CN1015849B

CN1015849B - 具有温度补偿的脉冲宽度调制型逆变器

Info

Publication number: CN1015849B
Application number: CN90104701A
Authority: CN
Inventors: 伊藤友隆
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1989-08-23
Filing date: 1990-07-14
Publication date: 1992-03-11
Also published as: US5068777A; EP0413966B1; DE69003777T2; EP0413966A2; KR910005547A; DE69003777D1; JPH0382396A; CN1049760A; EP0413966A3

Abstract

一种工作在可变频率和可变幅值上的脉冲宽度调制型逆变器，并能根据温度、输出电流和输出频率等的变化修改载波频率。逆变器工作在高载频范围中以减少音频噪声。

Description

本发明涉及一种用于提供可变电压和可变频率的交流电流的脉冲宽度调制型逆变器，尤其涉及对使用高载频频率的逆变器中脉冲宽度调制信号（以下称为“PWM”信号）的控制。

图10表明一种传统PWM逆变器的结构，参看该附图，这种已知的PWM逆变器包含：直流电源100和由可控元件和一对反向并联二极管组成的逆变变换器200。该逆变器能把一直流电流变换为一电压可变和频率可变的交流电流。该交流电流可用于驱动一电动机300或类似装置。一基准电压发生器400产生一基准电压波形，该基准电压波形用作输出频率和输出电压的基准。实践中，基准电压的波形是使电机运行有最佳波形，但是在没有商用电源的情况下这样形成的波形不能获得足够的功率。因此，把一个具有足够功率的载波波形与基准波相混合，且形成与基准电压波有相同面积的脉冲波形，才能够驱动电动机或类似装置。如需改变基准波形，用户可以重新设定输出频率设定装置900，该装置连到基准波形发生器的输入端。一个合适的载波产生器500将产生载波信号、例如频率为fc的三角波。一个PWM电路600接受来自基准电压产生器400和载波发生器500的信号，产生控制逆变器200的可控元件的控制信号。驱动电路700按照来自PWM电路600和输出频率设定装置900的信号，驱动逆变器200的可控元件。

这种已知逆变器的工作将参照图11描述，该图表明了在一个典型的PWM工作期间出现的几种波形。请注意：说明仅涉及一相，具体说即仅涉及在一个实际逆变器中为驱动电机或类似装置而产生的三相交流电源U、V和W三相中的U相。参看图11（a），载波产生器500输出的三角波形和由基准电压发生器400输出的正弦波形叠加在同一时间段中。这种叠加波形是为了在作为逆变器的输出频率和输出电压的基准的基准电压和调制该基准电压的信号、例如三角载波波形之间进行比较。图11（b）中的波形是在图11（a）中基准电压波形和载波波形相交的那些点为基础产生的。图11（b）中波形之一是PWM信号Upo。该信号用于生成U相的上边，且该信号在基准电压高于载波电压期间为ON（通）、在基准电压低于载波电压期间为OFF（断）。图11（b）中的另一波形是PWM信号Uno。该信号用于生成U相的下边，只要把信号Upo反相即可获得。图11（c）示出了实际用来驱动可控元件的PWM信号Up和Un，这些信号是将Upo和Uno经过短路防止处理，即对ON（通）脉冲延迟一个时间Td而产生的。延迟后所获得的脉冲宽度调制输出电压就是U相输出，表示在图11（d）中。V相和W相输出可用来类似的方法获得。

再来看图10，图11（a）中的基准电压波形是由基准电压波形发生器400产生的，它为输出频率和输出电压提供标准。图11（a）中的三角载波是由载波发生器500产生的。PWM电路600响应图11（a）的波形并产生图11（c）所示的PWM信号。驱动电路700对电路600的输出进行放大并驱动逆变器200的可控元件。因为驱动信号将随基准电压波形而变化，所以从逆变器可获得一个具有可变电压和可变频率的交流电流。

当一台电动机用这种类型的PWM波形驱动时，载波的高次谐波将在音频范围内产生。这些音频信号会增加工作环境中的噪声电平。避免这一问题的一种对策，是把载波频提高到人类音频范围的上限（如15KHz）或者更高。当载频增加时，噪声电平会显著减少。事实上，当载频在10KHz和15KHz之间，这种噪声频率接近音频范围的上限并且噪声电平是很低的。当载频增加超过20KHz时，就超过了音频范围，人耳将不能检听到高次谐波。结果，噪声电平将减少到接近于当负载由商用电源驱动时的水平。

为了获得伴有低噪声的高载波频率、可使用工作在频率10-20KHz之间的高速开关元件、如金属氧化物半导体场效应功率晶体管、绝缘桥式管（IGBT）等。这种设计的缺点在于这种开关元件必然伴有相当数量的电源损耗。具体说，具有反相并联两极管的可控元件产生的损耗P可用下式计算：

P＝P_ON+P_SW

＝一般损耗+开关损耗

＝P_ON（I）+P_SW（fc，I）（1）

“一般损耗”是ON时间内流动的电流和电压降的乘积，而“开关损耗”是可控元件接通和切断时电压和电流的乘积。在如等式（1）表示的简化形式中，总的“一般损耗”P_ON仅仅是电流大小（I）的函数，而总的“开关损耗”P_SW则是电流（I）和控制开关元件的载波频率（fc）的函数。

当载波频率fc增加时，开关损耗P_SW也随之增加。当电流接近逆变器的额定电流电平时，损耗P_ON∶P_SW的比率是大的。当逆变器的工作产生相当高的开关损耗即工作于高fc和高电流时，由于开关元件的散热设计要求它的结温保持在额定值以下，冷却要求将愈加重要。所以，高载频工作的逆变器虽会减少音频噪声，但会增加冷却能力的要求并增大逆变器的尺寸。

当逆变器驱动的电动机工作在低速时，所产生的噪声会成为一严重问题。在低电机速度时，由电机驱动的负载所产生的噪声是相当低的，而电机本身的噪声处于主导地位。在高电机速度时，电机驱动的负载的噪声增大，由电机产生的高次谐波的声音不再是主要的，且不起关键的作用。然而在传统的逆变器中，当电机速度增大时，fc保持较高，以致于由于高开关损耗使损耗增大。为满足开关元件的散热要求，传统的逆变器必须设计得维持得开关元件的温度低于最大允许温度。显然，当环境温度低时，逆变器能安全工作，即使当负载增加后需要保持高的fc也是如此。然而当环境温度开始上升时，载波频率fc将成为控制开关元件的温度低于允许值的最有效参数。如果为了减少由于开关功率损耗引起的温升把载频fc降低，则有效地抑制音频噪声的工作将变得困难起来。

本发明打算解决上述已有技术的问题。于是本发明的目的在于提供一种这样的逆变器装置，它能以低音频噪声工作，并且能补偿损耗的增加、而不需增加逆变器的尺寸或不需特殊的冷却。

本发明的再一目的是根据逆变器输出频率或可控元件的温度或输出电流来控制载波频率，以便抑制所产生的噪声和减少功率损耗。

在本发明的逆变器装置中，载波频率在上限载频f_cmax和下限载频f_cmin之间的范围内是可变的，上限载频f_cmax取决于可接受的损耗和逆变器的响应时间，下限载频f_cmin取决于可接受的噪声特性和输出电流的失真。例如，载频可按照逆变器装置中可控元件的温度来控制，即按照所检测的可控元件的温度的增加和减小相应地减小和增加载频。载频也可以根据逆变器的输出频率以这样的方式来控制，即按照逆变器的输出频率是增加还是减小相应地使载频减少或增加。载频还可以根据逆变器装置的输出电流以这样的方式来控制，即根据逆变器输出电流是增加还是减小相应地使载频减小和增加。

本发明的逆变器装置中的载波发生器根据逆变器中可控元件的温度，或逆变器的输出电流或输出频率来决定载波频率。更具体地说，当检测到的温度或电动机的速度低时，或当逆变器的输出电流小时，则增加载频，由此抑制噪声的产生，而当检测到的温度或电机速度增加时或逆变器输出电流大时，则减低载频，以便在可控元件中减少所产生的损耗。

图1是本发明一个实施例的逆变器装置的方框图。

图2是本发明另一实施例的逆变器装置的方框图。

图3表示了图1中可控元件的温度和载频之间的关系。

图4表示图2的输出频率和载频之间的关系。

图5是本发明中使用的一种电路的方框图，该电路用来根据输出频率或可控元件的温度来改变载波的频率。

图6和图7是表示本发明逆变器装置中基准电压和载波频率的波形图。

图8表示用于本发明的时钟开关电路。

图9是表示本发明的可控元件的温度和输出电压与载频之间的关系图。

图10是传统逆变器装置的方框图。

图11（a）-11（d）是表示传统逆变器装置中的基准电压、载波和PWM信号之间关系的波形图。

图12是传统逆变器装置的简化了的操作图。

图13是本发明的逆变器装置的又一种实施例的方框图。

图14是表示图13中的输出频率和载频之间的关系图。

图15是说明根据温度改变载频的算法流程图。

图16是频率和温度随时间变化的图。

图17是说明根据输出电流改变载频的算法流程图。

下面参照附图描述本发明的各种实施例。

参看图1，标号100、200、300、400、600、700和900所指单元与图10所示的传统逆变器装置中用相同标号标明的那些单元是相同的或类似的。标号800指温度检测器，它用于检测可控元件的温度。标号501为载波发生器，它根据温度检测器800的输出来改变输出信号的频率fc。如图3所示，载频fc以线性方式变化，在予定的频限f_cmax和f_cmin之间的范围内，按照温度检测器800的输出温度T₀而改变。其结果，一个具有受控频率fc的载波例如三角波形的载波便被送到PWM电路600。

图2表示本发明的另一实施例。该实施例的单元，除了不用温度检测器并且载波发生器501接收的输入用来自逆变器输出频率设定装置900的输出代替外，其它单元基本上与图1中所示的相同。它的载波频率fc以图4所示线性方式，在予定的频限f_cmax和f_cmin之间的范围内、按照输出频率fo的变化而变化。输出频率由操作者在上限f_OH和下限f_OL之间进行设定（例如30Hz、40Hz、60Hz等），载频fc则在下限f_cmin和上限f_cmax之间（典型地在15KHz到20KHz之间）。按相反的关系变化（即fo增大时fc反而减小）。

图13是第三个实施例，在该实施例中，载频按照一个能检测逆变器负载电流的电流检测器1000的输出，在低电流I_OL和高电流I_OH的范围内受控。载频在予定的频率f_cmax和f_cmin之间（典型为20KHz-15KHz）与电流成逆向的线性关系，如图14所示。电流检测器1000可以是一个由霍尔元件构成的DCCT电流检测器。虽然在图13中，电流检测器1000是设在逆变器的输出侧的，这仅是一种说明而已。实际上电流检测器1000可设在能检测到与逆变器输出电流相对应的电流的任何适当的位置处。

下文将给出详细的描述，说明载波频率随检测温度To、输出频率、和负载电流Io从f_cmin到f_cmax的变化，如图3、4和14所示。

首先，我们还记得作为逆变器负载的电机会产生载频fc的高次谐波噪声。这种噪声可通过把载频fc增大到比音频范围更高的频率来避免其影响。然而这样的对策会使可控元件中的损耗显著增加，从而导致可控元件的温度To超过所允许的上限值的危险。

可控元件的温度To可表示为：

To＝Ta+T （2）

这里，Ta表示逆变器周围的环境空气的温度，而T表示可控元件自身的温升。

温升T可进一步表示为：

T＝P×Rth （3）

这里，P表示可控元件的损耗，而Rth表示包含冷却装置的可控元件的热阻。

前已说明，可控元件产生的损耗P能表示为稳定的损耗P_ON和开关损耗P_SW。其中，稳定损耗P_ON为输出电流Io的函数，而开关损耗P_SW是输出电流Io和载频fc的函数。损耗P正比于逆变器加给负载的功率P_L：即功率P_L越小，则损耗P越小。通常，使用所述类型逆变器的目的之一，在于通过将低逆变器的输出频率fo来减少加于负载的功率P_L，从而减少能量损耗。因此，通过减低输出频率fo来减少损耗P是可能的，这种损耗P也能表示为输出频率fo的函数。

综上所述，可控元件的温度To可表示如下：

To＝Ta+｛P_ON（Io，fo）+P_SW（Io，fc）｝×Rth （4）

从这公式可看到，当逆变器周围的环境温度Ta、输出电流Io、输出频率fo和载频fc给定时，那末可控元件的温度To就能确定。这些参数中除了载频fc外，都由逆变器的工作条件和环境所确定，不能由逆变器自身来控制。由于逆变器的应用条件或环境的变化和逆变器周围的环境温度的上升，会影响可控元件中的一种或两种损耗，从而使可控元件的温度To上升。按照本发明，当温度To接近可控元件的最大允许值T_R时，载频fc将下降以便保持可控元件的温度To低于最大允许温度T_R。图3定性地表示了频率和温度之间的关系，并表明要降低温度必须减低频率。

表示在图4和14中的控制方法分别依赖于输出频率fo和输出电流Io，实际上也是根据可控元件的温度To对载频进行控制。在这些方法中，通过检测输出频率fo和输出电流Io间接地检测了温度。然而因为没有关于环境温度Ta的信息，所以与直接对可控元件的温度进行测试的方法相比较，这种控制是不精确的。但是这样的系统由于不需要温度传感器，其构成的费用较低。

图5，详细表示了载波发生器501的构成。图中基准电压发生器3的输出近似于一个正弦波，可以用例如对输入的模拟信号进行n位数字处理的量化的方法形成。标号4表示产生三角波载波信号的上限值的装置，它具有可控的上限值，而标号5表示产生三角波信号的下限值装置。装置3到5可利用微机6的计算功能来实现，各自输出一个数字形式的电压值。微机6可以是16位微机如INTEL8096CPU，具有16位数据总线并接有一个A/D变换器。来自微机6的电压数据由触发器7-9锁存。本实施例的逆变器假定输出三相交流电源，所以触发器7-9将锁存分别加到U、V和W相的电压。触发器10和11与微机6相连以便分别锁存来自极限值发生单元4和5的上限和下限值输出数据。在图5中，CS1、CS2、CS4和CS5表示从微机6送到触发器7至11的控制信号。

一个n位的向上向下计数器12用来对载波信号发生器产生的三角波形进行量化并输出所量化的值。三角波形由计数器13产生，计数器13响应时钟输入信号CK重复地进行向上计数CKU和向下计数CKD。标号14到18是n位数字信号比较器。具体说，比较器14把来自触发器7的U相电压数据与计数器12的n位三角波数据输出进行比较，并根据比较结果产生输出信号UPo。同样，比较器15和16根据来自触发器8和9的V和W相电压数据和计数器12的三角波数据输出之间的比较结果产生输出VPo和WPo。比较器17用来把由上下计数器12产生的三角波数据与来自触发器10的三角波上限数据作比较，并输送输出信号EQu给时钟开关电路13。比较器18与比较器17类同，它将来自计数器12的三角波数据与来自触发器11的三角波下限数据作比较。从数字比较器14、15和16输出的用来驱动U-、V-和W-相的开关元件的输出信号，按照图12中所描述的产生相信号的方式被输送给逆变器电路和短路电路防止电路（未画出）。

图5中还可看到，输出频率设定装置1和温度检测器2均连到微机6。根据操作者对装置中的可变控制接触器设定的位置，输出频率设定装置可以输出电压信号或电流信号。在该图中，输出频率设定装置1用电压信号工作。温度检测器2检测开关元件，例如金氧场效应管或绝缘栅桥式管（IGBT）的温度，并输出模拟信号，也是电压信号。按照简化形式，当温度在基准温度上下变化时，温度检测器可表示为一个通、断开关。

在工作中，输出频率设定装置或温度检测器2的输出信号被送到微机6的输入端口。当电压信号从输出频率设定装置1输入到微机6时，一个对应于输出频率的基准电压便从微机6输出。同时，三角波上、下限值（它们提供三角波的转换点）也从微机6输出。输出频率设定装置1或温度检测器2的输出信号送到微机6的输入端口，则微机把输入模拟信号变换成数字信号计算基准电压三角波的上下限值。这里假定输出频率设定装置1或温度检测装置2的输出电平是不变的。

微机6能输出一个用n位数字量进行量化与逼近的正弦波基准信号，如图6所示。每一量化步的持续时间，在图6中表示为大小Tc，是由微机的计算时间决定的。不言而喻，当时间Tc变短和量化处理所用的位数n增大时，则正弦波的近似程度增高。假定n数取10（n＝ 10），则将得到一个上限值为3FFH和下限值为000H（十六进制表示）的近似于正弦形的波。可以想象该正弦波的中心位于200H和1FFH（十六进制表示）之间，并且输出的正弦波将围绕这一中心改变它的幅值。当输出频率设定装置1把逆变器装置的输出频率设置到高量级时，正弦波幅值将增加。同样，当输出频率被设置到低量级时，则幅值减小。由微机6计算和输出的电压信号被锁存在与三相U、V和W电压相对应的各自的触发器7、8和9中。这些电压数据以间隔为120°的电角度被设置和锁存。因为在较佳实施例中，电压数据是通过微机6的16位数据总线设置的，当U、V和W相的每相电压数据的大小超过5位时，则电压数据不能在一次操作中被设置和锁存，而必须在多次操作中才能完成这种设置和锁存。在这种情况下，这些电压数据与三角波在比较器中进行的比较，将由于三个不同相位电压之间存在时间差而受到妨碍。因此，必须在触发器设一个附加级，以便能对U、V和W相同时提供电压数据。

参看图7和图5，从微机6输出的三角波上、下限值数据，分别作为功能4和5的结果，给三角波发生器12所产生的三角波提供了转换点。三角波的上限值由触发器10锁存并发送给比较器17。同样，三角波下限值由触发器11锁存并传送给比较器18。如先前所述，三角波发生器12是一种向上向下计数器，它由上计数时钟CKU和下计数时钟CKD控制，并且它的当前计数值同时输送到比较器14-18。如果上下计数器12处于向上计数状态，它响应输入时钟信号CKU连续不断向上计数，如图7的上升阶跃波形所示。而当由n位构成的三角波数据在计数器12向上计数期间变得等于n位三角波的上限值时，则比较器17产生符合信号EQU。时钟开关电路13响应该EQU信号，使向上计数时钟CKU处于不工作状态并控制向下计数时钟CKD处于工作状态，以便使计数器12从向上计数状态转换到向下计数状态。当处于向下计数状态时，计数器12响应时钟输入CKD从转换点的值开始向下计数，也如图7所示。当三角波数据在向下计数运行期间变得等于n位三角波的下限数据时，比较电路18发送出符合信号EQD。时钟开关电路13响应这一信号而工作，以便使时钟CKD和时钟CKU分别转换到不工作和工作状态。上述操作不断地重复，即形成三角波信号。这一信号在三角波上限值电平处有一峰值，而在三角波下限值电平处有一谷值。

图8是计数器13使用的时钟开关电路结构的实例。上限符合信号EGU和下限符合信号EQD由放大器131和132各自进行放大，并输入到置位-复位型触发器133。触发器的 Q输出传送两个信号，其中之一由反相放大器134反相。一对逻辑门135和136接收时钟信号CK，并且每个门分别再接收 Q信号和 Q的反相信号。在这些输入的基础上，门电路产生时钟CKU和CKD。在工作中，当EQU信号输入时，触发器置位且状态Q＝“L”（低电平）。因此，时钟CKU被置为不工作状态，而时钟CKD起作用。

三角波的频率由一组上下限值和时钟CK的频率f_CK确定，上下计数器12就是用这个频率f_CK进行计数的。频率由下面公式确定：

fc= (f_ck)/((上限－下限）×2) (5）

如果假定三角波数据是具有十六进制的上下限值为3FFH和000H的10位数据，当频率f_CK为20MHz时，则三角波频率即载波频率fc可用公式（5）计算如下：

fc= (f_ck)/((“3FFH”-“000H”）×2)

＝ (20×10⁶)/(（1024－0）×2) （6）

＝9.8×10³(Hz)

一旦三角波的大小和频率被设定，它的来自计数器13的输出值将与U、V和W相的基准电压数据在前述的比较器14、15和16中进行比较，并按照前面曾结合图11（a）和11（b）解释过的原理而获得PWM信号。

载频可按照来自输出频率设定装置1的信息来变化。如上所述，载频fc即三角波频率可通过调节一组上下限值和时钟频率f_CK来确定。因此，如果时钟频率f_CK不变的话，载频可通过变化上下限值来控制。例如，如果上下限值分别设为2FFH和100H，则载频fc从公式（1）可计算如下：

fc= (20×10⁶)/((768-256)×2) （7）

很显然，所得到的载频fc有公式（6）所确定的载频fc两倍那么大。

若三角波的上限值和下限值之间的差用K表示，则载频fc可用下式确定：

fc＝fck/2K （8）

从公式可以清楚看出，通过减小上下限值之间的差就能增加载频fc。因此，与逆变器输出频率相关的载波频率fc可能用这样的方式来控制，当逆变器的输出频率增加和减小时，就分别减小和增加载波频率fc，其具体方法是：通过设定微机6的输出、使得当逆变器的输出频率的增加和减小时，就增加和减小差值K。按照检测的温度对载频 fc进行控制可以用同样的方式实现。即通过微机6使用来自温度检测器1的温度值来调节三角波形的上、下限值或两者之一，来实现对K值的调节。

当载频fc不变化时，三角波的幅值保持不变，结果使基准电压的幅值正比于基准电压的频率而变化并作为逆变器装置的输出发送。很显然，交流电源的电压和频率之间的关系，应由三角波的幅值、基准电压的幅值和基准电压的频率来确定。在本实施例中，三角波的幅值按照载频fc的变化而变化，结果使基准电压的幅值也随之变化，以便使逆变器装置输出的交流电源的电压和频率之间的关系保持不变。这可以由微机6根据三角波的上下限值改变由基准电压发生器产生的基准电压来实现。通过微机6的计算功能，这样的控制是不难完成的。图9表示了当保持逆变器装置的输出交流功率不变而载频fc由于检测出的元件温度上升而下降时所观察到的在一个相中的三角波和基准电压的定性变化。很清楚，通过上述电路安排可很容易控制载频fc。

至于方框图中各方框的实际电路结构，触发器7至11中的每一个可以用D型触发器74HC74，比较器14到18可使用幅值比较器74HC85，而上下计数器12可以由上下二进制计数器74HC193构成。不伴随幅值变化的三角波频率的变化，可简单地用改变时钟频率fck的方法来实现。

可控元件的温度在所述的实施例中是直接检测的、更实际的方法是检测可控元件的冷却结构或其一部分的表面温度，以及检测逆变器的环境温度。按照所检测的温度自动控制载频，用微机6很易完成。

图15简略地表述了用微机6来完成的，根据检测到的元件温度To改变载频fc的处理流程。

步骤“开始”表示逆变器开始工作。考虑到初时元件温度To还很低，在步骤S1中载波fc置为f_cmax。参照载频f_cmax，在步骤S2 -S4中设定基准电压、设定三角波的上限值和设定下限值。

在步骤S5中，用一个时间设定的t₁的定时器来进行时间处理。这里的时间t₁是根据可控元件包括该可控元件的冷却装置的热时常数确定的。在经过时间t₁后，在步骤S6读入元件温度To。在步骤S7中，元件温度To与指令温度T相比较。指令温度T是从可控元件的散热设计中得到的。通常，指令温度T设置在比最大允许温度T_R略有降低的温度上。当被检测的元件温度To比指令温度T低时，就在步骤S8中把载频fc置于比当前fc高出△fc的频率。

然后，根据在步骤S8或步骤S9中设置的载频再次执行步骤S2至S4，并且让这种操作重复进行。

如果载频已设置到f_cmax，步骤S8允许逆变器在频率增量△fc为零的状态下继续运行，即保持载频fc在f_cmax的量级上不变。

当先前在步骤S9中设置的载波fc为f_cmin时，微机将判别是否发生元件的异常温升，如是则转入保护处理程序。

图16定性地表示了在进行上述的处理过程时，载频fc和元件温度To随时间t而变化的情况。

所述实施例可这样来修改，即允许指令温度T有一个容许偏差△T，从而在控制载频fc中允许有一滞后效应也可以先算出元件检测温度To的偏差，并根据元件温度的这种偏差来改变载频增量△fc。

图17简略地表述了根据输出电流Io和输出频率fo来改变载频fc的微机6的处理流程。除了To是根据检测出的输出电流Io和输出频率fo来计算以代替对它的直接检测外，该处理过程基本上与图15中所示的相同。

虽然本发明已结合几个实施例作出说明，这并不意味着对它的限定。而本发明所要求的整个保护范围将定义在所附的权利要求书中。

Claims

1、一种脉冲宽度调制型逆变器包含：

含有可控元件、接收驱动装置的输出、能把直流电流变换为具有可变输出电压和输出频率的交流电流的逆变器装置；

根据输出频率、能输出基准电压波形给脉冲宽度调制电路、用来作为所述输出频率和输出电压的基准的基准电压产生装置；

根据载频的控制装置的控制、产生并输出给脉冲宽度调制电路、具有载频的载波波形的载波发生装置；

比较所述基准电压和所述载波并产生控制所述逆变器的所述可控元件的信号、给所述驱动装置的所述脉冲宽度调制电路；

响应来自所述脉冲宽度调制电路的信号、驱动所述可控元件的所述驱动装置；

其特征在于：响应所述输出频率、根据所述输出频率的减低增加所述载频和根据所述输出频率的增加减少所述载频、并在预定范围内控制所述载频的所述控制装置。

2、一种脉冲宽度调制型逆变器包含：

含有可控元件、接收驱动装置的输出、能把直流电流变换为具有可变输出电压和输出频率的交流电流的逆变器装置;

根据输出频率、能输出基准电压波形给脉冲宽度调制电路、用来作为所述输出频率和输出电压的基准的基准电压产生装置;

根据载频的控制装置的控制、产生并输出给脉冲宽度调制电路、具有载频的载波波形的载波发生装置;

比较所述基准电压和所述载波并产生控制所述逆变器的所述可控元件的信号、给所述驱动装置的所述脉冲宽度调制电路;

响应来自所述脉冲宽度调制电路的信号、驱动所述可控元件的所述驱动装置;

其特征在于：响应所检测的所述逆变器的负载电流、按照所述负载电流的减小增加所述载频和按照所述负载电流的增加减低所述载频、并在预定范围内控制所述载频的所述控制装置。

3、如权利要求2所述逆变器，其特征在于还进一步包含：

电流检测装置，当所述载频在预定范围内时，它用来检测所述逆变器的负载电流并输给所述载频的所述控制装置。

4、一种脉冲宽度调制型逆变器包含：

含有可控元件、接收驱动装置的输出、能把直流电流变换为具有可变电压和频率的交流电流的逆变器装置;

根据输出频率、能输出基准电压波形给脉冲宽度调制电路、用作输出频率和输出电压基准的基准电压发生装置;

根据载频的控制装置的控制、产生和输出给脉冲宽度调制电路、具有载波频率的载波波形的载波发生装置;

比较和调制所述基准电压和所述载波、产生控制所述逆变器的所述可控元件的信号、给所述驱动装置的所述脉冲宽度调制电路;

响应来自所述脉冲宽度调制电路的信号，驱动所述可控元件的所述驱动装置;

其特征在于：

控制装置，在预定载频范围内执行一种控制功能，响应所检测的可控元件的温度，以使按照所述可控元件温度的下降而增加所述载频，按照所述可控元件温度的增加而减低所述载频。

5、如权利要求4所述逆变器装置，其特征在于进一步包含检测所述逆变器温度并输给所述控制装置的温度检测装置。

6、如权利要求5所述装置，其特征在于所述基准电压波形包含一正弦波和近似于三角波的所述载波。

7、如权利要求5所述装置，其特征在于所述控制装置，能按照输出频率的下降在预定范围内增加所述载频，按照所述输出频率的增加而减低所述载频。