JPS61194913A - ノイズキヤンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 ２人力適応フィルタ形ノイズキャンセラにおいて、参照
信号への目的信号成分の漏れ込みによる出力信号の歪を
補正するためのフィルタを後段に接続することにより、
ノイズをキャンセルするノイズキャンセラを開示してい
る。

〔産業上の利用分野〕

本発明は１例えば音声認識を行う場合に入力される音声
信号から、雑音成分を除去するために用いられるもので
あって、巨的信号に音響的に重畳された背景雑音成分を
抑圧するノイズキャンセラに関するものである。

〔従来の技術〕

第８図は従来方式の原理を説明するための図。

第９図は従来方式の問題点説明図である。

マイクロホンあるいはハンドセント等からの入力音声に
重畳した背景雑音成分は１例えば音声のパラメータ符号
化や音声認識等において９重大な障害となるので、この
ような不要な成分をキャンセルするノイズキャンセラ方
式として、第８図に示すような適応フィルタ４を用いた
方式が考えられている。

第８図図示ノイズキャンセラは、音声信号Ｓ。

ノイズ信号Ｎとしたとき、主として音声信号を入力する
マイク１と、主にノイズ信号を入力するマイク２とを用
いて、音声信号Ｓに重畳したノイズ成分ｇ（ｚ）Ｎをキ
ャンセルしようとするものである。ここで、ｇ（ｚ）は
、ノイズ源からマイク２までの音響系における伝達関数
を「１」とおいたときのノイズ源からマイク１までの相
対的な伝達関数を示している。

第８図において、音声信号Ｓとノイズ信号Ｎとが独立で
、かつそれぞれ統計的に定常な信号と仮定すると、第８
図における出力信号のパワーを最小にするように適応フ
ィルタの係数を制御することにより、ノイズ成分を抑圧
することが可能である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、この方式では２例えば第９図に示すように、音
声信号Ｓの信号成分がマイク２へ漏れ込むパスが存在す
る場合に、ｇ（ｚ）と同様にこの相対的な伝達関数をｈ
　（ｚ）とすれば、出力信号は。

“　（１ｇ（ｚ）　　ｈ（ｚ）　）　Ｓ”となり、出力
信号が歪んでしまうという問題がある。

一般に、実際の装置化にあたって、マイク２をノイズ源
の近くにおき、かつマイク２には音声信号が漏れ込まな
いように配置するということが困難なことが多く、その
ため、上記出力信号の歪を。

マイクの配置だけによってなくすことが困難なことが多
い。従って、マイク２に音声信号が漏れ込む場合であっ
ても、それによるノイズキャンセラ出力の歪が補正され
ることが望まれる。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は上記問題点の解決を図り、適応フィルタを用い
たノイズキャンセラにおいて、参照信号成分中に、入力
音声信号成分が存在する場合に有効な方式を提供する。

第１図は本発明の基本構成を示す図である。従来のノイ
ズキャンセラの出力信号を補正するフィルタであって、
上記伝達関数ｈ　（ｚ）に対応するフィルタ１０５と、
電気音響変換部からの出力を入力する適応フィルタ１０
２と同じ伝達関数をもつ適応フィルタ１０４とを縦続接
続したフィルタを備えている。

〔作用〕

上記の如く、適応フィルタ１０４と、フィルタ１０５と
によって、フィードバック系を構成し。

これを後段に接続して、歪のない信号成分を得るように
している。

〔実施例〕

「第１の実施例」 第２図は本発明の一実施例、第３図はマイクの配置例を
示す図、第４図は第２図図示実施例の具体的構成例、第
５図は第４図図示ＬＭＳアルゴリズム回路の構成例を示
す。

第２図において、マイク１は、主として音声信号Ｓを入
力する第１の音響電気変換器であり、マイク２は、ノイ
ズ信号Ｎを入力する第２の音響電気変換器である。適応
フィルタ４は、マイク２の出力信号ｙを入力し、マイク
１に入力された音声信号Ｓに重畳された前景雑音信号の
成分を取り除くための信号を出力するフィルタである。

その出力は加算器３に供給される。

パワー平均比較部５は、マイク１，２の出力信号ｘ、　
　ｙの平均＜ｘ”　＞、＜ｙ”　＞を比較し、その差が
予め定められた闇値を超えた場合には、音声信号が存在
しているとし、適応フィルタ４の伝達関数を実現する係
数を更新する係数適応部６に対し、係数の更新を停止す
るように指示し、また閾値を超えない場合には、係数の
更新を指示する回路である。

加算器３の出力に対し、フィルタ７、適応フィルタ８お
よび加算器９による補正部が設けられる。

フィルタ７は、音声信号源からマイク２までの音響バス
に相当する伝達関数ｈ　（ｚ）に対応する伝達関数をも
つ固定フィルタである。また、適応フィルタ８は、適応
フィルタ４と同じ係数によって制御されるフィルタであ
る。加算器９は、加算器３の出力と適応フィルタ８の出
力との加算を行う。

加算器９の出力は、最終的なノイズキャンセラ出力とさ
れる。

例えば、第３図に示すように、マイク１を臼杵に配置し
、マイク２を臼杵から離れた位置に配置すると１点音源
からの音波の伝播特性において。

音圧は距離に比例して減少することが知られており、音
声信号については１口許から１５ｃｍ程度に置かれたマ
イク１と、マイク１から１０数ｃｍ離れた位置に置かれ
たマイク２とでは、その出力信号パワーについて、約１
０ｄＢの差が生じる。一方、背景雑音については９両マ
イク１．２の出力信号パワーは、同程度と考えられる。

そこで、音声信号Ｓ−〇とおけば、マイクｌの出力信号
Ｘがｇ（ｚ）Ｎであり、マイク２の出力信号ｙがＮであ
るので、適応フィルタ４および適応フィルタ８の係数特
性ω１を。

く（ｘ−ω＋＊ｙ）”＞が最小となるように、設定して
やれば、理想的にはω＋　（ｚ）　＝ｇ（ｚ）となる。

音声には１通常、必ず発声の途切れがあるので、その時
点を検出すれば、音声信号Ｓが殆どＯであるとして、比
較的安定なω、を決定することができる。パワー平均比
較部５は、その発声の途切れを検出するものであり、パ
ワー平均比較部５が発声の途切れを検出すると、係数適
応部６は。

＜　（ｘ−ω、＊ｙ）”＞を最小とする係数を出力する
。

信号源、即ち発話者とマイク１．２との相対的な位置が
ほぼ固定されていると考えれば、ｈ（ｚ）は既知である
とすることができ、前もってフィルタフの係数特性ω０
を、ωｏ＝ｈ（ｚ）となるように調節しておくことが可
能である。従って、フィルタ７のω。をｈ　（ｚ）とす
ることにより、実際に発音がなされた場合、最終的なノ
イズキャンセラの出力信号２は９次のようになる。

ｚ＝（ｘ−ω＋（ｚ）”ｙ）／　（１−ω１（ｚ）ωｏ
　（ｚ）　）＝　（Ｓ＋ｇ（ｚ）Ｎ、−ｇ（ｚ）（ｈ（
ｚ）Ｓ＋Ｎ））／（１−ｇ（ｚ）本ｈ（ｚ））＝　（Ｓ
−ｇ（ｚ）ｈ（ｚ）　Ｓ）　／　（１−ｇ（ｚ）ｈ（ｚ
）　）＝Ｓ 即ち、出力信号２には、音声信号Ｓのみが含まれ。

ノイズ成分が完全に抑圧されることになる。

第２図に示したノイズキャンセラのより詳細な実施例を
第４図に示す。

適応フィルタ４．フィルタ７、適応フィルタ８は、この
例では、遅延素子と乗算器と加算器とからなる。いわゆ
るトランスバーサル型フィルタによって構成されている
。

パワー平均比較部５は、マイク１．２の出力信号ｘ、ｙ
について、それぞれ２サンプル分の二乗平均を算出する
！サンプル平均部２０，２１．およびその差について予
め設定された闇値定数Ｔｈと比較する比較回路２２を備
えている。比較回路２２の出力Ｃは、１サンプル分の二
乗平均の差が閾値定数Ｔｈを超えた場合に、Ｃ＝Ｏとな
り、闇値定数Ｔｈ以下の場合に、ｃ＝１となる。

Ｌ　Ｍ　Ｓ　（Ｌｅａｓｔ　Ｍｅａｎ　５ｑｕａｒｅｓ
）アルゴリズム回路２３は、具体的には第５図に示され
るようなよく知られた回路で構成され１次式を実現する
。

ωｌ＋　ｉ　（１１４１１＝ωＩｎ　ｉ　（ｉ）　＋Ｃ
＊α＊Ｅ　”　３’　（ｎ−４１ここで、　（ｎ＋１）
　、　（ｎ）は時系列を示す添字であり。

αは正の定数、Ｃは前述の比較回路２２の出力。

Ｅは加算器３の出力である。Ｃが０のとき、即ち出力信
号ｘ、ｙの！サンプル平均パワーの差が閾値定数Ｔｈを
超えた場合には、係数の更新が停止されることになる。

そうでない場合には、Ｅが最小となるように、係数の更
新が行われる。

「第２の実施例」 第６図は本発明の他の一実施例ブロック図、第７図は第
６図図示実施例のより詳細な実施例を示す。　ところで
、第２図に示した実施例では、フィルタフの係数ω。が
固定的に定められているものとした。しかし９例えば発
声状態や温度等の環境の変化によって、信号源からマイ
ク２までの伝達関数ｈ　（ｚ）が変化し、補正能力に限
界が生じる場合があると考えられる。以下に説明する第
２の実施例は、第２図図示フィルタ７を適応フィルタ１
４にすることによって、ｈ（ｚ）が変換する場合。

また既知であるとすることができない場合にも有効とな
るようにしている。

第６図において、第２図と同符号のものは、第２図図示
のものに対応する。１０は加算器、１１は適応フィルタ
、１２はパワー平均比較部、１３は係数適応部、１４は
伝達関数ｈ　（ｚ）に対応する補正のための適応フィル
タを表す。

本実施例では、適応フィルタ１４の係数ω２を定めるた
めに、第６図に示すように適応フィルタ（θ）１１を用
いることにより、伝達関数ｈ　（ｚ）を推定する。

適応フィルタ１１．パワー平均比較部１２および°係数
適応部１３による制御動作は、第２図で説明した適応フ
ィルタ４．係数適応部６およびパワー平均比較部５によ
るものと、原理的にはほぼ同様になっていると考えてよ
い。ただし１本実施例では、パワー平均比較部５および
パワー平均比較部１２は、以下に説明するように、２つ
の閾値定数Ｔｈｌ、　Ｔｈ２によって係数ω、またはθ
、ω２の更新／更新停止を制御している。

第６図図示実施例の具体的な構成が、第７図に示されて
いる。第４図に示した例と同様に、適応フィルタ１１お
よび適応フィルタ１４も、他のフィルタと同様なトラン
スバーサル型フィルタによって構成されている。ＬＭＳ
アルゴリズム回路２３．２５は、第５図に示されている
構成をもつ回路である ＜ｘｚ＞、＜ｙ”　＞を、それぞれマイク１の出力信号
である主入力信号Ｘと、マイク２の出力信号である参照
信号ｙの、短時間平均パワーとすると、比較回路２２お
よび比較回路２４による比較結果に従って、係数の適応
が２次のように制御される。

■　＜ｘ”＞−＜ｙ”＞がＴｈｌより小すく。

かつ、＜ｙ”＞がＴｈ２より大きいとき。

この場合は、背景に雑音があって、入力しようとする音
声信号Ｓが小さい場合であり、ω１の係数を更新し、θ
、ω２の係数更新を停止する。

ｏ　　＜ｘ”　＞−＜ｙ”　＞がＴｈｌより大きく。

かつ、＜７２＞がＴｈ２より小さいとき。

この場合は、背景雑音が小さく、入力しようとする音声
信号Ｓがある場合であり、逆にω！の係数更新を停止し
、θ、ω２の係数を更新する。

■　上記■および■以外のとき。

ω１およびθ、ω２の係数更新を停止する。

即ち、上記■の場合には、音声信号成分がなく。

雑音成分のみが存在するとみなされ、第２図図示実施例
の場合と同様の原理により、適応フィルタ４は、音響的
伝達関数ｇ　（ｚ）と同じ伝達関数を実現する。

上記■の場合には、逆に雑音成分が充分小さい場合であ
って、Ｎ＝０とおけば、このとき。

ｘ　＝　０　、　　ｙ　＝　ｈ　（ｚ）　　Ｓであり、
ＬＭＳアルゴリズム回路２５により、〈（ｙ−〇＊Ｘ）
”＞が最小となるように、適応フィルタ１１の係数を逐
次更新する。これにより、原理的にθ（ｚ）をｈ　（ｚ
）に収束させることができる。

そこで、ある程度の期間において、上記■、■の状態を
とることにより、ω１（ｚ）がｇ　（ｚ）に収束し、θ
（ｚ）がｈ　（ｚ）に収束したとき、上記■における出
力信号２は、ω２−θとして。

ｚ＝（ｘ−ω＋（ｚ）＄３’）　／　（１−ωＩ（ｚ）
ａ＋ｚ（ｚ））＝　（Ｓ十ｇ（ｚ）Ｎ−ｇ（ｚ）（ｈ（
ｚ）Ｓ＋Ｎ））／（１−ｇ（ｚ）＊ｈ（ｚ））＝　（Ｓ
−ｇ（ｚ）ｈ（ｚ）　Ｓ）　／　（１−ｇ（ｚ）ｈ（ｚ
）　）＝Ｓ となり、ノイズ成分を抑圧できる。　　□なお、第４図
および第７図に示した回路構成に相当するものを、いわ
ゆるディジタル信号処理装置（ＤＳＰ）によっても実現
可能であることば言うまでもない。

〔発明の効果〕

以上説明したように９本発明によれば、ノイズ源が空間
的９時間的に変動する場合に有効な２人力適応フィルタ
形ノイズキャンセラを提供するこ゛　とができ、参照信
号成分に目的信号成分が含まれている場合であっても、
目的信号に音響的に重畳された背景雑音成分を抑圧する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成図、第２図は本発明の一実施
例ブロック図、第３図はマイクの配置例を示す図、第４
図は第２図図示実施例の詳細図。 第５図は第４図図示ＬＭＳアルゴリズム回路の構成例、
第６図は本発明の他の一実施例ブロック図。 第７図は第６図図示実施例の詳細図、第８図は従来方式
の原理を説明するための図、第９図は従来方式の問題点
説明図を示す。 図中、１．２はマイク、４は適応フィルタ、５はパワー
平均比較部、６は係数適応部、７はフィルタ、８は適応
フィルタ、１４は適応フィルタを表す。 特許出願人　　　富士通株式会社 代理人弁理士　　森１）寛（外１名） 本を卯の基本＃に図 第１図 ズイクの配！１列 才３凪 ＬＭＳ７ルブワス゛ム回表シ ｆ５国

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）第１および第２の音響電気変換器（１００）、（１
   ０１）を備え、上記第２の音響電気変換器出力を入力と
   する第１の適応フィルタ（１０２）の出力信号を上記第
   １の音響電気変換器出力から減じた信号を出力するキャ
   ンセル部をもつ適応フィルタ形ノイズキャンセラにおい
   て、 入力すべき音響信号についての上記第２の音響電気変換
   器への伝達に関する特性に対応する伝達関数をもつ第２
   のフィルタ（１０５）と、 上記第１の適応フィルタと同じ伝達関数をもつ第３の適
   応フィルタ（１０４）とを備え、 上記第２のフィルタと上記第３の適応フィルタとが縦続
   接続され、 上記キャンセル部出力と上記縦続接続されたフィルタ出
   力との加算結果が最終的なノイズキャンセラ出力となる
   と共に、上記縦続接続されたフィルタの入力となるよう
   に構成されていることを特徴とするノイズキャンセラ。 ２）上記第１の適応フィルタおよび上記第３の適応フィ
   ルタの伝達関数を実現する係数が、 上記第１および第２の音響電気変換器出力の平均パワー
   の比較に基づいて、その差が予め定められた閾値を超え
   ないときに更新されるよう構成されたことを特徴とする
   特許請求の範囲第１項記載のノイズキャンセラ。 ３）上記第２のフィルタは適応フィルタにより構成され
   、 該適応フィルタの伝達関数を実現する係数が、上記第２
   の音響電気変換器出力と、上記第１の音響電気変換器出
   力を入力とするフィルタ出力との差のパワーを最小とす
   るフィルタ係数となるよう選択され、 該フィルタ係数の更新／更新停止、および上記第１の適
   応フィルタおよび上記第３の適応フィルタの伝達関数を
   実現する係数の更新／更新停止が、上記第１および第２
   の音響電気変換器出力の平均パワーの比較結果に基づい
   て行われるよう構成されたことを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載のノイズキャンセラ。