CN103270693B - 电动机驱动控制装置 - Google Patents

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Abstract

用于进行效率良好的稳定的电动机控制的电动机驱动控制装置包括：速度处理部，通过将对应当前速度的第1值进行占空比换算而生成第2值；转矩处理部，通过将对应目标转矩的第3值进行占空比换算而生成第4值；及驱动部，通过对应第2值与第4值的和的平均占空比而控制互补型切换放大器中所含的开关的切换，从而驱动与互补型切换放大器连接的电动机。

Description

电动机驱动控制装置
技术领域
本发明涉及电动机驱动控制。
背景技术
图1表示用于说明电动机驱动的基本动作的图。通过对这种包括于H电桥电路中的FET(Field Effect Transistor，场效晶体管)等的开关S1至S4的切换的占空比进行控制而控制电动机的驱动状态。例如，若从电池batt供给比由电动机旋转而产生的反电动势Vmotor大的电压Vout，则电动机成为动力运转状态。例如，在通过PWM(Pulse WidthModulation，脉宽调制)而控制开关的占空比的情况下，若例如增加使开关S1及S4为导通的期间，而成为Vout＝Vbatt×Duty(导通的比率)＞Vmotor，则成为动力运转状态(存在转矩输出的状态)。只要为动力运转状态，则如图1的实线箭头所示，电流于电动机侧流通。此外，只要调整使开关S1及S4为导通的期间，则也可以成为Vout＝Vmotor的状态(转矩为零状态)。而且，若缩短使开关S1及S4为导通的期间，则变为Vout＜Vmotor的状态，若电池batt为蓄电池，则如图1的虚线箭头所示，成为于电池batt侧流通电流的电池再生状态。此外，也可以通过调整开关S1至S4的切换、占空比，而成为舍弃电动机的反电动势Vmotor的失电制动等其他制动状态。
另外，当然，若将自开关S1及S2将电力供给至电动机的方向设为正转，则也可以向自开关S3及S4将电力供给至电动机的逆转方向。
于通过电池驱动电动机的技术中，已知有(1)二极管驱动方式、(2)电流始终反馈方式。
(1)二极管驱动方式
是如下的技术，即利用如图1所示的H电桥电路中的FET的寄生二极管或专用二极管，仅对动力运转方向或制动方向赋予适当的PWM占空比，通过较大的前馈而施加转矩。无需担忧开环失控，可简单确实地于动力运转或制动方向控制，因此可优选地使用。
但是，由于二极管的下降电压而牺牲效率。此外，通过二极管的整流作用，动力运转时仅于施加电压变为反电动势以上的瞬间流通电流，制动时仅于变为反电动势以下的瞬间流通电流。由于反电动势变为与电动机旋转速度成比例的正弦波电压输出，所以存在施加电压与电流及转矩不成比例，转矩控制的线性变得非常差，且该线性根据速度也较大变化的问题。所以，为获得如目标的转矩，必须对应速度与目标转矩的极其复杂的校正限制。
(2)电流始终反馈方式
是如下的方式，即对电动机电流进行即时检测，以成为与希望转矩相对应的电动机电流的方式，与此时的速度无关而始终反馈进行控制。
由于对作为控制结果的电流进行监视控制，所以精度较高，但通过负反馈控制而容易变得不稳定，为进行稳定的反馈控制，对一周响应(电动机电流检测→微计算机计算→输出指令)要求成为充分低的切断频率的控制，存在响应延迟，或必须使一周响应进一步高速高精度化等不利。此外，存在若应于何处反馈的信息中断，则判断控制量不足而过度响应，导致失控的情况。
另外，在日本专利特开平10-59262号公报中，揭示了将辅助转矩指令(输入)与电动机转矩(输出)的偏差通过比例电路(Proportional)及积分器(Integral)而进行反馈的方法。一般是被称为PI控制或相位延迟补偿的方法。
于该控制系统的情况下，通过积分器于高频区域相位延迟，所以有若作为控制对象的电动机存在延迟要素则会产生振荡的虞。所以，也可以于该高频区域追加推动相位的微分电路(differential)。但是，这样于使控制系统变得复杂的情况下，必须考虑使作为控制对象的反向器或电动机模式化，由于该模式化的错误，或即便不存在错误也存在装置的不均或劣化等，有可能导致特性改变时产生振荡。
[背景技术文献]
[专利文献]
[专利文献1]日本专利特开平10-59262号公报
发明内容
[发明所要解决的问题]
所以，本发明的目的在于提供一种效率优选的稳定的电动机控制技术。
[解决问题的技术手段]
本发明的第1形态的电动机驱动控制装置是应称为速度追踪、转矩、前馈方式(以下简称为转矩、前馈)，包括：(A)速度处理部，通过将与当前速度相对应的第1值进行占空比换算而生成第2值；(B)转矩处理部，通过将与目标转矩相对应的第3值进行占空比换算而生成第4值；及(C)驱动部，通过对应第2值与第4值的和的平均占空比，控制互补型切换放大器中所含的开关的切换，从而驱动与互补型切换放大器连接的电动机。
通过这种运算，可不使用二极管而在通过对应当前速度的反电动势相当电压使其平衡后对目标转矩进行转矩、前馈加算，从而可稳定进行效率良好的电动机驱动控制。另外，第1及第2值均可成为正值或负值。
此外，第1形态的电动机驱动控制装置可以更包括修正部，该修正部是在将对应电动机的驱动电流的第5值进行转矩换算的第6值与第3值乖离特定容许量以上的情况下，对应乖离程度修正第3值使驱动电流减少。这样，即便在电动机的驱动电流因某些原因变多或以变多的方式进行检测的情况下，也可以修正第3值(即目标转矩)以使电动机的驱动电流减少，因此安全。
此外，第1形态的电动机驱动控制装置也可以更包括进角校正部，该进角校正部是根据第1值及第3值生成进行用于所述切换的信号的相位控制的信号。为了使对应目标转矩的适当的转矩输出至电动机，优选为也考虑对应当前速度的第1值而进行进角校正。
而且，第1形态的电动机驱动控制装置的驱动部可将第2值与第4值的和根据电源电压而进行校正。原因是电源电压存在通过其消耗程度而产生变化的情况。
此外，第1形态的电动机驱动控制装置的转矩处理部可根据第1值而对第3值进行校正。例如根据当前速度预先准备多种校正曲线，例如在当前速度较快的情况下，可采用如使第3值增加的曲线。
而且，第1形态的电动机驱动控制装置的转矩处理部可包括根据当前的占空比及对应电源电压的电流限制而对第3值的范围施加限制的转矩限制部。这样，在转矩、前馈控制中，可以通过电源的制约即电流限制，以适当的电流流通于电动机的方式限制第3值。
另外，在所述电源为可充电的电池的情况下，对应电源电压的电流限制有时也根据电池的充满电裕度及残量裕度而设定。由此防止过度放电或过度充电而保护蓄电池。而且，所述转矩限制部也可以进一步根据基于开关的温度的电流限制而对第3值的范围施加限制。由此可保护开关。
而且，第1形态的电动机驱动控制装置也可以更包括根据过去的多个速度检测结果而预测所述当前速度的速度预测部。这样，则可获得准确的当前速度，并且可实施适当的转矩、前馈控制。
此外，以上所述的转矩处理部可根据制动指示，依据针对第1值及所对应的第3值而预先规定的对应关系，根据当前的第1值而特别规定所对应的第3值。这种情况下，在所述对应关系中，第3值成为与第1值相反极性的值。制动时根据当前速度调整为适当的目标转矩。
另外，以上所述的对应关系有时也成为如与第1值相反极性且为第1值的绝对值的一半以下(“一半以下”例如也包括超过“一半”数％左右的情况)的关系。这样，则无论为多大速度也可以以某种程度的效率进行再生。
此外，以上所述的制动指示可包括制动量的指示。这种情况下，所述对应关系可包括对应制动量而不同的对应关系。这样，则可对应制动量以高效率进行再生。
而且，以上所述的对应关系可包括若第1值的绝对值变大，则所对应的第3值的绝对值变小的部分。虽可设定各种曲线，但在速度较快的部分对制动转矩进行限制，使再生效率提高。
而且，以上所述的对应关系也可以包括根据对应电源电压的电流限制而决定的对应关系的部分。原因在于，关于制动，在对蓄电池进行再生的情况下，也施加对应电池状态的电流限制。
而且，第1形态的电动机驱动控制装置也可以更包括修正部，该修正部是以当第3值为0时电动机的驱动电流变为0的方式，对速度处理部中的占空比换算系数或占空比换算函数进行修正。由于可消除电流检测或增益的误差，所以可适当实施转矩、前馈控制。
而且，以上所述的修正部可以如下方式对速度处理部中的占空比换算系数或占空比换算函数进行修正，即若检测出第3值为0的状态，则电动机驱动的阻断时的驱动电流值与电动机驱动的非阻断时的驱动电流值的差变为0。可以更准确地校正系数或函数。
此外，若以上所述的当前车速为电动机驱动轮的车速，则第1形态的电动机驱动控制装置也可以更包括：车速推断部，根据踏板的旋转频率而推断踏板驱动轮的车速；比较部，将当前车速与踏板驱动轮的车速进行比较；及控制信号输出部，在比较部的比较结果表示当前车速比踏板驱动轮的车速快且通过踏板的输入转矩为阈值以上的情况下，输出用于抑制电动机驱动的控制信号。此外，若着眼于踏板驱动轮，则第1形态的电动机驱动控制装置也可以更包括：车速推断部，根据踏板驱动轮的旋转频率而推断踏板驱动轮的车速；比较部，将当前车速与踏板驱动轮的车速进行比较；及控制信号输出部，在比较部的比较结果表示当前车速比踏板驱动轮的车速快的情况下，输出用于抑制电动机驱动的控制信号。这样，可检测电动机驱动轮的空转，并且可以抑制该空转。
而且，第1形态的电动机驱动控制装置也可以更包括电路，该电路是通过以上所述的控制信号，将以上所述的目标转矩设定为0(包括大致为0的情况，有时也为根据原先值而设为非常小的值(例如1/10))。这样，则以上所述的第4值也变为0，从而抑制电动机驱动。
此外，第1形态的电动机驱动控制装置也可以更包括电路，该电路是使速度处理部对通过以上所述的车速推断部推断的踏板驱动轮的车速代替所述当前车速进行处理。由于踏板驱动轮的车速大致为0，所以以上所述的第1值大致变为0，所以以上所述的第2值也大致变为0，从而抑制电动机驱动。
另外，以上所述的车速推断部可根据踏板的旋转频率、踏板驱动轮的周长与变速机的齿轮比的积而推断踏板驱动轮的车速。另外，关于齿轮比，由于也存在不明确的情况，所以这种情况下使用最大齿轮比。此外，也可以插入各种范围。
此外，第1形态的电动机驱动控制装置也可以更包括：电路，使用当前车速、踏板的旋转频率及踏板驱动轮的周长，算出用于判断电动机驱动轮有无空转的指标值，若踏板的输入转矩为阈值以上，则基于该指标值判断电动机驱动轮有无空转；及控制信号输出部，在判断为存在电动机驱动轮的空转的情况下，输出用于抑制电动机驱动的控制信号。如下所述，例如可使用将当前车速＞(踏板的旋转频率×踏板驱动轮的周长×齿轮比(其中存在1的情况))进行变形的各种指标值。
此外，第2形态的电动机驱动控制装置包括：(A)速度处理部，通过将对应当前速度的第1值进行占空比换算而生成第2值；(B)转矩处理部，通过将对应目标转矩的第3值进行占空比换算而生成第4值；(C)驱动部，通过对应第2值与第4值的和的平均占空比，对互补型切换放大器中所含的开关的切换进行控制，驱动与互补型切换放大器连接的电动机；及(D)校正部，根据速度处理部中的第1占空比换算系数的基准值、以第3值为0时电动机的驱动电流成为0的方式进行修正的第1占空比换算系数的值及转矩生成部中的第2占空比换算系数的基准值，对第2占空比换算系数进行校正。由此，转矩处理部可以通过适当校正的系数值而进行处理。
另外，可制成用于使微处理器实施如上所述的处理的程序，该程序例如存储于软盘、CD-ROM(Compact Disc Read Only Memory，紧密光盘-只读存储器)等光盘、磁光盘、半导体存储器(例如ROM(Read Only Memory，只读存储器)、硬盘等计算机可读取的存储介质或存储装置。另外，关于处理途中的数据，暂时保管于RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)等存储装置。
附图说明
图1是用于说明电动机驱动的基本动作的图。
图2是第1实施方式的电动机驱动控制装置的功能框图。
图3是用于说用第1实施方式的电动机驱动控制装置的动作的图。
图4是用于说明第2实施方式的课题的图。
图5是用于说明第2实施方式的课题的图。
图6是用于说明第2实施方式的课题的图。
图7是第2实施方式的电动机驱动控制装置的功能框图。
图8是表示第3实施方式的电动辅助自行车的一例的图。
图9涉及一种第3实施方式的电动机驱动控制器的功能框图。
图10(a)至(1)是用于说明电动机驱动的基本动作的波形图。
图11是第3实施方式中的运算部的功能框图。
图12是车速输入部的第1功能框图。
图13是车速输入部的第2功能框图。
图14是进角校正部的第1功能框图。
图15是进角校正部的第2功能框图。
图16是表示转矩校正函数的一例的图。
图17是电流限制部的功能框图。
图18是电池的降额曲线的一例的图。
图19是表示FET温度与电流限制值的关系的图。
图20是用于说明根据车速对占空比进行换算的系数的校正的图。
图21是速度系数修正部的第1功能框图。
图22是速度系数修正部的第2功能框图。
图23是用于说明再生制动目标转矩运算部的图。
图24是用于说明再生制动目标转矩运算部的图。
图25是用于说明再生制动目标转矩运算部的图。
图26是用于说明再生制动目标转矩运算部的图。
图27是再生制动目标转矩运算部的功能框图。
图28是转矩对占空比系数的校正部的第1功能框图。
图29是转矩对占空比系数的校正部的第2功能框图。
图30是第4实施方式中的运算部等的功能框图。
图31是第4实施方式的变形例中的运算部等的功能框图。
具体实施方式
[实施方式1]
图2中表示本实施方式的电动机驱动控制装置500的功能框图。电动机驱动控制装置500包括第1占空比换算部520、第2占空比换算部510、加算部530、及驱动部540。另外，电动机驱动控制装置500的驱动部540的输出与互补型的切换放大器610连接，通过该切换放大器610驱动电动机620。
例如，在电动机驱动控制装置500中，自与该电动机驱动控制装置500连接的传感器等输入对应当前车速的第1数字值，及自与该电动机驱动控制装置500连接的指示机构或传感器等输入对应目标转矩的第3数字值而进行处理。而且，第2占空比换算部510实施对第1数字值乘以换算系数(相当于占空比/当前车速的系数)等处理，输出对第1数字值进行占空比换算的第2数字值。同样地，第1占空比换算部520实施对第3数字值乘以换算系数(相当于占空比/转矩的系数)等处理，输出对第3数字值进行占空比换算的第4数字值。
加算部530将来自第2占空比换算部510的第2数字值及来自第1占空比换算部520的第4数字值相加并输出至驱动部540。驱动部540使切换放大器610的开关切换以成为对应第2及第4数字值的和的平均占空比。该切换可为PWM，也可以通过PNM(Pulse NumberModulation，脉冲数调制)或PDM(Pulse Density Modulation，脉冲密度调制)或1位元放大器的其他方式进行。
这样，则电动机620通过对应平均占空比的电压及电流而驱动。
进一步使用图3对这种电动机驱动控制装置500的动作进行说明。此处，将第2数字值表示为D0，将第4数字值表示为DT。这样，则如上所述，切换放大器610的开关的平均占空比Duty以如下方式表示。
Duty＝D0+DT
在本实施方式中，若保持当前速度的状态，则以沿着D0的直线的形式使平均占空比Duty变化。在使电动机620为动力运转状态进行加速的情况下，目标转矩为正值，例如设定为+Dt，所以使该直线向上方偏移与Dt相对应量。这样，则虽加速与目标转矩相对应量，但平均占空比也相对提高。另一方面，在使电动机620为例如制动状态进行减速的情况下，目标转矩为负值，例如设定为-Dt，所以使所述直线向下方偏移与Dt相对应量。这样，则减速与目标转矩相对应量，平均占空比也相对变低。
而且，为了对应电动机620的正旋转及逆旋转，关于相当于当前车速的第2数字值D0，有时也设定正值及负值。
通过实施如上的转矩、前馈控制，进行稳定的控制，并且不存在如二极管驱动方式的效率下降，所以优选地使用于例如电动辅助自行车等中。但是，也可以用于其他电动机驱动。
[实施方式2]
第1实施方式中于获得对应目标转矩的输出转矩的情况下无问题，但因零件不均等而流通于电动机中的电流变多，结果，也存在产生比目标转矩大的转矩的情况。
一般来说，如图4所示，相对于目标转矩的输出转矩优选为如由直线a所示，与目标转矩一致。此外，就安全性等的观点来说，输出转矩必须为根据目标转矩而设定且必须为以直线b表示的容许量上限以下的区域的值。但是，由于某些原因，流通于电动机中的电流变多，如由图5的虚线c所示，对目标转矩流通过大的电流，结果，也会产生要求如超过表示容许量上限的直线b的区域(带影线)的输出转矩，从而驱动电动机的情况。
在本实施方式中，应用为避免所述情况的机构。若在图6中示意性表示，则关于对应目标转矩的输出转矩超过容许量上限的部分，强制性地修正为例如容许量上限(直线b上的值)，并且驱动电动机以获得如粗线d所示的修正后的输出转矩。
具体来说，应用如图7所示的电动机驱动控制装置700。第2实施方式的电动机驱动控制装置700包括转矩处理部750、第2占空比换算部770、加算部780、及驱动部790。
转矩处理部750包括第1绝对值化部751、裕量附加部752、转矩换算部753、第2绝对值化部754、加算部756、第1箍制部757、累计部758、第1LPF(LoW Pass Filter，低通滤波器)部759、加算部760、第2箍制部761、极性反转部763、及第1占空比换算部764。电动机驱动控制装置700的驱动部790与互补型的切换放大器810连接。而且，电动机820通过切换放大器810而驱动。
第2占空比换算部770实施自与电动机驱动控制装置700连接的传感器等对与当前车速相对应的第1数字值乘以换算系数(相当于占空比/当前车速的系数)等处理，并且输出对第1数字值进行占空比换算的第2数字值。
转矩处理部750的第1绝对值化部751从自与电动机驱动控制装置700连接的指示机构或传感器等接收的目标转矩所对应的第3数字值抽取符号部分并输出至极性反转部763，并且将值部分(|第3数字值|＝Tc)输出至裕量附加部752及加算部760。
此外，转矩换算部753实施对与流通于电动机820中的电动机驱动电流值相对应的第5数字值乘以换算系数(相当于转矩/电动机驱动电流值的系数)等处理，输出对第5数字值进行转矩换算的第6数字值。第2绝对值化部754去除第6数字值的符号部分，输出值部分(|第6数字值|)。
裕量附加部752例如是以Tm＝Tc×1.15+特定数α的类的形式对|第3数字值加上裕量。而且，加算部756将第2绝对值化部754的输出即|第6数字值|与-Tm相加。在该加算结果成为负值的情况下，即于Tm大于|第6数字值|的情况下，即便直接输出目标转矩也无问题，所以第1箍制部757输出0。另一方面，在Tm小于|第6数字值|的情况下，加算结果变为正值，为了校正目标转矩，第1箍制部757将加算结果直接输出至累计部758。累计部758于对加算结果乘以电流校正追随时常数fb后输出。而且，1次LPF部759相对于累计部758的输出实施1次低通滤波器的平滑化处理并输出。这样，则算出基于电动机电流值的校正量。
而且，加算部760自第1绝对值化部751的输出即|第3数字信号|减去1次LPF部759的输出(加上负校正量)并输出。第2箍制部761于加算部760的输出结果成为负值的情况下，即校正量变多的情况下输出0，在加算部760的输出结果成为正值的情况下直接输出。而且，极性判定部763于目标转矩为负值且自第1绝对值化部751接收表示符号部分为负的信号的情况下，在使来自第2箍制部761的输出的极性反转后输出，在接收表示符号部分为正的信号的情况下，不进行任何处理而直接输出。这样，第3数字值于对应电动机电流值进行校正之后输出至第1占空比换算部764。
第1占空比换算部764实施对校正后的第3数字值乘以换算系数(相当于占空比/转矩的系数)等处理，输出对校正后的第3数字值进行占空比换算的第4数字值。
加算部780将来自第2占空比换算部770的第2数字值及来自第1占空比换算部764的第4数字值相加并输出至驱动部790。驱动部790以成为对应第2及第4数字值的和的平均占空比的方式对切换放大器810的开关进行切换。该切换可为PWM(Pulse WidthModulation)，也可以通过PNM(Pulse Number Modulation)或PDM(Pulse DensityModulation)或1位元放大器的其他方式进行。
这样，电动机820通过对应平均占空比的电压及电流而驱动。
通过实施如上的转矩、前馈控制，即便如过度流通电动机电流而成为过度的驱动状态的情况下，为了以降低目标转矩的方式发挥作用，而进行安全的电动机驱动。另外，由于进行绝对值化后进行运算，所以也假设目标转矩的值及转矩换算的电动机电流值均为负值。
而且，也可以获得如第1实施方式中所述的效果。
[实施方式3]
使用图8至图26对本发明的第3实施方式进行说明。此处，将电动机搭载于自行车的所谓的电动辅助自行车作为一例进行说明。
图8是表示第3实施方式中的电动辅助自行车的一例的外观图。该电动辅助自行车1是曲柄轴与后轮透过链条而连结的一般性的后轮驱动型，且搭载着电动机驱动装置。电动机驱动装置包括二次电池101、电动机驱动控制器102、转矩传感器103、制动传感器104、电动机105、及操作面板106。
二次电池101例如为供给最大电压(充满电时的电压)为24V的锂离子二次电池，但也可以为其他种类的电池，例如锂离子聚合物二次电池、氢化镍蓄电池等。
转矩传感器103设置于安装在曲柄轴的滚轮，对搭乘者对踏板的踏力进行检测，并且将其检测结果输出至电动机驱动控制器102。
制动传感器104包括磁铁及众所周知的舌簧开关。磁铁在固定制动杆且送通制动线的壳体内，固定在与制动杆连结的制动线。当手握持制动杆时，使舌簧开关为导通状态。此外，舌簧开关固定在壳体内。该舌簧开关的导通信号发送至电动机驱动控制器102。
电动机105例如为众所周知的三相直流无刷电动机，且例如安装在电动辅助自行车1的前轮。电动机105使前轮旋转，并且将转子与前轮连结以使转子根据前轮的旋转而旋转。而且，电动机105包括霍尔元件等并且将转子的旋转信息(即霍尔信号)输出至电动机驱动控制器102。
操作面板106例如从使用者接收关于辅助的有无的指示输入，并且将该指示输入输出至电动机驱动控制器102。另外，操作面板106也可以从使用者接收辅助比的设定输入，并且将该设定输入输出至电动机驱动控制器102。
将关于这种电动辅助自行车1的电动机驱动控制器102的构成示于图9。电动机驱动控制器102包括控制器1020及FET(Field Effect Transistor)电桥1030。FET电桥1030中包括针对电动机105的U相进行切换的高端FET(Suh)及低端FET(Sul)、针对电动机105的V相进行切换的高端FET(Svh)及低端FET(Svl)、以及针对电动机105的W相进行切换的高端FET(Swh)及低端FET(Swl)。该FET电桥1030构成互补型切换放大器的一部分。此外，FET电桥1030中为测定其温度而设置着热阻器108。
此外，控制器1020包括运算部1021、温度输入部1022、电流检测部1023、车速输入部1024、可变延迟电路1025、电动机驱动时序生成部1026、转矩输入部1027、制动输入部1028、及AD(Analog/Digital，模拟/数字)输入部1029。
运算部1021使用来自操作面板106的输入(例如导通/断开及动作模式(例如辅助比))、来自温度输入部1022的输入、来自电流检测部1023的输入、来自车速输入部1024的输入、来自转矩输入部1027的输入、来自制动输入部1028的输入、来自AD输入部1029的输入进行以下所述的运算，并且对电动机驱动时序生成部1026及可变延迟电路1025进行输出。另外，运算部1021包括存储器10211，存储器10211存储用于运算的各种数据及处理途中的数据等。而且，运算部1021有时也通过处理器执行程序而实现，这种情况下，该程序有时也记录于存储器10211。
温度输入部1022将来自热阻器108的输入数字化并输出至运算部1021。电流检测部1023通过对流通于FET电桥1030内的FET中的电流进行检测的检测电阻107将与电流相对应的电压值数字化并输出至运算部1021。车速输入部1024根据电动机105输出的霍尔信号算出当前车速，并且输出至运算部1021。转矩输入部1027将相当于来自转矩传感器103的踏力的信号数字化并输出至运算部1021。制动输入部1028将相当于来自制动传感器104的制动力的信号数字化并输出至运算部1021。AD(Analog-Digital，模拟-数字)输入部1029将来自二次电池101的输出电压数字化并输出至运算部1021。此外，存储器10211有时也与运算部1021分别设置。
运算部1021将进角值作为运算结果输出至可变延迟电路1025。可变延迟电路1025根据从运算部1021接收的进角值调整霍尔信号的相位并输出至电动机驱动时序生成部1026。运算部1021将例如相当于PWM的占空比的PWM码作为运算结果输出至电动机驱动时序生成部1026。电动机驱动时序生成部1026根据来自可变延迟电路1025的调整后的霍尔信号及来自运算部1021的PWM码，生成相对于FET电桥1030中所含的各FET的切换信号并输出。
使用图10(a)至(1)对图9所示的构成的电动机驱动的基本动作进行说明。图10(a)表示电动机105输出的U相的霍尔信号HU，图10(b)表示电动机105输出的V相的霍尔信号HV，图10(c)表示电动机105输出的W相的霍尔信号HW。如下所述，在本实施方式中，将电动机105的霍尔元件以霍尔信号如图10所示以略有上升的相位输出的方式设置，并且通过可变延迟电路1025而可调整。所以，如图10(d)所示的U相的调整后霍尔信号HU_In自可变延迟电路1025输出至电动机驱动时序生成部1026，如图10(e)所示的V相的调整后霍尔信号HV_In自可变延迟电路1025输出至电动机驱动时序生成部1026，如图10(f)所示的W相的调整后霍尔信号HW_In自可变延迟电路1025输出至电动机驱动时序生成部1026。
另外，将霍尔信号1个周期设为电角度360度，并且分为6个相位。
此外，如图10(g)至(i)所示，产生U相端子为Motor_U反电动势，V相端子为Motor_V反电动势，W相端子为Motor_W反电动势的反电动势电压。为根据相位对这种电动机反电动势电压赋予驱动电压而驱动电动机105，而将如图10(j)至(1)所示的切换信号输出至FET电桥1030的各FET的闸。图10(j)的U_HS表示U相的高端FET(Suh)的闸信号，U_LS表示U相的低端FET(Sul)的闸信号。PWM及“/PWM”表示通过对应运算部1021的运算结果即PWM码的占空比而进行导通/断开的期间，由于为互补型，所以若PWM为导通，则/PWM变为断开，若PWM为断开，则/PWM变为导通。低端FET(Sul)的“On”的区间始终为导通。图10(k)的V_HS表示V相的高端FET(Svh)的闸信号，V_LS表示V相的低端FET(Svl)的闸信号。符号的意义与图10(j)相同。而且，图10(1)的W_HS表示W相的高端FET(Swh)的闸信号，W_LS表示W相的低端FET(Swl)的闸信号。符号的意义与图10(j)相同。
这样，U相的FET(Suh及Sul)于相位1及2进行PWM的切换，U相的低端FET(Sul)于相位4及5变为导通。此外，V相的FET(Svh及Svl)于相位3及4进行PWM的切换，V相的低端FET(Svl)于相位6及1变为导通。而且，W相的FET(Swh及Swl)于相位5及6进行PWM的切换，W相的低端FET(Swl)于相位2及3变为导通。
只要输出这种信号并适当控制占空比，则可以所期望的转矩驱动电动机105。
接着，将运算部1021的功能框图示于图11。运算部1021包括再生制动目标转矩运算部1201、再生有效化部1202、驱动转矩目标运算部1203、辅助有效化部1204、加算部1206、进角校正部1207、转矩校正部1208、电流限制部1209、转矩保护部1210、第1占空比换算部1211、转矩通过速率限制部1212、第2占空比换算部1213、速度系数修正部1214、速度通过速率限制部1215、加算部1216、及PWM码生成部1217。
来自车速输入部1024的车速值及来自转矩输入部1027的踏板转矩值输出至驱动转矩目标运算部1203，并算出辅助转矩值。驱动转矩目标运算部1203的运算内容由于并非本实施方式的主旨，所以不进行详细叙述，但例如，驱动转矩目标运算部1203于将踏板转矩值通过LPF进行平滑化之后抽取波动成分，算出将经平滑化的踏板转矩值与该波动成分以特定混合比混合的值所对应的辅助转矩值。在该运算时，有时也进行根据车速调整混合比，或者将对应车速而使用的辅助比限制后乘以经平滑化的踏板转矩值的运算。此外，再生制动目标转矩运算部1201根据来自车速输入部1024的车速值实施以下所述的运算并算出再生制动目标转矩值。
在本实施方式中，若从制动输入部1028输入表示存在制动的输入信号，则再生有效化部1202将来自再生制动目标转矩运算部1201的再生目标转矩值输出至加算部1206。在除此以外的情况下，输出0。另一方面，若从制动输入部1028输入表示无制动的输入信号，则辅助有效化部1204输出来自驱动转矩目标运算部1203的辅助转矩值。在除此以外的情况下，输出0。
加算部1206将来自再生有效化部1202的再生目标转矩值的极性反转并输出，或直接输出来自辅助有效化部1204的辅助转矩值。以下，为简化说明，将辅助转矩值及再生目标转矩值简称为目标转矩值。
进角校正部1207根据车速值及目标转矩值进行运算并将运算结果输出至可变延迟电路1025。此外，转矩校正部1208根据目标转矩值及车速值进行以下所述的运算，并且将运算结果输出至电流限制部1209。而且，电流限制部1209对来自转矩校正部1208的输出进行以下所述的运算，并且输出运算结果。转矩保护部1210对来自电流限制部1209的输出实施例如针对第2实施方式中的转矩处理部750(但除第1占空比换算部764以外)的运算。接着，将运算结果输出至第1占空比换算部1211。第1占空比换算部1211对来自转矩保护部1210的输出乘以换算系数dt而算出转矩负载码，并且输出至转矩通过速率限制部1212。转矩通过速率限制部1212对来自第1占空比换算部1211的输出实施已知的通过速率限制处理，并且将处理结果输出至加算部1216。
此外，速度系数修正部1214根据目标转矩值修正换算系数ds并输出至第2占空比换算部1213。第2占空比换算部1213对车速值乘以修正后的换算系数ds而算出车速负载码，并且输出至速度通过速率限制部1215。速度通过速率限制部1215对来自第2占空比换算部1213的输出实施已知的通过速率限制处理，并且将处理结果输出至加算部1216。
加算部1216将来自转矩通过速率控制部1212的转矩负载码与来自速度通过速率限制部1215的车速负载码相加而算出负载码，并且输出至PWM码生成部1217。PWM码生成部1217对负载码乘以来自AD输入部1029的电池电压/基准电压(例如24V)而生成PWM码。PWM码输出至电动机驱动时序生成部1026。
以下，对主要构成要素的具体运算内容进行说明。
(1)车速输入部1024
在本实施方式中，如上所述由于大量进行基于车速的运算，所以获得准确的车速于精度上较为重要。
所以，图12中表示车速输入部1024的功能框图的一例。在图12的例子中，车速输入部1024包括边缘检测部3001、计数器3002、第1寄存器3003、第2寄存器3004、乘算部3005、加算部3006、及倒数转换部3007。边缘检测部3001中输入霍尔信号，对霍尔信号的例如上升进行检测，并且将检测信号输出至计数器3002、第1寄存器3003及第2寄存器3004。计数器3002根据来自边缘检测部3001的检测信号而重设当前计数值，并且开始时脉(CLK)的计数。此外，第1寄存器3003及第2寄存器3004输出所保持的数值。但是，将初始保持的值初始化为0。
接着，计数器3002根据来自边缘检测部3001的下一个检测信号，将当前计数值输出至第1寄存器3003，并且重设当前计数值且重新开始时脉CLK的计数。此外，第1寄存器3003输出当前保持的值，并且保存来自计数器3002的输出值。此外，第2寄存器3004输出当前保持的值，并且保存来自第1寄存器3003的值。
而且，若从边缘检测部3001进一步接收下一个检测信号，则计数器3002将当前计数值输出至第1寄存器3003，并且重设当前计数值且重新开始时脉CLK的计数。此外，第1寄存器3003输出当前保持的值，并且保存来自计数器3002的输出值。此外，第2寄存器3004输出当前保持的值，并且保存来自第1寄存器3003的值。
这样，计数器3002对相当于霍尔信号的上升周期的值进行计数，第2寄存器3004中保存前2个周期、第1寄存器3003中保存前1个周期。
接着，乘算部3005将来自第1寄存器3003的输出值加倍，加算部3006实施自来自乘算部3005的输出值减去来自第2寄存器3004的输出值的运算。即，对自将前1个周期加倍的时间减去前2个周期的值进行运算。
最后，只要倒数转换部3007算出加算部3006的输出值的倒数，则可获得预测的当前车速。
此外，图12所示的车速输入部1024的运算也可以通过如图13的功能框图而实现。图13的车速输入部1024包括边缘检测部3011、计数器3012、第1寄存器3013、乘算部3014、加算部3015、第2寄存器3016、及倒数转换部3017。
虽基本动作与图12大致相同，但第1寄存器3013保持前1个周期，乘算部3014将计数器3012输出的值(此次周期)加倍并输出。接着，加算部3015实施自此次周期的2倍值减去前1个周期的运算，并输出至第2寄存器3016。第2寄存器3016中存储前一次预测的周期值，第2寄存器3016根据来自边缘检测部3011的检测信号，输出至倒数转换部3017，并且保存加算部3015的输出值。倒数转换部3017算出前一次预测的周期的倒数，从而获得预测的当前车速。
通过实施这种运算而可精度良好地预测车速。
(2)进角校正部1207
通过因电动机105的线圈本身的自身电感或与周围线圈的相互电感等影响所产生的电枢反作用，或铁心的磁阻等，存在反电动势的转移或波形或位准因通过此时的速度或电流而从自身线圈发出的磁场的影响而畸变，无法产生目标转矩的情况。为校正这些不良，而实施进角校正。
例如，如通过图9的说明所叙述般，将霍尔元件设置于电动机105内以输出相位略有推进的霍尔信号，可变延迟电路1025根据来自运算部1021的输出，将霍尔信号的相位进角或滞后角。
本实施方式中的进角校正部1207(参照图11)通过例如图14所示的功能区块构成而实现。在该例中，表示进角值通过车速与转矩而独立受到影响时的构成例。
图14的例子中的进角校正部1207包括第1进角算出部3021、第2进角算出部3022、加算部3023及3024。
于此情况下，第1进角算出部3021对目标转矩值乘以预先设定的(进角/转矩)系数而算出第1进角值。此外，第2进角算出部3022对车速值乘以预先设定的(进角/车速)系数而算出第2进角值。加算部3023将第2进角值与预先设定的初始固定进角值(霍尔信号预先具有的进角值)相加，并且将加算结果输出至加算部3024。加算部3024将加算部3023的加算结果与第1进角值相加而获得进角值。
于这样通过车速与转矩而独立受到影响的模式的情况下，通过针对各者准备换算系数而可进行调整。
另一方面，进角值作为车速与转矩的相乘效果而受到影响时的进角校正部1207通过例如图15所示的功能区块构成而实现。
图15的例子中的进角校正部1207包括乘算部3031、进角算出部3032、及加算部3033。乘算部3031算出例如目标转矩值与车速值的积，并且输出至进角算出部3032。进角算出部3032对来自乘算部3031的输出值乘以预先设定的进角/(转矩、车速)系数而算出变动量的进角值。加算部3033通过将该进角算出部3032的输出值与预先设定的初始固定进角值相加而算出进角值。
即便在这种情况下，也可以通过准备适当的(进角/(转矩、车速))系数的换算系数而进行进角值的调整。
(3)转矩校正部1208
转矩校正部1208根据当前车速对目标转矩进行校正。例如，准备并应用如图16所示的校正函数。在图16的例子中，直线f1表示将所输入的目标转矩直接作为校正后的目标转矩而输出时的函数。曲线f2表示车速为0时的函数，此外，曲线f3表示车速超过0的低速时(第1车速范围)的函数。曲线f4表示车速为中速时(速度比第1车速范围高的第2车速范围)的函数，而且，曲线f5表示车速为高速时的函数(速度比第2车速范围高的第3车速范围)的函数。另外，曲线的形式根据电动机的种类而决定。在图16中，表示了无刷电流整流且带铁心核心的电动机的一例。
这样，高速时也可以采用如输出较大的目标转矩值的函数。这样，则输出如维持或提高当前速度的目标转矩值。
(4)电流限制部1209
于如图9所示的电路中，进行(A)限制二次电池101的放电电流及蓄电电流、(B)FET电桥1030的温度所产生的电流限制的类的电流限制。但是，为了整体进行转矩、前馈控制，而不进行电动机驱动电流的反馈控制，根据电池电压、1个单位时间前的PWM码及FET电桥1030的温度而对目标转矩值施加限制。
所以，如图17所示，本实施方式的电流限制部1209包括正负判定部3041、零判定部3042、连续判定部3043、取样部3044、放电降额部3045、充电降额部3046、第1电流换算部3047、第2电流换算部3048、选择部3049、电流换算部3050、最小值输出部3051、FET电流限制值设定部3054、转矩换算部3052、及转矩箍制部3053。
正负判定部3041对所输入的目标转矩值(电流限制前目标转矩值)的符号进行判断，并且对转矩箍制部3053及选择部3049输出表示正或负的信号。零判定部3042判定所输入的目标转矩值是否为0，若目标转矩值为0，则无需处理，因此不输出。另一方面，若目标转矩值并非为0，则输出至连续判定部3043。连续判定部3043于例如确认超过4个单位期间0的值是否连续之后，对取样部3044输出取样指示。
取样部3044于接收来自连续判定部3043的取样指示的期间，将来自AD输入部1029的电源电压值输出至放电降额部3045及充电降额部3046。
在本实施方式中，如图18所示，放电用的降额曲线g1及充电用的降额曲线g2预先根据二次电池101而设定。在该例中，放电降额部3045于电源电压自18V至22V的期间为0至1的期间，输出相对于电源电压阶段性地或连续地单调增加的值，若未达18V，则输出“0”，防止蓄电量较少时的过度放电。此外，若电源电压为22V以上，则放电降额部3045输出“1”。另一方面，若电源电压为31V以上，则充电降额部3046输出“0”，在27V至31V的期间为0至1的期间，输出相对于电源电压阶段性或连续单调减少的值，防止过度充电。此外，若电源电压为27V以下，则充电降额部3046输出“1”。
第1电流换算部3047算出来自放电降额部3045的输出值与预先设定的放电电流限制值的积(＝电流限制值)，并且输出至选择部3049。另一方面，第2电流换算部3048算出来自充电降额部3046的输出值与预先设定的充电电流限制值的积(＝电流限制值)，并且输出至选择部3049。
选择部3049在来自正负判定部3041的输出表示正的情况下，将来自第1电流换算部3047的输出输出至电流换算部3050。另一方面，选择部3049在来自正负判定部3041的输出表示负的情况下，将来自第2电流换算部3048的电流限制值输出至电流换算部3050。
电流换算部3050通过使用选择部3049输出的电流限制值除以1个单位时间前的PWM码而换算成电动机驱动电流的电流限制值。
如图2所示的切换放大器可视为DC(Direct Current，直流)转换器，只要不存在因切换元件等所产生损失，则下式成立。
(1)电池电压×占空比＝电动机驱动电压
由于切换放大器为固定电力转换，所以电压与电流成反比例，因此获得下式。
(2)电池电流/占空比＝电动机驱动电流
所以，电流换算部3050根据从电池电压获得的电流限制值/PWM码而算出电动机驱动电流的电流限制值。
另外，有时PWM码也变为“0”，所以为避免除以“0”，例如设定下限值，在下限值以下的情况下，除以该下限值。
另一方面，FET电流限制值设定部3054例如根据图19所示的关系，并且根据来自温度输入部1022的温度而输出FET电流限制值。在图19的例子中，FET电流限制值为固定值直至FET温度为85℃位置，但若变为85℃以上，则逐渐减少，若变为125℃，则FET电流限制值变为0。FET电流限制值设定部3054通过所述曲线而特别规定FET电流限制值并输出至最小值输出部3051。
另外，若进行数式化，则以如下形式表示。
FET电流限制值＝(额定温度(125℃)-FET温度)＊FET电流限制值/(额定温度(125℃)-降额起始温度(85℃))
最小值输出部3051对来自电流换算部3050的输出(电动机驱动电流的电流限制值)与来自FET电流限制值设定部3054的输出(FET电流限制值)中的较小的值进行特别规定并输出至转矩换算部3052。
转矩换算部3052对来自最小值输出部3051的输出值乘以预先设定的换算系数(转矩/电流)而算出换算转矩值，并且输出至转矩箍制部3053。若限制前的目标转矩值为来自转矩换算部3052的换算转矩值以下，则转矩箍制部3053将限制前的目标转矩值作为限制后的目标转矩值而输出。另一方面，若限制前的目标转矩值超过来自转矩换算部3052的换算转矩值，则将换算转矩值作为限制后的目标转矩值而输出。
通过实施如上所述的运算，在转矩、前馈控制中，可生成如满足(1)限制二次电池101的放电电流及充电电流、(2)FET电桥1030的温度所产生的电流限制的类的电流限制的目标转矩值。
(5)第1占空比换算部1211
第1占空比换算部1211对来自转矩保护部1210的输出乘以预先设定的换算系数(占空比/转矩＝dt)而算出转矩负载码。另外，该转矩负载码透过转矩通过速率限制部1212输出至加算部1216。
(6)速度系数修正部1214
车速负载码是第2占空比换算部1213对当前车速值乘以换算系数(占空比/车速＝ds)而算出。
该换算系数ds是用于算出电动机105产生对应其速度的反电动势时的占空比的换算系数，根据电动机105的基本特性而唯一求出。
但是，关于实际的电动机，也存在不均或劣化等变动要素，制品运送时保持唯一设定的换算系数ds，也存在实际的电动机特性产生变动的情况，速度负载码变得过大或过小的情况。例如，变为如图20中由虚线p2所示的电动机特性，占空比Duty与车速相对应。此时，在换算系数ds的值较大的情况下，假设如图20的由实线p1所示的电动机特性，所以相对于车速的占空比Duty始终变多，控制时预计零转矩，但成为动力运转状态。在换算系数ds的值较小的情况下，相反控制时预计零转矩，但成为制动状态。
所以，通过如下所述的运算而动态修正换算系数ds。
具体来说，在完全不进行FET电桥1030的开关的切换的情况下，电动机驱动电流变为0。另一方面，即便在目标转矩值变为0的情况下，原本电动机105的反电动势与通过切换放大器的供给电压一致，所以电动机驱动电流应变为0。但是，若换算系数ds偏差，则即便目标转矩值为0也产生转矩，流通电动机驱动电流，所以对此时的电动机驱动电流进行测定，在未流通电流的方向修正换算系数ds。
所以，速度系数修正部1214例如通过如图21的功能框图所示的功能而实现。
即，速度系数修正部1214包括零检测部3061、转矩换算部3062、多工器(Multiplexer，MUX)3063、积分器3064、及加算部3065。
转矩换算部3062对来自电流检测部1023的电流值乘以预先设定的换算系数(转矩/电流)而算出相当于电动机驱动电流的转矩值。此外，零检测部3061判断目标转矩值是否为0，若检测为0，则将检测信号输出至多工器3063。多工器3063于输出来自零检测部3061的检测信号的情况下，将来自转矩换算部3062的输出值输出至积分器3064，在未输出检测信号的情况下，将0输出至积分器3064。
积分器3064将来自多工器3063的输出值进行特定时间积分，并且将积分结果输出至加算部3065。加算部3065通过自预先设定的换算系数Dss减去积分结果而算出此次应使用的换算系数Dsa，并且输出至第2占空比换算部1213。
这样，在即便目标转矩值为0也流通电动机驱动电流的情况下，在使其为0的方向调整换算系数Dss。
此外，速度系数修正部1214例如有时也通过如图22的功能框图所示的功能而实现。
即，速度系数修正部1214包括零检测部3061、间歇阻断控制部3072、第1选择部3073、第2选择部3074、加算部3075、积分器3076、加算部3077、及反转部3078。
零检测部3061判断目标转矩值是否为0，若检测为0，则将检测信号输出至间歇阻断控制部3072、第1选择部3073及第2选择部3074。间歇阻断部3072若从零检测部3061接收检测信号，则对电动机驱动时序生成部1026间歇输出使FET电桥1030的开关的切换停止的阻断信号。
第1选择部3073于零检测部3061输出检测信号且间歇阻断控制部3072输出阻断信号的情况下，选择输出来自电流检测部1023的电流值。另一方面，第2选择部3074于零检测部3061输出检测信号且间歇阻断控制部3072未输出阻断信号(即通过反转部3078断开来自间歇阻断控制部3072的阻断信号时成为导通)的情况下，选择输出来自电流检测部1023的电流值。接着。加算部3075通过自来自第1选择部3073的输出值减去来自第2选择部3074的输出值而算出误差。
这样，则即便在电流检测部1023自身产生少许误差的情况下，也可以通过第1选择部3073及第2选择部3074的输出的差而消除电流检测部1023的影响。
接着，积分器3076对来自加算部3075的输出值进行特定时间积分，并且将积分结果输出至加算部3077。加算部3077通过自预先设定的换算系数Dss减去积分结果而算出此次应使用的换算系数Dsa，并且输出至第2占空比换算部1213。
这样，则在即便目标转矩值为0也流通电动机驱动电流的情况下，在使其为0的方向调整换算系数Dss。
另外，关于本运算，并非始终实施，若为电动辅助自行车1，则在例如车速条件(5km/h至20km/h)或加速度条件(-0.02G至+0.02G)等稳定行驶的状态等时进行实施。
此外，无需频繁实施如上所述的运算，所以在例如修正后的换算系数的变化幅度收敛时等稳定的情况下，将直至下一次运算为止的时间改变为数分钟后等，也使控制时间间隔变动。
(7)第2占空比换算部1213
虽于上文进行了叙述，但第2占空比换算部1213通过对当前车速值乘以换算系数Dsa而算出车速负载码。另外，该车速负载码透过速度通过速率限制部1215输出至加算部1216。
(8)PWM码生成部1217
PWM码生成部1217通过对加算部1216的转矩负载码及车速负载码的加算结果即负载码乘以来自AD输入部1029的电池电压/基准电压(例如24V)而算出最终的PWM码，并且输出至电动机驱动时序生成部1026。
(9)再生制动目标转矩运算部1201
使用者通过制动杆输入制动指示，制动传感器104对该制动指示进行检测后，将表示存在制动的信号(有时为表示制动的强弱的信号)输出至制动输入部1028。制动输入部1028根据该信号进行如下所述的运算，算出适当的再生制动转矩值。
具体来说，使用图23进行说明。图23的横轴表示再生制动转矩的设定值，纵轴表示所对应的转矩值、效率及电力。在该图表中，如直线r1所示，若再生制动转矩的设定值变为当前的车速相当值，则再生效率变为0，若再生制动转矩值为0，则再生效率变为100％。另一方面，如直线r2所示，若再生制动转矩的设定值为0，则制动转矩值为0，若再生制动转矩的设定值为车速相当值，则制动转矩值变为车速相当值。这样，则根据由直线r1表示的再生效率及由直线r2表示的制动转矩，再生电力变为曲线r3的形式，再生电力于再生制动转矩的设定值为车速相当值的1/2时以再生效率50％而变为最大。
即，通过将再生制动转矩设定为车速相当值的1/2而可使再生电力最大化。
以此为基础，关于通过再生制动目标转矩运算部1201输出何种再生制动目标转矩值，使用图24至图26进行说明。图24的横轴表示车速，纵轴表示再生制动目标转矩值。虚直线q1表示输出车速相当值的再生制动目标转矩值时的车速-转矩关系，如使用图23进行说明般为再生效率0％(短路制动)。在该直线q1以上的区域，取出电力而成为制动。此外，虚直线q2表示输出车速相当值的1/2的再生制动目标转矩值时的车速-转矩关系，如使用图23所说明般以再生效率50％而可获得最大再生电力。该直线q2以上的区域为机械制动并用有利的区域。所以，在直线q2以下的区域，添加制约条件且采用适当的曲线。
各速度时的瞬时再生效率通过该瞬间再生制动电压相对于该瞬间速度时的反电动势电压的比而决定。
瞬时再生效率＝1-(再生制动电压/反电动势电压)
＝1-(再生转矩/车速相当转矩值)
自任意速度下的任意停止要求距离中除停止距离以外的无其他任何制约的状态下，该停止距离为获得最大再生效率、即合计获得的最大再生电力量，是无论何种速度均为均等的再生效率固定的曲线，即通过原点的比例直线。直线q10只要停止要求距离充分长，则接近于X轴，再生效率接近于100％。另一方面，若停止要求距离某种程度缩短，则直线q10变得与获得最大瞬时再生电力的直线q2相同，此时的合计再生效率变为50％。而且，停止要求距离比所述情况短时，再生转矩曲线与获得最大瞬时再生电力的直线q2相同，机械制动的并用成为必要。若使再生制动的转矩进一步变大，则瞬时再生电力相反减少，此是可转为机械制动原因。
此外，作为必须考虑的制约条件，存在表示高速区域内的最大固定制动线且与横轴平行的虚直线群q7、表示低速区域内的最低固定制动线且与横轴平行的虚直线群q6等。
若实际采用直线q10，则相对于时间的减速曲线成为呈指数函数衰减的曲线，即便停止距离为固定，停止时间也无限制变大，所以在低速侧采用即便略有牺牲再生效率也维持较大的转矩的直线q6。进一步若因低速而成为直线q6超过直线q2的区域，则不仅再生效率恶化，瞬间再生电力也相反减少，所以转移至各速度时的瞬间再生电力变为最大的直线q2，并用机械制动直至停止。
另一方面，相反于速度较大的情况下，在定率的高效再生直线即直线q4的状态下，制动转矩变得过大而危险，所以转移至用于施加固定的最大转矩限制的直线q7。
关于该情况，在中速区域内，若也考虑虚直线q3至直线q5为止的15％至35％定率制动线(再生效率85％至65％)，则有时也采用如由粗线q11表示的折线的曲线。另外，在中速区域，采用直线q4。由此，在中速区域可高效率进行电池再生。
另外，作为进一步的制约条件，存在表示基于二次电池101而设定的电池充电电流限制线的曲线群q8(根据电池的种类及状态而不同)、进一步低速区域内的再生效率50％线的直线q2等。
若将电池电压设为固定，则再生电力通过电池的最大充电电流限制而成为固定。
电池电压×电池充电电流＝固定再生电力＝电动机反电动势×电动机电流
电动机反电动势与速度成比例，电动机转矩与电动机电流成比例，所以其积为固定，所以电动机电流与速度成反比例。所以，曲线群q8成为与速度成反比例的双曲线的曲线。最大充电电流也通过电池电压、即电池残量或电池温度所产生的降额而可变，固定再生电力本身也通过以上所示的式而与电池电压成比例，所以作为多个双曲线曲线而表示。
此外，再生制动的优劣于自固定速度求出的固定距离(并非固定时间)以下停止时的总再生电力较大时为优异。此时，在特定距离以下未停止时，并用机械制动直至停止为止。若无固定距离以下的制约，则在大体无机械损失问题的范围内，越是始终难以停止的效率较差的轻度再生制动，则对于再生效率越有利，这样则制动变得无意义。所以，在并用机械制动直至特定距离以下停止的范围以作为制动功能发挥作用的状态下进行评价。
图24的曲线q11为一例，也可以采用如图25所示的曲线q13。曲线q13于低速区域内具有沿着以上所述的曲线q2的形状，若速度提高，则再生制动目标转矩值成为固定，在高速区域通过电池充电电流限制线群q8而限制。另外，虚直线q12表示25％制动线(再生效率75％)。若变为高速区域，则在通过电池充电电流限制线群q8而限制的附近，低于该直线q12。
此外，也可以采用如图26所示的曲线。图26表示自制动输入部1028接收要求制动强度时的例子。在该例中，要求制动强度较小时采用曲线q14，要求制动强度为中等时采用曲线q15，要求制动强度较大时采用曲线q16。关于曲线q16，通过电池充电电流限制线群q8的一者而限制。在这种情况下，低速时也沿着直线q2，不会超过该直线。另外，并非为所述3个阶段，也可以规定对应更多阶段或较少阶段的曲线。而且，也可以另外定义对应要求制动强度的再生制动目标转矩值的函数。
接着，将用于实现图24所示的曲线q11的再生制动目标转矩运算部1201的功能框图示于图27。图27中的再生制动目标转矩运算部1201包括换算部3081、乘算部3086、乘算部3082、最小值输出部3083、最大值输出部3084、及最小值输出部3085。
换算部3081通过对来自车速输入部1024的当前车速乘以预先设定的换算系数而将当前车速进行转矩换算。该换算系数是通过使用将车速转换为占空比的换算系数(占空比/车速的系数)除以将转矩转换为占空比的换算系数(占空比/转矩的系数)而获得。
接着，乘算器3082对换算部3081的输出值乘以1/2。由此，求出图24中的直线q2上所对应的点。接着，最小值输出部3083将预先设定的最小再生转矩设定值(图24的直线群q6)与换算部3081的输出值的1/2值进行比较，输出较小值。此外，乘算部3086对换算部3081的输出值乘以预先设定的中速区域内的再生制动率设定值rb，并且输出至最大值输出部3084。最大值输出部3084将最小值输出部3083的输出值与图24中的直线q3至q5中相符合的值进行比较，输出较大值。而且，最小值输出部3085将来自最大值输出部3084的输出值与预先设定的最大再生转矩设定值(图24的直线群q7)进行比较，将较小者作为再生制动目标转矩值而输出。
这样，则可实现如图24所示的曲线q11。
[实施方式4]
在本实施方式中，不进行用于自目标转矩值算出转矩负载码的换算系数(也称为转矩对占空比系数)的自动校准而缓解其不均的影响。
磁通密度B的中间长度L流通电流I时所产生的力F根据弗莱明(Fleming)的左手法则成为F＝B×L×I。自行车的车轮的转矩T与该F以固定比率Kt成比例，若将与转矩占空比成比例的电压设为Vt，将线圈的电阻设为R，则如下所示的式成立。
Kt×T＝B×L×I＝B×L(Vt/R)(Kt为固定比例常数)
若将转矩对占空比系数设为Dt，则可变形为
Dt＝Vt/T＝Kt×R/(B×L)
不均的主要原因成为线圈的长度、电阻、磁通密度。
其中，线圈的电阻只要为铜线，则因材料所产生的差较少，产生机械尺寸的不均。磁通密度B通过磁铁的起磁力及磁路电阻而决定，因磁铁的材料、磁路的材料而大幅度不均。此外，在磁通密度B的中长度L的导体以速度v横穿时所产生的起电力E根据弗莱明的右手法则而成为E＝BLv。即，起电力E与电动机中的起电力、即速度占空比以固定比率成比例，自行车的车速S与线圈速度v以固定比率成比例，所以若将与速度占空比成比例的电压设为Vs，则以如下方式表示。
Vs＝Kv×B×L×S(Kv为固定比例常数)
若将速度对占空比系数设为Ds，则可变形为
Ds＝Vs/S＝Kv×B×L
不均的主要原因成为线圈的长度、磁通密度。
此时，向转矩对占空比系数Dt及速度对占空比系数Ds的式中共通代入B×L，则分别存在反比例关系与比例关系。即，相对于由B×L所产生的不均，Dt与Ds反比例连动而产生不均。
所以，将基准(标准设定)的速度对占空比系数设为Dss，将已校准的速度对占空比系数设为Dsa，若将基准(标准设定)的转矩对占空比系数设为Dts，将已校正的Dt设为Dta，则可以通过下式获得经推断校正的Dta。
Dta＝Dts×(Dss/Dsa)
所以，如图28的功能框图所示，本实施方式的转矩对占空比系数的校正部包括零检测部3061、转矩换算部3062、多工器3063、积分器3064、加算部3065、除算部13066、及乘算部13067。
转矩换算部3062对来自电流检测部1023的电流值乘以预先设定的换算系数(转矩/电流)而算出相当于电动机驱动电流的转矩值。此外，零检测部3061判断目标转矩值是否为0，若检测为0，则将检测信号输出至多工器3063。多工器3063于输出来自零检测部3061的检测信号的情况下，将来自转矩换算部3062的输出值输出至积分器3064，在未输出检测信号的情况下，将0输出至积分器3064。
积分器3064对来自多工器3063的输出值进行特定时间积分，并且将积分结果输出至加算部3065。加算部3065自预先设定的Dss减去积分器3064的输出值，并且将算出结果Dsa输出至除算部13066。除算部13066实施使用预先设定的Dss除以加算部3065的算出结果Dsa的运算，并且输出至乘算部13067。接着，乘算部13067算出预先设定的Dts与除算部13066的积即Dta。该Dta为转矩对占空比系数Dta。
这样，则可缓解线圈的长度、磁通密度的类的不均的主要原因所造成的影响。
而且，转矩对占空比系数的校正部例如有时也通过如图29的功能框图所示的功能而实现。
即，转矩对占空比系数的校正部包括零检测部3061、间歇阻断控制部3072、第1选择部3073、第2选择部3074、加算部3075、积分器3076、加算部3077、除算部13078、乘算部13079、及反转部3078。
零检测部3061判断目标转矩值是否为0，若检测为0，则将检测信号输出至间歇阻断控制部3072、第1选择部3073及第2选择部3074。间歇阻断控制部3072若从零检测部3061接收检测信号，则对电动机驱动时序生成部1026间歇输出使FET电桥1030的开关的切换停止的阻断信号。
第1选择部3073于零检测部3061输出检测信号且间歇阻断控制部3072输出阻断信号的情况下，选择输出来自电流检测部1023的电流值。另一方面，第2选择部3074于零检测部3061输出检测信号且间歇阻断控制部3072未输出阻断信号(即通过反转部3078而断开来自间歇阻断控制部3072的阻断信号时成为导通)的情况下，选择输出来自电流检测部1023的电流值。接着。加算部3075通过自来自第1选择部3073的输出值减去来自第2选择部3074的输出值而算出误差。
这样，则即便在电流检测部1023自身产生少许误差的情况下，也可以通过第1选择部3073及第2选择部3074的输出的差而消除电流检测部1023的影响。
接着，积分器3076对来自加算部3075的输出值进行特定时间积分，并且将积分结果输出至加算部3077。加算部3077自预先设定的Dss减去积分器3076的输出值，并且将算出结果Dsa输出至除算部13078。除算部13078实施使用预先设定的Dss除以加算部3077的算出结果Dsa的运算，并且输出至乘算部13079。接着，乘算部13079算出预先设定的Dts与除算部13078的积即Dta。该Dta为转矩对占空比系数Dta。
这样，则可缓解线圈的长度、磁通密度的类的不均的主要原因所产生的影响。
[实施方式5]
若在例如使用钥匙锁定时等使踏板驱动轮(图8中为后轮)不动作的情况下踩踏板，则在例如第3实施方式中，通过转矩传感器103检测转矩输入，通过运算部1021进行对应输入转矩的电动机驱动。即，由于使踏板驱动轮不动作，所以不会产生电动机驱动轮(图8中为前轮)空转的现象。
所以，在本实施方式中，例如通过将第3实施方式以图30的方式变形，而防止如上所述的现象。另外，关在图11所示的进角校正部1207以后的构成要素，由于与图11相同，所以省略图示，关于该部分，构成相同且动作也相同，所以省略说明。
在本实施方式中，追加踏板旋转传感器109，并且透过例如操作面板106而设定变速机的齿轮比(也称为变速比)，控制器1020可自操作面板106获得表示齿轮比的信号。但是，即便在自操作面板106未获得表示齿轮比的信号的情况下，也可以以如下所述的方式进行处理。
此外，在本实施方式中，控制器1020更包括车速推断部1031。车速推断部1031根据从踏板旋转传感器109而获得的踏板旋转频率与齿轮比及其他参数而推断踏板驱动轮的车速，并且将推断车速输出至运算部1021。
此外，运算部1021更包括裕量附加部1261、比较部1262、踏板转矩存在判定部1263、逻辑积部1264、及多工器(MUX)1265。另外，在图11中，运算部1021中，当无制动输入时使辅助有效化部1204动作，存在制动输入时使辅助有效化部1204无效。但是，在本实施方式中，在无制动输入且来自逻辑积部1264的输出为“0”(即无空转)的情况下(负逻辑输入逻辑积部1266的两次输入为负逻辑的情况)，使辅助有效化部1204动作。据此，在无制动输入或来自逻辑积部1264的输出为“1”(即存在空转)的情况下，使辅助有效化部1204无效(进行控制以输出0)。
车速推断部1031将自踏板旋转传感器109获得的踏板旋转频率、自操作面板106获得的齿轮比、与踏板驱动轮的周长的积作为推断车速而算出，并且输出至裕量附加部1261。另外，在自操作面板106等未获得齿轮比的情况下，使用预先规定的最大齿轮比。另外，也存在最大齿轮比本身为“1”的情况。裕量附加部1261于对推断车速乘以范围比率之后加上整体的范围，并且输出裕量附加后的推断车速。范围比率例如为1.06左右，但成为考虑有轮胎个体差范围、空压下降时的车轮直径范围、把手控制角范围等的值。此外，关于整体的范围，例如为1km/时左右，但成为考虑有可稳定检测踏板旋转频率的速度等的值。
裕量附加部1261的输出输入至比较部1262，比较部1262将来自车速输入部1024的当前车速A与来自裕量附加部1261的裕量附加后的推断车速B进行比较。在该比较中，当A＞B成立时，即判断是否为电动机驱动轮的车速＞踏板驱动轮的车速。比较部1262于电动机驱动轮的车速＞踏板驱动轮的车速成立的情况下，将“1”输出至逻辑积部1264，在电动机驱动轮的车速＞踏板驱动轮的车速不成立的情况下，将“0”输出至逻辑积部1264。
另一方面，踏板转矩存在判定部1263判断来自转矩传感器103的输入转矩是否为特定阈值以上。特定阈值是作为输入转矩视为“0”的上限值而设定。而且，踏板转矩存在判定部1263于输入转矩为特定阈值以上时输出“1”，在输入转矩未达特定阈值时输出“0”。
逻辑积部1264对来自踏板转矩存在判定部1263的输出与来自比较部1262的输出的逻辑积进行运算。具体来说，在输入转矩并非为0(特定阈值以上)且电动机驱动轮的车速＞踏板驱动轮的车速时输出“1”，在输入转矩大致为0(未达特定阈值)或电动机驱动轮的车速＞踏板驱动轮的车速不成立时输出“0”。即，在“1”时可视为电动机驱动轮产生空转，在“0”时可视为电动机驱动轮未空转。
所以，多工器1265若从逻辑积部1264输入“1”，则将裕量附加部1261的输出(裕量附加后的推断车速)输出至第2占空比换算部1213。另一方面，若从逻辑积部1264输入“0”，则将当前车速输出至第2占空比换算部1213。即，在视为电动机驱动轮产生空转的情况下，以根据踏板旋转传感器109的输出而推断的车速为基础进行控制。在踏板驱动轮不动作的情况下，由于踏板驱动轮的推断车速大致为0，所以电动机驱动得以抑制。此外，关于辅助有效化部1204，也如上所述，在视为电动机驱动轮产生空转的情况下，由于无效(输出设定为0)而不进行对应输入转矩的电动机驱动。这样，可避免如前轮产生空转的情况。这样，逻辑积部1264的输出于存在电动机驱动轮的空转的情况下成为抑制电动机驱动的控制信号。
另外，也可以综合车速推断部1031与裕量附加部1261而改变裕量附加的方法。例如，并非如裕量比率般与齿轮比相乘的形式，也可以以附加如与齿轮比相加的裕量的方式进行变更。关于其他构成要素，有时也进行综合。
而且，如上所述，大致进行如当前车速＞(踏板旋转频率×踏板驱动轮的周长×齿轮比)的类的判断。所以，例如，在成为通过齿轮比＝当前车速/(踏板旋转频率×踏板驱动轮的周长)而算出，齿轮比超过最大齿轮比的值的情况下，可输出与通过比较部1262判断为A＞B时相同的信号。此外，也可以通过当前车速/(踏板旋转频率×踏板驱动轮的周长×齿轮比)(＝指标值)＞1的类的运算而进行判断。也可以以使用其他指标值的方式进行变形。
此外，在直接获得踏板驱动轮的转数的情况下，可使用踏板驱动轮的转数以代替踏板转数。例如图31所示，应用踏板驱动轮旋转传感器1267以代替踏板旋转传感器109。这种情况下，踏板驱动轮的转数直接进行检测，所以无需考虑插入于踏板与踏板驱动轮的间的动力传输路径的自转轮的锁定、解锁的状态。所以，无需图30中所使用的踏板转矩存在判定部1263及逻辑积部1264，比较部1262的输出直接供给至多工器1265及负逻辑输入逻辑积部1266。另外，若为如图8的电动辅助自行车1，则踏板驱动轮旋转传感器1267由于为后轮驱动而设置于后轮的车轴等。
另外，本实施方式中，在例如开始踩踏时，对基本不动作的自行车的踏板过度施加转矩的情况下，也抑制电动机驱动而在安全方面有效。
以上对本发明的实施方式进行了说明，但本发明并不限定于此。实现以上所述的功能的具体运算方法存在多种，可采用任一种。
此外，关于运算部1021的一部分，只要也存在通过专用电路而实现的情况，则也通过微处理器执行程序而实现如上所述的功能。

Claims (23)

1.一种电动机驱动控制装置，包括：
速度处理部，通过将对应当前速度的第1值进行占空比换算而生成第2值；
转矩处理部，通过将对应目标转矩的第3值进行占空比换算而生成第4值；及
驱动部，通过对应所述第2值与所述第4值的和的平均占空比而控制互补型切换放大器中所含的开关的切换，驱动与所述互补型切换放大器连接的电动机。
2.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，更包括于将对应所述电动机的驱动电流的第5值进行转矩换算的第6值与所述第3值乖离特定容许量以上的情况下，根据乖离程度修正所述第3值而减少驱动电流的修正部。
3.根据权利要求1或2所述的电动机驱动控制装置，其中所述驱动部根据电源电压对所述第2值与所述第4值的和进行校正。
4.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，更包括根据所述第1值及所述第3值生成信号的进角校正部，所述信号是进行用于所述切换的信号的相位控制。
5.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中所述转矩处理部根据所述第1值对所述第3值进行校正。
6.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中所述转矩处理部包括根据当前占空比及对应电源电压的电流限制而对所述第3值的范围施加限制的转矩限制部。
7.根据权利要求6所述的电动机驱动控制装置，其中于电源为可充电的电池的情况下，对应所述电源电压的电流限制是根据所述电池的充满电裕度及残量裕度而设定。
8.根据权利要求6所述的电动机驱动控制装置，其中所述转矩限制部进一步根据基于所述开关的温度的电流限制而对所述第3值的范围施加限制。
9.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，更包括根据过去多个速度检测结果而预测所述当前速度的速度预测部。
10.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中所述转矩处理部根据制动指示，依据针对第1值及所对应的第3值而预先规定的对应关系，根据当前的第1值而特别规定所对应的第3值，
于所述对应关系中，所述第4值为与所述第2值相反极性的值。
11.根据权利要求10所述的电动机驱动控制装置，其中所述对应关系为与所述第2值相反极性且成为所述第2值的绝对值的一半以下的关系。
12.根据权利要求11所述的电动机驱动控制装置，其中所述制动指示包括制动量的指示，所述对应关系包括对应所述制动量而不同的对应关系。
13.根据权利要求10所述的电动机驱动控制装置，其中所述对应关系是若所述第1值的绝对值变大，则所对应的所述第3值的绝对值变小。
14.根据权利要求10所述的电动机驱动控制装置，其中所述对应关系包括根据对应电源电压的电流限制而决定的对应关系的部分。
15.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，更包括以所述第3值为0时所述电动机的驱动电流成为0的方式对所述速度处理部中的占空比换算系数或占空比换算函数进行修正的修正部。
16.根据权利要求15所述的电动机驱动控制装置，其中所述修正部若检测出所述第3值为0的状态，则以所述电动机驱动的阻断时的所述驱动电流值与所述电动机驱动的非阻断时的所述驱动电流值的差变为0的方式，对所述速度处理部中的占空比换算系数或占空比换算函数进行修正。
17.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中
所述电动机驱动控制装置是用于车辆，
所述当前速度为电动机驱动轮的车速，
该电动机驱动控制装置更包括：
车速推断部，根据踏板的旋转频率而推断踏板驱动轮的车速；
比较部，将所述当前车速与所述踏板驱动轮的车速进行比较；及
控制信号输出部，在所述比较部的比较结果表示所述当前车速比所述踏板驱动轮的车速快且通过踏板的输入转矩为阈值以上的情况下，输出用于抑制电动机驱动的控制信号。
18.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中所述电动机驱动控制装置是用于车辆，且更包括：
电路，使用所述当前速度、踏板的旋转频率及踏板驱动轮的周长，算出用于判断电动机驱动轮有无空转的指标值，若由踏板的输入转矩为阈值以上，则根据该指标值而判断所述电动机驱动轮有无空转；及
控制信号输出部，在判断为所述电动机驱动轮产生空转的情况下，输出用于抑制电动机驱动的控制信号。
19.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中
所述电动机驱动控制装置是用于车辆，
所述当前速度为电动机驱动轮的车速，该电动机驱动控制装置更包括：
车速推断部，根据踏板驱动轮的旋转频率而推断踏板驱动轮的车速；
比较部，将所述当前车速与所述踏板驱动轮的车速进行比较；及
控制信号输出部，在所述比较部的比较结果表示所述当前车速比所述踏板驱动轮的车速快的情况下，输出用于抑制电动机驱动的控制信号。
20.根据权利要求17所述的电动机驱动控制装置，更包括通过所述控制信号而将所述目标转矩设定为0的电路。
21.根据权利要求17所述的电动机驱动控制装置，更包括使所述速度处理部对由所述车速推断部推断的所述踏板驱动轮的车速代替所述当前车速进行处理的电路。
22.根据权利要求17所述的电动机驱动控制装置，其中所述车速推断部根据所述踏板的旋转频率、所述踏板驱动轮的周长与变速机的齿轮比的积而推断所述踏板驱动轮的车速。
23.一种电动机驱动控制装置，包括：
速度处理部，通过将对应当前速度的第1值进行占空比换算而生成第2值；
转矩处理部，通过将对应目标转矩的第3值进行占空比换算而生成第4值；
驱动部，通过对应所述第2值与所述第4值的和的平均占空比而控制互补型切换放大器中所含的开关的切换，驱动与所述互补型切换放大器连接的电动机；及
校正部，根据所述速度处理部中的第1占空比换算系数的基准值、以所述第3值为0时所述电动机的驱动电流成为0的方式进行修正的所述第1占空比换算系数的值、及所述转矩处理部中的第2占空比换算系数的基准值，对所述第2占空比换算系数进行校正。
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