CN104052346A - 真空泵 - Google Patents

Abstract

本发明是关于一种真空泵，即便在低速旋转区域也可以精度良好地推算旋转速度及磁极电角度。真空泵包括：反相器，具有基于脉宽调制驱动指令而被接通或断开控制的多个开关元件，且通过多个开关元件的接通或断开而将生成的驱动电流供给至电动机；旋转速度／磁极位置推算部，检测包括电动机的逆电压信息的信号，而推算电动机的磁极电角度及旋转速度；测定区间信号生成部，在电动机的低速旋转区域，使通过反相器而从电源供给至电动机或从电动机向电源回充的驱动电流的生成及阻断重复进行；且所述旋转速度／磁极位置推算部在低速旋转区域检测电流供给阻断时的所述信号从而推算磁极电角度及旋转速度。

Description

真空泵

技术领域

本发明是有关于一种例如如涡轮分子泵(turbo-molecular pump)般通过电动机(motor)而旋转驱动转子(rotor)的真空泵(pump)。

背景技术

涡轮分子泵等轴流式真空泵为了真空排气而使具有动叶(rotor blade)的转子高速旋转。这种真空泵一面对稀薄气体进行压缩工作一面进行排气，因此，只使转子向一个方向旋转。以下，将所述旋转方向称为正旋转。因此，通常真空泵中的转子旋转成为静止-正旋转区域中的加速及减速运转。

以往，是基于旋转传感器(sensor)的检测信号取得旋转速度信息及电动机转子(motor rotor)的磁极位置信息作为用来使转子旋转的电动机驱动控制所必需的信息。然而，在使用一个电感(inductance)式间隙传感器(gapsensor)来检测设置于转子的目标(target)(具有阶差)的方式的真空泵中，难以只通过旋转传感器而侦测旋转方向。

因此，通常是通过在电动机驱动时(特别是产生逆旋转的可能性比较高的起动时)的控制序列(control sequence)上下工夫来应对(例如参照专利文献1)。然而，在通过对控制序列下工夫来应对的方法中，存在以下缺点，即，至使转子正旋转为止的启动时间花费得长。

[专利文献1]日本专利4692891号公报

由此可见，上述现有的真空泵在结构与使用上，显然仍存在有不便与缺陷，而亟待加以进一步改进。为了解决上述存在的问题，相关厂商莫不费尽心思来谋求解决之道，但长久以来一直未见适用的设计被发展完成，而一般产品又没有适切结构能够解决上述问题，此显然是相关业者急欲解决的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种真空泵。除将如上所述的电感式间隙传感器用于旋转传感器的方式以外，为了提高可靠性且降低成本(cost)，提出有无旋转传感器控制。此外，基于节能的观点，应用直流(direct current，DC)无刷电动机(brushless motor)，且多使用正弦波驱动作为驱动方法。在这种真空泵中，基于伴随安装在电动机转子的永久磁铁的旋转的逆电压推算磁极位置、及旋转速度。

通常，在中高速旋转速度域中，根据近似于实际电动机常数的电气等效电路(规定电流、电压关系的电路)常数、及所侦测到的电动机电流信号及电压信号算出逆电压并求出磁极位置。逆电压是与转速(engine speed)成比例的电压，因此，像电动机起动时那样在低速旋转区域成为微弱的电压值。另一方面，一般而言是将3相反相器(inverter)的输出电压设定为与额定旋转的逆电压同等以上的电压值(例如，在涡轮分子泵的情况下为数十V)。

因此，例如，在额定转速为1000rps的真空泵中，刚开始起动后的1rps中的逆电压值成为额定时的逆电压值的千分之一，为数十mV左右。非常难以从以数十V以上重复接通或断开的脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)输出电压精度良好地抽取这种微弱的逆电压。

本发明的目的是采用以下技术方案来实现的。依据本发明提出的一种真空泵，其包括：电动机，旋转驱动泵转子；正弦波驱动指令生成部，生成正弦波驱动指令；脉宽调制驱动指令生成部，基于所述正弦波驱动指令生成脉宽调制驱动指令；反相器电路，具有基于所述脉宽调制驱动指令而被接通或断开控制的多个开关元件，且通过所述多个开关元件的接通或断开而将生成的驱动电流供给至所述电动机或从所述电动机回充；推算部，检测包含所述电动机的逆电压信息的信号，推算所述电动机的磁极电角度及旋转速度；以及驱动电流控制部，在所述电动机起动时的加速动作或停止时的减速动作的从停止状态至规定旋转速度为止的低速期间，重复进行通过所述反相器电路而从电源供给至所述电动机或从所述电动机向所述电源回充的驱动电流的生成及阻断；且所述推算部在所述低速期间，检测所述阻断时的所述信号，而推算所述磁极电角度及旋转速度。

本发明的目的还可采用以下技术措施进一步实现。

较佳的，前述的真空泵，其中所述的驱动电流控制部在所述低速期间，重复进行所述驱动电流的供给或回充、及阻断，所述驱动电流的供给或回充是基于接通或断开指令，所述接通或断开指令是基于所述脉宽调制驱动指令，且所述驱动电流的阻断是因将所述多个开关元件全部设为断开状态而导致的；且所述推算部在所述低速期间，检测所述阻断时的电动机相电压作为所述信号，从而推算所述磁极电角度及旋转速度。

较佳的，前述的真空泵，其中所述的驱动电流控制部在所述低速期间，重复进行所述驱动电流的供给或回充、及阻断，所述驱动电流的供给或回充是基于接通或断开指令，所述接通或断开指令是基于所述脉宽调制驱动指令，且所述驱动电流的阻断是因将所述电动机的各相的电位设为相同电位的短路控制导致的；且所述推算部在所述低速期间，检测所述阻断时的电动机相电流作为所述信号，从而推算所述磁极电角度及旋转速度。

较佳的，前述的真空泵，其中所述的阻断的期间长于脉宽调制周期，且所述阻断以短于所述阻断的期间中的旋转周期的重复周期重复进行。

较佳的，前述的真空泵，其旋转速度小于所述规定旋转速度，预先设定为规定的正逆旋转速度范围且该正逆旋转速度范围之间包含旋转速度零，且当由所述推算部推算的旋转速度在所述正逆旋转速度范围内时，所述推算部输出一定的旋转速度值代替所推算的旋转速度，并且使用该旋转速度值生成磁极电角度。

较佳的，前述的真空泵，其中还包括：径向磁轴承及轴向磁轴承，磁悬浮支撑所述泵转子；及磁轴承控制部，控制所述径向磁轴承及轴向磁轴承；且当电动机起动时的旋转速度在所述正逆旋转速度范围内时，利用所述反相器电路的电动机驱动停止，且所述磁轴承控制部通过所述径向磁轴承的吸引力而使所述泵转子向与电动机正旋转方向相反的方向公转运动，并且使其向电动机正旋转方向自转运动。

较佳的，前述的真空泵，其中所述的以多个阶段切换所述低速期间中的所述重复周期及所述阻断期间，使所述低速期间中的所述重复周期及所述阻断期间随着所述电动机的旋转速度变大而变短。

较佳的，前述的真空泵，其包括：放大部，放大所检测到的包括所述逆电压信息的信号，且能够以多段切换放大增益；及增益切换部，在所述低速期间，以旋转速度越小放大增益越大的方式切换所述放大部的放大增益。

较佳的，前述的真空泵，其包括：放大部，放大所检测到的包括所述逆电压信息的信号，且能够以多段切换放大增益；及增益切换部，在所述低速期间，以旋转速度越小放大增益越大的方式切换所述放大部的放大增益；且将所述放大增益的切换段数与所述重复周期及所述阻断的期间的切换段数设为相同，且将所述放大增益的切换时旋转速度与所述重复周期及所述阻断的期间的切换时旋转速度设为相同。

借由上述技术方案，本发明真空泵至少具有下列优点及有益效果：根据本发明，即便在逆电压变微弱的低速旋转区域，也可以精度良好地推算旋转速度及磁极电角度。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。

附图说明

图1是表示本实施方式的真空泵中的泵单元(pump unit)1的构成的图。

图2是表示控制单元(control unit)的概略构成的框图。

图3是表示关于电动机M的电动机驱动控制系统的图。

图4是说明正弦波驱动控制部400的框图。

图5是说明d轴及q轴的方向的图。

图6是表示旋转速度／磁极位置推算部407的详细情况的图。

图7(a)、图7(b)是说明旋转坐标dq系统中的磁极相位偏差的图。

图8(a)、图8(b)是表示开路(open)区间设定的一例的图。

图9是表示开路区间设定时的电动机M的一相中流动的电流的图。

图10是表示短路(short)区间中的PWM电压波形的一例的图。

图11(a)、图11(b)是表示短路区间设定的一例的图。

图12是表示推算旋转速度ω与Iq设定的关系的图。

图13是表示从轴向观察的磁轴承37的电磁铁37x、37y与轴(shaft)30a的位置的图。

图14(a)、图14(b)是说明起动动作的图，表示继图13的动作。

图15是说明起动动作的图，表示继图14(a)、图14(b)的动作。

图16是表示进行利用磁轴承电磁铁的强制旋转驱动的情况的推算旋转速度ω与Iq设定的关系的图。

图17是表示在起动时以周期T1重复开路区间T2的情况的加速动作例的图，表示旋转阻力小的情况。

图18是表示在起动时以周期T1重复开路区间T2的情况的加速动作例的图，表示旋转阻力大的情况。

图19是表示所推算的磁极电角度θ与实际磁极电角度θr的关系的图。

图20(a)、图20(b)、图20(c)是表示T1、T2的变更的一例的图。

图21是说明第4实施方式中的正弦波驱动控制部400的框图。

图22是表示将正弦波驱动控制部400设为开环控制系统(open-loopcontrol system)的情况的构成的框图。

图23是表示第5实施方式的图。

图24是表示满足可加速条件的T2／T1例的图。

【主要元件符号说明】

1：泵单元                             4：泵转子(pump rotor)

4a：旋转叶片                          4b：圆筒部

10：电动机定子                        11：电动机转子

26a、26b：机械轴承                    30a：轴

37至39：磁轴承                        37x、37y、38x、38y：电磁铁

40：AC／DC转换器                      41：DC／DC转换器

42：DC电源                            43：反相器(inverter)

44：控制部                              45：励磁放大器

46：电磁铁                              50：电流侦测部

51：电压侦测部                          55：转子盘

60：基座                                60a：排气口

61：泵壳体                              61a：吸气口

61b：卡止部                             61c：固定法兰

62：固定叶片                            63：垫圈

64：螺纹定子                            65：排气端口

400：正弦波驱动控制部                   401：速度控制部

402：Id/Iq设定部                        403：等效电路电压转换部

404：dq-2相电压(phase voltage)转换部

405：2相-3相电压转换部

406：PWM信号生成部                     407：旋转速度／磁极位置推算部

408：测定区间信号生成部                409、410：低通滤波器

412：信号放大增益设定部                441、442：PWM控制信号

443：关于电动机M的信号(关于相电压或相电流的信号)

444：关于磁轴承的信号(励磁电流信号或位移信号)

4071、4072：3相-2相转换部               4073：等效电路电压转换部

4074：逆电压运算部                      4075、4110：2相-dq电压转换部

4076、4111：相位角运算部                4077：修正量Δφ运算部

4078：旋转速度运算部                    4079：积分运算部

4110：2相-dq电压转换部                  4111：相位角运算部

4113、4114：差分运算部                  4115：ω生成部

4116：符号反转部                        4300：栅极驱动电路

D1至D6：环流二极管

Ed、Eq、Emd、Emq、Eα、Eβ：逆电压

M：电动机                              R：旋转体单元

SW1至SW6：开关元件                     SW10：供开路用的开关族群

SW20：供短路用的开关族群               ω：推算旋转速度

ωi：目标旋转速度                      ωs：旋转速度

I、Id、Iq：电流指令                    iα、iβ：电流信号

Vd、Vq：电压指令                       Vα、Vβ、vα′、vβ′：电压信号

Vu、Vv、Vw：3相电压指令                iu、iv、iw：相电流侦测信号

θ、θr、θs：磁极电角度               θm：电角度

Ψ、Ψm：相位角                        ΔΨ：差分

ΔΨm：相位Ψm的差分

具体实施方式

为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的一种真空泵的具体实施方式、结构、特征及其功效，详细说明如后。

-第1实施方式-

图1是说明本实施方式的真空泵的图。图1所示的真空泵为磁悬浮式涡轮分子泵，在图1中表示涡轮分子泵的泵单元1的构成。涡轮分子泵包括图1所示的泵单元1、及驱动泵单元1的控制单元(未图示)。

泵单元1包括：涡轮泵(turbo pump)段，由旋转叶片4a及固定叶片62构成；及牵引泵(drag pump)段(螺纹槽泵)，由圆筒部4b及螺纹定子64构成。这里，在螺纹定子64侧形成着螺纹槽，但也可以在圆筒部4b侧形成螺纹槽。作为旋转侧排气功能部的旋转叶片4a及圆筒部4b形成于泵转子4。泵转子4紧固在轴30a上。由泵转子4及轴30a构成旋转体单元R。

通过遍及泵转子4的外周的一周形成多个涡轮机叶片(turbine blade)，而构成一段大小的旋转叶片。在泵转子4，在轴向上形成着多团所述一段大小的旋转叶片。多段固定叶片62相对于轴向与旋转叶片4a交替地配置。各固定叶片62隔着垫圈(spacer ring)63载置在基座(base)60上。如果通过螺栓(bolt)而将泵壳体(pump casing)61的固定法兰(flange)61c固定在基座60，则所积层的垫圈63夹持在基座60与泵壳体61的卡止部61b之间，而定位固定叶片62。

轴30a通过设置在基座60的径向磁轴承37、38及轴向磁轴承39而被非接触支撑。各磁轴承37、38、39包括电磁铁及位移传感器(displacementsensor)。通过位移传感器而检测轴30a的浮起位置。另外，构成轴向磁轴承39的电磁铁以在轴向上夹持设置在轴30a的下端的转子盘(rotor disk)55的方式配置。轴30a由电动机M旋转驱动。

电动机M为同步电动机，例如，使用永久磁铁同步电动机。电动机M包括配置在基座60的电动机定子(motor stator)10、及设置在轴30a的电动机转子11。在电动机转子11设置着永久磁铁。在磁轴承未动作时，轴30a由应急用机械轴承(mechanical bearing)26a、26b支撑。

在基座60的排气口60a设置排气端口(port)65，在该排气端口65连接回收泵(back pump)。通过使旋转体单元R磁悬浮并通过电动机M而高速旋转驱动，而将吸气口61a侧的气体分子排向排气端口65侧。

图2是表示控制单元的概略构成的框图。来自外部的直流(AlternatingCurrent，AC)输入通过设置在控制单元的AC／DC转换器(converter)40而转换为DC输出(DC电压)。从AC／DC转换器40输出的DC电压被输入至DC／DC转换器41，并通过DC／DC转换器41而生成供电动机M用的DC电压及供磁轴承用的DC电压。

供电动机M用的DC电压被输入至反相器43。在电动机M的旋转驱动状态下，当加速驱动时，利用由DC／DC转换器(DC电源)41生成的电力通过反相器43而向电动机M供给驱动电流。另一方面，当减速驱动时，利用转换电动机转子的旋转能量所得的电力，通过反相器43从电动机M回充驱动电流，电力返回DC／DC转换器(DC电源)41。另外，得以返回电力的DC／DC转换器(DC电源)41具有将输出电压保持为一定的能力。供磁轴承用的DC电压被输入至供磁轴承用的DC电源42。磁轴承37、磁轴承38、磁轴承39构成5轴磁轴承，磁轴承37、磁轴承38各具有两对电磁铁46，磁轴承39具有一对电磁铁46。对于五对电磁铁46、即十个电磁铁46，从相对于各个电磁铁46设置的十个励磁放大器(excitation amplifier)45单独地供给电流。

控制电动机M的驱动及磁轴承的驱动的控制部44例如由现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)等数字计算器及其周边电路构成。控制部44相对于反相器43输出用来接通或断开控制反相器43所包含的多个开关元件的PWM控制信号441，相对于各励磁放大器45输出用来接通或断开控制各励磁放大器45中所包含的开关元件的PWM控制信号442。此外，如下述般，将关于电动机M的信号(关于相电压(phase voltage)或相电流(phase current)的信号)443输入至控制部44。此外，输入关于磁轴承的信号(励磁电流信号或位移信号)444。

图3是表示关于电动机M的电动机驱动控制系统的图。电动机驱动控制系统包括正弦波驱动控制部400及反相器43。反相器43包括多个开关元件SW1-SW6、及用来接通或断开驱动开关元件SW1-SW6的栅极驱动(gatedrive)电路4300。在开关元件SW1-SW6中使用金属-氧化层-半导体-场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)或绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)等功率(power)半导体元件。另外，在各个开关元件SW1-SW6并联连接着环流二极管(diode)D1-D6。

电动机定子10的U、V、W相线圈(coil)中流动的电流分别由电流侦测部50检测，作为检测结果的电流侦测信号通过低通滤波器(lowpass filter)409被输入至控制部44的正弦波驱动控制部400。此外，U、V、W相线圈的各端子及中性点(neutral point)的电压由电压侦测部51检测，作为检测结果的电压侦测信号通过低通滤波器410被输入至正弦波驱动控制部400。

正弦波驱动控制部400基于通过低通滤波器409、410而去除噪音(noise)的电流侦测信号及电压侦测信号，生成用来接通或断开控制开关元件SW1-SW6的PWM控制信号。栅极驱动电路4300基于PWM控制信号生成栅极驱动信号，而接通或断开开关元件SW1-SW6。由此，经正弦波调制且经PWM化的电压分别被施加于U、V、W相线圈。

在本实施方式中，基于电动机电流侦测信号及电动机电压侦测信号推算旋转速度、及磁极位置。另外，如本实施方式般，在不具有检测电动机转子11的旋转位置的旋转传感器的无传感器(sensorless)电动机的情况下，一般是基于电动机电流侦测信号及电动机电压侦测信号来推算旋转速度、及磁极位置。

正弦波驱动控制部400的说明：

图4是说明正弦波驱动控制部400的框图。在图3中也有说明，电动机M中流动的3相电流是由电流侦测部50检测，所检测到的电流侦测信号被输入至低通滤波器409。另一方面，电动机M的3相电压是由电压侦测部51检测，所检测到的电压侦测信号被输入至低通滤波器410。

通过低通滤波器409的电流侦测信号及通过低通滤波器410的电压侦测信号分别被输入至旋转速度／磁极位置推算部407。在下文中对详细情况进行叙述，旋转速度／磁极位置推算部407基于电流侦测信号及电压侦测信号推算电动机M的旋转速度ω及磁极位置(电角度θ)。另外，磁极位置由电角度θ表示，因此，以下，将磁极位置称为磁极电角度θ。旋转速度／磁极位置推算部407根据所推算的ω的值输出旋转速度ωs及磁极电角度θs。旋转速度ωs被输入至速度控制部401、Id／Iq设定部402、等效电路电压转换部403及测定区间信号生成部408。磁极电角度θs被输入至dq-2相电压转换部404。

另外，在本实施方式中，所推算的旋转速度ω及磁极电角度θ直接作为旋转速度ωs及磁极电角度θs(ωs=ω、θs=θ)输出，但在下述第2实施方式等中，根据所推算的旋转速度ω而输出的旋转速度ωs及磁极电角度θs不同。因此，在第1实施方式中，也将所推算的旋转速度ω及磁极电角度θ与所输出的旋转速度ωs及磁极电角度θs区别表示。

速度控制部401基于所输入的目标旋转速度ωi与从旋转速度／磁极位置推算部407输出的当前的旋转速度ωs的差分进行PI控制(比例控制及积分控制)或P控制(比例控制)，从而输出电流指令I。在下文中对详细情况进行叙述，但Id／Iq设定部402基于电流指令I及旋转速度ωs设定旋转坐标dq系统中的电流指令Id、Iq。如图5所示，旋转坐标dq系统的d轴是将旋转中的电动机转子11的N极设为正方向的坐标轴。q轴是相对于d轴超前90度的直角方向的坐标轴，其朝向成为正旋转时的逆电压方向。

等效电路电压转换部403使用基于电动机M的电气等效电路常数及从旋转速度／磁极位置推算部407输入的旋转速度ωs的下式(1)，将电流指令Id、Iq转换为旋转坐标dq系统中的电压指令Vd、Vq。另外，等效电路分为电动机线圈的电阻成分r及电感成分L。r、L的值是根据电动机规格等获得，预先存储于存储部(未图示)。

[数1]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vd}\\ \mathrm{Vq}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}r& -\mathrm{\ωs}\·L\\ \mathrm{\ωs}\·L& r\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{Id}\\ \mathrm{Iq}\end{array}\right)...\left(1\right)$

dq-2相电压转换部404基于转换后的电压指令Vd、Vq及从旋转速度／磁极位置推算部407输入的磁极电角度θs，将旋转坐标dq系统中的电压指令Vd、Vq转换为固定坐标αβ系统的电压指令Vα、Vβ。2相-3相电压转换部405将2相的电压指令Vα、Vβ转换为3相电压指令Vu、Vv、Vw。PWM信号生成部406基于3相电压指令Vu、Vv、Vw生成用来接通或断开(导通或阻断)设置在反相器43的六个开关元件SW1-SW6的PWM控制信号。反相器43基于从PWM信号生成部406输入的PWM控制信号接通或断开开关元件SW1-SW6，并对电动机M施加驱动电压。

旋转速度／磁极位置推算部407的说明：

图6是表示旋转速度／磁极位置推算部407的详细情况的图。从电压侦测部51输出的相电压侦测信号vv、vu、vW通过低通滤波器410而被输入至3相-2相转换部4072。3相-2相转换部4072将3相的电压信号转换为2相的电压信号vα′、vβ′。转换后的电压信号vα′、vβ′被输入至逆电压运算部4074。

另一方面，从电流侦测部50输出的相电流侦测信号iv、iu、iw通过低通滤波器409而被输入至3相-2相转换部4071。3相-2相转换部4071将3相的电流侦测信号iv、iu、iw转换为2相的电流信号iα、iβ。转换后的电流信号iα、iβ被输入至等效电路电压转换部4073。

等效电路电压转换部4073使用基于电动机M的电气等效电路常数的下式(2)将电流信号iα、iβ转换为电压信号vα、vβ。转换后的电压信号vα、vβ被输入至逆电压运算部4074。另外，等效电路分为电动机线圈(motor coil)的电阻成分r及电感成分L。r、L的值是根据电动机规格等获得，且预先存储于存储部(未图示)。

[数2]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{v\α}\\ \mathrm{v\β}\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}r& -\mathrm{\ωs}\·L\\ \mathrm{\ωs}\·L& r\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{i\α}\\ \mathrm{i\β}\end{array}\right)...\left(2\right)$

逆电压运算部4074基于基于电动机3相电压的电压信号vα′、vβ吸基于电动机3相电流的电压信号vα、vβ，使用下式(3)算出逆电压Eα、Eβ。而且，如下述般，旋转速度／磁极位置推算部407基于由逆电压运算部4074算出的逆电压Eα、Eβ推算旋转速度ω及磁极电角度θ。

[数3]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{E\α}\\ \mathrm{E\β}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{\mathrm{v\α}}^{\text{'}}\\ {\mathrm{v\β}}^{\text{'}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{cc}r& -\mathrm{\ωs}\·L\\ \mathrm{\ωs}\·L& r\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{i\α}\\ \mathrm{i\β}\end{array}\right)...\left(3\right)$

在本实施方式中，在通过逆电压运算部4074算出逆电压Eα、Eβ之后，如下述般基于逆电压Eα、Eβ算出旋转速度ω及磁极相位偏差修正量Δφ，然后推算磁极电角度θ。

旋转速度ω是与磁极电角度θ的周期性相关的量。另一方面，磁极相位偏差修正量Δφ是与实际磁极电角度θr与所推算的磁极电角度θ之间的相位偏差相关的量。而且，根据所算出的旋转速度ω(ω=ωs)与磁极相位偏差修正量Δφ，通过θ=∫(ωs)dt+Δφ算出磁极电角度θ(=θs)。

首先，对磁极相位偏差修正量Δφ的运算进行说明。电动机转子11的旋转速度因转子旋转惯性，不在旋转1周期内急剧地变化，而至少经过数周期慢慢地变化，可看做稳态响应(steady-state response)。因此，2相-dq电压转换部4075通过式(4)所示的转换而将所输入的逆电压(Eα、Eβ)转换为旋转坐标dq系统中的逆电压(Ed、Eq)。另外，对式(4)中的θs，反馈(feedback)在以规定时间间隔T(所述的控制采样(sampling)时间的间隔)进行的运算中以上次的运算时间算出的磁极电角度θs。

[数4]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Ed}\\ \mathrm{Eq}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θs}& \sin \mathrm{\θs}\\ -\sin \mathrm{\θs}& \cos \mathrm{\θs}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{E\α}\\ \mathrm{E\β}\end{array}\right)...\left(4\right)$

这里，如果使用复数表示法(complex notation)考虑坐标转换，则如下所述。在ωs>0的情况下，逆电压(Eα、Eβ)的α成分Eα及β成分Eβ与E×exp(j(θr+π／2))的实部(real part)及虚部(imaginary part)对应。此外，在ωs<0的情况下，Eα及Eβ与E×exp(j(θr-π／2))的实部及虚部对应。E是逆电压的大小，θr是实际的磁极电角度。

相对于此，应用了所推算的磁极电角度θ(=θs)的2相-dq坐标转换通过使被复数表示的逆电压乘以exp(-jθs)而表示。因此，在ωs>0的情况下，2相-dq坐标转换后的逆电压(Ed、Eq)由E×exp(j(θr+π／2-θs))的实部及虚部表示。在ωs<0的情况下，由E×exp(j(θr-π／2-θs))的实部及虚部表示。

相位角运算部4076应用4象限表达的反正切函数通过Ψ=tan^-1(Eq／Ed)而算出旋转坐标dq系统中的逆电压(Ed、Eq)的向量(vector)相位角Ψ。ωs>0时的相位角Ψ成为Ψ=θr+π／2-θs，当ωs<0时成为Ψ=θr-π／2-θs。图7(a)、图7(b)是说明旋转坐标dq系统中的磁极相位偏差的图，图7(a)表示正旋转(ωs>0)的情况，图7(b)表示逆旋转(ωs<0)的情况。因此，在使所推算的磁极电角度θs收敛于实际磁极电角度θr的情况下，当ωs>0时以Ψ-π／2收敛于零的方式控制，当ωs<0时以Ψ+π／2收敛于零的方式控制。

在修正量Δφ运算部4077中，运算用来修正所述磁极相位偏差的磁极相位偏差修正量Δφ。即，当正旋转时，以Ψ-π／2收敛于零的方式，当逆旋转时以Ψ+π／2收敛于零的方式进行将磁极相位偏差修正量Δφ向推算磁极电角度相加修正的控制。

ωs>0时的磁极相位偏差修正量Δφ如式(5)所示般，基于Ψ-π／2(rad)的值(正负变化的大小)乘以适当的增益g1(比例控制的增益或比例控制／积分控制的增益)而生成。根据式(5)，在如图7(a)般Ψ-π／2<0(即θr<θ)的情况下，成为Δφ<0。即，使相较实际磁极电角度θr成为超前相位的磁极电角度θ接近θr。

Δφ=g1×(Ψ-π／2)：Ψ-π／2≠0的情况

Δφ=0：Ψ-π／2=0的情况…(5)

ωs<0时的磁极相位偏差修正量Δφ如式(6)般设定。例如，在图7(b)所示的情况下，Ψ+π／2>0(即θr>θs)，因此，成为Δφ>0，且使相较实际磁极电角度θr成为延迟相位的磁极电角度θs接近θr。

Δφ=g1×(Ψ+π／2)：Ψ+π／2≠0的情况

Δφ=0：Ψ+π／2=0的情况…(6)

另一方面，除所述磁极相位偏差修正量Δφ的运算以外，在旋转速运算部4078中进行旋转速度ω(=ωs)的推算运算。旋转速度运算部4078的2相-dq电压转换部4110基于从逆电压运算部4074输入的逆电压(Eα、Eβ)、及从符号反转部4116输出的电角度θm，通过下式(7)算出旋转坐标dq系统中的逆电压(Emd、Emq)。这里使用的电角度θm与2相-dq电压转换部4075中使用的磁极电角度θ不同，是在符号反转部4116中使推算磁极电角度θs乘以(-1)而得。

[数5]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Emd}\\ \mathrm{Emq}\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\&theta;m}& \sin \mathrm{\&theta;m}\\ -\sin \mathrm{\&theta;m}& \cos \mathrm{\&theta;m}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{E\&alpha;}\\ \mathrm{E\&beta;}\end{array}\right)...\left(7\right)$

接着，相位角运算部4111通过下式(8)而算出相位角Ψm。如上所述，在固定坐标αβ系统中，逆电压向量(Eα、Eβ)以旋转速度ω(=ωs)旋转。另一方面，在旋转坐标dq系统中，如果所推算的旋转速度ω(＝ωs)收敛于实际旋转速度ωr，则使用磁极电角度θm而被2相-dq电压转换的逆电压(Emd、Emq)的相位Ψm成为一定值。相反，如果未收敛，则相位Ψm变化。

[数6]

ψm=tan^-1(Emq／Emd)   (8)

差分运算部4113运算相位Ψm的差分ΔΨm。在此情况下，将以控制采样时间T进行重复运算时的此次算出的当前相位角Ψm、及每隔T的自然数倍的规定时间T1算出的相位角Ψm设为过去(上次)的相位角而预先存储，根据当前的相位角运算与过去(上次)相位角的差ΔΨm。另一方面，在差分运算部4114中，使用从相位角运算部4076输出的相位角Ψ运算差分ΔΨ。另外，也可以进行微分运算代替差分运算。

如上所述，、当ωs>0时，Ψ的值成为Ψ=θr+π／2-θs，当ωs<0时成为Ψ=θr-π／2-θs。然而，如果在规定时间T1期间取差分ΔΨ，则与旋转方向(ωs的正负)无关，表示为ΔΨ=Δθr-Δθs=(ωr-ωs)T1。同样，在Ψm的情况下，表示为ΔΨm=Δθr-Δθm=Δθr+Δθs=(ωr+ωs)T1。

如果在求和点(summing point)将从差分运算部4113输出的差分ΔΨm、与从差分运算部4114输出的差分ΔΨ相加，则成为ΔΨ+ΔΨm=2ωr·T1。在ω生成部4115，使所输入的ΔΨm+ΔΨ=2ωr·T乘以0.5，并进一步除以时间T1，由此推算旋转速度ω。在本实施方式中，所推算的旋转速度ω作为旋转速度ωs而从ω生成部4115输出。从ω生成部4115输出的旋转速度ωs被输入至积分运算部4079、修正量ΔΦ运算部4077及等效电路电压转换部4073，并且从旋转速度／磁极位置推算部407输出。

接着，在积分运算部4079运算旋转速度ωs的积分值。如果使用所述控制采样时间T表示所述积分值，则以积分值(下次)=积分值(当前值)+ωs×T的方式表示。而且，将所述积分值与由修正量Δφ运算部4077算出的磁极相位偏差修正量Δφ的和(下式(9))作为从此次控制时间经过时间T的下次控制时间中的磁极电角度θs而输入至2相-dq电压转换部4075，并且从旋转速度／磁极位置推算部407输出。

θs(下次)=积分值(下次)+Δφ…(9)

如上所述，在ω生成部4115，以(ΔΨm+ΔΨ)／2T=ωr的方式成为如抽取实旋转速度ωr的处理。但是，实际上ΔΨm及ΔΨ包含误差，因此，未必与ωr一致。然而，如此一来，成为如抽取实旋转速度ωr的处理，因此，可更精度良好地推算旋转速度ωs及其积分值∫(ωs)dt。在旋转速度小的情况下，或控制采样间隔T设定地长的情况下，所述情况尤其有效。

关于低速旋转区域中的控制：

然而，关于所述逆电压算出的式(3)是在电流、电压的振幅的时间性变动比较小的可看做稳态响应的情况下成立的式子，但在通常的运转中，所述变动可看做十分小，因此，可以应用。电压向量(Eα、Eβ)的大小E是与转速成比例的电压，在超低速旋转区域(例如电动机起动时)成为微弱的电压值。另一方面，反相器43的输出电压通常为PWM输出，所述电压值是与额定旋转中的逆电压同等以上的电压值(作为涡轮分子泵的一例为数十V)。

因此，例如，在额定转速为1000rps的旋转机械(真空泵等)中，刚开始起动后的1rps左右中的逆电压值成为额定旋转时的逆电压值的千分之一，成为数十mV左右。因此，即便使用低通滤波器也非常难以从以数十V以上重复接通或断开的PWM输出电压精度良好地抽取起动时的数十mV值的微弱的逆电压成分。如以下所说明般，本发明可精度良好地测定如上所述的微弱的逆电压，且基于其测定结果而迅速地开始起动电动机。

首先，对逆电压微弱的旋转区域中的逆电压的检测方法进行说明。在使用式(3)的以往的检测控制中，将可检测逆电压的旋转速度的下限值设为ω1(ω1>0)。即，在以往的方法中，与正旋转及逆旋转无关，当旋转速度ωs为-ω1<ωs<+ω1时，难以求出正确的逆电压。以下，将该旋转速度范围(-ω1<ωs<+ω1)称为低速旋转区域。在所述低速旋转区域，基于来自图4的测定区间信号生成部408的信号进行如下所述的逆电压测定动作。

测定区间信号生成部408在从旋转速度／磁极位置推算部407输出的旋转速度ωs在低速旋转区域的情况下，断开图3所示的反相器43的3相的高侧及低侧的全部开关元件SW1-SW6，阻断反相器43与电动机M的连接，而只可侦测电动机M中产生的逆电压。即，在电动机M与反相器43之间被阻断的开路区间，电动机相电流不流动，式(3)中的iα及iβ成为iα=iβ=0。结果，式(3)成为如下式(10)。

[数7]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{E\&alpha;}\\ \mathrm{E\&beta;}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{\mathrm{v\&alpha;}}^{\text{'}}\\ {\mathrm{v\&beta;}}^{\text{'}}\end{array}\right)...\left(10\right)$

即，基于将所检测到的3相的相电压侦测信号vv、vu、vW3相-2相转换而获得的2相电压信号vα′、vβ′获得逆电压Eα、Eβ。在开路区间，不对电动机M施加来自反相器43的PWM驱动电压，因此，式(10)表示可直接检测超低速旋转时的微弱的逆电压。

图8(a)、图8(b)是表示开路区间设定的一例的图。在图8(a)中，横轴表示时间，纵轴表示利用反相器43的电压施加状态。电压施加状态中的表示“PWM驱动施加”的状态表示通过基于来自图4的2相-3相电压转换部405的3相电压指令Vu、Vv、Vw的PWM控制信号而接通或断开驱动开关元件SW1-SW6的通常的状态。另一方面，表示为“阻断”的状态表示开关元件SW1-SW6全部被断开的状态。在以符号T2表示的开路区间，设为阻断状态。另一方面，在(T1-T2)期间的PWM电压施加区间，设为通常的PWM驱动施加状态。

即，如果旋转速度ωs为低速旋转区域(-ω1<ωs<+ω1)，且将图8(a)所示的指令从图4的测定区间信号生成部408输入至PWM信号生成部406，则PWM信号生成部406在PWM电压施加区间(T1-T2)基于来自2相-3相电压转换部405的3相电压指令Vu、Vv、Vw生成PWM控制信号，在开路区间T2生成将开关元件SW1-SW6全部断开的控制信号。

图8(b)是以示意的方式表示在PWM电压施加区间及开路区间检测到的相电压的图。在PWM电压施加区间，检测在由反相器43施加的PWM调制矩形波电压重叠着逆电压的电压，在开路区间T2，只检测正弦波状地变化的逆电压。因此，在所述开路区间T2进行电压检测。图8(b)的黑圆点表示检测时间。开路区间T2中的电压检测只要至少进行一点即可。此外，也依据FPGA等运算元件的处理能力，但也可以在同一开路区间T2内侦测多个点而进行平均化。

图9是表示从测定区间信号生成部408输出图8(a)的指令的情况下的电动机M的一相中流动的电流的图。相电流在开路区间T2成为零，电流只在PWM电压施加区间(T1-T2)流动。

然而，如果如本实施方式般为了获得微弱逆电压信息而设置开路区间T2，则利用反相器43的电动机驱动励磁的期间(T1-T2)变短相当于设置开路区间T2的量，电动机起动时的起动开始时间(旋转速度从零上升至+ω1为止的时间)变长。相反，如果为了抑制起动开始时间的延长而使开路区间T2过短，则有可能会在开路区间T2的电压检测时的电压中包含因阻断正前的PWM驱动的影响导致的瞬态响应(transient response)，因瞬态响应的影响导致的逆电压的检测误差变大。为了减小所述误差，必须在比PWM载波周期Tpwm经过足够的时间后进行电压检测。

例如，在将开路区间T2中的阻断状态的继续时间设为T2，将开路区间的重复周期设为T1时，必须以Tpwm<<T2<T1的方式设定。例如，优选的是将Tpwm设为20μs-100μs，将T1设为1ms-100ms，将T2设为T1的10％-80％。此外，为了尽量避免所述瞬态响应的影响，理想的是如图8(b)所示般在开路区间T2的后半(优选的是开路区间T2将要结束的时候)进行电压检测。

在图8(a)、图8(b)的例中，设为PWM载波周期Tpwm=50μs、重复周期T1=20ms、开路区间的继续时间T2=4ms。当如图8(b)般进行电压检测时，开路区间的重复周期T1也是电压数据(data)的采样周期。在此情况下，采样周期为20ms，但所述采样周期极长于中高速旋转时的电压数据采样周期。另外，中高速域的采样周期为20μs左右。然而，由于电动机旋转也为超低速旋转，因此即便采样周期为20ms也无任何问题。此外，作为用来避免瞬态响应的影响的开路区间T2内的电压检测时间，只要在开路区间T2的后半、例如从开路区间T2(4ms)的结束时刻起1ms以内进行电压检测即可。

在所述实施方式中，如图8(a)、图8(b)所示般设置开路区间T2，使用在所述开路区间检测到的电压信息，通过式(10)而算出逆电压，但也可以基于将电动机M设为短路状态而获得的电流信息算出逆电压。如果可以将电动机3相配线设为短路(short)状态代替设置开路区间，则可消除来自反相器43的驱动电压对电动机M的影响。所述状态通过基于来自图4的测定区间信号生成部408的信号如下所述般进行短路控制而成为可能。

测定区间信号生成部408在从旋转速度／磁极位置推算部407输出的旋转速度ωs在低速旋转区域内的情况下，只使图3所示的反相器43的3相的高侧的开关元件SW1-SW3导通(on)，或只使低侧的开关元件SW4-SW6导通(on)，由此，阻断反相器43与电动机M的连接，并且使电动机M的3相配线短路(short)而可以只侦测电动机M中产生的逆电压。

此外，除所述以外，也可以如以下所述般进行短路控制。在PWM驱动时，施加于电动机M的电压为H／L的矩形波电压，在此情况下，相当于短路的是，3相电压全部为相同占空比，且H状态及L状态同步的情况。特别是，在正弦波驱动的情况下，为如图10所示般以占空比(duty)50％驱动的情况。在此情况下，在3相全部成为H(电源电压)的区间，在反相器43的高侧连接电动机3相配线，在3相全部成为L(GND)的区间，在反相器的低侧连接电动机3相配线。在此情况下，每PWM载波(carrier)的半个周期3相的各电位同时变化，而三相的连接成为短路状态。

即，在电动机M的3相配线通过反相器43的开关元件SW1-SW6的开闭而被设为短路状态的短路区间，电动机相电压不会生成而成为Vα=Vβ=0。在此情况下，由于低速旋转，因此可忽略电气等效电路中的电抗(reactance)成分，而只考虑电阻成分，所述式(3)成为如下式(11)。

[数8]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{E\&alpha;}\\ \mathrm{E\&beta;}\end{array}\right)=-\left(\begin{array}{cc}r& 0\\ 0& r\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{i\&alpha;}\\ \mathrm{i\&beta;}\end{array}\right)...\left(11\right)$

在短路区间，由电流侦测部50检测相电流侦测信号iv、iu、iw，并将其转换为2相电流信号iα、iβ，且如式(11)所示般，将电流信号iα、iβ分别增大到(-r)倍，由此，求出逆电压Eα、Eβ。在短路区间，不施加来自反相器43的PWM驱动电压，因此，不存在来自反相器43的电流流入，检测到只因低速旋转时的微弱的逆电压引起的微弱电流。结果，可根据式(11)检测逆电压。

图11(a)、图11(b)是表示短路区间设定的一例的图，与图8(a)、图8(b)所示的开路区间的情况同样(Tpwm=50μs、T1=20ms、T2=4ms)。在短路的情况下，反相器电压施加状态取PWM驱动施加状态、及短路状态(占空比50％固定的情况)中的任一种状态。T2是短路区间的继续时间，T1是短路区间的重复周期。图11(b)表示相电流。在短路区间，成为只因逆电压引起的正弦波状的相电流，在黑圆点所示的时间进行电流检测。另一方面，在PWM驱动施加区间流动因施加电压及逆电压引起的相电流。

当在短路区间检测电流时，短路区间的重复周期T1、短路区间的继续时间T2、及T2中的检测时间也与在开路区间中检测电压的情况同样地设定。但是，在图10所示的短路区间的一例中，以PWM占空比50％使其驱动，因此，如图10般，在PWM载波周期Tpwm的半个周期，电动机动力3线的电位在H与L之间变化一次。因此，基于从电位变化时间尽量空出时间的观点，检测时间理想的是继续时间T2将要结束时且PWM载波周期电平的L将要结束时。作为代表例，优选的是从L状态结束的时刻起回溯10μs以内。

在本实施方式中，设为以下构成：在低速旋转区域，重复生成开路区间或短路区间，在所述区间检测电动机M的3相电压或3相电流，由此只检测作为微弱的信号的逆电压信息。结果，可精度良好地检测逆电压信息，且可高精度地进行基于逆电压信息的旋转速度及磁极电角度的推算。

-第2实施方式-

在所述第1实施方式，在转速为数十rps以下(例如30rps以下)的低速旋转区域(ω<ω1的区域)，为了高精度地推算旋转速度ω及磁极电角度θ，设置如上所述的开路区间或短路区间而检测微弱信号(电压、或电流)。然而，即便进行这种测定，在旋转速度最大限度地接近零(转子停止)的情况下，也无法避免推算误差变大。

因此，在第2实施方式中，预先设定推算误差变大的转子停止附近的规定的转速区间作为强制区间(-ω0≤ω≤+ω0)，在所推算的旋转速度ω的值在所述强制区间内的情况下，为了促进正旋转化，应用以下所说明的步骤。另外，作为ω0，设为能以第1实施方式的方法推算旋转速度ω的阈值。例如，设定为0.5rps-1rps左右。

在第2实施方式中，旋转速度／磁极位置推算部407中的旋转速度ωs、磁极电角度θs、Id／Iq设定部402中的1d及Iq如下述般设定。测定区间信号生成部408的处理与所推算的旋转速度ω的值无关，进行与第1实施方式的情况同样的处理。

(a)旋转速度ωs(所输出的旋转速度)的设定

ω<-ω0…ωs=ω(推算旋转速度)

-ω0≤ω≤+ω0…ωs=ω2(规定的正固定值)

+ω0<ω…ωs=ω(推算旋转速度)

(b)磁极电角度θs(所输出的磁极电角度)的设定

ω<-ω0…θs=θ(推算磁极电角度)

-ω0≤ω≤+ω0…θs=∫(ω2)dt

+ω0<ω…θs=θ(推算磁极电角度)

(c)设为Id=0，Iq以下述方式设定

设定为ω<-ω0…Iq<0(一直减速驱动)

设定为-ω0≤ω≤+ω0…Iq<0(驱动方向不定)

设定为+ω0<ω…Iq<0(减速指令的情况)

设定为Iq>0(加速指令的情况)

(+ω0<ω的情况)

在由旋转速度·磁极位置推算部407推算的旋转速度ω在所述范围内的情况下，旋转速度磁极位置推算部407输出该所推算的ω作为旋转速度ωs，输出所推算的θ作为磁极电角度θs。在此情况下，推算为正旋转(+ω0<ω)，因此，Id／Iq设定部402在减速指令的情况下以旋转速度降低的方式设定为Iq<0。相反，在加速指令的情况下，以旋转速度上升的方式设定为Iq>0。

-ω0≤ω≤+ω0的情况：

在旋转速度ω在强制区间(-ω0≤ω≤+ω0)的情况下，由于误差大因此推算值的可靠性非常低，不能进行正确的推算。因此，在基于所推算的旋转速度ω设定电流的情况下，电动机旋转速度可能会停留在-ω0≤ω≤+ω0。因此，在本实施方式中，与推算值ω无关，以预先决定的一定的旋转速度ω2强制地形成旋转磁场，无论电动机旋转方向为正旋转／逆旋转的哪一种旋转，均使其从强制区间(-ω0≤ω≤+ω0)向可基于逆电压进行推算的强制区间外迅速地移行。

因此，旋转速度／磁极位置推算部407输出一定的值ω2(ω2>0)作为旋转速度代替所推算的旋转速度ω。即，在图6的ω生成部4115，通过使所输入的ΔΨm+ΔΨ=2ωr·T乘以0.5，并进一步除以时间T1，而推算旋转速度ω，但当所推算的ω为-ω0≤ω≤+ω0时，输出ω2作为旋转速度ωs。

在此情况下，电动机转子的磁极位置不定，为了在所述状况下使起动扭矩确实地起作用，优选的是充分地确保电动机定子所产生的旋转磁场的相位存在于适当位置(比电动机转子N极超前90°的相位)的时间。基于此种观点，为了使相位位置缓慢地变化，通常有效的是将ω2设定为小于ω0的值。例如，在ω0=2π·0.5[rad／S]的情况下，以ω2=2π·0.25[rad／S]的方式设定。当然，ω2的值并不限于此，也可以为ω0≤ω2。

此外，与电动机M的磁极位置无关而使其强制旋转，因此，修正量Δφ运算部4077与从相位角运算部4076输入的相位角Ψ无关，输出Δφ=0作为磁极相位偏差修正量Δφ。因此，磁极电角度θs成为θs=∫(ω2)dt。而且，对于Id／Iq设定部402中的Iq的设定，驱动方向不定，设定为Iq<0。这样，在强制区间内，通过进行一直使其减速(与旋转速度的符号无关，趋向旋转速度=0)的电流设定，可防止在强制区间的上下閾值附近停留，而增加迅速地向正旋转方向移行的机会。

ω<-ω0的情况：

当ω<-ω0时，可以通过使用第1实施方式的方法来推算旋转速度，因此，ω生成部4115输出所推算的旋转速度ω作为ωs=ω。关于磁极电角度θs的设定，也将使用由修正量Δφ运算部4077推算的磁极相位偏差修正量Δφ、及所述旋转速度ωs而算出的磁极电角度(θ=∫(ωs)dt+Δφ)设定为磁极电角度θs。而且，由于ω<-ω0表示逆旋转，因此，在向真空泵的应用上，在Id／Iq设定部402设定为Iq<0而使其一直减速驱动。图12是表示推算旋转速度ω与Iq设定的关系的图。

如上所述，在第2实施方式中，当所推算的旋转速度ω在强制区间(-ω0≤ω≤+ω0)时，与所推算的旋转速度或磁极电角度无关，以ωs=ω2、θs=∫(ω2)dt、Iq<0的方式设定而强制驱动电动机M，且以旋转速度迅速地成为强制区间外的方式进行控制，由此，可促进电动机的正旋转化。此外，当推算为逆旋转时(ω<-ω0)，通过设定为Iq<0，也可以使其从逆旋转状态迅速地向正旋转方向反转。

然而，在如图1所示的真空泵般，通过磁轴承装置而使旋转体单元R磁悬浮的构成的情况下，如日本专利特开2011-231760号公报中所揭示般，通过使磁轴承电磁铁也同时产生旋转磁场，可以使设置着电动机转子11的旋转体单元R强制地正旋转。

图13至图15是说明利用磁轴承37、38的吸引力的旋转体单元R的正旋转驱动的概略的图。图13是表示从轴向观察的磁轴承37的电磁铁37x、37y及轴30a的位置的图。另外，在图13中，配置在坐标轴的正侧的电磁铁37x、37y以符号37x+、37y+表示，配置在负侧的电磁铁37x、37y以符号37x-，37y-表示。下侧的径向磁轴承38的电磁铁38x、38y也与电磁铁37x、37y的情况同样地配置，以同样的带括弧的符号表示。另外，虚线所示的圆表示机械轴承26a、26b的内周位置。轴30a的径向的移动范围由机械轴承26a、26b限制在虚线圆内。

当利用磁轴承37、38的吸引力使旋转体单元R向正旋转方向自转时，轴30a的位置例如从图13所示的位置开始。在此情况下，轴向磁轴承39与通常同样地被控制，轴30a关于轴向方向(z轴方向)浮起。另一方面，关于径向磁轴承37、38，x轴方向的电磁铁37x、38x各自相向的正侧与负侧的吸引力的合力设为零的状态，对于y轴方向的电磁铁37y、38y，设为将轴30a向y轴负方向吸引的状态。此时的轴30a的位置以径向磁轴承37、38的中心轴为原点(0,-L)。这里，轴30a设为不与机械轴承26a、26b接触的位置。

从图13所示的位置状态，使电磁铁37y+、37y-的吸引力的合力减少为零，并且控制电磁铁37x+、37x-，使其产生将轴30a向电磁铁37x+吸引的x轴正方向的吸引力(+，0)。这里，吸引力(+，0)的“+”表示x轴方向的吸引力为正方向，“0”表示通过控制y轴方向的电磁铁37y+、37y-使其减少而y轴方向的吸引力为零。另外，这里，只对磁轴承37的电磁铁37x、37y的动作进行说明，对于磁轴承38也进行与磁轴承37的情况同样的控制。对于以下的说明也是同样。

如果x轴正方向的吸引力(+，0)作用于如图13般相对于磁轴承中心偏向位置(0,-L)的轴30a，则轴30a被向电磁铁37x+方向吸引，并且力矩(moment)M=f·L起作用而轴30a向箭头R1方向(正旋转方向)自转。以下，将R1方向的自转称为向前的自转。另外，当正旋转方向为相反的-R方向时，只要产生相反方向的吸引力(-，0)即可。

如果轴30a的位置通过吸引力(+，0)而成为图14(a)所示的位置(L,0)，则控制电磁铁37x+、37x-使吸引力合力为零，并且控制电磁铁37y+、37y-，产生将轴30a向电磁铁37y+吸引的y轴正方向的吸引力(0，+)。接着，如果轴30a的位置成为如图14(b)所示的位置(0，L)，则控制电磁铁37y+、37y-使吸引力合力为零，并且控制电磁铁37x+、37x-，产生将轴30a向电磁铁37x-吸引的x轴负方向的吸引力(-，0)。

而且，如果轴30a的位置成为如图15所示的位置(-L,0)，则控制电磁铁37x+、37x-使吸引力合力为零，并且控制电磁铁37y+、37y-而产生将轴30a向电磁铁37y-吸引的y轴负方向的吸引力(0，-)。

这样，按(+，0)→(0，+)→(-，0)→(0，-)的顺序产生吸引力而生成利用径向磁轴承37、38的旋转磁场，由此，轴30a绕磁轴承中心进行与正旋转方向相反旋转的公转(离心旋动(centrifugal whirling))运动R2、即向后旋转的公转运动R2。如图13至图15所示，公转运动中的轴30a的中心轴偏离径向磁轴承37、38的中心轴。而且，利用径向磁轴承37、38的旋转磁场相对于公转运动R2旋转的相位超前90deg，因此，自转方向的力矩一直对轴30a起作用。因此，轴30a不仅开始向后旋转的公转，还开始向前旋转的自转。而且，如果停止使用了磁轴承37、38的旋转驱动，则公转运动R2停止，只剩余正旋转方向的自转运动。

图16是表示如此进行利用磁轴承电磁铁的强制旋转驱动的情况下的推算旋转速度ω与Iq设定的关系的图。在强制区间(-ω0≤ω≤+ω0)，通过磁轴承电磁铁而进行强制驱动，因此，设定为Iq=0。此外，在强制区间，测定区间信号生成部408输出开路区间设定的信号。在此情况下，不进行利用电动机M的驱动，因此以强制区间的全部区间成为开路区间的方式设定为T1=T2。因此，在强制区间一直只检测逆电压。

-第3实施方式-

在所述第1及第2实施方式中，在低速旋转区域(-ω1<ω<+w1)，为了谋求降低因来自反相器43的驱动电压成分导致的不良影响，如图8(a)、图8(b)、图11(a)、图11(b)所示般周期性地设定开路区间(或短路区间)。然而，存在以下问题：在开路区间或短路区间，不会从反相器43流动用于电动机驱动的电流，因此，驱动能力相应地降低而起动开始后的启动时间变长。

图17、图18是表示在起动时以周期T1重复开路区间T2的情况的加速动作例的图。图17表示旋转阻力小的情况，图18表示旋转阻力大的情况。在旋转阻力大的情况下，开路区间T2中旋转速度减缓而启动时间明显变长。因此，必须使开路区间T2相对于周期T1的比率减小。但是，如果过度地减小开路区间T2的比率，则会在刚开路(或短路)之后的检测时间受到瞬态响应的影响，因此生成侦测误差变大的问题。特别是，在转子停止附近的旋转速度，逆电压信号微弱，所述影响显著。

而且，基于在T1周期检测到的信号，以T1周期采样离散地进行推算运算，因此，T1周期必须充分短于转子旋转周期。因此，具体来说，所述图8(a)、图8(b)中黑圆点表示的检测点在旋转1周期(±π)期间至少需要五点以上的运算结果。图19是表示所推算的磁极电角度θ与实际的磁极电角度θr的关系的图。在图19中，黑圆点表示检测点，实线表示实际的磁极电角度θr，虚线表示所推算的磁极电角度θ。然而，如果T1周期保持一定，则旋转速度上升，并且一周期中的采样点的个数减少，而难以生成电角度。

在第3实施方式，当在测定区间信号生成部408设定T1、T2时，在旋转速度ωs从零至ω1的旋转区域，不将T1及T2设为一定，而以如下方式设定，由此，基于电动机旋转信号(电压或电流信号)顺利地使其加速、减速。

首先，在旋转速度ωs为从零至ω1的旋转区域，为了精度良好地生成磁极电角度θs，测定区间信号生成部408根据旋转速度ωs的上升使T1、T2以多个阶段减少。当然，也可以根据旋转速度ωs的上升使T1、T2连续地减少。此外，为了精度良好地检测与旋转速度成比例的逆电压，随着旋转速度ωs变低而延长T2。例如，当在ωs从零变为ω1期间，以三个阶段T1(A)→T1(B)→T1(C)、及T2(A)→T2(B)→T2(C)变化时，以T1(A)>T1(B)>T1(C)、及T2(A)>T2(B)>T2(C)的方式设定。

图20(a)、图20(b)、图20(c)是表示T1、T2的变更的一例的图。图20(a)、图20(b)、图20(c)表示旋转速度ω上升至图8(a)、图8(b)所示的情况的3倍的状态。这里，与旋转速度上升至3倍相对应，将T1、T2的周期设为1／3。因此，可将检测点的个数设为与图8(a)、图8(b)的情况同数，且可相同程度地维持旋转速度及磁极电角度的运算精度。

例如，当不应用非接触支撑的磁轴承而是应用接触支撑的滚珠轴承(ball bearing)作为支撑旋转的泵转子的轴承时，泵转子的旋转阻力变大。一般而言，随着泵转子的旋转速度增加，减速扭矩作用会增大。在驱动扭矩不起作用的T2区间(开路区间)，因减速扭矩作用而减速，在T2以外的驱动区间(T1-T2)，以减去减速扭矩量的驱动扭矩量加速。

这里，如果使用概算式说明阻力的影响，则如下所述。转子旋转系统的运动方程式由下式(12)表示。另外，Ip是泵转子的极惯性力矩，ω是旋转速度，c是因速度而引起的减速扭矩比例常数，Tt是与q轴电流成比例的旋转驱动扭矩，Tr是因速度以外的因素生成的减速扭矩。

Ip×(dω／dt)+c×ω=Tt-Tr…(12)

在开路区间T2(q轴电流=0)，驱动扭矩Tt=0，因此，减速量Δωd可近似地如下式(13)般表示。

Δωd={(Tr+c×ω)／Ip}×T2…(13)

另一方面，在区间(T1-T2)的非开路区间(q轴电流≠0)，加速量Δωu可如下式(14)般表示。这里，可加速条件为Δωu>Δωd。

Δωu={(Tt-Tr-c×ω)／Ip}×(T1-T2)…(14)

这里，可加速条件为Δωu>Δωd，根据式(13)、式(14)，必须满足Tt-Tr-c×ω>(T2／T1)×Tt的关系。而且，由于为(T2／T1)×Tt>0，因此必须以至少满足Tt>(Tr+c×ω)的方式取大的驱动扭矩Tt(即，取大的q轴电流值)，但当无法取大的电动机q轴电流时，必须取长的驱动区间(T1-T2)，即，必须缩短开路区间T2。

一般而言，为了缩短启动时间，不论旋转速度，电动机电流流动至容许电流值附近，但随着旋转速度ω变大，有助于加速的实际的驱动扭矩量(Tt-Tr-c×ω)变小，因此，为了弥补所述情况，有效的是使T2区间相对于周期时间T1的比率降低，从而使可加速极限的扭矩量(T2／T1)Tt降低。所述情况如图24所示，在可加速条件的不等式Tt-Tr-c×ω>(T2／T1)×Tt的右边，应用A、B、C这三个阶段的T1及T2的设定，可通过将Tt、Tr及c分别作为一定值图示而更进一步明确与作为实际的驱动扭矩量的左边的不等号关系(图24)。

-第4实施方式-

图21是说明第4实施方式中的正弦波驱动控制部400的框图。在第4实施方式，进一步设置图21所示的信号放大增益设定部412，对所述第3实施方式的构成，进一步施加如下所示的增益切换控制。

在所述开路区间(或短路区间)检测的因逆电压引起的电动机电压(或电流)信号值与旋转速度成比例，因此，在静止附近极小，检测精度本质上差。因此，必须在所检测的模拟(analog)信号阶段，将放大度设定得高。另一方面，相对于信号电平并不微弱的在旋转速度区域(-ω1<ωs<+ω1)的后半检测到的信号，根据AD转换器或放大器(amplifier)的动态范围(dynamic range)的制约，并不适合增大放大度。

信号放大增益设定部412包括放大部及放大增益切换部，在-ω1<ωs<+ω1的区间，根据旋转速度切换放大增益。例如，以与T1、T2的切换情况相同的方式，根据旋转速度的上升以多段使放大度减少。或者，也能以在-ω1<ωs<+ω1的静止附近增大放大度，如果变为规定旋转速度则使放大度降低的方式，使放大度以2个阶段变化。此外，当阶段性地切换T1、T2时，如果考虑运转条件的管理的观点、或切换时的瞬态响应等，则为了防止切换运转条件的状况分类不必要地增大，也可以将放大增益的切换时间设为与T1、T2区间的切换相同时间。另外，这里，说明的是与所述T1、T2区间的切换同时使用的情况，但当T1、T2一定时也可以应用，且发挥同样的效果。此外，也可以通过可防止切换时的颤动(chattering)的加速、减速来代替切换时间的旋转速度阈值，或使其具有滞后性(hystersis)。

在图4或图21所示的正弦波驱动控制部400，采用速度反馈控制的构成。即，设为如下构成：根据ωs与目标速度ω的差分，通过P控制(比例控制)或PI控制(比例控制及积分控制)输出设定电流的大小I。然而，所述低速旋转区域的控制的作用在于：从静止加速至正旋转的规定转速(ω1)，是至中高速域运转的桥梁，此外，当从高速域的额定旋转减速时，继续中高速域控制域中的减速而进一步减速至转子静止为止。因此，不需要如向规定的目标转速收敛的控制。因此，如图22所示，也可以为将设定电流设为一定值的开环控制系统。

-第5实施方式-

此外，在所述第1至第4实施方式，控制反相器43的开关元件SW1-SW6的接通或断开生成开路区间或短路区间而形成阻断区间(T2)。然而，生成阻断区间(T2)的方法并不限于此，也可以在反相器43与电动机M之间的动力线(line)设置开关(switch)，而生成开路状态或短路状态。本实施方式与第1至第4实施方式的不同点只在于开路区间及短路区间的生成机构不同，因此，以下，只说明开路区间及短路区间的生成动作。

图23是表示第5实施方式的图。图23中，在图3所示的构成上进一步设置了供开路用的开关族群SW10及供短路用的开关族群SW20。在供开路用的开关族群SW10设置着用来开路3相线圈(U相线圈、V相线圈、W相线圈)各者的开关。在供短路用的开关族群SW20设置着用来使U相线圈与V相线圈短路的开关、及用来使V相线圈与W相线圈短路的开关。

当生成第1实施方式中的开路区间时，供开路用的开关族群SW10的三个开关全部设为开路状态。此外，当生成短路区间时，在将供开路用的开关族群SW10的三个开关全部设为开路状态后，将供短路用的开关族群SW20的两个开关设为短路状态。

(1)如以上所说明般，本发明的真空泵包括：反相器43，具有基于PWM驱动指令而被接通或断开控制的多个开关元件SW1-SW6，且通过多个开关元件SW1-SW6的接通或断开而将生成的驱动电流供给至电动机M或从电动机M回充；旋转速度/磁极位置推算部407，检测包括电动机M的逆电压信息的信号，而推算电动机M的磁极电角度及旋转速度；及测定区间信号生成部408，在电动机起动时的加速动作或停止时的减速动作的从停止状态至规定旋转速度(+ω1)的低速期间，重复进行通过反相器43而从电源供给至电动机M或相反地从电动机M向电源回充的驱动电流的生成及阻断。而且，在逆电压信号微弱的所述区域，检测未施加来自反相器43的电压的阻断时的信号，因此，可更精度良好地检测逆电压信号。结果，可实现基于逆电压信号而推算的磁极电角度及旋转速度的推算精度的提高。另外，作为规定旋转速度(+ω1)，例如使用能通过以往的方法检测逆电压的旋转速度的下限值。

(2)作为重复进行驱动电流的生成及阻断的方法，也可以重复进行如下状态：开路区间(阻断状态)，将反相器43的全部开关元件SW1-SW6设为断开状态；驱动状态(供给或回充状态)，基于PWM信号生成部406的PWM驱动指令。在此情况下，基于在开路区间时检测到的电动机相电压推算磁极电角度及旋转速度。

(3)此外，作为阻断状态的其他生成方法，也可以为将电动机M的各相的电位设为相同电位的短路控制。即，如图10所示，3相地施加的PWM电压为相同占空比，且H状态及L状态为同步的状态(短路区间)，由此，可以阻断来自反相器43的驱动电流的供给或回充，且可使电动机动力3线短路(short)。在此情况下，基于在短路区间时检测到的电动机相电流推算磁极电角度及旋转速度。

(4)阻断的期间T2设定地长于PWM周期Tpwm，阻断以短于阻断期间中的旋转周期的重复周期T1重复进行。通过以此方式设定，可将旋转周期的1周期中的检测点的个数设为多个，且可提高磁极电角度及旋转速度的推算精度。

(5)旋转速度小于所述规定旋转速度，且预先设定为规定的正逆旋转速度范围(-ω0≤ω≤+ω0)且该正逆旋转速度范围之间包含旋转速度零，当所推算的旋转速度在正逆旋转速度范围内时，输出一定的旋转速度值ω2代替所推算的旋转速度，并且使用该旋转速度值生成磁极电角度。通过使用一定的旋转速度值ω2使其强制旋转，可使旋转速度迅速地移行至正逆旋转速度范围外。

(6)此外，当真空泵包括磁轴承装置时，也可以停止正逆旋转速度范围内的电动机驱动，利用磁轴承装置强制地使电动机向正旋转方向旋转驱动。在此情况下，通过径向磁轴承的吸引力而使泵转子向与电动机正旋转方向相反的方向公转运动，并且使其向电动机正旋转方向自转运动。

(7)而且，以多个阶段切换区域(-ω1<ω<+ω1)中的重复周期T1及阻断期间T2，使区域(-ω1<ω<+ω1)中的重复周期T1及阻断期间T2随着电动机M的旋转速度变大而变短，由此，即便旋转周期因旋转速度上升而变短，也可以在旋转周期的一个周期确保足够的检测点。

(8)而且，在低速旋转区域(-ω1<ω<+ω1)，以旋转速度越小放大增益越大的方式，以多段切换用来放大所检测到的包括逆电压信息的信号的放大增益，由此，即便在超低速旋转区域也可以精度良好地检测逆电压。

(9)此外，当进行所述放大增益的切换、及重复周期T1及阻断的期间T2的切换时，优选的是将两者的切换段数设为相同，并且将放大增益的切换时旋转速度与重复周期T1及阻断的期间T2的切换时旋转速度设为相同。当切换时，信号的检测中生成瞬态响应的影响，因此，理想的是通过以所述方式进行控制而抑制切换频率。

在所述各实施方式，以从电动机起动时的停止状态至规定旋转速度ω1为止的加速动作为例进行了说明，但也可以应用于从电动机停止动作时的规定旋转速度ω1至停止状态为止的减速动作。另外，将电动机电流检测及电动机电压检测均作为3相输入而进行了说明，但也可以只输入2相而将剩余的1相根据另外2相算出。例如，当通过计算而算出W相时，算出Iw=-Iu-Iv、Vw=-Vu-Vv。

此外，在图6的相位角运算部4076及相位角运算部4111中的向量相位角的运算中，使用反正切(arctangent)运算进行运算，但也可以通过其他运算而近似计算。

另外，以上说明终究为一例，只要不损害本发明的特征，本发明并不受所述实施方式任何限定。例如，并不限于2极电动机，在4极电动机等多极电动机的情况下，也可以通过多极对应地置换电角度而应用。此外，在所述实施方式中，以包括涡轮泵段及牵引泵段的涡轮分子泵为例进行了说明，但只要是通过电动机而旋转驱动旋转体的真空泵，可以同样地应用。而且，本发明也可以应用于由滚珠轴承支撑的方式的涡轮分子泵。

在所述实施方式中，设为如下构成，即，在ωs≥ω1的控制中，基于由电压侦测部51检测的相电压及由电流侦测部50检测的相电流推算旋转速度ωs及磁极电角度θs，但当基于其中一种检测信息推算旋转速度ωs及磁极电角度θs时也可以应用本发明。

此外，所述各实施方式也可以分别单独地使用或组合而使用。其原因在于：可以使各个实施方式中的效果单独地或协同发挥。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (9)

1.一种真空泵，其特征在于包括：

电动机，旋转驱动泵转子；

正弦波驱动指令生成部，生成正弦波驱动指令；

脉宽调制驱动指令生成部，基于所述正弦波驱动指令生成脉宽调制驱动指令；

反相器电路，具有基于所述脉宽调制驱动指令而被接通或断开控制的多个开关元件，且通过所述多个开关元件的接通或断开而将生成的驱动电流供给至所述电动机或从所述电动机回充；

推算部，检测包含所述电动机的逆电压信息的信号，推算所述电动机的磁极电角度及旋转速度；以及

驱动电流控制部，在所述电动机起动时的加速动作或停止时的减速动作的从停止状态至规定旋转速度为止的低速期间，重复进行通过所述反相器电路而从电源供给至所述电动机或从所述电动机向所述电源回充的驱动电流的生成及阻断；且

所述推算部在所述低速期间，检测所述阻断时的所述信号，而推算所述磁极电角度及旋转速度。

2.根据权利要求1所述的真空泵，其特征在于：

所述驱动电流控制部在所述低速期间，重复进行所述驱动电流的供给或回充、及阻断，所述驱动电流的供给或回充是基于接通或断开指令，所述接通或断开指令是基于所述脉宽调制驱动指令，且所述驱动电流的阻断是因将所述多个开关元件全部设为断开状态而导致的；且

所述推算部在所述低速期间，检测所述阻断时的电动机相电压作为所述信号，从而推算所述磁极电角度及旋转速度。

3.根据权利要求1所述的真空泵，其特征在于：

所述驱动电流控制部在所述低速期间，重复进行所述驱动电流的供给或回充、及阻断，所述驱动电流的供给或回充是基于接通或断开指令，所述接通或断开指令是基于所述脉宽调制驱动指令，且所述驱动电流的阻断是因将所述电动机的各相的电位设为相同电位的短路控制导致的；且

所述推算部在所述低速期间，检测所述阻断时的电动机相电流作为所述信号，从而推算所述磁极电角度及旋转速度。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的真空泵，其特征在于：

所述阻断的期间长于脉宽调制周期，且

所述阻断以短于所述阻断的期间中的旋转周期的重复周期重复进行。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的真空泵，其特征在于：

旋转速度小于所述规定旋转速度，预先设定为规定的正逆旋转速度范围且该正逆旋转速度范围之间包含旋转速度零，且

当由所述推算部推算的旋转速度在所述正逆旋转速度范围内时，所述推算部输出一定的旋转速度值代替所推算的旋转速度，并且使用该旋转速度值生成磁极电角度。

6.根据权利要求1所述的真空泵，其特征在于还包括：

径向磁轴承及轴向磁轴承，磁悬浮支撑所述泵转子；及

磁轴承控制部，控制所述径向磁轴承及轴向磁轴承；且

当电动机起动时的旋转速度在所述正逆旋转速度范围内时，利用所述反相器电路的电动机驱动停止，且

所述磁轴承控制部通过所述径向磁轴承的吸引力而使所述泵转子向与电动机正旋转方向相反的方向公转运动，并且使其向电动机正旋转方向自转运动。

7.根据权利要求1至3中任一项所述的真空泵，其特征在于：

以多个阶段切换所述低速期间中的所述重复周期及所述阻断期间，使所述低速期间中的所述重复周期及所述阻断期间随着所述电动机的旋转速度变大而变短。

8.根据权利要求1至3中任一项所述的真空泵，其特征在于包括：

放大部，放大所检测到的包括所述逆电压信息的信号，且能够以多段切换放大增益；及

增益切换部，在所述低速期间，以旋转速度越小放大增益越大的方式切换所述放大部的放大增益。

9.根据权利要求7所述的真空泵，其特征在于包括：

放大部，放大所检测到的包括所述逆电压信息的信号，且能够以多段切换放大增益；及

增益切换部，在所述低速期间，以旋转速度越小放大增益越大的方式切换所述放大部的放大增益；且

将所述放大增益的切换段数与所述重复周期及所述阻断的期间的切换段数设为相同，且将所述放大增益的切换时旋转速度与所述重复周期及所述阻断的期间的切换时旋转速度设为相同。