TWI570019B - Motor drive control device - Google Patents

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TWI570019B
TWI570019B TW100148108A TW100148108A TWI570019B TW I570019 B TWI570019 B TW I570019B TW 100148108 A TW100148108 A TW 100148108A TW 100148108 A TW100148108 A TW 100148108A TW I570019 B TWI570019 B TW I570019B
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TW100148108A
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Inventor
Masato Tanaka
Kazuo Asanuma
Yasuo Hosaka
Original Assignee
Microspace Corp
Taiyo Yuden Kk
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    • B62M—RIDER PROPULSION OF WHEELED VEHICLES OR SLEDGES; POWERED PROPULSION OF SLEDGES OR SINGLE-TRACK CYCLES; TRANSMISSIONS SPECIALLY ADAPTED FOR SUCH VEHICLES
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
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Description

馬達驅動控制裝置
本發明係關於一種馬達驅動控制。
圖1表示用於說明馬達驅動之基本動作之圖。藉由對此種包括於H電橋電路中之FET(Field Effect Transistor，場效電晶體)等之開關S1至S4之切換之負載比進行控制而控制馬達之驅動狀態。例如，若自電池batt供給比由馬達旋轉而產生之反電動勢Vmotor大之電壓Vout，則馬達成為動力運轉狀態。例如，於藉由PWM(Pulse Width Modulation，脈衝寬度調變)而控制開關之負載比之情形時，若例如增加使開關S1及S4為導通之期間，而成為Vout=Vbatt×Duty(導通之比率)>Vmotor，則成為動力運轉狀態(存在轉矩輸出之狀態)。只要為動力運轉狀態，則如圖1之實線箭頭所示，電流於馬達側流通。又，只要調整使開關S1及S4為導通之期間，則亦可成為Vout=Vmotor之狀態(轉矩為零狀態)。進而，若縮短使開關S1及S4為導通之期間，則變為Vout<Vmotor之狀態，若電池batt為蓄電池，則如圖1之虛線箭頭所示，成為於電池batt側流通電流之電池再生狀態。此外，亦可藉由調整開關S1至S4之切換‧負載比，而成為捨棄馬達之反電動勢Vmotor之失電制動等其他制動狀態。
再者，當然，若將自開關S1及S2將電力供給至馬達之方向設為正轉，則亦可向自開關S3及S4將電力供給至馬達之 逆轉方向。
於藉由電池驅動馬達之技術中，已知有(1)二極體驅動方式、(2)電流始終反饋方式。
(1)二極體驅動方式
其係如下之技術，即利用如圖1所示之H電橋電路中之FET之寄生二極體或專用二極體，僅對動力運轉方向或制動方向賦予適當之PWM負載比，藉由較大之前饋而施加轉矩。無需擔憂開環失控，可簡單確實地於動力運轉或制動方向控制，故而可較佳地使用。
然而，由於二極體之下降電壓而犧牲效率。又，藉由二極體之整流作用，動力運轉時僅於施加電壓變為反電動勢以上之瞬間流通電流，制動時僅於變為反電動勢以下之瞬間流通電流。由於反電動勢變為與馬達旋轉速度成比例之正弦波電壓輸出，因此存在施加電壓與電流進而轉矩不成比例，轉矩控制之線性變得非常差，進而該線性根據速度亦較大變化之問題。因此，為獲得如目標之轉矩，必需對應速度與目標轉矩之極其複雜之校正限制。
(2)電流始終反饋方式
其係如下之方式，即對馬達電流進行即時檢測，以成為與希望轉矩相對應之馬達電流之方式，與此時之速度無關而始終反饋進行控制。
由於對作為控制結果之電流進行監視控制，因此精度較高，但藉由負反饋控制而容易變得不穩定，為進行穩定之反饋控制，對一周響應(馬達電流檢測→微電腦計算→輸出 指令)要求成為充分低之切斷頻率之控制，存在響應延遲，或必需使一周響應進一步高速高精度化等不利。又，存在若應於何處反饋之資訊中斷，則判斷控制量不足而過度響應，導致失控之情形。
再者，於日本專利特開平10-59262號公報中，揭示有將輔助轉矩指令(輸入)與馬達轉矩(輸出)之偏差通過比例電路(Proportional)及積分器(Integral)而進行反饋之方法。一般係被稱為PI控制或相位延遲補償之方法。
於該控制系統之情形時，藉由積分器於高頻區域相位延遲，因此有若作為控制對象之馬達存在延遲要素則會產生振盪之虞。因此，亦可於該高頻區域追加推動相位之微分電路(differential)。然而，如此於使控制系統變得複雜之情形時，必需考慮使作為控制對象之反向器或馬達模式化，由於該模式化之錯誤，或即便不存在錯誤亦存在裝置之不均或劣化等，有可能導致特性改變時產生振盪。
[先前技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1]日本專利特開平10-59262號公報
因此，本發明之目的在於提供一種效率較佳之穩定之馬達控制技術。
本發明之第1態樣之馬達驅動控制裝置係應稱為速度追 蹤‧轉矩‧前饋方式(以下簡稱為轉矩‧前饋)者，其包括：(A)速度處理部，其藉由將與當前速度相對應之第1值進行負載比換算而產生第2值；(B)轉矩處理部，其藉由將與目標轉矩相對應之第3值進行負載比換算而產生第4值；及(C)驅動部，其藉由對應第2值與第4值之和之平均負載比，控制互補型切換放大器中所含之開關之切換，從而驅動與互補型切換放大器連接之馬達。
藉由此種演算，可不使用二極體而於藉由對應當前速度之反電動勢相當電壓使其平衡後對目標轉矩進行轉矩‧前饋加算，從而可穩定進行效率良好之馬達驅動控制。再者，第1及第2值均可成為正值或負值。
又，第1態樣之馬達驅動控制裝置可更包括修正部，該修正部係於將對應馬達之驅動電流之第5值進行轉矩換算之第6值與第3值背離特定容許量以上之情形時，以對應背離程度使驅動電流減少之方式修正第3值。如此，即便於馬達之驅動電流因某些原因變多或以變多之方式進行檢測之情形時，亦可修正第3值(即目標轉矩)以使馬達之驅動電流減少，故而安全。
又，第1態樣之馬達驅動控制裝置亦可更包括進角校正部，該進角校正部係根據第1值及第3值產生進行用於上述切換之信號之相位控制之信號。為使對應目標轉矩之適當之轉矩輸出至馬達，較佳為亦考慮對應當前速度之第1值而進行進角校正。
進而，第1態樣之馬達驅動控制裝置之驅動部可將第2值 與第4值之和根據電源電壓而進行校正。原因係電源電壓存在藉由其消耗程度而產生變化之情形。
又，第1態樣之馬達驅動控制裝置之轉矩處理部可根據第1值而對第3值進行校正。例如根據當前速度預先準備複數種校正曲線，例如於當前速度較快之情形時，可採用如使第3值增加之曲線。
進而，第1態樣之馬達驅動控制裝置之轉矩處理部可包括根據對應當前之負載比及電源電壓之電流限制而對第3值之範圍施加限制之轉矩限制部。如此，於轉矩‧前饋控制中，可藉由電源之制約即電流限制，以適當之電流流通於馬達之方式限制第3值。
再者，於上述電源為可充電之電池之情形時，對應電源電壓之電流限制有時亦根據電池之充滿電裕度及殘量裕度而設定。藉此防止過度放電或過度充電而保護蓄電池。進而，上述轉矩限制部亦可進而根據基於開關之溫度之電流限制而對第3值之範圍施加限制。藉此可保護開關。
進而，第1態樣之馬達驅動控制裝置亦可更包括根據過去之複數個速度檢測結果而預測上述當前速度之速度預測部。如此，則可獲得準確之當前速度，並且可實施適當之轉矩．前饋控制。
又，以上所述之轉矩處理部可根據制動指示，依據針對第1值及所對應之第3值而預先規定之對應關係，根據當前之第1值而特別規定所對應之第3值。於此情形時，於上述對應關係中，第3值成為與第1值相反極性之值。制動時根 據當前速度調整為適當之目標轉矩。
再者，以上所述之對應關係有時亦成為如與第1值相反極性且為第1值之絕對值之一半以下(「一半以下」例如亦包括超過「一半」數%左右之情形)之關係。如此，則無論為多大速度亦可以某種程度之效率進行再生。
又，以上所述之制動指示可包括制動量之指示。於此情形時，上述對應關係可包括對應制動量而不同之對應關係。如此，則可對應制動量以高效率進行再生。
進而，以上所述之對應關係可包括若第1值之絕對值變大，則所對應之第3值之絕對值變小之部分。雖可設定各種曲線，但於速度較快之部分對制動轉矩進行限制，使再生效率提高。
進而，以上所述之對應關係亦可包括根據對應電源電壓之電流限制而決定之對應關係之部分。原因在於，關於制動，於對蓄電池進行再生之情形時，亦施加對應電池狀態之電流限制。
進而，第1態樣之馬達驅動控制裝置亦可更包括修正部，該修正部係以當第3值為0時馬達之驅動電流變為0之方式，對速度處理部中之負載比換算係數或負載比換算函數進行修正。由於可消除電流檢測或增益之誤差，因此可適當實施轉矩．前饋控制。
進而，以上所述之修正部可以如下方式對速度處理部中之負載比換算係數或負載比換算函數進行修正，即若檢測出第3值為0之狀態，則馬達驅動之阻斷時之驅動電流值與 馬達驅動之非阻斷時之驅動電流值之差變為0。可更準確地校正係數或函數。
又，若以上所述之當前車速為馬達驅動輪之車速，則第1態樣之馬達驅動控制裝置亦可更包括：車速推斷部，其根據踏板之旋轉頻率而推斷踏板驅動輪之車速；比較部，其將當前車速與踏板驅動輪之車速進行比較；及控制信號輸出部，其於比較部之比較結果表示當前車速比踏板驅動輪之車速快且藉由踏板之輸入轉矩為閾值以上之情形時，輸出用於抑制馬達驅動之控制信號。又，若著眼於踏板驅動輪，則第1態樣之馬達驅動控制裝置亦可更包括：車速推斷部，其根據踏板驅動輪之旋轉頻率而推斷踏板驅動輪之車速；比較部，其將當前車速與踏板驅動輪之車速進行比較；及控制信號輸出部，其於比較部之比較結果表示當前車速比踏板驅動輪之車速快之情形時，輸出用於抑制馬達驅動之控制信號。如此，可檢測馬達驅動輪之空轉，並且可抑制該空轉。
進而，第1態樣之馬達驅動控制裝置亦可更包括電路，該電路係藉由以上所述之控制信號，將以上所述之目標轉矩設定為0(包括大致為0之情形，有時亦為根據原先值而設為非常小之值(例如1/10))。如此，則以上所述之第4值亦變為0，從而抑制馬達驅動。
又，第1態樣之馬達驅動控制裝置亦可更包括電路，該電路係使速度處理部對藉由以上所述之車速推斷部而推斷之踏板驅動輪之車速進行處理以代替上述當前車速。由於 踏板驅動輪之車速大致為0，因此以上所述之第1值大致變為0，因此以上所述之第2值亦大致變為0，從而抑制馬達驅動。
再者，以上所述之車速推斷部可根據踏板之旋轉頻率、踏板驅動輪之周長與變速機之齒輪比之積而推斷踏板驅動輪之車速。再者，關於齒輪比，由於亦存在不明確之情形，因此於此情形時使用最大齒輪比。又，亦可插入各種範圍。
又，第1態樣之馬達驅動控制裝置亦可更包括：電路，其使用當前車速、踏板之旋轉頻率及踏板驅動輪之周長，算出用於判斷馬達驅動輪之空轉之有無之指標值，若踏板之輸入轉矩為閾值以上，則基於該指標值判斷馬達驅動輪之空轉之有無；及控制信號輸出部，其於判斷為存在馬達驅動輪之空轉之情形時，輸出用於抑制馬達驅動之控制信號。如下所述，例如可使用將當前車速>(踏板之旋轉頻率×踏板驅動輪之周長×齒輪比(其中存在1之情形))進行變形之各種指標值。
又，第2態樣之馬達驅動控制裝置包括：(A)速度處理部，其藉由將對應當前速度之第1值進行負載比換算而產生第2值；(B)轉矩處理部，其藉由將對應目標轉矩之第3值進行負載比換算而產生第4值；(C)驅動部，其藉由對應第2值與第4值之和之平均負載比，對互補型切換放大器中所含之開關之切換進行控制，驅動與互補型切換放大器連接之馬達；及(D)校正部，其根據速度處理部中之第1負載 比換算係數之基準值、以第3值為0時馬達之驅動電流變為0之方式進行修正之第1負載比換算係數之值及轉矩產生部中之第2負載比換算係數之基準值，對第2負載比換算係數進行校正。藉此，轉矩處理部可藉由適當校正之係數值而進行處理。
再者，可製成用於使微處理器實施如上所述之處理之程式，該程式例如儲存於軟碟、CD-ROM(Compact Disc Read Only Memory，緊密光碟-唯讀記憶體)等光碟、磁光碟、半導體記憶體(例如ROM(Read Only Memory，唯讀記憶體)、硬碟等電腦可讀取之記憶媒體或記憶裝置。再者，關於處理途中之資料，暫時保管於RAM(Random Access Memory，隨機存儲記憶體)等記憶裝置。
[實施形態1]
圖2中表示本實施形態之馬達驅動控制裝置500之功能方塊圖。馬達驅動控制裝置500包括第1負載比換算部520、第2負載比換算部510、加算部530、及驅動部540。再者，馬達驅動控制裝置500之驅動部540之輸出與互補型之切換放大器610連接，藉由該切換放大器610驅動馬達620。
例如，於馬達驅動控制裝置500中，自與該馬達驅動控制裝置500連接之感測器等輸入對應當前車速之第1數位值，及自與該馬達驅動控制裝置500連接之指示機構或感測器等輸入對應目標轉矩之第3數位值而進行處理。而且，第2負載比換算部510實施對第1數位值乘以換算係數 (相當於負載比/當前車速之係數)等處理，輸出對第1數位值進行負載比換算之第2數位值。同樣地，第1負載比換算部520實施對第3數位值乘以換算係數(相當於負載比/轉矩之係數)等處理，輸出對第3數位值進行負載比換算之第4數位值。
加算部530將來自第2負載比換算部510之第2數位值及來自第1負載比換算部520之第4數位值相加並輸出至驅動部540。驅動部540使切換放大器610之開關切換以成為對應第2及第4數位值之和之平均負載比。該切換可為PWM，亦可藉由PNM(Pulse Number Modulation，脈衝數調變)或PDM(Pulse Density Modulation，脈衝密度調變)或1位元放大器之其他方式進行。
如此，則馬達620藉由對應平均負載比之電壓及電流而驅動。
進而使用圖3對此種馬達驅動控制裝置500之動作進行說明。此處，將第2數位值表示為D0，將第4數位值表示為DT。如此，則如上所述，切換放大器610之開關之平均負載比Duty以如下方式表示。
Duty=D0+DT
於本實施形態中，若保持當前速度之狀態，則以沿著D0之直線之形式使平均負載比Duty變化。於使馬達620為動力運轉狀態進行加速之情形時，目標轉矩為正值，例如設定為+Dt，因此使該直線向上方偏移與Dt相對應量。如此，則雖加速與目標轉矩相對應量，但平均負載比亦相對 提高。另一方面，於使馬達620為例如制動狀態進行減速之情形時，目標轉矩為負值，例如設定為-Dt，因此使上述直線向下方偏移與Dt相對應量。如此，則減速與目標轉矩相對應量，平均負載比亦相對變低。
進而，為了對應馬達620之正旋轉及逆旋轉，關於相當於當前車速之第2數位值D0，有時亦設定正值及負值。
藉由實施如上之轉矩．前饋控制，進行穩定之控制，並且不存在如二極體驅動方式之效率下降，因此較佳地使用於例如電動輔助自行車等中。然而，亦可用於其他馬達驅動。
[實施形態2]
第1實施形態中於獲得對應目標轉矩之輸出轉矩之情形時無問題，但因零件不均等而流通於馬達中之電流變多，結果亦存在產生比目標轉矩大之轉矩之情形。
一般而言，如圖4所示，相對於目標轉矩之輸出轉矩較佳為如由直線a所示，與目標轉矩一致。又，就安全性等之觀點而言，輸出轉矩必需為根據目標轉矩而設定且必須為以直線b表示之容許量上限以下之區域的值。然而，由於某些原因，流通於馬達中之電流變多，如由圖5之虛線c所示，對目標轉矩流通過大之電流，結果亦會產生要求如超過表示容許量上限之直線b之區域(帶影線)之輸出轉矩，從而驅動馬達之情形。
於本實施形態中，應用為避免上述情形之機構。若於圖6中模式性表示，則關於對應目標轉矩之輸出轉矩超過容 許量上限之部分，強制性地修正為例如容許量上限(直線b上之值)，並且驅動馬達以獲得如粗線d所示之修正後之輸出轉矩。
具體而言，應用如圖7所示之馬達驅動控制裝置700。第2實施形態之馬達驅動控制裝置700包括轉矩處理部750、第2負載比換算部770、加算部780、及驅動部790。
轉矩處理部750包括第1絕對值化部751、餘裕度附加部752、轉矩換算部753、第2絕對值化部754、加算部756、第1箍制部757、累計部758、第1LPF(Low Pass Filter，低通濾波器)部759、加算部760、第2箍制部761、極性反轉部763、及第1負載比換算部764。馬達驅動控制裝置700之驅動部790與互補型之切換放大器810連接。而且，馬達820藉由切換放大器810而驅動。
第2負載比換算部770實施自與馬達驅動控制裝置700連接之感測器等對與當前車速相對應之第1數位值乘以換算係數(相當於負載比/當前車速之係數)等處理，並且輸出對第1數位值進行負載比換算之第2數位值。
轉矩處理部750之第1絕對值化部751從自與馬達驅動控制裝置700連接之指示機構或感測器等接收之目標轉矩所對應之第3數位值抽取符號部分並輸出至極性反轉部763，並且將值部分(|第3數位值|=Tc)輸出至餘裕度附加部752及加算部760。
又，轉矩換算部753實施對與流通於馬達820中之馬達驅動電流值相對應之第5數位值乘以換算係數(相當於轉矩/馬 達驅動電流值之係數)等處理，輸出對第5數位值進行轉矩換算之第6數位值。第2絕對值化部754去除第6數位值之符號部分，輸出值部分(|第6數位值|)。
餘裕度附加部752例如係以Tm=Tc×1.15+特定數α之類的形式對|第3數位值|加上餘裕度。而且，加算部756將第2絕對值化部754之輸出即|第6數位值|與-Tm相加。於該加算結果成為負值之情形時，即於Tm大於|第6數位值|之情形時，即便直接輸出目標轉矩亦無問題，因此第1箍制部757輸出0。另一方面，於Tm小於|第6數位值|之情形時，加算結果變為正值，為了校正目標轉矩，第1箍制部757將加算結果直接輸出至累計部758。累計部758於對加算結果乘以電流校正追隨時常數fb後輸出。而且，1次LPF部759相對於累計部758之輸出實施1次低通過濾器之平滑化處理並輸出。如此，則算出基於馬達電流值之校正量。
而且，加算部760自第1絕對值化部751之輸出即|第3數位信號|減去1次LPF部759之輸出(加上負校正量)並輸出。第2箍制部761於加算部760之輸出結果成為負值之情形時，即校正量變多之情形時輸出0，於加算部760之輸出結果成為正值之情形時直接輸出。而且，極性反轉部763於目標轉矩為負值且自第1絕對值化部751接收表示符號部分為負之信號之情形時，於使來自第2箍制部761之輸出之極性反轉後輸出，於接收表示符號部分為正之信號之情形時，不進行任何處理而直接輸出。如此，第3數位值於對應馬達電流值進行校正之後輸出至第1負載比換算部764。
第1負載比換算部764實施對校正後之第3數位值乘以換算係數(相當於負載比/轉矩之係數)等處理，輸出對校正後之第3數位值進行負載比換算之第4數位值。
加算部780將來自第2負載比換算部770之第2數位值及來自第1負載比換算部764之第4數位值相加並輸出至驅動部790。驅動部790以成為對應第2及第4數位值之和之平均負載比之方式對切換放大器810之開關進行切換。該切換可為PWM(Pulse Width Modulation)，亦可藉由PNM(Pulse Number Modulation)或PDM(Pulse Density Modulation)或1位元放大器之其他方式進行。
如此，馬達820藉由對應平均負載比之電壓及電流而驅動。
藉由實施如上之轉矩．前饋控制，即便如過度流通馬達電流而成為過度之驅動狀態之情形時，為了以降低目標轉矩之方式發揮作用，而進行安全之馬達驅動。再者，由於進行絕對值化後進行演算，因此亦假設目標轉矩之值及轉矩換算之馬達電流值均為負值。
進而，亦可獲得如第1實施形態中所述之效果。
[實施形態3]
使用圖8至圖26對本發明之第3實施形態進行說明。此處，將馬達搭載於自行車之所謂之電動輔助自行車作為一例進行說明。
圖8係表示第3實施形態中之電動輔助自行車之一例之外觀圖。該電動輔助自行車1係曲柄軸與後輪經由鏈條而連 結之一般性之後輪驅動型，且搭載有馬達驅動裝置。馬達驅動裝置包括二次電池101、馬達驅動控制器102、轉矩感測器103、制動感測器104、馬達105、及操作面板106。
二次電池101例如為供給最大電壓(充滿電時之電壓)為24V之鋰離子二次電池，但亦可為其他種類之電池，例如鋰離子聚合物二次電池、氫化鎳蓄電池等。
轉矩感測器103設置於安裝在曲柄軸之滾輪，對搭乘者對踏板之踏力進行檢測，並且將其檢測結果輸出至馬達驅動控制器102。
制動感測器104包括磁鐵及眾所周知之舌簧開關。磁鐵於固定製動桿且送通制動線之殼體內，固定於與制動桿連結之制動線。當手握持制動桿時，使舌簧開關為導通狀態。又，舌簧開關固定於殼體內。該舌簧開關之導通信號發送至馬達驅動控制器102。
馬達105例如為眾所周知之三相直流無刷馬達，且例如安裝於電動輔助自行車1之前輪。馬達105使前輪旋轉，並且將轉子與前輪連結以使轉子根據前輪之旋轉而旋轉。進而，馬達105包括霍耳元件等並且將轉子之旋轉資訊(即霍耳信號)輸出至馬達驅動控制器102。
操作面板106例如自使用者接收關於輔助之有無之指示輸入，並且將該指示輸入輸出至馬達驅動控制器102。再者，操作面板106亦可自使用者接收輔助比之設定輸入，並且將該設定輸入輸出至馬達驅動控制器102。
將關於此種電動輔助自行車1之馬達驅動控制器102之構 成示於圖9。馬達驅動控制器102包括控制器1020及FET(Field Effect Transistor)電橋1030。FET電橋1030中包括針對馬達105之U相進行切換之高端FET(Suh)及低端FET(Sul)、針對馬達105之V相進行切換之高端FET(Svh)及低端FET(Svl)、以及針對馬達105之W相進行切換之高端FET(Swh)及低端FET(Swl)。該FET電橋1030構成互補型切換放大器之一部分。又，FET電橋1030中為測定其溫度而設置有熱阻器108。
又，控制器1020包括演算部1021、溫度輸入部1022、電流檢測部1023、車速輸入部1024、可變延遲電路1025、馬達驅動時序產生部1026、轉矩輸入部1027、制動輸入部1028、及AD(Analog/Digital，類比/數位)輸入部1029。
演算部1021使用來自操作面板106之輸入(例如導通/斷開及動作模式(例如輔助比))、來自溫度輸入部1022之輸入、來自電流檢測部1023之輸入、來自車速輸入部1024之輸入、來自轉矩輸入部1027之輸入、來自制動輸入部1028之輸入、來自AD輸入部1029之輸入進行以下所述之演算，並且對馬達驅動時序產生部1026及可變延遲電路1025進行輸出。再者，演算部1021包括記憶體10211，記憶體10211儲存用於演算之各種資料及處理途中之資料等。進而，演算部1021有時亦藉由處理器執行程式而實現，於此情形時，該程式有時亦記錄於記憶體10211。
溫度輸入部1022將來自熱阻器108之輸入數位化並輸出至演算部1021。電流檢測部1023藉由對流通於FET電橋 1030內之FET中之電流進行檢測之檢測電阻107將與電流相對應之電壓值數位化並輸出至演算部1021。車速輸入部1024根據馬達105輸出之霍耳信號算出當前車速，並且輸出至演算部1021。轉矩輸入部1027將相當於來自轉矩感測器103之踏力之信號數位化並輸出至演算部1021。制動輸入部1028將相當於來自制動感測器104之制動力之信號數位化並輸出至演算部1021。AD(Analog-Digital，類比-數位)輸入部1029將來自二次電池101之輸出電壓數位化並輸出至演算部1021。又，記憶體10211有時亦與演算部1021分別設置。
演算部1021將進角值作為演算結果輸出至可變延遲電路1025。可變延遲電路1025根據自演算部1021接收之進角值調整霍耳信號之相位並輸出至馬達驅動時序產生部1026。演算部1021將例如相當於PWM之負載比之PWM碼作為演算結果輸出至馬達驅動時序產生部1026。馬達驅動時序產生部1026根據來自可變延遲電路1025之調整後之霍耳信號及來自演算部1021之PWM碼，產生相對於FET電橋1030中所含之各FET之切換信號並輸出。
使用圖10(a)至(l)對圖9所示之構成之馬達驅動之基本動作進行說明。圖10(a)表示馬達105輸出之U相之霍耳信號HU，圖10(b)表示馬達105輸出之V相之霍耳信號HV，圖10(c)表示馬達105輸出之W相之霍耳信號HW。如下所述，於本實施形態中，將馬達105之霍耳元件以霍耳信號如圖10所示以略有上升之相位輸出之方式設置，並且藉由可變 延遲電路1025而可調整。因此，如圖10(d)所示之U相之調整後霍耳信號HU_In自可變延遲電路1025輸出至馬達驅動時序產生部1026，如圖10(e)所示之V相之調整後霍耳信號HV_In自可變延遲電路1025輸出至馬達驅動時序產生部1026，如圖10(f)所示之W相之調整後霍耳信號HW_In自可變延遲電路1025輸出至馬達驅動時序產生部1026。
再者，將霍耳信號1個週期設為電性角360度，並且分為6個相位。
又，如圖10(g)至(i)所示，產生U相端子為Motor_U反電動勢，V相端子為Motor_V反電動勢，W相端子為Motor_W反電動勢之反電動勢電壓。為根據相位對此種馬達反電動勢電壓賦予驅動電壓而驅動馬達105，而將如圖10(j)至(l)所示之切換信號輸出至FET電橋1030之各FET之閘極。圖10(j)之U_HS表示U相之高端FET(Suh)之閘極信號，U_LS表示U相之低端FET(Sul)之閘極信號。PWM及「/PWM」表示藉由對應演算部1021之演算結果即PWM碼之負載比而進行導通/斷開之期間，由於為互補型，因此若PWM為導通，則/PWM變為斷開，若PWM為斷開，則/PWM變為導通。低端FET(Sul)之「On」之區間始終為導通。圖10(k)之V_HS表示V相之高端FET(Svh)之閘極信號，V_LS表示V相之低端FET(Svl)之閘極信號。符號之意義與圖10(j)相同。進而，圖10(l)之W_HS表示W相之高端FET(Swh)之閘極信號，W_LS表示W相之低端FET(Swl)之閘極信號。符號之意義與圖10(j)相同。
如此，U相之FET(Suh及Sul)於相位1及2進行PWM之切換，U相之低端FET(Sul)於相位4及5變為導通。又，V相之FET(Svh及Svl)於相位3及4進行PWM之切換，V相之低端FET(Svl)於相位6及1變為導通。進而，W相之FET(Swh及Swl)於相位5及6進行PWM之切換，W相之低端FET(Swl)於相位2及3變為導通。
只要輸出此種信號並適當控制負載比，則可以所期望之轉矩驅動馬達105。
繼而，將演算部1021之功能方塊圖示於圖11。演算部1021包括再生制動目標轉矩演算部1201、再生有效化部1202、驅動轉矩目標演算部1203、輔助有效化部1204、加算部1206、進角校正部1207、轉矩校正部1208、電流限制部1209、轉矩保護部1210、第1負載比換算部1211、轉矩通過速率限制部1212、第2負載比換算部1213、速度係數修正部1214、速度通過速率限制部1215、加算部1216、及PWM碼產生部1217。
來自車速輸入部1024之車速值及來自轉矩輸入部1027之踏板轉矩值輸出至驅動轉矩目標演算部1203，並算出輔助轉矩值。驅動轉矩目標演算部1203之演算內容由於並非本實施形態之主旨，因此不進行詳細敍述，但例如，驅動轉矩目標演算部1203於將踏板轉矩值藉由LPF進行平滑化之後抽取波動成分，算出將經平滑化之踏板轉矩值與該波動成分以特定混合比混合之值所對應之輔助轉矩值。於該演算時，有時亦進行根據車速調整混合比，或者將對應車速 而使用之輔助比限制後乘以經平滑化之踏板轉矩值之演算。又，再生制動目標轉矩演算部1201根據來自車速輸入部1024之車速值實施以下所述之演算並算出再生制動目標轉矩值。
於本實施形態中，若自制動輸入部1028輸入表示存在制動之輸入信號，則再生有效化部1202將來自再生制動目標轉矩演算部1201之再生目標轉矩值輸出至加算部1206。於除此以外之情形時，輸出0。另一方面，若自制動輸入部1028輸入表示無制動之輸入信號，則輔助有效化部1204輸出來自驅動轉矩目標演算部1203之輔助轉矩值。於除此以外之情形時，輸出0。
加算部1206將來自再生有效化部1202之再生目標轉矩值之極性反轉並輸出，或直接輸出來自輔助有效化部1204之輔助轉矩值。以下，為簡化說明，將輔助轉矩值及再生目標轉矩值簡稱為目標轉矩值。
進角校正部1207根據車速值及目標轉矩值進行演算並將演算結果輸出至可變延遲電路1025。又，轉矩校正部1208根據目標轉矩值及車速值進行以下所述之演算，並且將演算結果輸出至電流限制部1209。進而，電流限制部1209對來自轉矩校正部1208之輸出進行以下所述之演算，並且輸出演算結果。轉矩保護部1210對來自電流限制部1209之輸出實施例如針對第2實施形態中之轉矩處理部750(但除第1負載比換算部764以外)之演算。繼而，將演算結果輸出至第1負載比換算部1211。第1負載比換算部1211對來自轉矩 保護部1210之輸出乘以換算係數dt而算出轉矩負載碼，並且輸出至轉矩通過速率限制部1212。轉矩通過速率限制部1212對來自第1負載比換算部1211之輸出實施已知之通過速率限制處理，並且將處理結果輸出至加算部1216。
又，速度係數修正部1214根據目標轉矩值修正換算係數ds並輸出至第2負載比換算部1213。第2負載比換算部1213對車速值乘以修正後之換算係數ds而算出車速負載碼，並且輸出至速度通過速率限制部1215。速度通過速率限制部1215對來自第2負載比換算部1213之輸出實施已知之通過速率限制處理，並且將處理結果輸出至加算部1216。
加算部1216將來自轉矩通過速率控制部1212之轉矩負載碼與來自速度通過速率限制部1215之車速負載碼相加而算出負載碼，並且輸出至PWM碼產生部1217。PWM碼產生部1217對負載碼乘以來自AD輸入部1029之電池電壓/基準電壓(例如24V)而產生PWM碼。PWM碼輸出至馬達驅動時序產生部1026。
以下，對主要構成要素之具體演算內容進行說明。
(1)車速輸入部1024
於本實施形態中，如上所述由於大量進行基於車速之演算，因此獲得準確之車速於精度上較為重要。
因此，圖12中表示車速輸入部1024之功能方塊圖之一例。於圖12之例中，車速輸入部1024包括邊緣檢測部3001、計數器3002、第1暫存器3003、第2暫存器3004、乘算部3005、加算部3006、及倒數轉換部3007。邊緣檢測部 3001中輸入霍耳信號，對霍耳信號之例如上升進行檢測，並且將檢測信號輸出至計數器3002、第1暫存器3003及第2暫存器3004。計數器3002根據來自邊緣檢測部3001之檢測信號而重設當前計數值，並且開始時脈(CLK)之計數。又，第1暫存器3003及第2暫存器3004輸出所保持之數值。然而，將初始保持之值初始化為0。
繼而，計數器3002根據來自邊緣檢測部3001之下一個檢測信號，將當前計數值輸出至第1暫存器3003，並且重設當前計數值且重新開始時脈CLK之計數。又，第1暫存器3003輸出當前保持之值，並且保存來自計數器3002之輸出值。又，第2暫存器3004輸出當前保持之值，並且保存來自第1暫存器3003之值。
進而，若自邊緣檢測部3001進而接收下一個檢測信號，則計數器3002將當前計數值輸出至第1暫存器3003，並且重設當前計數值且重新開始時脈CLK之計數。又，第1暫存器3003輸出當前保持之值，並且保存來自計數器3002之輸出值。又，第2暫存器3004輸出當前保持之值，並且保存來自第1暫存器3003之值。
如此，計數器3002對相當於霍耳信號之上升週期之值進行計數，第2暫存器3004中保存前2個週期、第1暫存器3003中保存前1個週期。
繼而，乘算部3005將來自第1暫存器3003之輸出值加倍，加算部3006實施自來自乘算部3005之輸出值減去來自第2暫存器3004之輸出值之演算。即，對自將前1個週期加 倍之時間減去前2個週期之值進行演算。
最後，只要倒數轉換部3007算出加算部3006之輸出值之倒數，則可獲得預測之當前車速。
又，圖12所示之車速輸入部1024之演算亦可藉由如圖13之功能方塊圖而實現。圖13之車速輸入部1024包括邊緣檢測部3011、計數器3012、第1暫存器3013、乘算部3014、加算部3015、第2暫存器3016、及倒數轉換部3017。
雖基本動作與圖12大致相同，但第1暫存器3013保持前1個週期，乘算部3014將計數器3012輸出之值(此次週期)加倍並輸出。繼而，加算部3015實施自此次週期之2倍值減去前1個週期之演算，並輸出至第2暫存器3016。第2暫存器3016中儲存前一次預測之週期值，第2暫存器3016根據來自邊緣檢測部3011之檢測信號，輸出至倒數轉換部3017，並且保存加算部3015之輸出值。倒數轉換部3017算出前一次預測之週期之倒數，從而獲得預測之當前車速。
藉由實施此種演算而可精度良好地預測車速。
(2)進角校正部1207
藉由因馬達105之線圈本身之自身電感或與周圍線圈之相互電感等影響所產生之電樞反作用，或鐵心之磁阻等，存在反電動勢之轉移或波形或位準因藉由此時之速度或電流而從自身線圈發出之磁場之影響而畸變，無法產生目標轉矩之情形。為校正該等不良，而實施進角校正。
例如，如藉由圖9之說明所敍述般，將霍耳元件設置於馬達105內以輸出相位略有推進之霍耳信號，可變延遲電 路1025根據來自演算部1021之輸出，將霍耳信號之相位進角或滯後角。
本實施形態中之進角校正部1207(參照圖11)藉由例如圖14所示之功能區塊構成而實現。於該例中，表示進角值藉由車速與轉矩而獨立受到影響時之構成例。
圖14之例中之進角校正部1207包括第1進角算出部3021、第2進角算出部3022、加算部3023及3024。
於此情形時，第1進角算出部3021對目標轉矩值乘以預先設定之(進角/轉矩)係數而算出第1進角值。又，第2進角算出部3022對車速值乘以預先設定之(進角/車速)係數而算出第2進角值。加算部3023將第2進角值與預先設定之初始固定進角值(霍耳信號預先具有之進角值)相加，並且將加算結果輸出至加算部3024。加算部3024將加算部3023之加算結果與第1進角值相加而獲得進角值。
於如此藉由車速與轉矩而獨立受到影響之模式之情形時，藉由針對各者準備換算係數而可進行調整。
另一方面，進角值作為車速與轉矩之相乘效果而受到影響時之進角校正部1207藉由例如圖15所示之功能區塊構成而實現。
圖15之例中之進角校正部1207包括乘算部3031、進角算出部3032、及加算部3033。乘算部3031算出例如目標轉矩值與車速值之積，並且輸出至進角算出部3032。進角算出部3032對來自乘算部3031之輸出值乘以預先設定之進角/(轉矩．車速)係數而算出變動量之進角值。加算部3033藉由 將該進角算出部3032之輸出值與預先設定之初始固定進角值相加而算出進角值。
即便於此種情形時，亦可藉由準備適當之(進角/(轉矩．車速))係數之換算係數而進行進角值之調整。
(3)轉矩校正部1208
轉矩校正部1208根據當前車速對目標轉矩進行校正。例如，準備並應用如圖16所示之校正函數。於圖16之例中，直線f1表示將所輸入之目標轉矩直接作為校正後之目標轉矩而輸出時之函數。曲線f2表示車速為0時之函數，又，曲線f3表示車速超過0之低速時(第1車速範圍)之函數。曲線f4表示車速為中速時(速度比第1車速範圍高之第2車速範圍)之函數，進而，曲線f5表示車速為高速時之函數(速度比第2車速範圍高之第3車速範圍)之函數。再者，曲線之形式根據馬達之種類而決定。於圖16中，表示有無刷電流整流且帶鐵心核心之馬達之一例。
如此，高速時亦可採用如輸出較大之目標轉矩值之函數。如此，則輸出如維持或提高當前速度之目標轉矩值。
(4)電流限制部1209
於如圖9所示之電路中，進行(A)限制二次電池101之放電電流及蓄電電流、(B)FET電橋1030之溫度所產生之電流限制之類的電流限制。然而，為了整體進行轉矩．前饋控制，而不進行馬達驅動電流之反饋控制，根據電池電壓、1個單位時間前之PWM碼及FET電橋1030之溫度而對目標轉矩值施加限制。
因此，如圖17所示，本實施形態之電流限制部1209包括正負判定部3041、零判定部3042、連續判定部3043、取樣部3044、放電降額部3045、充電降額部3046、第1電流換算部3047、第2電流換算部3048、選擇部3049、電流換算部3050、最小值輸出部3051、FET電流限制值設定部3054、轉矩換算部3052、及轉矩箍制(torque clip)部3053。
正負判定部3041對所輸入之目標轉矩值(電流限制前目標轉矩值)之符號進行判斷，並且對轉矩箍制部3053及選擇部3049輸出表示正或負之信號。零判定部3042判定所輸入之目標轉矩值是否為0，若目標轉矩值為0，則無需處理，故而不輸出。另一方面，若目標轉矩值並非為0，則輸出至連續判定部3043。連續判定部3043於例如確認超過4個單位期間0之值是否連續之後，對取樣部3044輸出取樣指示。
取樣部3044於接收來自連續判定部3043之取樣指示之期間，將來自AD輸入部1029之電源電壓值輸出至放電降額部3045及充電降額部3046。
於本實施形態中，如圖18所示，放電用之降額曲線g1及充電用之降額曲線g2預先根據二次電池101而設定。於該例中，放電降額部3045於電源電壓自18V至22V之期間為0至1之期間，輸出相對於電源電壓階段性地或連續地單調增加之值，若未達18V，則輸出「0」，防止蓄電量較少時之過度放電。又，若電源電壓為22V以上，則放電降額部 3045輸出「1」。另一方面，若電源電壓為31V以上，則充電降額部3046輸出「0」，於27V至31V之期間為0至1之期間，輸出相對於電源電壓階段性或連續單調減少之值，防止過度充電。又，若電源電壓為27V以下，則充電降額部3046輸出「1」。
第1電流換算部3047算出來自放電降額部3045之輸出值與預先設定之放電電流限制值之積(=電流限制值)，並且輸出至選擇部3049。另一方面，第2電流換算部3048算出來自充電降額部3046之輸出值與預先設定之充電電流限制值之積(=電流限制值)，並且輸出至選擇部3049。
選擇部3049於來自正負判定部3041之輸出表示正之情形時，將來自第1電流換算部3047之輸出輸出至電流換算部3050。另一方面，選擇部3049於來自正負判定部3041之輸出表示負之情形時，將來自第2電流換算部3048之電流限制值輸出至電流換算部3050。
電流換算部3050藉由使用選擇部3049輸出之電流限制值除以1個單位時間前之PWM碼而換算成馬達驅動電流之電流限制值。
如圖2所示之切換放大器可視為DC(Direct Current，直流)轉換器，只要不存在因切換元件等所產生損失，則下式成立。
(1)電池電壓×負載比=馬達驅動電壓
由於切換放大器為固定電力轉換，因此電壓與電流成反比例，故而獲得下式。
(2)電池電流/負載比=馬達驅動電流
因此，電流換算部3050根據自電池電壓獲得之電流限制值/PWM碼而算出馬達驅動電流之電流限制值。
再者，有時PWM碼亦變為「0」，因此為避免除以「0」，例如設定下限值，於下限值以下之情形時，除以該下限值。
另一方面，FET電流限制值設定部3054例如根據圖19所示之關係，並且根據來自溫度輸入部1022之溫度而輸出FET電流限制值。於圖19之例中，FET電流限制值為固定值直至FET溫度為85℃位置，但若變為85℃以上，則逐漸減少，若變為125℃，則FET電流限制值變為0。FET電流限制值設定部3054藉由上述曲線而特別規定FET電流限制值並輸出至最小值輸出部3051。
再者，若進行數式化，則以如下形式表示。
FET電流限制值=(額定溫度(125℃)-FET溫度)*FET電流限制值/(額定溫度(125℃)-降額起始溫度(85℃))
最小值輸出部3051對來自電流換算部3050之輸出(馬達驅動電流之電流限制值)與來自FET電流限制值設定部3054之輸出(FET電流限制值)中之較小的值進行特別規定並輸出至轉矩換算部3052。
轉矩換算部3052對來自最小值輸出部3051之輸出值乘以預先設定之換算係數(轉矩/電流)而算出換算轉矩值，並且輸出至轉矩箍制部3053。若限制前之目標轉矩值為來自轉矩換算部3052之換算轉矩值以下，則轉矩箍制部3053將限 制前之目標轉矩值作為限制後之目標轉矩值而輸出。另一方面，若限制前之目標轉矩值超過來自轉矩換算部3052之換算轉矩值，則將換算轉矩值作為限制後之目標轉矩值而輸出。
藉由實施如上所述之演算，於轉矩．前饋控制中，可產生如滿足(1)限制二次電池101之放電電流及充電電流、(2)FET電橋1030之溫度所產生之電流限制之類的電流限制之目標轉矩值。
(5)第1負載比換算部1211
第1負載比換算部1211對來自轉矩保護部1210之輸出乘以預先設定之換算係數(負載比/轉矩=dt)而算出轉矩負載碼。再者，該轉矩負載碼經由轉矩通過速率限制部1212輸出至加算部1216。
(6)速度係數修正部1214
車速負載碼係第2負載比換算部1213對當前車速值乘以換算係數(負載比/車速=ds)而算出。
該換算係數ds係用於算出馬達105產生對應其速度之反電動勢時之負載比之換算係數，根據馬達105之基本特性而唯一求出。
然而，關於實際之馬達，亦存在不均或劣化等變動要素，製品運送時保持唯一設定之換算係數ds，亦存在實際之馬達特性產生變動之情形，速度負載碼變得過大或過小之情形。例如，變為如圖20中由虛線p2所示之馬達特性，負載比Duty與車速相對應。此時，於換算係數ds之值較大 之情形時，假設如圖20之由實線p1所示之馬達特性，因此相對於車速之負載比Duty始終變多，控制時預計零轉矩，但成為動力運轉狀態。於換算係數ds之值較小之情形時，相反控制時預計零轉矩，但成為制動狀態。
因此，藉由如下所述之演算而動態修正換算係數ds。
具體而言，於完全不進行FET電橋1030之開關之切換之情形時，馬達驅動電流變為0。另一方面，即便於目標轉矩值變為0之情形時，原本馬達105之反電動勢與藉由切換放大器之供給電壓一致，因此馬達驅動電流應變為0。然而，若換算係數ds偏差，則即便目標轉矩值為0亦產生轉矩，流通馬達驅動電流，因此對此時之馬達驅動電流進行測定，於未流通電流之方向修正換算係數ds。
因此，速度係數修正部1214例如藉由如圖21之功能方塊圖所示之功能而實現。
即，速度係數修正部1214包括零檢測部3061、轉矩換算部3062、多工器(Multiplexer，MUX)3063、積分器3064、及加算部3065。
轉矩換算部3062對來自電流檢測部1023之電流值乘以預先設定之換算係數(轉矩/電流)而算出相當於馬達驅動電流之轉矩值。又，零檢測部3061判斷目標轉矩值是否為0，若檢測為0，則將檢測信號輸出至多工器3063。多工器3063於輸出來自零檢測部3061之檢測信號之情形時，將來自轉矩換算部3062之輸出值輸出至積分器3064，於未輸出檢測信號之情形時，將0輸出至積分器3064。
積分器3064將來自多工器3063之輸出值進行特定時間積分，並且將積分結果輸出至加算部3065。加算部3065藉由自預先設定之換算係數Dss減去積分結果而算出此次應使用之換算係數Dsa，並且輸出至第2負載比換算部1213。
如此，於即便目標轉矩值為0亦流通馬達驅動電流之情形時，於使其為0之方向調整換算係數Dss。
又，速度係數修正部1214例如有時亦藉由如圖22之功能方塊圖所示之功能而實現。
即，速度係數修正部1214包括零檢測部3061、間歇阻斷控制部3072、第1選擇部3073、第2選擇部3074、加算部3075、積分器3076、加算部3077、及反轉部3078。
零檢測部3061判斷目標轉矩值是否為0，若檢測為0，則將檢測信號輸出至間歇阻斷控制部3072、第1選擇部3073及第2選擇部3074。間歇阻斷部3072若自零檢測部3061接收檢測信號，則對馬達驅動時序產生部1026間歇輸出使FET電橋1030之開關之切換停止之阻斷信號。
第1選擇部3073於零檢測部3061輸出檢測信號且間歇阻斷控制部3072輸出阻斷信號之情形時，選擇輸出來自電流檢測部1023之電流值。另一方面，第2選擇部3074於零檢測部3061輸出檢測信號且間歇阻斷控制部3072未輸出阻斷信號(即藉由反轉部3078斷開來自間歇阻斷控制部3072之阻斷信號時成為導通)之情形時，選擇輸出來自電流檢測部1023之電流值。繼而。加算部3075藉由自來自第1選擇部3073之輸出值減去來自第2選擇部3074之輸出值而算出 誤差。
如此，則即便於電流檢測部1023自身產生少許誤差之情形時，亦可藉由第1選擇部3073及第2選擇部3074之輸出之差而消除電流檢測部1023之影響。
繼而，積分器3076對來自加算部3075之輸出值進行特定時間積分，並且將積分結果輸出至加算部3077。加算部3077藉由自預先設定之換算係數Dss減去積分結果而算出此次應使用之換算係數Dsa，並且輸出至第2負載比換算部1213。
如此，則於即便目標轉矩值為0亦流通馬達驅動電流之情形時，於使其為0之方向調整換算係數Dss。
再者，關於本演算，並非始終實施，若為電動輔助自行車1，則於例如車速條件(5km/h至20km/h)或加速度條件(-0.02G至+0.02G)等穩定行駛之狀態等時進行實施。
又，無需頻繁實施如上所述之演算，因此於例如修正後之換算係數之變化幅度收斂時等穩定之情形時，將直至下一次演算為止之時間改變為數分鐘後等，亦使控制時間間隔變動。
(7)第2負載比換算部1213
雖於上文進行了敍述，但第2負載比換算部1213藉由對當前車速值乘以換算係數Dsa而算出車速負載碼。再者，該車速負載碼經由速度通過速率限制部1215輸出至加算部1216。
(8)PWM碼產生部1217
PWM碼產生部1217藉由對加算部1216之轉矩負載碼及車速負載碼之加算結果即負載碼乘以來自AD輸入部1029之電池電壓/基準電壓(例如24V)而算出最終之PWM碼，並且輸出至馬達驅動時序產生部1026。
(9)再生制動目標轉矩演算部1201
使用者藉由制動桿輸入制動指示，制動感測器104對該制動指示進行檢測後，將表示存在制動之信號(有時為表示制動之強弱之信號)輸出至制動輸入部1028。制動輸入部1028根據該信號進行如下所述之演算，算出適當之再生制動轉矩值。
具體而言，使用圖23進行說明。圖23之橫軸表示再生制動轉矩之設定值，縱軸表示所對應之轉矩值、效率及電力。於該圖表中，如直線r1所示，若再生制動轉矩之設定值變為當前之車速相當值，則再生效率變為0，若再生制動轉矩值為0，則再生效率變為100%。另一方面，如直線r2所示，若再生制動轉矩之設定值為0，則制動轉矩值為0，若再生制動轉矩之設定值為車速相當值，則制動轉矩值變為車速相當值。如此，則根據由直線r1表示之再生效率及由直線r2表示之制動轉矩，再生電力變為曲線r3之形式，再生電力於再生制動轉矩之設定值為車速相當值之1/2時以再生效率50%而變為最大。
即，藉由將再生制動轉矩設定為車速相當值之1/2而可使再生電力最大化。
以此為基礎，關於藉由再生制動目標轉矩演算部1201輸 出何種再生制動目標轉矩值，使用圖24至圖26進行說明。圖24之橫軸表示車速，縱軸表示再生制動目標轉矩值。虛直線q1表示輸出車速相當值之再生制動目標轉矩值時之車速-轉矩關係，如使用圖23進行說明般為再生效率0%(短路制動)。於該直線q1以上之區域，取出電力而成為制動。又，虛直線q2表示輸出車速相當值之1/2之再生制動目標轉矩值時之車速-轉矩關係，如使用圖23所說明般以再生效率50%而可獲得最大再生電力。該直線q2以上之區域為機械制動併用有利之區域。因此，於直線q2以下之區域，添加制約條件且採用適當之曲線。
各速度時之瞬時再生效率藉由該瞬間再生制動電壓相對於該瞬間速度時之反電動勢電壓之比而決定。
瞬時再生效率=1-(再生制動電壓/反電動勢電壓)=1-(再生轉矩/車速相當轉矩值)
自任意速度下之任意停止要求距離中除停止距離以外之無其他任何制約之狀態下，該停止距離為獲得最大再生效率、即合計獲得之最大再生電力量，係無論何種速度均為均等之再生效率固定之曲線，即通過原點之比例直線。直線q10只要停止要求距離充分長，則接近於X軸，再生效率接近於100%。另一方面，若停止要求距離某種程度縮短，則直線q10變得與獲得最大瞬時再生電力之直線q2相同，此時之合計再生效率變為50%。進而，停止要求距離比上述情形短時，再生轉矩曲線與獲得最大瞬時再生電力之直線q2相同，機械制動之併用成為必要。若使再生制動 之轉矩進一步變大，則瞬時再生電力相反減少，此係可轉為機械制動原因。
又，作為必需考慮之制約條件，存在表示高速區域內之最大固定製動線且與橫軸平行之虛直線群q7、表示低速區域內之最低固定製動線且與橫軸平行之虛直線群q6等。
若實際採用直線q10，則相對於時間之減速曲線成為呈指數函數衰減之曲線，即便停止距離為固定，停止時間亦無限制變大，因此於低速側採用即便略有犧牲再生效率亦維持較大之轉矩之直線q6。進而若因低速而成為直線q6超過直線q2之區域，則不僅再生效率惡化，瞬間再生電力亦相反減少，因此轉移至各速度時之瞬間再生電力變為最大之直線q2，併用機械制動直至停止。
另一方面，相反於速度較大之情形時，於定率之高效再生直線即直線q4之狀態下，制動轉矩變得過大而危險，因此轉移至用於施加固定之最大轉矩限制之直線q7。
關於該情形，於中速區域內，若亦考慮虛直線q3至直線q5為止之15%至35%定率制動線(再生效率85%至65%)，則有時亦採用如由粗線q11表示之摺線之曲線。再者，於中速區域，採用直線q4。藉此，於中速區域可高效率進行電池再生。
再者，作為進一步之制約條件，存在表示基於二次電池101而設定之電池充電電流限制線之曲線群q8(根據電池之種類及狀態而不同)、進而低速區域內之再生效率50%線之直線q2等。
若將電池電壓設為固定，則再生電力藉由電池之最大充電電流限制而成為固定。
電池電壓×電池充電電流=固定再生電力=馬達反電動勢×馬達電流
馬達反電動勢與速度成比例，馬達轉矩與馬達電流成比例，因此其積為固定，因此馬達電流與速度成反比例。因此，曲線群q8成為與速度成反比例之雙曲線之曲線。最大充電電流亦藉由電池電壓、即電池殘量或電池溫度所產生之降額而可變，固定再生電力本身亦藉由以上所示之式而與電池電壓成比例，因此作為複數個雙曲線曲線而表示。
又，再生制動之優劣於自固定速度求出之固定距離(並非固定時間)以下停止時之總再生電力較大時為優異。此時，於特定距離以下未停止時，併用機械制動直至停止為止。若無固定距離以下之制約，則於大體無機械損失問題之範圍內，越是始終難以停止之效率較差之輕度再生制動，則對於再生效率越有利，如此則制動變得無意義。因此，於併用機械制動直至特定距離以下停止之範圍以作為制動功能發揮作用之狀態下進行評價。
圖24之曲線q11為一例，亦可採用如圖25所示之曲線q13。曲線q13於低速區域內具有沿著以上所述之曲線q2之形狀，若速度提高，則再生制動目標轉矩值成為固定，於高速區域藉由電池充電電流限制線群q8而限制。再者，虛直線q12表示25%制動線(再生效率75%)。若變為高速區域，則於藉由電池充電電流限制線群q8而限制之附近，低 於該直線q12。
又，亦可採用如圖26所示之曲線。圖26表示自制動輸入部1028接收要求制動強度時之例。於該例中，要求制動強度較小時採用曲線q14，要求制動強度為中等時採用曲線q15，要求制動強度較大時採用曲線q16。關於曲線q16，藉由電池充電電流限制線群q8之一者而限制。於此種情形時，低速時亦沿著直線q2，不會超過該直線。再者，並非為上述3個階段，亦可規定對應更多階段或較少階段之曲線。進而，亦可另外定義對應要求制動強度之再生制動目標轉矩值之函數。
繼而，將用於實現圖24所示之曲線q11之再生制動目標轉矩演算部1201之功能方塊圖示於圖27。圖27中之再生制動目標轉矩演算部1201包括換算部3081、乘算部3086、乘算部3082、最小值輸出部3083、最大值輸出部3084、及最小值輸出部3085。
換算部3081藉由對來自車速輸入部1024之當前車速乘以預先設定之換算係數而將當前車速進行轉矩換算。該換算係數係藉由使用將車速轉換為負載比之換算係數(負載比/車速之係數)除以將轉矩轉換為負載比之換算係數(負載比/轉矩之係數)而獲得。
繼而，乘算器3082對換算部3081之輸出值乘以1/2。藉此，求出圖24中之直線q2上所對應之點。繼而，最小值輸出部3083將預先設定之最小再生轉矩設定值(圖24之直線群q6)與換算部3081之輸出值之1/2值進行比較，輸出較小 值。又，乘算部3086對換算部3081之輸出值乘以預先設定之中速區域內之再生制動率設定值rb，並且輸出至最大值輸出部3084。最大值輸出部3084將最小值輸出部3083之輸出值與圖24中之直線q3至q5中相符合之值進行比較，輸出較大值。進而，最小值輸出部3085將來自最大值輸出部3084之輸出值與預先設定之最大再生轉矩設定值(圖24之直線群q7)進行比較，將較小者作為再生制動目標轉矩值而輸出。
如此，則可實現如圖24所示之曲線q11。
[實施形態4]
於本實施形態中，不進行用於自目標轉矩值算出轉矩負載碼之換算係數(亦稱為轉矩對負載比係數)之自動校準而緩解其不均之影響。
磁通密度B之中間長度L流通電流I時所產生之力F根據夫累銘(Fleming)之左方法則成為F=B×L×I。自行車之車輪之轉矩T與該F以固定比率Kt成比例，若將與轉矩負載比成比例之電壓設為Vt，將線圈之電阻設為R，則如下所示之式成立。
Kt×T=B×L×I=B×L(Vt/R)(Kt為固定比例常數)
若將轉矩對負載比係數設為Dt，則可變形為Dt=Vt/T=Kt×R/(B×L)
不均之主要原因成為線圈之長度、電阻、磁通密度。
其中，線圈之電阻只要為銅線，則因材料所產生之差較少，產生機械尺寸之不均。磁通密度B藉由磁鐵之起磁力 及磁路電阻而決定，因磁鐵之材料、磁路之材料而大幅度不均。又，於磁通密度B之中長度L之導體以速度v橫穿時所產生之起電力E根據夫累銘之右方法則而成為E=BLv。即，起電力E與馬達中之起電力、即速度負載比以固定比率成比例，自行車之車速S與線圈速度v以固定比率成比例，因此若將與速度負載比成比例之電壓設為Vs，則以如下方式表示。
Vs=Kv×B×L×S(Kv為固定比例常數)
若將速度對負載比係數設為Ds，則可變形為Ds=Vs/S=Kv×B×L
不均之主要原因成為線圈之長度、磁通密度。
此時，向轉矩對負載比係數Dt及速度對負載比係數Ds之式中共通代入B×L，則分別存在反比例關係與比例關係。即，相對於由B×L所產生之不均，Dt與Ds反比例連動而產生不均。
因此，將基準(標準設定)之速度對負載比係數設為Dss，將已校準之速度對負載比係數設為Dsa，若將基準(標準設定)之轉矩對負載比係數設為Dts，將已校正之Dt設為Dta，則可藉由下式獲得經推斷校正之Dta。
Dta=Dts×(Dss/Dsa)
因此，如圖28之功能方塊圖所示，本實施形態之轉矩對負載比係數之校正部包括零檢測部3061、轉矩換算部3062、多工器3063、積分器3064、加算部3065、除算部13066、及乘算部13067。
轉矩換算部3062對來自電流檢測部1023之電流值乘以預先設定之換算係數(轉矩/電流)而算出相當於馬達驅動電流之轉矩值。又，零檢測部3061判斷目標轉矩值是否為0，若檢測為0，則將檢測信號輸出至多工器3063。多工器3063於輸出來自零檢測部3061之檢測信號之情形時，將來自轉矩換算部3062之輸出值輸出至積分器3064，於未輸出檢測信號之情形時，將0輸出至積分器3064。
積分器3064對來自多工器3063之輸出值進行特定時間積分，並且將積分結果輸出至加算部3065。加算部3065自預先設定之Dss減去積分器3064之輸出值，並且將算出結果Dsa輸出至除算部13066。除算部13066實施使用預先設定之Dss除以加算部3065之算出結果Dsa之演算，並且輸出至乘算部13067。繼而，乘算部13067算出預先設定之Dts與除算部13066之積即Dta。該Dta為轉矩對負載比係數Dta。
如此，則可緩解線圈之長度、磁通密度之類的不均之主要原因所造成之影響。
進而，轉矩對負載比係數之校正部例如有時亦藉由如圖29之功能方塊圖所示之功能而實現。
即，轉矩對負載比係數之校正部包括零檢測部3061、間歇阻斷控制部3072、第1選擇部3073、第2選擇部3074、加算部3075、積分器3076、加算部3077、除算部13078、乘算部13079、及反轉部3078。
零檢測部3061判斷目標轉矩值是否為0，若檢測為0，則將檢測信號輸出至間歇阻斷控制部3072、第1選擇部3073 及第2選擇部3074。間歇阻斷控制部3072若自零檢測部3061接收檢測信號，則對馬達驅動時序產生部1026間歇輸出使FET電橋1030之開關之切換停止之阻斷信號。
第1選擇部3073於零檢測部3061輸出檢測信號且間歇阻斷控制部3072輸出阻斷信號之情形時，選擇輸出來自電流檢測部1023之電流值。另一方面，第2選擇部3074於零檢測部3061輸出檢測信號且間歇阻斷控制部3072未輸出阻斷信號(即藉由反轉部3078而斷開來自間歇阻斷控制部3072之阻斷信號時成為導通)之情形時，選擇輸出來自電流檢測部1023之電流值。繼而。加算部3075藉由自來自第1選擇部3073之輸出值減去來自第2選擇部3074之輸出值而算出誤差。
如此，則即便於電流檢測部1023自身產生少許誤差之情形時，亦可藉由第1選擇部3073及第2選擇部3074之輸出之差而消除電流檢測部1023之影響。
繼而，積分器3076對來自加算部3075之輸出值進行特定時間積分，並且將積分結果輸出至加算部3077。加算部3077自預先設定之Dss減去積分器3076之輸出值，並且將算出結果Dsa輸出至除算部13078。除算部13078實施使用預先設定之Dss除以加算部3077之算出結果Dsa之演算，並且輸出至乘算部13079。繼而，乘算部13079算出預先設定之Dts與除算部13078之積即Dta。該Dta為轉矩對負載比係數Dta。
如此，則可緩解線圈之長度、磁通密度之類的不均之主 要原因所產生之影響。
[實施形態5]
若於例如使用鑰匙鎖定時等使踏板驅動輪(圖8中為後輪)不動作之情形時踩踏板，則於例如第3實施形態中，藉由轉矩感測器103檢測轉矩輸入，藉由演算部1021進行對應輸入轉矩之馬達驅動。即，由於使踏板驅動輪不動作，因此不會產生馬達驅動輪(圖8中為前輪)空轉之現象。
因此，於本實施形態中，例如藉由將第3實施形態以圖30之方式變形，而防止如上所述之現象。再者，關於圖11所示之進角校正部1207以後之構成要素，由於與圖11相同，因此省略圖示，關於該部分，構成相同且動作亦相同，因此省略說明。
於本實施形態中，追加踏板旋轉感測器109，並且經由例如操作面板106而設定變速機之齒輪比(亦稱為變速比)，控制器1020可自操作面板106獲得表示齒輪比之信號。然而，即便於自操作面板106未獲得表示齒輪比之信號之情形時，亦可以如下所述之方式進行處理。
又，於本實施形態中，控制器1020更包括車速推斷部1031。車速推斷部1031根據自踏板旋轉感測器109而獲得之踏板旋轉頻率與齒輪比及其他參數而推斷踏板驅動輪之車速，並且將推斷車速輸出至演算部1021。
又，演算部1021更包括餘裕度附加部1261、比較部1262、踏板轉矩存在判定部1263、邏輯積部1264、及多工器(MUX)1265。再者，於圖11中，演算部1021中，當無制 動輸入時使輔助有效化部1204動作，存在制動輸入時使輔助有效化部1204無效。然而，於本實施形態中，於無制動輸入且來自邏輯積部1264之輸出為「0」(即無空轉)之情形時(負邏輯輸入邏輯積部1266之兩次輸入為負邏輯之情形)，使輔助有效化部1204動作。據此，於無制動輸入或來自邏輯積部1264之輸出為「1」(即存在空轉)之情形時，使輔助有效化部1204無效(進行控制以輸出0)。
車速推斷部1031將自踏板旋轉感測器109獲得之踏板旋轉頻率、自操作面板106獲得之齒輪比、與踏板驅動輪之周長之積作為推斷車速而算出，並且輸出至餘裕度附加部1261。再者，於自操作面板106等未獲得齒輪比之情形時，使用預先規定之最大齒輪比。再者，亦存在最大齒輪比本身為「1」之情形。餘裕度附加部1261於對推斷車速乘以範圍比率之後加上整體之範圍，並且輸出餘裕度附加後之推斷車速。範圍比率例如為1.06左右，但成為考慮有輪胎個體差範圍、空壓下降時之車輪直徑範圍、把手控制角範圍等之值。又，關於整體之範圍，例如為1km/時左右，但成為考慮有可穩定檢測踏板旋轉頻率之速度等之值。
餘裕度附加部1261之輸出輸入至比較部1262，比較部1262將來自車速輸入部1024之當前車速A與來自餘裕度附加部1261之餘裕度附加後之推斷車速B進行比較。於該比較中，當A>B成立時，即判斷是否為馬達驅動輪之車速>踏板驅動輪之車速。比較部1262於馬達驅動輪之車速>踏板驅 動輪之車速成立之情形時，將「1」輸出至邏輯積部1264，於馬達驅動輪之車速>踏板驅動輪之車速不成立之情形時，將「0」輸出至邏輯積部1264。
另一方面，踏板轉矩存在判定部1263判斷來自轉矩感測器103之輸入轉矩是否為特定閾值以上。特定閾值係作為輸入轉矩視為「0」之上限值而設定。而且，踏板轉矩存在判定部1263於輸入轉矩為特定閾值以上時輸出「1」，於輸入轉矩未達特定閾值時輸出「0」。
邏輯積部1264對來自踏板轉矩存在判定部1263之輸出與來自比較部1262之輸出之邏輯積進行演算。具體而言，於輸入轉矩並非為0(特定閾值以上)且馬達驅動輪之車速>踏板驅動輪之車速時輸出「1」，於輸入轉矩大致為0(未達特定閾值)或馬達驅動輪之車速>踏板驅動輪之車速不成立時輸出「0」。即，於「1」時可視為馬達驅動輪產生空轉，於「0」時可視為馬達驅動輪未空轉。
因此，多工器1265若自邏輯積部1264輸入「1」，則將餘裕度附加部1261之輸出(餘裕度附加後之推斷車速)輸出至第2負載比換算部1213。另一方面，若自邏輯積部1264輸入「0」，則將當前車速輸出至第2負載比換算部1213。即，於視為馬達驅動輪產生空轉之情形時，以根據踏板旋轉感測器109之輸出而推斷之車速為基礎進行控制。於踏板驅動輪不動作之情形時，由於踏板驅動輪之推斷車速大致為0，因此馬達驅動得以抑制。又，關於輔助有效化部1204，亦如上所述，於視為馬達驅動輪產生空轉之情形 時，由於無效(輸出設定為0)而不進行對應輸入轉矩之馬達驅動。如此，可避免如前輪產生空轉之情形。如此，邏輯積部1264之輸出於存在馬達驅動輪之空轉之情形時成為抑制馬達驅動之控制信號。
再者，亦可綜合車速推斷部1031與餘裕度附加部1261而改變餘裕度附加之方法。例如，並非如餘裕度比率般與齒輪比相乘之形式，亦可以附加如與齒輪比相加之餘裕度之方式進行變更。關於其他構成要素，有時亦進行綜合。
進而，如上所述，大致進行如當前車速>(踏板旋轉頻率×踏板驅動輪之周長×齒輪比)之類的判斷。因此，例如，於成為藉由齒輪比=當前車速/(踏板旋轉頻率×踏板驅動輪之周長)而算出，齒輪比超過最大齒輪比之值之情形時，可輸出與藉由比較部1262判斷為A>B時相同之信號。又，亦可藉由當前車速/(踏板旋轉頻率×踏板驅動輪之周長×齒輪比)(=指標值)>1之類的演算而進行判斷。亦可以使用其他指標值之方式進行變形。
又，於直接獲得踏板驅動輪之轉數之情形時，可使用踏板驅動輪之轉數以代替踏板轉數。例如圖31所示，應用踏板驅動輪旋轉感測器1267以代替踏板旋轉感測器109。於此情形時，踏板驅動輪之轉數直接進行檢測，因此無需考慮插入於踏板與踏板驅動輪之間的動力傳輸路徑之自轉輪之鎖定、解鎖之狀態。因此，無需圖30中所使用之踏板轉矩存在判定部1263及邏輯積部1264，比較部1262之輸出直接供給至多工器1265及負邏輯輸入邏輯積部1266。再者， 若為如圖8之電動輔助自行車1，則踏板驅動輪旋轉感測器1267由於為後輪驅動而設置於後輪之車軸等。
再者，本實施形態中，於例如開始踩踏時，對基本不動作之自行車之踏板過度施加轉矩之情形時，亦抑制馬達驅動而於安全方面有效。
以上對本發明之實施形態進行了說明，但本發明並不限定於此。實現以上所述之功能之具體演算方法存在複數種，可採用任一種。
又，關於演算部1021之一部分，只要亦存在藉由專用電路而實現之情形，則亦藉由微處理器執行程式而實現如上所述之功能。
1‧‧‧電動輔助自行車
101‧‧‧二次電池
102‧‧‧馬達驅動控制器
103‧‧‧轉矩感測器
104‧‧‧制動感測器
105‧‧‧馬達
106‧‧‧操作面板
107‧‧‧檢測電阻
108‧‧‧熱阻器
109‧‧‧踏板旋轉感測器
500‧‧‧馬達驅動控制裝置
510‧‧‧第2負載比換算部
520‧‧‧第1負載比換算部
530‧‧‧加算部
540‧‧‧驅動部
610‧‧‧切換放大器
620‧‧‧馬達
700‧‧‧馬達驅動控制裝置
750‧‧‧轉矩處理部
751‧‧‧第1絕對值化部
752‧‧‧餘裕度附加部
753‧‧‧轉矩換算部
754‧‧‧第2絕對值化部
756‧‧‧加算部
757‧‧‧第1箍制部
758‧‧‧累計部
759‧‧‧第1LPF部
760‧‧‧加算部
761‧‧‧第2箍制部
763‧‧‧極性反轉部
764‧‧‧第1負載比換算部
770‧‧‧第2負載比換算部
780‧‧‧加算部
790‧‧‧驅動部
810‧‧‧切換放大器
820‧‧‧馬達
1020‧‧‧控制器
1021‧‧‧演算部
1022‧‧‧溫度輸入部
1023‧‧‧電流檢測部
1024‧‧‧車速輸入部
1025‧‧‧可變延遲電路
1026‧‧‧馬達驅動時序產生部
1026‧‧‧加算部
1027‧‧‧轉矩輸入部
1028‧‧‧制動輸入部
1029‧‧‧AD輸入部
1030‧‧‧FET電橋
1031‧‧‧車速推斷部
1201‧‧‧再生制動目標轉矩演算部
1202‧‧‧再生有效化部
1203‧‧‧驅動轉矩目標演算部
1204‧‧‧輔助有效化部
1207‧‧‧進角校正部
1208‧‧‧轉矩校正部
1209‧‧‧電流限制部
1210‧‧‧轉矩保護部
1211‧‧‧第1負載比換算部
1212‧‧‧轉矩通過速率限制部
1213‧‧‧第2負載比換算部
1214‧‧‧速度係數修正部
1215‧‧‧速度通過速率限制部
1216‧‧‧加算部
1217‧‧‧PWM碼產生部
1261‧‧‧餘裕度附加部
1262‧‧‧比較部
1263‧‧‧踏板轉矩存在判定部
1264‧‧‧邏輯積部
1265‧‧‧多工器
1266‧‧‧負邏輯輸入邏輯積部
1267‧‧‧踏板驅動輪旋轉感測器
3001‧‧‧邊緣檢測部
3002‧‧‧計數器
3003‧‧‧第1暫存器
3004‧‧‧第2暫存器
3005‧‧‧乘算部
3006‧‧‧加算部
3007‧‧‧倒數轉換部
3011‧‧‧邊緣檢測部
3012‧‧‧計數器
3013‧‧‧第1暫存器
3014‧‧‧乘算部
3015‧‧‧加算部
3016‧‧‧第2暫存器
3017‧‧‧倒數轉換部
3021‧‧‧第1進角算出部
3022‧‧‧第2進角算出部
3023‧‧‧加算部
3024‧‧‧加算部
3031‧‧‧乘算部
3032‧‧‧進角算出部
3033‧‧‧加算部
3041‧‧‧正負判定部
3042‧‧‧零判定部
3043‧‧‧連續判定部
3044‧‧‧取樣部
3045‧‧‧放電降額部
3046‧‧‧充電降額部
3047‧‧‧第1電流換算部
3048‧‧‧第2電流換算部
3049‧‧‧選擇部
3050‧‧‧電流換算部
3051‧‧‧最小值輸出部
3052‧‧‧轉矩換算部
3053‧‧‧轉矩箍制部
3054‧‧‧FET電流限制值設定部
3061‧‧‧零檢測部
3062‧‧‧轉矩換算部
3063‧‧‧多工器
3064‧‧‧積分器
3065‧‧‧加算部
3072‧‧‧間歇阻斷控制部
3073‧‧‧第1選擇部
3074‧‧‧第2選擇部
3075‧‧‧加算部
3076‧‧‧積分器
3077‧‧‧加算部
3078‧‧‧反轉部
3081‧‧‧換算部
3082‧‧‧乘算部
3083‧‧‧最小值輸出部
3084‧‧‧最大值輸出部
3085‧‧‧最小值輸出部
3086‧‧‧乘算部
10211‧‧‧記憶體
13066‧‧‧除算部
13067‧‧‧乘算部
13078‧‧‧除算部
13079‧‧‧乘算部
圖1係用於說明馬達驅動之基本動作之圖。
圖2係第1實施形態之馬達驅動控制裝置之功能方塊圖。
圖3係用於說用第1實施形態之馬達驅動控制裝置之動作之圖。
圖4係用於說明第2實施形態之課題之圖。
圖5係用於說明第2實施形態之課題之圖。
圖6係用於說明第2實施形態之課題之圖。
圖7係第2實施形態之馬達驅動控制裝置之功能方塊圖。
圖8係表示第3實施形態之電動輔助自行車之一例之圖。
圖9係關於第3實施形態之馬達驅動控制器之功能方塊圖。
圖10(a)至(l)係用於說明馬達驅動之基本動作之波形 圖。
圖11係第3實施形態中之演算部之功能方塊圖。
圖12係車速輸入部之第1功能方塊圖。
圖13係車速輸入部之第2功能方塊圖。
圖14係進角校正部之第1功能方塊圖。
圖15係進角校正部之第2功能方塊圖。
圖16係表示轉矩校正函數之一例之圖。
圖17係電流限制部之功能方塊圖。
圖18係電池之降額曲線之一例之圖。
圖19係表示FET溫度與電流限制值之關係之圖。
圖20係用於說明根據車速對負載比進行換算之係數之校正之圖。
圖21係速度係數修正部之第1功能方塊圖。
圖22係速度係數修正部之第2功能方塊圖。
圖23係用於說明再生制動目標轉矩演算部之圖。
圖24係用於說明再生制動目標轉矩演算部之圖。
圖25係用於說明再生制動目標轉矩演算部之圖。
圖26係用於說明再生制動目標轉矩演算部之圖。
圖27係再生制動目標轉矩演算部之功能方塊圖。
圖28係轉矩對負載比係數之校正部之第1功能方塊圖。
圖29係轉矩對負載比係數之校正部之第2功能方塊圖。
圖30係第4實施形態中之演算部等之功能方塊圖。
圖31係第4實施形態之變形例中之演算部等之功能方塊圖。
500‧‧‧馬達驅動控制裝置
510‧‧‧第2負載比換算部
520‧‧‧第1負載比換算部
530‧‧‧加算部
540‧‧‧驅動部
610‧‧‧切換放大器
620‧‧‧馬達

Claims (23)

  1. 一種馬達驅動控制裝置，其包括：速度處理部，其藉由將對應當前速度之第1值進行負載比換算而產生第2值；轉矩處理部，其藉由將對應目標轉矩之第3值進行負載比換算而產生第4值；及驅動部，其藉由對應上述第2值與上述第4值之和之平均負載比而控制由互補型切換放大器中所含之開關所進行之切換，驅動與上述互補型切換放大器連接之馬達。
  2. 如請求項1之馬達驅動控制裝置，其更包括於將對應上述馬達之驅動電流之第5值進行轉矩換算之第6值與上述第3值背離特定容許量以上之情形時，以根據背離程度而減少驅動電流之方式修正上述第3值之修正部。
  3. 如請求項1或2之馬達驅動控制裝置，其中上述驅動部根據電源電壓對上述第2值與上述第4值之和進行校正。
  4. 如請求項1或2之馬達驅動控制裝置，其更包括根據上述第1值及上述第3值產生進行用於上述切換之信號之相位控制之信號之進角校正部。
  5. 如請求項1或2之馬達驅動控制裝置，其中上述轉矩處理部根據上述第1值對上述第3值進行校正。
  6. 如請求項1或2之馬達驅動控制裝置，其中上述轉矩處理部包括根據當前負載比、及電源電壓所對應之電流限制而對上述第3值之範圍施加限制之轉矩限制部。
  7. 如請求項6之馬達驅動控制裝置，其中於電源為可充電 之電池之情形時，對應上述電源電壓之電流限制係根據上述電池之充滿電裕度及殘量裕度而設定。
  8. 如請求項6之馬達驅動控制裝置，其中上述轉矩限制部進而根據基於上述開關之溫度之電流限制而對上述第3值之範圍施加限制。
  9. 如請求項1或2之馬達驅動控制裝置，其更包括根據過去複數個速度檢測結果而預測上述當前速度之速度預測部。
  10. 如請求項1或2之馬達驅動控制裝置，其中上述轉矩處理部根據制動指示，依據針對上述第1值及所對應之上述第3值而預先規定之對應關係，根據當前之第1值而特別規定所對應之第3值，於上述對應關係中，上述第3值為與上述第1值相反極性之值。
  11. 如請求項10之馬達驅動控制裝置，其中上述對應關係為與上述第1值相反極性且成為上述第1值之絕對值之一半以下之關係。
  12. 如請求項11之馬達驅動控制裝置，其中上述制動指示包括制動量之指示，上述對應關係包括對應上述制動量而不同之對應關係。
  13. 如請求項10之馬達驅動控制裝置，其中上述對應關係係若上述第1值之絕對值變大，則所對應之上述第3值之絕對值變小。
  14. 如請求項10之馬達驅動控制裝置，其中上述對應關係包 括根據對應電源電壓之電流限制而決定之對應關係之部分。
  15. 如請求項1或2之馬達驅動控制裝置，其更包括以上述第3值為0時上述馬達之驅動電流成為0之方式對上述速度處理部中之負載比換算係數或負載比換算函數進行修正之修正部。
  16. 如請求項15之馬達驅動控制裝置，其中上述修正部若檢測出上述第3值為0之狀態，則以上述馬達驅動之阻斷時之上述驅動電流值與上述馬達驅動之非阻斷時之上述驅動電流值之差變為0之方式，對上述速度處理部中之負載比換算係數或負載比換算函數進行修正。
  17. 如請求項1或2之馬達驅動控制裝置，其中上述當前車速為馬達驅動輪所相關之車速，該馬達驅動控制裝置更包括：車速推斷部，其根據踏板之旋轉頻率而推斷踏板驅動輪所相關之車速；比較部，其將上述當前車速與上述踏板驅動輪所相關之車速進行比較；及控制信號輸出部，其於上述比較部之比較結果表示上述當前車速比上述踏板驅動輪所相關之車速快且藉由踏板之輸入轉矩為閾值以上之情形時，輸出用於抑制馬達驅動之控制信號。
  18. 如請求項1或2之馬達驅動控制裝置，其更包括：電路，其使用上述當前車速、踏板之旋轉頻率及踏板 驅動輪之周長，算出用於判斷馬達驅動輪之空轉之有無之指標值，若由踏板之輸入轉矩為閾值以上，則根據該指標值而判斷上述馬達驅動輪之空轉之有無；及控制信號輸出部，其於判斷為有上述馬達驅動輪之空轉之情形時，輸出用於抑制馬達驅動之控制信號。
  19. 如請求項1或2之馬達驅動控制裝置，其中上述當前車速為馬達驅動輪所相關之車速，且更包括：車速推斷部，其根據踏板驅動輪之旋轉頻率而推斷踏板驅動輪所相關之車速；比較部，其將上述當前車速與上述踏板驅動輪所相關之車速進行比較；及控制信號輸出部，其於上述比較部之比較結果表示上述當前車速比上述踏板驅動輪所相關之車速快之情形時，輸出用於抑制馬達驅動之控制信號。
  20. 如請求項17之馬達驅動控制裝置，其更包括藉由上述控制信號而將上述目標轉矩設定為0之電路。
  21. 如請求項17之馬達驅動控制裝置，其更包括使上述速度處理部對由上述車速推斷部而推斷之上述踏板驅動輪所相關之車速進行處理以代替上述當前車速之電路。
  22. 如請求項17之馬達驅動控制裝置，其中上述車速推斷部根據上述踏板之旋轉頻率、上述踏板驅動輪之周長與變速機之齒輪比之積而推斷上述踏板驅動輪所相關之車速。
  23. 一種馬達驅動控制裝置，其包括：速度處理部，其藉由將對應當前速度之第1值進行負 載比換算而產生第2值；轉矩處理部，其藉由將對應目標轉矩之第3值進行負載比換算而產生第4值；驅動部，其藉由對應上述第2值與上述第4值之和之平均負載比而控制由互補型切換放大器中所含之開關所進行之切換，驅動與上述互補型切換放大器連接之馬達；及校正部，其根據上述速度處理部中之第1負載比換算係數之基準值、以上述第3值為0時上述馬達之驅動電流變為0之方式進行修正之上述第1負載比換算係數之值、及上述轉矩處理部中之第2負載比換算係數之基準值，對上述第2負載比換算係數進行校正。
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