CN105700605A - 基于反相放大器的双环电压调节器及其电压调节方法 - Google Patents

基于反相放大器的双环电压调节器及其电压调节方法 Download PDF

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Abstract

提供了基于反相放大器的双环电压调节器及其电压调节方法。所述电压调节器包括通过元件、缓冲器和误差放大器。该电压调节器还包括快速推挽式驱动器，快速推挽式驱动器具有反相器型放大结构，连接在通过元件的电力输出和控制输入之间，并且以比主反馈回路的速度快的速度减小电力输出的正峰和负峰。

Description

基于反相放大器的双环电压调节器及其电压调节方法
要求于2014年12月11日在韩国知识产权局提交的第10-2014-0178639号韩国专利申请的优先权，该申请的全部内容通过引用包含于此。
技术领域
这里描述的本公开的实施例涉及一种电源装置，更具体地讲，涉及一种容易装在片上的电压调节器。
背景技术
随着诸如智能电话、平板PC等高端移动装置的发展，为了改进性能、降低成本、减少缺陷率，正在进行各种尝试。
作为这些尝试之一，正在进行关于低功耗的研究，以更长时间地使用移动装置的电池。此外，正在进行关于向移动装置中的电子器件供电以确保移动装置的可靠操作的研究。
低漏失电压调节器向片上系统中的电子器件(诸如，应用处理器或存储器控制器)供电，并且必须具有不管电力输入的变化或负载电流的变化如何都保持恒定电力输出的功能。
低漏失电压调节器是输入电压和输出电压之间的电平差相对小的一种电压调节器。
当芯片中的电子器件所消耗的电流急剧变化时，电压调节器的输出电压出现纹波。电容相对大的电容器被安装在芯片的内部或外部，用于通过减少纹波来稳定输出电压，从而增加了制造成本并且增大了缺陷率。
发明内容
本公开的实施例提供了一种非常适合片上集成的电压调节器。
本公开的实施例提供了一种能够减小或最小化由于短时间内的负载变化而产生的过冲或下冲的低漏失电压调节器。
本公开的实施例提供了即使在没有电容器的配合的情况下使用时也能够提供快速响应和稳定电力输出的电压调节器和电压调节方法。
本公开的实施例的一个方面涉及提供一种电压调节器，该电压调节器包括通过元件、缓冲器、误差放大器和快速推挽式驱动器。通过元件可具有与电压源连接的电力输入、与负载连接的电力输出和控制输入。缓冲器可具有输入并且可具有与通过元件的控制输入连接的输出。误差放大器可与通过元件和缓冲器一起形成第一反馈回路，并且可具有与通过元件的电力输出的取样电压连接的正输入、与参考电压连接的负输入和与缓冲器的输入连接的输出。快速推挽式驱动器可以以反相器型放大结构连接在通过元件的电力输出和控制输入之间，并且可以以比第一反馈回路的电压调节速度快的速度减小由于负载变化而导致的电力输出的负峰和正峰。
快速推挽式驱动器可与通过元件一起形成第二反馈回路。第二反馈回路的操作速度比第一反馈回路的操作速度快。
快速推挽式驱动器可包括：第一放大器，属于反相器型并且被构造成响应于通过元件的电力输出来产生反相输出；第二放大器，属于反相器型并且被构造成响应于反相输出来产生用于控制控制输入的电压电平的推驱动电流或拉驱动电流。
快速推挽式驱动器还可包括与通过元件的电力输出连接并且被构造成执行交流(AC)耦合的高通滤波器。
第一放大器可包括：第一PMOS晶体管，具有与电源电压连接的源极、与电力输出连接的栅极和与反相输出连接的漏极；第一NMOS晶体管，具有与反相输出连接的漏极、与电力输出连接的栅极和与地电压连接的源极。第二放大器可包括：第二PMOS晶体管，具有与电源电压连接的源极、与反相输出连接的栅极和与控制输入连接的漏极；第二NMOS晶体管，具有与控制输入连接的漏极、与反相输出连接的栅极和与地电压连接的源极。
第一放大器可包括：第一电流源，与电源电压连接；第一PMOS晶体管，具有与第一电流源的输出连接的源极、与电力输出连接的栅极和与反相输出连接的漏极；第一NMOS晶体管，具有与反相输出连接的漏极和与电力输出连接的栅极；第二电流源，连接在第一NMOS晶体管的源极和地电压之间。第二放大器可包括：第三电流源，与电源电压连接；第二PMOS晶体管，具有与电流源的输出连接的源极、与反相输出连接的栅极和与控制输入连接的漏极；第二NMOS晶体管，具有与控制输入连接的漏极和与反相输出连接的栅极；第四电流源，连接在第二NMOS晶体管的源极和地电压之间。
第一放大器可包括：第一PMOS晶体管，具有与电源电压连接的源极和与电力输出连接的栅极；第三PMOS晶体管，具有与第一PMOS晶体管的漏极连接的源极、与电力输出连接的栅极和与反相输出连接的漏极；第一NMOS晶体管，具有与电力输出连接的栅极和与地电压连接的源极；第三NMOS晶体管，具有与反相输出连接的漏极、与电力输出连接的栅极、与第一NMOS晶体管的漏极连接的源极。第二放大器可包括：第二PMOS晶体管，具有与电源电压连接的源极和与反相输出连接的栅极；第四PMOS晶体管，具有与第二PMOS晶体管的漏极连接的源极、与反相输出连接的栅极和与控制输入连接的漏极；第二NMOS晶体管，具有与反相输出连接的栅极和与地电压连接的源极；第四NMOS晶体管，具有与控制输入连接的漏极、与反相输出连接的栅极和与第二NMOS晶体管的漏极连接的源极。
第一放大器可包括：第一PMOS晶体管，具有与电源电压连接的源极和与电力输出连接的栅极；第三PMOS晶体管，具有与第一PMOS晶体管的漏极连接的源极、与第一控制电压连接的栅极和与反相输出连接的漏极；第一NMOS晶体管，具有与电力输出连接的栅极和与地电压连接的源极；第三NMOS晶体管，具有与反相输出连接的漏极、与第二控制电压连接的栅极和与第一NMOS晶体管的漏连接的源极。第二放大器可包括：第二PMOS晶体管，具有与电源电压连接的源极和与反相输出连接的栅极；第四PMOS晶体管，具有与第二PMOS晶体管的漏极连接的源极、与第一控制电压连接的栅极和与控制输入连接的漏极；第二NMOS晶体管，具有与反相输出连接的栅极和与地电压连接的源极；第四NMOS晶体管，具有与控制输入连接的漏极、与第二控制电压连接的栅极和与第二NMOS晶体管的漏极连接的源极。
第一放大器可包括：第一PMOS晶体管，具有与电源电压连接的源极和与电力输出连接的栅极；第三PMOS晶体管，具有与第一PMOS晶体管的漏极连接的源极和与电力输出连接的栅极；第一NMOS晶体管，具有与电力输出连接的栅极和与地电压连接的源极；第三NMOS晶体管，具有与第三PMOS晶体管的漏极连接的漏极、与电力输出连接的栅极和与第一NMOS晶体管的漏极连接的源极。第二放大器可包括：第二PMOS晶体管，具有与电源电压连接的源极、与第一PMOS晶体管的漏极连接的栅极和与控制输入连接的漏极；第二NMOS晶体管，具有与第一NMOS晶体管的漏极连接的栅极、与控制输入连接的漏极和与地电压连接的源极。
电压调节器还可包括：频率补偿元件，连接在通过元件的电力输出和缓冲器的输入之间并且被构造成稳定整个电路回路的频率。
本公开的实施例的另一个方面涉及提供一种电压调节器，该电压调节器包括通过元件、缓冲器、误差放大器和快速推挽式驱动器。通过元件可具有与电压源连接的电力输入、与负载连接的电力输出以及控制输入。缓冲器可具有输入并且可具有与通过元件的控制输入连接的输出。误差放大器可与通过元件和缓冲器一起形成第一反馈回路，并且可具有与通过元件的电力输出的分压电压连接的正输入、与参考电压连接的负输入和与缓冲器的输入连接的输出。快速推挽式驱动器可以以反相器型放大结构连接在通过元件的电力输出和控制输入之间，并且当由于负载变化而出现电力输出的下冲和过冲时可在AC耦合电力输出的同时以比第一反馈回路的调节速度快的速度调节电力输出。
本公开的实施例的另一个方面涉及提供一种低漏失电压调节器，该低漏失电压调节器包括通过元件、分压器、缓冲器、误差放大器和快速推挽式驱动器。通过元件可响应于控制输入处的电压将电力输入传递到与负载连接的电力输出。分压器可根据指定的电阻比将电力输出分压以产生分压输出。缓冲器可具有输入并且具有与通过元件的控制输入连接的输出。误差放大器可与通过元件和缓冲器一起形成第一反馈回路，并且可对与分压器的分压输出连接的正输入的电压和与输入参考电压连接的负输入的电压进行比较和放大，误差放大器的输出被作为缓冲器的输入提供。快速推挽式驱动器可具有反相器型放大结构，并且可在由于负载变化而出现偏离电力输出的目标电压的负峰或正峰时，以比第一反馈回路的电压调节速度快的速度将电力输出调节成目标电压。
本公开的实施例的又一个方面涉及提供一种低漏失电压调节器，该电低漏失电压调节器包括通过元件、分压器、缓冲器、误差放大器和快速推挽式驱动器。通过元件可响应于控制输入上的电压将电力输入传递到与负载连接的电力输出。分压器可根据指定的电阻比将电力输出分压，以产生分压输出。缓冲器可具有输入并且可具有与通过元件的控制输入连接的输出。误差放大器可与通过元件和缓冲器一起形成第一反馈回路，并且可对与分压器的分压输出连接的正输入的电压和与输入参考电压连接的负输入的电压进行比较和放大。误差放大器的输出可被作为缓冲器的输入提供，第一反馈回路可具有第一增益。快速推挽式驱动器可与通过元件一起形成具有比第一反馈回路的操作响应快的操作响应的第二反馈回路，并且当由于负载变化而出现偏离电力输出的目标电压的负峰或正峰时，可以以比第一反馈回路的电压调节速度快的速度将电力输出调节成目标电压。
提供了一种片上系统，该片上系统包括：电子器件；电子调节器，属于无电容器型并且被构造成提供电子器件的操作所需的电力输出。电压调节器可包括直流(DC)反馈回路和AC反馈回路。DC反馈回路可由顺序连接在通过晶体管的电力输出和控制输入之间的误差放大器和缓冲器形成。AC反馈回路可由连接在通过晶体管的电力输出和控制输入之间的快速推挽式驱动器形成。AC反馈回路可通过在电力输出的目标电压电平下出现负峰或正峰时执行N级反相放大(N是2或更大)，以比DC反馈回路的电压调节速度快的速度将电力输出调节成目标电压。
提供了一种电压调节方法，该电压调节方法包括：通过将误差放大器和缓冲器顺序连接在通过电阻器的电力输出和控制输入之间，形成DC反馈回路；通过将快速推挽式驱动器连接在通过晶体管的电力输出和控制输入之间，形成AC反馈回路；控制DC反馈回路以目标电压的电平来驱动电力输出；当目标电压出现下冲时，以比DC反馈回路的调节速度快的速度来控制AC反馈回路，使得从控制输入释放拉电流；当目标电压出现过冲时，以比DC反馈回路的调节速度快的速度来控制AC反馈回路，使得拉电流被供应到控制输入。
本公开的实施例的又一方面涉及提供一种通过误差放大器和通过元件形成DC反馈回路的电压调节器，该电压调节器包括用于AC反馈回路的快速推挽式驱动器。快速推挽式驱动器可包括：第一放大器，属于反相器型并且被构造成响应于通过元件的电力输出来产生反相输出；第二放大器，属于反相器型并且被构造成响应于反相输出来产生用于控制通过元件的控制输入的电压电平的推驱动电流或拉驱动电流。
本公开的实施例的又一方面涉及提供一种片上系统电压调节器，片上系统电压调节器具有：电压调节元件，响应于控制输入信号调节电力输出处产生的电压；DC反馈回路，基于电力输出电压调节控制输入信号；AC反馈回路，同样基于电力输出电压调节控制信号输入。
本公开的实施例的又一方面涉及一种由片上系统执行的调节电源电压的方法。该方法包括：用电压调节元件响应于控制输入信号调节电力输出处产生的电压；用DC反馈回路基于电力输出电压调节控制输入信号；另外地用AC反馈回路基于电力输出电压调节控制输入信号。
根据本公开的示例性实施例，可以在短时间内减小或最小化由于负载变化而产生的过冲或下冲。特别地，即使对于无电容器型电子装置也能够提供快速响应和稳定电力输出。因此，容易将它安装在片上系统上，并且容易降低制造成本和减小缺陷率。
附图说明
通过下面参照附图进行的描述，以上和其它目的和特征将变得清楚，其中，在各幅附图中，同样的附图标记始终指示同样的部件，除非另外指明，其中：
图1是示意性示出根据本公开的示例性实施例的低漏失电压调节器的框图；
图2是示意性示出根据本公开的示例性实施例的电压调节器的电路图；
图3是示意性示出根据本公开的另一示例性实施例的电压调节器的电路图；
图4是示意性示出图2或图3中示出的快速推挽式驱动器的电路图；
图5是图4的实施例的详细电路图；
图6是示出图4的另一实施例的详细电路图；
图7是示出图4的又一实施例的详细电路图；
图8是示出图4的又一实施例的详细电路图；
图9是示出图4的又一实施例的详细电路图；
图10是示出图2或图3的缓冲器的实施例的详细电路图；
图11A是用于描述根据图2或图3的电压调节操作的波形图；
图11B是用于描述根据图2或图3的正峰减小操作的波形图；
图12是示意性示出装配有电容器的低漏失电压调节器的连接结构的图；
图13是示意性示出无电容器型低漏失电压调节器的连接结构的图；
图14是示意性示出根据本公开的示例性实施例的包括片上系统的应用的框图；
图15是示意性示出根据本公开的示例性实施例的安装在固态驱动器上的应用的框图；
图16是示意性示出根据本公开的示例性实施例的安装在显示驱动器IC上的应用的框图；
图17是示意性示出根据本公开的示例性实施例的与智能卡连接的应用的框图；
图18是示意性示出用于存储器控制器的无电容器型低漏失电压调节器的应用的框图。
具体实施方式
将参照附图来详细描述实施例。然而，本公开可用各种不同形式实施并且不应该被理解为只局限于示出的实施例。相反，提供这些实施例作为示例使得本公开将是彻底和完全的，并且将把本公开的构思充分传达给本领域的技术人员。因此，未针对本公开的一些实施例描述已知的过程、元件和技术。除非另外指明，否则在附图和书面描述中，同样的附图标记始终指示同样的元件，因此将不再重复进行描述。在附图中，为了清晰起见，可夸大层和区域的尺寸和相对尺寸。
将理解的是，尽管在这里可以使用术语“第一”、“第二”、“第三”等来描述各种元件、组件、区域、层和/或部分，但是这些元件、组件、区域、层和/或部分不应该受这些术语的限制。这些术语只是用来将一个元件、组件、区域、层或部分与另一个元件、组件、区域、层或部分区分开来。因此，在不脱离本公开的教导的情况下，下面讨论的第一元件、第一组件、第一区域、第一层或第一部分可被命名为第二元件、第二组件、第二区域、第二层或第二部分。
为了便于描述，在这里可以使用空间相对术语诸如“之下”、“下方”、“下部”、“下面”、“上方”、“上面”等来描述如图中所示的一个元件或特征与其它元件(一个或多个)或特征(一个或多个)的关系。将理解的是，空间相对术语意在包含除了在图中描述的方位之外的装置在使用或操作时的不同方位。例如，如果图中的装置被翻转，则被描述为在其它元件或特征“下方”、“之下”或“下面”的元件随后将被定位为在其它元件或特征“上方”。因此，示例性术语“下方”和“下面”可以包含上方和下方这两种方位。所述装置可以被另外定位(旋转90度或者在其它方位)，并且相应地解释这里使用的空间相对描述符。另外，还将理解的是，当层被称为“在”两个层“之间”时，它可以是这两个层之间的唯一层，或者还可存在一个或多个中间层。
这里使用的术语只是出于描述特定实施例的目的，而不意图限制本公开。如这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式“一”、“一个”和“该/所述”也意图包括复数形式。还将理解的是，当在本说明书中使用术语“包括”和/或其变型时，说明存在所述特征、整体、步骤、操作、元件和/或组件，但不排除存在或附加一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。如在此所使用的，术语“和/或”包括一个或多个相关所列项的任一和全部组合。另外，术语“示例性”旨在表示示例或例证。
将理解的是，当元件或层被称作“在”另一元件或层“上”、“连接到”、“结合到”另一元件或层或“与”另一个元件或层“相邻”时，该元件或层可以直接在其它元件或层上、直接连接到、直接结合到其它元件或层、或者与其它元件或层直接相邻，或者可以存在中间元件或中间层。相反，当元件被称作“直接在”另一元件或层“上”、“直接连接到”、“直接结合到”另一元件或层或者“与”另一个元件或层“直接相邻”时，不存在中间元件或中间层。
除非另有定义，否则这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本公开所属领域的普通技术人员所通常理解的含义相同的含义。将进一步理解的是，术语(诸如，在通用的字典中定义的术语)应该被解释为具有与相关领域和/或本说明书的上下文中它们的含义相同的含义，而将不以理想的或者过于正式的意思来解释它们，除非这里明确如此定义。
这里公开的实施例可包括它们的互补实施例。注意的是，低漏失型电压调节器的总体描述和关于用于执行总体操作的电路或元件的详细描述可被略过，以防止本公开变得含糊不清。
图1是示意性示出根据本公开的示例性实施例的低漏失电压调节器的框图。
参照图1，电压调节系统300包含参考电压发生器50、电压调节器100和负载电路200。
低漏失电压调节器100从参考电压发生器50接收参考电压Vref，以将稳定的电力输出Vout提供到负载电路200。电压调节器100接收电力输出Vout的取样电压作为反馈电压Vfed。这里，取样电压可以是通过将电力输出Vout分压而得到的电压。电压调节器100可包括惰性驱动器(nobledriver)(参照图2)，当由于负载电路200的突然功耗而导致电力输出Vout的输出电压电平产生负峰或正峰时，惰性驱动器快速调节电压。
图2是示意性示出根据本公开的示例性实施例的电压调节器的电路图。
参照图2，电压调节器100包含误差放大器110、缓冲器(Buf.)120、通过元件130、分压器140和快速推挽式驱动器(fastpush-pulldriver)150。
通过元件130由PMOS晶体管形成。PMOS晶体管充当电压控制电流开关，并且通过其源极接收电力输入Vin和通过其栅极接收控制输入V1。PMOS晶体管的漏极连接到输出节点ND2，以接收电力输出Vout。也就是说，通过元件130具有与电压源连接的电力输入Vin、与负载连接的电力输出Vout和控制输入V1。如果电力输出Vout由于负载变化而变化，则通过调节控制输入V1的电压电平，将通过元件130的电力输出Vout设置成目标电平。
缓冲器120连接到通过元件130的输入V2和控制输入V1并且执行缓冲。
误差放大器110与通过元件130和缓冲器120形成第一反馈回路。这里，第一反馈回路可意指DC负反馈回路。误差放大器110具有：正输入(+)，连接到通过元件130的电力输出Vout的取样电压Vfed；负输入(-)，连接到参考电压Vref；输出V2，连接到缓冲器120的输入。这里，取样电压Vfed可以是用分压器140的分压电阻器R1和R2进行分压而得到的电压。然而，本公开的范围和精神可不限于此。例如，取样电压Vfed可以是在不使用分压器140的分压电阻器R1和R2进行分压的情况下直接提供的电压。
分压电阻器R1与分压电阻器R2的电阻比被设置成具有通过将电力输出Vout稳定时的电压(目标电压)除以参考电压Vref而得到的比率。
可由使用分压电阻器的分压器或者由用于供应稳定参考电压的带隙参考电路提供参考电压Vref。带隙参考电路可以是对温度变化不敏感的电压发生电路。
快速推挽式驱动器150连接在通过元件130的电力输出Vout和控制输入V1之间。由于负载变化的速度比第一反馈回路的电压调节速度更快，使得快速推挽式驱动器150减小电力输出Vout的负峰和正峰。
在图2中，作为主反馈回路的第一反馈回路LP1从误差放大器110在电力输出Vout由于负载变化而变化的事件下执行误差放大的时间点起开始操作。误差放大可包括误差放大器110将正输入(+)与负输入(-)进行比较并且放大比较结果的操作。误差放大器110的误差输出在通过缓冲器120缓冲之后被作为控制输入V1提供。如果比之前施加的控制输入V1低的控制输入V1被施加到通过元件130，则PMOS晶体管比之前更强地导通。在这种情况下，通过元件130的电力输出Vout的电压电平增大，从而使得可以补偿目标电压的下冲。相比之下，如果比之前施加的控制输入V1高的控制输入V1被施加到通过元件130，则PMOS晶体管比之前更弱地导通。在这种情况下，通过元件130的电力输出Vout的电压电平减小，从而使得可以补偿目标电压的下冲。如上所述，第一反馈回路LP1具有DC负反馈操作。
同时，通过电力输出Vout、快速推挽式驱动器150、控制输入V1和通过元件130形成可以是子反馈回路的第二反馈回路LP2。快速推挽式驱动器150的操作可使得第二反馈回路LP2的响应速度能够比第一反馈回路LP1的响应速度快。当由于负载变化而出现电力输出Vout的下冲和过冲时，第二反馈回路LP2允许电力输出Vout经受交流电流(AC)耦合，并且以比第一反馈回路LP1的调节速度更快的速度来调节电力输出Vout。这里，AC耦合可意指用于消除直流(DC)和通过AC的高通滤波。
将参照附图更充分地描述缓冲器120的功能和操作。
根据图2中示出的电压调节器的构造，可在快速时间内减小由于负载变化导致的电力输出的下冲或过冲或者使下冲或过冲最小。特别地，能够允许无电容器型电子器件快速响应并且提供稳定的电力输出。因此，能够使电压调节器容易地安装在片上系统上并且能够降低制造成本和制造缺陷率。
图3是示意性示出根据本公开的另一个示例性实施例的电压调节器的电路图。
参照图3，电压调节器100包含误差放大器110、缓冲器(Buf.)120、通过元件130、分压器140、快速推挽式驱动器150和频率补偿过滤器160。
除了频率补偿过滤器160之外，图3的构造与图2的构造基本上相同，频率补偿过滤器160可包括串联连接的电阻器R和电容器C，其在节点C1处连接在通过元件130的电力输出Vout和缓冲器120的输入V2之间并且补偿频率以稳定整个电路回路的频率。因此，图3的电压调节器100可具有与图2的电压调节器100相同的效果并且还可包括通过安装频率补偿过滤器160而得到的效果。通过安装频率补偿过滤器160，另外地进行关于第一反馈回路LP1和第二反馈回路LP2的频率补偿。因此，可实现关于整个电路回路的频率稳定。
以下，将参照图4更充分地描述快速推挽式驱动器的构造。
图4是示意性示出图2或图3中示出的快速推挽式驱动器150的电路图。
参照图4，快速推挽式驱动器150包含电容器Cf、电阻器Rf、第一反相器INV1和第二反相器INV2，第一反相器INV1和第二反相器INV2提供第一级152和第二级154中的放大。快速推挽式驱动器150具有反相器类型的放大结构。
第一反相器INV1用作响应于通过元件130的电力输出Vout产生反相输出的第一放大器。第一放大器是反相器型放大器。
第二反相器INV2用作响应于反相输出高速地产生用于控制控制输入V1的电压电平的推驱动电流(IPUSH)或拉驱动电流(IPULL)的第二放大器。第二放大器是反相器型放大器。
电容器Cf和电阻器Rf用作与电力输出Vout连接以执行AC耦合的高通滤波器。可按(1/2π×Rf×Cf)决定高通滤波器的截止频率。电阻器Rf连接在第一反相器INV1的输入和输出之间并且允许第一反相器INV1用作放大器。在图4中，公开了具有级联的两个反相器的快速推挽式驱动器150的例证。然而，本公开的范围和精神可不限于此。例如，可为了放大功能而另外连接另一个反相器。
可按各种方式实现图4的示例性详细电路，将参照图5至图9对其进行更充分的描述。
图5是图4的实施例的详细电路图。
参照图5，作为第一级放大器，第一反相器INV1包含：第一PMOS晶体管P1，具有连接到电源电压VDD的源极、通过电容器Cf连接到电力输出Vout的栅极、连接到反相输出Vd的漏极；第一NMOS晶体管N1，具有连接到反相输出Vd的漏极、通过电容器Cf连接到电力输出Vout的栅极、接地的源极。
与电力输出Vout顺序连接的电容器Cf和电阻器Rf可用作用于AC耦合的高通滤波器。
在数字逻辑电路中，当电阻器连接在反相器的输入端和输出端之间时，形成具有快速速度的一级放大器。由于没有经受偏置电流的限制，因此第一反相器INV1可以以快速速度增大或减小反相输出Vd的电势。例如，在电流源连接到第一PMOS晶体管P1的源极的事件下，偏置电流限制了第一反相器INV1的反相速度。然而，在图5的情况下，由于反相操作没有经受电流限制，因此在增大反相输出Vd的电势的情况下，反相输出Vd的电势可以以非常快速的速度增大。
作为第二级放大器，第二反相器INV2包括：第二PMOS晶体管P2，具有连接到电源电压VDD的源极、连接到反相输出Vd的栅极和连接到控制输入V1的漏极；第二NMOS晶体管N2，具有连接到控制输入V1的漏极、连接到反相输出Vd的栅极和接地的源极。
同样，第二反相器INV2可在不限制偏置电流的情况下相对于反相输出Vd的变化以非常快速的速度来增大或减小控制输入V1的电势。
对于两级放大器而言，通常，难以在不经受偏置电流限制的情况下在第二放大级实现拉功能和推功能。例如，在难以实现推功能而非拉功能的事件下，通过误差放大器110或缓冲器120的偏置来限制电流推功能。原因是，难以使控制输入V1的电势快速增大。相比之下，在容易实现推功能而非拉功能的事件下，难以实现拉功能而非推功能。在本公开的实施例中，能够允许推电流或拉电流不受相对于电势变化的任何其它偏置电流限制。
对于图5中示出的结构而言，因为当电源电压高时有相当大量的偏置电流流动，所以可如图6至图9中所示另外安装限流元件，以限制偏置电流并且补偿由于控制输入V1的电压电平导致的第二反相器INV2的偏置电流的不匹配。
例如，在图7中，MOS晶体管N3、N4、P3和P4可作为限流元件安装成执行上述功能。
图6是示出图4的另一个实施例的详细电路图。
参照图6，作为第一级放大器，第一反相器INV1包含：第一电流源CS1，连接到电源电压VDD；第一PMOS晶体管P1，具有连接到电流源CS1的输出的源极、通过电容器Cf连接到电力输出Vout的栅极和连接到反相输出Vd的漏极；第一NMOS晶体管N1，具有连接到反相输出Vd的漏极和通过电容器Cf连接到电力输出Vout的栅极；第二电流源CS2，连接在第一NMOS晶体管N1的源极和地电压之间。
作为第二级放大器，第二反相器INV2包含：第三电流源CS3，连接到电源电压VDD；第二PMOS晶体管P2，具有连接到电流源CS2的输出的源极、连接到反相输出Vd的栅极和连接到控制输入V1的漏极；第二NMOS晶体管N2，具有连接到控制输入V1的漏极和连接到反相输出Vd的栅极；第四电流源CS4，连接在第二NMOS晶体管N2的源极和地电压之间。
电流源CS1和CS2可提供电流IB1。电流源CS3和CS4可提供电流IB2。
类似地，与电力输出Vout顺序连接的电容器Cf和电阻器Rf可用作用于AC耦合的高通滤波器。
对于图6而言，第一电流源CS1、第二电流源CS2、第三电流源CS3和第四电流源CS4作为限流元件安装成执行上述功能。
图7是示出图4的又一个实施例的详细电路图。
参照图7，作为第一级放大器，第一反相器INV1包含：第一PMOS晶体管P1，具有连接到电源电压VDD的源极和通过电容器Cf连接到电力输出Vout的栅极；第三PMOS晶体管P3，具有连接到第一PMOS晶体管P1的漏极的源极、通过电容器Cf连接到电力输出Vout的栅极和连接到反相输出Vd的漏极；第一NMOS晶体管N1，具有通过电容器Cf连接到电力输出Vout的栅极和连接到地电压的源极；第三NMOS晶体管N3，具有连接到反相输出Vd连接漏极、通过电容器Cf连接到电力输出Vout的栅极和连接到第一NMOS晶体管N1的漏极的源极。
作为第二级放大器，第二反相器INV2包含：第二PMOS晶体管P2，具有连接到电源电压VDD的源极和连接到反相输出Vd的栅极；第四PMOS晶体管P4，具有连接到第二PMOS晶体管P2的漏极的源极、连接到反相输出Vd的栅极和连接到控制输入V1的漏极；第二NMOS晶体管N2，具有连接到反相输出Vd的栅极和连接到地电压的源极；第四NMOS晶体管N4，具有连接到控制输入V1的漏极、连接到反相输出Vd的栅极和连接到第二NMOS晶体管N2的漏极的源极。
类似地，与电力输出Vout顺序连接的电容器Cf和电阻器Rf可用作用于AC耦合的高通滤波器。
对于图7中示出的结构而言，在待命状态下，没有泄漏电流流动，并且在电路启动状态下产生推电流或拉电流。因此，图7中示出的电路可用作用于向诸如存储卡的产品提供稳定电力的组件。
图8是示出图4的又一实施例的详细电路图。
参照图8，作为第一级放大器，第一反相器INV1包含：第一PMOS晶体管P1，具有连接到电源电压VDD的源极和通过电容器Cf连接到电力输出Vout的栅极；第三PMOS晶体管P3，具有连接到第一PMOS晶体管P1的漏极的源极、连接到第一控制电压VB1的栅极和连接到反相输出Vd的漏极；第一NMOS晶体管N1，具有通过电容器Cf连接到电力输出Vout的栅极和连接到地电压的源极；第三NMOS晶体管N3，具有连接到反相输出Vd的漏极、连接到第二控制电压VB2的栅极和连接到第一NMOS晶体管N1的漏极的源极。
作为第二级放大器，第二反相器INV2包含：第二PMOS晶体管P2，具有连接到电源电压VDD的源极和连接到反相输出Vd的栅极；第四PMOS晶体管P4，具有连接到第二PMOS晶体管P2的漏极的源极、连接到第一控制电压VB1的栅极和连接到控制输入V1的漏极；第二NMOS晶体管N2，具有连接到反相输出Vd的栅极和连接到地电压的源极；第四NMOS晶体管N4，具有连接到控制输入V1的漏极、连接到第二控制电压VB2的栅极和连接到第二NMOS晶体管N2的漏极的源极。
类似地，与电力输出Vout顺序连接的电容器Cf和电阻器Rf可用作用于AC耦合的高通滤波器。
对于图8而言，MOS晶体管N3、N4、P3和P4可作为限流元件安装成执行上述功能。
图9是示出图4的又一个实施例的详细电路图。
参照图9，作为第一级放大器，第一反相器INV1包含：第一PMOS晶体管P1，具有连接到电源电压VDD的源极和通过电容器Cf连接到电力输出Vout的栅极；第三PMOS晶体管P3，具有连接到第一PMOS晶体管P1的漏极的源极和通过电容器Cf连接到电力输出Vout的栅极；第一NMOS晶体管N1，具有通过电容器Cf连接到电力输出Vout的栅极和连接到地电压的源极；第三NMOS晶体管N3，具有连接到第三PMOS晶体管P3的漏极的漏极、通过电容器Cf连接到电力输出Vout的栅极和连接到第一NMOS晶体管N1的漏极的源极。
作为第二级放大器，第二反相器INV2包含：第二PMOS晶体管P2，具有连接到电源电压VDD的源极、连接到第一PMOS晶体管P1的漏极的栅极和连接到控制输入V1的漏极；第二NMOS晶体管N2，具有连接到控制输入V1的漏极、连接到第一NMOS晶体管N1的漏极的栅极和接地的源极。
类似地，与电力输出Vout顺序连接的电容器Cf和电阻器Rf可用作用于AC耦合的高通滤波器。
对于图9而言，MOS晶体管N3和P3可被作为限流元件安装为执行上述功能。另外，双极性晶体管或电阻器可被作为限流元件安装。
高通滤波器的截止频率可被设置成低于电压纹波频率。因此，电力输出Vout上的电压纹波可充当在经过高通滤波器中的电容器并且经受两个反相器的两级反相之后用于快速调节控制输入V1的电势的组件。
图10是示出图2或图3的缓冲器的实施例的详细电路图。
参照图10，缓冲器120包含：第一晶体管P1和第二晶体管P2，均具有连接到电源电压VDD的源极和连接到第一节点NO1的栅极；第三PMOS晶体管P3，具有连接到第二PMOS晶体管P2的漏极的源极和接收输入电压V2的栅极；第一NMOS晶体管N1，具有连接到输出电压V1的漏极和接收偏置电压Vb的栅极；第二NMOS晶体管N2，具有在节点NO2处连接到第一PMOS晶体管P1的漏极的漏极和连接到第四节点NO4的栅极；第三NMOS晶体管N3，具有连接到第四节点NO4的漏极和连接到第三PMOS晶体管P3的漏极的栅极；电流源CS1，连接在第五节点NO5和地电压之间。
在图10中，误差放大器10的输出V2被施加到PMOS晶体管P3的栅极，第三节点NO3与PMOS晶体管P3的源极和图2或图3的控制输入节点ND1连接。
在图10中，缓冲器120是具有推挽功能的超源极跟随器结构。这种结构使得第三节点NO3的阻抗较小，从而能够将控制输入节点ND1的极点位置(poleposition)转移到较高频率。因此，当控制输入节点ND1的极点位置转移到较高频率时，作为主反馈回路的第一反馈回路LP1的带宽也被加宽。此外，即使在快速推挽式驱动器的第二放大级154出现偏置电流不匹配，缓冲器120也在一定程度上缓冲该不匹配，从而使操作点的变化最小或者防止操作点的变化。
因此，即使负载电流急剧变化，图10中示出的缓冲器120也允许电压调节器以快速的响应速度来调节电压，而不限制压摆(slew)。
图11A是用于描述根据图2或图3的电压调节操作的波形图。
在图11A中，横坐标代表时间，纵坐标代表电力的幅度。波形LC是示出负载电流变化的波形。电子器件所消耗的电力可根据电子器件使用的负载来增大或减小。例如，假设在时间段TB中消耗100mA。如果相比于时间段TB，负载增大，则在时间段TA中消耗200mA。如果相比于时间段TB，负载增大，则在时间段TC中消耗10mA。
在上述情况下，如参照图2或图3描述的，通过单个第一反馈回路LP1的电压调节操作，产生具有波形VOA的电力输出Vout。通过快速推挽式驱动器150形成的第二反馈回路LP2，更快速地稳定电压调节。因此，产生具有波形VOB的电力输出Vout。
在图11A中，波形VOB的负峰PO2的幅度小于波形VOA的负峰PO1的幅度，波形VOB的正峰PO4的幅度小于波形VOA的正峰PO3的幅度。因此，通过以比单个第一反馈回路更快速地产生快速推挽式驱动器150的推电流或拉电流，可调节由于负载变化而导致的输出电压的过冲或下冲。通过供应在反相器型放大结构处快速提供的推电流，以快速时间稳定过冲的正峰，并且通过供应在反相器型放大结构处快速提供的拉电流，以快速时间稳定过冲的负峰。这意味着可以进行快速过冲和下冲调节。
图11B是用于描述根据图2或图3的正峰减小操作的波形图。
在图11B中，横坐标代表时间，纵坐标代表电力的幅度。曲线波形G10示出当唯有第一反馈回路LP1操作时电力输出Vout的过冲。同时，曲线波形G20示出当第二反馈回路LP2的操作参与第一反馈回路LP1的操作时减小的电力输出Vout的过冲。通过将第二反馈回路LP2与第一反馈回路LP1一起使用，通过AC负反馈操作将推电流快速供应到控制输入V1。因此，控制输入V1的电平被设置成更高，使得电力输出Vout的过冲被快速调节。
如上所述，具有快速推挽式驱动器150的电压调节器容易被安装在图12或图13中示出的片上高端系统中。
返回图2，将更充分地描述具有图5中示出的快速推挽式驱动器150的电压调节器的操作。
将在下面的情形下描述电压调节器的操作。当如图11A的时间t3的点处示出的负载电流突然减小时，可在电力输出节点ND2处产生包括在过冲中的正峰。
首先，在作为主反馈回路的第一反馈回路LP1的电压调节操作开始之前，开始作为子反馈回路的第二反馈回路LP2的操作。也就是说，首先开始连接在缓冲器120的输出节点ND1和电力输出节点ND2之间的快速推挽式驱动器150的操作，作为AC负反馈回路的操作。
图4的第一放大级152执行关于正峰PO3的高通滤波和反相。也就是说，在电力输出节点ND2处产生的正峰是被图5的电容器Cf耦合的AC，并且通过由PMOS晶体管P1、NMOS晶体管N1和电阻器Rf形成的第一反相放大器被反相。因此，通过第一反相器放大器的快速反相操作，以非常快速的速度减小反相输出Vd的电势。
在这种情况下，第二反相器放大器的PMOS晶体管P2响应于反相输出Vd将推电流供应到控制输入V1。也就是说，由于低电势被施加到PMOS晶体管P2的栅极，因此驱动电流增大；由于低电势被施加到NMOS晶体管N2的栅极，因此驱动电流减小。因此，第二反相器INV2可在不限制偏置电流的情况下相对于反相输出Vd的变化以非常快速的速度增大控制输入V1的电势。
因此，通过元件130响应于由此增大的控制输入V1的电势，减小了电力输入的通过电流的量。换句话讲，开始在快速时间内稳定电力输出Vout的正峰。
在上述操作期间，当通过分压器140将正峰分压而得到的反馈电压Vfed被施加到误差放大器110时，开始第一反馈回路LP1的电压调节操作。
误差放大器110将正输入(+)的电压与负输入(-)的电压进行比较，以放大比较结果。误差放大器110的误差输出V2在通过缓冲器120缓冲之后，被作为控制输入V1提供。
这里，缓冲器120与快速推挽式驱动器150一起工作，从而允许图2的电压调节器的操作速度变得更快并且允许电压调节器具有稳定的响应速度。也就是说，当电力输出Vout发生突变时，第二反馈回路LP2操作一小会儿。为此原因，考虑到整个操作，第一反馈回路LP1的操作必须充分快速。原因在于，当第二反馈回路LP2的操作变弱时，电力输出Vout的电压被快速调节。如上所述，如果缓冲器120安装在作为主反馈回路的第一反馈回路LP1处，则可在甚至在负载电流突变时不限制压摆的情况下，确保快速响应的速度。
最终，由于当出现正峰时由第一反馈回路LP1产生的控制输入V1的电势增大，因此通过元件130响应于由此增大的控制输入V1的电势，减小电力输入的通过电流的量。因此，电力输出Vout的正峰在快速时间内减小，使得输出电压的过冲被消除。
如上所述，通过以反相器型放大结构连接在通过元件130的电力输出Vout和控制输入V1之间的快速推挽式驱动器150的两级反相操作，如图11A的脉冲PO4或图11B的曲线G20所示的，可以以比单个第一反馈回路的电压调节速度快的速度减小电力输出的正峰。
最终，如果电力输出Vout的突变减小，则第二反馈回路LP2的操作能力变弱，并且具有相对大回路增益的第一反馈回路LP1的以下操作稳定整个电压调节器。
同时，负峰是被图5的电容器Cf耦合的AC。通过由PMOS晶体管P1、NMOS晶体管N1和电阻器Rf形成的第一反相放大器使AC耦合的负峰反相。因此，通过第一反相器放大器的快速反相操作和放大操作，可以以非常快速的速度增大反相输出Vd的电势。
在这种情况下，第二反相器放大器INV2的NMOS晶体管N2响应于反相输出Vd，将控制输入V1的电势向着地电压下拉。因此，第二反相器INV2在不限制偏置电流的情况下相对于反相输出Vd的变化以非常快速的速度减小控制输入V1的电势。
根据以上描述，通过元件130响应于快速下降的控制输入的电势，增大电力输入的通过电流的量。换句话讲，开始在快速时间内稳定电力输出Vout的负峰。
在上述操作期间，当通过分压器140将负峰分压而得到的反馈电压Vfed被施加到误差放大器110时，开始第一反馈回路LP1的电压调节操作。
误差放大器110将正输入(+)的电压与负输入(-)的电压进行比较，以放大比较结果。误差放大器110的误差输出V2在通过缓冲器120缓冲之后，被作为控制输入V1提供。
由于根据负峰的产生，由第一反馈回路LP1产生的控制输入V1的电势减小，因此通过元件130响应于由此减小的控制输入V1的电势，增大电力输入的通过电流的量。因此，电力输出Vout的负峰在快速时间内被弥补，所以消除了输出电压的下冲。
如上所述，通过以反相器型放大结构连接在通过元件130的电力输出Vout和控制输入V1之间的快速推挽式驱动器150的两级反相操作，如图11A的脉冲PO2所示的，可以以比单个第一反馈回路的电压调节速度快的速度减小电力输出的负峰。
根据本公开的示例性实施例的电压调节器具有以下特性：通过连接成反相器型放大结构的快速推挽式驱动器150的两级反相操作，快速速度响应于负载变化。这个特性是消耗了相当大量的负载电流并且变化速度快的片上高端系统必需的。特别地，当芯片没有装配诸如多层陶瓷电容器(MLCC)的电容器时，这样的操作速度可以是非常有用的。
在具有连接成反相器型放大结构的快速推挽式驱动器150的电压调节器被应用于无电容器型结构的情况下，在没有另外的PCB互连或引脚(球)的情况下，可以形成完全的片上结构。另外，电压调节器根据缺陷率的减小，在制造成本、SoC设计和良率方面是非常有利的。因此，能够确保SoC市场中的产品的竞争性。
根据本公开的电压调节可包括以下步骤。
第一步：通过将误差放大器和缓冲器顺序连接在通过晶体管(passtransistor)的电力输出和控制输入之间，形成DC反馈回路。
第二步：通过将快速推挽式驱动器连接在通过晶体管的电力输出和控制输入之间，形成AC反馈回路。
第三步：控制DC反馈回路，以目标电压的电平来驱动电力输出。
第四步：当目标电压电平出现下冲时，通过以比DC反馈回路的调节速度快的速度控制AC反馈回路，从控制输入释放拉电流。
第五步：当目标电压电平出现过冲时，通过以比DC反馈回路的调节速度快的速度控制AC反馈回路，将推电流供应到控制输入。
这里，这些步骤是可互换的并且不被限制为具有时间顺序。
在包括通过元件、缓冲器和误差放大器的电压调节器中，相比于主反馈回路，用于以快速速度减小电力输出的正峰和负峰的两级反相器放大结构的快速推挽式驱动器被安装在通过元件的电力输出和控制输入之间，从而以高速地将由于负载变化导致的电压纹波减小或者消除纹波。
图12是示意性示出装配有电容器的低漏失电压调节器的连接结构的图。
参照图12，在片上系统中，芯片400包括作为电子器件的内部逻辑201，诸如，应用处理器(AP)或存储器控制器。根据本公开的示例性实施例的电压调节器100被集成在芯片400上。在这种情况下，用于电压稳定的电容器1200和1300安装在封装件的外部或内部。电容器1200和1300中的每个可以是具有大约几μF的相当大的电容的多层陶瓷电容器(MLCC)。内部电容器1200可以是在负载电流大并且突变的事件下将被安装成更靠近芯片的电容器。电感器Lin和电阻器Rin可以是内部寄生组件。同时，电感器Lext和电阻器Rext可以是外部寄生组件。
在图12中，电容器会造成制造成本的增加和制造缺陷率的增大。也就是说，另外需要用PCB互连件或电路元件将MLCC安装在封装件的外部或内部，从而造成制造成本增加。此外，将MLCC安装在封装件的外部或内部会造成封装件的厚度增大和焊接处的缺陷率增大。因此，在片上系统中，对完全集成的无电容器低漏失(LDO)的需要会增加。由于具有根据图2或图3中示出的构造的效果，因此根据本公开的电压调节器可更容易地被应用于图13中的无电容器结构。
图13是示意性示出无电容器型低漏失电压调节器的连接结构的图。
参照图13，在片上系统中，芯片410包括内部逻辑201。根据本公开的示例性实施例的电压调节器100被集成在芯片410上。在图13中，没有在封装件的外部或内部安装电容器。最终，由于根据图2或图3中示出的构造得到了效果，所以能够提供不包括多层陶瓷电容器(MLCC)的无电容器型SoC。
随着SoC的性能改进，这里逻辑计数的数量和时钟频率急剧增大。因此，将由电压调节器供应的负载电流的量和瞬态变化也增大。在这种情况下，如果传统的电压调节器在没有MLCC的辅助的情况下供电，则会跟随不了负载电流的快速变化，从而造成电力输出有大纹波。当电力输出产生大纹波时，以一定频率操作的数字电路的时序特性变化，从而造成整个系统的操作异常。由于根据本公开的示例性实施例的宽带电压调节器具有非常快速的调节速度，因此可以在没有MLCC的情况下满足电压调节器的性能或条件。
至于图2或图3，具有反相器型放大结构的快速推挽式驱动器150的电压调节器可在快速时间内使由于负载变化导致的下冲或过冲最少或者减小下冲或过冲。特别地，由于即使在无电容器型电子装置电压调节器也快速响应并且提供稳定的电力输出，因此能够将它安装在片上系统上，并且能够降低制造成本和减小制造缺陷率。
图14是示意性示出根据本公开的示例性实施例的包括片上系统的应用的框图。
参照图14，由片上系统形成的多媒体装置500包含应用处理器(AP)510、存储器装置520、存储装置530、通信模块540、相机模块550、显示模块560、触摸面板模块570和电力管理IC580。
AP510处理数据。存储器装置520可由诸如DRAM的易失性存储器形成。易失性存储器可存储由AP510处理的数据或者可充当工作存储器。例如，可用DRAM、SRAM、移动DRAM和与之类似的存储器来实现易失性存储器。
与AP510连接的通信模块540可包括用于发送和接收通信数据并且调解和解调数据的调制解调器。通信模块50可包括用于短距离无线通信的收发器，例如，NFC(近场通信)收发器。对于诸如GSM(全球移动通信系统)或CDMA(码分多址)的通信方式，可实现在具有协议NFCIP-1和NFCIP-2的NFC接口中定义的NFC收发器，协议NFCIP-1和NFCIP-2与基于ECMA-340、ISO/IEC18092、ETSITS102190、ISO21481、ECMA352、ETSITS102312标准的规则相符。
可用NOR或NAND闪速存储器实现存储装置530以存储大量信息。可用非易失性存储器实现存储装置530并且存储装置530可存储用于引导系统的引导代码。例如，非易失性存储器可由EEPROM(电可擦除可编程只读存储器)、闪速存储器、PRAM(相变RAM)、RRAM或ReRAM(电阻型RAM)、NFGM(纳米浮栅极存储器)、PoRAM(聚合物RAM)、MRAM(磁型RAM)、STT-MRAM(自旋力矩MRAM)、FeRAM(铁磁型RAM)、全息存储器、分子电子存储器、或绝缘体电阻变化存储器形成、或者由与之类似的存储器形成。可用液晶实现具有背光或LED光源或OLED的显示模块560。显示模块560可用作用于显示字符、数字和图像(诸如，彩色照片)的输出装置。
触摸面板模块570仅仅向AP510提供触摸输入或者在显示模块560上向AP510提供触摸输入。
多媒体装置可通过单独接口与外部通信装置连接。外部通信装置可包括以下部分：DVD播放器、计算机、机顶盒(STB)、游戏机和数码摄像机。
电力管理IC580包括LCCD584和电池582并且管理多媒体装置的电力。
AP510包括具有图2或图3中示出的快速推挽式驱动器150的LDO电压调节器100。因此，可以在AP510操作时，在快速时间内将由于片上系统的负载变化而导致的电力输出的下冲或过冲最小或者减小下冲或过冲。特别地，由于即使在无电容器型多媒体装置，电压调节器也快速响应并且提供稳定的电力输出，因此能够将它安装在片上系统上，并且能够降低制造成本和减小制造缺陷率。
电力管理IC580可包括开关模式电源(SMPS)。
AP510的LDO电压调节器100的响应速度可比SMPS的响应速度快，并且LDO电压调节器100的噪声可小于SMPS的噪声。
相机模块550包括相机图像处理器(CIS)并且与AP510连接。
尽管在图14中未示出，但多媒体装置还可包括以下部分：应用芯片集和移动DRAM。
图15是示意性示出根据本公开的示例性实施例的安装在固态驱动器(SSD)上的应用的框图。
参照图15，固态驱动器(SSD)包含存储器控制器610和闪速存储器650。闪速存储器650可包括形成为平面型或三维堆叠型的多个存储器650-1至650-n。根据本公开的示例性实施例，具有反相器型放大结构的快速推挽式驱动器150的低漏失电压调节器100安装在存储器控制器610并且将电力输出快速稳定地供应到存储器控制器610。即使由于负载的突变而使电力输出出现纹波，通过快速地产生拉电流或推电流，也将电力输出快速调节至目标电平，从而改善SSD的电力稳定性和性能。
可根据不同封装技术中的任一种来封装存储器控制器610和闪速存储器650或者SSD的组件。这种封装技术的示例可包括以下技术：PoP(层叠封装)、球栅极阵列(BGA)、芯片级封装(CSP)、塑料引线芯片载体(PLCC)、塑料双列直插式封装(PDIP)、华夫裸片封装(DieinWafflePack)、晶片形式的裸片、板上芯片(COB)、陶瓷双列直插式封装(CERDIP)、塑料公制四方扁平封装(MQFP)、小外形集成电路(SOIC)、收缩型小外形封装(SSOP)、薄型小外形封装(TSOP)、薄型四方扁平封装(TQFP)、系统级封装(SIP)、多芯片封装(MCP)、晶片级制造封装(WFP)和晶片级处理堆叠封装(WSP)。图15中示出的SSD可被提供作为电子装置的各种组件中的一个，电子装置诸如为计算机、超级移动个人计算机(UMPC)、工作站、网本、个人数字助理(PDA)、便携式计算机(PC)、网络平板、无线电话、移动电话、智能电话、智能电视、三维电视、电子书、便携式多媒体播放器(PMP)、便携式游戏控制台、导航装置、黑盒子、数码相机、数字多媒体广播(DMB)播放器、数字录音机、数字音频播放器、数字图像记录器、数字图像播放器、数字摄录机、数字视频播放器、作为数据中心的存储器、用于在无线环境下发送和接收信息的装置、构成家庭网络的各种电子装置中的一种、构成计算机网络的各种电子装置中的一种、构成远程信息处理网络的各种电子装置中的一种、射频识别(RFID)装置、或构成计算系统的各种组件中的一种。
图15的构造不限于SSD，但它可应用于通用闪速存储器(UFS)。
图16是示意性示出根据本公开的示例性实施例的安装在显示驱动器IC(DDI)上的应用的框图。
参照图16，用于驱动显示装置680的显示驱动器IC(DDI)660包括图1中示出的低漏失电压调节器100。DDI660从具有如上所述的快速推挽式驱动器150的操作特性的低漏失电压调节器100接收必要的电力输出。因此，改善了DDI660的电力稳定性和操作相关性能。
图17是示意性示出根据本公开的示例性实施例的与智能卡连接的应用的框图。
参照图17，如果智能电话692装配有多个SIM卡690-1至690-n，则SIM卡690-1至690-n被供应来自低漏失电压调节器100的电力输出，低漏失电压调节器100接收智能电话692的电池电力来执行电压调节操作。在这种情况下，SIM卡690-1至690-n从如上所述的具有快速推挽式驱动器150的操作特性的低漏失电压调节器100稳定地接收电力输出。因此，改善了智能卡的电力稳定性和性能。低漏失电压调节器100的电力输出被施加到应用处理器693和调制解调器695。
SIM卡690-1至690-n与智能电话692之间的总线可以是基于各种接口协议中的至少一种的通信总线，这些接口协议诸如(但不限于)通用串行总线(USB)协议、多媒体卡(MMC)协议、外围组件互连(PCI)协议、PCI-E-express(PCI-express)协议、高级技术附件(ATA)协议、串行ATA协议、并行ATA协议、小计算机小接口(SCSI)协议、增强型小型磁盘机接口(ESDI)协议或集成驱动电子(IDE)协议。
图18是示意性示出用于存储器控制器的无电容器型低漏失电压调节器的应用的框图。
参照图18，芯片310包含：电平移位器312，用于输入电力的电平移位；开关控制器314，用于管理输出电力；带隙参考电路316，用于产生参考电压；参考缓冲器318，用于输出缓冲后的参考电压；第一LDO102、第二LDO104和第三LDO106。这里，可用图1中示出的低漏失电压调节器100实现第一LDO102、第二LDO104和第三LDO106。最终，至于图2或图3，具有快速推挽式驱动器150的低漏失电压调节器100供应存储器控制器610所需的各种电力输出。因此，低漏失电压调节器100可在快速时间内使由于存储器控制器610的负载变化导致的电力输出的下冲或过充最小或者减少下冲或过充。特别地，对于无电容型存储器控制器而言，从第一LDO102、第二LDO104和第三LDO106提供快速响应下的稳定电力输出。因此，改善了存储器控制器的电力稳定性和存取相关性能。
在图18中，通过开关控制器314控制第一开关SW1和第二开关SW2，从第一LDO102、第二LDO104和第三LDO106中的一个得到第一电力输出OUT1。通过开关控制器314控制第一开关SW1和第二开关SW2，从第一LDO102、第二LDO104和第三LDO106中的一个得到第二电力输出OUT2。通过开关控制器314控制第一开关SW1、第二开关SW2和第三开关SW3，从第一LDO102、第二LDO104和第三LDO106中的一个得到第三电力输出OUT3。
虽然已经参照示例性实施例描述了本公开，但本领域的技术人员应该清楚，可在不脱离本公开的精神和范围的情况下，进行各种变化和修改。因此，应该理解，以上实施例不是限制性的而是说明性的。
例如，形成电压调节器的子反馈回路的快速推挽式驱动器可由反相器型放大器形成。然而，本公开的范围和精神可不限于此。例如，可以用各种方式实现放大器或多个放大器级的详细电路连接。

Claims (20)

1.一种电压调节器，所述电压调节器包括：
通过元件，具有连接到电压源的电力输入、连接到负载的电力输出以及控制输入；
缓冲器，具有输入并且具有连接到通过元件的控制输入的输出；
误差放大器，与通过元件和缓冲器一起形成第一反馈回路，并且具有与通过元件的电力输出的取样电压连接的正输入、连接到参考电压的负输入和连接到缓冲器的输入的输出；
快速推挽式驱动器，以反相器型放大结构连接在通过元件的电力输出和控制输入之间，并且被构造成以比第一反馈回路的电压调节速度快的速度减小由于负载变化而导致的电力输出的负峰和正峰。
2.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，快速推挽式驱动器与通过元件一起形成第二反馈回路，第二反馈回路的操作速度比第一反馈回路的操作速度快。
3.根据权利要求1所述的电压调节器，其中，快速推挽式驱动器包括：
第一放大器，属于反相器型并且被构造成响应于通过元件的电力输出来产生反相输出；
第二放大器，属于反相器型并且被构造成响应于反相输出来产生用于控制控制输入的电压电平的推驱动电流或拉驱动电流。
4.根据权利要求3所述的电压调节器，其中，快速推挽式驱动器还包括连接到通过元件的电力输出并且被构造成执行交流耦合的高通滤波器。
5.根据权利要求4所述的电压调节器，其中：
第一放大器包括：第一PMOS晶体管，具有连接到电源电压的源极、连接到电力输出的栅极和连接到反相输出的漏极；第一NMOS晶体管，具有连接到反相输出的漏极、连接到电力输出的栅极和连接到地电压的源极，
第二放大器包括：第二PMOS晶体管，具有连接到电源电压的源极、连接到反相输出的栅极和连接到控制输入的漏极；第二NMOS晶体管，具有连接到控制输入的漏极、连接到反相输出的栅极和连接到地电压的源极。
6.根据权利要求4所述的电压调节器，其中：
第一放大器包括：第一电流源，连接到电源电压；第一PMOS晶体管，具有连接到第一电流源的输出的源极、连接到电力输出的栅极和连接到反相输出的漏极；第一NMOS晶体管，具有连接到反相输出的漏极和连接到电力输出的栅极；第二电流源，连接在第一NMOS晶体管的源极与地电压之间，
第二放大器包括：第三电流源，连接到电源电压；第二PMOS晶体管，具有连接到电流源的输出的源极、连接到反相输出的栅极和连接到控制输入的漏极；第二NMOS晶体管，具有连接到控制输入的漏极和连接到反相输出的栅极；第四电流源，连接在第二NMOS晶体管的源极与地电压之间。
7.根据权利要求4所述的电压调节器，其中：
第一放大器包括：第一PMOS晶体管，具有连接到电源电压的源极和连接到电力输出的栅极；第三PMOS晶体管，具有连接到第一PMOS晶体管的漏极的源极、连接到电力输出的栅极和连接到反相输出的漏极；第一NMOS晶体管，具有连接到电力输出的栅极和连接到地电压的源极；第三NMOS晶体管，具有连接到反相输出的漏极、连接到电力输出的栅极和连接到第一NMOS晶体管N1的漏极的源极；
第二放大器包括：第二PMOS晶体管，具有连接到电源电压的源极和连接到反相输出的栅极；第四PMOS晶体管，具有连接到第二PMOS晶体管的漏极的源极、连接到反相输出的栅极和连接到控制输入的漏极；第二NMOS晶体管，具有连接到反相输出连接栅极和连接到地电压连接源极；第四NMOS晶体管，具有连接到控制输入的漏极、连接到反相输出的栅极和连接到第二NMOS晶体管的漏极的源极。
8.根据权利要求4所述的电压调节器，其中：
第一放大器包括：第一PMOS晶体管，具有连接到电源电压的源极和连接到电力输出的栅极；第三PMOS晶体管，具有连接到第一PMOS晶体管的漏极的源极、连接到第一控制电压的栅极和连接到反相输出的漏极；第一NMOS晶体管，具有连接到电力输出的栅极和连接到地电压连接源极；第三NMOS晶体管，具有连接到反相输出的漏极、连接到第二控制电压的栅极和连接到第一NMOS晶体管的漏极的源极；
第二放大器包括：第二PMOS晶体管，具有连接到电源电压的源极和连接到反相输出的栅极；第四PMOS晶体管，具有连接到第二PMOS晶体管的漏极的源极、连接到第一控制电压的栅极和连接到控制输入连接漏极；第二NMOS晶体管，具有连接到反相输出的栅极和连接到地电压的源极；第四NMOS晶体管，具有连接到控制输入的漏极、连接到第二控制电压的栅极和连接到第二NMOS晶体管的漏极的源极。
9.根据权利要求4所述的电压调节器，其中：
第一放大器包括：第一PMOS晶体管，具有连接到电源电压的源极和连接到电力输出的栅极；第三PMOS晶体管，具有连接到第一PMOS晶体管的漏极的源极和连接到电力输出的栅极；第一NMOS晶体管，具有连接到电力输出的栅极和连接到地电压的源极；第三NMOS晶体管，具有连接到第三PMOS晶体管的漏极的漏极、连接到电力输出的栅极和连接到第一NMOS晶体管的漏极的源极；
第二放大器包括：第二PMOS晶体管，具有连接到电源电压的源极、连接到第一PMOS晶体管的漏极的栅极和连接到控制输入的漏极；第二NMOS晶体管，具有连接到第一NMOS晶体管的漏极的栅极、连接到控制输入的漏极和连接到地电压的源极。
10.根据权利要求1所述的电压调节器，所述电压调节器还包括：频率补偿元件，连接在通过元件的电力输出和缓冲器的输入之间并且被构造成稳定整个电路回路的频率。
11.一种电压调节器，所述电压调节器包括：
通过元件，具有连接到电压源的电力输入、连接到负载的电力输出以及控制输入；
缓冲器，具有输入并且具有连接到通过元件的控制输入的输出；
误差放大器，与通过元件和缓冲器一起形成第一反馈回路，并且具有连接到通过元件的电力输出的分压电压的正输入、连接到参考电压的负输入和连接到缓冲器的输入的输出；
快速推挽式驱动器，以反相器型放大结构连接在通过元件的电力输出和控制输入之间，并且被构造成当由于负载变化而出现电力输出的下冲和过冲时，在交流耦合电力输出的同时以比第一反馈回路的调节速度快的速度调节电力输出。
12.根据权利要求11所述的电压调节器，其中，通过元件包括PMOS晶体管，所述PMOS晶体管具有连接到电力输入的源极、连接到电力输出的漏极和连接到控制输入的栅极。
13.根据权利要求12所述的电压调节器，其中，缓冲器具有源极跟随器电路结构，用于根据电力输出的变化来减轻压摆限制并且在宽带处以高速进行响应。
14.根据权利要求13所述的电压调节器，其中，误差放大器包括：
差分放大器，被构造成对正输入的电压和负输入的电压进行比较并且对正输入的电压和负输入的电压之间的差异进行放大。
15.根据权利要求11所述的电压调节器，其中：
快速推挽式驱动器与通过元件一起形成第二反馈回路，第二反馈回路的操作响应比第一反馈回路的操作响应快，
第一反馈回路用作直流反馈回路，并且第二反馈回路用作交流反馈回路。
16.一种低漏失电压调节器，所述低漏失电压调节器包括：
通过元件，被构造成响应于控制输入上的电压将电力输入传递到与负载连接的电力输出；
分压器，被构造成根据指定的电阻比将电力输出分压，以产生分压输出；
缓冲器，具有输入并且具有连接到通过元件的控制输入的输出；
误差放大器，与通过元件和缓冲器一起形成第一反馈回路，并且被构造成对与分压器的分压输出连接的正输入的电压和连接到输入参考电压的负输入的电压进行比较和放大，误差放大器的输出被作为缓冲器的输入提供；
快速推挽式驱动器，具有反相器型放大结构，并且被构造成当由于负载变化而出现偏离电力输出的目标电压的负峰或正峰时，以比第一反馈回路的电压调节速度快的速度将电力输出调节至目标电压。
17.根据权利要求16所述的低漏失电压调节器，其中，低漏失电压调节器被安装在片上系统的封装件中。
18.根据权利要求16所述的低漏失电压调节器，其中，分压器包括：
第一电阻器，具有连接到电力输出的一端；
第二电阻器，连接在产生分压的第一电阻器的另一端和地电压之间。
19.根据权利要求16所述的低漏失电压调节器，其中，快速推挽式驱动器具有属于反相器型并且驱动推电流和拉电流的级联放大器，级联放大器的级数是至少两个或更多个。
20.根据权利要求19所述的低漏失电压调节器，其中，快速推挽式驱动器还包括：高通滤波器，被构造成使用电容器和电阻器交流耦合通过元件的电力输出。
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