.

Fig. 4 zeigt eine Rahmenstruktur eines Aufwärtsverbindung-DPCH auf der Grandlage der 3GPP-RAN-Norm. Der Aufwärtsverbindung-DPCH ist mit zwei Typen von Kanälen versehen, z. B. einem dedizierten physikalischen Datenka nal (DPDCH) und einem dedizierten physikalischen Steuerkanal (DPCCH). Der Aufwärtsverbindung-DPDCH dient zum Transport der dedizierten Daten, wäh rend der Aufwärtsverbindung-DPCCH zum Transport der Steuerinformationen dient.

Der Aufwärtsverbindung-DPCCH für den Transport der Steuerinformationen enthält verschiedene Felder, wie z. B. ein Pilotfeld 21 mit N_pilot Bits, ein Sende leistungs-(TPC)-Feld 22 mit N_TPC Bits, ein Rückkopplungsinformations-(FBI)- Feld 23 mit N_FBI Bits und ein optionales Transportkombinationsindikator- (TFCI)-Feld 24 mit N_TFCI Bits. Das Pilotfeld 21 enthält die Pilotbits N_pilot zum Unterstützen der Kanalschätzung für die kohärente Erfassung. Das TFCI-Feld 4 unterstützt das gleichzeitige Bereitstellen mehrerer Dienste durch das Sy stem. Das Fehlen des TFCI-Feldes 4 im Aufwärtsverbindung-TPCCH zeigt, daß der zugehörige Dienst ein Dienst mit fester Rate ist. Der Parameter k bestimmt die Anzahl der Bits pro Aufwärtsverbindung-DPDCH/DPCCH-Schlitz. Er be zieht sich auf den Spreizfaktor SF des physikalischen Kanals als SF = 256/2^k. Der Spreizfaktor SF kann somit von 256 bis hinab zu 4 reichen.

Fig. 5 ist eine Tabelle, die verschiedene Informationen des Aufwärtsverbindung- DPCCH zeigt, wobei das Kanalbit und die Symbolraten diejenigen unmittelbar vor der Spreizung sind, (Zum Zeitpunkt dieser technischen Spezifikation war die genaue Anzahl der Bits der unterschiedlichen Aufwärtsverbindung-DPGCH- Felder der Fig. 4 (N_pilot, N_TPC, N_FBI und N_TFCI) nicht bestimmt.)

Fig. 6 ist eine Tabelle, die Pilotbitmuster des Aufwärtsverbindung-DPCCH zeigt, und insbesondere 6-Bit- und 8-Bit-Pilotbitmuster für jeden Schlitz. In Fig. 6 wird die nicht schattierte Sequenz für die Kanalschätzung verwendet, während die schattierte Sequenz als Rahmensynchronisationswörter oder Sequenzen verwendet werden kann. Die Pilotbits außerhalb des Rahmensynchronisations wortes, z. B. das Kanalschätzwort, weisen einen Wert von 1 auf.

In dem Fall z. B., in dem jeder Schlitz 6 Pilotbits N_pilot = 6 enthält, werden die Sequenzen, die gebildet werden von Schlitz # 1 bis Schlitz #16 bei Bit #1, bei Bit #2, bei Bit #4 und bei Bit #5, als die Rahmensynchronisationswörter verwen det. In dem Fall, in dem jeder Schlitz aus 8 Pilotbits besteht (N_pilot = 8), werden die Sequenzen bei Bit #1, bei Bit #3, bei Bit #5 und bei Bit #7 als Rahmensyn chronisationswörter verwendet. In dem Fall, in dem die Anzahl der Pilotbits des jeweiligen Sequenzschlitzes entweder gleich 6 oder gleich 8 ist, werden insge samt vier als Rahmensynchronisationswort verwendet. Da ein Funkrahmen mit 16 Zeitschlitzen versehen ist, beträgt folglich die Anzahl der Pilotbits, die als Rahmensynchronisationswort verwendet werden, 64 Bits pro Rahmen.

Fig. 7 zeigt eine Spreiz/Verwürfelungs-Anordnung des Aufwärtsverbindung- DPCH auf der Grundlage der 3GPP-RAN-Norm. Die Anordnung der Fig. 7 ist vorgesehen für die Ausführung einer Quadratur-Phasenverschiebung-Ta stungs-Operation (QPSK-Operation), wobei der Aufwärtsverbindung-DPDCH und der DPCCH jeweils auf I- und Q-Kanalzweige abgebildet werden.

Das Spreizen ist eine Operation zum Vermitteln aller Symbole durch die jeweili gen Kanalzweige auf mehrere Chips. Die I- und Q-Kanalzweige werden jeweils auf Chipraten gespreizt, auf der Grundlage zweier unterschiedlicher orthogonal veränderlicher Spreizfaktoren (OVSFs) oder Kanalisierungscodes C_D und C_C. Der OVSF stellt die Anzahl der Chips pro Symbol auf jedem Kanalzweig dar. Die Spreizung der zwei Kanalzweige wird summiert und anschließend komplex verwürfelt mittels eines spezifischen komplexen Verwürfelungscodes C_scramb. Das komplex verwürfelte Ergebnis wird in den Realteil und den Imaginärteil getrennt und anschließend gesendet, nachdem es auf den entsprechenden Trägern plaziert worden ist.

Fig. 8 zeigt eine Rahmenstruktur eines Abwärtsverbindung-DPCH auf der Grundlage der 3GPP-RAN-Norm. Die Anzahl der Pilotbits (oder Symbole) im Aufwärtsverbindung-DPCH beträgt 6 oder 8, da der Aufwärtsverbindung-DPCH mit einer festen Rate von 16 Kbps aktiviert wird. Da jedoch der Abwärtsverbin dung-DPCH mit einer veränderlichen Rate aktiviert wird, weist er die in Fig. 9 gezeigten Pilotsymbolmuster auf.

Wie in Fig. 8 gezeigt, ist der Abwärtsverbindung-DPCH ähnlich dem Aufwärts verbindung-DPCH mit zwei Typen von Kanälen versehen, z. B. einem dedizier ten physikalischen Datenkanal (DPDCH) und einem dedizierten physikalischen Steuerkanal (DPCCH). Im Abwärtsverbindung-DPCH dient der Abwärtsverbin dung-DPDCH zum Transportieren der dedizierten Daten, während der Abwärts verbindung-DPCCH zum Transportieren der Steuerinformationen dient. Der Abwärtsverbindung-DPCCH zum Transportieren der Steuerinformationen um faßt verschiedene Felder, wie z. B. ein Pilotfeld 27, ein TPC-Feld 26 und ein TFCI-Feld 25. Das Pilotfeld 27 enthält Pilotsymbole zum Unterstützen der Ka nalschätzung für die kohärente Erfassung.

Fig. 9 ist eine Tabelle, die Pilotsymbolmuster zeigt, die im Abwärtsverbindung- DPCCH enthalten sind und gemäß den unterschiedlichen Symbolraten des Abwärtsverbindung-DPCCH klassifiziert sind. In dem Fall z. B., in dem die Symbolrate 16, 32, 64 oder 128 Kbps beträgt, enthält jeder Schlitz 4 Pilotsym bole für einen I-Kanalzweig und 4 Pilotsymbole für einen Q-Kanalzweig, insge samt 8 Pilotsymbole.

In Fig. 9 wird die nicht schattierte Sequenz für die Kanalschätzung verwendet, während die schattierten Sequenzen als Rahmensynchronisationswörter ver wendet werden können. Die restlichen Pilotsymbole außer dem Rahmensyn chronisationswort (z. B. die Kanalschätzung) besitzen einen Wert von 11. In dem Fall z. B., in dem die Symbolrate 16, 32, 64 oder 128 Kbps beträgt, werden die Sequenzen, die von den Pilotsymbolen vom Schlitz #1 bis zum Schlitz #16 gebildet werden, beim Symbol #1 und beim Symbol #2 als Rahmensynchroni sationswörter verwendet. Da dementsprechend die Anzahl der als Rahmensyn chronisationswörter verwendeten Pilotsymbole 4 pro Schlitz beträgt, werden in jedem Funkrahmen 64 Pilotsymbole verwendet.

Fig. 10 zeigt eine Spreiz/Verwürfelungs-Anordnung für den Abwärtsverbin dung-DPCH auf der Grundlage der 3GPP-RAN-Norm. Die Anordnung der Fig. 10 dient zum Spreizen und Verwürfeln des Abwärtsverbindung-DPCH und eines gemeinsamen physikalischen Steuerkanals (CCPCH). Eine QPSK-Opera tion wird mit Bezug auf zwei Symbole der zwei Kanäle derart durchgeführt, daß sie seriell-parallel-umgesetzt werden und anschließend jeweils auf die I- und Q- Kanalzweige abgebildet werden.

Die I- und Q-Kanalzweige werden jeweils mit Chipraten auf der Grundlage zweier gleicher Kanalisierungscodes C_ch gespreizt. Die Spreizung der zwei Ka nalzweige wird summiert und anschließend komplex verwürfelt mittels eines spezifischen komplexen Verwürfelungscodes C_scramb. Das komplex verwürfelte Ergebnis wird in den Realteil und den Imaginärteil getrennt und anschließend gesendet, nachdem es auf den entsprechenden Trägern plaziert worden ist. Es ist zu beachten, daß für alle physikalischen Kanäle in einer Zelle derselbe Ver würfelungscode verwendet wird, während unterschiedliche Kanalisierungscodes für unterschiedliche physikalische Kanäle verwendet werden. Die Daten und verschiedenen Steuerinformationen werden zu einem Empfänger über die Auf wärtsverbindung- und Abwärtsverbindung-DPCHs transportiert, die der oben erwähnten Spreizung und Verwürfelung unterliegen.

Die Spezifikation TS S1.11 v1.1.0 spezifiziert ferner einen primären gemeinsa men physikalischen Steuerkanal (PCCPCH), der ein physikalischer Abwärtsver bindungskanal mit fester Rate ist und zum Tragen des Übertragungskanals (BCH) verwendet wird, sowie einen sekundären gemeinsamen physikalischen Steuerkanal (SCCPCH), der zum Führen des Vorwärtszugriffkanals (FACH) und des Rufkanals (PCH) mit einer konstanten Rate verwendet wird. Die Fig. 11A und 11B zeigen die Rahmenstruktur des PCCPCH und des SCCPCH, die jeweils ein Pilotfeld besitzen. Die Spezifikation TS S1.11 v1.1.0 empfiehlt die Pilotmu ster für den PCCPCH und den SCCPCH. Ferner empfiehlt die Spezifikation TS S1.11 v1.1.0 das Pilotmuster für den DPCH-Kanal für die Diversitätsantenne unter Verwendung einer offenen Antennendiversität auf der Grundlage einer Raumzeit-Blockcodierung, die auf der Sendediversität (STTD) und den Diversi tätsantennen-Pilotmustern für PCCPCH und SCCPCH beruht. Diese Muster sind zu finden in der Spezifikation TS S1.11 v1.1.0, wobei eine genaue Be schreibung hier weggelassen wird.

Für die Rahmensynchronisation muß eine Autokorrelationsfunktion auf der Grundlage der Pilotmustersequenz durchgeführt werden. Beim Pilotsequenz entwurf ist das Finden einer Autokorrelation einer Sequenz mit dem geringsten Außer-Phase-Koeffizienten wichtig, um die Wahrscheinlichkeit eines Fehlalarms bezüglich der Synchronisation zu verringern. Ein Fehlalarm wird festgestellt, wenn eine Spitze erfaßt wird, wenn keine Spitzenerfassung stattfinden sollte.

Im optimalen Fall sollte das Ergebnis der Autokorrelation für einen Rahmen mit einer Sequenz bei einem vorgeschriebenen Pilotbit dieselben Maximalwerte bei 0 und bei mittleren Zeitverschiebungen einer Korrelationsperiode aufweisen, die in der Polarität unterschiedlich sind, wobei die restlichen Seitenkeulen bei anderen Zeitverschiebungen als 0 und Mitte den Wert 0 aufweisen sollten. Die verschiedenen Pilotmuster, die in der TS S1.11 v1.1.0 empfohlen werden, er füllen diese Anforderung jedoch nicht, sowohl in der Aufwärtsverbindung als auch in der Abwärtsverbindung.

In einem Artikel mit dem Titel "Synchronization Sequence Design with Double Thresholds for Digital Cellular Telephone" von Young Joon Song u. a. (18.-20. August 1998), von der der vorliegende Erfinder ein Koautor ist, wird eine Korrelatorschaltung für GSM-Codes beschrieben, in denen die Außer-Phase- Koeffizienten alle 0 sind, mit einer Ausnahme bei 0 und bei mittlerer Verschie bung, die eine erste Spitze und eine zweite Spitze aufweisen, wobei die ersten und zweiten Spitzen entgegengesetzte Polarität besitzen, jedoch einander nicht gleichen. Ferner beschreibt der Artikel niedrigste Außer-Phase-Koeffizienten von +4 und -4. Außerdem zeigt der Artikel nicht, wie solche Sequenzen und eine Autokorrelation verwendet werden können, um die obenbeschriebenen optimalen Ergebnisse zu erreichen, wobei der Artikel nicht ausreichend offen bart, daß die Sequenzen die niedrigsten Autokorrelations-Seitenkeulen errei chen oder erreichen können.

Wie oben beschrieben ist, erreichen die Pilotmuster, die für die Rahmensyn chronisationswörter oder Sequenzen verwendet werden, nicht die optimalen Ergebnisse. Ferner führen die Pilotmuster des Standes der Technik die Rah mensynchronisation nicht schnell und genau durch. Außerdem bieten die obenerwähnten Pilotmuster und Rahmensynchronisationssequenzen keine optimale Kreuzkorrelation und Autokorrelation. Ferner bieten weder die TS- Spezifikation noch der Artikel eine Lösung für die Verwendung der Pilotmuster für das schlitzweise Doppelprüfungs-Rahmensynchronisationsschema und offenbaren nicht die Verwendung der Rahmensynchronisationssequenz für die Kanalschätzung.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, wenigstens die Probleme und Nachteile des Standes der Technik zu beseitigen.

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Rahmensynchronisationswör ter zu schaffen, die zu optimalen Autokorrelationsergebnissen führen.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Seitenkeulen zu elimi nieren oder zu verhindern.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Maximalwerte bei 0 und bei mittleren Zeitverschiebungen zu erzeugen.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Synchronisations wort für wenigstens eine schnelle und genaue Rahmensynchronisation zu lie fern.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein schlitzweises Dop pelprüfungs-Rahmensynchronisationsschema zu schaffen.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Rahmensynchroni sationswort zu schaffen, das für die Kanalschätzung verwendet werden kann.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, gleichzeitig eine gute Kreuzkorrelation und eine gute Autokorrelation zu schaffen.

Die vorliegende Erfindung kann vollständig oder teilweise verwirklicht werden durch ein Verfahren zum Synchronisieren eines Rahmens unter Verwendung eines optimalen Pilotsymbols, das die Schritte umfaßt: (1) Empfangen eines Pilotsymbols jedes Schlitzes im Rahmen durch entsprechende physikalische Kanäle auf einer Kommunikationsverbindung; (2) Korrelieren der empfangenen Position jedes der Pilotsymbole mit einer entsprechenden Pilotsequenz; (3) Kombinieren und Summieren von mehr als einem Ergebnis der Korrelationen und Herleiten des endgültigen Ergebnisses aus den Korrelationen, in denen Seitenkeulen aus den Ergebnissen der Korrelationen verschoben sind; und (4) Synchronisieren des Rahmens unter Verwendung des Endergebnisses.

Die Pilotsymbole werden in jeder der Pilotsequenzen kombiniert, so daß das Endergebnis der Korrelationen Seitenkeulen mit "0"-Werten zeigt, die be stimmte Positionen der Korrelationsperioden ausschließen. Die bestimmten Positionen sind die Startpunkte (x = 0) der Korrelationsperioden (x) und die Punkte von x/(ganze Zahl). Das Pilotsymbol ist eine Kombination der Pilotsym bole in einer Form von (a, /a). Die Pilotsequenz liefert kleinste Korrelationser gebnisse an Positionen ausschließlich den Startpunkten und der Hälfte der Startpunkte in der Korrelationsperiode. Die Pilotsymbole ausschließlich der Pilotsymbole, die in der Korrelation verwendet werden, werden in einer Kanal schätzung für die Erfassungskohärenz verwendet. Das Pilotsymbol jedes Schlit zes im Rahmen wird gesendet, wobei das in einem Pilotfeld eines exklusiven physikalischen Steuerkanals unter den jeweiligen exklusiven Kanälen auf der Kommunikationsverbindung enthalten ist. Die Pilotsequenzen unterscheiden sich voneinander auf einer Kommunikationsverbindung und werden bei der Korrelation gemäß den Werten der Bits verwendet, die in einem Pilotfeld eines exklusiven physikalischen Steuerkanals enthalten sind. Die Pilotsequenzen unterscheiden sich voneinander auf einer Abwärtskommunikationsverbindung und werden bei der Korrelation gemäß einer Symbolrate eines exklusiven phy sikalischen Steuerkanals verwendet.

Die vorliegende Erfindung kann vollständig oder teilweise verwirklicht werden durch ein Verfahren zum Synchronisieren eines Rahmens unter Verwendung eines optimalen Pilotsymbols, das die Schritte umfaßt: (1) Empfangen eines Pilotsymbols jedes Schlitzes im Rahmen durch entsprechende physikalische Kanäle auf einer Kommunikationsverbindung; (2) Korrelieren einer empfange nen Position jedes der Pilotsymbole mit einer entsprechenden Pilotsequenz; (3) Kombinieren und Summieren von mehr als einem der Ergebnisse der Korrela tionen und Herleiten eines Endergebnisses aus den Korrelationen, in welchen die Seitenkeulen von den Ergebnissen der Korrelationen minimale Werte auf weisen und die Ergebnisse der Korrelationen an den Startpunkten und den Mittelpunkten der Korrelationsperioden maximale Werte mit unterschiedlicher Polarität aufweisen; und (4) Synchronisieren des Rahmens unter Verwendung des Endergebnisses.

Die vorliegende Erfindung kann vollständig oder teilweise verwirklicht werden durch ein Verfahren zum Eliminieren der Seitenkeulen in einem Kommunikati onskanal zwischen einer Basisstation und einer Mobilstation, das die Schritte umfaßt: Erzeugen von Steuersignalen und Datensignalen innerhalb des Kom munikationskanals, wobei die Steuersignale eine erste Sequenz von L Bits und eine zweite Sequenz von L Bits aufweisen; Erzeugen eines ersten Satzes von vorgeschriebenen Werten auf der Grundlage der ersten Sequenz, die eine erste vorgeschriebene Beziehung zum ersten Satz von vorgeschriebenen Werten auf weist; Erzeugen eines zweiten Satzes vorgeschriebener Werte auf der Grundlage der zweiten Sequenz, die eine zweite vorgeschriebene Beziehung zum zweiten Satz der vorgeschriebenen Werte besitzt; und Kombinieren der ersten und zweiten Sätze der vorgeschriebenen Werte.

Die vorliegende Erfindung kann vollständig oder teilweise verwirklicht werden durch ein Verfahren zum Einrichten eines Kommunikationskanals, wobei das Verfahren die Schritte umfaßt: Erzeugen mehrerer Rahmen; Erzeugen einer Anzahl L von Schlitzen für jeden Rahmen, wobei jeder Schlitz ein Pilotsignal mit N Bits enthält und ein entsprechendes Bit in jedem Schlitz ein Wort der L-Se quenz der Pilotbits bildet, so daß eine Anzahl N von Wörtern vorhanden ist, wobei die Anzahl der Bitwerte der zwei Pilotbits, die zwischen zwei benachbar ten Wörtern von 1 bis L Schlitzen gleich sind, minus der Anzahl der Bitwerte der zwei Pilotbits, die zwischen zwei benachbarten Wörtern von 1 bis L unter schiedlich sind, gleich 0 oder gleich einer vorgeschriebenen Zahl nahe 0 ist.

Die vorliegende Erfindung kann vollständig oder teilweise verwirklicht werden durch ein Verfahren zum Einrichten eines Kommunikationskanals mit wenig stens entweder der Rahmensynchronisation oder der Kanalschätzung, wobei das Verfahren die Schritte umfaßt: Erzeugen mehrerer Rahmen, Erzeugen einer Anzahl L von Schlitzen für jeden Rahmen, wobei jeder Schlitz ein Pilotsignal mit N Bits enthält und jedes Bit in jedem Schlitz ein Wort einer L-Sequenz von Pilotbits bildet, so daß eine Anzahl N von Wörtern vorhanden ist, wobei die Wörter wenigstens eine der folgenden Eigenschaften aufweisen: Die Kreuzkor relation zwischen zwei benachbarten Sequenzen, die für die Rahmensynchroni sation verwendet werden, ist bei einer 0-Zeitverschiebung gleich 0, oder die Kreuzkorrelation zwischen einem Wort, das für die Rahmensynchronisation verwendet wird, und einem für die Kanalschätzung verwendeten Wort ist bei allen Zeitverschiebungen gleich 0.

Die vorliegende Erfindung kann vollständig oder teilweise verwirklicht werden durch ein Verfahren zum Reduzieren der Seitenkeulen für die Rahmensynchro nisation, das die Schritte umfaßt: Erzeugen mehrerer Rahmensynchronisati onswörter, wobei jedes Rahmensynchronisationswort mehrere Bits umfaßt; Durchführen der Autokorrelationsfunktionen mit einem Paar von Rahmensyn chronisationswörtern, um ein Paar von vorgeschriebenen Wertesätzen zu er zeugen; und Kombinieren des Paares der vorgeschriebenen Wertsätze, so daß zwei Spitzenwerte bei 0 und bei mittleren Zeitverschiebungen erhalten werden, die in der Größe gleich sind und entgegengesetzte Polaritäten aufweisen.

Die vorliegende Erfindung kann vollständig oder teilweise verwirklicht werden durch ein Verfahren zum Erzeugen von Pilotsignalen mit einem vorgeschriebe nen Muster mit einem Rahmen, der eine Anzahl L von Schlitzen besitzt, das die Schritte umfaßt: Erzeugen einer Anzahl N von Pilotbits für jeden Schlitz; und Ausbilden einer Anzahl N von Wörtern mit L Bits auf der Grundlage des obigen Schritts, wobei eine vorgeschriebene Anzahl von Wörtern für die Rahmensyn chronisationswörter verwendet wird und jedes Rahmensynchronisationswort eine erste vorgeschriebene Anzahl b₀ von Bitwerten "0" und eine zweite vorge schriebene Anzahl b₁ von Bitwerten mit "1" besitzt, so daß b₁ - b₀ gleich 0 oder gleich einer Zahl nahe 0 ist.

Die vorliegende Erfindung kann vollständig oder teilweise verwirklicht werden durch eine Kommunikationsverbindung zwischen einer Benutzerausrüstung und einer Basisstation, die mehrere Schichten umfaßt, wobei eine der Schich ten eine physikalische Schicht zum Einrichten der Kommunikation zwischen der Benutzerausrüstung und der Basisstation ist und die physikalische Schicht wenigstens Dateninformationen oder Steuerinformation aufweist, wobei eine der Steuerinformationen ein Pilotfeld mit N Bits ist, das für eine Anzahl L von Schlitzen gesendet wird, so daß eine Anzahl N von Wörtern mit L Bits ausgebil det wird, wobei die Kreuzkorrelation zwischen zwei benachbarten Wörtern, die für die Rahmensynchronisation verwendet wird, gleich 0 ist bei einer Zeitver schiebung von 0, oder die Kreuzkorrelation zwischen einem Wort, das für die Rahmensynchronisation verwendet wird, und einem für die Kanalschätzung verwendeten Wort zu allen Zeitverschiebungen gleich 0 ist.

Die Erfindung kann vollständig oder teilweise verwirklicht werden durch eine Korrelatorschaltung für wenigstens entweder eine Benutzerausrüstung oder eine Basisstation, die umfaßt: mehrere Zwischenspeicherschaltungen, wobei jede Zwischenspeicherschaltung ein Wort zwischenspeichert, das von einem Pilotbit aus mehreren Schlitzen gebildet wird; mehreren Korrelatoren, wobei jeder Korrelator mit einer entsprechenden Zwischenspeicherschaltung verbun den ist und das Wort mit einem Satz vorgeschriebener Werte korreliert; und einem Kombinierer, der den Satz von jedem Korrelator kombiniert, so daß die maximalen Spitzenwerte bei 0 und bei mittleren Zeitverschiebungen mit glei cher Amplitude und entgegengesetzter Polarität ausgebildet werden.

Die vorliegende Erfindung kann vollständig oder teilweise verwirklicht werden durch eine Kommunikationsvorrichtung, die umfaßt: eine Einrichtung zum Senden wenigstens der Daten- oder Steuerinformationen; eine Einrichtung zum Empfangen wenigstens der Daten- oder Steuerinformationen, wobei die Emp fangseinrichtung enthält: mehrere Zwischenspeicherschaltungen, wobei jede Zwischenspeicherschaltung ein Wort zwischenspeichert, das von einem Pilotbit aus mehreren Schlitzen gebildet wird; mehrere Korrelatoren, wobei jeder Kor relator mit einer entsprechenden Zwischenspeicherschaltung verbunden ist und das Wort mit einem Satz vorgeschriebener Werte korreliert; mehrere Puffer, wobei jeder Puffer mit einem entsprechenden Korrelator verbunden ist, um den Satz der vorgeschriebenen Werte zu speichern; und einen Kombinierer, der den Satz aus jedem Puffer kombiniert, so daß die maximalen Spitzenwerte bei 0 und bei mittleren Zeitverschiebungen ausgebildet werden, die die gleiche Am plitude und entgegengesetzte Polarität aufweisen.

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zu schaffen zum Erzeugen von Pilotsequenzen mit doppelter Länge der Schlitze, die für die Rah mensynchronisation verwendet werden und definiert sind durch 4l + 2 (l = 1, 2, 3, . . .), während ein mathematisches Verfahren zum Erzeugen der Codesequen zen mit Schlitzlänge geschaffen wird.

Um diese und andere Aufgaben gemäß dem Zweck der vorliegenden Erfindung zu lösen, wie ausgeführt und ausführlich beschrieben wird, enthält ein Verfah ren zum Erzeugen von Pilotsequenzen für die Rahmensynchronisation gemäß der vorliegenden Erfindung die Schritte des Auswählens einer Bitlänge der Pilotsequenzen, die für die Rahmensynchronisation verwendet werden, des Auswählens einer ersten Codesequenz, die einen maximalen Korrelationswert bei einem spezifischen Verzögerungspunkt einer Korrelationsperiode aufweist und einen minimalen Korrelationswert bei den anderen Verzögerungspunkten ausschließlich dem spezifischen Verzögerungspunkt aufweist, des Auswählens einer zweiten Codesequenz, die dieselbe Korrelationseigenschaft wie die ausge wählte Codesequenz aufweist, und des Kombinierens der ausgewählten Code sequenzen, um Pilotsequenzen mit der ausgewählten Bitlänge zu erzeugen.

Die zweite Codesequenz verschiebt die erste Codesequenz um eine gewisse Bitlänge und invertiert dieselbe. Die Codesequenzen weisen maximale Korrela tionswerte entsprechend ihrer Bitlängen an einem übereinstimmenden Verzöge rungspunkt der Korrelationsperiode auf und weisen minimale Korrelations werte an den anderen Verzögerungspunkten ausschließlich dem angepaßten Verzögerungspunkt auf und besitzen Polaritäten, die dem maximalen Korrelati onswerten entgegengesetzt sind.

In einem weiteren Aspekt enthält ein Verfahren zum Erzeugen von Pilotsequen zen für die Rahmensynchronisation gemäß der vorliegenden Erfindung die Schritte des Auswählens einer Bitlänge N von Pilotsequenzen mit 4l + 2 (l = 1, 2, 3, . . .), des Auswählens einer ersten Codesequenz mit der Bitlänge N/2, die einen maximalen Korrelationswert N/2 an einem spezifischen Verzögerungs punkt einer Korrelationsperiode aufweist und einen minimalen Korrelations wert an den anderen Verzögerungspunkten ausschließlich des spezifischen Verzögerungspunkts aufweist, des Auswählens einer zweiten Codesequenz mit einer Bitlänge N/2 durch Verschieben der ersten Codesequenz um l + 1 Bit und Invertieren derselben, und des Kombinierens der ausgewählten Codesequenzen, um Pilotsequenzen mit der ausgewählten Bitlänge zu erzeugen. Die erzeugten Pilotsequenzen weisen vorzugsweise einen Korrelationswert N entsprechend ihrer Bitlänge N an einem übereinstimmenden Verzögerungspunkt ihrer Korre lationsperioden auf und weisen einen weiteren Korrelationswert -N mit dersel ben Größe wie der Korrelationswert N und entgegengesetzter Polarität zum Korrelationswert N an einem Punkt auf, der um eine halbe Periode ihrer Korre lationsperioden verzögert ist.

Die erzeugten Pilotsequenzen weisen Korrelationswerte auf, die ganzzahlige Vielfache des minimalen Korrelationswerts der ausgewählten Codesequenz an den anderen Verzögerungspunkten ausschließlich dem Verzögerungspunkt, der den Korrelationswert N oder -N aufweist, sind.

Zusätzliche Vorteile, Aufgaben und Merkmale der Erfindung werden teilweise in der folgenden Beschreibung ausgeführt und sind teilweise für Fachleute nach Untersuchung der folgenden Beschreibung offensichtlich oder können aus der Anwendung der Erfindung erfahren werden. Die Aufgaben und Vorteile der Erfindung können verwirklicht und erreicht werden, wie insbesondere in den Ansprüchen ausgeführt ist.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Im folgenden wird die Erfindung mit Bezug auf die folgenden Zeichnungen genauer beschrieben, in welchen ähnliche Bezugszeichen sich auf ähnlich Elemente beziehen, und in welchen:

Fig. 1 allgemein ein System zeigt, das CDMA-Modulationstechniken bei der Kommunikation zwischen einem Benutzer und Basisstationen verwendet;

Fig. 2 die drei unterschiedlichen Ausbreitungserscheinungen zeigt;

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Senders und eines Empfängers für die zeitmul tiplexierten Pilotsymbole zeigt;

Fig. 4 eine Rahmenstruktur eines Aufwärtsverbindung-DPCH auf der Grund lage der 3GPP-RAN-Norm zeigt;

Fig. 5 eine Tabelle ist, die verschiedene Informationen des Aufwärtsverbindung- DPCCH zeigt;

Fig. 6 eine Tabelle ist, die Pilotbitmuster des Aufwärtsverbindung-DPCCH zeigt;

Fig. 7 eine Spreiz/Verwürfelungs-Anordnung für den Aufwärtsverbindung- DPCH auf der Grundlage der 3GPP-RAN-Norm zeigt;

Fig. 8 eine Rahmenstruktur eines Abwärtsverbindung-DPCH auf der Grundlage der 3GPP-RAN-Norm zeigt;

Fig. 9 eine Tabelle ist, die Pilotsymbolmuster zeigt, die im Abwärtsverbindung- DPCCH enthalten sind;

Fig. 10 eine Spreiz/Verwürfelungsanordnung für den Abwärtsverbindung- DPCH auf der Grundlage der 3GGP-RAN-Norm zeigt;

Fig. 11A und 11B die Rahmenstruktur des PCCPCH bzw. SCCPCH zeigen;

Fig. 12A eine Tabelle ist, die die Rahmensynchronisationswörter C₁ bis C_i-th gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 12B eine Tabelle ist, die die Autokorrelationsfunktion der Sequenzen der Pilotbits zeigt;

Fig. 13A die Addition von zwei Autokorrelationsfunktionen zeigt;

Fig. 13B die Addition von vier Autokorrelationsfunktionen zeigt;

Fig. 14A und 14B Tabellen sind, die die Pilotmuster gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung für den Aufwärtsverbindung- DPCCH zeigen;

Fig. 14C eine Tabelle ist, die die Abbildungsbeziehung zwischen den acht Syn chronisationswörtern C₁-C₈ der Fig. 12A und den schattierten Pilotbitmustern der Fig. 14A und 14B zeigt;

Fig. 14D eine Korrelationsschaltung für die Rahmensynchronisation auf der Grundlage der Pilotbits für den Aufwärtsverbindung-DPCCH gemäß einer be vorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 14E eine Tabelle ist, die die Korrelationsergebnisse an den Punkten A₁-A₄ und die Summierung der Korrelationsergebnisse am Punkt B der Fig. 14D zeigt;

Fig. 14F eine Tabelle ist, die verschiedene Ergebnisse der Addition und der Korrelationsergebnisse auf der Grundlage des Aufwärtsverbindung-Pilotmu sters der Rahmensynchronisationswörter gemäß der bevorzugten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 14G eine Korrelatorschaltung für die Rahmensynchronisation auf der Grundlage der Pilotbitsequenzen eines Aufwärtsverbindung-DPCCH gemäß einer alternativen Ausführungsform zeigt;

Fig. 14H die Empfängerschaltung einer Basisstation oder einer Benutzerausrü stung zum Wiedergewinnen des empfangenen gespreizten Signals zeigt, das die Rahmensynchronisationswörter im Pilotfeld enthält;

Fig. 14I Ergebnisse der Korrelationsschaltung unter Verwendung des Pilotmu sters der technischen Spezifikation zeigt;

Fig. 14J einen Zeitverschiebungsgraphen der Summierung der Ergebnisse der Fig. 14I zeigt;

Fig. 15A die Pilotsymbolmuster für den Abwärtsverbindung-DPCH zeigt;

Fig. 15B die Abbildungsbeziehung zwischen den acht Rahmensynchronisati onswörtern der Fig. 12A und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 15A zeigt;

Fig. 15C eine Korrelationsschaltung für die Rahmensynchronisation für den Abwärtsverbindung-DPCCH gemäß der bevorzugten Ausführungsform zeigt;

Fig. 16A das Pilotsymbolmuster des PCCPCH zeigt;

Fig. 16B die Abbildungsbeziehung zwischen den Synchronisationswörtern C₁-C₈ der Fig. 12A und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 16A zeigt;

Fig. 16C das Pilotsymbolmuster des SCCHPCH zeigt;

Fig. 16D die Abbildungsbeziehung zwischen den Synchronisationswörtern C₁-C₈ der Fig. 12A und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 16C zeigt;

Fig. 17A-17C die Addition der Autokorrelationsfunktionen des Rahmensyn chronisationsworts der bevorzugten Ausführungsform und der aktuellen Pilot muster zeigt (beschrieben in der Spezifikation S1.11 v1.1.0) für DPCHs und PCCPCH;

Fig. 18A die Parameter zeigt, die verwendet werden zum Erhalten von P_D, P_FA und P_S auf dem Aufwärtsverbindung-DPCCH und dem Abwärtsverbindung- DPCH über zusätzliches weißes Gauß'sches Rauschen (AWGN);

Fig. 18B die Wahrscheinlichkeit der Erfassung P_D auf dem Abwärtsverbindung- DPCCH über den AWGN-Kanal zeigt;

Fig. 18C die Wahrscheinlichkeit des Fehlalarms P_FA auf dem Abwärtsverbin dung-DPCCH über den AWGN-Kanal zeigt;

Fig. 18D die Wahrscheinlichkeit eines Rahmensynchronisierungsbestätigungs erfolgs P_S auf dem Abwärtsverbindung-DPCCH über den AWGN-Kanal zeigt;

Fig. 19A Pilotsymbolmuster auf dem Abwärtsverbindung-DPCH für die Diver sitätsantenne unter Verwendung einer Raumzeit-Blockcodierung auf der Grundlage der Sendediversität (STTD) zeigt;

Fig. 19B die Abbildungsbeziehung zwischen den acht Wörtern C₁-C₈ der Fig. 12A und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 19A zeigt;

Fig. 19C das Diversitätsantennenpilotsymbolmuster für PCCPCH zeigt;

Fig. 19D die Abbildungsbeziehung zwischen den acht Wörtern C₁-C₈ der Fig. 12A und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 19C zeigt;

Fig. 19E das Pilotsymbolmuster für die Diversitätsantenne zeigt, wenn die STTD-Codierung auf dem SCCPCH verwendet wird;

Fig. 19F die Abbildungsbeziehung zwischen den acht Wörtern C₁-C₈ der Fig. 12A und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 19E zeigt;

Fig. 20A eine Tabelle ist, die die Rahmensynchronisationswörter C₁-C₁₆ (i = 16) und die autokorrelierte Funktion gemäß einer weiteren bevorzugten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 20B eine Tabelle ist, die die Autokorrelationsfunktion der Pilotbits jedes Rahmensynchronisationsworts zeigt, das in der PCSP klassifiziert ist;

Fig. 20C das Pilotbitmuster für den Aufwärtsverbindung-DPCCH zeigt;

Fig. 20D eine Abbildungsbeziehung zwischen den alternativen Rahmensyn chronisationswörtern C₁-C₁₆ der Fig. 20A und den schattierten Rahmensyn chronisationswörtern der Fig. 20C zeigt;

Fig. 20E und 20F das Pilotsymbolmuster des Abwärtsverbindung-DPCH zeigen;

Fig. 20G eine Abbildungsbeziehung zwischen den alternativen Rahmensyn chronisationswörtern C₁-C₁₆ der Fig. 20A und den schattierten Rahmensyn chronisationswörtern der Fig. 20E und 20F zeigt;

Fig. 20H das Pilotbitmuster für den Abwärtsverbindung-PCCPCH zeigt;

Fig. 20I eine Abbildungsbeziehung zwischen den alternativen Rahmensynchro nisationswörtern C₁-C₁₆ der Fig. 20A und den schattierten Rahmensynchroni sationswörtern der Fig. 20H zeigt;

Fig. 21 eine bevorzugte Ausführungsform für die neuen Rahmensynchronisati onswörter C₁-C_i-th zeigt;

Fig. 22A die Addition von zwei Autokorrelationsfunktionen zeigt;

Fig. 22B die Addition der zwei Kreuzkorrelationsfunktionen zwischen zwei Rahmensynchronisationswörtern innerhalb derselben Klasse zeigt;

Fig. 22C die Addition von vier Autokorrelationsfunktionen zeigt;

Fig. 22D die Addition der vier Kreuzkorrelationsfunktionen zwischen vier Rah mensynchronisationswörtern innerhalb von zwei Klassen zeigt;

Fig. 23A die Pilotbitmuster auf dem Aufwärtsverbindung-DPCCH mit N_pilot = 2, 3 und 4 zeigt;

Fig. 23C die Pilotbitmuster auf dem Aufwärtsverbindung-DPCCH mit N_pilot = 2, 3 und 4 zeigt, gemäß einer alternativen Ausführungsform im Vergleich zur Fig. 23A;

Fig. 23E und 23F die Pilotbitmuster auf dem Aufwärtsverbindung-DPCCH mit N_pilot = 5, 6, 7 und 8 zeigen;

Fig. 23B und 23D die Abbildungsbeziehung zwischen den Rahmensynchroni sationswörtern der Fig. 21 und den schattierten Rahmensynchronisationswör tern der Fig. 23A bzw. 23D zeigen;

Fig. 23G die Abbildungsbeziehung zwischen den Rahmensynchronisationswör tern der Fig. 21 und den schattierten Rahmensynchronisationswörtern der Fig. 23E und 23F zeigen;

Fig. 23H die Struktur des Wahlfreizugriff-Kanals zeigt;

Fig. 23I die Wahlfreizugriffnachricht-Steuerfelder zeigt;

Fig. 23J das Pilotbitmuster des RACH zeigt;

Fig. 24A die Pilotsymbolmuster auf dem Abwärtsverbindung-DPCH zeigt, wenn N_pilot = 2, 4, 8 und 16 ist;

Fig. 24B die Abbildungsbeziehung zwischen den Rahmensynchronisationswör tern C₁-C₈ der Fig. 21 und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 24A zeigt;

Fig. 24C die Pilotsymbolmuster des Abwärtsverbindung-DPCH für die Diversi tätsantenne unter Verwendung des STTD zeigt;

Fig. 24D die Abbildungsbeziehung zwischen den Rahmensynchronisationswör tern C₁-C₈ der Fig. 21 und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 24C zeigt;

Fig. 25A die Pilotsymbolmuster auf dem Abwärtsverbindung-SCCPCH zeigt, wenn N_pilot = 8 und 16 ist;

Fig. 25B die Abbildungsbeziehung zwischen den Rahmensynchronisationswör tern C₁-C₈ der Fig. 21 und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 25A zeigt;

Fig. 25C die Pilotsymbolmuster des Abwärtsverbindung-SCCPCH für N_pilot = 8 und 16 und für die Diversitätsantenne unter Verwendung des STTD zeigt;

Fig. 25D die Abbildungsbeziehung zwischen den Rahmensynchronisationswör tern C₁-C₈ der Fig. 21 und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 25C zeigt;

Fig. 26A die Parameter zeigt, die verwendet werden, um die Leistungsfähigkeit des Pilotbitmusters auf dem Aufwärtsverbindung-DPCCH über das AWGN zu bewerten;

Fig. 26B die Wahrscheinlichkeit des Rahmensynchronisationsbestätigungser folgs P_S auf dem Aufwärtsverbindung-DPCCH mit N_pilot = 6 über den AWGN- Kanal zeigt;

Fig. 26C die Wahrscheinlichkeit eines Fehlalarms P_FA auf dem Aufwärtsverbin dung-DPCCH mit N_pilot = 6 über den AWGN-Kanal zeigt;

Fig. 27 ein Vergleichsschaubild zwischen den Ausführungsformen für 15 Zeit schlitze und 16 Schlitze ist;

Fig. 28A ein Blockschaltbild eines STTD-Senders gemäß den 3GGP-RAN-Nor men ist;

Fig. 28B eine STTD-Codierung auf der Grundlage des STTD-Senders der Fig. 28 zeigt; und

Fig. 29 eine schematische Ansicht ist zur Veranschaulichung von PN-Code- Generatoren, die ein Verfahren zum Erzeugen von Pilotsequenzen gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwenden.

GENAUE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Die neuen Rahmensynchronisationswörter gemäß der bevorzugten Ausfüh rungsform besitzen die niedrigsten Außer-Phase-Werte der Autokorrelations funktion mit zwei Spitzenwerten bei 0 und bei mittleren Verschiebungen, die sich in der Größe gleichen und entgegengesetzte Polaritäten besitzen. Die Rah mensynchronisationswörter sind geeignet für die Rahmensynchronisationsbe stätigung, da durch einfaches Hinzufügen von Autokorrelationsfunktionen solcher Wörter doppelte maximale Korrelationswerte bei 0 und bei mittleren Verschiebungen erreicht werden können, die die gleiche Größe besitzen und entgegengesetzte Polaritäten aufweisen. Dieses Merkmal kann verwendet wer den, um den Rahmensynchronisationszeitablauf doppelt zu prüfen und die Synchronisationssuchzeit zu reduzieren.

Die UE richtet eine Abwärtsverbindungschipsynchronisation und eine Rahmen synchronisation auf der Grundlage des primären CCPCH-Synchronisationszeit ablaufs und der Rahmenversatzgruppe und der vom Netz gemeldeten Schlitz versatzgruppe ein. Die Rahmensynchronisation kann bestätigt werden unter Verwendung des Rahmensynchronisationswortes. Das Netz richtet die Auf wärtsverbindung-Kanalchipsynchronisation und die Rahmensynchronisation auf der Grundlage der Rahmenversatzgruppe und der Schlitzversatzgruppe ein. Die Rahmensynchronisation kann ferner bestätigt werden unter Verwendung des Rahmensynchronisationswortes.

Wenn der Langverwürfelungscode auf den Aufwärtsverbindungskanälen oder Abwärtsverbindungskanälen verwendet wird, bedeutet ein Fehlschlagen der Rahmensynchronisationsbestätigung unter Verwendung der Rahmensynchro nisationswörter immer den Verlust der Rahmen- und Chipsynchronisationen, da die Phase des Langverwürfelungscodes sich bei jedem Rahmen wiederholt. Während im Fall des Kurzverwürfelungscodes auf dem Aufwärtsverbindung- DPCCH der Fehlschlag der Rahmensynchronisationsbestätigung nicht immer den Verlust der Chipsynchronisation bedeutet, da die Länge des Kurzverwür felungscodes 256 ist und eine Symbolperiode des Aufwärtsverbindung-DPCCH mit SF = 256 entspricht. Somit kann das Rahmensynchronisationswort des Pilotmusters den Synchronisationsstatus erfassen, wobei diese Informationen in den RRC-Verbindungseinrichtungs- und Löseprozeduren der Schicht 2 ver wendet werden können.

Fig. 12A ist eine Tabelle, die die Rahmensynchronisationswörter C₁ bis C_i-th gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, wobei jedes Wort eine Anzahl L (L < 1) der Sequenz an Pilotbits umfaßt von einer vorgegebenen Bitposition der N_pilot Bits (N_pilot < 0) von jedem Schlitz der Anzahl L an Schlitzen. In der im folgenden beschriebenen bevorzugten ersten Ausführungsform ist die Anzahl der Synchronisationswörter i gleich 8, die Anzahl der Schlitze L = 16 und die Anzahl der Pilotbits N_pilot in jedem Schlitz zwischen 14 und 16, jedoch ist die vorliegende Erfindung auf verschiedene Veränderungen von i, L und N_pilot anwendbar.

Die Synchronisationswörter C₁-C₈ der bevorzugten Ausführungsform können in vier Klassen unterteilt werden (E-H, bezeichnet als das bevorzugte Korrelati onssequenzpaar (PCSP)), gemäß der Autokorrelationsfunktion der synchroni sierten Wörter, wie folgt:
E = {C₁, C₅}
F = {C₂, C₆}
G = {C₃, C₇}
H = {C₄, C₈}

Fig. 12B ist eine Tabelle, die die Autokorrelationsfunktion der 1 bis 16 Sequen zen der Pilotbits jedes Rahmensynchronisationsworts zeigt, das in Klassen E, F, G und H innerhalb einer Korrelationsperiode von einer Verschiebung von 0 bis 15 klassifiziert ist. Wie in den Fig. 12A und 12B gezeigt, enthält jede Klasse zwei Sequenzen, wobei Sequenzen derselben Klasse dieselbe Autokorrelations funktion aufweisen. Aus der Fig. 12B wird deutlich, daß die Synchronisations wörter die niedrigsten Außer-Phase-Werte der Autokorrelationsfunktion aufwei sen mit zwei Spitzenwerten gleicher Größe und entgegengesetzter Polarität bei 0 und bei mittleren Verschiebungen. Außerdem sind die Ergebnisse R₁ und R₂ der Autokorrelationsfunktion zueinander komplementär. Die folgenden Bezie hungen zwischen den Autokorrelationsfunktionen werden ausgedrückt in den Gleichungen (1)-(4):

R_E(τ) = R_F(τ) = R_G(τ) = R_H(τ), τ ist gerade (1)

R_E(τ) = -R_F(τ), τ ist ungerade (2)

R_G(τ) = -R_H(τ), τ ist ungerade (3)

R_i(τ) + R_i(τ + 8) = 0, i ∈ {E, F, G, H}, für alle τ (4)

Aus den Gleichungen (1), (2) und (3) wird folgende Gleichung erhalten.

R_E(τ) + R_F(τ) = R_G(τ) + R_H(τ), für alle τ (5)

Die Addition der zwei Autokorrelationsfunktionen R_E(τ) und R_F(τ) oder R_G(τ) und R_H(τ) ergibt die Funktion mit zwei Spitzenwerten gleicher Größe und entge gengesetzter Polarität bei 0 und bei mittleren Verschiebungen, wobei alle Werte 0 sind, mit Ausnahme von 0 und den mittleren Verschiebungen, wie in Fig. 13A gezeigt, wobei die Spitzenwerte gleich 2 . L oder -2 . L sind. In der bevorzugten Ausführungsform sind die Spitzenwerte der Fig. 13A gleich 32 und -32, da L = 16 gilt. Die anderen Kombinationen, wie z. B. (R_E(τ) + R_G(τ)), (R_E(τ) + R_H(τ)), (R_F(τ) + R_G(τ)) und (R_F(τ) + R_H(τ)), weisen nicht denselben Wert auf wie in Fig. 13A. Durch Verwendung der hergeleiteten Merkmale der Rahmensynchronisations wörter wird folgendes Merkmal erhalten.

wobei R_i(τ) die Autokorrelationsfunktion der Sequenz C_i, 1 ≦ i ≦ 8 ist.

Die Addition der vier Autokorrelationsfunktionen ist in Fig. 13B gezeigt, welche dieselbe ist wie Fig. 13B, mit der Ausnahme, daß der Maximalwert auf 4 . L oder -4 . L verdoppelt ist (die Maximalwerte sind 64 und -64 für die bevorzugte Ausführungsform), da (R_E(τ) + R_F(τ) + R_G(τ) + R_H(τ)) = 2(R_E(τ) + R_F(τ)) mittels der Gleichungen (5) und (6) gilt. Dieses Merkmal erlaubt die doppelte Prüfung des Rahmensynchronisationszeitablaufs und die Reduktion der Synchronisations suchzeit.

Erste Ausführungsform für Aufwärtsverbindung-DPCCH

Die Fig. 14A und 14B sind Tabellen, die die Pilotmuster gemäß einer bevorzug ten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung für den Aufwärtsverbindung- DPCCH mit N_pilot = 5, 6, 7 und 8 zeigen. Das schattierte Muster der Fig. 14A und 14B wird für die Rahmensynchronisation verwendet (die auch für die Ka nalschätzung verwendet werden kann), wobei das Pilotbit außerhalb der Rah mensynchronisationswörter (z. B. Kanalschätzung) einen Wert von 1 aufweist. Fig. 14C ist eine Tabelle, die die Abbildungsbeziehung zwischen den acht Syn chronisationswörtern C₁-C₈ der Fig. 12A und die schattierten Pilotbitmuster der Fig. 14A und 14B zeigt, wobei die Rahmensynchronisationswörter C₁, C₂, C₃ und C₄ die Elemente jeweils des Satzes {E, F, G und H} sind. Die Ergebnisse der Fig. 13A und 13B werden erhalten durch α = 1 und 2 in der Gleichung (6), die eine Doppelprüfung des Rahmenssynchronisationszeitablaufs und eine Reduktion der Synchronisationszeit auf dem Aufwärtsverbindung-DPCCH mit N_pilot = 5, 6, 7 und 8 erlaubt.

Zum Beispiel werden die Rahmensynchronisationswörter bei Bit #1 (C₁), bei Bit #2 (C₂) bei Bit #4 (C₃) und bei Bit #5 (C₄) im Autokorrelationsprozeß für die Rahmensynchronisation verwendet, wenn N_pilot = 6 gilt. Für N_pilot = 8 werden die Rahmensynchronisationswörter bei Bit #1 (C₁), bei Bit #3 (C₂), bei Bit #5 (C₃) und bei Bit #7 (C₄) im Autokorrelationsprozeß für die Rahmensynchroni sation verwendet. Für N_pilot = 5, 6, 7 und 8 in jedem Schlitz wird eine Gesamt zahl von vier Rahmensynchronisationswörtern verwendet. Da ein Funkrahmen 16 Zeitschlitze besitzt, beträgt die Anzahl der Pilotbits, die für die Rahmensyn chronisation verwendet werden, nur 64 pro Rahmen in der bevorzugten Aus führungsform. Es ist klar, daß die Anzahl der für die Rahmensynchronisation verwendeten Wörter sich in Abhängigkeit von den Veränderungen von N_pilot ändern kann. Wenn z. B. N_pilot = 1 gilt, kann eines der Rahmensynchronisati onswörter C₁-C₈ sowohl für die Rahmensynchronisation als auch die Kanal schätzung verwendet werden, aufgrund des neuartigen Merkmals der bevor zugten Ausführungsform.

Mit der Implementierung der neuartigen Pilotmuster sind die Werte der Anzahl der Bits pro Feld im folgenden in der Tabelle 1 und der Tabelle 2 mit Bezug auf Fig. 4 gezeigt. Die Kanalbit- und Symbolraten, die in Tabelle 1 gegeben sind, sind die Raten unmittelbar vor der Spreizung.

Tabelle 1

DPDCH-Felder

Es gibt zwei Typen von dedizierten physikalischen Aufwärtsverbindung-Kanä len; diejenigen, die TFCI enthalten, (z. B. für mehrere gleichzeitige Dienste), und diejenigen, die nicht TFCI enthalten (z. B. für Dienste mit fester Rate). Diese Typen werden von den duplizierten Reihen der Tabelle 2 wiedergegeben. Die Kanalbit- und Symbolraten, die in Tabelle 2 angegeben sind, sind die Raten unmittelbar vor der Spreizung.

Tabelle 2

DPCCH-Felder

Fig. 14D zeigt eine Korrelationsschaltung für die Rahmensynchronisation auf der Grundlage der Pilotbits des Aufwärtsverbindung-DPCCH gemäß einer be vorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wenn die Rahmensyn chronisationswörter C_1-C₄ verwendet werden. Die Rahmensynchronisations wörter C₁-C₄ werden jeweils in den Zwischenspeichern 31-34 zwischengespei chert. Die Korrelatoren 41-44 führen die Korrelationsfunktion R(x) aus, wobei x = 0 bis L - 1 gilt, für die jeweiligen Rahmensynchronisationswörter C₁-C₄, um die Korrelationsergebnisse A₁-A₄ zu erzeugen, die in den Puffern 51-53 gespei chert werden.

Fig. 14E ist eine Tabelle, die die Korrelationsergebnisse an den Punkten A₁-A₄ zeigt, sowie die Summierung der Korrelationsergebnisse am Punkt B. Wie ge zeigt, besitzt das Ergebnis Maximalwerte mit entgegengesetzter Polarität bei 0 und bei den mittleren Zeitverschiebungen R(0) und R(8). Ferner besitzen die übrigen Seitenkeulen bei anderen Zeitverschiebungen als Null und der Mitte Werte von 0 nach der Addition am Punkt B. Die Seitenkeulen werden eliminiert oder minimiert, wobei die Ergebnisse am Punkt B den optimalen Ergebnissen der Fig. 13B entsprechen.

Fig. 14F ist eine Tabelle, die verschiedene Ergebnisse der Addition der Korrela tionsergebnisse der Punkte A1 bis A₄ auf der Grundlage der Aufwärtsverbin dung-Pilotmuster der Rahmensynchronisation C₁-C₄ gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die jeweilige Addition der Autokorrelationsergebnisse der Punkte (A₁ + A₂), (A₃ + A₄), (A₁ + A₄) und (A₂ + A₃) weist dieselben Eigenschaften der in Fig. 13A gezeigten optimalen Ergebnisse auf.

Fig. 14G zeigt eine Korrelatorschaltung für die Rahmensynchronisation auf der Grundlage der Pilotbitsequenzen eines Aufwärtsverbindung-DPCCH gemäß einer alternativen Ausführungsform. Die Elemente sind dieselben wie die Kor relatorschaltung der Fig. 14D. Die Rahmensynchronisationswörter von (C₁ und C₂), (C₂ und C₃), (C₃ und C₄) oder (C₄ und C₁) werden korreliert und summiert, um die Ergebnisse am Punkt D zu erzeugen. Das Summierungsergebnis am Punkt D der Fig. 14G ist ähnlich der Korrelatorschaltung der Fig. 14D, außer den Maximalwerten mit entgegengesetzter Polarität, die 2 . L(32), und -2 . L (-32) sind, statt jeweils 4 . L(64) und -4 . L(-64), entsprechend den Ergebnissen der Fig. 14F und den optimalen Ergebnissen der Fig. 13A.

Fig. 14H zeigt die Empfängerschaltung 60 einer Basisstation oder einer Benut zerausrüstung zum Wiedergewinnen des empfangenen gespreizten Signals, das die Rahmensynchronisationswörter im Pilotfeld enthält. Nach der Entspreizung des empfangenen gespreizten Signals mittels der Entspreizungsschaltung 61 führt der Kanalschätzer und Rahmensynchronisierer 62 die Kanalschätzung und die Rahmensynchronisation auf der Grundlage des Pilotfeldes durch. Der Rake-Kombinierer 63 verwendet die Ergebnisse des Kanalschätzers und Rah mensynchronisierers, wobei nach der Rake-Kombination die Daten von der Entschachtelungsschaltung 64 in umgekehrter Reihenfolge der Senderseite entschachtelt werden. Anschließend werden die Daten nach der Decodierung mittels eines Decodierers 65 wiedergewonnen.

Die Vorteile der vorliegenden Erfindung sind leicht erkennbar auf der Grund lage eines Vergleichs der Rahmensynchronisationswörter, die vorher in der Spezifikation TS S1.11 v1.1.0 empfohlen worden sind, und den Rahmensyn chronisationswörtern für z. B. N_pilot = 6. Das Anwenden desselben Prinzips der Gleichungen (1)-(6) und der Korrelatorschaltung der Fig. 14D ergibt die in Fig. 14I gezeigten Ergebnisse für das in der technischen Spezifikation angege bene Pilotmuster. Wenn das Summierungsergebnis am Punkt B auf einen Zeit verschiebungsgraphen abgebildet wird, ist das Problem der Seitenkeulen offen sichtlich, wie in Fig. 14J gezeigt ist. Mit anderen Worten, es gibt keine maxi malen Spitzenwerte mit entgegengesetzter Polarität bei 0 und bei den mittleren Zeitverschiebungen, wobei die Seitenkeulen bei den Zeitverschiebungen außer bei 0 und der Mitte vorhanden sind.

Wie im Stand der Technik beschrieben worden ist, ist das gleichzeitige Erhalten einer guten Kreuzkorrelation und Autokorrelation schwierig zu erreichen, wenn sich die Kreuzkorrelation auf unterschiedliche Wörter zu unterschiedlichen Zeitverschiebungen bezieht und die Autokorrelation auf dieselben Sequenzen bezieht, die eine zeitverschobene Version sind. Die gute Kreuzkorrelation und Autokorrelation der vorliegenden Erfindung beruht auf den einzigartigen Eigen schaften der Rahmensynchronisationswörter.

Die einzigartigen Eigenschaften der Rahmensynchronisationswörter gemäß der bevorzugten Ausführungsform sind mit Blick auf die Fig. 12, 14A und 14B leicht erkennbar. Wie gezeigt ist, besitzt in den Rahmensynchronisationswör tern C₁-C₈ der Fig. 12 jedes Wort im wesentlichen dieselbe Anzahl von Einsen und Nullen. Mit anderen Worten, die Anzahl (b₁) der Pilotbits der Rahmensyn chronisationswörter mit einem Wert von 1 minus der Anzahl (b₀) der Pilotbits der Rahmensynchronisationswörter mit einem Wert 0 ist gleich 0 oder nahezu gleich 0. In der bevorzugten Ausführungsform, wenn eine gerade Anzahl von Schlitzzahlen vorliegt, ist dieselbe Anzahl von Pilotbits mit einem Wert von 1 und einem Wert von 0 in einem einzelnen Rahmensynchronisationswort ent halten, so daß b₁ - b₀ gleich 0 ist. Wenn eine ungerade Anzahl von Pilotbits in einem einzelnen Rahmensynchronisationswort vorhanden ist, ist klar, daß das Ergebnis von b₁ - b₀ gleich +1 oder -1 ist, d. h. nahezu 0.

Die zweite Eigenschaft für die Rahmensynchronisationswörter ist erkennbar durch eine Untersuchung zwischen zwei benachbarten Rahmensynchronisati onswörtern (schattierte Muster der Fig. 14A und 14B für N_pilot = 5, 6 und 7), oder zwischen einem Paar eines benachbarten Rahmensynchronisationswortes und eines Kanalschätzwortes (schattierte und nichtschattierte Muster der Fig. 14A und 14B für N_pilot = 5, 6, 7 und 8). Im allgemeinen ist die Anzahl (b₃) der Bitwerte zwischen zwei benachbarten Wörtern (d. h. zwischen zwei benach barten Rahmensynchronisationswörtern oder zwischen einem Rahmensyn chronisationswort und einem Kanalschätzwort, die benachbart sind), die gleich sind (0,0 und 1,1), minus der Anzahl (b₄) der Bitwerte zwischen benachbarten Wörtern (d. h. zwischen zwei benachbarten Rahmensynchronisationswörtern oder zwischen einem Rahmensynchronisationswort und einem Kanalschätz wort, die benachbart sind), die unterschiedlich sind (1,0 oder 0,1), gleich 0 oder gleich einer vorgegebenen Zahl nahe 0.

In der bevorzugten Ausführungsform ist die Anzahl (b₃) der Pilotbitwerte zwi schen benachbarten Wörtern, die gleich sind, gleich der Anzahl (b₄) der Pilot bitwerte zwischen zwei benachbarten Wörtern, die unterschiedlich sind, d. h. b₃- b₄ = 0. In der bevorzugten Ausführungsform, wenn N_pilot = 5 gilt, gibt es zwischen zwei Synchronisationswörtern von C₁ bei Bit #0 und C₂ bei Bit #1 dieselbe Anzahl von Pilotbitwerten, die gleich sind (0,0 und 1,1), und von Pilot bitwerten, die unterschiedlich sind (1,0 und 0,1), von Schlitz #1 bis Schlitz #16, wie in Fig. 14A gezeigt ist. In ähnlicher Weise ergibt sich zwischen einem Syn chronisationswort C₂ bei Bit #1 und einem Kanalschätzwort bei Bit #2 dieselbe Anzahl von Pilotbitwerten, die gleich sind (0,0 und 1,1), und von Pilotbitwerten, die unterschiedlich sind (1,0 und 0,1), von Schlitz #1 bis Schlitz #16. Dasselbe gilt zwischen zwei benachbarten Wörtern bei Bit #2 und Bit #3 und zwischen zwei benachbarten Wörtern bei Bit #3 und Bit #4. Das Obige gilt auch für be nachbarte Wörter mit N_pilot = 6, 7 und 8. Es ist klar, daß dann, wenn eine ungerade Anzahl von Schlitzen verwendet wird, das Ergebnis von b₃- b₄ gleich +1 oder -1 ist, d. h. nahezu 0.

Als Ergebnis einer solchen Eigenschaft ist die Kreuzkorrelation zwischen zwei benachbarten Wörtern, die für die Rahmensynchronisation verwendet werden, bei einer Zeitverschiebung von 0 gleich 0 (orthogonal). Ferner ist die Kreuzkor relation zwischen einem für die Rahmensynchronisation verwendeten Wort und der für die Kanalschätzung verwendeten Sequenz zu allen Zeitverschiebungen gleich 0 (orthogonal). Mit anderen Worten, innerhalb der Zahl N_pilot an Wörtern mit L Bits gibt es eine gerade Anzahl von Wörtern, die für die Rahmensynchro nisation verwendet werden, jedoch führen alle Wörter die Kanalschätzung durch, bei der zwischen benachbarten Wörtern, die für die Rahmensynchroni sation verwendet werden, sich eine Kreuzkorrelation von im wesentlichen 0 ergibt. Außerdem besitzen die für die Rahmensynchronisation verwendeten Wörter im wesentlichen eine Kreuzkorrelation von 0 mit Wörtern, die nicht für die Rahmensynchronisation verwendet werden, wie z. B. bei der Kanalschät zung, bei beliebigen Zeitverschiebungen.

Ferner entspricht jedes der N_pilot Wörter einer vorgeschriebenen Anzahl mittels einer Autokorrelationsfunktion, so daß dann, wenn ein Paar aus einem Satz von autokorrelierten Ergebnissen, die den für die Rahmensynchronisation verwendeten Wörtern entsprechen, kombiniert wird, zwei Spitzenwerte mit gleicher Größe und entgegengesetzter Polarität bei 0 und mittlerer Zeitverschie bung erhalten werden, während die Seitenkeulen bei Zeitverschiebungen außer bei 0 und in der Mitte im wesentlichen eliminiert werden. Die Autokorrelation gemäß der vorliegenden Erfindung kann allgemein als eine Korrelation zwi schen einem Wort und seinem zeitverschobenen Duplikat definiert werden (einschließlich eines Duplikats bei 0-Zeitverschiebung), wobei die Korrelation die Anzahl der Bitwerte ist, die zwischen zwei Wörtern gleich sind, minus der Anzahl der Bitwerte, die zwischen denselben zwei Wörtern unterschiedlich sind. Wie in Fig. 12b gezeigt, sind ferner R₁ und R₂ zueinander komplementär.

Erste Ausführungsform für Abwärtsverbindung-DPCH

Fig. 15A zeigt die Pilotsymbolmuster für den Abwärtsverbindung-DPCH für N_pilot = 4, 8 und 16, wobei zwei Pilotbits ein Symbol bilden, da das linke Bit für den I-Kanalzweig und das rechte Bit für den Q-Kanalzweig verwendet wird. In der bevorzugten Ausführungsform kann N_pilot = 4 für 8 ksps (Kilosymbole pro Sekunde) verwendet werden; N_pilot8 kann für 16, 32, 64 und 128 ksps ver wendet werden; während N_pilot = 16 für 256, 512 und 1024 ksps verwendet werden kann. Die schattierten Symbole der Fig. 15A können für die Rahmen synchronisation verwendet werden, wobei der Wert des Pilotsymbols außer dem Rahmensynchronisationswort, wie z. B. der Kanalschätzung (Kanalschätzwort), gleich 11 ist. Die Ergebnisse der Fig. 15A werden erhalten, indem α = 1 für N_pilot = 4, α = 2 für N_pilot = 8 und α = 4 für N_pilot = 16 in Gleichung (6) für den Aufwärtsverbindung-DPCH ermöglich wird.

Fig. 15B zeigt eine Abbildungsbeziehung zwischen den acht Rahmensynchroni sationswörtern der Fig. 12A und dem schattierten Pilotsymbolmuster der Fig. 15A. Zum Beispiel enthält in der bevorzugten Ausführungsform mit N_pilot = 4 das Symbol #1 zwei Rahmensynchronisationswörter von C₁ (für den I- Kanalzweig I-CH, d. h. die linke Sequenz der Bits vom Schlitz #1 bis zum Schlitz #16) und C₂ (für den Q-Kanalzweig Q-CH, d. h. die rechte Sequenz der Bits vom Schlitz #1 zum Schlitz #16). Für N_pilot = 8 und N_pilot = 16 ist die Ent sprechung der Wörter zu den Kanälen für die entsprechenden Symbole in Fig. 15B selbsterläuternd. Ähnlich dem Aufwärtsverbindung-DPCCH kann eine schlitzweise Doppelprüfung des Rahmensynchronisationszeitablaufs und eine Reduktion der Rahmensynchronisationssuchzeit erreicht werden durch Ver wendung des Autokorrelationsmerkmals des Pilotsymbolsmusters auf der Grundlage der Gleichung (6).

Da die Rahmensynchronisationswörter des Abwärtsverbindung-DPCH auf den Rahmensynchronisationswörtern der Fig. 12A beruhen, sind die für den Auf wärtsverbindung-DPCCH beschriebenen Eigenschaften auf den Abwärtsverbin dung-DPCH anwendbar. Zum Beispiel ist die Anzahl (b₃) der Bitwerte zwischen benachbarten Wörtern (d. h. zwischen einem Synchronisationswort des I-Ka nalzweigs und einem Synchronisationswort des Q-Kanal-Zweigs des Rahmen synchronisationssymbols oder zwischen einem Kanalschätzwort des Q-Kanal zweigs und einem Rahmensynchronisationswort des I-Kanalzweigs, die be nachbart sind, oder zwischen einem Rahmensynchronisationswort des Q-Ka nalzweigs und einem Kanalschätzwort des I-Kanalzweigs, die benachbart sind), die gleich sind (0,0 und 1,1), minus der Anzahl (b₄) der Bitwerte zwischen be nachbarten Wörtern (d. h. zwischen dem Synchronisationswort des I-Kanal zweigs und dem Synchronisationswort des Q-Kanalzweigs eines Rahmensyn chronisationssymbols oder zwischen einem Kanalschätzwort des Q-Kanalzweigs und einem Rahmensynchronisationswort des I-Kanalzweigs, die benachbart sind, oder zwischen einem Rahmensynchronisationswort des Q-Kanalzweigs und einem Kanalschätzwort des I-Kanalzweigs, die benachbart sind), die unter schiedlich sind (1,0 und 0,1), gleich 0 oder gleich einer vorgeschriebenen Zahl nahe 0.

Für z. B. N_pilot = 8 zwischen den Symbolen #0 und #1 ist die Anzahl der Paare benachbarter Bits, d. h. eines Bits von Q-Kanalzweig des Symbols #0 und eines Bits von I-Kanalzweig des Symbols #1, mit den Bitwerten 1,1 und 0,0 dieselbe wie die Anzahl der benachbarten Bits mit Bitwerten von 1,0 und 0,1. Mit ande ren Worten, es gilt b₃ - b₄ = 0. Es wird angenommen, daß dann, wenn die An zahl der Schlitze L eine ungerade Anzahl ist, das Ergebnis von b₃ - b₄ gleich +1 oder -1 ist, d. h. gleich einer vorgeschriebenen Zahl nahe 0.

Mit der Implementierung der neuartigen Pilotsymbole zeigt die folgende Tabelle 3 die Anzahl der Bits pro Schlitz für die verschiedenen Felder mit Bezug auf Fig. 8. Es gibt grundsätzlich zwei Typen von dedizierten physikalischen Ab wärtsverbindung-Kanälen; diejenigen, die DFCI enthalten (z. B. für mehrere gleichzeitige Dienste), und diejenigen, die nicht DFCI enthalten (z. B. für Dien ste mit fester Rate). Diese Typen werden durch die duplizierten Zeilen der Ta belle 3 wiedergegeben. Die Kanalbit- und Symbolraten, die in Tabelle 3 angege ben sind, sind die Raten unmittelbar vor der Spreizung. Wenn kein DFCI vor handen ist, wird das DFCI-Feld leer gelassen (*).

Tabelle 3

DPDCH- und DPCCH-Felder

Fig. 15C zeigt eine Korrelationsschaltung für die Rahmensynchronisation für den Abwärtsverbindung-DPCCH mit N_pilot = 8 gemäß der bevorzugten Ausfüh rungsform. Die Operation und die Komponenten sind dieselben wie bei der Korrelationsschaltung der Fig. 14D für den Aufwärtsverbindung-DPCCH, mit Ausnahme des Empfangs der I-Kanalzweig- und Q-Kanalzweig-Synchronisati onswörter. Die Ergebnisse der Punkte A₁-A₄ und des Punkts B sind dieselben wie in Fig. 14E. In ähnlicher Weise werden die Seitenkeulen eliminiert oder minimiert, wobei die Ergebnisse den optimalen Ergebnissen der Fig. 13B ent sprechen. Da die Anzahl der Pilotsymbole (oder Pilotbits), die für die Rahmen synchronisation verwendet werden, gleich zwei Symbole pro Schlitz (oder 4 Bits pro Schlitz) ist, werden in jedem Funkrahmen für die Rahmensynchronisation 32 Pilotsymbole (oder 64 Pilotbits) verwendet.

Für N_pilot = 4 in Abwärtsverbindung-DPCCH kann die Korrelatorschaltung der Fig. 14G verwendet werden. In diesem Fall werden die I- und Q-Kanalrahmen synchronisationswörter in die Korrelatorschaltung eingegeben. Das Summie rungsergebnis ist dasselbe wie in Fig. 14F, welches den optimalen Ergebnissen der Fig. 13A entspricht. In diesem Fall ist die Anzahl der Pilotsymbole (oder Pilotbits), die für die Rahmensynchronisation verwendet werden, gleich ein Symbol pro Schlitz (oder zwei Bits pro Schlitz), wobei 16 Symbole (oder 32 Pi lotbits) in jedem Funkrahmen für die Rahmensynchronisation verwendet wer den.

Bei N_pilot = 16 im Abwärtsverbindung-DPCCH kann die Korrelationsschaltung der Fig. 15C erweitert werden, um die zusätzlichen Rahmensynchronisations wörter der I- und Q-Kanalzweige des Pilotsymbols #5 und des Symbols #7 auf zunehmen. Das Summierungsergebnis ist den optimalen Ergebnissen der Fig. 13B ähnlich, jedoch sind die maximalen Spitzenwerte mit entgegengesetz ter Polarität gleich 128 (8 . L) und -128 (-8 . L). Ferner ist die Anzahl der Pilot symbole (oder Pilotbits), die für die Rahmensynchronisation verwendet werden, gleich 4 Symbole pro Schlitz (oder 8 Bits pro Schlitz), wobei 64 Pilotsymbole (oder 128 Pilotbits) in jedem Funkrahmen für die Rahmensynchronisation ver wendet werden.

Erste Ausführungsform des Abwärtsverbindung-PCCPCH und SCCPCH

Fig. 16A zeigt ein Pilotsymbolmuster des PCCPCH. Die schattierten Symbole können für die Rahmensynchronisation verwendet werden, wobei der Wert des Pilotsymbols außer der Rahmensynchronisation gleich 11 ist. Fig. 16B zeigt die Abbildungsbeziehung zwischen den Synchronisationswörtern C₁-C₈ der Fig. 12A und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 16A. Ein Doppel prüfungsrahmen des Synchronisationszeitablaufs und die Reduktion der Syn chronisationssuchzeit können erreicht werden mit α = 1 oder 2 in Gleichung (6).

Fig. 16C zeigt ein Pilotsymbolmuster des SCCPCH. Die schattierten Symbole können für die Rahmensynchronisation verwendet werden, wobei der Wert des Pilotsymbols außer der Rahmensynchronisation gleich 11 ist. Fig. 16D zeigt die Abbildungsbeziehung zwischen den Synchronisationswörtern C₁-C₈ der Fig. 12A und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 16C.

Wie oben gezeigt ist, beruhen die Rahmensynchronisationswörter von PCCPCH und SCCPCH auf den Rahmensynchronisationswörtern C₁-C₈, wobei die Offen barung für den Aufwärtsverbindungs-DPCCH und den Abwärtsverbindung- DPCH anwendbar ist. Eine genaue Beschreibung bezüglich der verschiedenen Eigenschaften einschließlich der Kreuzkorrelation und der Autokorrelation, der Operationen und Implementierungen wird daher weggelassen, da ein Fach mann die vorliegende Erfindung auf der Grundlage des Aufwärtsverbindungs- DPCCH und des Abwärtsverbindungs-DPCH leicht erkennen kann.

Wie oben beschrieben ist, sind die nichtschattierten Symbole die Pilotsymbole, die nicht für die Rahmensynchronisation verwendet werden, und umfassen Symbole von 11, wobei die schattierten Symbole für die Rahmensynchronisa tion verwendet werden. Die Rahmensynchronisationswörter des Pilotmusters werden für die Rahmensynchronisationsbestätigung verwendet, wobei die Summierung von Autokorrelationswerten für alle Rahmensynchronisations wörter erforderlich ist. Das Merkmal der Summierung der autokorrelierten Werten für die Rahmensynchronisationswörter ist sehr wichtig.

Mit der Implementierung der neuartigen Pilotsymbole ergeben sich die Werte für die Anzahl der Bits pro Feld, wie in Tabelle 4 mit Bezug auf Fig. 11B gezeigt. Die Kanalbit- und Symbolraten, die in Tabelle 4 gezeigt sind, sind die Raten unmittelbar vor der Spreizung.

Tabelle 4

sekundäre CCPCH-Felder

Die Addition der Autokorrelationsfunktionen des Rahmensynchronisations wortes der bevorzugten Ausführungsform und der aktuellen Pilotmuster (be schrieben in der Spezifikation TS S1.11 v1.1.0) für DPCHs und PCCPCH sind dargestellt in den Fig. 17A (N_pilot = 4), Fig. 17B (N_pilot = 8) und Fig. 17C (N_pilot = 16). Wie gezeigt ist, besitzen die aktuellen Pilotmuster eine Außerphase- Korrelationsfunktion ungleich 0 mit einem Spitzenwert bei einer Nullverschie bung, während die Rahmensynchronisationswörter der bevorzugten Ausfüh rungsform eine Außerphase-Korrelationsfunktion von 0 mit zwei Spitzenwerten besitzen, die in Größe gleich sind und entgegengesetzte Polarität aufweisen bei den Verschiebungen 0 und Mitte (Verzögerungen).

Die Korrelation zu einem vorgeschriebenen Rahmensynchronisationswort ist ein optimales Verfahren für die Rahmensynchronisation. Da das Rahmensyn chronisationswort des Pilotmusters für die Rahmensynchronisationsbestäti gung verwendet wird, werden die folgenden Ereignisse und Parameter verwen det, um die Leistungsfähigkeit der Rahmensynchronisationsbestätigung unter Verwendung der Rahmensynchronisationswörter der bevorzugten Ausfüh rungsform und der aktuellen Pilotmuster zu bewerten.
H₁: Das Ereignis, das der Korrelatorausgang die vorgegebene Schwelle über schreitet, wenn der Codephasenversatz zwischen dem empfangenen schattier ten Spaltenrahmensynchronisationswort und seinem entsprechendem im Empfänger gespeicherten Rahmensynchronisationswort gleich 0 ist.
H₂: Das Ereignis, das der Korrelatorausgang die vorgegebene Schwelle über schreitet, wenn der Codephasenversatz zwischen dem empfangenen schattier ten Spaltenrahmensynchronisationswort und seinem entsprechendem im Empfänger gespeicherten Rahmensynchronisationswort ungleich 0 ist.
H₃: Ein Ereignis von H₁ und kein Ereignis von H₂ für einen Rahmen.
H₄: Das Ereignis, daß der Korrelatorausgang die vorgegebene Schwelle über schreitet oder kleiner ist als -1 . (vorgegebene Schwelle), wenn der Codephasen versatz zwischen dem empfangenen schattierten Spaltenrahmensynchronisati onswort und seinem entsprechendem im Empfänger gespeicherten Rahmen synchronisationswort gleich 0 oder 8 ist.
H₅: Das Ereignis, daß der Korrelatorausgang die vorgegebene Schwelle über schreitet oder kleiner ist als -1 . (vorgegebene Schwelle), wenn der Codephasen versatz zwischen dem empfangenen schattierten Spaltenrahmensynchronisati onswort und seinem entsprechendem im Empfänger gespeicherten Rahmen synchronisationswort ungleich 0 oder 8 ist.
H₆: Ein Ereignis von H₄ und kein Ereignis von H₅ für einen Rahmen.
P_D: Wahrscheinlichkeit einer Erfassung.
P_FA: Wahrscheinlichkeit eines Fehlalarms.
P_S: Wahrscheinlichkeit eines Rahmensynchronisationsbestätigungserfolgs für einen Rahmen.

Wenn das aktuelle Pilotmuster für die Rahmensynchronisationsbestätigung verwendet wird, kann aus den obenerwähnten Definitionen die Wahrschein lichkeit einer Erfassung und eines Fehlalarms ausgedrückt werden durch:

P_D = Prob(H₁) (7)

P_FA = Prob(H₂) (8)

Die Wahrscheinlichkeit eines Rahmensynchronisationsbestätigungserfolgs für einen Rahmen wird gleich P_S = Prop(H₃) und kann ausgedruckt werden durch

P_S = P_D(1 - P_FA)¹⁵ (9)

Während im Fall der Rahmensynchronisationswörter der bevorzugten Ausfüh rungsform, wie oben erwähnt, doppelte Schwellen für die Doppelprüfungs- Rahmensynchronisation erforderlich sind, können die Wahrscheinlichkeit einer Erfassung und eines Fehlalarms ausgedrückt werden durch:

P_D = Prob(H₄) (10)

P_FA = Prob(H₅) (11)

In ähnlicher Weise ist im Fall der Rahmensynchronisationswörter der bevor zugten Ausführungsform die Wahrscheinlichkeit eines Rahmenbestätigungser folgs für einen Rahmen gleich P_S= Prop(H₆) und ist gegeben durch

P_S = P_D(1 - P_FA)¹⁴ (12)

Anhand der Gleichungen (9) und (12) wird die Wahrscheinlichkeit einer Rah mensynchronisationsbestätigung stark beeinflußt durch die Wahrscheinlichkeit eines Fehlalarms, da P_S proportional ist zu P_T und (1 - P_FA)¹⁴ oder (1 - P_FA)¹⁵. Zum Beispiel sei angenommen, daß P_FA = 10^-1 gilt, so daß (1 - P_FA)¹⁴ = 0,2288 und (1 - P_FA)¹⁵ = 0,2059. Nun sei P_FA = 10^-3, so ergibt sich (1 - P_FA)¹⁴ = 0,9861 und (1 - P_FA)¹⁵ = 0,9551. Die Leistungsfähigkeit der Rahmensynchronisation kann ausreichend bewertet werden durch Auswählen der Schwelle so, daß P_FA sehr viel kleiner ist als (1 - P_D).

Die Parameter der Fig. 18A werden verwendet, um P_D, P_FA und P_S auf dem Aufwärtsverbindung-DPCCH und dem Abwärtsverbindung-DPCH über additi ves weißes Gauß'sches Rauschen (AWGN) zu erhalten. Fig. 18B zeigt die Wahr scheinlichkeit der Erfassung P_D auf den Abwärtsverbindung-DPCCH mit N_pilot = 4 über den AWGN-Kanal, Fig. 18C zeigt die Wahrscheinlichkeit eines Fehl alarms P_FA auf dem Abwärtsverbindung-DPCCH mit N_pilot = 4 über den AWGN- Kanal und Fig. 18D zeigt die Wahrscheinlichkeit eines Rahmensynchronisati onsbestätigungserfolgs P_S auf dem Abwärtsverbindung-DPCCH mit N_pilot = 4 über AWGN zwischen dem Pilotmuster der bevorzugten Ausführungsform und dem aktuellen Pilotmuster, wobei P_D, P_FA und P_S als Funktion des Verhältnis ses E_b/N₀ gegeben sind (E_b = Energie pro Bit, N₀ = Rauschleistungsspektraldichte).

Die Wahrscheinlichkeiten P_D und P_S der Pilotmuster der bevorzugten Ausfüh rungsform sind größer als diejenigen des aktuellen Pilotmusters. Ferner ist die P_FA des Pilotmusters gemäß der bevorzugten Ausführungsform kleiner als die jenige des aktuellen Pilotmusters. Die theoretischen Gleichungen (9) und (12) sind identisch mit den Simulationsergebnissen der Fig. 18D. Es besteht daher eine signifikante Differenz zwischen der Rahmensynchronisationsleistung der Pilotmuster der bevorzugten Ausführungsform und derjenigen des aktuellen Pilotmusters. Wie in Fig. 18D gezeigt, ergibt sich z. B. ein Gewinn von 3 dB bei P_S = 0,93 durch Verwendung der Pilotmuster der bevorzugten Ausführungs form.

Die Rahmensynchronisationswörter der bevorzugten Ausführungsform sind insbesondere geeignet für die Rahmensynchronisationsbestätigung. Durch Addieren der Autokorrelationsfunktionen der schattierten Rahmensynchroni sationswörter werden doppelte Maximalwerte bei 0 und bei mittleren Verschie bungen erhalten, die in der Größe gleich sind und entgegengesetzte Polarität aufweisen. Dieses Merkmal kann verwendet werden, um schlitzweise den Rah mensynchronisationszeitablauf doppelt zu prüfen und die Synchronisations suchzeit zu reduzieren. Die Leistungsfähigkeit der Rahmensynchronisationsbe stätigung über AWGN unter Verwendung des Pilotmusters zeigt die signifikan ten Differenzen zwischen der Rahmensynchronisationsleistungsfähigkeit des Pilotmusters der bevorzugten Ausführungsform und des aktuellen Pilotmu sters.

Erste Ausführungsform des Abwärtsverbindung-DPCH, PCCPCH und SCCPH für STTD-Diversität.

Fig. 19A zeigt neue Pilotsymbolmuster des Abwärtsverbindung-DPCH für die Diversitätsantenne unter Verwendung einer Raumzeitblockcodierung auf der Grundlage der Sendediversität (STTD). Für das Diversitätspilotsymbolmuster auf dem Abwärtsverbindung-DPCH wird STTD auf die schattierten Pilotsymbole #1 und #3 für N_pilot = 8 und die schattierten Pilotsymbole #1, #3, #5 und #7 für N_pilot = 16 angewendet. Die nichtschattierten Pilotsymbole #0 und #2 für N_pilot = 8 und die nichtschattierten Pilotsymbole #0, #2, #4 und #6 für N_pilot = 16 werden so codiert, daß sie zum Pilotsymbol der Fig. 15A orthogonal sind. Das Diversitätspilotmuster für den Abwärtsverbindung DPCH mit N_pilot = 4 wird STTD-codiert, da die STTD-Codierung zwei Symbole erfordert. Die Fig. 19B zeigt die Abbildungsbeziehung zwischen den acht Wörtern C₁-C₈ der Fig. 12A und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 19A.

Fig. 19C zeigt das neue Diversitätsantennenpilotsymbolmuster für PCCPCH. Die Pilotsymbole der Fig. 19C werden so codiert, daß sie zu den Pilotsymbolen der Fig. 16A orthogonal sind. Fig. 19D zeigt die Abbildungsbeziehung zwischen den Wörtern C₁-C₈ der Fig. 12A und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 19C.

Fig. 19E zeigt das neue Pilotsymbolmuster für die Diversitätsantenne, wenn die STTD-Codierung auf dem SCCPCH verwendet wird. Für das Diversitätspilot symbolmuster auf SCCPCH wird STTD auf die schattierten Pilotsymbole #1 und #2 für N_pilot = 8 und auf die schattierten Pilotsymbole #1, #3, #5 und #7 für N_pilot = 16 in Fig. 19E angewendet, während die nichtschattierten Pilotsymbole #0 und #2 für N_pilot = 8 und die nichtschattierten #0, #2, #4, #6 für N_pilot = 16 so codiert werden, daß sie zu denjenigen der Fig. 16C orthogonal sind. Die Fig. 19F zeigt die Abbildungsbeziehung zwischen den Wörtern C₁-C₈ der Fig. 12A und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 19E.

Da das Vorangehende auf den Wörtern C₁-C₈ beruht, ist die obige Beschrei bung bezüglich des Aufwärtsverbindung-DPCCH und des Abwärtsverbindung- DPCH, PCCPCH und SCCPH leicht anwendbar. Ein Fachmann kann leicht die Merkmale für die Abwärtsverbindung unter Verwendung der Diversitätsantenne auf der Grundlage der vorangehenden Offenbarung erkennen, wobei eine ge naue Beschreibung weggelassen wird.

Alternative Ausführungsformen für Aufwärtsverbindung-DPCCH und Ab wärtsverbindung-DPCH und PCCPCH

Fig. 20 ist eine Tabelle, die die Rahmensynchronisationswörter C₁-C₁₆ (i = 16) und die autokorrelierte Funktion gemäß einer weiteren bevorzugten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.

Die Rahmensynchronisationswörter C₁-C₁₆ können in der PCSB der ersten Ausführungsform wie folgt klassifiziert werden:
E = {C₁, C₃, C₉, C₁₁}
F = {C₂, C₄, C₁₀, C₁₂}
G = {C₅, C₇, C₁₃, C₁₅}
H = {C₆, C₈, C₁₄, C₁₆}

Die Klassifikation der alternativen Rahmensynchronisationswörter C₁-C₁₆ ist ebenfalls auf die Gleichungen (1)-(6) anwendbar und weist dieselben Merkmale und Eigenschaften wie die erste Ausführungsform auf. Fig. 20B ist eine Tabelle, die die Autokorrelationsfunktion der Pilotbits des jeweiligen Rahmensynchroni sationswortes darstellt, das in der PCSP klassifiziert ist. In diesem bestimmten Fall enthält jede Klasse vier Sequenzen, wobei die Sequenzen derselben Klasse dieselbe Autokorrelationsfunktion aufweisen.

Fig. 20C zeigt das Pilotbitmuster des Aufwärtsverbindung-DPCCH mit N_pilot = 6 und 8, während Fig. 20D eine Abbildungsbeziehung zwischen den alternativen Rahmensynchronisationswörtern C₁-C₁₆ der Fig. 20A und dem schattierten Rahmensynchronisationswörtern der Fig. 20C zeigt. Die Fig. 20E und 20F zeigen das Pilotsymbolmuster des Abwärtsverbindung-DPCH mit 8, 16, 32, 64, 128, 256, 512, 1024, 2048 und 4096 ksps, während Fig. 20G eine Abbildungs beziehung zwischen den alternativen Rahmensynchronisationswörtern C₁-C₁₆ der Fig. 20A und den schattierten Rahmensynchronisationswörtern der Fig. 20E und 20F zeigt. Die Fig. 20H zeigt das Pilotsymbolmuster des Abwärts verbindung-PCCPCH, während Fig. 20I eine Abbildungsbeziehung zwischen den alternativen Rahmensynchronisationswörtern C₁-C₁₆ der Fig. 20A und den schattierten Rahmensynchronisationswörtern der Fig. 20H zeigt.

Da das Vorangehende auf den alternativen Wörtern C₁-C₁₆ beruht, die diesel ben Merkmale aufweisen wie die Wörter C₁-C₈ der ersten Ausführungsform, ist die vorangehende Beschreibung bezüglich des Aufwärtsverbindung-DPCCH und des Abwärtsverbindung-DPCH, PCCPCH und SCCPH der ersten Ausführungs form leicht anwendbar. Ein Fachmann kann die Merkmale dieser Ausfüh rungsform auf der Grundlage der vorangehenden Offenbarung erkennen, wobei eine genaue Offenbarung weggelassen wird.

Die Rahmensynchronisationswörter der bevorzugten Ausführungsform sind insbesondere geeignet für die Rahmensynchronisationsbestätigung. Durch Addieren der Autokorrelationfunktionen der schattierten Rahmensynchronisa tionswörter werden doppelte Maximalwerte bei 0 und bei mittleren Verschie bungen erhalten, die in der Größe gleich sind und entgegengesetzte Polaritäten aufweisen. Dieses Merkmal kann verwendet werden, um schlitzweise den Rah mensynchronisationszeitablauf doppelt zu prüfen und die Synchronisations suchzeit zu reduzieren. Ferner erlaubt die vorliegende Erfindung eine einfa chere Konstruktion der Korrelatorschaltung für einen Empfänger, wodurch die Komplexität des Empfängers reduziert wird. Außerdem erlaubt die vorliegende Erfindung eine genaue Einrichtung der Rahmensynchronisation. Aufgrund der verschiedenen Vorteile der vorliegenden Erfindung wurde die erste bevorzugte 52342 00070 552 001000280000000200012000285915223100040 0002010012284 00004 52223 Ausführungsform vom 3GPP akzeptiert, wie in TS 25.211 v2.0.1 gezeigt ist, herausgegeben im Juni 1999, deren gesamte Offenbarung hiermit durch Lite raturhinweis eingefügt ist.

Die bevorzugte Ausführungsform für L = 15

Die obenerwähnten Pilotmuster gemäß der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung haben verschiedene Vorteile einschließlich der Rahmensynchronisationsbestätigung. In den obenerwähnten bevorzugten Ausführungsformen besitzt der physikalische Kanal der Aufwärtsverbindung oder der Abwärtsverbindung ein Chipverhältnis von 4,096 Mcps, das aus der Verwendung eines Pilotmusters auf der Grundlage einer Länge von 16 Schlitzen für die Rahmensynchronisation resultiert. Mit anderen Worten, das Chipver hältnis beruht auf einer Schlitzlänge von 2ⁿ. Wenn jedoch das Chipverhältnis sich von 4,096 Mcps auf 3,84 Mcps ändert, sind andere Pilotmuster erforder lich, da ein Funkrahmen auf einer Schlitzlänge von 15 Schlitzen beruht. Somit sind aufgrund der OHG-Harmonisierung andere Pilotmuster für 15 Schlitze erforderlich (L = 15).

Fig. 21 zeigt eine bevorzugten Ausführungsform für die neuen Rahmensyn chronisationswörter C₁-C_i-th, die die Autokorrelationsfunktion der untersten Außer-Phase-Koeffizienten und der geringsten Größe der Kreuzkorrelations funktion mit Minusspitzenwert bei mittlerer Verschiebung aufweist, wobei i = 8 gilt. Die Rahmensynchronisationswörter werden verwendet, um die regelmäßi gen Pilotmuster und die Diversitätsantennen-Pilotmuster des Aufwärtsverbin dung-DPCH, des Abwärtsverbindung-DPCH und SCCPCH der bevorzugten Ausführungsform zu entwerfen. Durch Verwenden der zwei Korrelationsfunk tionen ist es möglich, die Rahmensynchronisation bei 0 und bei mittleren Ver schiebungen doppelt zu prüfen. Wenn eine Leistungsbewertung der Einzelprü fungs- und Doppelprüfungs-Rahmensynchronisationsbestätigung bei einer AWGN-Umgebung ausgeführt wird, sind die Wörter 10₁ bis 10₈ der Fig. 21 für die Rahmensynchronisationsbestätigung geeignet.

Die Rahmensynchronisationswörter 10₁-10₈ haben die folgende zweiwertige Autokorrelationsfunktion:

Wobei R_i(r) die Autokorrelationsfunktion des Rahmensynchronisationswortes C_i ist. Wie bei L = 16 können die Wörter der Fig. 21 in vier Klassen unterteilt wer den, wie folgt:
E = {C₁, C₂}
F = {C₃, C₄}
G = {C₅, C₆}
H = {C₆, C₈}

Die zwei Wörter innerhalb derselben Klasse sind PCSP. Das Kreuzkorrelations spektrum für das bevorzugte Paar {C₁, C₂}, {C₃, C₄}, {C₅, C₆} oder {C₇, C₈} ist

wobei R_i,j(τ) die Kreuzkorrelationsfunktion zwischen den zwei Wörtern des be vorzugten Paares von E, F, G, H und i, j = 1, 2, 3, . . ., 8 sind. Durch Kombinie ren solcher Autokorrelations- und Kreuzkorrelationsfunktionen werden die folgenden Gleichungen (16) und (17) erhalten:

Anhand der Gleichungen (16) und (17), wenn α = 2 gilt, zeigt die Fig. 22A die Addition der zwei Autokorrelationsfunktionen, während Fig. 22B die Addition der zwei Kreuzkorrelationsfunktionen zwischen den zwei Rahmensynchronisa tionswörtern innerhalb derselben Klasse zeigt. In ähnlicher Weise zeigt anhand der Gleichung (16) und (17), wenn α = 4 gilt, die Fig. 22C die Addition der vier Autokorrelationsfunktionen, während Fig. 22D die Addition der vier Kreuzkor relationsfunktionen zwischen vier Rahmensynchronisationswörtern der zwei Klassen E und F zeigt.

Da die Autokorrelationsfunktion der Rahmensynchronisationswörter C₁-C₈ gemäß dieser bevorzugten Ausführungsform den niedrigsten Außer-Phase- Koeffizienten aufweist, ist die Einzelprüfung-Rahmensynchronisationsbestäti gung durchführbar durch Anwendungen des positiven Schwellenwertes bei (a) der Autokorrelationsfunktionsausgabe der Fig. 22C. Ferner wird auch die Dop pelprüfung-Rahmensynchronisationsbestätigung erreicht durch Setzen des negativen Schwellenwerts bei (b) der Korrelationsfunktionsausgabe der Fig. 22D.

Die Fig. 23A zeigen die Pilotbitmuster auf dem Aufwärtsverbindung-DPCCH mit N_pilot = 2, 3 und 4, während Fig. 23C die Pilotbitmuster auf dem Aufwärtsver bindung-DPCCH mit N_pilot = 2, 3 und 4 zeigt gemäß einer alternativen Ausfüh rungsform im Vergleich zur Fig. 23A. Ferner zeigen die Fig. 23E und 23F die Pilotbitmuster auf dem Aufwärtsverbindung-DPCCH mit N_pilot = 5, 6, 7 und 8. Die schattierten Abschnitte der Fig. 23A, 23C, 23E und 23F können für Rah mensynchronisationswörter verwendet werden, wobei der Wert des Pilotbits außer dem Rahmensynchronisationswort gleich eins ist. Die Fig. 23B und 23D zeigen die Abbildungsbeziehung zwischen den Rahmensynchronisationswörtern der Fig. 21, bzw. den schattierten Rahmensynchronisationswörtern der Fig. 23A und 23B. Ferner zeigt die Fig. 23G die Abbildungsbeziehung zwischen den Rahmensynchronisationswörtern der Fig. 21 und den schattierten Rah mensynchronisationswörtern der Fig. 23E und 23F.

Die obigen verschiedenen Beschreibungen für den Aufwärtsverbindung- DPCCH, wenn L = 16 gilt, ist leicht auf diese bevorzugte Ausführungsform anwendbar, wenn L = 15 gilt, einschließlich der Korrelatorschaltung (mit be stimmten Modifikationen) und der allgemeinen Eigenschaften. Wie in den Rah mensynchronisationswörtern C₁-C₈ der Fig. 21 gezeigt, besitzt z. B. jedes Wort im wesentlichen dieselbe Anzahl von Einsen und Nullen. In dieser bevorzugten Ausführungsform ist das Ergebnis b₁ - b₀ gleich +1 oder -1, d. h. nahezu 0. Wenn ferner die Anzahl der Schlitze 15 beträgt, d. h. ungerade ist, ist das Er gebnis von b₃ - b₄ gleich +1 oder -1, d. h. nahezu 0. Da ferner zwei Rahmen synchronisationswörter für N_pilot = 2, 3 und 4 verwendet werden, gibt es 15 Zeitschlitze in einem Funkrahmen, wobei die Anzahl der verwendeten Pilotbits für die Synchronisation gleich 30 pro Rahmen ist. Für N_pilot = 5, 6, 7, 8 ist die Anzahl der Pilotbits, die für die Synchronisation verwendet werden, 60 pro Rahmen, da vier Synchronisationswörter für 15 Zeitschlitze in einem Funk rahmen verwendet werden. Außerdem entspricht das Ergebnis der Addition der zwei oder vier Autokorrelationsfunktionen und Kreuzkorrelationsfunktionen zwischen den zwei oder vier Rahmensynchronisationswörtern den Fig. 22A-22D.

Mit der Implementierung der neuartigen Pilotmuster ergeben sich die Werte für die Anzahl der Bits pro Feld, wie im folgenden in Tabelle 5 und Tabelle 6 mit Bezug auf Fig. 4 gezeigt ist. Die Kanalbit- und Symbolraten, die in Tabelle 5 angegeben sind, sind die Raten unmittelbar vor der Spreizung.

Tabelle 5

DPDCH-Felder

Es gibt zwei Typen von dedizierten physikalischen Aufwärtsverbindung-Kanä len; diejenigen, die TFCI enthalten (z. B. für mehrere gleichzeitige Dienste), und diejenigen, die nicht TFCI enthalten (z. B. für Dienste mit fester Rate). Diese Typen werden durch die duplizierten Zeilen der Tabelle 6 wiedergegeben. Ka nalbit- und Symbolraten, die in Tabelle 6 angegeben sind, sind die Raten un mittelbar vor der Spreizung.

Tabelle 6

DPCCH-Felder

Der wahlfreie Zugriff (RACH) ist ein Aufwärtsverbindung-Transportkanal, der verwendet wird, um Steuerinformationen von der UE zu transportieren. Der RACH kann ferner kurze Benutzerpakete transportieren. Der RACH wird immer von der gesamten Zelle empfangen. Fig. 23H zeigt die Struktur des Wahlfrei zugriffkanals. Die 10 ms-Nachricht wird in 15 Schlitze zerlegt, die jeweils eine Länge von T_schlitz = 2560 Chips besitzen. Jeder Schlitz besitzt zwei Abschnitte, einen Datenabschnitt, der die Schicht-2-Informationen trägt, und einen Steu erabschnitt, der Schicht-1-Steuerinformationen trägt. Die Daten- und Steuer abschnitte werden parallel übertragen.

Der Datenabschnitt enthält 10 . 2^k Bits, wobei k = 0, 1, 2, 3 gilt. Dies ent spricht einem Spreizfaktor von 265, 128, 64 bzw. 32 für den Nachrichtendaten abschnitt. Der Steuerabschnitt besitzt acht bekannte Pilotbits, um die Kanal schätzung für die kohärente Erfassung zu unterstützen, sowie zwei Bits an Rateninformationen. Dies entspricht einem Spreizfaktor von 256 für den Nach richtensteuerabschnitt.

Mit der Implementierung der neuartigen Pilotmuster ergeben sich die Werte für die Anzahl der pro Feld, wie in Tabelle 7 mit Bezug auf Fig. 23H gezeigt.

Tabelle 7

Wahlfreizugriff-Nachricht

Fig. 23I zeigt die wahlfreizugriffnachricht-Steuerfelder, wobei immer acht Pilot symbole pro Schlitz für die Kanalschätzung vorhanden sind. Aufgrund der einzigartigen Eigenschaften der Rahmensynchronisationswörter gemäß der bevorzugten Ausführungsform können die Rahmensynchronisationswörter C₁-C₈ im Pilotbitmuster des RACH für die Kanalschätzung verwendet werden. Die Fig. 23J zeigt das Pilotbitmuster des RACH, wobei die Abbildungsbeziehung dieselbe ist wie die in Fig. 23G gezeigte Abbildungsbeziehung für N_pilot = 8. Aufgrund der neuartigen Eigenschaften der Rahmensynchronisationswörter C₁-C₈, die auch nur für die Kanalschätzung verwendet werden können, ist es leicht, die Pilotmuster wiederzuverwenden, was eine Gemeinsamkeit zwischen unterschiedlichen Aufwärtsverbindung-Kanälen erlaubt.

Fig. 24A zeigt die Pilotsymbolmuster des Aufwärtsverbindungs-DPCH, wenn N_pilot = 2, 4, 8 und 16 gilt. Die schattierten Abschnitte der Fig. 24A können für Rahmensynchronisationssymbole verwendet werden, wobei jedes Symbol ein Rahmensynchronisationswort für den I-Kanalzweig und ein weiteres Rahmen synchronisationswort für den Q-Kanalzweig besitzt, und wobei der Wert des Pilotsymbols außerdem Rahmensynchronisationswort gleich 11 ist. Fig. 24B zeigt die Abbildungsbeziehung zwischen den Rahmensynchronisationswörtern C₁-C_t8 der Fig. 21 und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 24A.

Fig. 24C zeigt die Pilotsymbolmuster des Abwärtsverbindung-DPCH für die Diversitätsantennen, die STTTD verwendet. Für das Diversitäts-Pilotsymbolmu ster des Abwärtsverbindung-DPCH wird STTB auf die schattierten Pilotsymbole #1 und #3 für N_pilot = 8 und #1, #3, #5 und #7 für N_pilot = 16 angewendet. Die nicht schattierten Pilotsymbole von #0 und #2 für N_pilot = 9 und #0, #2, #4 und #6 für N_pilot = 16 werden so codiert, daß sie zum Pilotsymbol der Fig. 24A or thogonal sind. Das Diversitätspilotmuster für den Abwärtsverbindung-DPCH mit N_pilot = 4 wird jedoch STTD-codiert, da die STTD-Codierung zwei Symbole erfordert. Da das STTD-Codierte Pilotsymbolmuster orthogonal zum gewöhnli chen Pilotsymbolmuster ist, kann das STTD-codierte Pilotmuster auch für die Antennenüberprüfung der Rückkopplungsmodusdiversität verwendet werden. Fig. 24D zeigt die Abmeldungsbeziehung zwischen den Rahmensynchronisati onswörtern C₁-C₈ der Fig. 21 und den schattierten Pilotsymbolmustern der Fig. 24C.

Mit der Implementierung der neuartigen Pilotmuster zeigt die folgende 8 die Anzahl der Bits pro Schlitz der verschiedenen Felder mit Bezug auf Fig. 8. Es gibt grundsätzlich zwei Typen von dedizierten physikalischen Abwärtsverbin dung-Kanälen; diejenigen, die TFCI enthalten (z. B. für mehrere gleichzeitige Dienste), und diejenigen, die nicht TFCI enthalten (z. B. für Dienste mit fester Rate). Diese Typen werden von den duplizierten Zeilen der Tabelle 8 wiederge geben. Die Kanalbit- und Symbolraten, die in Tabelle 8 angegeben sind, sind die Raten unmittelbar vor der Spreizung. Wenn kein TFCI vorhanden ist, ist das TFCI-Feld leer gelassen (*).

Tabelle 8

EDPCH- und EPDCCH-Felder

Fig. 25A zeigt die Pilotsymbolmuster für den Abwärtsverbindung-SCCPCH für N_pilot = 8 und 16, während Fig. 25B die Abbildungsbeziehung für die Rahmen synchronisationswörter C₁-C₈ der Fig. 21 und die schattierten Pilotsymbolmu ster der Fig. 25A zeigt. Ferner zeigt Fig. 25C die Pilotsymbolmuster des Ab wärtsverbindung-SCCPCH für N_pilot = 8 und 16 für die Diversitätsantenne, die STTD verwendet, während Fig. 25D die Abbildungsbeziehung zwischen den Rahmensynchronisationswörtern C₁-C₈ der Fig. 21 und den schattierten Pilot symbolmustern der Fig. 25C zeigt.

Mit der Implementierung der neuartigen Pilotmuster ergeben sich die Werte für die Anzahl der Bits pro Feld, wie in Tabelle 9 mit Bezug auf Fig. 11B gezeigt. Die Kanalbit- und Symbolraten, die in Tabelle 9 gegeben sind, sind die Raten unmittelbar vor der Spreizung. In dem sekundären gemeinsamen physikali schen Steuerkanal ist es möglich, eine Bündelübertragung auf der Grundlage von Funkrahmeneinheiten vorzuziehen. Wenn die Bündelübertragung durch geführt wird, sollen die Pilotsymbole zu den Köpfen der Bündel addiert werden.

Die Anzahl der Symbole und die Symbolmuster der Pilotsymbole, die angefügt werden sollen, sollen das Muster des Schlitzes #15 annehmen.

Tabelle 9

Sekundäre CCPCH-Felder mit Pilotbits

Es wird angenommen, daß die obigen verschiedenen Beschreibungen für den Abwärtsverbindung-DPCH, wenn L = 16 gilt, leicht auf diese bevorzugte Aus führungsform anwendbar sind, wenn L = 15 gilt, einschließlich der Korrelator schaltung (mit bestimmten Modifikationen) und der allgemeinen Eigenschaften. Außerdem entspricht das Ergebnis der Addition der zwei oder vier Autokorrela tionsfunktionen und Kreuzkorrelationsfunktionen zwischen zwei oder vier Rahmensynchronisationswörtern in den Fig. 22A-22D.

Um die Leistungsfähigkeit der Rahmensynchronisationswörter gemäß der be vorzugten Ausführungsform für 15 Schlitze pro Rahmen zu bewerten, werden zuerst folgende Ereignisse und Parameter definiert:
H₁: Das Ereignis, das der Autokorrelatorausgang die vorgegebene Schwelle bei Schlitzversatz 0 überschreitet.
H₂: Das Ereignis, das der Autokorrelatorausgang die vorgegebene Schwelle bei Schlitzversatz 0 überschreitet oder der Kreuzkorrelatorausgang kleiner ist als -1 . (vorgegebene Schwelle) bei einem Schlitzversatz 7.
H₃: Das Ereignis, das der Autokorrelator die vorgegebene Schwelle bei einem Schlitzversatz mit Ausnahme von 0 überschreitet.
H₄: Das Ereignis, der der Kreuzkorrelatorausgang kleiner ist als -1 . (vorgegebene Schwelle) bei einem Schlitzversatz mit Ausnahme von 7.
P_S: Wahrscheinlichkeit eines Rahmensynchronisationsbestätigungserfolgs.
P_FA: Wahrscheinlichkeit eines Fehlalarms

Die Rahmensynchronisation wird bestätigt, wenn der Ausgang des Korrelators unter Verwendung des Rahmensynchronisationswortes die vorgegebene Schwelle überschreitet. Der Erfolg der Rahmensynchronisationsbestätigung wird festgestellt, wenn die nachfolgende S_R-Rahmensynchronisation bestätigt wird. Andernfalls wird ein Rahmensynchronisationsbestätigungsfehler festge stellt. Somit ist die Wahrscheinlichkeit eines Rahmensynchronisationsbestäti gungserfolges definiert durch

Die Wahrscheinlichkeit eines Fehlalarms kann ausgedrückt werden durch

P_FA = Prob(H₃) = Prob(H₄) (19)

Die Parameter der Fig. 26A werden verwendet, um die Leistungsfähigkeit des Pilotbitmusters auf dem Abwärtsverbindung-DPCCH über AWGN zu bewerten. Fig. 26B zeigt die Wahrscheinlichkeit des Rahmensynchronisationsbestäti gungserfolgs P_S auf dem Aufwärtsverbindung-DPCCH mit N_pilot = 6 über den AWGN-Kanal. Ferner zeigt Fig. 26C die Wahrscheinlichkeit eines Fehlalarms P_FA auf dem Aufwärtsverbindung-DPCCH mit N_pilot = 6 über den AWGN-Kanal. Die Wahrscheinlichkeit P_S und P_FA sind gegeben als Funktion des Verhältnis ses E_b/N₀ (E_b = Energie pro Bit, N₀ = Rauschleistungsspektraldichte).

Die Einzelprüfungs- und Doppelprüfungs-Rahmensynchronisationsbestätigung mit S_R = S₃ auf dem Aufwärtsverbindung-DPPCCH ist kleiner als 0,945 bzw. 0,99 bei -5 dB. Ferner wird ungefähr 4 dB Gewinn erhalten durch Verwenden des Doppelprüfungsverfahrens im Vergleich zum Einzelprüfungsverfahren. Wie in Fig. 26C gezeigt, ist die Wahrscheinlichkeit eines Fehlalarms mit normali sierter Schwelle = 0,6 bei -5 dB kleiner als 2,5 . 10^-4. Das Pilotmuster kann für die Rahmensynchronisationsbestätigung verwendet werden, da ein perfekter Rahmensynchronisationsbestätigungserfolg mit 0 Fehlalarmen bei E_b/N₀ = 0 dB erfaßt worden ist, wenn das Doppelprüfungs-Rahmensynchroni sationsbestätigungsverfahren verwendet wurde.

Fig. 27 ist ein Vergleichsschaubild zwischen den Ausführungsformen für 15 Zeitschlitze und 16 Schlitze. Einschließlich der verschiedenen Vorteile für L = 16 besitzen die Pilotbit/Symbol-Muster für L = 15 gemäß der bevorzugten Ausführungsform zusätzliche Vorteile. Die Verwendung dieses Merkmals oder dieser Eigenschaften der Rahmensynchronisationswörter kann das Doppel prüfungs-Rahmensynchronisationsschema erhalten werden. Es ergibt ein si gnifikanter Gewinn von ungefähr 4 dB durch Verwenden des Doppelprüfungs- Rahmensynchronisationsbestätigungsverfahrens im Vergleich zum einzelprü fungsverfahren. Im Fall von 15 Schlitzen ist jedoch die Komplexität der Korre latorschaltung verdoppelt, da ein Autokorrelator für die positive Spitzenwerter fassung und ein Kreuzkorrelator für die negative Spitzenwerterfassung verwen det werden.

Da die Autokorrelationsfunktion der Rahmensynchronisationswörter der 15 Schlitze den niedrigsten Ausbau-Phase-Koeffizienten aufweisen, kann auf das Einzelprüfungs-Rahmensynchronisationsbestätigungsverfahren verwendet werden; im Fall von 16 Schlitzen hingegen gibt es bestimmte Probleme auf grund der +4 oder -4 Außer-Phase-Koeffizienten. Die Pilotmuster der 15 Schlitze sind gut geeignet für die Rahmensynchronisationsbestätigung, da ein perfekter Rahmensynchronisationsbestätigungserfolg mit 0 Fehlalarmen erfaßt wurde bei E_b/N₀ = 0 dB auf den Aufwärtsverbindung-DPCH, wenn das Doppel prüfungs-Rahmensynchronisationsbestätigungsverfahren verwendet wurde.

Aufgrund der verschiedenen Vorteile der bevorzugten Ausführungsform wurden die Pilotbit/Symbol-Muster der 15 Schlitze erneut von 3GPP akzeptiert.

STTD-Codierung für Abwärtsverbindung

Das 3GPP-RAN besitzt eine Beschreibung in TS s1.1 v1.1.1.0 auf einer physi kalischen Abwärtsverbindungskanalübertragungsdiversität bei Anwendung auf eine offene Sendediversität und eine geregelte Sendediversität in unterschiedli chen physikalischen Abwärtsverbindungskanälen. Die offene Sendediversität nutzt die STPD-Codierung auf der Grundlage der räumlichen oder zeitlichen Blockcodierung. Wie oben beschrieben worden ist, schlägt die vorliegende Er findung neue Abwärtsverbindungs-Pilotmuster unter Verwendung der STTD- Codierung vor. Die STTD-Codierung wird optional der Basisstation verwendet und vorzugsweise an der Benutzerausrüstung benötigt.

Fig. 28a zeigt ein Blockschaltbild eines STTD-Senders 60 gemäß den drei GPP- RAM-Normen für die offene Sendediversität. Die an den STTD-Sender in einem Nicht-Diversitätsmodus gelieferten Daten werden über einen Kanalcodierer 61 für die Kanalcodierung, eine Ratenanpaßvorrichtung 62 für die Ratenanpas sung und eine Verschachtelungsvorrichtung 63 für die Verschachtelung geleitet und hiervon zu einem ersten Multiplexer 64 geleitet. Der Multiplexer 64 multi plexiert die endgültigen verschachtelten Daten, ein TFCI-Feld und ein TPC-Feld. Der STTD-Codierer 65 liefert Datenmuster, die jeweils über eine erste Sende antenne 67 und eine zweite Sendeantenne 68 zu einem zweiten Multiplexer 66 gesendet werden. Mit anderen Worten, der zweite Multiplexer 66 besitzt Sym bole S₁ und S₂, die zu diesem mittels QPSK zusammen mit den Symbolen -S₂* und S₁* geliefert werden, die orthogonal zu den Symbolen S₁ und S₂ erzeugt werden.

Fig. 28b erläutert eine STTD-Codierung eines STTD-Senders 60 gemäß den drei GPP-RAM-Normen. Zum Beispiel wird angenommen, daß die an den STTD- Codierer 65 gelieferten QPSK-Symbole gleich "S₁ = 1 1" in einer ersten Symbol periode 0 T und "S₂ = 1 0" in einer zweiten Symbolperiode T 2T sind. Die Sym bole, die orthogonal zu den QPSK-Symbolen an STTD-Codierer erzeugt werden, sind "0 0" in der ersten Symbolperiode 0T und "1 0" in der zweiten Symbolperi ode T 2T.

Die gemäß der STTD-Codierung erzeugten Symbole besitzen folgende Eigen schaften. Die Symbole "0 0", die in der ersten Symbolperiode 0T erzeugt wer den, sind Symbole, die aus den QPSK-Symbolen S₂ in der zweiten Symbolperi ode T 2T, die zum STTD-Codierer 65 geliefert worden sind, konvertiert werden, während die Symbole "1 0", die in der zweiten Symbolperiode T 2T erzeugt werden, Symbole sind, die aus den QPSK-Symbo len S₁ in der ersten Symbolperiode 0T, die an den STTD-Codierer 65 geliefert worden sind, konvertiert werden.

Die Symbole "-S₂* und S₁*" werden in den entsprechen Symbolperioden erzeugt durch Verschieben, einen komplementären Prozeß und einen Umsetzungspro zeß gemäß der STTD-Codierung. Da möglicherweise die Symbole "-S₂* und S₂* = 0 0, 1 0" und die QPSK-Symbole S₁ und S₂ = 1 1, 1 0, die zum STTD- Codierer 65 geliefert werden, Korrelationswerte "0" aufweisen, sind sie zueinan der orthogonal.

Die STTD-codierten Pilotsymbolmuster der Fig. 19A sind orthogonal zu den Pilotsymbolmustern der Fig. 15A, wobei ein Verfahren zum Erzeugen der Pilot symbolmuster der Fig. 19A durch Anwenden des STTD-Codierungsprinzips auch die Pilotsymbolmuster der Fig. 15A im folgenden mit Bezug auf die Fig. 28B beschrieben wird.

Die STTD-Codierung wird vorzugsweise in Einheiten von zwei Symbolen als Bündel ausgeführt. Mit anderen Worten, wenn angenommen wird, daß zwei Symbole "S₁ = A + jB" und "S₂ = C + jD" sind, wird die STTD-Codierung ausge führt mit S₁ und S₂, die als Einheit zusammengebunden sind. In diesem Bei spiel sind "A" und "C" Pilotbits für den I-Kanalzweig und "B" und "C" Pilotbits für den Q-Kanalzweig. Eine STTD-Codierung von "S₁ S₂" erzeugt "-S₂* S₁*" (wobei * eine Konjugiert-Komplexe bezeichnet). Am Ende der Codierung sind die zwei STTD-codierten Symbole gleich "-S₂* = -C + jD" und "S₁* = A - jB".

Genauer, wenn die Symbolrate 8 KSPS beträgt (N_pilot = 4) entsprechend Fig. 15A, werden "S₁ = 1 + j, S₂ = C₁ + jC₂" des entsprechenden Symbols #0 und des Symbols #1 STTD-codiert zu "-St2* = -C₁ + jC₂" des Symbols #0 und "S₁* = 1 - j0" des Symbols #1. Wenn die Symbolrate 16, 32, 64 oder 128 ksps (N_pilot = 8) in Fig. 15 beträgt, werden "S₁ = C₁ + jC₂; S₂ = C₃ + jC₄" bei Symbol #1 und Symbol #2 STTD-codiert zu "-S₂* = -C₃ + jC₄" des Symbols #1 und "S₁* = C₁ - jC₂" des Symbols #3 der Fig. 19A. Das nicht schattierte Symbol #0 und das Symbol #2 in Fig. 19A werden orthogonal zum nicht schattierten Sym bol #0 und zum Symbol #2 in Fig. 15A gemacht. Mit anderen Worten "11", "11" in Fig. 15A wird gemacht zu "11", "0" in Fig. 19A.

Wenn die Symbolrate 256, 512, 1024 ksps (N_pilot = 16) beträgt, gibt es vier schattierte Pilotsymbole. Daher werden die Pilotsymbole STTD-codiert mittels zweier schattierter Symbole, wie z. B. "S₁ = C₁ + jC₂; S₂ = C₃ + jC₄" des schat tierten Symbols #1 und des Symbols #3 der Fig. 19a, werden STTD-codiert zu "-S₂* = -C₃ + jC₄" des Symbols #1 und "S₁* = C₁ - jC₂" des Symbols #3 der Fig. 19A, und "S₁ = C₅ - jC₆, S₂ = C₇ - jC₈" eines dritten und eines vierten schattierten Symbols #5 und eines Symbols #7 der Fig. 15a werden STTD-co diert zu "-S₂* = C₇ - jC₈" des Symbols #5 und "S₁* = C₅ - jC₆" des Symbols #7 der Fig. 19A. Die nicht schattierten Symbole #0, #2, #4 und #6 der Fig. 19A sind orthogonal zu den nicht schattierten Symbolen #0, #2, #4 und #6 der Fig. 15A. Das heißt "11", "11", "11", "11" der Fig. 15A wird gemacht zu "11", "00", "11", "00" der Fig. 19A.

Die Symbole der Fig. 19A, die durch Anwenden der STTD-Codierung auf die Pilotsymbolmuster der Fig. 15A erzeugt werden, besitzen folgende Eigenschaf ten. Wenn in Fig. 15A die Symbolrate gleich 8 ksps ist (N_pilot = 4), 16, 32, 64 oder 128 ksps (N_pilot = 8) oder 256, 512 oder 1024 ksps (N_pilot = 16) ist, werden die schattierten Spaltensequenzen klassifiziert in vier PCSP "E", "F", "G" oder "H", beginnend mit der niedrigsten Symbolnummer, wobei die Spaltensequen zen die Wörter C₁, C₂, C₃ und C₄ sowie C₅, C₆, C₇ und C₈ gemäß der bevor zugten Ausführungsform in einer Reihenfolge umfassen, die den Klassen ent spricht, um jede PCSP auszudrücken als E = {C₁, C₅}, F = {C₂, C₆}, C = {C₃, C₇} und H = {C₄, C₈}, wie oben beschrieben ist. Da die Pilotsymbolmuster der Fig. 19A die Pilotsymbolmuster in Fig. 15A nach der STTD-Codierung sind, wenn die Symbolrate 256, 512 oder 1024 ksps (N_pilot = 16) beträgt, sind die Spaltensequenzen angeordnet in "-C₃, C₄, C₁ und -C₂" und "-C₇, C₈, C₅, -C₆", wenn die schattierten Spaltensequenzen klassifiziert werden in "E", "F", "G" und "H" beginnend mit der niedrigsten Symbolnummer. Somit gilt E = {-C₃, -C₇}, F = {C₄, C₈}, G = {C₁, C₅} und H = {-C₂, -C₆}. Zum Vergleich sei auf die Fig. 15B und 19B verwiesen.

Wie bei den nicht schattierten Pilotsymbolen wird dann, wenn jeder Schlitz 4 Pilotbits besitzt, "1 0" allen Schlitzen des Symbols #1 zugewiesen. Wenn jeder Schlitz 9 Pilotbits besitzt, wird allen Schlitzen des Symbols #0 "11" zugewiesen und allen Schlitzen des Symbols #2 "00" zugewiesen. Wenn jeder Schlitz 16 Pilotbits besitzt, wird allen Schlitzen des Symbols #0 "11" zugewiesen, allen Schlitzen des Symbols #2 "00" zugewiesen, allen Schlitzen des Symbols #4 "11" zugewiesen und allen Schlitzen des Symbols #6 "00" zugewiesen. Dementspre chend besitzt die Kreuzkorrelation der nicht schattierten Symbole 19A, d. h. der Spaltensequenzen mit "1 0 (N_pilot = 4 Bits)", "1 1 (N_pilot = 8 Bits und N_pilot = 16 Bits)" oder "0 0 (N_pilot = 8 Bits und N_pilot = 16 Bits)" mit den schattierten Spaltensequenzen die Werte "0" für alle Zeitverschiebungen "τ". Wenn ferner ein Schlitz 4, 8 oder 16 Pilotbits besitzt, ordnet die vorliegende Erfindung die Pilot symbolmuster so an, daß eine Kreuzkorrelation eines Wortes eines I-Kanal zweigs und eines Wortes eines Q-Kanalzweigs in der jeder Symbolnummer gleich "0" bei einer Zeitverschiebung "τ = 0" ist.

Die obige Beschreibung der STTD-Codierung ist leicht auf den Abwärtsverbin dung-PCCPCH (vergleiche Fig. 16A und 19C) und auf den sekundären Abwärts verbindung-CCPCH (vergleiche Fig. 16C und 19E) für 16 Schlitze anwendbar. Ferner ist die STTD-Codierung leicht anwendbar auf den Abwärtsverbindung- DPCH (vergleiche Fig. 24A und 24C) und den Abwärtsverbindung-SCCHPCH (vergleiche Fig. 25A und 25C) für 15 Schlitze.

Pilotmustererzeugung

In der vorliegenden Erfindung wird ein optimales Pilotmuster für die Rahmen synchronisation in dem Fall erzeugt, daß die Chiprate von 3,84 Mcps und nicht 4,096 Mcps (16 Schlitzlänge) in einem physikalischen Kanal einer Aufwärts- oder Abwärtsverbindung verwendet wird. Genauer wird in der vorliegenden Erfindung in dem Fall, indem die Chiprate von 3,84 Mcps in einem physikali schen Kanal einer Kommunikationsverbindung verwendet wird und ein Pilot muster mit einer Schlitzlänge 15 für die Rahmensynchronisation erforderlich ist, Pilotsequenzcodes mit doppelter Länge N (d. h. 2 . 15 = 30 Schlitzlänge) der 15 Schlitze von einer Vorrichtung der bevorzugten Ausführungsform erzeugt und für die Rahmensynchronisation vom Empfänger empfangen.

Es ist definiert, daß der Pilotsequenzcode A und der Pilotsequenzcode B mit der doppelten Länge N der Schlitze die Länge 4l + 2 aufweisen. Die Pilotsequenzen der Schlitzlänge werden 2l + 1. Zum Beispiel gilt L = 2l + 1 = 15, wenn l = 7 und N = 4l + 2 = 2L = 30 gilt.

In der vorliegenden Erfindung werden die Pilotsequenzen C₁ und C₂ mit der Länge 2l + 1 durch die folgende Gleichung 20 ausgedrückt.

C₁ = (C_1,1, C_1,2, C_1,3, . . ., C_1,l, . . ., C_1,2l+1)

C₂ = (C_2,1, C_2,2, C_2,3, . . ., C_2,l, . . ., C_2,2l+1) [Gleichung 20]

In der Gleichung 20 wird die Pilotsequenz C₂ aus der Pilotsequenz C₁ auf der folgenden Grundlage erzeugt.

C₂ = -T^l+1C₁ [Gleichung 21]

In der Gleichung 21 bezeichnet T eine zyklische Linksverschiebung, "-" be zeichnet die Inversion für die Anzeige eines binären Vorzeichens als Komple ment von 1. Schließlich wird die Pilotsequenz C₂ erzeugt durch eine zyklische Linksverschiebung der Pilotsequenz C₁ um l + 1 und gleichzeitiges Invertieren desselben. Mit anderen Worten, die Pilotsequenz C₂ wird wie folgt erzeugt.

C₂ (C_2,1, C_2,2, C_2,3, . . ., C_2,l, . . ., C_2,2 _λ ₊₁) = -T^l+1C₁ = (-C_1,l+2, -C_1,l+3, . . ., -C_1,2l+1, -C_1,1, . . ., -C_1,l+1) [Gleichung 22]

Der Pilotsequenzcode A mit der Länge 4l + 2 ist definiert durch die obige Pilot sequenz C₁ und die Pilotsequenz C₂.

A = (a₁, a₂, a₃, . . ., a_4l+1, a_4l+2) = (C_1,1, C_2,1, C_1,2, C_2,2, . . ., C_1,2l, C_2,2l, C_1,2l+1, C_2,2l+1) [Gleichung 23]

Um den Code A zu erzeugen, ist es erforderlich, die Sequenz C₁ zu definieren.

Die Sequenz C₁ besitzt eine Autokorrelationseigenschaft der Gleichung 24 oder der Gleichung 25. Die Sequenz C₂ besitzt dieselbe Autokorrelationseigenschaft.

Die folgenden Gleichungen 26 und 27 zeigen die Autokorrelationseigenschaft des Codes A.

Wenn eine Sequenz C₁ (oder Sequenz C₂) mit der in den Gleichungen 24 und 25 gezeigten Autokorrelationseigenschaft existiert, existiert notwendigerweise ein Code A mit der in den Gleichungen 26 oder 27 gezeigten Autokorrelations eigenschaft.

Gemäß der Sequenz C₁ (oder Sequenz C₂) mit der Länge 2l + 1 und dem Code A mit der Länge 4l + 2 kann jedes Bit des Codes A wie folgt ausgedrückt werden.

A = (a₁, a₂, a₃, . . . a_N/2, a_N/2+1, . . ., a_N)

C₁ = (a₁, a₃, a₅, . . . a_N/2, -a₂, -a₄, . . ., -a_N/2-1)

C₂ = (a₂, a₄, a₆, . . . -a₁, -a₃, -a₅, . . ., -a_N/2) [Gleichung 28]

Wenn in Gleichung 28 die Codelänge gleich groß N ist, kann der Code A wie folgt ausgedrückt werden:

A = (a₁, a₂, a₃, . . . a_N/2, -a₁, . . ., -a_N/2) [Gleichung 29]

Auf der Grundlage der Gleichungen 28 und 29 können die in den folgenden Gleichungen 30 und 31 gezeigten Regeln beachtet werden.

R_C1(j) + R_C2(j) = R_A(2j), wobei j eine ganze Zahl ist [Gleichung 30]

R_C1,_C2(0) = -R_C1(l + 1) = 1/2 R_A(1) (1)

R_C1,C2(1) = -R_C1(l + 2) = 1/2 R_A(3) (2)

:

R_C1,C2(1) = -R_C1(2l + 1) = -R_C1(0) = 1/2 R_A(2l + 1) (3)

:

R_C1,C2(2l) = -R_C1(l) = 1/2 R_A(4l - 1) (2l) [Gleichung 31]

Gleichung 31(1) zeigt, daß der Kreuzkorrelationswert der Sequenzen C₁ und C₂ am Verzögerungspunkt "0" derselbe ist wie der Autokorrelationswert der Se quenz C₁ am Verzögerungspunkt "l + 1", und die entgegengesetzte Polarität aufweist. Die Gleichung 31(1) zeigt ferner, daß der Kreuzkorrelationswert der Sequenzen C₁ und C₂ am Verzögerungspunkt "0" gleich der Hälfte des Autokor relationswerts des Codes A am Verzögerungspunkt "1" ist. Dies gilt auch für Gleichung 31(2).

Eine solche Regel erzeugt Ergebnisse der folgenden Gleichungen 32 und 33.

2R_C1(j) = 2R_C2(j) = R_A(2j + 1), wobei j eine ganze Zahl ist [Gleichung 32]

R_C1(j) = 2R_C2(j) = -R_C1(j + l + 1) [Gleichung 33]

In der obigen Definition ist die Sequenz C₂ durch Gleichung 1 definiert. Daher werden die Ergebnisse der folgenden Gleichung 34 erzeugt.

R_A(2j) = 2R_C1(j)

R_A(2j + 1) = -2R_C1(j + l + 1) [Gleichung 34]

Wenn auf der Grundlage der obigen Beschreibung der Sequenzcode mit der doppelten Schlitzlänge für die Rahmensynchronisation gleich N = 4l + 2 ist (l = 2, 4, 6, . . .), existiert eine Pilotsequenz C₁ mit der Länge 2l + 1 und mit der Autokorrelationseigenschaft der Gleichung 24. Wenn andererseits der Sequenz code mit der doppelten Schlitzlänge für die Rahmensynchronisation gleich N = 4l + 2 ist (l = 1, 3, 5, . . .), existiert ein Pilotsequenz C₁ der Länge 2l + 1, die die Autokorrelationseigenschaft der Gleichung 25 aufweist. Als Ergebnis exi stiert ein Sequenzcode A, der gleich N = 4l + 2 ist (l = 1, 2, 3, 4, 5 . . .) und die Autokorrelationseigenschaft der Gleichung 26 oder 27 mittels der Gleichung 34 aufweist.

Ein solches Ergebnis kann auch umgekehrt überprüft werden. Wenn ein Code A mit einer Autokorrelationseigenschaft der Gleichung 26 oder 27 existiert, führt das zu R_C1(j) = 1/2 R_A(j) mit "R_A(2j) = 1/2 R_C1(j)" der Gleichung 34. Dem entsprechend existiert notwendigerweise wenigstens eine Pilotsequenz mit der Autokorrelationseigenschaft der Gleichungen 24 und 25.

Beispiele für Pilotsequenzen mit N = 4l + 2 (l = 1, 2, 3, 4, 5, . . .) werden auf der Grundlage der obigen Beschreibung im folgenden beschrieben.

Der Code A mit der Autokorrelationseigenschaft der Gleichung 26 oder 27 wird gesucht.

Zuerst, wenn l = 1 (N = 6) gilt, existiert ein Code A, wie in Tabelle 10 gezeigt ist.

Tabelle 10

In Tabelle 10 ist zu beachten, daß ein Code A existiert, wenn l = 1 (N = 6) gilt.

Zweitens, wenn l = 2 (N = 10) gilt, existiert ein Code A, wie in Tabelle 11 gezeigt ist.

Tabelle 11

In Tabelle 11 ist zu beachten, daß ein Code A existiert, wenn l = 2 (N = 10) gilt.

Drittens, wenn l = 3 (N = 14) gilt, existiert ein Code A, wie in den Tabellen 12 und 13 gezeigt ist.

Tabelle 12

Tabelle 13

In den Tabellen 12 und 13 ist zu beachten, daß zwei Codes A existieren, wenn l = 3 (N = 14) gilt.

Es existiert jedoch kein Code A, der der Gleichung 26 oder 27 entspricht, wenn l = 4 (N = 18) gilt.

Viertens, wenn l = 5 (N = 22) gilt, existiert ein Code A, wie in den Tabellen 14 und 15 gezeigt ist.

Tabelle 14

Tabelle 15

In den Tabellen 14 und 15 ist zu beachten, daß zwei Codes A existieren, wenn l = 5 (N = 22) gilt.

Fünftens, wenn l = 6 (N = 26) gilt, existiert ein Code A, wie in den Tabellen 14 und 15 gezeigt ist.

Tabelle 16

Tabelle 17

Tabelle 18

Tabelle 19

In den Tabellen 16, 17, 18 und 19 ist zu beachten, daß vier Codes A existieren, wenn l = 6 (N = 26) gilt.

Sechstens, wenn l = 7 (N = 30) gilt, existiert ein Code A, wie in den Tabellen 20 und 21 gezeigt ist.

Tabelle 20

Tabelle 21

In den Tabellen 19 und 20 ist zu beachten, daß zwei Codes A existieren, wenn l = 7 (N = 30) gilt. Es existiert jedoch kein Code A, der der Gleichung 26 oder 27 entspricht, wenn l = 8 (N = 34) gilt, in derselben Weise wie wenn l = 4 (N = 18) gilt.

Es existieren zwei Codes A, die der Gleichung 26 oder 27 entsprechen, wenn l = 9 (N = 38) gilt, während kein Code A existiert, der der Gleichung 26 oder 27 entspricht, wenn l = 10 (N = 42) und l = 11 (N = 46) gilt.

In dem Fall, in dem der dedizierte Kanal der Aufwärts- oder Abwärtsverbindung die Chiprate von 3,84 Mcps verwendet, wird der Code mit der doppelten Länge (30 Schlitzlänge) verwendet, um das Pilotmuster mit der Schlitzlänge 15 zu erzeugen, wie in Tabelle 22 oder Tabelle 23 gezeigt ist. In Tabelle 22 wird die in Tabelle 20 gezeigte Pilotsequenz invertiert, wobei die Autokorrelationseigen schaft, wie in Fig. 27 gezeigt, dieselbe ist. Mit anderen Worten, FC₁ der Tabelle 22 wird erhalten durch Invertieren von C₁ der Tabelle 20, während FC₂ dersel ben erhalten wird durch Invertieren von C₂ der Tabelle 20.

Die entsprechenden Sequenzen von FC₁ und FC₂ weisen die Autokorrelations eigenschaft der folgenden Gleichung 35 mittels der Gleichung 25 auf.

Der Sequenzcode mit der Schlitzlänge 30 der Tabelle 23 besitzt die Autokorre lationseigenschaft der folgenden Gleichung 36 mittels der Gleichung 27.

Eine der Haupteigenschaften der Pilotmuster liegt darin, daß die Autokorrelati onsergebnisse in den folgenden vier Fällen dieselben Werte besitzen: 1) wenn eine Sequenz zyklisch verschoben wird; 2) wenn eine Sequenz zeitlich kon vertiert wird und erneut zyklisch verschoben wird; 3) wenn eine Sequenz kom plementär umgesetzt wird und erneut zyklisch verschoben wird; und 4) wenn eine Sequenz zeitlich komplementär umgesetzt wird und erneut zyklisch ver schoben wird.

Tabelle 22

Tabelle 23

Die Codesequenz mit der Schlitzlänge 30 und der optimalen Autokorrelations eigenschaft wird auf den Korrelationsprozeß für die Rahmensynchronisation für einen physikalischen Aufwärtsverbindungskanal (Aufwärtsverbindung-DPCH), einen physikalischen Abwärtsverbindungskanal (Abwärtsverbindung-DPCH) und einen gemeinsamen physikalischen Steuerkanal (CCPCH) angewendet.

Als Beispiel kann die Codesequenz mit der Schlitzlänge 15 erzeugt werden unter Verwendung der PN-Codegeneratoren 100 und 200, wie in Fig. 29 gezeigt.

Die PN-Generatoren 100 und 200 verwenden geeignete Anfangswerte des jewei ligen Schieberegisters, um die Pilotmuster der vorliegenden Erfindung zu er zeugen.

Die PN-Codegeneratoren 100 und 200 erzeugen PN-Code unter Verwendung von Polynomen für die Erzeugung von PN-Codes, wie z. B. in den Gleichungen 37 und 38.

X(x) = x⁴ + x³ + 1 [Gleichung 37]

Y(x) = x⁴ + x + 1 [Gleichung 38]

Die vom PN-Codegenerator 100 mittels des in Fig. 37 und 29 gezeigten An fangswerts X(x) ausgegebenen Codesequenzen sind FC₁ und FC₂ der Tabelle 22. Die Ausgänge FC₁ und FC₂ der 30 Schlitze sind ein Code A' der Tabelle 23. Die vom PN-Codegenerator 200 mittels des in Gleichung 38 und Fig. 29 ge zeigten Anfangswerts Y(x) ausgegebenen Codesequenzen sind FC₃ und FC₄ der Tabelle 24. Die Ausgänge FC₃ und FC₄ der Schlitzlänge 30 sind der Code B' der Tabelle 25.

Tabelle 24

Tabelle 25

Die Prozeduren zum Erzeugen von FC₁, FC₂, FC₃und FC₄ aus den PN-Codege neratoren der Fig. 29 werden im folgenden beschrieben. Das Polynom der Glei chung 37, d. h. X(x) = x⁴ + x³ + 1, wird für den PN-Codegenerator 100 verwen det. Gleichung 37 kann wiederum durch Gleichung 39 ausgedrückt werden.

X(x) = g₀x⁴ + g₁x³ + g₂x² + g₃x + g₄ [Gleichung 39]

Durch Vergleichen der Gleichung 38 mit Gleichung 39 können die Ergebnisse erhalten werden, wie z. B. g₀ = 1, g₁ = 1, g₂ = 0, g₃ = 0, g₄ = 1. Somit bestimmt der PN-Codegenerator 100 einen Ausgangswert für die Exclusiv-ODER-Ver knüpfung der Ausgänge der entsprechenden Schieberegister 111-114 und 121-124 des ersten Codegenerators 110 und des zweiten Codegenerators 120.

Da die entsprechenden Schieberegister 111, 112, 113 und 114 des ersten Co degenerators 110 die Anfangswerte "0 00 1" aufweisen, gibt das erste Schiebe register 111 anfangs eine "1" aus. Anschließend speichern jeweils das erste Schieberegister 111, das zweite Schieberegister 112 und das dritte Schieberegi ster 113 ihrerseits "0 0 0". Das vierte Schieberegister 114 speichert den Exklu siv-ODER-Wert "1" für seinen Ausgang "0" und den Ausgang "1" des ersten Schieberegisters 111. Dementsprechend speichern die entsprechenden Schie beregister 111, 112, 113 und 114 des ersten Codegenerators 110 "1 0 0 0".

Danach gibt das erste Schieberegister 111 erneut "0" aus. Anschließend spei chert das erste Schieberegister 111 "0", die im zweiten Schieberegister 112 gespeichert ist, wobei das zweite Schieberegister 112 die "0" speichert, die im dritten Schieberegister 113 gespeichert ist. Ferner speichert das dritte Schiebe register 113 die "1", die im vierten Schieberegister 114 gespeichert ist. Zu die sem Zeitpunkt speichert das vierte Schieberegister 114 den Exklusiv-ODER- Wert "1" für seinen Ausgang "1" und den Ausgang "0" des ersten Schieberegi sters 111. Der erste Codegenerator 110 wiederholt die obige Operation.

Ferner wird das Polynom der Gleichung 38, d. h. Y(x) = x⁴ + x + 1, für den PN- Codegenerator 200 verwendet. Gleichung 38 kann wiederum durch Gleichung 40 ausgedrückt werden.

Y(x) = h₀x⁴ + h₁x³ + h₂x² + h₃x + h₄ [Gleichung 40]

Durch Vergleichen der Gleichung 38 mit Gleichung 40 können die Ergebnisse erhalten werden, wie z. B. h₀ = 1, h₁ = 0, h₂ = 0, h₃ = 1, h₄ = 1. Als Ergebnis ermittelt der PN-Codegenerator 200 einen Ausgangswert für die Exklusiv- ODER-Verknüpfung von den Ausgängen der jeweiligen Schieberegister des dritten Codegenerators 210 und des vierten Codegenerators 220.

In derselben Weise wie die Codeerzeugungsfunktion des ersten Codegenerators 110 wiederholen der zweite Codegenerator 120, der dritte Codegenerator 210 und der vierte Codegenerator 220 die obenbeschriebene Codeerzeugungsopera tion. Der zweite Codegenerator 120 und der vierte Codegenerator 220 invertie ren jedoch das binäre Vorzeichen. Da die entsprechenden Codegeneratoren 110, 120, 210 und 220 unterschiedliche Anfangswerte und unterschiedliche Codeerzeugungspolynome aufweisen, geben sie unterschiedliche Codereihen aus.

Die folgende Tabelle 26 zeigt die Ausgaben der jeweiligen Codegeneratoren 110, 120, 210 und 220.

Tabelle 26

In der obigen Tabelle 26 wird der Code A' aus FC₁ und FC₂ erzeugt und der Code B' aus FC₃ und FC₄ erzeugt. Wie in Tabelle 26 gezeigt, führen ferner der erste Codegenerator 110 und der zweite Codegenerator 120 eine Exklusiv- ODER-Verknüpfung durch für den Ausgang des Schieberegisters #3 und den Ausgang des Schieberegisters #0 und ermitteln anschließend einen binären Wert des Schieberegisters #3 der nächsten Verschiebung.

Da jedoch der dritte Codegenerator 210 und der vierte Codegenerator 220 un terschiedliche PN-Codeerzeugungspolynome verwenden, führen sie die Exklu siv-ODER-Verknüpfung für den Ausgang des Schieberegisters #1 und den Ausgangs des Schieberegisters #0 durch und ermitteln anschließend einen Binärwert des Schieberegisters #3 der nächsten Verschiebung.

Das Verfahren zum Erzeugen der Pilotsequenzen für die Rahmensynchronisa tion besitzt verschiedene Vorteile. Wenn die Aufwärtsverbindung und die Ab wärtsverbindung des mobilen Kommunikationssystems eine Chiprate von 3,84 Mcps verwenden, ist es möglich, optimale Pilotmuster mit doppelter Länge der Schlitze für die Rahmensynchronisation zu erzeugen mittels der mathema tischen Darstellung und Überprüfung. Als Ergebnis kann die Pilotsequenz mit der Schlitzlänge 30 leicht vom PN-Codegenerator für die Erzeugung des PN- Codes der Länge 2ⁿ - 1 erzeugt werden. Ferner kann in dem Fall, indem das von der mathematischen Darstellung und Überprüfung erzeugte Pilotmuster auf die Rahmensynchronisation angewendet wird, eine optimale Leistungsfä higkeit unterstützt werden, wodurch die Leistungsfähigkeit des Mobilfunksy stems der nächsten Generation erheblich verbessert werden kann.

Die vorangehenden Ausführungsformen sind lediglich beispielhaft und sind nicht als die Erfindung einschränkend zu betrachten. Die vorliegende Lehre kann leicht auf andere Typen von Vorrichtungen angewendet werden. Die Be schreibung der vorliegenden Erfindung dient der Erläuterung und nicht der Einschränkung des Umfangs der Ansprüche. Viele Alternativen, Abwandlungen und Veränderungen sind für Fachleute offensichtlich. In den Ansprüchen sol len die Formulierungen mit zusätzlicher Bedeutung die hier beschriebenen Strukturen abdecken, die die angegebene Funktion ausführen, und nicht nur die strukturellen Äquivalente, sondern auch die äquivalenten Strukturen.

Claims

1. Verfahren zum Erzeugen von Pilotsequenzen für die Rahmensynchronisa tion, das die Schritte umfaßt:
Auswählen einer Bitlänge der Pilotsequenzen, die für die Rahmensynchronisation verwendet werden;
Auswählen einer ersten Codesequenz, die einen maximalen Korrelations wert bei einem spezifizierten Verzögerungspunkt einer Korrelationsperiode aufweist und einen minimalen Korrelationswert an den anderen Verzögerungs punkten ausschließlich des spezifizierten Verzögerungspunkts aufweist;
Auswählen einer zweiten Codesequenz, die dieselbe Korrelationseigen schaft wie die ausgewählte Codesequenz aufweist; und
Kombinieren der ausgewählten Codesequenzen, um Pilotsequenzen mit der ausgewählten Bitlänge zu erzeugen.

2. Verfahren zum Erzeugen von Pilotsequenzen für die Rahmensynchronisa tion nach Anspruch 1, bei dem die zweite Sequenz die erste Codesequenz um ein gewisse Bitlänge verschiebt und invertiert.

3. Verfahren zum Erzeugen von Pilotsequenzen für die Rahmensynchronisa tion nach Anspruch 1, bei dem die Pilotsequenzen maximale Korrelationswerte, die ihren Bitlängen entsprechen, an einem übereinstimmenden Verzögerungs punkt der Korrelationsperiode aufweisen und minimale Korrelationswerte an den anderen Verzögerungspunkten ausschließlich des übereinstimmenden Verzögerungspunktes aufweisen und Polaritäten besitzen, die den maximalen Korrelationswerten entgegengesetzt sind.