CN102592605A

CN102592605A - 信号处理方法和装置

Info

Publication number: CN102592605A
Application number: CN2012100330036A
Authority: CN
Inventors: 佐藤干; 杉山昭彦
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2003-09-02
Filing date: 2004-08-31
Publication date: 2012-07-18
Also published as: KR100806769B1; WO2005024787A1; US7720233B2; JP2011022604A; EP1667114A1; CN1875403A; KR20060087541A; US20070071253A1; EP1667114B1; US9543926B2; US20100217587A1; CN1875403B; JPWO2005024787A1; JP4632047B2; EP1667114A4

Abstract

一种信号处理器，包括：第一自适应滤波器，其以第一信号作为输入以产生第一伪信号；第一减法器，其用于从第二信号中减去第一伪信号以提供第一差分信号作为输出；第二自适应滤波器，其以第一信号作为输入以产生第二伪信号；第二减法器，其从第二信号中减去第二伪信号以提供第二差分信号作为输出；第一步长控制装置，其按照第二伪信号和第二差分信号之间的关系产生在更新第一自适应滤波器中使用的第一步长；和第二步长控制装置，其按照第一信号和第二信号之间的关系产生在更新第二自适应滤波器中使用的第二步长。

Description

信号处理方法和装置

本申请是申请号为CN200480032265.4，申请日为2004年8月31日，申请人为“日本电气株式会社”的发明专利申请“信号处理方法和装置”的分案申请。

技术领域

本发明涉及一种信号处理方法和信号处理装置，特别是涉及一种用于消除混在从话筒、手机或通信线路接收到的所需信号中的其他信号，或者用于强化这种类型的所需信号的方法和装置。

背景技术

从装置例如话筒或手机接收来的语音信号，经受语音编码或语音识别处理。当在信息高度压缩的的窄带语音编码器，语音识别装置或诸如此类的装置中进行语音编码和语音识别时，与这些语音信号相混的背景器噪声造成一个严重的问题。在参考文献[1]至[9]和[23]中披露了采用自适应滤波器的双输入噪声消除器，作为以消除声学迭加的噪声分量为目标的信号处理器。

双输入噪声消除器的操作是，使用一个自适应滤波器，该自适应滤波器逼近噪声信号传播路径(噪声路径)的脉冲响应，以产生与混在语音输入端子中的噪声分量相应的伪噪声信号，所述噪声信号在信号到达语音输入端子之前一直作为输入加在参考输入端子上；然后，通过从语音输入端子作为输入接收到的接收声音信号中减去这个伪噪声信号以抑制噪声信号。接收声音信号是语音信号和噪声信号混合于其中的信号，这个接收声音信号是从话筒和手机作为输入加至语音输入端子的典型信号。其时，对自适应滤波器的滤波器系数，通过处理从接收声音信号中减去伪噪声信号所得的误差信号与作为输入加至参考输入端子的参考信号之间的关系，进行校正。

已知的这一自适应滤波器的系数校正算法包括参考文献[23]中所述的“LMS算法(基于最小均方准则的算法)”和参考文献[24]中所述的“LIM(学习识别方法)”。

图1示出现有技术双输入噪声消除器的典型配置。这个噪声消除器配置有：双输入端子101、102，自适应滤波器107，减法器111和输出端子113。

经过紧靠发言者的话筒声电转换的信号，加至输入端子101。已作为输入加入的信号Xp(k)是其中混有背景噪声信号n(k)和语音信号S(k)即目标信号的信号，能用等式(1)表示：

Xp(k)＝S(k)+n(k) …(1)

由距离发言者比输入端子101远的话筒进行声电转换的信号，加至输入端子102。如果连接至输入端子102的话筒是在距离发言发足够遥远并且足够靠近噪声源的位置的话，则作为输入加至输入端子102的信号Xr(k)等于作为输入加至输入端子101的背景噪声信号N(k)，得到等式(2)：

Xr(k)＝N(k) …(2)

自适应滤波器107将加至输入端子102的信号Xr(k)取作输入信号进行滤波操作，并提供伪噪声信号R(k)作为操作结果。

减法器111从加至输入端子101的信号Xp(k)中减去自适应滤波器107所提供的伪噪声信号R(k)，产生差分信号e(k)，并且将差分信号e(k)传送至输出端子113作为噪声消除器的输出信号，还将这个差分信号e(k)提供给自适应滤波器107作为更新自适应滤波器107的系数的误差信号。差分信号e(k)由下面等式(3)给出：

e(k)＝S(k)+n(k)-R(k) …(3)

基于作为输入接收的误差信号，自适应滤波器107使用系数校正算法更新滤波器系数。假定这里采用参考文献[23]所述的LMS算法作为自适应滤波器的系数校正算法，并且取Wj(k)作为自适应滤波器107在时间k的第j阶系数，则由自适应滤波器107所提供作为输出的伪噪声信号R(k)用等式(4)表示：

R (k) = Σ_{j = 0}^{N - 1} Wj (k) \cdot Xr (k - j) . . . (4)

这里，N指示自适应滤波器107的抽头数目。系数的更新按照等式(5)实现：

Wj(k+1)＝Wj(k)+α·e(k)·Xr(k-j) …(5)

在这种情况下，α是称作“步长”的常数，并且是一个用于确定系数的收敛时间和收敛后的残余误差的参数。当步长α大时，系数的校正量增大，因此收敛加快，但是系数的起伏在最佳值附近也增加，并且最后的残余误差变大。相反，当步长α小时，收敛所需的时间增加，但最后的残余误差变小。

如等式(3)所示，误差信号e(k)包含语音信号S(k)，并且由于进行系数更新操作使e(k)＝0，所以当S(k)≠0时，不进行系数更新操作，结果R(k)＝n(k)。因此，语音信号S(k)作为干扰信号对自适应滤波器107的系数更新操作有较大的影响。为了减小语音信号S(k)的影响，步长α必须设置为非常小的值。但是，如上所述，减小步长有使自适应滤波器107的收敛时间增大的问题。

作为考虑这个问题的方法，参考文献[10]至[19]和[25]披露了实行步长控制的噪声消除器。

图2示出现有技术自适应滤波器噪声消除器的配置图，其用于实现参考文献[25]中所述的步长控制。如图2所示，这个现有技术的装置提供有两个自适应滤波器5、7，并且使用由自适应滤波器5所估算的输入端子1的信噪比(S/N)控制自适应滤波器7的步长。实行这样的控制，当语音信号大于噪声信号时使步长变小，在相反状态则使步长变大，能缩短自适应滤波器7的收敛时间，并减小向输出端子13传送的噪声消除后的信号中的失真。这一噪声消除器进一步提供有：两个延迟电路3、4；两个减法器9、11；步长控制电路19；和信噪比估算电路21。

自适应滤波器5的操作等效于上述图1所示装置中的自适应滤波器107的操作。据此，将已消除输入端子1中的噪声影响的语音信号分量的估算值和输入端子1中的噪声信号分量的估算值提供给信噪比估算电路21。这一输入的实现是因为信噪比估算电路21的输入是逼近输入端子1中语音分量的减法器9的输出，以及逼近噪声分量的自适应滤波器5的输出。信噪比估算电路也称作信噪功率关系估算电路。

在信噪比估算电路21中，信噪比的估算值是利用提供给那里的语音信号分量估算值和噪声信号分量估算值而求得的。信噪比估算电路21所求得的信噪比提供给步长控制电路19，由此而得到的步长提供给自适应滤波器7。

与图1所示自适应滤波器107对比，自适应滤波器7的输入信号是提供给输入端子2再由延迟电路4延迟的信号。同样地，与图1所示减法器111对比，从输入端子1提供给减法器11的信号，是一个由延迟电路3延迟了的信号。延迟电路3、4产生相同时间间隔的延迟，并且这样来配置，把自适应滤波器7的实现的噪声消除方法应用于输送至输入端子1、2的信号经延迟相同时间间隔而得到的信号。由延迟电路3产生的延迟时间和由延迟电路4产生的延迟时间，设置为一个时间间隔，它至少是由信噪比估算电路21对估算值的计算所得的延迟时间。类似于图1所示装置的减法器111，减法器11减去噪声，并且将输出传送至输出端子13。

信噪比估算电路21的配置能表示为图3所示。信噪比估算电路21由平均电路14、15和操作电路16组成。平均电路14被提供以语音信号分量的估算值，计算语音信号分量估算值的平均值，并输估算语音信号的平均值。同样地，平均电路15被提供以噪声信号分量的估算值，计算噪声信号分量的平均值，并输出估算噪声信号的平均值。平均电路14、15两者的输出都提供给操作电路16。操作电路16使用平均电路14、15所提供的估算语音信号分量的平均值和估算噪声信号分量的平均值求出平均信噪比的估算值，并将这个值提供作为第一信噪比。

平均电路14、15从时间k-L至时间k计算平均功率E(k)。如果Y(k)是输入信号，则平均功率E(k)由等式(6)给出：

E (k) = \frac{1}{L} Σ_{i = 0}^{L} Y^{2} (k - i) . . . (6)

也可以用等式(7)代替等式(6)：

E(k)＝γ·E(k-1)+(1-γ)·Y²(k) …(7)

这里，γ是满足关系式0＜γ＜1的常数。

步长控制电路19向自适应滤波器7提供基于信噪比估算电路21所求得的第一信噪比计算而得的步长。

如果在时间k的第一信噪比是SNR1(k)，步长控制电路19接收SNR1(k)作为输入，并计算步长α₁(k)。

求出α₁(k)作为函数f₁(x)的值，该函数以SNR1_min＜SNR1(k)＜SNR1_max作单调下降。在这种情况下，SNR1_min和SNR1_max是满足关系式SNR1_min＜SNR1_max的常数。

这些关系能用等式(8a)至(8c)表示：

α₁(k)＝α_1max

(SNR1(k)＜SNR1_min) …(8a)

α₁(k)＝f₁(SNR1(k))

(SNR1_min≤SNR1(k)≤SNR1_max) …(8b)

α₁(k)＝α_1min

(SNR1(k)＞SNR1_max) …(8c)

另外，α_1min和α_2max是满足关系式α_1min＜α_2max的常数。

单调下降函数f₁(x)能用例如等式(9a)至(9c)表示：

f₁(x)＝-A·x+B …(9a)

A＝(α_1max-α_1min)/(SNR1_max-SNR1_min) …(9b)

B＝{α_1max+α_1min+A·(SNR1_max+SNR1_min)}/2 …(9c)

根据参考文献[25]所述噪声消除器，第二自适应滤波器5能用来估算语音输入端子上的信噪比，由此控制第一自适应滤波器7的步长，以致在信噪比较大时使步长变小，在相反的情况下使步长变大。因此，能够缓和干扰信号的影响地进行操作。尽管如此，当提供给输入端子2的信号在距离发言者足够远的位置上未曾收集到的时候，作为输入加至输入端子2的信号X_R(k)，是语音信号S(k)与背景噪声信号N(k)混合的信号，如等式(10)所示，并且与语音信号S(k)相关的分量出现在自适应滤波器的输出端。因此，不仅传送至输出端子13的信号中出现失真，而且提供给信噪比估算电路21的语音信号分量中也出现误差。

X_R(k)＝N(k)+s(k) …(10)

参考文献[20]、[21]和[26]披露了考虑到这个问题的噪声消除器，其利用自适应滤波器逼近语音信号所取路径的脉冲响应，直至信号达到参考输入端子。图4示出参考文献[26]中的所述噪声消除器。

图4所示噪声消除器是一种装置，其中自适应滤波器6、8，减法器10、12，步长控制电路20和信噪比估算电路22已加至图2所示的噪声消除器。在这一噪声消除器中，与漏泄至输入端子2的语音信号相应的信号由自适应滤波器8产生，从输送给输入端子2的信号中减去自适应滤波器8的输出的结果提供给自适应滤波器7，其中漏泄至输入端子2的语音信号的干扰被降低。自适应滤波器6和信噪比估算电路22按照图2所示噪声消除器的同样原理，控制自适应滤波器8的步长。在图4所示的装置中，与图2所示的装置对比，输入自适应滤波器7的信号是除去了语音影响的噪声信号分量的估算值。获得这一结果是因为自适应滤波器7的输入是逼近输入端子2上的噪声分量的减法器12的输出。同样地，与图2所示的装置对比，自适应滤波器5的输入信号是图4所示装置中的减法器10的输出。

自适应滤波器8的输入信号是除去了噪声影响的语音信号分量的估算值。获得这个结果是因为自适应滤波器8的输入是逼近输入端子1上的语音分量的减法器11的输出。自适应滤波器8对减法器11所提供的信号进行滤波操作，并将第一伪语音信号作为操作结果输出。同样地，自适应滤波器6的输入信号是减法器9的输出。自适应滤波器6对减法器9所提供的信号进行滤波操作，并将第二伪语音信号作为操作结果输出。

减法器12从延迟电路4的输出中减去自适应滤波器8的输出，并且将这个相减的结果提供给自适应滤波器7，同时也将这个结果作为误差信号传送至自适应滤波器8，用于更新系数。减法器10从提供给输入端子2的信号中减去自适应滤波器6的输出，并且将相减的结果提供给自适应滤波器5，同时也将这个结果作为误差信号传送至自适应滤波器6，用于更新系数。

已从中除去输入端子2上语音影响的噪声信号分量的估算值和输入端子2上语音信号分量的估算值被提供给信噪比估算电路22。这是因为信噪比估算电路22的输入是逼近输入端子2上噪声分量的减法器10的输出，和逼近语音分量的自适应滤波器6的输出。信噪比估算电路22的配置等效于图3所说明的信噪比估算电路21的配置。因此，信噪比估算电路22使用已提供的语音信号分量的估算值和噪声信号分量的估算值求出信噪比的估算值，并将这个结果作为第二信噪比提供给步长控制电路20。

步长控制电路20向自适应滤波器8提供基于信噪比估算电路22中所求的第二信噪比计算而得的步长。

如果第二信噪比在时间k的估算值是SNR2(k)，则步长控制电路20接收SNR2(k)并计算步长α₂(k)。

求出α₂(k)作为按SNR2_min＜SNR2(k)＜SNR2_max单调上升的函数f₂(x)的值。这样，SNR2_min和SNR2_max是满足关系式SNR2_min＜SNR2_max的常数。这些关系能用等式(11a)至(11c)表示：

α₂(k)＝α_2min

(SNR2(k)＜SNR2_min) …(11a)

α₂(k)＝f₂(SNR2(k))

(SNR2_min≤SNR2(k)≤SNR2_max) …(11b)

α₂(k)＝α_2max

(SNR2(k)＞SNR2_max) …(11c)

α_2min和α_2max是满足关系式α_2min＜α_2max的常数。

单调上升函数f₂(x)能用例如等式(12a)至(12c)表示：

f₂(x)＝-C·x+D …(12a)

C＝(α_2max-α_2min)/(SNR2_max-SNR2_min) …(12b)

D＝{α_2max+α_2min-C·(SNR2_max+SNR2_min)}/2 …(12c)

根据参考文献[26]中所述噪声消除器，自适应滤波器8用于估算漏泄至参考输入端子的语音信号，这个估算值在减法器中被减去，以使由于漏泄至输入端子2的语音信号引起的干扰减小。另外，使用自适应滤波器6来估算参考输入端子上的信噪比，使自适应滤波器8的步长能这样控制，当信噪比大时使用大的步长，在相反的情况下使用小的步长，以便进行减小干扰信号影响的操作。

下面列出本说明书引用的参考文献：

[1]JP-A-H09-36763

[2]JP-A-H08-56180

[3]JP-A-H06-284491

[4]JP-A-H06-90493

[5]JP-A-H09-181653

[6]JP-A-H05-75391

[7]JP-A-H05-158494

[8]JP-A-H05-22788

[9]JP-A-S61-194914

[10]JP-A-2000-4494

[11]JP-A-2000-172299

[12]JP-A-H11-27099

[13]JP-A-H11-345000

[14]JP-A-H10-3298

[15]JP-A-H10-215193

[16]JP-A-H09-18291

[17]JP-A-H08-241086

[18]JP-A-S62-135019

[19]JP-A-S61-194913

[20]JP-A-H10-215194

[21]JP-A-H08-110794

[22]JP-A-H11-502324

[23]Bernard Widrow et.al，″Adaptive Noise Canceling：Principles andApplications，″PROCEEDINGS OF IEEE，VOL.63，NO.12，1975，pp.1692-1716

[24]Jin-ichi Nagumo and Atsuhiko Noda，″A Learning Method forSystem Identification，″IEEE Transactions on Automatic Control，VOL.12，NO.3，1967，pp.282-287

[25]Shigeji Ikeda and Akihiiko Sugiyama，″An Adaptive NoiseCanceller with Low Signal Distortion for Speech Codec，″IEEETRANSACTIONS ON SIGNAL PROCESSING，VOL.47，NO.3，1999，pp.665-674

[26]Shigeji Ikeda and Akihiko Sugiyama，″An Adaptive Noise Cancellerwith Low Signal Distortion in the Presence of Crosstalk，″IEICETRANSACTIONS ON FUNDAMENTALS，VOL.E82-A，NO.8，1999，pp.1517-1525

[27]David G.Messerschmitt，″Echo Cancellation in Speech and DataTransmission，″IEEE Journal on Selected Areas in Communications，VOL.SAC-2，NO.2，1984，pp.283-297

[28]John J.Shynk，″Frequency-Domain and Multirate AdaptiveFiltering，″IEEE Signal Processing Magazine，VOL.9，NO.1，pp.14-37，1992

发明内容

本发明要解决的问题：

语音输入端子或参考输入端子上的信噪比在宽范围内变化，这是由于使用噪声消除器的环境以及语音输入端子和参考输入端子的安排所造成的。例如，已参考图4说明的现有技术的装置中，自适应滤波器5、6的系数的更新步长是固定值，因此，语音输入端子或参考输入端子上的信噪比的值使收敛时间增加或者减法器9、10的输出信号中的失真增大。收敛时间或失真的这一增加降低了提供给信噪比估算电路21、22的语音分量和噪声分量的估算值的精度，并且引起自适应滤波器7、8的收敛时间增加或者使输出端子13上作为输出的语音中的失真增大。

因此，本发明的一个目的是提供一种信号处理方法，其对语音输入端子或参考输入端子中的具有宽范围的信噪比的输入信号，实行噪声消除，其中收敛时间缩短，并且输出语音的失真受到限制。

本发明的另一目的是提供一种信号处理器，其对于语音输入端子或参考输入端子中具有宽范围的信噪比的输入信号，实现了具有收敛时间短和输出语音失真小的噪声消除。

解决问题的方式：

根据本发明的一个方面的信号处理方法，是利用第一信号和包括所需信号的第二信号，以抽取所需信号的一种方法，所述方法包括步骤：控制第一信号处理，其利用第一信号和第二信号的关系，对作为输入的第一信号和第二信号进行操作；控制第二信号处理，其利用第一信号处理的结果，对作为输入的第一信号和第二信号进行操作。

根据本发明的另一方面的信号处理方法包括步骤：利用以第一信号作为输入的第一自适应滤波器产生第一伪信号；从第二信号中减去第一伪信号，产生第一差分信号；利用第一差分信号更新第一自适应滤波器的系数；利用以第一信号作为输入的第二自适应滤波器，产生第二伪信号；从第二信号中减去第二伪信号，产生第二差分信号；利用第二差分信号更新第二自适应滤波器的系数；利用按照第二伪信号和第二差分信号之间的关系所控制的第一步长，控制第一自适应滤波器系数的更新；利用按照第一信号和第二信号之间的关系所控制的第二步长，控制第二自适应滤波器系数的更新；和提供第一差分信号作为输出。

第二伪信号和第二差分信号之间的关系以及第一信号和第二信号之间的关系典型地用信噪比表示。

根据本发明的另一方面的信号处理方法，是以第一信号和第二信号作为输入的信号处理方法，所述方法包括步骤：利用第一中间信号作为输入的第一自适应滤波器产生第一伪信号，从第二信号中减去第一伪信号产生第一差分信号，和利用第一差分信号更新第一自适应滤波器的系数；利用以第二中间信号作为输入的第二自适应滤波器产生第二伪信号，从第二信号中减去第二伪信号产生第二差分信号，和利用第二差分信号更新第二自适应滤波器的系数；利用以第一差分信号作为输入的第三自适应滤波器产生第三伪信号，从第一信号中减去第三伪信号产生第三差分信号，把第三差分信号施加至第一自适应滤波器作为第一中间信号，和利用第三差分信号更新第三自适应滤波器的系数；利用以第二差分信号作为输入的第四自适应滤波器产生第四伪信号，从第一信号减去第四伪信号产生第四差分信号，把第四差分信号施加至第二自适应滤波器作为第二中间信号，和利用第四差分信号更新第四自适应滤波器的系数；基于信号之间的关系，利用第一步长控制第一自适应滤波器的系数的更新，利用第二步长控制第二自适应滤波器的系数的更新，利用第三步长控制第三自适应滤波器的系数的更新，利用第四步长控制第四自适应滤波器的系数的更新；和提供第一差分信号作为输出。

根据本发明的一个示例，信号之间的关系用信噪比表示，但是除此之外，指数也能用来表示关系。

作为信号之间关系的一个例子，按照第二伪信号和第二差分信号之间的关系控制第一步长；按照第一信号和第二信号之间的关系控制第二步长；按照第四伪信号和第四差分信号之间的关系控制第三步长；和按照第一信号和第二信号之间的关系控制第四步长。作为另一个例子，按照第二伪信号和第二差分信号之间的关系控制第一步长；按照第一信号和第二信号之间的关系控制第二步长；按照第四伪信号和第四差分信号之间的关系控制第三步长；和按照第四伪信号和第四差分信号之间的关系控制第四步长。除了这些例子之外，存在构成用来求出每一步长的关系的多种组合信号。

根据本发明的又一方面的信号处理器，是一种接收第一信号和包括所需信号的第二信号作为输入并抽取所需信号的信号处理器；其中，信号处理器设置有：用于计算第一信号和第二信号之间的关系的计算电路，用于接收第一信号和第二信号作为输入的第一信号处理装置，和利用接收第一信号和第二信号作为输入的第二信号处理装置，其中计算电路的输出用于控制第一信号处理装置的操作，第一信号处理装置的输出用于控制第二信号处理装置的操作。

根据本发明的又一方面的信号处理器包括：第一自适应滤波器，其用于接收第一信号作为输入并产生第一伪信号；第一减法器，其用于从第二信号中减去第一伪信号产生第一差分信号；第二自适应滤波器，其用于接收第一信号作为输入并产生第二伪信号；第二减法器，其用于从第二信号中减去第二伪信号产生第二差分信号；第一步长控制装置，其按照第二伪信号和第二差分信号之间的关系产生第一步长；和第二步长控制装置，其用于按照第一信号和第二信号之间的关系产生第二步长；其中，第一差分信号和第一步长用于更新第一自适应滤波器的系数；第二差分信号和第二步长用于更新第二自适应滤波器的系数；和第一差分信号被提供作为输出。

根据本发明又一方面的信号处理器，是一种以第一信号和第二信号作为输入的信号处理器，并且包括：第一自适应滤波器，其用于接收第一中间信号作为输入并产生第一伪信号；第一减法器，其用于从第二信号中减去第一伪信号产生第一差分信号；第二自适应滤波器，其用接收第二中间信号作为输入并产生第二伪信号；第二减法器，其用于从第二信号中减去第二伪信号产生第二差分信号；第三自适应滤波器，其用于接收第一差分信号作为输入并产生第三伪信号；第三减法器，其用于从第一信号中减去第三伪信号产生第三差分信号，并将第三差分信号提供给第一自适应滤波器作为第一中间信号；第四自适应滤波器，其用于接收第二差分信号作为输入并产生第四伪信号；第四减法器，其用于从第一信号中减去第四伪信号产生第四差分信号，并且将第四差分信号提供给第二自适应滤波器作为第二中间信号；和步长控制装置，其基于信号之间的关系产生第一步长、第二步长、第三步长和第四步长；其中，第一差分信号和第一步长用于更新第一自适应滤波器的系数，第二差分信号和第二步长用于更新第二自适应滤波器的系数，第三差分信号和第三步长用于更新第三自适应滤波器的系数，第四差分信号和第四步长用于更新第四自适应滤波器的系数，第一差分信号被提供作为输出。

根据本发明，通过估算信噪比对自适应滤波器进行操作，这些自适应滤波器具有利用信噪比的估算值而被适当控制的步长；并利用基于自适应滤波器的输出信号所估算的信噪比确定另一自适应滤波器的步长，能实现对语音输入端子或参考输入端子上具有宽范围变化的信噪比的输入信号的信号处理，这种信号处理具有短的收敛时间并具有小的输出语音失真。

附图说明

图1是现有技术信号处理器的配置示例方框图；

图2是现有技术信号处理器的配置的另一示例方框图；

图3是用在图2所示信号处理器中的信噪比估算电路的配置方框图；

图4是现有技术信号处理器的配置的又一示例方框图；

图5是根据本发明第一实施例的信号处理器的配置方框图；

图6是根据本发明第二实施例的信号处理器的配置方框图；

图7是根据本发明第三实施例的信号处理器的配置方框图；

图8是根据本发明第四实施例的信号处理器的配置方框图；

图9是根据本发明第五实施例的信号处理器的配置方框图；

图10是根据本发明第六实施例的信号处理器的配置方框图；

图11是根据本发明第七实施例的信号处理器的配置方框图；

图12是根据本发明第八实施例的信号处理器的配置方框图；

图13是使用本发明的信号处理器的语音识别装置的配置示例方框图；

图14是使用本发明的信号处理器的机器人示例方框图。

具体实施方式

下面注重于本发明的最好工作方式。下面的说明以语音信号处理装置，特别是噪声消除器作为根据本发明的信号处理器的一个示例。但是，很明显，下面各实施例的信号处理器能够用作除噪声消除器以外的各种类型的信号处理器，而不需改变这种信号处理器的配置。

图5所示的本发明第一实施例的信号处理器配置有：语音输入端子1；参考输入端子2；输出端子13；第一延迟电路3，其用于接收从语音输入端子1来的第一接收声音信号X_p(k)，并给第一接收声音信号一个预先确定的延迟时间，以产生第一延迟接收声音信号；第二延迟电路4，其用于接收从参考输入端子2来的第二接收声音信号X_R(k)，给第二接收声音信号一个与第一延迟电路3的延迟时间相同的延迟时间，以产生第二延迟接收声音信号；第一减法器11，其用于从第一延迟接收声音信号中减去第一伪噪声信号，以产生第一误差信号；第二减法器12，其用于从第二延迟接收声音信号中减去第一伪语音信号，以产生第二误差信号；第一自适应滤波器7，其以第二误差信号作为输入产生第一伪噪声信号，并更新系数使第一误差信号减到最小；和第二自适应滤波器8，其以第一误差信号作为输入产生第一伪语音信号，并更新系数使第二误差信号减到最小。从第一减法器11来的第一误差信号也提供给输出端子13作为已消除噪声的语音信号。

图5所示的信号处理器进一步配置有：第三减法器9，其用于从第一接收声音信号中减去第二伪噪声信号，以产生第三误差信号；第四减法器10，其用于从第二接收声音信号中减去第二伪语音信号，以产生第四误差信号；第三自适应滤波器5，其以第四误差信号作为输入产生第二伪噪声信号，并更新系数使第三误差信号减到最小；第四自适应滤波器6，其以第三误差信号作为输入产生第二伪语音信号，并更新系数使第四误差信号减到最小；第一信噪比估算电路21，其从第三误差信号和第二伪噪声信号中产生信号-噪声关系；第二信噪比估算电路22，其从第二伪语音信号和第四误差信号产生第二信号-噪声关系；第三信噪比估算电路23，其从第一接收声音信号和第二接收声音信号产生第三信号-噪声关系；第一步长控制电路19，其基于第一信号-噪声关系提供作为输出的步长，以确定第一自适应滤波器7的滤波器系数的校正量；第二步长控制电路20，其基于第二信号-噪声关系提供作为输出步长，以确定第二自适应滤波器8的滤波器系数的校正量；第三步长控制电路17，其基于第三信号-噪声关系提供作为输出的步长，以确定第三自适应滤波器5的滤波器系数的校正量；和第四步长控制电路18，其同样基于第三信号-噪声关系提供作为输出的步长，以确定第四自适应滤波器6的滤波器系数的校正量。

在上述信号处理器中，由图3描述的信噪比估算电路可用作信噪比估算电路21至23。相应地，信噪比也可用作上述信号处理器中的信号-噪声关系。

从图4和图5的比较可看出，图5所示信号处理器的一种配置是将第三信噪比估算电路23、第三步长控制电路17和第四步长控制电路18添加至图4所示现有技术的信号处理器。在图5中，与图4所示部件相同或等效的部件给出相同的参考号码。为了避免以后描述的重复，省略有关与图4中相同的部件的说明，因此，对图5所示信号处理器的说明集中于信噪比估算电路23、步长控制电路17和步长控制电路18。

信噪比估算电路23被供给作为输入施加至语音输入端子1的第一接收声音信号和作为输入施加至参考输入端子2的第二接收声音信号，其取第一接收声音信号作为语音信号分量的估算值，取第二接收声音信号作为噪声信号分量的估算值，求出信噪比估算值，并将这个值输出作为第三信噪比，它是第三信号-噪声关系，已在信噪比估算电路23中求得的第三信噪比提供给步长控制电路17和步长控制电路18，并且将由此得到的步长分别提供给自适应滤波器5和自适应滤波器6。

步长控制电路17将基于信噪比估算电路23中求得的第三信噪比而计算得的步长α₃(k)提供给自适应滤波器5。如果假定第三信噪比估算值在时间k为SNR3(k)，那么步长控制电路17就将SNR3(k)取作输入并计算步长α₃(k)。

α₃(k)作为函数f₃(x)的值被求得，函数f₃(x)按SNR3_min＜SNR3(k)＜SNR3_max的关系单调下降，这里，SNR3_min、SNR3_max是满足关系式SNR3_min＜SNR3_max的常数。这些关系由等式(13a)至(13c)表示：

α₃(k)＝α_3max

(SNR3(k)＜SNR3_min) …(13a)

α₃(k)＝f₃(SNR3(k))

(SNR3_min≤SNR3(k)≤SNR3_max) …(13b)

α₃(k)＝α_3min

(SNR3(k)＞SNR3_max) …(13c)

这里，α_3min和α_3max是满足关系式α_3min＜α_3max的常数。

单调下降函数f₃(x)可类似于f₁(x)，使用α_3max、α_3min、SNR3_max和SNR3_min代替等式(9a)至(9c)中的α_1max、α_1min、SNR1_max和SNR1_min来确定。

步长控制电路18向自适应滤波器6提供步长α₄(k)，该步长是基于信噪比估算电路23求得的第三信噪比计算而得的。

α₄(k)作为函数f₄(x)的值被求得，函数f₄(x)按SNR4_min＜SNR4(k)＜SNR4_max的关系单调上升，这里，SNR4_min和SNR4_max是满足关系式SNR4_min＜SNR4_max的常数。这些关系能用等式(14a)至(14c)表示：

α₄(k)＝α_4min

(SNR3(k)＜SNR4_min) …(14a)

α₄(k)＝f₄(SNR3(k))

(SNR4_min≤SNR3(k)≤SNR4_max) …(14b)

α₄(k)＝α_4max

(SNR3(k)＞SNR4_max) …(14c)

这里，α_4min和α_4max是满足关系式α_4min＜α_4max的常数。

单调上升函数能类似于f₄(x)使用α_4max、α_4min、SNR4_max和SNR4_min代替等式(12a)至(12c)中的α_2max、α_2min、SNR2_max和SNR2_min来确定。

下面对图5所示的信号处理器即噪声消除器的工作原理进行说明。

该信号处理器配置有：第一自适应滤波器7，其用于消除混在语音输入端子1作为输入接收到的第一接收声音信号中的噪声信号，对包含在第一接收声音信号中的噪声信号进行估算；第二自适应滤波器8，其用于消除混在从参考输入端子2作为输入接收到的第二接收声音信号中的语音信号，对包含在第二接收声音信号中的语音信号进行估算；第三自适应滤波器5，其用于估算第一接收声音信号和第二接收声音信号之间的信号-噪声关系(即信噪比)，对包含在从语音输入端子1作为输入接收到的第一接收声音信号中的噪声信号进行估算；和第四自适应滤波器6，其估算包含在从参考输入端子2作为输入接收到的第二接收声音信号中的语音信号。当第一步长控制电路19基于第一接收声音信号中的信号-噪声关系确定第一接收声音信号中的噪声信号大于语音信号时，第一步长控制电路19向第一自适应滤波器7提供大步长，以加速收敛。另一方面，当其确定第一接收声音信号中噪声信号小于语音信号时，第一步长控制电路19向第一自适应滤波器7提供小步长，以防止发展到不正确的收敛。同样，当第二步长控制电路20基于第二接收声音信号中的信号-噪声关系确定第二接收声音信号中语音信号大于噪声信号时，第二步长控制电路20将较大的步长提供给第二自适应滤波器8，加速收敛。相反，当第二步长控制电路20确定语音信号小于噪声信号时，第二步长控制电路20将较小的步长提供给第二自适应滤波器8，因此防止发展到不正确的收敛。

当第三步长控制电路17基于第一接收声音信号的信号-噪声关系确定第一接收声音信号中的噪声信号大于语音信号时，第三步长控制电路17将较大的步长提供给第三自适应滤波器5，因此加速收敛。另一方面，当第三步长控制电路17确定第一接收声音信号中的噪声信号小于语音信号时，第三步长控制电路17将较小的步长提供给第三自适应滤波器5，因此防止发展到不正确的收敛。同样，当第四步长控制电路18基于第四接收声音信号的信号-噪声关系确定第二接收声音信号中语音信号大于噪声信号时，第四步长控制电路18将大步长提供给第四自适应滤波器6，因此加速收敛。另一方面，当第四步长控制电路18确定语音信号小于噪声信号时，第四步长控制电路18将小步长提供给第四自适应滤波器6，因此防止发展到不正确的收敛。

如上所述，根据本发明第一实施例的信号处理器利用由作为输入施加至语音输入端子1和参考输入端子2的信号所估算的信噪比，来估算将干扰自适应滤波器5系数的更新操作的信号的大小，因此使自适应滤波器5的步长在信噪比大的时候为小步长，从而减小干扰信号对系数更新操作的影响，相反情况下则设置大步长，以缩短系数更新操作的收敛时间。同样，该信号处理器进行控制，当信噪比大时，自适应滤波器6的步长设置为大步长，在相反的情况下，则为小步长。因此，收敛时间被缩短而与语音输入端子1和参考输入端子2的信噪比值无关，并且减小了减法器9、10的输出信号失真。这种效果使提供给信噪比估算电路21、22的语音分量和噪声分量的估算值的精度提高，并且缩短了自适应滤波器7、8的收敛时间，或者减小了提供给输出端子13的输出语音的失真。换句话说，获得了能用作噪声消除器的信号处理器，其中自适应滤波器7、8的收敛时间短，并且对于其中噪声在语音输入端子1和参考输入端子2上变化范围大的输入信号来说，输出语音几乎没有失真。

详细地说，上述第一实施例的过程包括步骤：

(a1)给出对于接收声音信号的预定延迟时间，产生第一延迟接收声音信号和第二延迟接收声音信号；

(a2)从第一延迟接收声音信号中减去第一伪噪声信号，产生第一误差信号；

(a3)从第二延迟接收声音信号中减去第一伪语音信号，产生第二误差信号；

(a4)将第二误差信号施加至第一自适应滤波器7作为输入，产生第一伪噪声信号；

(a5)更新第一自适应滤波器7的系数，使第一误差信号减到最小；

(a6)将第一误差信号施加至第二自适应滤波器8，产生第一伪语音信号；

(a7)更新第二自适应滤波器8的系数，使第二误差信号减到最小；

(a8)将第一误差信号提供给输出端子，作为已消除了噪声的语音信号；

(a9)从第一接收声音信号中减去第二伪噪声信号，产生第三误差信号；

(a10)从第二接收声音信号中减去第二伪噪声信号，产生第四误差信号；

(a11)将第四误差信号施加至与第一自适应滤波器的配置相同的第三自适应滤波器5，以产生第二伪噪声信号；

(a12)更新第三自适应滤波器5的系数，使第三误差信号减到最小；

(a13)将第三误差信号作为输入施加至与第二自适应滤波器的配置相同的第四自适应滤波器6，产生第二伪语音信号；

(a14)更新第四自适应滤波器6的系数，使第四误差信号减到最小；

(a15)基于第三误差信号和第二伪噪声信号产生第一信号-噪声关系；

(a16)基于第二伪语音信号和第四误差信号产生第二信号-噪声关系；

(a17)基于第一接收声音信号和第二接收声音信号产生第三信号-噪声关系；

(a18)基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第一自适应滤波器7的滤波器系数的校正量；

(a19)基于第二信号-噪声关系提供步长，用于确定第二自适应滤波器8的滤波器系数的校正量；和

(a20)基于第三信号-噪声关系提供步长，用于确定第三和第四自适应滤波器5、6的滤波器系数的校正量。

下面说明本发明第二实施例。在表示本发明第二实施例的图6中，与图5所示部件相同或等效的部件给予相同的参考号码。

图6所示的第二实施例的信号处理器配置有：语音输入端子1；参考输入端子2；输出端子13；第一延迟电路3，其用于接收从语音输入端子1来的作为输入的第一接收声音信号X_p(k)，并给第一接收声音信号一个预定的延迟时间，以产生第一延迟接收声音信号；第二延迟电路4，其用于接收从参考输入端子2来的作为输入的第二接收声音信号X_R(k)，并给第二接收声音信号一个与第一延迟电路3相同的延迟时间，以产生第二延迟接收声音信号；第一减法器11，其用于从第一延迟接收声音信号中减去第一伪噪声信号，以产生第一误差信号；第二减法器12，其用于从第二延迟接收声音信号中减去第一伪语音信号，以产生第二误差信号；第一自适应滤波器7，其用于接收从第二减法器12来的作为输入的第二误差信号，以产生第一伪噪声信号，并更新系数使第一误差信号减到最小；和第二自适应滤波器8，其用于接收从减法器11来的作为输入的第一误差信号，以产生第一伪语音信号，并更新系数使第二误差信号减到最小；其中第一误差信号也提供给输出端子13，作为已从中消除噪声的语音信号。

这个信号处理器进一步包括：第三减法器9，其用于从第一接收声音信号中减去第二伪噪声信号，以产生第三误差信号；第四减法器10，其用于从第二接收声音信号中减去第二伪语音信号，以产生第四误差信号；第三自适应滤波器5，其用于接收作为输入的第四误差信号，以产生第二伪噪声信号，并更新系数使第三误差信号减到最小；第四自适应滤波器6，其用于接收作为输入的第三误差信号，以产生第二伪语音信号，并更新系数使第四误差信号减到最小；第一信噪比估算电路21，其基于第三误差信号和第二伪噪声信号产生第一信号-噪声关系；第二信噪比估算电路22，其基于第二伪语音信号和第四误差信号产生第二信号-噪声关系；第三信噪比估算电路23，其基于第一接收声音信号和第二接收声音信号产生第三信号-噪声关系；第一步长控制电路19，其基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第一自适应滤波器的滤波器系数的校正量；第二步长控制电路20，其基于第二信号-噪声关系提供步长，用于确定第二自适应滤波器的滤波器系数的校正量；第三步长控制电路17，其基于第三信号-噪声关系提供步长，用于确定第三自适应滤波器的滤波器系数的校正量；和第四步长控制电路18，其基于第二信号-噪声关系提供步长，用于确定第四自适应滤波器6的滤波器系数的校正量。

换句话说，图6所示第二实施例的信号处理器与图5所示第一实施例的信号处理器不同之处涉及步长控制电路18，其他部件的配置相同。因此下面对步长控制电路18进行说明。

输入至步长控制电路18的信号不是从信噪比估算电路23来的第三信噪比，而是由第二信噪比估算电路22求得的第二信噪比。步长控制电路18向第四自适应滤波器6提供基于第二信噪比SNR2(k)计算所得的步长α₄(k)。

α₄(k)同样能通过以SNR2(k)、SNR5_max、SNR5_min、α_5max和α_5min代替等式(14a)至(14c)的SNR3(k)、SNR4_max、SNR4_min、α_4max和α_4min来确定。这里，SNR5_min和SNR5_max是满足关系式SNR5_min＜SNR5_max的常数，α_5min和α_5max是满足关系式α_5min＜α_5max的常数。因此，通过利用信噪比估算电路22中求得的第二信噪比代替信噪比估算电路23中求得的第三信噪比，图6所示的信号处理器能进行与第一实施例的信号处理器相同的操作。

同样地，本实施例的信号处理器也可以是这样的配置，其中步长控制电路18的输入信号设置为信噪比估算电路23中求得的信噪比，并且步长控制电路17的输入信号设置为信噪比估算电路21中求得的信噪比。这种可能性从电路配置的对称性来看是明显的。

图6所示第二实施例的信号处理器的工作原理，与上述第一实施例的信号处理器的工作原理相同。更详细地说，第二实施例的过程包括第一实施例的步骤(a1)至(a19)，并且还有步骤：

(a20)基于第三信号-噪声关系提供步长，用于确定第三自适应滤波器5的滤波器系数的校正量；和

(a21)基于第二信号-噪声关系提供步长，用于确定第四自适应滤波器6的滤波器系数的校正量。

下面说明本发明的第三实施例。在表示本发明第三实施例的信号处理器的图7中，与图6所示部件相同或等效的部件给予相同的参考号码。

图7所示的第三实施例的信号处理器配置有：语音输入端子1；参考输入端子2；输出端子13；第一延迟电路3，其用于接收从语音输入端子1来的作为输入的第一接收声音信号X_P(k)，并给第一接收声音信号一个预定的延迟时间，以产生第一延迟接收声音信号；第二延迟电路4，其用于接收从参考输入端子2来的作为输入的第二接收声音信号X_R(k)，并给第二接收声音信号一个与第一延迟电路3相同的延迟时间，以产生第二延迟接收声音信号；第一减法器11，其用于从第一延迟接收声音信号中减去第一伪噪声信号，以产生第一误差信号；第二减法器12，其用于从第二延迟接收声音信号中减去第一伪语音信号，以产生第二误差信号；第一自适应滤波器7，其用于接收从第二减法器12来的作为输入的第二误差信号，以产生第一伪噪声信号，并更新系数使第一误差信号减到最小；和第二自适应滤波器8，其用于接收从第一减法器11来的作为输入的第一误差信号，以产生第一伪语音信号，并更新系数使第二误差信号减到最小；其中第一误差信号也提供给输出端子13，作为已从中消除噪声的语音信号。

这个信号处理器进一步包括：第三减法器9，其用于从第一接收声音信号中减去第二伪噪声信号，以产生第三误差信号；第四减法器10，其用于从第二接收声音信号中减去第二伪语音信号，以产生第四误差信号；第三自适应滤波器5，其用于接收第四误差信号，以产生第二伪噪声信号，并更新系数使第三误差信号减到最小；第四自适应滤波器6，其用于接收第三误差信号，以产生第二伪语音信号，并更新系数使第四误差信号减到最小；第一信噪比估算电路21，其基于第三误差信号和第二伪噪声信号产生第一信号-噪声关系；第二信噪比估算电路22，其基于第二伪语音信号和第四误差信号产生第二信号-噪声关系；第一步长控制电路19，其基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第一自适应滤波器的滤波器系数的校正量；第二步长控制电路20，其基于第二信号-噪声关系提供步长，用于确定第二自适应滤波器的滤波器系数的校正量；第三步长控制电路17，其基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第三自适应滤波器的滤波器系数的校正量；和第四步长控制电路18，其基于第二信号-噪声关系提供步长，用于确定第四自适应滤波器的滤波器系数的校正量。

换句话说，图7所示第三实施例的信号处理器是这样一种配置，其中从图6所示第二实施例的信号处理器中去掉信噪比估算电路23，并且步长控制电路17与图6的步长控制电路不同。其他部件的配置等效于图6的部件配置，并且除步长控制电路17以外，图7所示第三实施例的信号处理器中部件的工作，与图6所示部件的工作相同，因此下面只对步长控制电路17进行说明。

步长控制电路17的输入信号是第一信噪比估算电路21所求得的第一信噪比。步长控制电路17向自适应滤波器5提供基于这个信噪比SNR1(k)计算所得的步长α₃(k)。

α₃(k)同样能通过以SNR1(k)、SNR6_max、SNR6_min、α_6max和α_6min代替等式(13a)至(13c)的SNR3(k)、SNR3_max、SNR3_min、α_3max和α_3min来确定。

这里，SNR6_min和SNR6_max是满足关系式SNR6_min＜SNR6_max的常数，α_6min和α_6max是满足关系式α_6min＜α_6max的常数。

因此，利用第一信噪比估算电路21所求得的第一信噪比，而不是提供第三信噪比估算电路并使用第三信噪比，可消除对提供第三信噪比估算电路的需要，并能免去相应于这个第三信噪比估算电路的工作量。

图7所示第三实施例的信号处理器的工作原理类似于上述第一实施例的信号处理器的工作原理。更详细地说，第三实施例的过程包括第一实施例的(a1)至(a16)，还有步骤：

(a17b)基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第一自适应滤波器7的滤波器系数的校正量；

(a18b)基于第二信号-噪声关系提供步长，用于确定第二自适应滤波器8的滤波器系数的校正量；

(a19b)基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第三自适应滤波器5的滤波器系数的校正量；和

(a20b)基于第二信号-噪声关系提供步长，用于确定第四自适应滤波器6的滤波器系数的校正量。

下面对本发明的第四实施例进行说明。在表示本发明第四实施例的信号处理器的图8中，与图5所示部件相同或等效的部件，给予相同的参考号码。

图8所示的第四实施例的信号处理器配置有：语音输入端子1；参考输入端子2；输出端子13；第一延迟电路3，其用于接收从语音输入端子1来的作为输入的第一接收声音信号X_p(k)，并给第一接收声音信号一个预定的延迟时间，以产生第一延迟接收声音信号；第二延迟电路4，其用于接收从参考输入端子2来的作为输入的第二接收声音信号X_R(k)，并给第二接收声音信号一个与第一延迟电路3相同的延迟时间，以产生第二延迟接收声音信号；第一减法器11，其用于从第一延迟接收声音信号中减去第一伪噪声信号，以产生第一误差信号；第二减法器12，其用于从第二延迟接收声音信号中减去第一伪语音信号，以产生第二误差信号；第一自适应滤波器7，其用于接收从第二减法器12来的作为输入的第二误差信号，以产生第一伪噪声信号，并更新系数使第一误差信号减到最小；和第二自适应滤波器8，其用于接收从第一减法器11来的作为输入的第一误差信号，以产生第一伪语音信号，并更新系数使第二误差信号减到最小；其中，第一误差信号也提供给输出端子13作为已从中消除噪声的语音信号。

这个信号处理器进一步包括：第三减法器9，其用于从第一接收声音信号中减去第二伪噪声信号，以产生第三误差信号；第四减法器10，其用于从第二接收声音信号中减去第二伪语音信号，以产生第四误差信号；第三自适应滤波器5，其用于接收作为输入的第四误差信号，以产生第二伪噪声信号，并更新系数使第三误差信号减到最小；第四自适应滤波器7，其用于接收作为输入的第三误差信号，以产生第二伪语音信号，并更新系数使第四误差信号减到最小；第一信噪比估算电路21，其基于第三误差信号和第二伪噪声信号产生第一信号-噪声关系；第二信噪比估算电路22，其基于第二伪语音信号和第四误差信号产生第二信号-噪声关系；第三信噪比估算电路23，其基于第一接收声音信号和第二接收声音信号产生第三信号-噪声关系；第一控制电路32，其用于接收作为输入的第一信号-噪声关系和第三信号-噪声关系的关系，并且根据这些信号-噪声关系的关系是否在预定的范围内，选择一个信号-噪声关系，并将所选的信号-噪声关系提供作为第四信号-噪声关系；第二控制电路33，其用于接收第二信号-噪声关系和第三信号-噪声关系的关系，并且根据这些信号-噪声关系的关系是否在预定的范围内，选择一个信号-噪声关系，并将所选的信号-噪声关系提供作为第五信号-噪声关系；第一步长控制电路19，其基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第一自适应滤波器7的滤波器系数的校正量；第二步长控制电路20，其基于第二信号-噪声关系提供步长，用于确定第二自适应滤波器8的滤波器系数的校正量；第三步长控制电路17，其基于第四信号-噪声关系提供步长，用于确定第三自适应滤波器5的滤波器系数的校正量；和第四步长控制电路18，其基于第五信号-噪声关系提供步长，用于确定第四自适应滤波器6的滤波器系数的校正量。

换句话说，图8所示第四实施例的信号处理器是这样一种配置，它是通过将控制电路32、33添加至图5所示的信号处理器而实现的，其中，信噪比分别经由控制电路32、33作为输入施加至步长控制电路17、18。在图8所示的信号处理器中，除了步长控制器17、18之外的元件的操作与图5所示的装置相同，因此，下面的说明涉及控制电路32、33和步长控制电路17、18。

控制电路32提供有第三信噪比估算电路23中求得的第三信噪比和第一信噪比估算电路21中求得的第一信噪比。控制电路32从信噪比估算电路23、21所提供的信噪比SNR3(k)和SNR1(k)中选择一个，把选择的这个信噪比作为第四信噪比，并将这个信噪比提供给步长控制电路17。这一关系能用等式(15a)、(15b)和(16)来表示：

SNR4(k)＝SNR1(k) (r₁(k)≥r_1th) …(15a)

SNR4(k)＝SNR3(k) (r₁(k)＜r_1th) …(15b)

r₁(k)＝SNR3(k)/SNR1(k) …(16)

这里，r_1th是正的常数

等式(17a)和(17b)也可用来代替等式(15a)和(15b)。

SNR4(k)＝SNR3(k) (R₁(k)≥R_1th) …(17a)

SNR4(k)＝SNR1(k) (R₁(k)＜R_1th) …(17b)

这里，R_1th是正的常数，R₁(k)是r₁(k)从时间k-m+1至k变化的平均，由等式(18)给出：

R_{1} (k) = (\frac{1}{m}) Σ_{i = 0}^{m - 1} {| r_{1} (k - i) - r_{1} (k - i - 1) |} . . . (18)

与图5所示的装置对比，步长控制电路17的输入信号是由控制电路32求得的第四信噪比SNR4(k)。步长控制电路17向自适应滤波器5提供基于这个第四信噪比SNR4(k)计算而得的步长α₃(k)。

α₃(k)同样能利用SNR4(k)、SNR7_max、SNR7_min、α_7max和α_7min代替等式(13a)至(13c)的SNR3(k)、SNR3_max、SNR3_min、α_3max和α_3min来确定。在这种情况下，SNR7_min和SNR7_max是满足关系式SNR7_min＜SNR7_max的常数，α_7min和α_7max是满足关系式α_7min＜α_7max的常数。

控制电路33提供有第三信噪比估算电路23中求得的第三信噪比和第二信噪比估算电路22中求得的第二信噪比。控制电路33从信噪比估算电路23、22所提供的信噪比SNR3(k)和SNR2(k)中选择一个，把选择的信噪比作为第五信噪比SNR5(k)，并将这个第五信噪比SNR5(k)提供给步长控制电路18。这一关系能用等式(19a)、(19b)和(20)来表示：

SNR5(k)＝SNR2(k) (r₂(k)≥r_2th) …(19a)

SNR5(k)＝SNR3(k) (r₂(k)＜r_2th) …(19b)

r₂(k)＝SNR3(k)/SNR2(k) …(20)

这里，r_2th是正的常数，等式(21a)和(21b)也可用来代替等式(19a)和(19b)。

SNR5(k)＝SNR3(k) (R₂(k)≥R_2th) …(21a)

SNR5(k)＝SNR2(k) (R₂(k)＜R_2th) …(21b)

这里，R_2th是正的常数，R₂(k)是r₂(k)从时间k-m+1至k变化的平均，由等式(22)给出：

R_{2} (k) = (\frac{1}{m}) Σ_{i = 0}^{m - 1} {| r_{2} (k - i) - r_{2} (k - i - 1) |} . . . (22)

与图5所示的装置对比，步长控制电路18的输入信号是由控制电路33求得的第五信噪比SNR5(k)。步长控制电路18向自适应滤波器6提供基于这个信噪比SNR5(k)计算而得的步长α₄(k)。

α₄(k)同样能利用SNR5(k)、SNR8_max、SNR8_min、α_8max和α_8min代替等式(14a)至(14c)的SNR3(k)、SNR4_max、SNR4_min、α_4max和α_4min。在这种情况下，SNR8_min和SNR8_max是满足关系式SNR8_min＜SNR8_max的常数，α_8min和α_8max是满足关系式α_8min＜α_8max的常数。

这样，根据本实施例，从由信噪比估算电路21、23求得的第一和第三信噪比中选择一个适当的值，并将所选的值提供给步长控制电路17，同样，从由信噪比估算电路22、23求得的第二和第三信噪比中选择一适当的值，并将这个值提供给步长控制电路18，从而，与将信噪比中的一个提供给步长控制电路17、18计算步长的情况相比，能更有效地计算最佳步长。这是因为信噪比估算电路23的估算值受漏泄至输入端子1的噪声信号分量和漏泄至输入端子2的语音信号分量的影响，因此其值不是足够精确的。

另一方面，信噪比估算电路21、22利用经自适应滤波器5、6消除这些漏泄分量影响的信号来进行估算操作，因此估算值能得到很高的精度。但是，这一操作受自适应滤波器5、6收敛的影响，因此估算值的精度不是自适应的，直至这些自适应滤波器收敛。所以，控制电路32、33选择适当的信噪比，并将这些信噪比提供给步长控制电路17、18，能计算最佳的步长。

图8所示第四实施例的信号处理器的工作原理类似于上述第一实施例的信号处理器。详细地说，第四实施例的过程包括第一实施例的步骤(a1)至(a17)，还包括步骤：

(a18c)根据第一信号-噪声关系和第二信号-噪声关系的关系是否在预定的范围内，选择一个并将它提供作为第四信号-噪声关系；

(a19c)根据第一信号-噪声关系和第二信号-噪声关系的关系是否在预定的范围内，选择一个并将它提供作为第五信号-噪声关系；

(a20c)基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第一自适应滤波器7的滤波器系数的校正量；

(a21c)基于第二信号-噪声关系提供步长，用于确定第二自适应滤波器8的滤波器系数的校正量；

(a22c)基于第四信号-噪声关系提供步长，用于确定第三自适应滤波器5的滤波器系数的校正量；和

(a23c)基于第五信号-噪声关系提供步长，用于确定第四自适应滤波器6的滤波器系数的校正量。

下面对本发明的第五实施例进行说明。在表示本发明第五实施例信号处理器的图9中，与图5所示部件相同或等效的部件给予相同的参考号码。

图9所示第五实施例的信号处理器配置有：语音输入端子1；参考输入端子2；输出端子13；第一延迟电路3，其用于接收从语音输入端子1来的作为输入的第一接收声音信号Xp(k)，并给第一接收声音信号一个预定的延迟时间，以产生第一延迟接收声音信号；第二延迟电路4，其用于接收从参考输入端子2来的作为输入的第二接收声音信号X_R(k)，并给第二接收声音信号一个与第一延迟电路3相同的延迟时间，以产生第二延迟接收声音信号；第一减法器11，其用于从第一延迟接收声音信号中减去第一伪噪声信号，以产生第一误差信号；第二减法器12，其用于从第二延迟接收声音信号中减去第一伪语音信号，以产生第二误差信号；第一自适应滤波器7，其从第二减法器12取得第二误差信号作为输入，产生第一伪噪声信号，并更新系数，使第一误差信号减到最小；和第二自适应滤波器8，其从第一减法器11取得第一误差信号作为输入，产生第一伪语音信号，并更新系数使第二误差信号减到最小；其中，第一误差信号也提供给输出端子13作为已消除噪声的语音信号。

这个信号处理器进一步包括：第一低通滤波器24，其用于抑制第一接收声音信号中超过预定频率的分量，并提供结果；第二低通滤波器25，其用于抑制第二接收声音信号中超过与第一低通滤波器24相同的预定频率的分量，并提供结果；第一疏化电路26，其用于以预定的疏化率使第一低通滤波器24提供的信号疏化为一个信号，以产生第一疏化接收声音信号；第二疏化电路27，其用于以与第一疏化电路26相同的疏化率使第二低通滤波器25提供的信号疏化为一个信号，以产生第二疏化接收声音信号；第三减法器9，其用于从第一疏化接收声音信号中减去第二伪噪声信号，以产生第三误差信号；第四减法器10，其用于从第二疏化接收声音信号中减去第二伪语音信号，以产生第四误差信号；第三自适应滤波器5，其将第四误差信号取作输入产生第二伪噪声信号，并更新系数使第三误差信号减到最小；第四自适应滤波器6，其将第三误差信号取作输入产生第二伪语音信号，并更新系数使第四误差信号减到最小；第一信噪比估算电路21，其从第三误差信号和第二伪噪声信号产生第一信号-噪声关系；第二信噪比估算电路22，其从第二伪语音信号和第四误差信号产生第二信号-噪声关系；第三信噪比估算电路23，其从第一疏化接收声音信号和第二疏化接收声音信号产生第三信号-噪声关系；第一步长控制电路19，其基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第一自适应滤波器7的滤波器系数的校正量；第二步长控制电路20，其基于第二信号-噪声关系提供步长，用于确定第二自适应滤波器8的滤波器系数的校正量；第三步长控制电路17，其基于第三信号-噪声关系提供步长，用于确定第三自适应滤波器5的滤波器系数的校正量；和第四步长控制电路18，其同样基于第三信号-噪声关系提供步长，用于确定第四自适应滤波器6的滤波器系数的校正量。

实质上，图9所示第五实施例的信号处理器是将低通滤波器24、25和疏化电路26、27添加至图5所示信号处理器的装置。所以，下面只对低通滤波器24、25和疏化电路26、27进行说明。

疏化电路26，通过把语音输入端子1经由低通滤波器24所提供的具有取样频率f_o的信号变疏，将取样频率转换为fs，并提供结果。换句话说，疏化率是f_o/f_s。为了防止由疏化电路26疏化过程引起的混叠失真，低通滤波器24抑制输入信号中等于或大于频率f_p的分量，并将结果提供给疏化电路26。这里2f_p＜f_s＜f_o。疏化电路27同样地将参考输入端子2经由低通滤波器25所提供的具有频率为f_o的信号变疏，将取样频率转换为f_s，并提供结果作为输出。低通滤波器25的工作类似于低通滤波器24。

因此，在本实施例中，将取样频率经疏化转换为f_s的信号提供给信噪比估算电路21、22、23和自适应滤波器5、6，使这些电路的工作负荷能减小。

图9所示第五实施例的信号处理器的工作原理类似于上述第一实施例的信号处理器的工作原理。详细地说，第六实施例的过程包括第一实施例的步骤(a1)至(a8)，进一步包括步骤：

(a9d)将第一和第二接收声音信号作为输入施加至第一和第二低通滤波器24、25，以产生其中等于或大于预定频率的分量被抑制的信号；

(a10d)使第一和第二低通滤波器24、25提供的信号以预定疏化率疏化为一个信号，以产生第一和第二疏化接收声音信号；

(a11d)从第一疏化接收声音信号中减去第二伪噪声信号，以产生第三误差信号；

(a12d)从第二疏化接收声音信号中减去第二伪噪声信号，以产生第四误差信号；

(a13d)将第四误差信号施加至第一自适应滤波器相同配置的第三自适应滤波器5，以产生第二伪噪声信号；

(a14d)更新第三自适应滤波器5的系数，使第三误差信号减到最小；

(a15d)将第三误差信号施加至第二自适应滤波器相同配置的第四自适应滤波器6，以产生第二伪语音信号；

(a16d)更新第四自适应滤波器6的系数，使第四误差信号减到最小；

(a17d)从第三误差信号和第二伪噪声信号产生第一信号-噪声关系；

(a18d)从第二伪语音信号和第四误差信号产生第二信号-噪声关系；

(a19d)从第一疏化接收声音信号和第二疏化接收声音信号产生第三信号-噪声关系；

(a20d)基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第一自适应滤波器7的滤波器系数的校正量；

(a21d)基于第二信号-噪声关系提供步长，用于确定第二自适应滤波器8的滤波器系数的校正量；和

(a22d)基于第三信号-噪声关系提供步长，用于确定第三和第四自适应滤波器7、8的滤波器系数的校正量。

下面对本发明的第六实施例进行说明。在表示本发明第六实施例的信号处理器的图10中，与图5所示部件相同或等效的部件给予相同的参考号码。

图10所示第六实施例的信号处理器配置有：语音输入端子1；参考输入端子2；输出端子13；第一延迟电路3，其用于接收从语音输入端子1来的作为输入的第一接收声音信号Xp(k)，并给第一接收声音信号一个预定的延迟，以产生第一延迟接收声音信号；第二延迟电路4，其用于接收从参考输入端子2来的作为输入的第二接收声音信号X_R(k)，并给第二接收声音信号一个与第一延迟电路3相同的延迟时间，以产生第二延迟接收声音信号；第一减法器11，其用于从第一延迟接收声音信号中减去第一伪噪声信号，以产生第一误差信号；第二减法器12，其用于从第二延迟接收声音信号中减去第一伪语音信号，以产生第二误差信号；第一自适应滤波器7，其从第二减法器12取得第二误差信号作为输入，产生第一伪噪声信号，并更新系数使第一误差信号减到最小；和第二自适应滤波器8，其用于接收从第一减法器11来的作为输入的第一误差信号，产生第一伪语音信号，并更新系数使第二误差信号减到最小；其中，第一误差信号进一步提供给输出端子13作为已消除噪声的语音信号。

这个信号处理器进一步包括：第三减法器9，其用于从第一接收声音信号中减去第二伪噪声信号，以产生第三误差信号；第四减法器10，其用于从第二接收声音信号中减去第二伪语音信号，以产生第四误差信号；第三自适应滤波器5，其用于接收第四误差信号作为输入，产生第二伪噪声信号，并更新系数使第三误差信号减到最小；第四自适应滤波器6，其取第三误差信号作为输入，产生第二伪语音信号，并更新系数使第四误差信号减到最小；第一信噪比估算电路21，其从第三误差信号和第二伪噪声信号产生第一信号-噪声关系；第二信噪比估算电路23，其从第一接收声音信号和第二接收声音信号产生第三信号-噪声关系；第一步长控制电路19，其基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第一自适应滤波器7的滤波器系数的校正量；第二步长控制电路20，其基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第二自适应滤波器8的滤波器系数的校正量；第三步长控制电路17，其基于第三信号-噪声关系提供步长，用于确定第三自适应滤波器5的滤波器系数的校正量；和第四步长控制电路18，其基于第三信号-噪声关系提供步长，用于确定第四自适应滤波器6的滤波器系数的校正量。

实质上，图10所示第六实施例的信号处理器是从图5所示的信号处理器中取消了第二信噪比估算电路22的装置。结果，第一信噪比从第一信噪比估算电路21发送至步长控制电路20。图10所示的信号处理器在其他方面等效于图5所示的装置。所以下面仅对步长控制电路20进行说明。

步长控制电路20的输入信号是信噪比估算电路21中求得的信噪比SNR1(k)，步长控制电路20向自适应滤波器8提供基于SNR1(k)计算所得的步长α₂(k)。

α₂(k)同样能利用SNR1(k)、SNR9_max、SNR9_min、α_9max和α_9min代替等式(11a)至(12c)中的SNR2(k)、SNR2_max、SNR2_min、α_2min和α_2max。在这种情况下，SNR9_min和SNR9_max是满足关系式SNR9_min＜SNR9_max的常数，α_9min和α_9max是满足关系式α_9min＜α_9max的常数。

如此，利用信噪比估算电路21所求得的第一信噪比，而不是提供信噪比估算电路22以及利用由信噪比估算电路22求得的第二信噪比，能取消第二信噪比估算电路22，并免去属于第二信噪比估算电路的工作量。

当然，基于本实施例中电路结构的对称性，可以取消信噪比估算电路21，而不是图5所示信号处理器中的信噪比估算电路22，并且，步长控制电路19的输入信号可以是信噪比估算电路22中求得的第二信噪比。

图10所示第六实施例的信号处理器的工作原理类似于上述第一实施例的信号处理器的工作原理。更详细地说，第六实施例的过程包括第一实施例的(a1)至(a15)，并且进一步包括步骤：

(a16e)从第一接收声音信号和第二接收声音信号产生第三信号-噪声关系；

(a17e)基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第一和第二自适应滤波器8、7的滤波器系数的校正量；和

(a18e)基于第三信号-噪声关系提供步长，用于确定第二和第四自适应滤波器5、6的滤波器系数的校正量。

下面对本发明的第七实施例进行说明。在表示本发明第七实施例的信号处理器的图11中，与图5所示部件相同或等效的部件给予相同的参考号码。

图11所示第七实施例的信号处理器配置有：语音输入端子1；参考输入端子2；输出端子13；第一延迟电路3，其用于接收从语音输入端子1来的作为输入的第一接收声音信号Xp(k)，并给第一接收声音信号一个预定的延迟时间，以产生第一延迟接收声音信号；第二延迟电路4，其用于接收从参考输入端子2来的作为输入的第二接收声音信号X_R(k)，并给第二接收声音信号一个与第一延迟电路3的延迟时间相同的延迟时间，以产生第二延迟接收声音信号；第一减法器11，其用于从第一延迟接收声音信号中减去第一伪噪声信号，以产生第一误差信号；第二减法器12，其用于从第二延迟接收声音信号中减去第一伪语音信号，以产生第二误差信号；第一自适应滤波器7，其从第二减法器12取得第二误差信号作为输入，产生第一伪噪声信号，并更新系数使第一误差信号减到最小；和第二自适应滤波器8，其用于接收从第一减法器11来的作为输入的第一误差信号，产生第一伪语音信号，并更新系数使第二误差信号减到最小；其中，第一误差信号进一步提供给输出端子13作为已消除噪声的语音信号。

信号处理器进一步包括：第三减法器9，其用于从第一接收声音信号中减去第二伪噪声信号，以产生第三误差信号；第四减法器10，其用于从第二接收声音信号中减去第二伪语音信号，以产生第四误差信号；第三自适应滤波器5，其接收第四误差信号作为输入，产生第二伪噪声信号，并更新系数使第三误差信号减到最小；第四自适应滤波器6，其取第三误差信号作为输入，产生第二伪语音信号，并更新系数使第四误差信号减到最小；第一信噪比估算电路21，其根据第三误差信号和第二伪噪声信号产生第一信号-噪声关系；乘法电路28，其用于将第一信号-噪声关系乘以一个预定值，以产生第六信号-噪声关系；第三信噪比估算电路23，其根据第一接收声音信号和第二接收声音信号产生第三信号-噪声关系；第一步长控制电路19，其基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第一自适应滤波器7的滤波器系数的校正量；第二步长控制电路20，其基于第六信号-噪声关系提供步长，用于确定第二自适应滤波器8的滤波器系数的校正量；第三步长控制电路17，其基于第三信号-噪声关系提供步长，用于确定第三自适应滤波器5的滤波器系数的校正量；和第四步长控制电路18，其同样基于第三信号-噪声关系提供步长，用于确定第四自适应滤波器6的滤波器系数的校正量。

换句话说，图11所示第七实施例的信号处理器是从图5所示第一实施例的信号处理器中取消了第二信噪比估算电路22，并且在此提供了乘法电路28的装置。图11所示的信号处理器在其他方面类似于图5所示的装置，因此下面仅对乘法电路28进行说明。

乘法电路28将信噪比估算电路21所提供的第一信号-噪声关系乘以一个预定值，以求得第二信噪比的近似值，它是第二信噪比估算电路的输出。乘法电路28将这个近似值提供给步长控制电路20作为第六信号-噪声关系。这样从信噪比估算电路21所求得的第一信噪比求出第二信噪比的近似值，能免除对第二信噪比估算电路的需要，并能减小相应于第二信噪比估算电路的计算量。

当然，由于本实施例中电路配置的对称性，也可以取消信噪比估算电路21，而不是图5所示信号处理器的第二信噪比估算电路22，第一信噪比近似值可以由第二信噪比估算电路作为输出提供的第二信噪比求出，并且将这个近似值取作步长控制电路19的输入信号。

图11所示第七实施例的信号处理器的工作原理类似于上述第一实施例的信号处理器的工作原理。更详细地说，第七实施例的过程包括第一实施例的步骤(a1)至(a15)，并且进一步包括步骤：

(a16f)将第一信号-噪声关系乘以一个预定的值，产生第六信号-噪声关系；

(a17f)从第一接收声音信号和第二接收声音信号产生第三信号-噪声关系；

(a18f)基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第一自适应滤波器7的滤波器系数的校正量；

(a19f)基于第六信号-噪声关系提供步长，用于确定第二自适应滤波器8的滤波器系数的校正量；和

(a20f)基于第三信号-噪声关系提供步长，用于确定第三和第四自适应滤波器5、6的滤波器系数的校正量。

下面对本发明的第八实施例进行说明。在表示本发明第八实施例的信号处理器的图12中，与图5所示部件相同或等效的部件给予相同的参考号码。

图12所示第八实施例的信号处理器配置有：语音输入端子1；参考输入端子2；输出端子13；第一延迟电路3，其用于接收从语音输入端子1来的作为输入的第一接收声音信号Xp(k)，并给第一接收声音信号一个预定的延迟时间，以产生第一延迟接收声音信号；第二延迟电路4，其用于接收从参考输入端子2来的作为输入的第二接收声音信号X_R(k)，并给第二接收声音信号一个与第一延迟电路3相同的延迟时间，以产生第二延迟接收声音信号；第一减法器11，其用于从第一延迟接收声音信号中减去第一伪噪声信号，以产生第一误差信号；第二减法器12，其用于从第二延迟接收声音信号中减去第一伪语音信号，以产生第二误差信号；第一自适应滤波器7，其从第二减法器12取得第二误差信号作为输入，产生第一伪噪声信号，并更新系数使第一误差信号减到最小；和第二自适应滤波器8，其用于接收从第一减法器11来的第一误差信号作为输入，产生第一伪语音信号，并更新系数使第二误差信号减到最小；其中，第一误差信号进一步提供给输出端子13作为已消除噪声的语音信号。

该信号处理器进一步包括：第三减法器9，其用于从第一接收声音信号中减去第二伪噪声信号，以产生第三误差信号；第四减法器10，其用于从第二接收声音信号中减去第二伪语音信号，以产生第四误差信号；第三自适应滤波器5，其接收第四误差信号作为输入，产生第二伪噪声信号，并更新系数使第三误差信号减到最小；第四自适应滤波器6，其取第三误差信号作为输入，产生第二伪语音信号，并更新系数使第四误差信号减到最小；第一信噪比估算电路21，其根据第三误差信号和第二伪噪声信号产生第一信号-噪声关系；第二信噪比估算电路22，其从第二伪语音信号和第四误差信号产生第二信号-噪声关系；第三信噪比估算电路23，其从第一接收声音信号和第二接收声音信号产生第三信号-噪声关系；第三延迟电路30，用于给第三信号-噪声关系一个预定的延迟时间，以产生延迟信号-噪声关系；比较电路29、34，其用于对第三信号-噪声关系与延迟信号-噪声关系进行比较，并将较大值提供作为延续信号-噪声关系；平均电路31，其用于对第三信号-噪声关系进行时间平均，以产生平均信号-噪声关系；步长控制电路19，其基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第一自适应滤波器7的滤波器系数的校正量；第二步长控制电路20，其基于第二信号-噪声关系提供步长，用于确定第二自适应滤波器8的滤波器系数的校正量；第三步长控制电路35，其基于延续信号-噪声关系和平均信号-噪声关系提供步长，用于确定第三自适应滤波器5的滤波器系数的校正量；和第四步长控制电路36，其基于延续信号-噪声关系和平均信号-噪声关系提供步长，用于确定第四自适应滤波器6的滤波器系数的校正量。

实质上，图12所示第八实施例的信号处理器是将比较电路29、34，延迟电路30和平均电路31加至图5所示第一实施例的信号处理器中的装置，并进一步用步长控制电路35、36代替步长控制电路17、18。图12所示装置是与图5所示装置类似的另一种的配置。所以下面仅对比较电路29、34，延迟电路30，平均电路31和步长控制电路35、36进行说明。

延迟电路30，在把信噪比估算电路23中已求得的信噪比延迟一个固定时间以后，将这个信号提供给比较电路29和比较电路34作为第七信噪比，也就是第七延迟信号-噪声关系。

比较电路29将信噪比估算电路23所提供的第三信噪比与延迟电路30所提供的第七信噪比进行比较，选择具有较高值的信噪比，并将这个信噪比作为延续信号-噪声关系即第八信噪比提供给步长控制电路35。与信噪比估算电路23中求得的第三信噪比相比，比较电路29的输出是这样一种形状，其中信噪比比较高的那些部分在与延迟电路30给予的延迟时间相应的正时间方向上延续。因此，经过选择作为信噪比的比较电路29输出，其中存在小步长的那些时段也在正时间方向上延续，因而能在一个完整的语音时段实现自适应滤波器的精确控制。

比较电路34将信噪比估算电路23所提供的第三信噪比与延迟电路30所提供的第七信噪比进行比较，选择较小的值，并把这个信噪比提供给步长控制电路36作为第二延续信号-噪声关系即第十信噪比。换句话说，与信噪比估算电路23所求得的第三信噪比相比，比较电路34的输出是一种这样的形状，其中信噪比比较低的那些部分在与延迟电路30给予的延迟时间相应的正时间方向上延续。因此，作为信噪比，通过比较电路34输出的选择，其中存在小步长的那些部分也在正时间方向上延续，能在一个完整的语音部分实现更精确的自适应滤波器控制。由这一说明将明显地看出，取代比较电路29的操作中选择第三信噪比和第七信噪比中的较大者，比较电路34是选择较小的信噪比，并把这个信噪比取作第十信噪比。因此，省略比较电路34，采用一种电路象比较电路29那样取第三信噪比和第七信噪比中的较大者作为第八信噪比，取两个信噪比中的较小者作为第十信噪比，能得到与上述相同的效果。

在平均电路31中，把信噪比估算电路23所提供的第三信噪比SNR3(k)从时间k-m+1至k平均计算的结果，提供给步长控制电路35、36作为第九信噪比SNR9(k)。这一关系能用等式(23)表示：

{SNR}_{9} (k) = (\frac{1}{M}) Σ_{i = 0}^{M - 1} SNR 3 (k - 1) . . . (23)

步长控制电路35向自适应滤波器5提供基于比较电路29所求得的第八信噪比SNR8(k)和平均电路31所求得的第九信噪比SNR9(k)计算而得的步长α₃(k)。

在时间k，步长控制电路35取SNR8(k)和SNR9(k)作为输入并计算步长α₃(k)。这一关系能用等式(24a)至(24c)和(25)表示：

α₃(k)＝α_10max (g₁(k)＜SNR10_min) …(24a)

α₃(k)＝g₁(k)

(SNR10_min≤g₁(k)≤SNR10_max) …(24b)

α₃(k)＝α_10min

(g₁(k)＞SNR10_max) …(24c)

g₁(k)＝-A(SNR9(k))·SNR8(k)+B(SNR9(k)) …(25)

这里，SNR10_min和SNR10_max是满足关系式SNR10_min＜SNR10_max的常数，α_10min和α_10max是满足关系式α_10min＜α_10max的常数；A(SNR9(k))和B(SNR9(k))是由SNR9(k)确定的参数。

A(SNR9(k))和B(SNR9(k))能记为下列等式(26a)至(26c)和(27a)至(27c)：

A(SNR9(k))＝A₁

(SNR9(k)＞SNR11_max) …(26a)

A(SNR9(k))＝A₂

(SNR11_min≤SNR9(k)≤SNR11_max) …(26b)

A(SNR9(k))＝A₃

(SNR9(k)＜SNR11_min) …(26c)

B(SNR9(k))＝B₁

(SNR9(k)＞SNR11_max) …(27a)

B(SNR9(k))＝B₂

(SNR11_min≤SNR9(k)≤SNR11_max) …(27b)

B(SNR9(k))＝B₃

(SNR9(k)＜SNR11_mex) …(27c)

在这种情况下，SNR11_min和SNR11_max是满足关系式SNR11_min＜SNR11_max的常数，A₁、A₂、A₃、B₁、B₂和B₃是正的常数。

换句话说，等式(9a)的f₁(x)中的A和B的值基于SNR3(k)的值设置为适当的值。

步长控制电路36向自适应滤波器6提供基于比较电路34所求得的第十信噪比SNR10(k)和平均电路31所求得的第九信噪比SNR9(k)计算而得的步长α₄(k)。这个关系能用等式(28a)至(28c)和(29)表示：

α₄(k)＝α_11min

(g₂(k)＜SNR12_min) …(28a)

α₄(k)＝α₂(k)

(SNR12_min≤g₂(k)≤SNR12_max) …(28b)

α₄(k)＝α_11max

(g₂(k)＞SNR12_max) …(28c)

g₂(k)＝C(SNR9(k))·SNR10(k)+D(SNR9(k)) …(29)

这里，SNR12_min和SNR12_max是满足关系式SNR12_min＜SNR12_max的常数；C(SNR9(k))和D(SNR9(k))是由SNR9(k)确定的参数。

C(SNR9(k))和D(SNR9(k))类似于A(SNR9(k))和B(SNR9(k))这样来确定，即利用C₁、C₂、C₃、D₁、D₂、D₃、SNR13_min和SNR13_max代替等式(26a)至(26c)中的A₁、A₂、A₃、B₁、B₂、B₃、SNR11_min和SNR11_max。在这种情况下，SNR13_min和SNR13_max是满足关系式SNR13_min＜SNR13_max的常数，C₁、C₂、C₃、D₁、D₂、D₃是正的常数。

换句话说，上述等式(12a)的f₂(x)中C和D的值基于SNR3(k)的值设置为适当的值。

如上所述，取代信噪比估算电路23所求的第三信噪比，将信噪比估算电路23所求的第三信噪比的延续值和平均值提供给步长控制电路35、36，以计算步长，因此，即使信噪比取值的范围广，也能计算最佳步长。

除此以外，上述信号处理器可这样配置，其中平均电路31省略，并且，A(SNR9(k))、B(SNR9(k))、C(SNR9(k))和D(SNR9(k))用常数来代替。

更进一步，上述信号处理器也可这样配置，对于信噪比估算电路21和信噪比估算电路22的输出，将平均值和正在时间方向上延续的高或低信噪比的那些部分的值提供给步长控制电路19、20，然后计算步长。在这种情况下，也可省略平均电路。

图12所示第八实施例的信号处理器的工作原理类似于上述第一实施例的信号处理器的工作原理。更详细地说，第八实施例的过程包括第一实施例的步骤(a1)于(a17)，并进一步包括步骤：

(a18g)给第三信号-噪声关系一个预定的延迟时间，以产生延迟信号-噪声关系；

(a19g)将第三信号-噪声关系和延迟信号-噪声关系进行比较，并提供较大值者作为延续信号-噪声关系；

(a20g)在时间上平均第三信号-噪声关系，以产生平均信号-噪声关系；

(a21g)基于第一信号-噪声关系提供步长，用于确定第一自适应滤波器7的滤波器系数的校正量；

(a22g)基于第二信号-噪声关系提供步长，用于确定第二自适应滤波器8的滤波器系数的校正量；和

(a23g)基于延续信号-噪声关系和平均信号-噪声关系提供步长，用于确定第三和第四自适应滤波器5、6的滤波器系数的校正量。

在上述第一至第八实施例中，信噪比估算电路21、22、33进行计算，以求出所提供的信号分量与所提供的噪声分量的功率比。但是，很明显，在信噪比估算电路21、22、23中可实现求得信号的绝对幅度比，而不是功率的操作。更进一步，信噪比估算电路21、22、23可配置成加一个常数至噪声分量的功率(或绝对幅度)以校正所估算的信噪比的值。当噪声分量的功率(或绝对幅度)非常接近零时，为了避免除以零而达到稳定的操作，这一校正是有效的。同样地，在信噪比估算电路21、22、23中，可以加一个常数至功率比或绝对幅度比的信号分量，这些常数是分数的分子。扩展这个方法，可以对每个分母和分子补充一些编造信噪比的特殊操作，然后取比率。换句话说，信噪比估算电路21、22、23中求出的值不必是严格意义上的信号和噪声的功率或绝对幅度的比率，而可以是表示信号和噪声之间关系的概念的相应值。

在上述每个实施例中，关于消除包含在输入语音信号中的噪声的说明，是作为本发明基础信号处理的一个典型例子。但是，如参考文献[27]中所示，上述每一装置能用于回波消除，如果将参考信号提供至输入端子2，回波信号提供至输入端子1的话。

图13是使用上述信号处理器实现语音识别装置的一个示例的方框图。语音识别装置50配置有：信号处理电路37，其由上述每一实施例的信号处理器组成；和语音识别电路38，用于对信号处理电路37的输出信号进行语音识别，并将识别结果提供给输出端子39。通过在语音识别电路38的前一级提供基于本发明的信号处理电路37，可消除语音信号中的噪声，这是识别的目标，从而能实现具有更为精确的语音识别性能的语音识别装置。

进一步，如图14所示，机器人装置60能采用这样的配置实现，其提供图13所示的配置操作控制电路40，其用于接收语音识别电路38的输出，并提供操作信号；和驱动单元41，其将操作控制信号取作输入，并使规定的部件操作。

根据上述实施例：在信噪比估算电路中估算作为信号之间关系的指数的信噪比；具有步长的自适应滤波器利用这个估算值，对这些步长进行适当的控制；和基于这个自适应滤波器的输出信号估算出的信噪比，用来确定另一自适应滤波器的步长；由此能实现对语音输入端子和参考输入端子中的信噪比变化范围宽的输入信号的信号处理。

本发明的每个实施例中，信噪比估算电路能采用一种配置包括：第一平均电路14，其用于接收输入信号的估算值，并计算这些估算值的平均值，以提供所估算的语音信号的平均值；第二平均电路15，其用于接收噪声信号的估算值，并计算这些估算值的平均值，以提供所估算的噪声信号的平均值；和操作电路16，其用于计算所估算的语音信号的平均值与所估算的噪声信号的平均值的比，并提供信噪比，如图3所示。

另外，在本发明中也能做进一步的修改。

根据本发明一个实施例，可采用一种配置，其中，第一步长控制电路19接收信噪比估算电路21所提供的信噪比作为输入，并且在信噪比较高时提供比信噪比较低时小的步长值。

根据本发明的一个实施例，可采用一种配置，其中，第二步长控制电路20接收信噪比估算电路22所提供的信噪比作为输入，并且在信噪比较低时提供比信噪比较高时小的步长值。

根据本发明的一个实施例，可采用一种配置，其中，第三步长控制电路17接收信噪比估算电路23所提供的信噪比作为输入，并且在信噪比较高时提供比信噪比较低时小的步长值。

根据本发明的一个实施例，可采用一种配置，其中，第四步长控制电路18接收信噪比估算电路23所提供的信噪比作为输入，并且在信噪比较低时提供比信噪比较高时小的步长值。

根据本发明的一个实施例，可采用一种配置，其中，第三步长控制电路17接收延续信噪比和平均信噪比作为输入，并且当一个附加值，它是由平均信噪比确定的常数，与延续信噪比乘以平均信噪比所确定的系数的乘积相加而得的，是在预定的最大值和最小值之间的范围内时，把这个附加值提供作为步长，当这个附加值高于最大值时，把预定的最小步长提供作为步长，当这个附加值低于最小值时，把预定的最大步长作为步长。

根据本发明的一个实施例，可采用一种配置，其中，第四步长控制电路18接收延续信噪比和平均信噪比作为输入，并且当一个附加值，它是由平均信噪比确定的常数，与延续信噪比乘以平均信噪比所确定的系数的乘积相加而得的，是在预定的最大值和最小值之间的范围内时，把附加值提供作为步长，当这个附加值高于最大值时，把预定的最大步长提供作为步长，当这个附加值低于最小值时，把预定的最小步长作为步长。

基于上述本发明的信号处理器能够采用软件实现。换句话说，信号处理中使用的程序，能通过在软件中将上述每个实施例的信号处理器的每个电路的处理操作，构建为步骤或过程而实现。这样的程序由构成信号处理器或噪声消除器的处理器例如DSP(数字信号处理器)来执行。

最后，由这样的程序组成的程序产品，或存储这样的程序的存储媒体，也包括在本发明的范围内。

Claims

1.一种信号处理方法，其特征在于包括步骤：

利用第一信号和包含有所需信号的第二信号，计算指示所述第一信号和所述第二信号之间强度比的第一指数；

利用所述第一信号、所述第二信号和所述第一指数，计算指示所述所需信号和除所述所需信号之外的信号之间关系的第二指数；和

利用所述第一信号、所述第二信号和所述第二指数提取所述所需信号。

2.一种信号处理方法，其利用第一信号和包含所需信号和第二信号提取所需信号；其特征在于所述信号处理方法包括步骤：

利用所述第一信号和所述第二信号之间的强度比控制第一信号处理，所述第一信号处理以所述第一信号和所述第二信号作为输入进行操作；

利用所述第一信号处理的结果控制第二信号处理，所述第二信号处理以所述第一信号和所述第二信号作为输入进行操作。

3.一种信号处理方法，其特征在于包括步骤：

借助于以第一信号作为输入的第一自适应滤波器产生第一伪信号；

从第二信号中减去所述第一伪信号产生第一差分信号；

利用所述第一差分信号更新所述第一自适应滤波器的系数；

借助于以所述第一信号作为输入的第二自适应滤波器产生第二伪信号；

从所述第二信号中减去所述第二伪信号产生第二差分信号；

利用所述第二差分信号更新所述第二自适应滤波器的系数；

利用按照所述第二伪信号和所述第二差分信号之间的关系所控制的第一步长，控制所述第一自适应滤波器的系数的更新；

利用按照所述第一信号和所述第二信号之间的强度比所控制的第二步长，控制所述第二自适应滤波器的系数的更新；和

提供所述第一差分信号作为输出。

4.一种信号处理方法，其特征在于包括步骤：

通过延迟第一信号产生第一延迟信号，和通过延迟第二信号产生延迟第二信号；

借助于以所述第一延迟信号作为输入的第一自适应滤波器产生第一伪信号；

从所述第二延迟信号中减去所述第一伪信号产生第一差分信号；

利用所述第一差分信号更新所述第一自适应滤波器的系数；

从所述第二信号中减去所述第二伪信号产生第二差分信号；

利用所述第二差分信号更新所述第二自适应滤波器的系数；

提供所述第一差分信号作为输出。

5.一种信号处理器，其特征在于包括：

第一计算电路，其用于接收第一信号和包含有所需信号的第二信号作为输入，并计算指示所述第一信号和所述第二信号之间强度比的第一指数；

第二计算电路，其用于接收所述第一信号、所述第二信号和所述第一指数作为输入，并计算指示所述所需信号和除所需信号之外的信号之间关系的第二指数；和

信号处理电路，其用于接收所述第一信号、所述第二信号和所述第二指数作为输入，提取所述所需信号。

6.一种信号处理器，其用于接收第一信号和包含所需信号的第二信号作为输入，并提取所需信号；其特征在于所述信号处理器包括：

计算电路，其用于计算所述第一信号和所述第二信号之间的强度比；

第一信号处理装置，其用于接收所述第一信号和所述第二信号作为输入；和

第二信号处理装置，其用于接收所述第一信号和第二信号；

其中，所述计算电路的输出用于控制所述第一信号处理装置的操作，所述第一信号处理装置的输出用于控制所述第二信号处理装置的操作。

7.一种信号处理器，其特征在于包括：

第一自适应滤波器，其以第一信号作为输入，并产生第一伪信号；

第一减法器，其用于从第二信号中减去所述第一伪信号产生第一差分信号；

第二自适应滤波器，其以第一信号作为输入，并产生第二伪信号；

第二减法器，其用于从第二信号中减去所述第二伪信号产生第二差分信号；

第一步长控制装置，其按照所述第二伪信号和所述第二差分信号之间的关系产生第一步长；和

第二步长控制装置，其按照所述第一信号和所述第二信号之间的强度比产生第二步长；

其中，所述第一差分信号和所述第一步长用于更新所述第一自适应滤波器的系数；所述第二差分信号和所述第二步长用于更新所述第二自适应滤波器的系数；和所述第一差分信号提供作为输出。

8.根据权利要求7所述的信号处理器，其特征在于进一步包括：

第一延迟装置，其用于给施加至所述第一自适应滤波器作为输入的所述第二信号一个延迟；和

第二延迟装置，其用于给施加至所述第一减法器作为输入的所述第二信号一个延迟。

9.一种语音识别设备，其特征在于包括：

根据权利要求7或8所述的信号处理器；和

语音识别装置，其用于对所述信号处理器提供的信号进行语音识别，并提供语音识别的结果。

10.一种机器人，其特征在于包括：

驱动装置，其用于驱动机器人规定部件的操作；

操作控制装置，其用于控制所述驱动装置；和

根据权利要求9所述的语音识别设备；

其中，所述操作控制装置取得所述语音识别设备输出的语音识别的结果，并基于所述语音识别的结果控制所述驱动装置。