JP2001078479A - 電動二輪車 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 デジタル信号処理用のプロセッサを用いるこ
とで、ブラシレスモータを高効率、高トルクで制御し、
あるいは高速制御し、さらに当該モータの始動をスムー
ズに行う。 【解決手段】 ブラシレスモータ１６と、直流電源ユニ
ット１２と、直流電源ユニット１２から直流を入力し、
これをブラシレスモータ１６を駆動するための交流に変
換して出力するインバータ１３と、インバータ１３への
制御信号を生成するコントローラ（タイミング発生回路
１４、タイミング決定回路１５）と、を有してなる電動
二輪車１において、さらに、デジタル信号処理プロセッ
サ１６１を有し、当該プロセッサ１６１により、コント
ローラに制御信号を与えて、ブラシレスモータ１６を制
御することを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、駆動用モータをデ
ジタル制御することができる電動二輪車に関する。

【０００２】

【従来背景】電気スクータ等の電動二輪車では、以前で
は、駆動源として、伝統的なＤＣモータ（ブラシを用い
たＤＣモータ）が使用されてきたが、近時、信頼性に優
れかつ効率が高いブラシレスモータが使用されようにな
っている。

【０００３】ところが、ブラシレスモータを駆動源とし
て使用した電動二輪車では、複雑な機能が要求されな
いこと、技術開発は、モータの小型化および低製造コ
スト化に主眼をおいてなされていることなどの理由か
ら、当該モータの通電タイミング等を積極的に変更し
て、一層の性能向上を図る技術は提供されていない。

【０００４】図１５は、従来の電動二輪車９をモデル化
して表すもので、操作手段（アクセル、ブレーキ等）９
１、直流電源ユニット（電池、コンデンサ等）９２、三
相インバータ９３、タイミング発生回路９４、ブラシレ
スモータ９６を含んで構成されている。

【０００５】図１５では、ブラシレスモータ９６は、電
機子固定タイプのものが使用されており、筒状のステー
タ９６１と、この内側に配置されるロッド状のロータ９
６３とを有している。ステータ９６１は、モータコイル
９６２が巻回された６つの突極を内側に持つ電機子から
なる。ロータ９６３は、Ｎ極，Ｓ極の２極永久磁石から
なる。ロータ９６３には、位置センサ９７１およびエン
コーダ９７２からなる位置検出器９７が設けられてい
る。

【０００６】モータコイル９６２には、三相インバータ
９３が接続され、この三相インバータ９３はタイミング
発生回路９４からの通電タイミング信号によりモータコ
イル９６２に所定位相の電流を供給する。タイミング発
生回路９４は、エンコーダ９７２からの信号に基づき、
三相インバータ９３に所定の通電タイミング信号を送出
することができる。

【０００７】図１６は、図１５における位置検出器９７
により検出された通電タイミングを示す図である。同図
では、ブラシレスモータ９６のロータ位置をＸ，Ｙ，Ｚ
で示し、三相インバータ９３の−側の通電状態をＵ−，
Ｖ−，Ｗ−で、＋側の通電状態をＵ＋，Ｖ＋，Ｗ＋で表
してある。図１６に示す制御技術では、通電タイミング
は、位置検出器９７からの信号に基づき、一意的に決定
される。

【０００８】ところで、近年、電動二輪車のモータの、
高効率の運転、高トルクでの運転、高速の運転、スムー
ズな始動等が、モータの小型化、低製造コスト化に加え
て、強く要望されるようになっている。

【０００９】

【発明の目的】本発明の目的は、デジタル信号処理用の
プロセッサを用いて、ブラシレスモータを高効率、高ト
ルクで制御し、あるいは高速制御し、さらに当該モータ
の始動をスムーズに行うことができる電動二輪車を提供
することである。

【００１０】

【発明の概要】本発明者らは、専用または汎用のデジタ
ル信号処理プロセッサを用いることで、従来、他のモー
タに行われているモータ制御技術を、電動二輪車に応用
することができるとの知見を得て本発明をなすに至っ
た。

【００１１】本発明の電動二輪車は、ブラシレスモータ
と、直流電源ユニットと、この直流電源ユニットから直
流を入力しこれを前記ブラシレスモータを駆動するため
の交流に変換して出力するインバータと、インバータへ
の制御信号を生成するコントローラとを有してなり、さ
らに、専用または汎用のデジタル信号処理プロセッサを
有し、当該デジタル信号処理プロセッサにより、前記コ
ントローラに制御信号を与えて、前記ブラシレスモータ
を制御することを特徴とする。

【００１２】ここで専用のデジタル信号処理プロセッサ
とは、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏ
ｃｅｓｓｏｒ）であり、汎用のデジタル信号処理プロセ
ッサとは、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏ
ｒ Ｕｎｉｔ）を意味している。

【００１３】本発明では、ブラシレスモータの制御は、
進角制御、ＰＷＭ制御、ベクトル制御、交互ア
ームスイッチング制御、可変キャリアＰＷＭ制御、
アクセル開度情報取得タイミング制御、アクセル急変
時制御、ロータ位置検出による通電タイミング制御、
の何れかまたはこれらの組み合わせにより行うことがで
きる。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態におけ
る制御技術を説明する。図１は、電動二輪車１をモデル
化して表すもので、操作手段１１、直流電源ユニット１
２、三相インバータ１３、コントローラ（タイミング発
生回路１４およびタイミング決定回路１５）、ブラシレ
スモータ１６を含んで構成されている。

【００１５】図１では、ブラシレスモータ１６は、電機
子固定タイプのものが使用されており、筒状のステータ
１６１と、この内側に配置されるロッド状のロータ１６
３とを有している。ステータ１６１は、モータコイル１
６２が巻回された６つの突極を持つ電機子からなり、ロ
ータ１６３は、Ｎ極，Ｓ極の２極永久磁石からなる。ロ
ータ１６３には、位置センサ１７１およびエンコーダ１
７２からなる位置検出器１７が設けられている。

【００１６】モータコイル１６２には、三相インバータ
１３が接続され、この三相インバータ１３はタイミング
発生回路１４からの通電タイミング信号によりモータコ
イル１６２に所定位相の電流を供給する。タイミング発
生回路１４は、タイミング決定回路１５からのタイミン
グ指示信号により動作する。タイミング決定回路１５
は、ＤＳＰ１５１を内蔵しており、ＤＳＰ１５１は、エ
ンコーダ１７２からの信号に基づき、ブラシレスモータ
１６の角速度、角加速度を算出するとともに、操作手段
１１からアクセル開度情報、直流電源ユニット１２から
電池情報を取得しており、三相インバータ１３に所定の
通電タイミング信号を送出することができる。

【００１７】なお、図１では三相インバータ１３は、簡
易的に示されており、ロワーアームを構成するＦＥＴＵ
−，ＦＥＴＶ−，ＦＥＴＷ−と、アッパーアームを構成
するＦＥＴＵ＋，ＦＥＴＶ＋，ＦＥＴＷ＋とからなる。

【００１８】進角制御 進角制御は、弱め界磁制御とも呼ばれるもので、モータ
コイルへの通電タイミングを進める制御方法である。図
２は、１２０°通電によりブラシレスモータ１６を進角
制御する場合において、ステータ１６３に対する、ロー
タ１６１の突極の回転位置（突極の相対位置）と三相イ
ンバータ１３の出力との関係を示す図である。

【００１９】図２では、ロータ１６１の所定基準位置
（図示せず）からの回転角度（ここでは、Ｘ相に対する
電気角ＡＮＧ（Ｘ））を示してある。この回転角の、０
°（３６０°）位置が位置検出器１７により検出される
タイミングである。また、図２では、三相インバータ１
３のロワーアーム側の通電状態をＵ−，Ｖ−，Ｗ−で示
し、アッパーアーム側の通電状態をＵ＋，Ｖ＋，Ｗ＋で
表してあり、またロータ１６１の位置に対して所定角だ
け通電タイミングを進めたタイミングで電機子巻き線１
６２に電流が流されている様子が示されている。なお、
図２では、ＡＮＧ（Ｘ）に対応する進み電気角αＸのみ
を示してある。

【００２０】図３（Ａ），（Ｂ）に通電タイミングの決
定方法の一例を示す。図３（Ａ）は、制御プログラムメ
インルーチン（メインルーチンの詳細については図示は
省略する）から分岐した割込み処理ルーチンを示す図で
あり、メインルーチンにおいて割込み設定が決定される
と（Ｓ１１０）、割込み設定（Ｓ１２０）および割込み
処理（Ｓ１３０）がなされた後、当該割込み処理は終了
する（Ｓ１４０）。

【００２１】図３（Ｂ）に、図３（Ａ）の処理におけ
る、ブラシレスモータ１６の各相Ｘ，Ｙ，Ｚそれぞれに
ついての通電タイミング（立上がりと立下り）を示す。
なお、図３（Ａ），（Ｂ）の制御においては、起動直後
には各相Ｘ，Ｙ，Ｚについての割込みは行わず、アクセ
ル開度に応じて、ロワーアーム側ＦＥＴＵ−，ＦＥＴＶ
−，ＦＥＴＷ−をＰＷＭ（パルス幅変調）制御すること
ができる（後述する、ＰＷＭ制御を参照）。

【００２２】図４（Ａ），（Ｂ）に、他の通電パターン
の決定方法の他の例を示す。図４（Ａ）では、メインル
ーチンにおいて割込み設定が決定されると（Ｓ２１
０）、割込み設定（Ｓ２２０）、アクセル開度，ブレー
キ状態，角速度，角加速度，電池残量，電池電流等のパ
ラメータの取込み（Ｓ２３０）、現在のロータ位置の推
測（Ｓ２４０）、最適な進み角αの算出（Ｓ２５０）、
ロワーアーム側のＦＥＴＵ−，ＦＥＴＶ−，ＦＥＴＷ
−、アッパーアーム側のＦＥＴＵ＋，ＦＥＴＶ＋，ＦＥ
ＴＷ＋の制御（Ｓ２６０）を行う。そして、割込みの終
了があったか否かにより（Ｓ２７０）、処理を終了し
（Ｓ２８０）、あるいは処理をＳ２３０に戻す。

【００２３】図４（Ｂ）は、図４（Ａ）の処理よりも単
純な処理方法を示す図である。４（Ｂ）では、メインル
ーチンにおいて割込み設定が決定されると（Ｓ３１
０）、割込み設定（Ｓ３２０）、角速度の算出（Ｓ３３
０）、角速度補正がなされ（Ｓ３４０）、この後処理が
終了する（Ｓ３４０）。

【００２４】以上の例では、たとえば低い電池電圧でブ
ラシレスモータ１６を高回転で駆動することが可能とな
るので、安全性を維持しながら電動二輪車１の最高速度
を高めることができ、あるいは同一の最高速度であって
もより大きなトルクを得ることができる。

【００２５】ＰＷＭ制御 ＰＷＭ制御では、タイミング決定回路１５が、タイミン
グ発生回路１４にＰＷＭ波形を生成させるための信号を
送出する。図５に示すように、ＰＷＭによりブラシレス
モータ１６の制御を行う場合、通電パターンが変化する
ときのロワーアーム側、およびアッパーアーム側の立上
がり、および立下りが急峻とならないように制御するこ
とができる。

【００２６】図５では、１２０°通電によりブラシレス
モータ１６を駆動する場合において、ステータ１６３に
対する、ロータ１６１の回転位置と三相インバータ１３
の出力との関係を示す図である。図５では、位置検出器
１７により検出されたロータ１６１の所定基準位置（図
示せず）からの回転角度をＸ相についてのみ（電気角Ａ
ＮＧ（Ｘ））示してある。また、図５では、三相インバ
ータのロワーアーム側の通電状態をＵ−，Ｖ−，Ｗ−で
示し、アッパーアーム側の通電状態をＵ＋，Ｖ＋，Ｗ＋
で表してあり、ロワーアーム側の立上がりには勾配が付
けられている。

【００２７】これにより、無効電流を減少させてブラシ
レスモータ１６の効率を向上させることができ、したが
って電動二輪車１の一回の充電での走行距離を延長する
ことができる。なお、図５では、上記ので述べた進角
制御は行っていないが、実働に際しては当該進角制御
と、図５に例示したＰＷＭ制御とを複合させて、ブラシ
レスモータ１６の運転を行うことが好ましい。

【００２８】ベクトル制御 ベクトル制御は、「空間ベクトル制御」とも称されるも
ので、モータコイル１６２への通電タイミングを、各相
の切り換わりの際に、巻き線に流れる電流をベクトル的
に変化させる制御方法である。ベクトル制御を行うこと
で、ブラシレスモータ１６の効率を高めるものである。

【００２９】１８０°通電パターンでのベクトル制御を
行う場合を以下に説明する。この場合、たとえばＦＥＴ
Ｕ＋がＯＮのときには、ＦＥＴＶ−，ＦＥＴＷ−がＯＮ
となり、電流ＩＵ−は、電流ＩＶ＋とＩＷ＋とに分割さ
れる。

【００３０】図６に空間ベクトルＡ、Ａ１およびＡ２に
ついてのベクトルを示す。基準軸ｍに対してθの角度を
持ち、大きさが最大実効値のγ％のベクトルＡは、 Ｖ−側ＰＷＭデューティ＝γ×ｃｏｓ（θ×１．５）
［％］ Ｗ−側ＰＷＭデューティ＝γ×ｓｉｎ（θ×１．５）
［％］ とすることにより得られる。なお、上式中の係数「１．
５」は、位置センサ１７１を構成するスイッチが、ロー
タの機械的回転角１２０°間隔で３つ設けられており、
それぞれのスイッチが１８０°幅のパルスを出力するこ
とによる。たとえば、基準軸ｍに対して０°の角度を持
ち、大きさが最大実効値の８０％のベクトルＡ１は、 Ｖ−側ＰＷＭデューティ＝８０×ｃｏｓ（０°×１．
５）＝８０［％］ Ｗ−側ＰＷＭデューティ＝８０×ｓｉｎ（０°×１．
５）＝０［％］ とすることにより得られ、基準軸ｍに対して６０°の角
度を持ち、大きさが最大実効値の８０％のベクトルＡ２
は、 Ｖ−側ＰＷＭデューティ＝８０×ｃｏｓ（６０°×１．
５）＝８０［％］ Ｗ−側ＰＷＭデューティ＝８０×ｓｉｎ（６０°×１．
５）＝０［％］ とすることにより得られる。ブラシレスモータ１６のロ
ータの回転角に応じて、この２つの電流の割合を変化さ
せることにより、効率の高い運転が可能となる。

【００３１】なお、通常のベクトル制御では、ｓｉｎ，
ｃｏｓを用いてデューティを算出しているが、アクセル
開度，電池情報，角速度，角加速度で補正を加えて、デ
ューティを算出することもできる。すなわち、 Ｖ−側ＰＷＭデューティ［％］＝ＡＣＣＥＬ×Ｆ
_Ｖ（θ，ＡＣＣＥＬ，ＢＡＴＴ，Ｎ，α） Ｗ−側ＰＷＭデューティ［％］＝ＡＣＣＥＬ×Ｆ
_Ｗ（θ，ＡＣＣＥＬ，ＢＡＴＴ，Ｎ，α） ただし、ＡＣＣＥＬ：アクセル開度［％］ θ：角度［°］ ＢＡＴＴ：電池情報 Ｎ：回転数 α：加速度 Ｆ_Ｖ（θ，ＡＣＣＥＬ，ＢＡＴＴ，Ｎ，α）、Ｆ
_Ｗ（θ，ＡＣＣＥＬ，ＢＡＴＴ，Ｎ，α）は、具体的に
は、θ，ＡＣＣＥＬ，ＢＡＴＴ，Ｎ，α等を適宜変化さ
せて、シミュレーションを行い。最適な関数を導出する
ことができる。

【００３２】交互アームスイッチング制御 １２０°通電でのＰＷＭ制御を行う場合、ロワーアーム
（ＦＥＴＵ−，ＦＥＴＶ−，ＦＥＴＷ−）と、アッパー
アーム（ＦＥＴＵ＋，ＦＥＴＶ＋，ＦＥＴＷ＋）のうち
何れか一方の側のアームのみでＰＷＭスイッチングを行
うことができる。この場合には、スイッチングロスによ
り、スイッチングを行っている側のアームのＦＥＴが、
行っていない側のアームのＦＥＴよりも温度が上昇して
しまう。

【００３３】図７に、１２０°通電でのＰＷＭ制御にお
いて交互アームスイッチング制御を行う場合の、Ｕ＋
相，Ｖ＋相，Ｗ＋相およびＵ−相，Ｖ−相，Ｗ−相につ
いての、ＰＷＭスイッチングを示す。

【００３４】本発明では、交互アームスイッチング制
御、すなわちブラシレスモータ１６の負荷が大きい場合
には、アッパーアームのＦＥＴとロワーアームのＦＥＴ
とについて、ＰＷＭスイッチングを交互に行うことで上
記スイッチングロスによる温度上昇を回避することがで
きる。本実施形態では、両アームのスイッチングを１：
１の割合で交互に交替させるのではなく、スイッチング
素子（ＦＥＴ）のコスト（一般に発熱が大きい素子は、
低価格である）と、実際の実装における放熱方法等を考
慮して、スイッチングを行う時間割合を可変とするスイ
ッチング方式を採用することができる。

【００３５】可変キャリアＰＷＭ制御 可変キャリアＰＷＭ制御では、モータの回転数等に応じ
て、三相インバータ１３のスイッチング周波数を積極的
に変化させて、出力や効率の向上を図ることができる。
一般にキャリア周波数が高いほど、単位時間あたりのス
イッチング素子のスイッチング回数が増加する。これに
伴い、三相インバータ１３全体のスイッチングロスも増
大し、効率が低下する。一方、ＦＥＴ等の半導体スイッ
チング素子には、連続して流すことができる電流値に制
限があり、流す時間が短いほど、大電流を流すことがで
きる。また、当然、モータの回転数が上昇すれば、１回
転あたりのＯＮ、ＯＦＦする制御に用いることができる
時間は短くなる。

【００３６】したがって、高い回転数のときにも十分な
制御を行うことができるように、キャリア周波数は高く
設定しておくことが好ましい。すなわち、通常は、モー
タの最大回転数と，スイッチング素子に流すことができ
る電流の値で決まる、ある幅を持ったキャリア周波数の
範囲で、たとえばスイッチング損失が少なくなるある一
定のキャリア周波数を選ぶことになるが、モータの回転
数が変わるときに、その時々に応じてスイッチング損失
が少なくなるようにキャリア周波数を変化させて効率を
向上させることができる。

【００３７】図１５にブロック図で示した従来の電動二
輪車９１では、ブラシレスモータ９６をＰＷＭ制御によ
り駆動する場合、キャリア周波数は固定である。しか
し、電動二輪車では、通常の四輪電気自動車と比較して
モータに要求される回転数の範囲は広域となることにか
んがみて、本実施形態では、ブラシレスモータ１６のＰ
ＷＭ制御に、可変キャリアＰＷＭ制御方法を応用するこ
ととした。

【００３８】本実施形態では、特に電動二輪車１独自
に、パラメータを選び、これに基づきキャリア周波数決
定することができる。このパラメータとして、ブラシレ
スモータ１６の回転数、アクセル開度、電池情報（電流
値）、加速度、進角量が挙げられる。もちろん、本実施
形態では、力行と回生とで、パラメータの選択あるいは
パラメータの値を変更することで、キャリア周波数を変
更ることもできる。

【００３９】特に、モータの回転数に応じて、最も効率
を高くするキャリア周波数、あるいは最も出力を高くす
るキャリア周波数をリアルタイムで演算決定することも
できる。ただし、通常は、予めシミュレーションによ
り、代表的な回転数に対応する、高効率キャリア周波
数、および高出力キャリア周波数を求めてテーブル化し
ておくとともに、いくつかのモードごとに、近似式をプ
ログラムに記述しておくことができる。

【００４０】図８は、力行時高効率モード、力行時高出
力モード、および回生モードの３モードによるキャリア
周波数を決定する方法を示している。可変キャリアＰＷ
Ｍ制御が開始すると（Ｓ４１０）、操作手段１１からの
情報（たとえばブレーキ情報、アクセル開度情報）を参
照して電動二輪車１が力行動作をしているか回生動作を
しているかが判断される（Ｓ４２０）。

【００４１】力行動作の場合には、アクセル開度、モー
タ回転数、加速度、電池残量等の高効率モード／高出力
モード決定情報に基づき、高出力モードでの制御を行う
か、高効率モードでの制御を行うか（図８では高効率モ
ードか否か）が判断される（Ｓ４３０）。高効率モード
での制御の場合には、アクセル開度、モータ回転数、加
速度、進角量等の算出式情報に基づき、力行時高効率モ
ード用の算出式が選ばれ（Ｓ４４０）、これに応じたキ
ャリア周波数が決定され（Ｓ４５０）、高出力モードで
の制御の場合には、上記算出式情報に基づき力行時高出
力モード用の算出式が選ばれ（Ｓ４６０）、これに応じ
たキャリア周波数が決定される（Ｓ４５０）。

【００４２】一方、回生動作の場合には、上記算出式情
報に基づき回生動作用の算出式が選ばれ（Ｓ４７０）、
これに応じたキャリア周波数が決定される（Ｓ４５
０）。

【００４３】アクセル開度情報取得タイミング制御 電動二輪車１では、アクセルの開度情報を取り込んで、
モータの回転数、トルクなどを制御する。通常、運転車
が操作するアクセル開度の変化は、アクセルに連動した
ボリュームの抵抗値の変化（すなわち電流値の変化）と
なる。

【００４４】このとき、アクセル開度情報の伝達ライン
の引き回し等により、当該ラインにノイズが乗ると、正
しいアクセル開度情報を得ることができないことがあ
る。一方、アクセル開度情報を誤って読み込むことは、
特に電気スクータ等の電動二輪車１では危険性が高いの
で、このアクセル開度の情報の読み込みは、高精度で行
われなければならない。また、モータ自身の駆動電流、
スイッチング電流も、ノイズ源となる最も大きな要因の
１つである。

【００４５】上記電流値の変化は、電流／電圧変換回路
により電圧値に変換され、ＡＤコンバータに入力され、
ＤＳＰあるいはＣＰＵが使用できるパラメータとなる。
このパラメータの作成時にノイズの影響を考慮して、Ａ
Ｄコンバータの前段に、電気回路によるローパスフィル
タ（アナログフィルタ）を設けることができる。また、
ＡＤコンバータの出力をデジタル演算して、フィルタリ
ングする（すなわち，機能としてのデジタルフィルタに
よりフィルタリングする）こともできる。

【００４６】ブラシレスモータ１６の場合、駆動電流に
よるノイズの発生が考えられる。ＰＷＭ制御では、図９
に示すように、ＦＥＴに電流が流れていない期間（ＦＥ
ＴがＯＦＦの期間）と、電流が流れている期間（ＦＥＴ
がＯＮの期間）とが存在する。したがって、ノイズが少
ないと予想される電流が流れていない期間にアクセル開
度を読み取ることができる。アクセル開度の決定は、図
１０に示すように、一般には５０回程度のサンプリング
（すなわち、５０Ｈｚ程度）で十分である。

【００４７】本実施形態では、アクセル開度情報の読み
取りタイミングをＦＥＴがＯＦＦになっている期間中に
選んであるのでノイズの影響を少なくできる。

【００４８】アクセル急変時制御 従来のガソリンエンジン駆動型の二輪車では、エンジン
と駆動輪とを結ぶ駆動系にゴムを用いたダンパ機能を持
っていたり、ＣＶＴと称されるトルクの急変を伝達しに
くい駆動方式を採用している。これにより、アクセルの
開度が急変することで、エンジンから駆動輪に伝えられ
るトルクが急変しても、乗り心地が悪化することはな
い。

【００４９】本実施形態では、で説明したアナログフ
ィルタまたはデジタルフィルタによりトルクの急変を抑
えて、上記のダンパ機構を省略したり、ＣＶＴ駆動方式
を採用しないようにできる。

【００５０】ロータ位置検出による通電タイミング制
御 図１５に示した従来の電動二輪車９の制御においては、
角度の算出については、基本的な通電実行に必用なロー
タの回転角度信号を、位置検出器９７から取得する必用
がある。すなわち電気角６０°おきの角度信号のみか
ら、たとえば効率を向上させるためには、正確でかつ細
かな角度の通電タイミングの実現が必要となる。しか
し、モータの回転速度、アクセル開度、さらには外部要
因（上り坂、下り坂、路面状況、風等）が時々刻々と変
化するために、ある瞬間のロータの位置を知っても、次
に必用な通電時のロータの位置を正確に予測することは
極めて難しい。

【００５１】これを簡単に解決するためには、たとえば
磁気検出手段（ホール素子等）の個数を増やしたり、ま
たロータ側に解像度を高くするためのエンコード用手段
（たとえば、磁気テープを貼り付けた円盤）を取り付け
るなどの必用がある。さらに、図示はしないが位置検出
器として光学的エンコーダユニットを用いた場合には、
光センサの個数を増やしたり、光学的エンコード用のス
リット盤の解像度を高くするための手段（たとえば、ス
リットが設けられた円盤）を用意することが必用とな
る。

【００５２】本実施形態では、以下に説明するように、
ハードウェアによらずに、ソフトウェアにより解像度を
高くすることができる。

【００５３】（１）角度の数値表現方法 モータの電気角（あるいは機械角）をプログラム内部で
記述する際に、その角度を表現するｎ（８，１２等の整
数）ビット（たとえば、ワードビット）を全て「０」と
したもの、すべて「１」としたものを、電気角（あるい
は機械角）の０°、３６０°の１ビットだけ前と定義す
る。

【００５４】たとえば、角度を１２ビットで表現する場
合、０°〜３６０°を０００Ｈ〜１０００Ｈと定義す
る。実際には３６０°は０°に等しいから、３６０°の
１ビットだけ前の角度が１２ビットの全てのビットが立
ったもの、すなわちＦＦＦＨで表現されたことになる。
この方法によらない場合には、計算の途中で３６０°を
超えているか否かを判断し、超えている場合にはその値
から３６０°を減算する、といったプログラムを書く必
用が生じるが、本実施形態によれば、計算結果の角度と
ＦＦＦＨの積をとることで、０〜３６０°の角度を推測
することができる。

【００５５】たとえば、１００２Ｈが、角度として与え
られた場合に、これとＦＦＦＨとの積をとることで、計
算結果として００２Ｈを求めることができる。また、角
度が減少する場合（角度を減算する場合）にも、ＣＷ／
ＣＣＷでも同様の計算方法を用いることができる。した
がって、たとえ２°から５°をを減算する場合、 １６Ｈ−３８Ｈ＝ＦＦＤＥＨ＝ＦＤＥＨ＝３５７° となる。

【００５６】なお、３６０°を１２ビットで表現した場
合の、角度と１６進値の換算図を図１１に示す。この換
算により、２°は１６Ｈ、５°は３８Ｈ、３５７°はＦ
ＤＥＨで表される。

【００５７】（２）電気角６０°おきに、正しいタイミ
ングの角度信号を得ることができる場合には、６０°を
基本角度とし、０°〜６０°の範囲で角度の推測を、 （角度推測値）＝（基本角度）＋（角速度）×（１回前
の基本角度からの時間） （１回前の基本角度からの時間）＝（基本角度）＋（角
速度）×（２回前の基本角度からの時間） ・・・ （ｋ−１回前の基本角度からの時間）＝（基本角度）＋
（角速度）×（ｋ回前の基本角度からの時間） ただし、基本角度：角度センサにより測定される所定サ
イクル角 ｋ：２以上の整数 なる式に従い行う。

【００５８】たとえば、図１２に示すように、まずロー
タが前回の基本角度６０°分を回転するのに要した時間
をｔ１とし、つぎに前前回の基本角度６０°分を回転す
るのに要した時間をｔ２とし、さらにその前の基本角度
６０°分を回転するのに要した時間をｔ３として、これ
らｔ１、ｔ２およびｔ３から、現在の角速度を推測する
ことができる。

【００５９】たとえば、ｔ３、ｔ２およびｔ１の大きさ
の比較から、現在加速中か減速中かがわかり、そのとき
のモータの加速度に基づき、現在の角速度を補正するこ
とができるし、また、より近い時刻（ｔ３よりはｔ２、
ｔ２よりはｔ１）の時間の方が確からしいものとして重
み付け等をすることにより、角速度を計算、推測するこ
ともできる。この計算に際して、パラメータとして、ア
クセル開度、ブレーキ状態、電池電圧などの信号を追加
することもできる。具体的には、（ｔ３，ｔ１間の回転
角）／（ｔ１−ｔ３）により求めた回転角よりも、（ｔ
２，ｔ１間の回転角）／（ｔ１−ｔ２）により求めた回
転角の方が、「確かさ」が高いとして、これらに重み付
けをして、角速度を推定する。なお、アクセル開度、ブ
レーキ状態、電池電圧の信号により、現在加速中か、減
速中かを推測することもできる。

【００６０】図１３は、等速運転中における角度推測の
一例を示す図である。同図から明らかなように、ある時
点における推測角度は、 角度推測値［°］＝角速度［°／ｓ］×プログラム周期
［ｓ］×Ｍ＋基本角度［°］ ただし、Ｍ：基本角度からのプログラム周期数 ０°＜補正角度＜６０° で表される。

【００６１】また、図１４は、加速運転中における角度
推測の一例を示す図である。同図では、下向きの矢印の
間隔が、次第に大きくなっていることから、「減速」運
転中であることがわかる。また、同図から明らかなよう
に、ある時点における推測角速度および角度推測値は、 角速度推測値［°／ｓ］＝Ｆ（Δｔ１，・・・，Δｔ
ｋ，Ａｃｃｅｌ，Ｂｒａｋｅ，Ｂａｔｔ） ただし、Δｔ１［ｓ］＝ｔ１の角度推測時のプロセッサ
カウンタ値−角度補正時のプロセッサカウンタ値 Δｔ２［ｓ］＝ｔ２の角度推測の時のプロセッサカウン
タ値−ｔ１の角度推測の時のプロセッサカウンタ値 ・・・ Δｔｋ［ｓ］＝現在のプロセッサカウンタ値−前回の角
度推測時のプロセッサカウンタ値 角度推測値［°］＝角速度［°／ｓ］×Δｔｋ［ｓ］＋
基本角度［°］ ただし、０°＜補正角度＜６０° ｋ：１以上の整数 Ａｃｃｅｌ：アクセル開度情報 Ｂｒａｋｅ：ブレーキ情報 Ｂａｔｔ：電池情報 で表される。

【００６２】

【発明の効果】デジタル信号処理用のプロセッサを用い
ることで、ブラシレスモータを高効率、高トルクで制御
し、あるいは高速制御し、さらに当該モータの始動をス
ムーズに行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態において使用する、電動二輪
車をモデル化して示す図である。

【図２】１２０°通電によりブラシレスモータ１６を進
角制御する場合における、ステータに対する、ロータの
突極位置と三相インバータの出力との関係を示す図であ
る。

【図３】進角制御における処理の流れを示す図であり、
（Ａ）は、制御プログラムメインルーチンから分岐した
割込み処理ルーチンを示す図であり、（Ｂ）はブラシレ
スモータの各相Ｘ，Ｙ，Ｚそれぞれについての通電タイ
ミング（立上がりと立下り）を示す図である。

【図４】（Ａ）は進角制御における他の方法による処理
の流れを示す図であり、（Ｂ）は（Ａ）の処理よりも単
純な処理手順を示す図である。

【図５】ＰＷＭによりブラシレスモータの制御を行う場
合において、通電パターンが変化するときのロワーアー
ムの立上がり、および立下りが急峻とならないように制
御する場合の波形図である。

【図６】ベクトル制御によりブラシレスモータの制御を
行う場合において、空間ベクトルＡ、ＢおよびＣについ
てのベクトルの様子を示す図である。

【図７】１２０°通電でのＰＷＭ制御において交互アー
ムスイッチング制御を行う場合の、ＰＷＭスイッチング
を示す図である。

【図８】力行時高効率モード、力行時高出力モード、お
よび回生モードの３モードによるキャリア周波数を決定
する方法を示す図である。

【図９】アクセル開度情報取得タイミング制御におい
て、ノイズが少ないと予想される電流が流れていない期
間にアクセル開度を読み取る様子を示す図である。

【図１０】アクセル開度の決定のための説明図である。

【図１１】ロータ位置検出による通電タイミング制御を
行う場合の説明図であり、３６０°を１２ビットで表現
した場合の、角度と１６進値の換算図である。

【図１２】ロータが前回の基本角度６０°分を回転する
のに要した時間、つぎに前前回の基本角度６０°分を回
転するのに要した時間、さらにその前の基本角度６０°
分を回転するのに要した時間から、現在の角速度を推測
する様子を示す図である。

【図１３】等速運転中における角度推測の一例を示す図
である。

【図１４】加速運転中における角度推測の一例を示す図
である。

【図１５】従来の電動二輪車をモデル化して表す図であ
る。

【図１６】図１５における位置センサにより通電タイミ
ングを示す図である。

【符号の説明】

１ 電動二輪車 １１ 操作手段 １２ 直流電源ユニット １３ 三相インバータ １４ タイミング発生回路 １５ タイミング決定回路 １６ ブラシレスモータ １７ 位置検出器 １８ スリップリング １６１ ＤＳＰ １６１ ロータ １６２ モータコイル １６３ ステータ １７１ 位置センサ １７２ エンコーダ

フロントページの続き Ｆターム(参考） 3D039 AA03 AB04 AC21 5H115 PA01 PC06 PG04 PI13 PU10 PU11 PV09 PV24 QI04 QN02 QN05 QN07 RB22 SE03 SE06 SE08 SF01 TB07 TD17 TI05 TR04 TR19 TU04 TU07 5H560 AA08 BB04 DA02 DA07 DA09 EB01 GG04 HB02 SS02 TT08 TT15 UA05 XA12 XA15

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ブラシレスモータと、 直流電源ユニットと、 前記直流電源ユニットから直流を入力し、これを前記ブ
   ラシレスモータを駆動するための交流に変換して出力す
   るインバータと、 前記インバータへの制御信号を生成するコントローラ
   と、を有してなる電動二輪車において、 さらに、専用または汎用のデジタル信号処理プロセッサ
   を有し、当該プロセッサにより、前記コントローラに制
   御信号を与えて、前記ブラシレスモータを制御すること
   を特徴とする電動二輪車。
2. 【請求項２】 前記コントローラは、進角制御により、
   前記ブラシレスモータのコイルへの通電タイミングを生
   成することを特徴とする請求項１に記載の電動二輪車。
3. 【請求項３】 前記コントローラは、前記インバータの
   入力電流の立上がり、および立下りが急峻とならないよ
   うに、前記インバータをパルス幅変調制御することを特
   徴とする請求項１に記載の電動二輪車。
4. 【請求項４】 前記コントローラは、ベクトル制御によ
   り、前記ブラシレスモータに流れる電流の位相と電流値
   を調整するように、前記インバータを制御することを特
   徴とする請求項１に記載の電動二輪車。
5. 【請求項５】 前記コントローラは、交互アームスイッ
   チング制御により、前記インバータのロワーアームによ
   るパルス幅変調と、アッパーアームによるパルス幅変調
   とを交互に切り換えて、前記インバータを制御すること
   を特徴とする請求項１に記載の電動二輪車。
6. 【請求項６】 前記コントローラは、パルス幅変調可変
   キャリアＰＷＭ制御により、前記インバータのスイッチ
   ング周波数を変化させて、当該インバータを制御するこ
   とを特徴とする請求項１に記載の電動二輪車。
7. 【請求項７】 前記コントローラは、請求項２〜６に記
   載の制御のうちの少なくとも２つを組み合わせて制御す
   ることを特徴とする電動二輪車。
8. 【請求項８】 前記コントローラは、前記コントローラ
   に与えられるアクセル開度情報に含まれる雑音を、アナ
   ログローパスフィルタまたはデジタルローパスフィルタ
   により除去することを特徴とする請求項１〜７の何れか
   に記載の電動二輪車。
9. 【請求項９】 前記コントローラは、電気角１°から３
   ６０°を、ｎビットの「０００・・・０」〜「１１１・
   ・・１」のデータに対応付けし、検出角データ「ｘ１ｘ
   ２ｘ３・・・ｘｎ」との積を演算することで、当該検出
   角を３６０°単位ごとの角に変換することを特徴とする
   請求項１〜８の何れかに記載の電動二輪車。
10. 【請求項１０】 前記プロセッサは、前記ブラシレスモ
    ータの角度を、 （角度推測値）＝（基本角度）＋（角速度）×（１回前
    の基本角度からの時間） （１回前の基本角度からの時間）＝（基本角度）＋（角
    速度）×（２回前の基本角度からの時間） ・・・ （ｋ−１回前の基本角度からの時間）＝（基本角度）＋
    （角速度）×（ｋ回前の基本角度からの時間） ただし、基本角度：角度センサにより測定される所定サ
    イクル角 ｋ：２以上の整数 により推測することを特徴とする請求項１〜９の何れか
    に記載の電動二輪車。
11. 【請求項１１】 前記プロセッサは、前記ブラシレスモ
    ータの角度を、 角度推測値［°］＝角速度［°／ｓ］×プログラム周期
    ［ｓ］×Ｍ＋基本角度［°］ ただし、プログラム周期：角度検出のためのクロックに
    基づく周期 基本角度：角度センサにより測定される所定サイクル角 Ｍ：基本角度からのプログラム周期数 により推測することを特徴とする請求項１〜９の何れか
    に記載の電動二輪車。
12. 【請求項１２】 前記プロセッサは、前記ブラシレスモ
    ータの角度を、 角度推測値［°］ 角速度推測値［°／ｓ］＝Ｆ（Δｔ，Ａｃｃｅｌ，Ｂｒ
    ａｋｅ，Ｂａｔｔ） ただし、Δｔ［ｓ］＝現在のプロセッサカウンタ値−角
    度補正時のプロセッサカウンタ値 Ａｃｃｅｌ：アクセル開度情報 Ｂｒａｋｅ：ブレーキ情報 Ｂａｔｔ：電池情報 により推測することを特徴とする請求項１〜９の何れか
    に記載の電動二輪車。
13. 【請求項１３】 前記プロセッサは、前記ブラシレスモ
    ータの角速度を、 角速度推測値［°／ｓ］＝Ｆ（Δｔ１，・・・，Δｔ
    ｋ，Ａｃｃｅｌ，Ｂｒａｋｅ，Ｂａｔｔ） ただし、Δｔ１［ｓ］＝ｔ１の角度推測の時のプロセッ
    サカウンタ値−角度補正時のプロセッサカウンタ値 Δｔ２［ｓ］＝ｔ２の角度推測の時のプロセッサカウン
    タ値−ｔ１の角度推測の時のプロセッサカウンタ値 ・・・ Δｔｋ［ｓ］＝現在のプロセッサカウンタ値−前回の角
    度推測時のプロセッサカウンタ値 ただし、ｋ：１以上の整数 Ａｃｃｅｌ：アクセル開度情報 Ｂｒａｋｅ：ブレーキ情報 Ｂａｔｔ：電池情報 により推測することを特徴とする請求項１〜９の何れか
    に記載の電動二輪車。