JPH0856180A - ノイズキャンセラ - Google Patents
ノイズキャンセラInfo
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- JPH0856180A JPH0856180A JP18822394A JP18822394A JPH0856180A JP H0856180 A JPH0856180 A JP H0856180A JP 18822394 A JP18822394 A JP 18822394A JP 18822394 A JP18822394 A JP 18822394A JP H0856180 A JPH0856180 A JP H0856180A
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- noise
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 主信号中に混入する雑音成分を効果的に打ち
消した上で、さらにこの打ち消しにより主信号の所望信
号成分に発生する信号歪みを低減し、これにより主信号
のＳ／Ｎをさらに高める。 【構成】 主信号に含まれる雑音成分を消去するための
適応フィルタ５ａおよび減算器５ｂの出力側に歪み補償
用フィルタ回路５ｃを設け、この歪み補償用フィルタ回
路５ｃにおいて、上記適応フィルタ５ａの伝達関数Ｐ＾
(z) と、主信号ＸA(z)および参照信号ＸB(z)を基に生成
した伝達特性Ｑ＾(z) とに基づいて、上記減算器５ｂか
ら出力された主信号Ｅ(z) の所望信号成分に発生した信
号歪み｛１−Ｐ＾(z) Ｑ(z) ｝の特性とは逆の伝達特性
１／｛１−Ｐ＾(z) Ｑ＾(z) ｝を設定し、上記主信号Ｅ
(z) をこの伝達特性に従ってフィルタリングして出力す
るようにしたものである。
消した上で、さらにこの打ち消しにより主信号の所望信
号成分に発生する信号歪みを低減し、これにより主信号
のＳ／Ｎをさらに高める。 【構成】 主信号に含まれる雑音成分を消去するための
適応フィルタ５ａおよび減算器５ｂの出力側に歪み補償
用フィルタ回路５ｃを設け、この歪み補償用フィルタ回
路５ｃにおいて、上記適応フィルタ５ａの伝達関数Ｐ＾
(z) と、主信号ＸA(z)および参照信号ＸB(z)を基に生成
した伝達特性Ｑ＾(z) とに基づいて、上記減算器５ｂか
ら出力された主信号Ｅ(z) の所望信号成分に発生した信
号歪み｛１−Ｐ＾(z) Ｑ(z) ｝の特性とは逆の伝達特性
１／｛１−Ｐ＾(z) Ｑ＾(z) ｝を設定し、上記主信号Ｅ
(z) をこの伝達特性に従ってフィルタリングして出力す
るようにしたものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば自動車電話装置
や携帯電話装置、テレビ会議システムの通信装置などの
音声通信装置に設けられるノイズキャンセラに関する。
や携帯電話装置、テレビ会議システムの通信装置などの
音声通信装置に設けられるノイズキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、自動車電話装置等の音声通信装置
においては、主信号に含まれる周囲雑音成分を除去する
ためにノイズキャンセラを設けることが提唱されてい
る。図５は従来より考えられているノイズキャンセラの
構成の一例を示すものである。
においては、主信号に含まれる周囲雑音成分を除去する
ためにノイズキャンセラを設けることが提唱されてい
る。図５は従来より考えられているノイズキャンセラの
構成の一例を示すものである。
【０００３】同図において、１は主マイクロホン、２は
参照用マイクロホンであり、主マイクロホン１には話者
の送話音声等の所望信号Ｓ(z) が主として入力され、一
方参照用マイクロホン２には周囲雑音Ｎ(z) が主として
入力される。ただし、 Ｚ＝ exp（２πｊ／ｆs ）（ｆs ＝サンプリング周波
数） である。これらのマイクロホン１，２に入力された所望
信号Ｓ(z) および雑音Ｎ(z) は、それぞれ主信号ＸA(z)
および参照信号ＸB(z)としてＡ／Ｄ変換器３，４でディ
ジタル化されたのちノイズキャンセラ回路５に入力され
る。
参照用マイクロホンであり、主マイクロホン１には話者
の送話音声等の所望信号Ｓ(z) が主として入力され、一
方参照用マイクロホン２には周囲雑音Ｎ(z) が主として
入力される。ただし、 Ｚ＝ exp（２πｊ／ｆs ）（ｆs ＝サンプリング周波
数） である。これらのマイクロホン１，２に入力された所望
信号Ｓ(z) および雑音Ｎ(z) は、それぞれ主信号ＸA(z)
および参照信号ＸB(z)としてＡ／Ｄ変換器３，４でディ
ジタル化されたのちノイズキャンセラ回路５に入力され
る。
【０００４】ノイズキャンセラ回路５は、適応フィルタ
５ａと減算器５ｂとから構成される。適応フィルタ５ａ
は、例えば学習同定法によるアルゴリズムに従って、上
記主信号ＸA(z)および参照信号ＸB(z)を基に、所望信号
Ｓ(z) が入力されていないときの雑音源Ｎ(z) から各マ
イクロホン１，２までの雑音パスの音響伝達特性を推定
する。この音響伝達特性は、 Ｐ(z) ＝ＧA(z)／ＧB(z) …(1) のように表わされる。すなわち、適応フィルタ５ａは、
伝達関数Ｐ＾(z) （≒Ｐ(z) ）を有するフィルタを構成
し、上記雑音の音響伝達特性に応じた推定雑音信号を生
成する。
５ａと減算器５ｂとから構成される。適応フィルタ５ａ
は、例えば学習同定法によるアルゴリズムに従って、上
記主信号ＸA(z)および参照信号ＸB(z)を基に、所望信号
Ｓ(z) が入力されていないときの雑音源Ｎ(z) から各マ
イクロホン１，２までの雑音パスの音響伝達特性を推定
する。この音響伝達特性は、 Ｐ(z) ＝ＧA(z)／ＧB(z) …(1) のように表わされる。すなわち、適応フィルタ５ａは、
伝達関数Ｐ＾(z) （≒Ｐ(z) ）を有するフィルタを構成
し、上記雑音の音響伝達特性に応じた推定雑音信号を生
成する。
【０００５】減算器５ｂは、上記主信号ＸA(z)から上記
適応フィルタ５ａにおいて生成された推定雑音信号を差
し引く減算処理を行ない、これにより主信号ＸA(z)に含
まれる雑音成分を消去する。この減算処理後の主信号Ｅ
(z) は、次のように表わされる。
適応フィルタ５ａにおいて生成された推定雑音信号を差
し引く減算処理を行ない、これにより主信号ＸA(z)に含
まれる雑音成分を消去する。この減算処理後の主信号Ｅ
(z) は、次のように表わされる。
【０００６】 Ｅ(z) ＝ＸA(z)−Ｐ＾(z) ＸB(z) ＝ＧA(z)Ｎ(z) −Ｐ＾(z) ＧB(z)Ｎ(z) ≒０ …(2) （なぜならＰ＾(z) ≒ＧA(z)／ＧB(z)） このようなノイズキャンセラ回路５を用いれば、適応フ
ィルタ５ａの収束後であれば、主信号ＸA(z)が所望信号
Ｓ(z) と雑音Ｎ(z) との和である場合でも、主信号ＸA
(z)中の雑音成分Ｎ(z) を打ち消すことができる。次式
は打ち消し後の主信号Ｅ(z) を表わすものである。
ィルタ５ａの収束後であれば、主信号ＸA(z)が所望信号
Ｓ(z) と雑音Ｎ(z) との和である場合でも、主信号ＸA
(z)中の雑音成分Ｎ(z) を打ち消すことができる。次式
は打ち消し後の主信号Ｅ(z) を表わすものである。
【０００７】 Ｅ(z) ＝ＸA(z)−Ｐ＾(z) ＸB(z) ＝｛ＨA(z)Ｓ(z) ＋ＧA(z)Ｎ(z) ｝ −Ｐ＾(z) ｛ＨB(z)Ｓ(z) ＋ＧB(z)Ｎ(z) ｝ ＝｛ＨA(z)−Ｐ＾(z) ＨB(z)｝Ｓ(z) ＋｛ＧA(z)−Ｐ＾(z) ＧB(z)｝Ｎ(z) ≒｛１−Ｐ＾(z) ＨB(z)／ＨA(z)｝ＨA(z)Ｓ(z) …(3) （なぜならＰ＾(z) ≒ＧA(z)／ＧB(z)）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うなノイズキャンセラでは、主信号ＸA(z)中の雑音成分
Ｎ(z) を打ち消すことはできるが、次のような問題点を
生じていた。すなわち、参照用マイクロホン２から出力
される参照信号には、雑音成分以外に低レベルであるが
所望信号成分も混入する。このため、適応フィルタ５ａ
において生成される推定雑音信号には上記所望信号成分
も含まれることになる。したがって、減算処理の際に、
上記推定雑音信号に含まれる所望信号成分の影響によ
り、主信号ＸA(z)中の所望信号ＨA(z)Ｓ(z) に上記第
(3) 式のような信号歪み｛１−Ｐ＾(z)ＨB(z)／ＨA
(z)｝が発生するという問題点があった。
うなノイズキャンセラでは、主信号ＸA(z)中の雑音成分
Ｎ(z) を打ち消すことはできるが、次のような問題点を
生じていた。すなわち、参照用マイクロホン２から出力
される参照信号には、雑音成分以外に低レベルであるが
所望信号成分も混入する。このため、適応フィルタ５ａ
において生成される推定雑音信号には上記所望信号成分
も含まれることになる。したがって、減算処理の際に、
上記推定雑音信号に含まれる所望信号成分の影響によ
り、主信号ＸA(z)中の所望信号ＨA(z)Ｓ(z) に上記第
(3) 式のような信号歪み｛１−Ｐ＾(z)ＨB(z)／ＨA
(z)｝が発生するという問題点があった。
【０００９】本発明は上記事情に着目してなされたもの
で、その目的とするところは、主信号中に混入する雑音
成分を効果的に打ち消した上で、さらにこの打ち消しに
より主信号の所望信号成分に発生する信号歪みをも低減
できるようにし、これにより主信号の品質をさらに高め
ることができるノイズキャンセラを提供することにあ
る。
で、その目的とするところは、主信号中に混入する雑音
成分を効果的に打ち消した上で、さらにこの打ち消しに
より主信号の所望信号成分に発生する信号歪みをも低減
できるようにし、これにより主信号の品質をさらに高め
ることができるノイズキャンセラを提供することにあ
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、雑音が混入した所望信号を主信号として取
り込み、この主信号から雑音成分を除去する機能を備え
たノイズキャンセラにおいて、主として雑音源からの雑
音を取り込んで参照信号として出力するための参照入力
手段と、上記主信号および上記参照入力手段から出力さ
れた参照信号に基づいて上記主信号に含まれる雑音成分
を適応的に推定し、その推定結果を基に推定雑音信号を
生成するための雑音推定手段と、この雑音推定手段によ
り生成された推定雑音信号を上記主信号から減算して当
該主信号に含まれる雑音成分を消去するための減算手段
とを備え、さらにこれらに加えて信号歪み補償手段を備
えている。そして、この信号歪み補償手段に、上記減算
手段における減算により減算後の主信号に発生する信号
歪みの特性に対し逆となる伝達特性を設定し、この伝達
特性に従って上記減算後の主信号をフィルタリング処理
して当該減算後の主信号に発生した信号歪みを低減する
ように構成したものである。
に本発明は、雑音が混入した所望信号を主信号として取
り込み、この主信号から雑音成分を除去する機能を備え
たノイズキャンセラにおいて、主として雑音源からの雑
音を取り込んで参照信号として出力するための参照入力
手段と、上記主信号および上記参照入力手段から出力さ
れた参照信号に基づいて上記主信号に含まれる雑音成分
を適応的に推定し、その推定結果を基に推定雑音信号を
生成するための雑音推定手段と、この雑音推定手段によ
り生成された推定雑音信号を上記主信号から減算して当
該主信号に含まれる雑音成分を消去するための減算手段
とを備え、さらにこれらに加えて信号歪み補償手段を備
えている。そして、この信号歪み補償手段に、上記減算
手段における減算により減算後の主信号に発生する信号
歪みの特性に対し逆となる伝達特性を設定し、この伝達
特性に従って上記減算後の主信号をフィルタリング処理
して当該減算後の主信号に発生した信号歪みを低減する
ように構成したものである。
【００１１】また本発明は、信号歪み補償手段におい
て、主信号および参照信号を基に所望信号パスの伝達特
性を適応的に推定し、この推定された音響パスの伝達特
性と、雑音推定手段により推定された雑音パスの伝達特
性とを基に、信号歪みの特性に対し逆となる伝達特性を
設定することを特徴としている。
て、主信号および参照信号を基に所望信号パスの伝達特
性を適応的に推定し、この推定された音響パスの伝達特
性と、雑音推定手段により推定された雑音パスの伝達特
性とを基に、信号歪みの特性に対し逆となる伝達特性を
設定することを特徴としている。
【００１２】さらに本発明は、信号歪み補償手段におい
て、雑音推定手段により推定された雑音パスの伝達特性
から遅延および利得を表わす情報をそれぞれ抽出すると
ともに、減算手段に入力する前あるいは減算手段から出
力された後の主信号と参照信号との相関から所望信号パ
スの伝達特性の遅延および利得を表わす情報をそれぞれ
検出し、上記抽出された遅延および利得を表わす情報お
よび遅延および利得を表わす情報を基に、信号歪みの特
性に対し逆となる伝達特性を設定することを特徴として
いる。
て、雑音推定手段により推定された雑音パスの伝達特性
から遅延および利得を表わす情報をそれぞれ抽出すると
ともに、減算手段に入力する前あるいは減算手段から出
力された後の主信号と参照信号との相関から所望信号パ
スの伝達特性の遅延および利得を表わす情報をそれぞれ
検出し、上記抽出された遅延および利得を表わす情報お
よび遅延および利得を表わす情報を基に、信号歪みの特
性に対し逆となる伝達特性を設定することを特徴として
いる。
【００１３】さらに本発明は、信号歪み補償手段におい
て、主信号と、減算手段により雑音成分が消去された後
の主信号とを基に、繰り返しアルゴリズムにしたがって
逐次的に学習を行ない、この学習により信号歪みの特性
に対し逆となる伝達特性を設定することを特徴としてい
る。
て、主信号と、減算手段により雑音成分が消去された後
の主信号とを基に、繰り返しアルゴリズムにしたがって
逐次的に学習を行ない、この学習により信号歪みの特性
に対し逆となる伝達特性を設定することを特徴としてい
る。
【００１４】
【作用】この結果本発明によれば、主信号から推定雑音
信号を減算した際に主信号の所望信号に信号歪みが発生
しても、信号歪み補償手段において上記信号歪みの特性
と逆の特性の伝達関数に応じて上記信号歪みを打ち消す
ためのフィルタリング処理が行なわれる。このため、主
信号の所望信号に発生した信号歪みは上記信号歪み補償
手段により打ち消されて低減される。したがって、主信
号の品質をさらに高めることができる。
信号を減算した際に主信号の所望信号に信号歪みが発生
しても、信号歪み補償手段において上記信号歪みの特性
と逆の特性の伝達関数に応じて上記信号歪みを打ち消す
ためのフィルタリング処理が行なわれる。このため、主
信号の所望信号に発生した信号歪みは上記信号歪み補償
手段により打ち消されて低減される。したがって、主信
号の品質をさらに高めることができる。
【００１５】
（第１の実施例）図１は、本発明の第１の実施例に係わ
るノイズキャンセラの構成を示すブロック図である。な
お、同図において前記図５と同一部分には同一符号を付
して説明を行なう。
るノイズキャンセラの構成を示すブロック図である。な
お、同図において前記図５と同一部分には同一符号を付
して説明を行なう。
【００１６】ノイズキャンセラ回路５０には、減算器５
ｂの出力側に歪み補償用フィルタ回路５ｃが設けてあ
る。この歪み補償用フィルタ回路５ｃは、上記減算器５
ｂにおいて主信号から推定雑音信号を減算した際に主信
号の所望信号成分に発生した信号歪みを補償するための
もので、次のような伝達特性を有している。
ｂの出力側に歪み補償用フィルタ回路５ｃが設けてあ
る。この歪み補償用フィルタ回路５ｃは、上記減算器５
ｂにおいて主信号から推定雑音信号を減算した際に主信
号の所望信号成分に発生した信号歪みを補償するための
もので、次のような伝達特性を有している。
【００１７】すなわち、減算器５ｂからは前記第(3) 式
に示したように、 Ｅ(z) ＝Ｓ′(z) ｛１−Ｐ＾(z) Ｑ(z) ｝ …(4) （ただし、Ｑ(z) ≡ＨB(z)／ＨA(z)Ｓ′(z) ≡ＨA(z)Ｓ
(z) ） なる主信号が出力される。したがって、｛１−Ｐ＾(z)
Ｑ(z) ｝なる信号歪みを補償するためには、この信号歪
みの特性に対し逆特性となる １／｛１−Ｐ＾(z) Ｑ(z) ｝ …(5) なる伝達特性を有するフィルタを歪み補償用フィルタ回
路５ｃにおいて構成すればよい。
に示したように、 Ｅ(z) ＝Ｓ′(z) ｛１−Ｐ＾(z) Ｑ(z) ｝ …(4) （ただし、Ｑ(z) ≡ＨB(z)／ＨA(z)Ｓ′(z) ≡ＨA(z)Ｓ
(z) ） なる主信号が出力される。したがって、｛１−Ｐ＾(z)
Ｑ(z) ｝なる信号歪みを補償するためには、この信号歪
みの特性に対し逆特性となる １／｛１−Ｐ＾(z) Ｑ(z) ｝ …(5) なる伝達特性を有するフィルタを歪み補償用フィルタ回
路５ｃにおいて構成すればよい。
【００１８】図２は、このような伝達特性を有する歪み
補償用フィルタ回路５ｃの構成の一例を示す回路ブロッ
ク図である。この歪み補償用フィルタ回路５ｃは、適応
フィルタ５１と、減算器５２と、第１のフィルタ５３
と、第２のフィルタ５４と、加算器５５とから構成され
る。
補償用フィルタ回路５ｃの構成の一例を示す回路ブロッ
ク図である。この歪み補償用フィルタ回路５ｃは、適応
フィルタ５１と、減算器５２と、第１のフィルタ５３
と、第２のフィルタ５４と、加算器５５とから構成され
る。
【００１９】適応フィルタ５１は、Ａ／Ｄ変換器３から
出力された主信号ＸA(z)に所望信号Ｓ(z) が含まれ、か
つ雑音がないかまたは一定レベル以下であるときに学習
動作を行ない、これにより伝達特性Ｑ＾(z) を推定す
る。この学習は、減算器５２の出力信号Ｅ′(z) が、 Ｅ′(z) ＝ＸB(z)−Ｑ＾(z) ＸA(z) ＝ＨB(z)Ｓ(z) −Ｑ＾(z) ＨA(z)Ｓ(z) ≒０ …(6) となるように、学習同定法等の適応アルゴリズムに従っ
て行なわれる。そして、この学習によって適応フィルタ
５１で伝達関数 Ｑ＾(z) ≒ＨB(z)／ＨA(z) …(7) が得られると、この伝達関数Ｑ＾(z) は適応フィルタ５
１から第２のフィルタ５４に転送されてパラメータとし
て設定される。
出力された主信号ＸA(z)に所望信号Ｓ(z) が含まれ、か
つ雑音がないかまたは一定レベル以下であるときに学習
動作を行ない、これにより伝達特性Ｑ＾(z) を推定す
る。この学習は、減算器５２の出力信号Ｅ′(z) が、 Ｅ′(z) ＝ＸB(z)−Ｑ＾(z) ＸA(z) ＝ＨB(z)Ｓ(z) −Ｑ＾(z) ＨA(z)Ｓ(z) ≒０ …(6) となるように、学習同定法等の適応アルゴリズムに従っ
て行なわれる。そして、この学習によって適応フィルタ
５１で伝達関数 Ｑ＾(z) ≒ＨB(z)／ＨA(z) …(7) が得られると、この伝達関数Ｑ＾(z) は適応フィルタ５
１から第２のフィルタ５４に転送されてパラメータとし
て設定される。
【００２０】一方、第１のフィルタ５３には、上記適応
フィルタ５ａにおいて推定された雑音パスの音響伝達関
数Ｐ＾(z) が、適応フィルタ５ａから転送されてそのま
まパラメータとして設定される。
フィルタ５ａにおいて推定された雑音パスの音響伝達関
数Ｐ＾(z) が、適応フィルタ５ａから転送されてそのま
まパラメータとして設定される。
【００２１】かくして、上記第(5) 図に示した１／｛１
−Ｐ＾(z) Ｑ＾(z) ｝なる伝達特性を有する歪み補償用
フィルタ回路５ｃが構成される。したがって、このよう
な歪み補償用フィルタ回路５ｃを設けたノイズキャンセ
ラによれば、適応フィルタ５ａが原因となって所望信号
に信号歪みが発生した主信号Ｅ(z) が減算器５ｂから出
力されても、この主信号Ｅ(z) に含まれる所望信号の歪
み成分｛１−Ｐ＾(z) Ｑ(z) ｝は、歪み補償用フィルタ
回路５ｃにおいて、フィルタ５３，５４に設定された１
／｛１−Ｐ＾(z) Ｑ＾(z) ｝の伝達特性により打ち消さ
れる。したがって、ノイズキャンセラ５０からは、減算
器５ｂで雑音成分が打ち消され、さらにこの減算により
所望信号に発生した信号歪みが歪み補償用フィルタ回路
５ｃにより消去された主信号Ｅo(z)が出力される。
−Ｐ＾(z) Ｑ＾(z) ｝なる伝達特性を有する歪み補償用
フィルタ回路５ｃが構成される。したがって、このよう
な歪み補償用フィルタ回路５ｃを設けたノイズキャンセ
ラによれば、適応フィルタ５ａが原因となって所望信号
に信号歪みが発生した主信号Ｅ(z) が減算器５ｂから出
力されても、この主信号Ｅ(z) に含まれる所望信号の歪
み成分｛１−Ｐ＾(z) Ｑ(z) ｝は、歪み補償用フィルタ
回路５ｃにおいて、フィルタ５３，５４に設定された１
／｛１−Ｐ＾(z) Ｑ＾(z) ｝の伝達特性により打ち消さ
れる。したがって、ノイズキャンセラ５０からは、減算
器５ｂで雑音成分が打ち消され、さらにこの減算により
所望信号に発生した信号歪みが歪み補償用フィルタ回路
５ｃにより消去された主信号Ｅo(z)が出力される。
【００２２】このように本実施例のノイズキャンセラで
は、主信号に含まれる雑音成分を消去するための適応フ
ィルタ５ａおよび減算器５ｂの出力側に歪み補償用フィ
ルタ回路５ｃを設け、この歪み補償用フィルタ回路５ｃ
において、上記適応フィルタ５ａの伝達関数Ｐ＾(z)
と、主信号ＸA(z)および参照信号ＸB(z)を基に生成した
伝達特性Ｑ＾(z) とに基づいて、上記減算器５ｂから出
力された主信号Ｅ(z) の所望信号成分に発生した信号歪
み｛１−Ｐ＾(z) Ｑ(z) ｝の特性とは逆の伝達特性１／
｛１−Ｐ＾(z) Ｑ＾(z) ｝を設定し、上記主信号Ｅ(z)
をこの伝達特性に従ってフィルタリングして出力するよ
うにしている。
は、主信号に含まれる雑音成分を消去するための適応フ
ィルタ５ａおよび減算器５ｂの出力側に歪み補償用フィ
ルタ回路５ｃを設け、この歪み補償用フィルタ回路５ｃ
において、上記適応フィルタ５ａの伝達関数Ｐ＾(z)
と、主信号ＸA(z)および参照信号ＸB(z)を基に生成した
伝達特性Ｑ＾(z) とに基づいて、上記減算器５ｂから出
力された主信号Ｅ(z) の所望信号成分に発生した信号歪
み｛１−Ｐ＾(z) Ｑ(z) ｝の特性とは逆の伝達特性１／
｛１−Ｐ＾(z) Ｑ＾(z) ｝を設定し、上記主信号Ｅ(z)
をこの伝達特性に従ってフィルタリングして出力するよ
うにしている。
【００２３】したがって本実施例によれば、適応フィル
タ５ａが原因となって所望信号に信号歪みが発生した主
信号Ｅ(z) が減算器５ｂから出力されても、この主信号
Ｅ(z) に含まれる所望信号の歪み成分｛１−Ｐ＾(z) Ｑ
(z) ｝を、歪み補償用フィルタ回路５ｃにおいて消去す
ることができる。このため、低雑音であることは勿論の
こと、所望信号に発生した信号歪みさえも消去した品質
の高い主信号Ｅo(z)を出力することができ、これにより
通話品質をより一層の向上を図ることができる。
タ５ａが原因となって所望信号に信号歪みが発生した主
信号Ｅ(z) が減算器５ｂから出力されても、この主信号
Ｅ(z) に含まれる所望信号の歪み成分｛１−Ｐ＾(z) Ｑ
(z) ｝を、歪み補償用フィルタ回路５ｃにおいて消去す
ることができる。このため、低雑音であることは勿論の
こと、所望信号に発生した信号歪みさえも消去した品質
の高い主信号Ｅo(z)を出力することができ、これにより
通話品質をより一層の向上を図ることができる。
【００２４】（第２の実施例）本実施例は、前記第１の
実施例において歪み補償用フィルタ回路５ｃの第１およ
び第２のフィルタ５３，５４に設定した伝達特性Ｐ＾
(z) ，Ｑ＾(z) を、それぞれ利得および遅延のみの関数
として近似し、これにより単純化された伝達特性をフィ
ルタに設定するようにしたものである。
実施例において歪み補償用フィルタ回路５ｃの第１およ
び第２のフィルタ５３，５４に設定した伝達特性Ｐ＾
(z) ，Ｑ＾(z) を、それぞれ利得および遅延のみの関数
として近似し、これにより単純化された伝達特性をフィ
ルタに設定するようにしたものである。
【００２５】図３はその構成の一例を示す回路ブロック
図である。同図において、歪み補償用フィルタ回路５ｄ
は、メインタップ抽出器５６および相関器５７を備えて
いる。メインタップ抽出器５６は、適応フィルタ５ａか
ら転送される伝達特性Ｐ＾(z) のタップ係数をサーチし
てメインタップを抽出し、これにより上記特性Ｐ＾(z)
を近似したＰ*(z) を生成する。 Ｐ*(z) ≡ａp Ｚ-tp …(8) 一方、相関器５７は、主信号ＸA(z)と参照信号ＸB(z)と
の最も相関が大きいサンプル間隔ｔq を求めるか、ある
いは減算器５ｂから出力された主信号Ｅ(z) と参照信号
ＸB(z)との最も相関の大きいサンプル間隔ｔq を求め、
これにより上記特性Ｐ＾(z) と同様に特性Ｑ＾(z) を近
似したＱ*(z) を生成する。 Ｑ*(z) ≡ａq Ｚ-tq …(9) そして、これらの生成された近似特性Ｐ*(z) ，Ｑ*(z)
は、フィルタ５８に転送され設定される。かくして、 １／｛１−Ｐ*(z) Ｑ*(z) ｝ ＝１／（１−ａp ａq Ｚ -(tp+tq) ） …(10) なる 伝達特性を有する歪み補償用フィルタ回路５ｄが構成さ
れる。
図である。同図において、歪み補償用フィルタ回路５ｄ
は、メインタップ抽出器５６および相関器５７を備えて
いる。メインタップ抽出器５６は、適応フィルタ５ａか
ら転送される伝達特性Ｐ＾(z) のタップ係数をサーチし
てメインタップを抽出し、これにより上記特性Ｐ＾(z)
を近似したＰ*(z) を生成する。 Ｐ*(z) ≡ａp Ｚ-tp …(8) 一方、相関器５７は、主信号ＸA(z)と参照信号ＸB(z)と
の最も相関が大きいサンプル間隔ｔq を求めるか、ある
いは減算器５ｂから出力された主信号Ｅ(z) と参照信号
ＸB(z)との最も相関の大きいサンプル間隔ｔq を求め、
これにより上記特性Ｐ＾(z) と同様に特性Ｑ＾(z) を近
似したＱ*(z) を生成する。 Ｑ*(z) ≡ａq Ｚ-tq …(9) そして、これらの生成された近似特性Ｐ*(z) ，Ｑ*(z)
は、フィルタ５８に転送され設定される。かくして、 １／｛１−Ｐ*(z) Ｑ*(z) ｝ ＝１／（１−ａp ａq Ｚ -(tp+tq) ） …(10) なる 伝達特性を有する歪み補償用フィルタ回路５ｄが構成さ
れる。
【００２６】一方、音源から主マイクロホン１および参
照用マイクロホン２への音響パスを利得および遅延のみ
で近似すると、第(4) 式中の歪み成分（１−Ｐ＾(z) Ｑ
(z)）は、 １−ａp ａq Ｚ -(tp+tq) …(11) と表わすことができるため、この歪み成分を含む主信号
を上記歪み補償用フィルタ回路５ｄに通すことにより、
上記歪み成分１−ａp ａq Ｚ -(tp+tq) は打ち消され
る。
照用マイクロホン２への音響パスを利得および遅延のみ
で近似すると、第(4) 式中の歪み成分（１−Ｐ＾(z) Ｑ
(z)）は、 １−ａp ａq Ｚ -(tp+tq) …(11) と表わすことができるため、この歪み成分を含む主信号
を上記歪み補償用フィルタ回路５ｄに通すことにより、
上記歪み成分１−ａp ａq Ｚ -(tp+tq) は打ち消され
る。
【００２７】また、歪み補償用フィルタ回路５ｄに設定
される伝達関数は、上記第(10)式に示されるように単純
化されたものとなるため、歪み補償用フィルタ回路５ｄ
におけるフィルタリング処理のための演算処理量は大幅
に削減される。
される伝達関数は、上記第(10)式に示されるように単純
化されたものとなるため、歪み補償用フィルタ回路５ｄ
におけるフィルタリング処理のための演算処理量は大幅
に削減される。
【００２８】なお、本実施例では、音源から主マイクロ
ホン１および参照用マイクロホン２までの音響パスによ
っては、図２の回路ほど良好な歪み補償性能を得ること
ができなくなる場合がある。しかし、伝達特性を近似し
たことにより、歪み補償用フィルタ回路５ｄの回路構成
および演算量は図２の回路よりも小規模なものにできる
ので、回路構成の簡単化という面では極めて大きな効果
が得られる。
ホン１および参照用マイクロホン２までの音響パスによ
っては、図２の回路ほど良好な歪み補償性能を得ること
ができなくなる場合がある。しかし、伝達特性を近似し
たことにより、歪み補償用フィルタ回路５ｄの回路構成
および演算量は図２の回路よりも小規模なものにできる
ので、回路構成の簡単化という面では極めて大きな効果
が得られる。
【００２９】（第３の実施例）本実施例は、歪み補償用
フィルタ回路を、学習同定法などのアルゴリズムに従っ
て学習を行なう適応フィルタを用いて構成するものであ
る。図４はその構成の一例を示す回路ブロック図であ
る。
フィルタ回路を、学習同定法などのアルゴリズムに従っ
て学習を行なう適応フィルタを用いて構成するものであ
る。図４はその構成の一例を示す回路ブロック図であ
る。
【００３０】同図において、歪み補償用フィルタ回路６
は、適応フィルタ６１および減算器６２により構成され
る。このうち適応フィルタ６１は、Ａ／Ｄ変換器３から
出力された主信号ＸA(z)に所望信号Ｓ(z) が含まれ、か
つ雑音がないかまたは一定レベル以下であるときに学習
動作を行ない、これにより伝達特性Ｒ＾(z) を推定す
る。この学習は、減算器６２の出力信号Ｅ″(z) が、 Ｅ″(z) ＝ＸA(z)−Ｒ＾(z) Ｅ(z) ＝Ｓ′(z) −Ｒ＾(z) Ｓ′(z) ｛１−Ｐ＾(z) Ｑ(z) ｝≒０ …(12) となるように例えば学習同定法による適応アルゴリズム
により行なわれる。
は、適応フィルタ６１および減算器６２により構成され
る。このうち適応フィルタ６１は、Ａ／Ｄ変換器３から
出力された主信号ＸA(z)に所望信号Ｓ(z) が含まれ、か
つ雑音がないかまたは一定レベル以下であるときに学習
動作を行ない、これにより伝達特性Ｒ＾(z) を推定す
る。この学習は、減算器６２の出力信号Ｅ″(z) が、 Ｅ″(z) ＝ＸA(z)−Ｒ＾(z) Ｅ(z) ＝Ｓ′(z) −Ｒ＾(z) Ｓ′(z) ｛１−Ｐ＾(z) Ｑ(z) ｝≒０ …(12) となるように例えば学習同定法による適応アルゴリズム
により行なわれる。
【００３１】したがって、適応フィルタ６１の伝達関数
Ｒ＾(z) は、 Ｒ＾(z) ≒１／｛１−Ｐ＾(z) Ｑ(z) ｝ …(13) となり、前記第(5) 式を直接構成することになる。した
がって、減算器５ｂから出力された主信号Ｅ(z) をこの
歪み補償用フィルタ回路６に通せば、上記主信号Ｅ(z)
に含まれる所望信号の歪み成分は打ち消され、これによ
り所望信号の歪み成分のない主信号Ｅo(z)が出力され
る。
Ｒ＾(z) は、 Ｒ＾(z) ≒１／｛１−Ｐ＾(z) Ｑ(z) ｝ …(13) となり、前記第(5) 式を直接構成することになる。した
がって、減算器５ｂから出力された主信号Ｅ(z) をこの
歪み補償用フィルタ回路６に通せば、上記主信号Ｅ(z)
に含まれる所望信号の歪み成分は打ち消され、これによ
り所望信号の歪み成分のない主信号Ｅo(z)が出力され
る。
【００３２】したがって本実施例によれば、雑音成分は
勿論のこと所望信号の歪み成分さえも消去された品質の
高い主信号Ｅo(z)を出力することができる。また本実施
例の歪み補償用フィルタ回路６は、１個の適応フィルタ
６１および１個の減算器６２のみからなる比較的簡単な
構成により実現できるばかりでなく、伝達関数Ｒ＾(z)
の設定に必要な信号は、Ａ／Ｄ変換器３から出力された
主信号ＸA(z)と減算器５ｂから出力された主信号Ｅ(z)
のみであるため、適応フィルタ５ａおよび減算器５ｂか
らなる雑音成分消去用のノイズキャンセラの構成を何ら
変更せずに実現することができる。すなわち、従来の既
存のノイズキャンセラ５に本実施例の歪み補償用フィル
タ回路６を追加するだけで、極めて簡単に実現できる利
点がある。
勿論のこと所望信号の歪み成分さえも消去された品質の
高い主信号Ｅo(z)を出力することができる。また本実施
例の歪み補償用フィルタ回路６は、１個の適応フィルタ
６１および１個の減算器６２のみからなる比較的簡単な
構成により実現できるばかりでなく、伝達関数Ｒ＾(z)
の設定に必要な信号は、Ａ／Ｄ変換器３から出力された
主信号ＸA(z)と減算器５ｂから出力された主信号Ｅ(z)
のみであるため、適応フィルタ５ａおよび減算器５ｂか
らなる雑音成分消去用のノイズキャンセラの構成を何ら
変更せずに実現することができる。すなわち、従来の既
存のノイズキャンセラ５に本実施例の歪み補償用フィル
タ回路６を追加するだけで、極めて簡単に実現できる利
点がある。
【００３３】なお、本発明は上記各実施例に限定される
ものではない。例えば、上記各実施例では音響ノイズキ
ャンセラを例にとって説明したが、他にオーディオ信号
や光信号、通信信号等に含まれる雑音成分を打ち消すノ
イズキャンセラに本発明を適用してもよい。
ものではない。例えば、上記各実施例では音響ノイズキ
ャンセラを例にとって説明したが、他にオーディオ信号
や光信号、通信信号等に含まれる雑音成分を打ち消すノ
イズキャンセラに本発明を適用してもよい。
【００３４】また、適応アルゴリズムとしては、学習同
定法のほかにＬＭＳ（Least Mean Square ）法や、射影
法、ＲＬＳ（Recursive Least Squares ）法等を適用す
ることができる。
定法のほかにＬＭＳ（Least Mean Square ）法や、射影
法、ＲＬＳ（Recursive Least Squares ）法等を適用す
ることができる。
【００３５】その他、歪み補償用フィルタ回路の回路構
成、雑音成分を消去するための回路の構成等について
も、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施
できる。
成、雑音成分を消去するための回路の構成等について
も、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施
できる。
【００３６】
【発明の効果】以上詳述したように本発明では、雑音が
混入した所望信号を主信号として取り込み、この主信号
から雑音成分を除去する機能を備えたノイズキャンセラ
において、主として雑音源からの雑音を取り込んで参照
信号として出力するための参照入力手段と、上記主信号
および上記参照入力手段から出力された参照信号に基づ
いて上記主信号に含まれる雑音成分を適応的に推定し、
その推定結果を基に推定雑音信号を生成するための雑音
推定手段と、この雑音推定手段により生成された推定雑
音信号を上記主信号から減算して当該主信号に含まれる
雑音成分を消去するための減算手段とを備え、さらにこ
れらに加えて信号歪み補償手段を備えている。そして、
この信号歪み補償手段に、上記減算手段における減算に
より減算後の主信号に発生する信号歪みの特性に対し逆
となる伝達特性を設定し、この伝達特性に従って上記減
算後の主信号をフィルタリング処理して当該減算後の主
信号に発生した信号歪みを低減するように構成したもの
である。
混入した所望信号を主信号として取り込み、この主信号
から雑音成分を除去する機能を備えたノイズキャンセラ
において、主として雑音源からの雑音を取り込んで参照
信号として出力するための参照入力手段と、上記主信号
および上記参照入力手段から出力された参照信号に基づ
いて上記主信号に含まれる雑音成分を適応的に推定し、
その推定結果を基に推定雑音信号を生成するための雑音
推定手段と、この雑音推定手段により生成された推定雑
音信号を上記主信号から減算して当該主信号に含まれる
雑音成分を消去するための減算手段とを備え、さらにこ
れらに加えて信号歪み補償手段を備えている。そして、
この信号歪み補償手段に、上記減算手段における減算に
より減算後の主信号に発生する信号歪みの特性に対し逆
となる伝達特性を設定し、この伝達特性に従って上記減
算後の主信号をフィルタリング処理して当該減算後の主
信号に発生した信号歪みを低減するように構成したもの
である。
【００３７】したがって本発明によれば、主信号中に混
入する雑音成分を効果的に打ち消した上で、さらにこの
打ち消しにより主信号の所望信号成分に発生する信号歪
みをも低減することができ、これにより主信号の品質を
さらに高めることができるノイズキャンセラを提供する
ことができる。
入する雑音成分を効果的に打ち消した上で、さらにこの
打ち消しにより主信号の所望信号成分に発生する信号歪
みをも低減することができ、これにより主信号の品質を
さらに高めることができるノイズキャンセラを提供する
ことができる。
【図１】本発明の第１の実施例に係わるノイズキャンセ
ラの構成を示すブロック図。
ラの構成を示すブロック図。
【図２】図１に示したノイズキャンセラの要部である歪
み補償用フィルタ回路の構成を示す回路ブロック図。
み補償用フィルタ回路の構成を示す回路ブロック図。
【図３】本発明の第２の実施例に係わる歪み補償用フィ
ルタ回路の構成を示す回路ブロック図。
ルタ回路の構成を示す回路ブロック図。
【図４】本発明の第３の実施例に係わる歪み補償用フィ
ルタ回路の構成を示す回路ブロック図。
ルタ回路の構成を示す回路ブロック図。
【図５】従来のノイズキャンセラの構成の一例を示す回
路ブロック図。
路ブロック図。
１…主マイクロホン ２…参照用マイクロホン ３，４…Ａ／Ｄ変換器 ５，５０…ノイズキャンセラ回路 ５ａ…推定雑音信号生成用の適応フィルタ ５ｂ…雑音成分消去用の減算器 ５ｃ，５ｄ，６…歪み補償用フィルタ回路 ５１，６１…適応フィルタ ５２，６２…減算器 ５３，５４，５８…フィルタ ５５，５９…加算器 ５６…メインタップ抽出器 ５７…相関器 Ｓ(z) …所望信号源 Ｎ(z) …雑音源 ＸA(z)…主信号 ＸB(z)…参照信号 Ｅ(z) …雑音成分消去後の主信号 Ｅo(z)…歪み成分補修後の主信号 ＨA(z)，ＨB(z)，ＧA(z)，ＧB(z)…音響パスの伝達特性 Ｐ＾(z) ，Ｑ＾(z) …適応フィルタの伝達特性 Ｐ*(z) ，Ｑ*(z) …近似伝達特性
Claims (4)
- 【請求項１】 雑音源から発生された雑音を含む所望の
信号を主信号として取り込み、この主信号から雑音成分
を除去する機能を備えたノイズキャンセラにおいて、 主として前記雑音源から発生された雑音を取り込んで参
照信号として出力するための参照入力手段と、 前記主信号および前記参照入力手段から出力された参照
信号に基づいて前記主信号に含まれる雑音成分を適応的
に推定し、その推定結果を基に推定雑音信号を生成する
ための雑音推定手段と、 この雑音推定手段により生成された推定雑音信号を前記
主信号から減算して当該主信号に含まれる雑音成分を消
去するための減算手段と、 この減算手段における減算により減算後の主信号に発生
する信号歪みの特性に対し逆となる伝達特性を設定し、
この伝達特性に従って前記減算後の主信号をフィルタリ
ング処理して当該減算後の主信号に発生した信号歪みを
低減するための信号歪み補償手段とを具備したことを特
徴とするノイズキャンセラ。 - 【請求項２】 信号歪み補償手段は、主信号および参照
信号を基に所望信号パスの伝達特性を適応的に推定する
手段を有し、この手段により推定された伝達特性と、雑
音推定手段により推定された雑音パスの伝達特性とを基
に、信号歪みの特性に対し逆となる伝達特性を設定する
ことを特徴とする請求項１に記載のノイズキャンセラ。 - 【請求項３】 信号歪み補償手段は、雑音推定手段によ
り推定された雑音パスの伝達特性から遅延および利得を
表わす情報を抽出する抽出手段と、減算手段に入力する
前あるいは減算手段から出力された後の主信号と参照信
号との相関から所望信号パスの伝達特性の遅延および利
得を表わす情報を検出する相関手段とを備え、前記抽出
手段により抽出された遅延および利得を表わす情報およ
び前記相関手段により検出された遅延および利得を表わ
す情報を基に、信号歪みの特性に対し逆となる伝達特性
を設定することを特徴とする請求項１に記載のノイズキ
ャンセラ。 - 【請求項４】 信号歪み補償手段は、主信号と、減算手
段により雑音成分が消去された後の主信号とを基に、繰
り返しアルゴリズムにしたがって逐次的に学習を行な
い、この学習により信号歪みの特性に対し逆となる伝達
特性を設定することを特徴とする請求項１に記載のノイ
ズキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18822394A JPH0856180A (ja) | 1994-08-10 | 1994-08-10 | ノイズキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18822394A JPH0856180A (ja) | 1994-08-10 | 1994-08-10 | ノイズキャンセラ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0856180A true JPH0856180A (ja) | 1996-02-27 |
Family
ID=16219935
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18822394A Pending JPH0856180A (ja) | 1994-08-10 | 1994-08-10 | ノイズキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0856180A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5978824A (en) * | 1997-01-29 | 1999-11-02 | Nec Corporation | Noise canceler |
| US7720233B2 (en) | 2003-09-02 | 2010-05-18 | Nec Corporation | Signal processing method and apparatus |
-
1994
- 1994-08-10 JP JP18822394A patent/JPH0856180A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5978824A (en) * | 1997-01-29 | 1999-11-02 | Nec Corporation | Noise canceler |
| US7720233B2 (en) | 2003-09-02 | 2010-05-18 | Nec Corporation | Signal processing method and apparatus |
| US9543926B2 (en) | 2003-09-02 | 2017-01-10 | Nec Corporation | Signal processing method and device |
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