CN100342638C - 电动机的电流检测方法及电动机的控制装置 - Google Patents

Abstract

对桥接的多个开关元件按照规定的通电模式进行导通、关断控制，以此检测通过将直流电变换成多相交流电的电力变换器驱动的电动机的相电流的电动机电流检测方法，其特征是，将产生与电流值对应的信号的电流检测元件连接于所述电力变换器的直流侧，变更所述规定的通电模式，以使与所述相电流直接或间接对应的信号在所述电流检测元件上发生，基于发生在所述电流检测元件上的信号和变更后的通电模式，检测出所述电动机的相电流。又，每当对桥接的多个开关元件按照规定的通电模式进行导通、关断控制，以此通过将直流电转换成多相交流电的电力变换器驱动电动机时，检测出所述电动机的相电流，根据所述相电流确定转子位置，生成所述通电模式以跟踪所述转子位置的电动机的控制装置中，具备实现上述电流检测方法的电流检测元件、波形变更装置和电流检测装置，基于用所述电流检测装置检测出的所述相电流生成所述规定的通电模式，根据由所述波形变更装置变更的通电模式对所述开关元件进行导通、关断控制。

Description

电动机的电流检测方法及电动机的控制装置

技术领域

本发明涉及电动机的向量控制，特别涉及使用单个电流检测元件检测相电流的电动机的电流检测方法以及使用该方法的电动机的控制装置。

背景技术

在对电动机进行向量控制的情况下，要求在将交流电流转换成交流电压的同时得到相对于电流波形相位延迟较小的电压波形。作为将交流电流转换成交流电压的装置，通常有被称为CT(电流变换器)的计量仪器用变流器和利用霍尔效应的霍尔CT等。其中霍尔CT价格很高，其用途有限。因此，下面将围绕使用计量仪器用变流器的电动机的电流检测方法及控制装置进行说明。

图7是表示使用CT检测电流，并根据其检测值对电动机进行向量控制的已有的电动机控制装置的结构方框图。在该图中，将交流电源1的交流电转换为直流电的也称变换器的交流直流变换器2的输出侧连接有平滑电容3，经平滑化后的直流电被提供给也称为逆变器的直流交流变换器5。该直流交流变换器5是将IGBT等开关元件桥接起来的装置，对这些开关元件按照规定的基本通电模式进行导通、关断控制，以此将直流电转换成三相交流电提供给电动机7。该直流交流变换器5的直流侧上连接检测其输入电流的电流检测电阻4，直流交流变换器5和电动机7之间设有分别检测三相交流电流的两个相的电流的CT6a、6b。

另外，电流检测电阻4上连接用来检测过电流的过电流检测电路8，CT6a、6b上连接电流检测器9。其中，电流检测器9根据CT6a、6b的各输出信号检测两个相的电流，同时根据三相交流电流的瞬时值的和通常为零，利用计算得出剩下的1个相的电流，将三个相的电流检测信号加在转子位置检测器10上。转子位置检测器10根据三个相的电流检测信号检测出电动机7的转子位置。

波形生成器11根据检测到的转子位置信号和从外部输入的转速指令，输出脉冲宽度经调制的三相交流电流，因此产生对构成直流交流变换器5的多个开关元件进行导通、关断控制的基本的通电模式。于是，驱动电路12根据该通电模式对构成直流交流变换器5的开关元件进行导通、关断控制，同时当过电流检测电路8检测出过电流时，停止开关元件的导通、关断控制。

在上述已有的电动机的控制装置中，为检测出提供给电动机7的三个相的电流，两个电流检测元件、即CT6a和CT6b是不可缺少的，对于这样的结构，如果能够从电动机7与直流交流变换器5的连接电路上去除电流检测元件，包括配线，其电路结构可以简化，这一点是有利的。

本发明是考虑上述情况而作出的，其目的是提供使用单一的电流检测元件检测提供给电动机的各相的电流的电流检测方法以及使用这样的方法的电动机控制装置。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种电动机电流检测方法，是对电力变换器中桥接的多个开关元件根据脉冲宽度调制模式进行导通、关断控制，以此检测通过将直流电变换为多相交流电的电力变换器驱动的电动机的相电流的电动机电流检测方法，其特征在于，将产生对应于所述相电流的信号的电流检测元件连接于所述电力变换器的直流侧，变更所述脉冲宽度调制模式，以使直接或间接对应于所述相电流的信号发生于所述电流检测元件上，其中从至少一个所述开关元件导通、关断状态发生变化的时刻起，至读入产生于所述电流检测元件上发生的信号为止的最小待机时间为τ时，通过对所述脉冲宽度调制模式的任一相位进行时间移动，使得在所述脉冲宽度调制模式的载波时间区间范围内包括两个时间区间，一是两个相电流在τ以上时间同时流动的区间，另一个是所述两个相电流中的一相电流在τ以上时间单独流动的区间，基于发生在所述电流检测元件上的信号及变更后的所述脉冲宽度调制模式，检测出所述电动机的相电流。

根据本发明的第二方面，提供了一种控制装置，用于在对桥接的多个开关元件根据脉冲宽度调制模式进行导通、关断控制，使得通过电力变换器驱动电动机，以此将直流电变换为三相交流电，其特征在于，所述控制装置包括连接于所述电力变换器的直流侧，发生对应于相电流值的信号的电流检测元件；依据由所述电流检测元件检测出的所述电机相电流，确定转子位置，产生所述脉冲宽度调制模式，以跟踪所述转子位置的波形生成装置；连接在所述电流检测元件和所述波形生成装置之间，在不能够根据所述电流检测元件上发生的信号检测相电流的情况下，变更所述脉冲宽度调制模式，以使所述脉冲宽度调制模式与依据脉冲宽度调制模式的所述相电流直接或间接地对应的波形变更装置，其中从至少一个所述开关元件导通、关断状态发生变化的时刻起，至读入产生于所述电流检测元件上发生的信号为止的最小待机时间为τ时，所述波形变更装置通过对所述脉冲宽度调制模式的任一相位进行时间移动，使得在所述脉冲宽度调制模式的载波时间区间范围内包括两个时间区间，一是两个相电流在τ以上时间同时流动的区间，另一个是所述两个相电流中的一相电流在τ以上时间单独流动的区间；利用变更后的所述脉冲宽度调制模式控制所述开关元件导通、关断的驱动装置。

附图说明

图1是本发明的电流检测方法及使用该方法的电动机的控制装置的结构框图。

图2是表示对于波形发生器的基本通电模式，波形变更器进行模式变更的三种变更例以及电流检测状态的图表。

图3是以使通电时间与电气角对应的状态表示基本的通电模式的一个变更例的波形图。

图4A～4C是对图1所示的实施形态的运作进行说明用的时序图。

图5A～5C是对图1所示的实施形态的运作进行说明用的时序图。

图6是使微处理器等具有图1所示的实施形态的功能的情况下的具体处理步骤的流程图。

图7是表示各线圈的通电状态和检测电流值对应的相的关系的图表。

图8是已有的电流检测方法以及使用该方法的电动机的控制装置的结构框图。

具体实施方式

下面根据附图所示的较佳实施例对本发明作详细说明。图1是本发明的电流检测方法以及使用该方法的电动机的控制装置的结构框图，图中，与表示已有的装置的图8中的部件相同的部件标注相同的标号，其说明予以省略。

该实施例中用来检测出过电流的电流检测电阻4作为相电流检测用的元件共同使用，电流检测器9a根据其两端产生的电压检测提供给电动机7的三个相的电流。为了能够实现这样的电流检测，波形产生器11和驱动电路12之间设有变更用于脉冲宽度调制(PWM)的基本的通电模式的波形变更器13，电流检测器9a的结构被设计成可对照该波形变更器13的输出信号波形确定各相的电流。

对于如上所述构成的本实施例的运作，将与其原理一并在下面说明。直流交流变换器5输出经脉冲宽度调制的三相交流电时，利用对于构成该直流交流变换器5的开关元件的通电模式可检测出特定相的电流。即如图7所示，如果存在仅U相电流为H电平、V相及W相的电流均为L电平的通电模式，则电流检测电阻4的两端上产生的电压与U相电流对应。另外，在U相和V相电流都为H电平而W相的电流为L电平的期间，电流检测电阻4的两端产生的电压的符号反转的电压与W相电流对应。

这样采用对应于脉冲宽度调制波形的通电模式依次检测、存储三的相的电流的处理方法，则该电流检测能分时检测出三个相的电流。在这种情况下，由于不是同时检测相电流，实际上会产生误差。然而，如果不是要求特别严密，则用分时检测出的三个相的电流检测值求解电路方程式能够计算出以下的通电模式、即构成直流交流变换器5的开关元件的导通、关断模式。

利用上述方法可进行电动机的向量控制，然而，一旦分时读入电流值的时间间隔增大，则相对于同时检测出的3个相的电流值其误差也增大，这可能会造成无法平稳地驱动电动机的后果。因此有必要将三个相的电流在尽可能短的时间间隔内读入。

另一方面，由于开关元件的导通、关断状态变化后电路状态不会立即稳定下来，所以在将电流检测元件产生的信号读入之前的最小待机时间τ是需要的。如果假设该待机时间τ为例如20μs，则要将一个相的电流读入，必须使特定的通电状态持续20微秒以上。换言之，在同一通电状态的持续时间短于20微秒的情况下，电流的读入操作无法进行。其结果是，这个时候应该更新的相的电流值无法更新。

还有，在脉冲宽度调制中，在两的相的电流值为相同值时刻、即两个相的电流的瞬时值随时间的推移而相交的点(电气角30°、90°、150°210°、270°、330°)上，两的相的电流的通电状态同时切换。因此这时无法检测新的相电流。

图2所示的图表是对于波形生成器11的通电模式，波形变更器13变更脉冲宽度调制波形的变更例，图3是对应于这些波形的变更的脉冲宽度变更波形的电气角和时间宽度(μsec)的关系的曲线图，图4A～4C和图5A～5C是对应于这些变更的时序图。下面就这些时间宽度和相移的关系作详细说明。

首先，图2中[波形输出]这一栏对一个周期内每个主要电气角示出了与波形生成器11输出的基本通电模式对应的导通时间宽度。特别是不是产生脉冲宽度调制波形的载波频率为4kHz，导通负载为100％的情况。

在图2中，标记●及标记×表示波形移动的相。也就是表示即使其它该相位移也会有同样的效果。另外，(+)表示使正电压侧(上侧)臂的导通(ON)时间增加，(-)表示使上侧臂的导通(ON)时间减少。另外，加工波形输出的时间在「波形增减+移动」的例子中打网线的部分表示增加时间。

其中，如果着眼于电气角为30度的点，构成直流交流变换器5的开关元件的正电压侧臂的U、V、W各相的开关元件的导通、关断状态如图4所示。也就是使U相的开关元件处于导通状态的时间间隔为187μsec，使V相的开关元件处于导通状态的时间间隔为188μsec，使W相的开关元件处于导通状态的时间间隔为0。这时，从载波的基准位置(0、250、500、…)起经过31μsec的时刻，U相和V相的波形从L电平向H电平变化。然而，从波形的变化到电路稳定为止必需要有20μsec的待机时间，因此从51μsec至219μsec的时间间隔是能够正确检测出W相电流的时间间隔。但是，U相和V相电流是无法检测出。图2中的「生成波形」栏中，W相电流可以检测出的例子以○表示，U相和V相的电流无法检测出的例子以×表示。

接着，如图4B所示，如果使V相波形的上升时间和下降时间快20μsec，即V相的波形向图的左侧移动20μsec，则V相的波形在距载波基准位置11μsec处上升。因此在电路稳定的31μsec可检测出V相电流，51μsec以后可检测出W相电流。另外，在219μsec处可检测出U相的电流。还有，即使采用将U相波形向图的左侧移动20μsec代替将V相波形向图的左侧移动20μsec的方法，也能将U相、V相、W相全部的电流检测出来。在图2中的「波形移动」栏中，利用波形移动能检测出的相以涂黑的标记○表示，无需波形移动也能检测出的相则以标记○表示，另外，仅使波形移动无法直接检测出电流的相用标记×表示。

图1所示的波形变更器13执行这样的波形移动，电流检测器9a根据变更后的通电模式的各电流检测时序，将在电流检测电阻4上发生的电压值读入，以此可直接检测U、V、W各相的电流，图4A示出了这一状态。

另外，还能够直接检测出两相电流，并将剩下的1相电流通过上述2个相的电流间接地检测出。

这样，使基本通电模式中的任一相的波形大约移动待机时间τ的方法，导通时间宽度不变，因此输出电压不变。其结果是，波形失真较小的正弦波的相电流的检测成为可能，而且，由于能够直接检测三个相的电流的电气角的数目增加，因此还具有不易受到叠加在电流上的外部干扰的影响的优点。另外，图1所示的实施例中，电流检测元件采用过电流检测用的电流检测电阻4，因此还可得到实现包括布线在内的结构简单化的效果。

虽然在上述例子是使基本通电模式的任何一相的波形大致移动待机时间τ，但是代之以变更时间宽度也可以检测出大致相同的相电流。下面将对此进行说明。

如图4C所示，使U相的时间宽度减少20μsec，V相时间间隔增加20μsec的情况下，在自载波的基准位置起经过41μsec的时刻，能检测出V相电流、起经过61μsec以后，能检测出W相电流、在229μsec能检测出U相电流。图2中的[波形增减]栏中，利用时间宽度的增减可直接检测出电流的相以标记○表示，仅能间接检测出电流的相以标记×表示。另外，图2中的又一[波形增减]栏的数值表示部分变更的时间宽度。

由图2和图4可清楚地发现，至少在电气角为30度的位置上，仅变更与导通时间对应的波形的时间宽度就能够直接检测出U、V、W相的电流。但是与移动波形的情况相比，可以知道只能间接地检测出电流的电气角的数目较多。这样变更波形的导通时间宽度的方法，虽然有输出电压偏离本来的值，产生波形失真的缺陷，但能在载波周期的前半周期和后半周期的2个时间点上检测出相电流，因此其优点是能获得比波形移动的情况具有更好响应性的控制。

在上述2种电流检测方法中，由于有时无法将全部U，V，W相电流直接检测出，在这种情况下必须根据两个相电流间接地检测出另一相电流。因此，可检测出的两个相电流的一相上如果由于外部干扰而被叠加有误差成分α的话，则必然另一相电流也含有误差成分α。因此无法进行高精度控制。因此，如果能将三个相的电流全部直接检测出的话，各电流的电流和不为零的时候，可知至少一相电流被叠加以外部干扰所产生的误差成分。因此可修正这样的误差。作为能够直接检测出全部三个相的电流的方法，可以考虑将波形移动和时间宽度的变更组合的方法。

图5A、5B、5C是使与导通时间对应的波形的相位移动，同时也改变时间宽度的例子，特别是与电气角0度对应的时序图，如图2和图5A所示，基本通电模式中电气角为0度时，U相波形的导通时间宽度为125μsec，V相波形的导通时间宽度为233μsec，W相波形的导通时间为17μsec。在保持这种状态的情况下，自载波的基准位置起25μsec～62μsec期间能够直接检测出V相电流，在82μsec～116μsec期间能够检测出W相电流。然而，U相电流是无法直接检测出的。图5B是使V相的波形向左移动116μsec，同时，使其时间宽度缩短3μsec，还将W相波形向左移动9μsec的例子。这样，自载波的基准位置起到62μsec为止的可以检测出V相电流、在82μsec～108μsec期间可以检测出W相电流，在145μsec处可检测出U相电流。

图5C为又一例子，它示出了使U相波形向右侧移动62μsec，V相波形向左移动11μsec，同时时间宽度缩短3μsec的情况。这样，自载波的基准位置起至20μsec～116μ期间可检测出V相电流、在154μsec～230μsec期间可检测出W相电流，在250μsec处可检测出U相电流。

图2中的[波形增减+移动]栏中，可在含波形移动的状态进行电流检测的相以涂黑的标记○表示，可在无波形移动的情况下进行电流检测的相以标记○表示，这样，通过相应于电气角移动波形或变更时间宽度，能直接检测出所有电气角的所有的相的电流。图2中的又一[波形增减+移动]栏中记载了实现这些变更而得到的所有电气角的各相的导通时间宽度的数值。

其结果是，在修正电流值以使各相电流的总和为零，或将电流值与上次检测出的电流值比较，这样可判断出哪一相是外部干扰所引起的误差成分所叠加的相，这样可以高精度地检测出电动机的相电流或绕组电流。

图3是如上所述示出了对于基本的通电模式，在保持原状的情况下无法检测出各相的电流的电气角进行时间宽度的增减的情况下的变更前和变更后的值的曲线图，粗线表示变更前的时间宽度，部分间断绘制的细线表示变更后的时间宽度。由图3可知，在两个相电流的瞬时值的交点(电气角30°、90°、150°、210°、270°、330°)附近，处于导通状态的时间宽度变得比较大。

图2所示的表是与负载为100％的情况对应的，例如，在负载为20％和5％的情况下，几乎在所有电气角上都需要波形的移动和时间宽度的增减。然而，附图和说明为了简单化，本说明书省略这些说明。

图6示出了在图1所示的实施例中使微处理器具有过电流检测电路8、电流检测器9a、转子位置检测器10、波形生成器11及驱动电路12的各功能，是表示在进行波形移动的情况下的，与电流检测器9a、波形生成器11以及波形变更器13的各功能对应的具体处理步骤的流程图。如所周知，图2或图3所示的电气角从0度到360度的范围内被分为6个通电模式，另外，当加入全部相的电流为零的通电模式时，如表示与至各绕组的通电状态和检测电流值对应的相关系的表、即图7所示，具有用0～7表示的8个通电模式。

因此，首先在步骤101，在执行通电模式变更的规定时刻t读入直流电流I(t)，在步骤102根据U相、V相、W相的各通电模式的组合，检查相应通电模式，同时参照图7的表判断所得到的直流电流是U相、V相、W相的电流的任一相的电流吗？接着在步骤103，将直流电流I(t)作为n相(n＝U、V、W)的电流存储。接着在步骤104判断上次的测定相n(t-1)和当前测定相n(t)是否相等，再反复执行步骤101～104的处理，直到这些相发生变化为止，即直接检测出两个相的电流为止。

接着，在检测出两个相的电流后的步骤105，通过将这次的n相电流In(t)和上次测定的其它相的电流In(t-1)的符号改变的值相加，求出剩下的另一相m(m＝U、V、W)的电流Im。由此获得三个相的电流。然后，在步骤106根据三个相的电流值进行向量运算，计算出下次应该输出的与基本通电模式对应的波形Pu(t)、Pv(t)、Pw(t)。

接着，在步骤107，判断U相波形上升，Pu(t0)和V相波形上升，Pv(t0)的差的绝对值是在20μsec以上、V相波形上升，Pv(t0)和W相波形上升，Pw(t0)的差的绝对值在20μsec以上、V相波形上升，Pv(t0)和W相波形上升，Pw(t0)的差的绝对值在20μsec以上、W相波形上升，Pw(t0)和U相波形上升，Pu(t0)的差的绝对值在20μsec以上这些情况中是否满足至少两项。判断为不满足这些条件中的两项条件时，在步骤108使U相(或V相、W相)的通电波形移动Δt(10μsec)，然后再次回到步骤107。在满足上述两项条件的情况下，在步骤109发出对构成直流交流变换器5的开关元件的通电波形Pu(t)、Pv(t)、Pw(t)的输出指令，并结束对应于一个载波周期的电流检测以及通电波形的输出处理。

通过这些处理的执行，使用连接在直流交流变换器5的直流侧的单个电流检测元件，就可实现电动机相电流的检测，另外，可以用该电流检测方法实现电动机的控制。

这样，采用本实施形态，通过将基本通电模式的任何一相波形大致移动待机时间τ，可在波形不失真的正弦波的状态下检测出相电流，并能获得不易受叠加在电流上的外部干扰影响的效果。另外，由于将用于过电流检测的电流检测电阻作为电流检测元件，能得到实现包括布线的结构简化效果。通过变更基本通电模式的时间宽度，可在载波周期的前半周期和后半周期的2个时间点上检测出相电流，因此，能获得比波形移动的情况响应更好地实现控制的新的效果。另外，通过将与基本通电模式的导通时间对应的波形相位移动，同时也改变时间宽度，可以一面修正电流值以使各相电流的总和为零，另一面与上次检测出的电流值比较，可判断出哪一相是外部干扰所引起的误差成分所叠加的相，这样可获得能够高精度地检测出电动机的相电流或绕组电流的效果。

而且，在上述实施例中，对将直流转换为3相交流，驱动3相电动机(直流电动机也行。事实上就是直流电动机)的情况作了说明，但是本发明也可以使用于变换为更多相的交流驱动电动机的装置。

还有，在上述实施形态中，将连接于直流交流变换器5的直流侧的电流检测电阻4作为电流检测元件共用，但也可以代之以设置仅用于电流检测的CT等。

由以上说明可清楚了解到，采用本发明，能够提供一种能够用单个电流检测元件检测送至电动机的各相电流的电动机的电流检测方法以及使用该方法的电动机控制装置。

Claims (6)

1.一种电动机电流检测方法，是对电力变换器中桥接的多个开关元件根据脉冲宽度调制模式进行导通、关断控制，以此检测通过将直流电变换为多相交流电的电力变换器驱动的电动机的相电流的电动机电流检测方法，其特征在于，

将产生对应于所述相电流的信号的电流检测元件连接于所述电力变换器的直流侧，

变更所述脉冲宽度调制模式，以使直接或间接对应于所述相电流的信号发生于所述电流检测元件上，其中从至少一个所述开关元件导通、关断状态发生变化的时刻起，至读入产生于所述电流检测元件上发生的信号为止的最小待机时间为τ时，通过对所述脉冲宽度调制模式的任一相位进行时间移动，使得在所述脉冲宽度调制模式的载波时间区间范围内包括两个时间区间，一是两个相电流在τ以上时间同时流动的区间，另一个是所述两个相电流中的一相电流在τ以上时间单独流动的区间，

基于发生在所述电流检测元件上的信号及变更后的所述脉冲宽度调制模式，检测出所述电动机的相电流。

2.如权利要求1所述的电动机电流检测方法，其特征在于，所述电流检测元件是电流检测电阻。

3.如权利要求1所述的电动机电流检测方法，其特征在于，所述电流检测元件是电流变换器。

4.一种控制装置，用于在对桥接的多个开关元件根据脉冲宽度调制模式进行导通、关断控制，使得通过电力变换器驱动电动机，以此将直流电变换为三相交流电，其特征在于，

所述控制装置包括

连接于所述电力变换器的直流侧，发生对应于相电流值的信号的电流检测元件；

依据由所述电流检测元件检测出的所述电机相电流，确定转子位置，产生所述脉冲宽度调制模式，以跟踪所述转子位置的波形生成装置；

连接在所述电流检测元件和所述波形生成装置之间，在不能够根据所述电流检测元件上发生的信号检测相电流的情况下，变更所述脉冲宽度调制模式，以使所述脉冲宽度调制模式与依据脉冲宽度调制模式的所述相电流直接或间接地对应的波形变更装置，其中从至少一个所述开关元件导通、关断状态发生变化的时刻起，至读入产生于所述电流检测元件上发生的信号为止的最小待机时间为τ时，所述波形变更装置通过对所述脉冲宽度调制模式的任一相位进行时间移动，使得在所述脉冲宽度调制模式的载波时间区间范围内包括两个时间区间，一是两个相电流在τ以上时间同时流动的区间，另一个是所述两个相电流中的一相电流在τ以上时间单独流动的区间；

利用变更后的所述脉冲宽度调制模式控制所述开关元件导通、关断的驱动装置。

5.如权利要求4所述的控制装置，其特征在于，所述电流检测元件是电流检测电阻。

6.如权利要求4所述的控制装置，其特征在于，所述电流检测元件是电流变换器。

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