CN1273462A - 用于同步和/或信道估计的导频信号 - Google Patents

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Abstract

优选实施例的帧字尤其适合于帧同步和/或信道估计。通过对帧字的自相关和互相关函数进行加和,可以在零和中间时移处得到幅值相等方向相反的双最大值。可以应用该性质来一个时隙接一个时隙地双检帧同步定时,单检帧同步和/或信道估计,并能减少同步搜索时间。此外,本发明允许用于接收机的相关器电路的更简单结构。

Description

用于同步和/或信道估计的导频信号
本申请要求于1999年5月28日提交的美国临时申请No.60/136,763的利益，本申请也是于1999年8月13日提交的申请No.的后续申请，其所公开的全文在此引用作为参考。
本发明涉及通信系统，尤其涉及蜂窝通信系统。
为便于多个系统通信而使用的几种技术之一是码分多址(CDMA)调制技术。图1简略地图示一个系统10，该系统在用户设备(UE)12a、12b和基站(BTS)14a、14b之间的通信中使用CDMA调制技术，每一用户设备包括一蜂窝电话。基站控制器(BSC)16一般包括用于向BTS 14a、14b提供系统控制的接口和处理电路。BSC 16控制从公用交换电话网(PSTN)到适当BTS的电话呼叫的路由选择以传送给合适的用户设备。BSC 16还控制从用户设备经至少一个BTS到PSTN的呼叫的路由选择。因为用户设备之间一般不直接进行通信，BSC 16可以经合适的BTS在用户设备之间控制呼叫。BSC 16可以通过各种装置，包括专用电话线、光纤链路，或者通过微波通信链路连接到BTS 14a和14b。
箭头13a-13d定义BTS 14a和用户设备12a、12b之间可能的通信链路。箭头15a-15d定义BTS 14b和用户设备12a、12b之间可能的通信链路。在反向信道或上行链路上(即从UE到BTS)，由BTS 14a和/或BTS 14b接收UE信号，经解调和组合之后，将信号发送给交汇点，一般是BSC 16。在前向信道或下行链路上(即从BTS到UE)，由UE 12a和/或UE 12b接收BTS信号。上述系统在美国专利US5,101,501、5,103,390、5,109,390和5,416,797中描述，其所公开的全文在此引用作为参考。
无线电信道本质上是一种通常的敌意介质。很难预知其性能。传统上，用一种统计方法使用实际的传播测量数据模拟无线电信道。通常，根据发射机和接收机之间视线(LOS)情况的存在与否，无线电环境下的信号衰落可以分成大量值路径损耗分量、对数正态分布的中量值慢变化分量和Rician或Rayleigh(瑞利)分布的小量值快变化分量。
图2表示这三种不同的传播现象。可以发现发射机和接收机之间传输路径中的急剧变化，从直接视线变化到由于建筑物、山地或树木导致的严重遮断路径。由于反射、绕建筑物的衍射和折射产生的接收功率随距离下降的现象被称作路径损耗。
如图所示，发射信号由发射机和接收机之间的多种障碍物反射，由此产生一条多径信道。因为时延不同的多个多径之间的干扰，接收信号经受频率选择性多径衰落。例如，当使用2GHz的载频频带和装有一用户设备的汽车以100公里/小时的速度行驶时，衰落的最高多普勒频率是185Hz。虽然相干检测可以用于提高链路容量，在这种快衰落的情况下，一般很难实现用于相关检测的信道估计。由于衰落信道，很难获得用于数据调制信号相干检测的相位基准。因此，最好有一个独立的导频信道。
用于相干检测的信道估计一般从公用导频信道获得。然而，与通过窄波束发射的业务信道信号相比，用全方向性天线发射的公用导频信道经历一条不同的无线电信道。已经注意到，当使用自适应天线时公共控制信道经常在下行链路中出问题。可以通过用户专用导频码元防止此问题，该码元用作信道估计的参考信号。专用导频码元可以被时分或码分复用。
图3表示用于改进信道估计方法所用时分复用导频码元的发射机和接收机的方框图，该发射机和接收机在慢衰落至快衰落的环境下能令人满意地工作。已知导频码元被定期与发射数据序列复用。导频码元和跟随导频码元的数据码元组成一个时隙，如图3所示。
而且，在DS-CDMA发射机中，用一个扩频码调制信息信号，在接收机中，用一个相同的扩频码进行相关。因此，指定用户和干扰用户之间的低互相关性对于抑制多址干扰是很重要。可靠的初始化同步需要优良的自相关性，这是因为自相关函数的大旁瓣可能导致错误的码同步判定。而且，优良的自相关性对于可靠地分离多径分量是重要的。
因为扩频码的自相关函数应当尽可能地类似白噪声的自相关函数，DS码序列也称作伪随机(PN)序列。以这种方式联系自相关和互相关函数不可能同时获得优良的自相关值和互相关值。通过注意具有优良的自相关性也是序列优良随机性的表示，这可以被直观的解释。随机码与确定码相比具有较差的互相关性。
这种移动通信系统已经经历不同的发展阶段，并且各个国家使用不同的标准。八十年代的第一代移动系统为语音业务使用模拟传输。美国的高级移动电话业务(AMPS)、英国的全接入通信系统(TACS)、斯堪的纳维亚的北欧移动电话(NMT)和日本的日本电报电话(NTT)等属于第一代。
在八十年代后期产生使用数字传输的第二代系统。与第一代系统相比，它们提供更高的频谱效率、更好的数据业务和更先进的漫游。欧洲的全球移动通信系统(GSM)、日本的个人数字蜂窝系统(PDC)和美国的IS-95属于第二代。
最近，第三代移动无线电网络已经在热烈地讨论和研究之中，并将在2000年左右形成。在国际电信联盟(ITU)中，第三代网络被称作国际移动电信-2000(IMT-2000)，在欧洲，被称作通用移动电信系统(UMTS)。IMT-2000将提供多种业务，包括多媒体和高比特率分组数据。
宽带CDMA已经作为第三代网络的主流空中接口的解决方案出现。目前，宽带CDMA系统由欧洲的欧洲电信标准协会(ESTI)、日本的无线电工业和商业协会(ARIB)、美国的TIA工程委员会TR45和TR46以及T1委员会T1P1和韩国的电信技术协会TTA I和TTA II(分别更名为全球CDMA I和II)进行标准化。可以在Artech House出版社1998年出版的T.Ojanpera等人编著的《第三代移动通信的宽带CDMA》中发现上述各种系统的说明和背景，其全文在此引用作为参考。
最近，日本的ARIB、欧洲的ESTI、美国的T1和韩国的TTA已经根据现有全球移动通信系统(GSM)的核心网络和无线电接入技术制定出第三代移动通信系统，以提供包括多媒体的各种业务，例如音频、视频和数据。他们已经达成协议合作研究以提出发展下一代移动通信系统的技术规范，并将合作研究计划命名为第三代合作计划(3GPP)。
3GPP被划分成三部分的技术研究。第一部分是基于3GPP规范的系统结构和业务性能。第二部分是通用陆地无线电接入网(UTRAN)的研究，该网是应用基于频分双工(FDD)模式的宽带CDMA技术和基于时分双工(TDD)模式的TD-CDMA技术的无线电接入网(RAN)。第三部分是从第二代GSM发展成核心网络的研究，此第二代GSM已经具有第三代网络的性能，例如移动管理和全球漫游。
在3GPP的技术研究中，UTRAN研究定义并指定传输和物理信道。该技术规范，TS S1.11 v1.1.0在1999年3月颁布，其全文在此引用作为参考。此物理信道包括在上行链路和下行链路中使用的专用物理信道(DPCH)。每条DPCH一般提供有三层，例如，超帧、无线电帧和时隙。如3GPP无线电接入网(RAN)标准中所指定的，超帧具有720毫秒周期的最大帧单元。鉴于系统帧数目，一个超帧由七十二个无线电帧组成。每一无线电帧周期为10毫秒，并且一无线电帧包括六十个时隙，根据DPCH每一时隙包括装有相应信息比特的字段。
图4表示基于3GPP RAN标准的一条上行链路DPCH的帧结构。此上行链路DPCH提供有两种信道，例如，一条专用物理数据信道(DPDCH)和一条专用物理控制信道(DPCCH)。上行链路DPDCH适于传送专用数据，而上行链路DPCCH适于传送控制信息。
用于传送控制信息的上行链路DPCCH包括各种字段，例如Npilot比特的导频字段21、NTPC比特的发射功率控制(TPC)字段22、NFBI比特的反馈信息(FBI)字段23和NTFCI比特的可选传送组合标志(TFCI)字段24。导频字段21包括用于支持相干检测所用信道估计的导频比特Npilot。TFCI字段4支持由系统同时提供的多种业务。在上行链路DPCCH中没有TFCI字段4表示相关业务是固定速率业务。参数k确定每一上行链路DPDCH/DPCCH时隙的比特数。它与物理信道扩频因子SF的关系为SF＝256/2k。因此扩频因子SF可以从256降到4。
图5是一张表，表示上行链路DPCCH的各种信息，其中信道比特和码元速率是扩频之前的数据。(在该技术规范时，没有确定图4中不同上行链路DPCCH字段(Npilot、NTPC、NFBI和NTFCI)的实际比特数。)
图6是一张表，表示上行链路DPCCH的导频比特码型，更具体地说，是用于每一时隙的6比特和8比特导频比特码型。在图6中，非阴影序列用于信道估计，而阴影序列可以用作帧同步字或序列。除了帧同步字之外的导频比特例如信道估计字的值为1。
例如，在每一时隙包括六个导频比特Npilot＝6的情况下，由时隙#1至时隙#16在比特#1、比特#2、比特#4和比特#5上组成的序列用作帧同步字。在每一时隙包括八个导频比特的情况下(Npilot＝8)，在比特#1、比特#3、比特#5和比特#7上的序列用作帧同步字。在每一序列时隙的导频比特数是6或8的情况下，总共四个比特用作帧同步字。结果，因为一个无线电帧提供有16个时隙，用作帧同步字的导频比特数是每帧64比特。
图7表示一个扩频/扰频装置，用于基于3GPP RAN标准的上行链路DPCH。图7的装置用于执行四相移相键控(QPSK)操作，其中上行链路DPDCH和DPCCH分别被映射成I和Q信道分支。
扩频是通过各自的信道分支将所有码元转换成多个码片的操作。根据两个不同的正交可变扩频因子(OVSF)或信道化编码CD和CC分别在码片速率上扩频I和Q信道分支。OVSF表示在每一信道分支上每码元的码片数。两个信道分支的扩频被加和，然后用一个特定复数扰频码Cscramb复数扰频。复数扰频结果被划分成实部和虚部，然后放在相应载波上之后发射。
图8表示基于3GPP RAN标准的下行链路DPCH的帧结构。上行链路DPCH中的导频比特(或码元)数是6或8，因为上行链路DPCH在16Kbps的固定速率上启动。然而，因为下行链路DPCH在可变速率上启动，它具有图9所示的导频码元码型。
参见图8，类似于上行链路DPCH，下行链路DPCH提供有两种信道，例如，专用物理数据信道(DPDCH)和专用物理控制信道(DPCCH)。在下行链路DPCH上，下行链路DPDCH适合于传送专用数据，而下行链路DPCCH适合于传送控制信息。用于传送控制信息的下行链路DPCCH包括各种字段，例如导频字段27、TPC字段26和TFCI字段25。导频字段27包括用于支持相干检测所用信道估计的导频码元。
图9是一张表，表示下行链路DPCCH中所包含的导频码元码型，其根据下行链路DPCCH的不同码元速率被分类。例如，在码元速率是16、32、64或128Kbps的情况下，每一时隙包括用于I信道分支的四个导频码元和用于Q信道分支的四个导频码元，总共八个导频码元。
在图9中，非阴影序列用于信道估计，而阴影序列可以用作帧同步字。除了帧同步字之外的其余导频码元(例如信道估计)的值为11。例如，在码元速率是16、32、64或128Kbps的情况下，由从时隙#1到时隙#16，在码元#1和码元#3上的导频码元组成的序列被用作帧同步字。因此，因为每一时隙用作帧同步字的导频码元数是4，在每一无线电帧中使用64个导频码元。
图10表示一个扩频/扰频装置，用于基于3GPP RAN标准的下行链路DPCH。图10的装置用于下行链路DPCH和公共控制物理信道(CCPCH)的扩频和扰频。以下述方式针对两条信道的一对码元执行QPSK操作，即对它们进行串并转换，然后分别映射成I和Q信道分支。
基于两个相同的信道化编码Cch在码片速率上分别扩频I和Q信道分支。两个信道分支的扩频被加和，然后用一个特定复数扰频码Cscramb进行复数扰频。复数扰频结果被分离成实部和虚部，然后分别放在相应载波上之后被发射。显然，在一个蜂窝内同一扰频码用于所有物理信道，而不同的信道化编码用于不同的物理信道。数据和各种控制信息通过上述扩频和扰频后的上行链路和下行链路DPCH被传送给接收机。
TS S1.11 v1.1.0规范还规定了主公共控制物理信道(PCCPCH)，它是用于承载广播信道(BCH)的固定速率的下行链路物理信道，和次级公共控制物理信道(SCCPCH)，用于在恒定速率上承载前向接入信道(FACH)和寻呼信道(PCH)。图11A和11B表示PCCPCH和SCCPCH的帧结构，每一信道具有一个导频字段。TS S1.11 v1.1.0规范为PCCPCH和SCCPCH推荐了导频码型。而且，TS S1.11 v1.1.0规范推荐了DPCH信道的导频码型和用于PCCPCH和SCCPCH的分集天线导频码型，其中DPCH信道的导频码型用于使用开环天线分集的分集天线，该开环天线分集根据基于时空块编码的发射分集(STTD)。这些码型可以在TS S1.11 v1.1.0规范中发现，省略详细说明。
为了帧同步，必须根据导频码型序列执行自相关函数。在导频序列的设计中，发现对于降低有关同步的误报警的概率，具有最小相位差系数的序列的自相关是很重要的。当没有检测到峰值时检测到一个峰值，可确定一个误报警。
最佳地，对于在指定导频比特上具有一个序列的帧，自相关的结果在一个相关周期的零和中间时移上应当具有相同的最大值，但其极性相反，并且在除零和中间时移之外的时移上其余旁瓣的值为零。然而，在上行链路和下行链路上，TS S1.11 v1.1.0中所推荐的各种导频码型并不符合此要求。
在Young Joon Song等人的标题为“用于数字蜂窝电话的具有双阈值的同步序列设计”的论文(1998年8月18-20日)(本发明人是合著者)中，该论文描述了一种用于GSM编码的相关器电路，其中除了零和中间时移上具有第一峰值和第二峰值之外，相差系数都为零，其中第一和第二峰值极性相反，但峰值相等。而且，该论文描述了最低相差系数+4和-4。然而，此论文并未提供如何使用这种序列和自相关获得上述最佳结果，并且，此论文并未提供足够的公开即该序列实现或可以实现最低自相关旁瓣。
如上所述，用作帧同步字或序列的导频码型并未获得最佳结果。而且，背景导频码型不能快速和正确地执行帧同步。并且，上述导频码型和帧同步序列并不提供最佳互相关和自相关。另外，TS规范和该论文都未提供将导频码型用于逐时隙双检帧同步方案的解决方案，也未公开将帧同步序列用于信道估计。
本发明的一个目的是至少解决相关技术中存在的问题和缺点。
本发明的目的之一是提供得到最佳自相关结果的帧同步字。
本发明进一步的目的是消除或防止旁瓣。
本发明进一步的目的是提供零和中间时移上的最大值。
本发明的另一个目的是为至少一个快速和准确帧同步提供同步字。
本发明的另一个目的是提供一种逐时隙双检帧同步方案。
本发明的又一个目的是提供一种可以用于信道估计的帧同步字。
本发明的又一个目的是同时提供优良的互相关性和自相关性。
通过一种使用最佳导频码元同步帧的方法，可以全部或部分地实现本发明，包括步骤：(1)在通信链路上通过相应物理信道接收帧中每一时隙的导频码元；(2)使每一导频码元的接收位置与相应导频序列相关；(3)组合并加和多个相关结果，并从相关中提取最终结果，其中相关结果的旁瓣被抵销；和(4)使用最终结果同步该帧。
导频码元被组合成每一导频序列，以便最终结果除了相关周期的特定位置之外具有零值旁瓣。特定位置是相关周期(x)的起始点(x＝0)和x/整数点。导频码元是以(a，/a)格式的导频码元组合。导频序列在除了相关周期中的起始点和起始点一半之外的位置上提供最小相关合成。在用于检测相关的信道估计中使用除了相关中所用的导频码元之外的导频码元。发送帧中每一时隙的导频码元，和通信链路上各专用信道中专用物理控制信道的导频字段中所包含的导频码元。根据专用物理控制信道的导频字段中所包括的比特值，在相关中使用上行通信链路上各不相同的导频序列。根据专用物理控制信道的码元速率，在相关中使用下行通信链路上各不相同的导频序列。
通过一种使用最佳导频码元同步帧的方法，也可以全部或部分地实现本发明，包括步骤：(1)在通信链路上通过相应物理信道接收帧中每一时隙的导频码元；(2)使每一导频码元的接收位置与相应导频序列相关；(3)组合并求和多个相关结果，并从相关中提取最终结果，其中相关结果的旁瓣具有最小值，并且相关结果在相关周期的起始点和中间点上具有极性不同的最大值；和(4)使用该最终结果同步该帧。
通过一种在基站和移动站之间的通信信道上消除旁瓣的方法，可以全部和部分地实现本发明，包括步骤：生成通信信道中的控制信号和数据信号，控制信号具有L比特的第一序列和L比特的第二序列；根据第一序列生成第一组指定值，第一序列与第一组预定值之间具有第一指定关系；根据第二序列生成第二组指定值，第二序列与第二组指定值之间具有第二指定关系；和组合第一和第二组指定值。
通过一种建立通信信道的方法，可以全部或部分地实现本发明，该方法包括步骤：生成多个帧；为每一帧生成L个时隙，每一时隙具有N比特的导频信号，并且每一时隙中的一个相应比特形成一个导频比特L序列字，所以有N个字，其中从1至L时隙两个相邻字之间比特值相同的两个导频比特数减去从1至L时隙两个相邻字之间比特值不同的两个导频比特数为零或接近于零的一个指定值。
通过一种建立一条具有帧同步或信道估计中至少之一的通信信道的方法，可以全部或部分地实现本发明，该方法包括步骤：生成多个帧；为每一帧生成L个时隙，每一时隙具有N比特的导频信号，并且每一时隙中的一个相应比特形成一个导频比特L序列字，所以有N个字，其中该字具有下述特征的至少之一：帧同步所用的两个相邻序列之间的互相关在零时移上为零，或者帧同步所用的字和帧估计所用的字之间的互相关在所有时移上为零。
通过一种为帧同步降低旁瓣的方法，可以全部或部分地实现本发明，包括步骤：生成多个帧同步字，每个帧同步字具有多个比特；在每对帧同步字上执行自相关函数以生成一对指定值组；并组合该对指定值组以便在零和中间时移上获得幅值相等和极性相反的两个峰值。
通过在具有L个时隙的帧中生成一个指定码型的导频信号的一种方法，可以全部或部分地实现本发明，包括步骤：为每一时隙生成N个导频比特；并根据上述步骤形成N个字，其中指定数目的字被用于帧同步字，并且每一帧同步字具有第一指定数目b0的值为“0”的比特，和第二指定数目b1的值为“1”的比特，以便b1-b0等于零或接近于零的数。
通过包括多个层的用户设备和基站之间的一种通信链路，可以全部或部分地实现本发明，其中一层是物理层，用于建立用户设备和基站之间的通信，并且物理层具有数据和控制信息中的至少之一，一个控制信息是发射L个时隙的N比特的导频字段，所以形成N个L比特的字，其中用于帧同步的两个相邻字之间的互相关在零时移上为零，或者用于帧同步的字和用于信道估计的字之间的互相关在所用时移上为零。
通过用于用户设备和基站至少之一的一种相关器电路，可以全部或部分地实现本发明，包括：多个锁存器电路，每一锁存器电路锁存由来自多个时隙的导频比特形成的字；多个相关器，每一相关器连接到一个相应的锁存器电路，并使该字与一组指定值相关；和一个组合器，组合来自每一相关器的值以便在零和中间时移上形成幅值相等和极性相反的最大峰值。
通过一种通信设备可以全部或部分地实现本发明，包括：用于发送数据和控制信息至少之一的装置；用于接收数据和控制信息至少之一的装置，其中接收装置包括：多个锁存器电路，每一锁存器电路锁存由来自多个时隙的导频比特形成的字；多个相关器，每一相关器连接到一相应的锁存器电路，并使该字与一组指定值相关；多个缓冲器，每一缓冲器连接到一相应的相关器以存储该组指定值；和一个组合器，用于组合来自每一缓冲器的一组值，以便在零和中间时移上形成幅值相等和极性相反的最大峰值。
本发明其它的优点、目的和特征中的一部分将在下述说明书中说明，另一部分通过后续审查或通过实施本发明来领会，对于本领域的普通技术人员来说将是显然的。如所附权利要求书所具体指出的，可以实现和获得本发明的目的和优点。
将参照下述附图详细说明本发明，在附图中同一参考号表示同一单元：
图1简略地图示一个系统，该系统在用户和基站之间的通信中使用CDMA调制技术；
图2表示这三种不同的传播现象；
图3表示用于时分复用导频码元的发射机和接收机的方框图；
图4表示基于3GPP RAN标准的上行链路DPCH的帧结构；
图5是一张表，表示上行链路DPCCH的各种信息；
图6是一张表，表示上行链路DPCCH的导频比特码型；
图7表示一个基于3GPP RAN标准用于上行链路DPCH的扩频/扰频装置；
图8表示基于3GPP RAN标准的下行链路DPCH的帧结构；
图9是一张表，表示下行链路DPCCH中所包含的导频码元码型；
图10表示基于3GPP RAN标准用于下行链路DPCH的一个扩频/扰频装置；
图11A和11B分别表示PCCPCH和SCCPCH的帧结构；
图12A是一张表，表示根据本发明优选实施例的帧同步字C1至Ci-th；
图12B是一张表，表示导频比特序列的自相关函数；
图13A表示两个自相关函数的加和；
图13B表示四个自相关函数的加和；
图14A和14B是表格，表示根据本发明优选实施例用于上行链路DPCCH的导频码型；
图14C是一张表，表示图12A中8个同步字C1-C8和图14A和14B阴影导频比特码型之间的映射关系；
图14D表示根据本发明优选实施例的相关电路，用于基于上行链路DPCCH导频比特的帧同步；
图14E是一张表，表示图14D的点A1-A4上的相关结果和点B上相关结果之和；
图14F是一张表，表示根据本发明优选实施例基于帧同步字的上行链路导频码型的相关结果的各种加和结果；
图14G表示根据一种可选实施例的一个相关器电路，用于基于上行链路DPCCH导频比特序列的帧同步；
图14H表示基站或用户设备的接收机电路，用于恢复在导频字段中包括帧同步字的接收扩频信号；
图14I表示使用此技术规范的导频码型的相关电路结果；
图14J表示图14I结果之和的时移图；
图15A表示用于下行链路DPCH的导频码元码型；
图15B表示图12A的8个帧同步字和图15A阴影导频码元码型之间的映射关系；
图15C表示根据优选实施例的一个相关器电路，用于下行链路DPCCH的帧同步；
图16A表示PCCPCH的导频码元码型；
图16B表示图12A的同步字C1-C8和图16A阴影导频码元码型之间的映射关系；
图16C表示SCCHPCH的导频码元码型；
图16D表示图12A的同步字C1-C8和图16C阴影导频码元码型之间的映射关系；
图17A-17C表示优选实施例的帧同步字和用于DPCH和PCCPCH的当前导频码型(在TS S1.11 v1.1.0规范中所描述的)的自相关函数的加和；
图18A表示在附加高斯白噪声(AWGN)上在上行链路DPCCH和下行链路DPCH上获得的参数PD、PFA和PS；
图18B表示在AWGN信道上在下行链路DPCCH上检测的概率PD；
图18C表示在AWGN信道上在下行链路DPCCH上误报警的概率PFA；
图18D表示在AWGN信道上在下行链路DPCCH上帧同步确认成功检测的概率PS；
图19A表示下行链路DPCH的导频码元码型，用于使用基于时空块编码的发射分集(STTD)的分集天线；
图19B表示图12A的8个字C1-C8和图19Ad的阴影导频码元码型之间的映射关系；
图19C表示用于PCCPCH的分集天线导频码元码型；
图19D表示图12A的字C1-C8和图19C阴影导频码元码型之间的映射关系；
图19E表示当在SCCPCH上使用STTD编码时用于分集天线的导频码元码型；
图19F表示图12A的字C1-C8和图19E阴影导频码元码型之间的映射关系；
图20A是一张表，表示根据本发明另一优选实施例的帧同步字C1-C16(i＝16)和自相关函数；
图20B是一张表，表示在PCSP中分类的每一帧同步字的导频比特的自相关函数；
图20C表示上行链路DPCCH的导频比特码型；
图20D表示图20A的可选帧同步字C1-C16和图20C的阴影帧同步字之间的映射关系；
图20E和20F表示下行链路DPCH的导频码元码型；
图20G表示图20A的可选帧同步字C1-C16和图20E和20F的阴影帧同步字之间的映射关系；
图20H表示下行链路PCCPCH的导频码元码型；
图20I表示图20A的可选帧同步字C1-C16和图20H的阴影帧同步字之间的映射关系；
图21表示用于新的帧同步字C1-Ci-th的一种优选实施例；
图22A表示两个自相关函数的加和；
图22B表示同一类中两个帧同步字之间的两个互相关函数的加和；
图22C表示四个自相关函数的加和；
图22D表示两类的四个帧同步字之间的四个互相关函数的加和；
图23A表示Npilot＝2、3和4的上行链路DPCCH上的导频比特码型；
图23C表示与图23相比根据一种可选实施例的Npilot＝2、3和4的上行链路DPCCH上的导频比特码型；
图23E和23F表示Npilot＝5、6、7和8的上行链路DPCCH上的导频比特码型；
图23B和23D分别表示图21的帧同步字和图23A和23D的阴影帧同步字之间的映射关系；
图23G表示图21的帧同步字和图23E和23F的阴影帧同步字之间的映射关系；
图23H表示随机接入信道的结构；
图23I表示随机接入消息控制字段；
图23J表示RACH的导频比特码型；
图24A表示当Npilot＝2、4、8和16时下行链路DPCH上的导频码元码型；
图24B表示图21的帧同步字C1-C8和图24A的阴影导频码元码型之间的映射关系；
图24C表示下行链路DPCH的导频码元码型，用于使用STTD的分集天线；
图24D表示图21的帧同步字C1-C8和图24C的阴影导频码元码型之间的映射关系；
图25A表示Npilot＝8和16的用于下行链路SCCPCH的导频码元码型；
图25B表示图21的帧同步字C1-C8和图25A的阴影导频码元码型之间的映射关系；
图25C表示Npilot＝8和16的下行链路SCCPCH的导频码元码型，用于使用STTD的分集天线；
图25D表示图21的帧同步字C1-C8和图25C的阴影导频码元码型之间的映射关系；
图26A表示用于估计上行链路DPCCH上在AWGN上导频比特码型性能的参数；
图26B表示在Npilot＝6的上行链路DPCCH上在AWGN信道上帧同步确认成功的概率PS；
图26C表示在Npilot＝6的上行链路DPCCH上在AWGN信道上误报警的概率PFA；
图27是用于15时隙和16时隙的实施例之间的比较图。
根据本发明优选实施例的新帧同步字使自相关函数的最小相位差值在零和中间时移上具有幅值相等和极性相反的两个峰值。此帧同步字适合于帧同步确认，因为通过简单地加和这些字的自相关函数，可以在零和中间时移上获得幅值相等和极性相反的两个最大相关值。这一性质可以用于双检同步定时并减少同步搜索时间。
根据从网络通知的主CCPCH同步定时、帧偏移组和时隙偏移组，用户设备建立下行链路码片同步和帧同步。可以使用帧同步字确认帧同步。根据帧偏移组和时隙偏移组，网络建立上行链路信道码片同步和帧同步。也可以使用帧同步字确认帧同步。
当在上行链路信道或下行链路信道上使用长扰频码时，使用帧同步字的帧同步确认中的故障总是意味着失去帧和码片同步，因为长扰频码的相位每帧重复一次。在上行链路DPCCH上短扰频码的情况下，帧同步确认中的故障未必总是指失去码片同步，因为短扰频码的长度是256，并且它对应于SF＝256的上行链路DPCCH的一个码元周期。因此，导频码型的帧同步字能检测同步状态，并且此信息可以用于层2的RRC连接建立和释放过程。
图12A是一张表，表示根据本发明优选实施例的帧同步字C1至Ci-th，其中每个字包括L个导频比特序列(L＞1)，这些导频比特来自L个时隙中每一时隙的Npilot比特的指定比特位置(Npilot＞0)。在下文描述的第一优选实施例中，同步字数i等于8，时隙数L＝16，每一时隙中导频比特数Npilot在4至16之间，但本发明也可以应用于不同的i、L和Npilot。
根据同步字的自相关函数，可以将优选实施例的同步字C1-C8划分成4类(E-H，称作优选相关序列对(PCSP))，如下：
E＝{C1，C5}
F＝{C2，C6}
G＝{C3，C7}
H＝{C4，C8}
图12B是一张表，表示划分成E、F、G和H类的每一帧同步字的1至16导频比特序列在一个相关周期从时移0到15中的自相关函数。如图12A和12B所示，每类包括两个序列，同类序列具有相同的自相关函数。根据图12B，同步字的自相关函数的最低相位差值在零和中间时移上具有幅值相等和极性相反的两个峰值。而且，自相关函数的结果R1和R2彼此互补。自相关函数之间的关系用下列等式(1)-(4)表示：
RE(τ)＝RF(τ)＝RG(τ)＝RH(τ)，τ为偶数             (1)
      RE(τ)＝-RF(τ)，τ为奇数                      (2)
      RG(τ)＝-RH(τ)，τ为奇数                      (3)
Ri(τ)+Ri(τ+8)＝0，i∈{E，F，G，H}，对于所有的τ    (4)
根据等式(1)、(2)和(3)，获得下式：
RE(τ)+RF(τ)＝RG(τ)+RH(τ)，对于所有的τ           (5)
两个自相关函数RE(τ)和RF(τ)或RG(τ)和RH(τ)的加和变成在零和中间时移上具有幅值相等和极性相反的两个峰值的函数，并且在除零和中间时移之外的所有值为零，如图13A所示，其中峰值等于2*L或-2*L。在优选实施例中，图13A的峰值是32和-32，因为L＝16。诸如(RE(τ)+RG(τ))、(RE(τ)+RH(τ))、(RF(τ)+RG(τ))和(RF(τ)+RH(τ))的其它组合并不具有图13A所示的相同值。通过使用帧同步字所导出的性质，获得下述性质： Σ i = 1 2 a R i ( τ ) = α · ( R E ( τ ) + R F ( τ ) ) , 1 ≤ α ≤ 4 - - - - ( 6 ) 其中Ri(τ)是序列Ci的自相关函数，1≤i≤8。
在图13B中表示四个自相关函数的加和，除了最大值加倍成4*L或-4*L之外与图13B相同(对于优选实施例此最大值为64和-64)，因为通过等式(5)和(6)RE(τ)+RF(τ)+RG(τ)+RH(τ)＝2RE(τ)+RF(τ)。此性质允许帧同步定时的双检，并减少同步搜索时间。上行链路DPCCH的第一实施例
图14A和14B是表格，表示根据本发明优选实施例用于上行链路DPCCH且Npilot＝5，6，7和8的导频码型。图14A和14B的阴影码型用于帧同步(也可以用于信道估计)，除帧同步字之外的导频比特(例如信道估计)的值为1。图14C是一张表，表示图12A的8个同步字C1-C8与图14A和14B的阴影导频比特码型之间的映射关系，其中帧同步字C1、C2、C3和C4分别是组{E，F，G和H}的元素。分别使等式(6)中的α＝1和2获得图13A和13B的结果，它允许在Npilot＝5、6、7和8的上行链路DPCCH上帧同步定时的双检，并减少同步时间。
例如，当Npilot＝6时，在自相关处理中将比特#1(C1)、比特#2(C2)、比特#4(C3)和比特#5(C4)上的帧同步字用于帧同步。对于Npilot＝8，在自相关处理中将比特#1(C1)、比特#3(C2)、比特#5(C3)和比特#7(C4)上的帧同步字用于帧同步。对于在每一时隙中Npilot＝5、6、7和8，总共使用四个帧同步字。结果，因为一个无线电帧具有十六个时隙，在优选实施例中每一帧用于帧同步的导频比特数仅是64。显然，用于帧同步的字数可以根据Npilot的改变而变化。例如，由于该优选实施例的新颖特征，当Npilot＝1时，一个帧同步字C1-C8可以同时用于帧同步和信道估计。
图14D表示根据本发明优选实施例的一种相关电路，当使用帧同步字C1-C4时，根据上行链路DPCCH的导频比特进行帧同步。帧同步字C1-C4分别锁存在锁存电路31-34中。相关器41-44分别执行帧同步字C1-C4的相关函数R(x)，其中x＝0至(L-1)，以生成相关结果A1-A4并存储在缓冲器51至53中。
图14E是一张表，表示点A1-A4上的相关结果和点B上的相关结果之和。如图所示，此结果在零和中间时移R(0)和R(8)上具有极性相反的最大值。而且，在点B上加和之后，除了零和中间之外的时移上的其余旁瓣值为零。旁瓣被消除或最小化，B点上的结果对应于图13B的最佳结果。
图14F是一张表，表示根据本发明的优选实施例根据帧同步字C1-C4的上行链路导频码型点A1-A4相关结果的各种加和结果。点(A1+A2)、(A3+A4)、(A1+A4)和(A2+A3)的自相关结果的各个加和呈现与图13A所示最佳结果相同的特征。
图14G表示根据一种可选实施例的相关器电路，根据上行链路DPCCH的导频比特序列进行帧同步。其单元与图14D的相关器电路相同。(C1和C2)、(C2和C3)、(C3和C4)和(C4和C1)的帧同步字被相关并求和以提供D点上的结果。图14G的D点上的求和结果类似于图14D的相关器电路，除了极性相反的最大值分别是2*L(32)和-2*L(32)，而不是4*L(64)和-4*L(64)之外，与图14F的结果和图13A的最佳结果相对应。
图14H表示基站或用户设备的接收机电路60，用于恢复在导频字段中包括帧同步字的所接收的扩频信号。在由解扩电路61解扩所接收的扩频信号之后，信道估计器和帧同步器62根据导频字段执行信道估计和帧同步。瑞克组合器63使用信道估计器和帧同步器的结果，在瑞克组合之后，由去交织器64以发射机侧的相反顺序去交织数据。此后，数据在解码器65解码得以恢复。
根据先前在TS S1.11 v1.1.0规范中所推荐的帧同步字和用于例如Npilot＝6的帧同步字的比较，可以明显看出本发明的优点。应用等式(1)-(6)的相同原理和图14D的相关器电路，可获得图14I的结果用于技术规范中所指的导频码型。当B点上的求和结果被映射在时移图上时，旁瓣的问题是很明显的，如图14J所示。换句话说，在零和中间时移上没有极性相反的最大峰值，并且在除零和中间之外的时移上出现旁瓣。
如背景技术所述，很难同时获得优良的互相关和自相关，其中互相关涉及不同时移上的不同字，自相关涉及时移形式的相同序列。本发明的优良互相关和自相关性基于帧同步字的独特性质。
参见图12、14A和14B，可以很容易看出根据优选实施例的帧同步字的独特性质。如图12的帧同步字C1-C8中所示，每个字的1和0的个数基本相等。换句话说，值为1的帧同步字的导频比特数(b1)减去值为0的帧同步字的导频比特数(b0)等于零或接近于零。在优选实施例中，当有偶数个时隙时，在一个帧同步字中有相同数目的值为1和0的导频比特以便b1-b0为零。显然，当在一个帧同步字中有奇数个导频比特时，b1-b0的结果是±1，例如接近于零。
通过考察一对相邻帧同步字(Npilot＝5、6和7的图14A和14B的阴影码型)，或一对相邻帧同步字和信道估计字(Npilot＝5、6、7和8的图14A和14B的阴影和非阴影码型)，可以看出帧同步字的第二个性质。通常，在一对相邻字之间(即，在两个相邻帧同步字之间，或相邻的帧同步字和信道估计字之间)数值相同的比特(0，0和1，1)数目(b3)减去相邻字之间(即，在两个相邻帧同步字之间，或相邻的帧同步字和信道估计字之间)数值不同的比特(1，0或0，1)数目(b4)等于零或接近于零的指定值。
在优选实施例中，两个相邻字之间值相同的导频比特数(b3)等于在两个相邻字之间值不同的导频比特数(b4)，即b3-b4＝0。在优选实施例中，当Npilot＝5时，在比特#0上的C1和比特#1上的C2的两个同步字之间，从时隙#1至时隙#16有相同数目的值相同的导频比特(0，0和1，1)和值不同的导频比特(1，0和0，1)，如图14A所示。同样，在比特#1上的同步字C2和比特#2上的信道估计字之间，从时隙#1至时隙#16有相同数目的值相同的导频比特(0，0和1，1)和值不同的导频比特(1，0和0，1)。同样适用于比特#2和比特#3上的两个相邻字之间，和比特#3和比特#4上的两个相邻字之间。上述也适用于Npilot＝6、7和8的相邻比特。显然，当使用奇数个时隙时，b3-b4的结果是±1，例如接近于零。
由于此特征，用于帧同步的两个相邻字之间的互相关在零时移上为零(正交)。而且，在用于帧同步的字和用于信道估计的序列之间的互相关在所有时移上为零(正交)。换句话说，在Npilot个L比特的字中，有偶数个用于帧同步的字，但所有的字执行信道估计，其中在用于帧同步的相邻字之间，有基本上为零的互相关。而且，用于帧同步的字与不用于帧同步的字即用于信道估计的字在所有时移上具有基本上为零的互相关。
而且，通过一个自相关函数每Npilot个字对应于一个指定数，以便当组合与用于帧同步的字相对应的来自一组自相关结果的一对时，在零和中间时移上获得峰值相等和极性相反的两个峰值，同时在除了零和中间之外的时移上基本上消除旁瓣。根据本发明的自相关可以被一般定义为一个字和它的时移复制(包括零时移上的复制)之间的相关，其中相关是两个字之间值相同的比特数减去在相同的两个字之间值不同的比特数。而且，如图12B所示，R1和R2彼此互补。下行链路DPCH的第一实施例
图15A表示Npilot＝4、8和16的用于下行链路DPCH的导频码元码型，其中两个导频比特形成一个码元，其中右边的比特用于I信道分支，左边的比特用于Q信道分支。在优选实施例中，Npilot＝4可以用于8ksps(千码元每秒)；Npilot＝8可以用于16、32、64和128ksps；Npilot＝16可以用于256、512和1024ksps。图15A的阴影码元可以用于帧同步，除了用于帧同步字之外即用于信道估计(信道估计字)的导频码元的值为11。通过为下行链路DPCH对于Npilot＝4使等式(6)中的α＝1，对于Npilot＝8使α＝2，对于Npilot＝16使α＝4，获得图15A的结果。
图15B表示图12A的8个帧同步字和图15A的阴影导频码元码型之间的映射关系。例如，在Npilot＝4的优选实施例中，码元#1包括两个帧同步字C1(用于I信道分支I-CH，即从时隙#1到时隙#16左边的比特序列)和C2(用于Q信道分支Q-CH，即从时隙#1到时隙#16右边的比特序列)，对于Npilot＝8和Npilot＝16，在图15B中，对于相应码元，字与信道之间的对应是显然的。与上行链路DPCCH相似，通过使用根据等式(6)的导频码元码型的自相关性，可以实现帧同步定时的逐一时隙双检，并减少帧同步的搜索时间。
因为下行链路DPCH的帧同步字是基于图12A的帧同步字，为上行链路DPCCH所述的特征适用于下行链路DPCH。例如，相邻字之间(即帧同步码元的I信道分支的同步字和Q信道分支的同步字之间，或者相邻的Q信道分支的信道估计字和I信道分支的帧同步字之间，或者相邻的Q信道分支的帧同步字和I信道分支的信道估计字之间)值相同(0，0和1，1)的比特数(b3)减去相邻字之间(即帧同步码元的I信道分支的同步字和Q信道分支的同步字之间，或者相邻的Q信道分支的信道估计字和I信道分支的帧同步字之间，或者相邻的Q信道分支的帧同步字和I信道分支的信道估计字之间)值不同(1，0和0，1)的比特数(b4)等于零或一个接近于零的指定值。
例如，对于Npilot＝8，在码元#0和#1之间，比特值为1，1和0，0的一对相邻比特，即来自码元#0的Q信道分支的一个比特和来自码元#1的I信道分支的一个比特的数目与比特值为1，0和0，1的相邻比特的数目相同。换句话说，b3-b4＝0。显然，如果时隙数L是一个奇数，b3-b4的结果是±1，例如接近于零的指定值。
图15C表示根据本发明优选实施例用于Npilot＝8的下行链路DPCCH的帧同步的相关电路。其操作和组成与图14D的用于上行链路DPCCH的相关电路相同，除了接收I信道分支和Q信道分支同步字之外。点A1-A4和点B的结果与图14E相同。同样，旁瓣被消除或最小化，此结果对应于图13B的最佳结果。因为用于帧同步的导频码元(或导频比特)数是每时隙两个码元(或每时隙四个比特)，共有32个导频码元(或64个导频比特)要在每一无线电帧中用于帧同步。
在下行链路DPCCH中对于Npilot＝4，可以使用图14G的相关器电路，在这种情况下，I和Q信道帧同步字被输入相关器电路。求和结果将与图14F相同，该结果对应于图13A的最佳结果。在这种情况下，用于帧同步的导频码元(或导频比特)数是每时隙一个码元(或每时隙两个比特)，共16个码元(或32个导频比特)在每一无线电帧中用于帧同步。
在下行链路DPCCH中按Npilot＝16，可以扩展图15C的相关器电路以适应导频码元#5和码元#7的I和Q信道分支的附加帧同步字。求和结果类似于图13B的最佳结果，但极性相反的最大峰值将是128(8*L)和-128(8*L)。而且，用于帧同步的导频码元(或导频比特)数是每时隙四个码元(或每时隙八个比特)，在每一无线电帧中为帧同步使用64个导频码元(或128个导频比特)。下行链路PCCPCH和SCCPCH的第一实施例
图16A表示PCCPCH的导频码元码型。阴影码元可用于帧同步，不用于帧同步的导频码元的值是11。图16B表示图12A的同步字C1-C8与图16A的阴影导频码元码型之间的映射关系。通过在公式(6)中取α＝1或2，可以获得同步定时的双检帧并使同步搜索时间减少。
图16C表示SCCPCH的导频码元码型。阴影码元可用于帧同步，不用于帧同步的导频码元的值是11。图16D表示图12A的同步字C1-C8与图16C的阴影导频码元码型之间的映射关系。
如上所示，PCCPCH和SCCPCH的帧同步字是基于帧同步字C1-C8，并且对于上行链路DPCCH和下行链路DPCH的公开是适用的。因此，由于本领域技术人员基于上行链路DPCCH和下行链路DPCH很容易理解本发明，此处略去对包括互相关、自相关、操作和执行的各种特性的详细说明。
如上所述，非阴影码元是不用于帧同步的导频码元，其包括值为11的码元，而阴影码元则用于帧同步。导频码型的帧同步字用于帧同步确认，并且需要对用于各个帧同步字的自相关值的加和。帧同步字的自相关值的加和的性质非常重要。
图17A(Npilot＝4)，图17B(Npilot＝8)和图17C(Npilot＝16)中表示用于DPCH和PCCPCH的优选实施例和当前导频码型(其在TSS1.11v1.1.0规范中描述)的帧同步字的自相关函数的加和。如图所示，当前导频码型具有非零相差(out of phase)自相关函数，其峰值在零时移处。而优选实施例的帧同步字具有零相差自相关函数，其在零和中间时移(延迟)有两个幅值相等极性相反的峰值。
与规定的帧同步字的相关是用于帧同步的最佳方法。由于导频码型的帧同步字被用于帧同步确认，下面的事件和参数被用来评估使用优选实施例和当前导频码型的帧同步字的帧同步确认的性能：
H1事件：当所接收的阴影列帧同步字和其对应接收机存储的帧同步字之间的编码相位偏移是零时，相关器输出超过预定阈值。
H2事件：当所接收的阴影列帧同步字和其对应接收机存储的帧同步字之间的编码相位偏移不是零时，相关器输出超过预定阈值。
H3事件：对于一帧的一个H1事件并且没有H2事件。
H4事件：当所接收的阴影列帧同步字与其对应接收机存储的帧同步字之间的编码相位偏移分别是0或8时，相关器输出超过预定阈值或小于-1×(预定阈值)。
H5事件：当所接收的阴影列帧同步字与其对应接收机存储的帧同步字之间的编码相位偏移不是0和8时，相关器输出超过预定阈值或小于-1×(预定阈值)。
H6：对于一帧的一个H4事件并且没有H5事件。
PD：检测的概率。
PFA：误报警的概率。
PS：用于一帧的帧同步确认成功的概率。
根据以上定义，在当前导频码型被用于帧同步确认时，检测和误报警的概率可以表示为：
PD＝Prob(H1)     (7)
PFA＝Prob(H2)    (8)
用于一帧的帧同步确认成功的概率变为PS＝Prob(H3)，其可表示为：
PS＝PD(1-PFA)15    (9)
而在应用优选实施例的帧同步字的情况下，如前所述，双检帧同步需要双阈值，检测和误报警的概率可表示为：
PD＝Prob(H4)      (10)
PFA＝Prob(H5)     (11)
类似地，在应用优选实施例的帧同步字的情况下，用于一帧的帧同步确认成功的概率变为PS＝Prob(H6)，其可表示为：
PS＝PD(1-PFA)14    (12)
根据公式(9)和(12)，由于PS与PD和(1-PFA)14或(1-PFA)15成比例，帧同步确认的概率在很大程度上受误报警的概率影响。例如，假设PFA＝10-1，则(1-PFA)14＝0.2288并且(1-PFA)15＝0.2059。现在使PFA＝10-3，则(1-PFA)14＝0.9861并且(1-PFA)15＝0.9851。通过选择阈值使得PFA远小于(1-PD)，可以充分地评估帧同步的性能。
图18A的参数被用于获得上行链路DPCCH和下行链路DPCH上在附加高斯白噪声(AWGN)上的PD，PFA和PS。图18B表示在下行链路DPCCH上在AWGN信道上的检测概率PD，图18C表示在Npilot＝4的下行链路DPCCH上在AWGN信道上的误报警概率PFA，图18D表示优选实施例的导频码型和当前导频码型之间的在Npilot＝4的下行链路DPCCH上在AWGN上的帧同步确认成功的概率PS，其中PD，PFA和PS被表示为Eb/No比率的函数(Eb＝每比特能量，No＝噪声功率谱密度)。
优选实施例的导频码型的PD和PS大于当前导频码型的对应值。此外，根据优选实施例的导频码型的PFA也小于当前导频码型的值。理论公式(9)和(12)与图18D的模拟结果相同。因此，优选实施例的导频码型和当前导频码型的帧同步性能之间有显著差异。例如，从图18D可看出，采用优选实施例的导频码型，在PS＝0.93处有3dB的增益。
优选实施例的帧同步字尤其适用于帧同步确认。通过加和阴影帧同步字的自相关函数，得到在零和中间时移处的幅值相等极性相反的双最大值。可以使用这种性质来一个时隙接一个时隙地双检帧同步定时和减少同步搜索时间。在AWGN上使用导频码型的帧同步确认的性能表示出优选实施例的导频码型和当前导频码型的帧同步性能之间的显著差异。用于STTD分集的下行链路DPCH，PCCPCH和SCCPH的第一实施例
图19A表示用于使用基于发送分集的时空块编码(STTD)的分集天线的下行链路DPCH的新导频码元码型。对于下行链路DPCH上的分集导频码元码型，将STTD应用于Npilot＝8的阴影导频码元#1和#3，和Npilot＝16的阴影导频码元#1，#3，#5和#7。Npilot＝8的非阴影导频码元#0和#2，和Npilot＝16的非阴影导频码元#0，#2，#4和#6被编码为与图15A的导频码元正交。但是，由于STTD编码需要两个码元，所以具有Npilot＝4的下行链路DPCH的分集导频码型被STTD编码。图19B表示图12A的8个字C1-C8与图19A的阴影导频码元码型之间的映射关系。
图19C表示用于PCCPCH的新分集天线导频码元码型。图19C的导频码元被编码为与图16A的导频码元正交。图19D表示图12A的字C1-C8与图19C的阴影导频码元码型之间的映射关系。
图19E表示当在SCCPCH上使用STTD编码时用于分集天线的新导频码元码型。对于SCCPCH上的分集导频码元码型，STTD被应用于图19E中Npilot＝8的阴影导频码元#1和#3，和Npilot＝16的阴影导频码元#1，#3，#5和#7。而Npilot＝8非阴影导频码元#0和#2，和Npilot＝16的非阴影导频码元#0，#2，#4，#6则被编码为与图16C中的导频码元正交。图19F表示图12A的字C1-C8与图19E的阴影导频码元码型之间的映射关系。
由于以上说明是基于字C1-C8的，所以对于前面关于上行链路DPCCH和下行链路DPCH的讨论，PCCPCH和SCCPH是很适用的。本领域技术人员根据前面的公开可以很容易理解使用分集天线的下行链路的特性，在此省略其详细说明。用于上行链路DPCCH和下行链路DPCH和PCCPCH的可替代实施例
图20A是表示根据本发明另一个优选实施例的帧同步字C1-C16(i＝16)和自相关函数的表。帧同步字C1-C16可以被分类为第一实施例的PCSP，表示如下：
E＝{C1，C3，C9，C11}
F＝{C2，C4，C10，C12}
G＝{C5，C7，C13，C15}
H＝{C6，C8，C14，C16}
该可替代帧同步字C1-C16的分类同样可应用于公式(1)-(6)，并且具有与第一实施例相同的性质和特性。图20B是表示分类为PCSP的各个帧同步字的导频比特的自相关函数的表。在该特定情况下，每个类包含4个序列，同一类的序列具有相同的自相关函数。
图20C表示具有Npilot＝6和8的上行链路DPCCH的导频比特码型，图20D表示图20A的可替代帧同步字C1-C16与图20C的阴影帧同步字之间的映射关系。图20E和20F表示具有8，16，32，64，128，256，512，1024，2048和4096ksps的下行链路DPCH的导频码元码型，图20G表示图20A的可替代帧同步字C1-C16与图20E和20F的阴影帧同步字之间的映射关系。图20H表示下行链路PCCPCH的导频码元码型，图20I表示图20A的可替代帧同步字C1-C16与图20H的阴影帧同步字之间的映射关系。
由于以上说明是基于与第一实施例的字C1-C8具有相同特征的可替代字C1-C16进行的，对于前面关于上行链路DPCCH和下行链路DPCH的讨论，第一实施例的PCCPCH和SCCPH是很容易适用的。本领域的技术人员根据前面的公开可以容易地理解该实施例的特征，在此省略对其的详细说明。
该优选实施例的帧同步字尤其适用于帧同步确认。通过加和阴影帧同步字的自相关函数，得到在零和中间时移的幅值相等和极性相反的双最大值。该性质可以用于一个时隙接一个时隙地双检帧同步定时和减少同步搜索时间。而且，本发明使接收机的自相关器电路有更简单的结构，从而降低接收机的复杂性。由于本发明的各种优点，第一优选实施例已被3GPP接受(1999年6月分发，如TS 25.211 v2.0.1中所示)，其整个内容被包含在此作为参考。用于L＝15的优选实施例
根据本发明优选实施例的上述导频码型具有包括帧同步确认在内的各种优点。但是，由于OHG谐和，需要用于15时隙(L＝15)的可替代导频码型。图21表示用于新帧同步字C1-Ci-th的优选实施例，其具有最低相差系数的自相关函数，以及在中间时移处(其中i＝8)具有负峰值的互相关函数的最低幅值。这些帧同步字用于设计优选实施例的上行链路DPCCH，下行链路DPCH和SCCPCH的常规导频码型和分集天线导频码型。通过使用该两个相关函数，能够在零和中间时移处双检帧同步。当在AWGN环境中完成了单检和双检帧同步确认的性能评估时，图21的字C1-C8适合于帧同步确认。
帧同步字C1-C8具有下面的二值自相关函数：
Figure A0010310400371
其中Ri(τ)是帧同步字Ci的自相关函数。与L＝16相似，图21的字可以被分为4类，如下所示：
E＝{C1，C2}
F＝{C3，C4}
G＝{C5，C6}
H＝{C7，C8}
在同一类中的两个字是PCSP。用于优选对{C1，C2}，{C3，C4}，{C5，C6}或{C7，C8}的互相关频谱是：
Figure A0010310400372
其中Rij(τ)是E，F，G，H，和i，j＝1，2，3，…，8的优选对的两个字之间的互相关函数。通过组合这种自相关函数和互相关函数，可得到下面的公式(16)和(17)：
Figure A0010310400382
Figure A0010310400383
根据公式(16)和(17)，当α＝2时，图22A表示两个自相关函数的加和，图22B表示在同一类内的两个帧同步字之间的两个互相关函数的加和。类似地，根据公式(16)和(17)，当α＝4时，图22C表示四个自相关函数，图22D表示两个类E和F的四个帧同步字之间的四个互相关函数的加和。
由于根据该优选实施例的帧同步字C1-C8的自相关函数具有最低的相差系数，通过在图22C的自相关函数输出的(a)处应用正阈值，单检帧同步确认是可行的。此外，通过在图22D的互相关函数输出的(b)处设置负阈值，还可以获得双检帧同步确认。
图23A表示具有Npilot＝2，3和4的上行链路DPCCH上的导频比特码型，图23C表示与图23A比较的根据可替代实施例的具有Npilot＝2，3和4的上行链路DPCCH的导频比特码型。此外，图23E和23F表示具有Npilot＝5，6，7和8的上行链路DPCCH上的导频比特码型。图23A，23C，23E和23F的阴影部分用于帧同步字，除了帧同步字之外的导频比特的值是1。图23B和23D分别表示图21的帧同步字与图23A和23D的阴影帧同步字之间的映射关系。此外，图23G表示图21的帧同步字与图23E和23F的阴影帧同步字之间的映射关系。
上述对于当L＝16时的上行链路DPCCH的各种说明可以容易地适用于当L＝15时的该优选实施例，包括相关器电路(有一些改动)和一般特性。例如，如图21的帧同步字C1-C8中所示，每个字基本上具有相同数量的1和0。在该优选实施例中，b1-b0的结果是+1或-1，例如接近零。此外，当时隙数是15即奇数时，b3-b4的结果是等于+1或-1，例如接近零。此外，由于两个帧同步字被用于Npilot＝2，3和4并且在一个无线电帧中有15个时隙，用于同步的导频比特的数目是每帧30。对于Npilot＝5，6，7和8，由于四个帧同步字被用于一个无线电帧中的15个时隙，用于同步的导频比特的数目是每帧60。而且，两个或四个自相关函数和在两个或四个帧同步字之间的互相关函数的加和结果对应于图22A-22D。
随机接入信道(RACH)是用于载带来自UE的控制信息的上行链路传输信道。RACH还可以载带短用户分组。RACH总是从整个蜂窝单元接收的。图23H表示随机接入信道的结构。该10ms消息被分成15时隙，每个时隙长度Tslot＝2560码片。每个时隙具有两部分，其中数据部分载带Layer2信息，控制部分载带Layerl控制信息。数据和控制部分被并行发送。
数据部分包括10*2k比特，其中k＝0，1，2，3。这分别对应于用于消息数据部分的扩频因子256，128，64和32。控制部分具有8个已知导频比特以支持相干检测的信道估计，以及2比特的速率信息。这对应于用于消息控制部分的扩频因子256。图23I表示随机接入消息控制字段，每个时隙总是有8个导频码元用于信道估计。由于根据优选实施例的帧同步字的独特特性，帧同步字C1-C8可以在RACH的导频比特码型中用于信道估计。图23J表示RACH的导频比特码型，以及与图23G中所示用于Npilot＝8的映射关系相同的映射关系。由于帧同步字C1-C8的还可以被独自用于信道估计的新特性，很容易复用该导频码型，因此允许不同上行链路信道之间的公共性。
图24A表示当Npilot＝2，4，8和16时下行链路DPCH上的导频码元码型。图24A的阴影部分可用于帧同步码元，每个码元具有一个用于I信道分支的帧同步字和另一个用于Q信道分支的帧同步字，除了帧同步字之外的导频码元的值是11。图24B表示图21的帧同步字C1-C8与图24A的阴影导频码元码型之间的映射关系。
图24C表示用于使用STTD的分集天线的下行链路DPCH的导频码元码型。对于下行链路DPCH上的分集导频码元码型，STTD被应用于Npilot＝8的阴影导频码元#1和#3，和Npilot＝16的码元#1，#3，#5和#7。Npilot＝8的非阴影导频码元#0和#2，和Npilot＝16的码元#0，#2，#4和#6被编码为与图24A的导频码元正交。但是，由于STTD编码需要两个码元，因此对具有Npilot＝4的下行链路DPCH的分集导频码型进行STTD编码。由于STTD编码的导频码元码型与普通导频码元码型正交，STTD编码的导频码型还可以用于反馈模式分集的天线校验。图24D表示图21的帧同步字C1-C8与图24C的阴影导频码元码型之间的映射关系。
图25A表示用于Npilot＝8和16的下行链路SCCPCH的导频码元码型，图25B表示图21的帧同步字C1-C8与图25A的阴影导频码元码型之间的映射关系。此外，图25C表示用于使用STTD的分集天线的Npilot＝8和16的下行链路SCCPCH的导频码元码型，图25D表示图21的帧同步字C1-C8与图25C的阴影导频码元码型之间的映射关系。
可以理解，上述当L＝16时对于下行链路DPCH的各种说明很容易应用于当L＝15时的该优选实施例，包括相关器电路(有一些改动)和一般特性。而且，两个或四个自相关函数和在两个或四个帧同步字之间的互相关函数的加和结果对应于图22A-22D。
为了评估根据优选实施例的用于每帧15时隙的帧同步字的性能，首先定义以下的事件和参数：
H1事件：自相关器输出在零时隙偏移处超过预定阈值。
H2事件：自相关器输出在零时隙偏移处超过预定阈值，或者互相关器输出在7时隙偏移处小于-1×(预定阈值)。
H3事件：自相关器输出在除了零的时隙偏移处超过预定阈值。
H4事件：互相关器输出在除了7的时隙偏移处小于-1×(预定阈值)。
PS：帧同步确认成功的概率。
PFA：误报警的概率。
如果使用帧同步字的相关器的输出超过预定阈值，则确认帧同步。当连续SR帧同步被确认时，可确定帧同步确认的成功。否则，确定出帧同步确认的失败。因此，帧同步确认成功的概率以下式定义：
Figure A0010310400411
误报警的概率可以表示为：
PFA＝Prob(H3)    (19)
   ＝Prob(H4)
图26A的参数被用于评估在AWGN上在上行链路DPCCH上的导频比特码型的性能。图26B表示在AWGN信道上具有Npilot＝6的上行链路DPCCH上的帧同步确认成功的概率PS。此外，图26C表示在AWGN信道上具有Npilot＝6的上行链路DPCCH上的误报警的概率PFA。PS和PFA被表示为Eb/No的比率的函数(Eb＝每比特能量，No＝噪声功率谱密度)。
在上行链路DPCCH上SR＝3的单检和双检帧同步确认的PS在-5dB分别小于0.945和0.99。此外，与单检方法相比，通过双检方法可以获得大约4dB增益。根据图26C，对于在-5dB归一化阈值＝0.6情况下的误报警概率小于2.5×10-4。由于当使用双检帧同步确认方法时在Eb/No＝0dB处检测到具有零误报警的完全帧同步确认成功，可以将该导频码型用于帧同步确认。
图27是用于15时隙和16时隙的实施例之间的比较图。除了用于L＝16实施例的各种优点之外，根据该优选实施例的用于L＝15的导频比特/码元码型还具有附加的优点。通过使用帧同步字的这种性质/特性，可以获得双检帧同步方案。与单检方法相比，采用双检帧同步确认方法可以有约4dB的显著增益。但是，在15时隙的情况下，由于使用了用于正峰值检测的自相关器和用于负峰值检测的互相关器，相关器电路的复杂程度被加倍。
由于15时隙的帧同步字的自相关函数具有最低的相差系数，也可以采用单检帧同步确认方法；而在16时隙的情况下，由于+4或-4的相差系数而存在一些问题。由于当使用双检帧同步确认方法时在上行链路上Eb/No＝0dB处检测到具有零误报警的完全帧同步确认成功，15时隙的导频码型非常适用于帧同步确认。由于优选实施例的各种优点，15时隙的导频比特/码元码型也已经被3GPP接受。
上述实施例仅是示例性的而并不应理解为对本发明的限制。此处所讲述的方法可以容易地应用到其它类型的装置。本发明的讲述是用于说明性目的，并不限制权利要求的范围。本领域技术人员可以作出多种替换、修改和变型。在权利要求中，装置+功能的表述是为了涵盖执行所述功能的所述结构，及其各种等同结构和方法。

Claims (24)

1.一种用于消除基站和移动站之间的通信信道中的旁瓣的方法，包括以下步骤：
(a)在通信信道中产生控制信号和数据信号，所述控制信号具有L比特第一序列和L比特第二序列；
(b)根据第一序列产生第一组规定值，第一序列与第一组规定值具有第一规定关系；
(c)根据第二序列产生第二组规定值，第二序列与第二组规定值具有第二规定关系；和
(d)组合第一和第二组规定值。
2.根据权利要求1的方法，其中步骤(b)和(c)包括以下步骤：执行第一和第二序列的自相关函数，以分别产生第一和第二组规定值。
3.根据权利要求1的方法，其中所述L比特第一和第二序列的每一个包括第一规定数目(b0)的等于“0”的比特值和第二规定数目(b1)的等于“1”的比特值，其中b1-b0是零或接近零的值。
4.根据权利要求3的方法，其中接近零的值是+1或-1。
5.根据权利要求1的方法，其中通信信道包括具有L个时隙的帧，其中步骤(d)允许进行以下操作中的至少一种：一个时隙接一个时隙的帧同步，信道估计，双检帧同步和单检帧同步。
6.根据权利要求1的方法，其中通信信道包括多个帧，每个帧具有L个时隙，每个时隙具有N个导频比特，使得在一个帧中有N个L比特的序列，所述第一和第二序列是N个序列中的序列。
7.根据权利要求6的方法，其中用于帧同步的序列是一族i个序列中的成员。
8.根据权利要求7的方法，其中i＝8，L＝15，N＝2至32，每个帧具有10ms的周期，每个时隙具有约0.667ms的周期。
9.一种用于消除基站和移动站之间的通信信道中的旁瓣的方法，包括以下步骤：
(a)在通信信道中产生控制信号和数据信号，所述控制信号具有L比特第一序列和L比特第二序列；
(b)自相关第一和第二序列以产生第一和第二自相关值；
(c)互相关第一和第二序列以产生第一和第二互相关值；和
(d)组合第一和第二自相关值和第一和第二互相关值。
10.根据权利要求9的方法，其中步骤(d)的结果包括在零和中间时移处的最大峰值，它们大小相等极性相反。
11.一种用于建立至少具有帧同步和信道估计之一的通信信道的方法，该方法包括以下步骤：
产生多个帧；
产生每个帧的L个时隙，每个时隙具有N比特的导频信号，并且每个时隙中的一个相应比特形成L序列的导频比特的一个字，使得共有N个字，其中这些字具有至少一个以下特征：
用于帧同步的两个相邻序列之间的互相关在零时移处是零，或
用于帧同步的字和用于信道估计的字之间的互相关在所有时移处是零。
12.一种用于建立通信信道的方法，该方法包括以下步骤：
产生多个帧；和
产生每个帧的15个时隙，每个时隙具有N比特的一个导频信号，并且每个时隙中的一个相应比特形成15序列的导频比特的一个字，使得共有N个字，其中从1至15的两个相邻字之间相同的两个导频比特的比特值的数目减去从1至15的该两个相邻字之间不同的两个导频比特的比特值数目是+1或-1。
13.一种用于在具有15时隙的一帧中产生规定码型的导频信号的方法，包括以下步骤：
产生每个时隙的N个导频比特；和
基于以上步骤形成N个15比特的字，其中一规定数目的N个字中的每一个具有第一数目b0的值为“0”的比特和第二规定数目b1的值为“1”的比特，使得b1-b0是+1或-1。
14.根据权利要求13的方法，其中当所述产生的每个时隙的导频比特在上行链路中是5时，第一编号的导频比特流是“100011110101100”，第二编号的导频比特流是“101001101110000”，第三编号的导频比特流是“111111111111111”，第四编号的导频比特流是“110001001101011”，第五编号的导频比特流是“001010000111011”，其中每个所述导频比特流的长度与一个帧中的时隙数对应。
15.根据权利要求13的方法，其中当所述产生的每个时隙的导频比特在上行链路上是6时，第一编号的导频比特流是“111111111111111”，第二编号的导频比特流是“100011110101100”，第三编号的导频比特流是“101001101110000”，第四编号的导频比特流是“111111111111111”，第五编号的导频比特流是“110001001101011”，第六编号的导频比特流是“001010000111011”，其中每个所述导频比特流的长度与一个帧中的时隙数对应。
16.根据权利要求13的方法，其中当所述产生的每个时隙的导频比特在上行链路上是7时，第一编号的导频比特流是“111111111111111”，第二编号的导频比特流是“100011110101100”，第三编号的导频比特流是“101001101110000”，第四编号的导频比特流是“111111111111111”，第五编号的导频比特流是“110001001101011”，第六编号的导频比特流是“001010000111011”，第七编号的导频比特流是“111111111111111”，其中每个所述导频比特流的长度与一个帧中的时隙数对应。
17.根据权利要求13的方法，其中当所述产生的每个时隙的导频比特在上行链路上是8时，第一编号的导频比特流是“111111111111111”，第二编号的导频比特流是“100011110101100”，第三编号的导频比特流是“111111111111111”，第四编号的导频比特流是“101001101110000”，第五编号的导频比特流是“111111111111111”，第六编号的导频比特流是“110001001101011”，第七编号的导频比特流是“111111111111111”，第八编号的导频比特流是“001010000111011”，其中每个所述导频比特流的长度与一个帧中的时隙数对应。
18.根据权利要求13的方法，其中当所述产生的每个时隙的导频比特在下行链路上是2时，第一编号的导频比特流是“100011110101100”，该第一编号的另一个导频比特流是“101001101110000”，其中每个所述导频比特流的长度与一个帧中的时隙数对应。
19.根据权利要求13的方法，其中当所述产生的每个时隙的导频比特在下行链路上是4时，第一编号的导频比特流是“111111111111111”，该第一编号的另一个导频比特流是“111111111111111”，第二编号的导频比特流是“100011110101100”，该第二编号的另一个导频比特流是“101001101110000”，其中每个所述导频比特流的长度与一个帧中的时隙数对应。
20.根据权利要求13的方法，其中当所述产生的每个时隙的导频比特在下行链路上是8时，第一编号的导频比特流是“111111111111111”，该第一编号的另一个导频比特流是“111111111111111”，第二编号的导频比特流是“100011110101100”，该第二编号的另一个导频比特流是“101001101110000”，第三编号的导频比特流是“111111111111111”，该第三编号的另一个导频比特流是“111111111111111”，第四编号的导频比特流是“110001001101011”，该第四编号的另一个导频比特流是“001010000111011”，其中每个所述导频比特流的长度与一个帧中的时隙数对应。
21.根据权利要求13的方法，其中当所述产生的每个时隙的导频比特在下行链路上是16时，第一编号的导频比特流是“111111111111111”，该第一编号的另一个导频比特流是“111111111111111”，第二编号的导频比特流是“100011110101100”，该第二编号的另一个导频比特流是“101001101110000”，第三编号的导频比特流是“111111111111111”，该第三编号的另一个导频比特流是“111111111111111”，第四编号的导频比特流是“110001001101011”，该第四编号的另一个导频比特流是“001010000111011”，第五编号的导频比特流是“111111111111111”，该第五编号的另一个导频比特流是“111111111111111”，第六编号的导频比特流是“111010110010001”，该第六编号的另一个导频比特流是“110111000010100”，  第七编号的导频比特流是“111111111111111”，该第七编号的另一个导频比特流是“111111111111111”，第八编号的导频比特流是“100110101111000”，该第八编号的另一个导频比特流是“000011101100101”，其中每个所述导频比特流的长度与一个帧中的时隙数对应。
22.一种用户设备和基站之间的通信链路，包括多个层，其中一个层是物理层，建立用户设备和基站之间的通信，该物理层具有数据和控制信息中至少一种，其中一种控制信息是发送的用于15个时隙的N比特导频字段，使得形成N个15比特的字，其中在N个字中，一对字被互相关，一对字被自相关。
23.一种至少用于用户设备和基站中的一个的相关器电路，包括：
多个锁存电路，每个锁存电路锁存一个由来自多个时隙的一个导频比特形成的字；
多个相关器，每个相关器连接到对应的锁存电路并把相应的字与一组规定值相关；和
组合器，组合来自每个相关器的组，使得在零和中间时移处形成幅值相等极性相反的最大峰值。
24.根据权利要求23的相关器电路，还包括多个缓冲器，每个缓冲器连接到对应的相关器以存储该组规定值。
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