JP2014180081A - 真空ポンプ - Google Patents

Abstract

【課題】低速回転領域においても、回転速度および磁極電気角を精度良く推定することができる真空ポンプの提供。
【解決手段】真空ポンプは、ＰＷＭ駆動指令に基づいてオンオフ制御される複数のスイッチング素子を有し、複数のスイッチング素子のオンオフにより生成される駆動電流をモータＭに供給するインバータ４３と、モータＭの逆起電圧情報を含む信号を検出して、モータＭの磁極電気角および回転速度を推定する回転速度・磁極位置推定部４０７と、モータＭの低速回転領域において、インバータ４３を介して電源からモータＭに供給あるいは、モータＭから電源へ回生される駆動電流の生成および遮断を繰り返し行わせる測定区間信号生成部４０８と、を備え、回転速度・磁極位置推定部４０７は、低速回転領域においては、電流供給遮断時の前記信号を検出して磁極電気角および回転速度を推定する。
【選択図】図４

Description

本発明は、例えばターボ分子ポンプのように、ロータをモータで回転駆動する真空ポンプに関する。

ターボ分子ポンプなどの軸流式真空ポンプは、真空排気するために動翼を有するロータを高速回転する。このような真空ポンプは、希薄ガスに対して圧縮仕事をしながら排気するので、ロータは一方向のみに回転させることになる。以下では、この回転方向を正回転と呼ぶことにする。従って、通常は、真空ポンプにおけるロータ回転は、静止〜正回転領域での加速および減速運転となる。

従来は、ロータを回転させるためのモータ駆動制御に必要な情報として、回転速度情報およびモータロータの磁極位置情報を、回転センサの検出信号に基づいて取得している。しかし、ロータに設けられたターゲット（段差を有する）をインダクタンス式のギャップセンサを一つ用いて検出する方式の真空ポンプでは、回転センサのみで回転方向を検知するのは困難である。

そのため、通常は、モータ駆動時（特に、逆回転の発生する可能性が比較的高い始動時）の制御シーケンスの工夫により対処している（例えば、特許文献１参照）。しかしながら、制御シーケンスの工夫により対処する方法では、ロータを正回転させるまでの起動時間が長くかかるという欠点がある。

特許４６９２８９１号公報

ところで、上述のようなインダクタンス式ギャップセンサを回転センサに用いる方式とは別に、信頼性向上、コスト低減のために回転センサレス制御が提案されている。また、省エネルギーの観点からＤＣブラシレスモータが適用され、駆動方法として正弦波駆動が多く用いられている。そのような真空ポンプでは、モータロータに装着されている永久磁石の回転に伴う逆起電圧に基づいて磁極位置、回転速度を推定している。

通常、中高速回転速度域では、実際のモータ定数に近似した電気等価回路（電流、電圧関係を規定したもの）定数と、検知したモータ電流信号および電圧信号とから、逆起電圧を算出して磁極位置を求めている。逆起電圧は回転数に比例する電圧なので、モータ始動時のように低速回転領域では微弱な電圧値となる。一方、３相インバータの出力電圧は、定格回転における逆起電圧と同等以上の電圧値（例えば、ターボ分子ポンプの場合には数十Ｖ）に設定されるのが一般的である。

従って、例えば、定格回転数が１０００rpsの真空ポンプでは、始動開始直後となる１rpsにおける逆起電圧値は、定格時の逆起電圧値の１０００分の１となり、数十mＶ程度である。数十Ｖ以上でオンオフを繰り返すＰＷＭ出力電圧から、このような微弱な逆起電圧を精度良く抽出することは非常に難しい。

本発明の好ましい実施形態による真空ポンプは、ポンプロータを回転駆動するモータと、正弦波駆動指令を生成する正弦波駆動指令生成部と、正弦波駆動指令に基づいてＰＷＭ駆動指令を生成するＰＷＭ駆動指令生成部と、ＰＷＭ駆動指令に基づいてオンオフ制御される複数のスイッチング素子を有し、複数のスイッチング素子のオンオフにより生成される駆動電流をモータに供給あるいはモータから回生するインバータ回路と、モータの逆起電圧情報を含む信号を検出して、モータの磁極電気角および回転速度を推定する推定部と、モータ始動動作時の停止状態から所定回転速度までの低速期間には、インバータ回路を介して、電源からモータに供給あるいは、逆にモータから電源へ回生される駆動電流の生成および遮断を繰り返し行わせる駆動電流制御部と、を備え、推定部は、領域においては、遮断時の前記信号を検出して磁極電気角および回転速度を推定する。
さらに好ましい実施形態では、駆動電流制御部は、前記領域において、ＰＷＭ駆動指令に基づくオンオフ指令に基づく駆動電流の供給あるいは回生と、複数のスイッチング素子の全てをオフ状態にすることによる駆動電流の遮断とを繰り返し行わせ、推定部は、前記領域においては、遮断時のモータ相電圧を前記信号として検出し、磁極電気角および回転速度を推定する。
また、駆動電流制御部は、前記領域において、ＰＷＭ駆動指令に基づくオンオフ指令に基づく駆動電流の供給あるいは回生と、モータの各相の電位を同一電位とする短絡制御による駆動電流の遮断とを繰り返し行わせ、推定部は、前記領域においては、遮断時のモータ相電流を前記信号として検出し、磁極電気角および回転速度を推定するようにしても良い。
さらに好ましい実施形態では、遮断の期間はＰＷＭ周期よりも長く、遮断は、遮断の期間における回転周期よりも短い繰り返し周期で繰り返し行われる。
さらに好ましい実施形態では、回転速度が前記所定回転速度よりも小さく、回転速度ゼロを挟んだ所定の正逆回転速度範囲が予め設定され、推定部で推定される回転速度が正逆回転速度範囲にある場合には、推定部は、推定した回転速度に代えて一定の回転速度値を出力すると共に、該回転速度値を用いて磁極電気角を生成する。
さらに好ましい実施形態では、ポンプロータを磁気浮上支持するラジアル磁気軸受およびアキシャル磁気軸受と、ラジアル磁気軸受およびアキシャル磁気軸受を制御する磁気軸受制御部と、をさらに備え、モータ始動時の回転速度が正逆回転速度範囲にある場合には、インバータ回路によるモータ駆動は停止され、磁気軸受制御部は、ラジアル磁気軸受の吸引力によりポンプロータをモータ正回転方向と逆方向に公転運動させるともにモータ正回転方向に自転運動させる。
さらに好ましい実施形態では、前記領域における繰り返し周期および遮断の期間を、モータの回転速度が大きくなるに従って短くなるように複数段階で切り換える。
さらに好ましい実施形態では、検出された逆起電圧情報を含む信号を増幅し、増幅ゲインが複数段で切り換え可能な増幅部と、前記領域において、回転速度が小さいほど増幅ゲインが大きくなるように、増幅部の増幅ゲインを切り換えるゲイン切換部と、を備える。
さらに好ましい実施形態では、検出された逆起電圧情報を含む信号を増幅し、増幅ゲインが複数段で切り換え可能な増幅部と、前記領域において、回転速度が小さいほど増幅ゲインが大きくなるように、増幅部の増幅ゲインを切り換えるゲイン切換部と、を備え、増幅ゲインの切換段数と繰り返し周期および遮断の期間の切換段数とが同一とされ、かつ、増幅ゲインの切換時回転速度と繰り返し周期および遮断の期間の切換時回転速度とが同一とされる。

本発明によれば、逆起電圧が微弱となる低速回転領域においても、回転速度および磁極電気角を精度良く推定することができる。

図１は、本実施の形態の真空ポンプにおけるポンプユニット１の構成を示す図である。 図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。 図３は、モータＭに関するモータ駆動制御系を示す図である。 図４は、正弦波駆動制御部４００を説明するブロック図である。 図５は、ｄ軸およびｑ軸の方向を説明する図である。 図６は、回転速度・磁極位置推定部４０７の詳細を示す図である。 図７は、回転座標dq系における磁極位相ズレを説明する図である。 図８は、オープン区間設定の一例を示す図である。 図９は、オープン区間設定時のモータＭの一相に流れる電流を示す図である。 図１０は、ショート区間におけるＰＷＭ電圧波形の一例を示す図である。 図１１は、ショート区間設定の一例を示す図である。 図１２は、推定回転速度ωとＩq設定との関係を示す図である。 図１３は、軸方向から見た磁気軸受３７の電磁石３７ｘ，３７ｙとシャフト３０ａの位置を示す図である。 図１４は、始動動作を説明する図であり、図１３に続く動作を示す。 図１５は、始動動作を説明する図であり、図１４に続く動作を示す。 図１６は、磁気軸受電磁石による強制回転駆動を行う場合の、推定回転速度ωとＩq設定との関係を示す図である。 図１７は、始動時にオープン区間Ｔ２を周期Ｔ１で繰り返した場合の加速動作例を示す図であり、回転抵抗が小さい場合を示す。 図１８は、始動時にオープン区間Ｔ２を周期Ｔ１で繰り返した場合の加速動作例を示す図であり、回転抵抗が大きい場合を示す。 図１９は、推定された磁極電気角θと実際の磁極電気角θrとの関係を示す図である。 図２０は、Ｔ１，Ｔ２の変更の一例を示す図である。 図２１は、第４の実施の形態における正弦波駆動制御部４００を説明するブロック図である。 図２２は、正弦波駆動制御部４００を開ループ制御系とした場合の構成を示すブロック図である。 図２３は、第５の実施の形態を示す図である。 図２４は、加速可能条件を満たすＴ２／Ｔ１例を示す図である。

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
−第１の実施の形態−
図１は、本実施の形態の真空ポンプを説明する図である。図１に示す真空ポンプは磁気浮上式ターボ分子ポンプであって、図１ではターボ分子ポンプのポンプユニット１の構成を示している。ターボ分子ポンプは、図１に示すポンプユニット１と、ポンプユニット１を駆動するコントロールユニット（不図示）とを備えている。

ポンプユニット１は、回転翼４ａと固定翼６２とで構成されるターボポンプ段と、円筒部４ｂとネジステータ６４とで構成されるドラッグポンプ段（ネジ溝ポンプ）とを有している。ここではネジステータ６４側にネジ溝が形成されているが、円筒部４ｂ側にネジ溝を形成しても構わない。回転側排気機能部である回転翼４ａおよび円筒部４ｂはポンプロータ４に形成されている。ポンプロータ４はシャフト３０ａに締結されている。ポンプロータ４とシャフト３０ａとによって回転体ユニットＲが構成される。

ポンプロータ４の外周の一周にわたって複数のタービン翼を形成することにより、一段分の回転翼が構成される。ポンプロータ４には、その一段分の回転翼が軸方向に複数団形成されている。複数段の固定翼６２は、軸方向に対して回転翼４ａと交互に配置されている。各固定翼６２は、スペーサリング６３を介してベース６０上に載置される。ポンプケーシング６１の固定フランジ６１ｃをボルトによりベース６０に固定すると、積層されたスペーサリング６３がベース６０とポンプケーシング６１の係止部６１ｂとの間に挟持され、固定翼６２が位置決めされる。

シャフト３０ａは、ベース６０に設けられたラジアル磁気軸受３７，３８およびアキシャル磁気軸受３９によって非接触支持される。各磁気軸受３７，３８，３９は電磁石と変位センサとを備えている。変位センサによりシャフト３０ａの浮上位置が検出される。なお、アキシャル磁気軸受３９を構成する電磁石は、シャフト３０ａの下端に設けられたロータディスク５５を軸方向に挟むように配置されている。シャフト３０ａはモータＭにより回転駆動される。

モータＭは同期モータであって、例えば、永久磁石同期モータが用いられる。モータＭは、ベース６０に配置されるモータステータ１０と、シャフト３０ａに設けられるモータロータ１１とを有している。モータロータ１１には、永久磁石が設けられている。磁気軸受が作動していない時には、シャフト３０ａは非常用のメカニカルベアリング２６ａ，２６ｂによって支持される。

ベース６０の排気口６０ａには排気ポート６５が設けられ、この排気ポート６５にバックポンプが接続される。回転体ユニットＲを磁気浮上させつつモータＭにより高速回転駆動することにより、吸気口６１ａ側の気体分子は排気ポート６５側へと排気される。

図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。外部からのＡＣ入力は、コントロールユニットに設けられたＡＣ／ＤＣコンバータ４０によってＤＣ出力（ＤＣ電圧）に変換される。ＡＣ／ＤＣコンバータ４０から出力されたＤＣ電圧はＤＣ／ＤＣコンバータ４１に入力され、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１によって、モータＭ用のＤＣ電圧と磁気軸受用のＤＣ電圧とが生成される。

モータＭ用のＤＣ電圧はインバータ４３に入力される。モータＭの回転駆動状態において、加速駆動時には、ＤＣ/ＤＣコンバータ（ＤＣ電源）４１で生成された電力によりインバータ４３を介してモータＭへ駆動電流が供給される。一方、減速駆動時には、モータロータの回転エネルギが変換された電力により、モータＭからインバータ４３を介して駆動電流が回生され、ＤＣ/ＤＣコンバータ（ＤＣ電源）４１へ電力が戻される。なお、電力を戻されるＤＣ/ＤＣコンバータ（ＤＣ電源）４１は、出力電圧を一定に保つ能力を有している。磁気軸受用のＤＣ電圧は磁気軸受用のＤＣ電源４２に入力される。磁気軸受３７，３８，３９は５軸磁気軸受を構成しており、磁気軸受３７，３８は各々２対の電磁石４６を有し、磁気軸受３９は１対の電磁石４６を有している。５対の電磁石４６、すなわち１０個の電磁石４６には、それぞれに対して設けられた１０個の励磁アンプ４５から個別に電流が供給される。

モータＭの駆動および磁気軸受の駆動を制御する制御部４４は、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のディジタル演算器とその周辺回路により構成される。制御部４４は、インバータ４３に対しては、インバータ４３に含まれる複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号４４１を出力し、各励磁アンプ４５に対しては、各励磁アンプ４５に含まれるスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号４４２をそれぞれ出力する。また、制御部４４には、後述するようにモータＭに関する信号（相電圧や相電流に関する信号）４４３が入力される。また、磁気軸受に関する信号（励磁電流信号や変位信号）４４４が入力される。

図３は、モータＭに関するモータ駆動制御系を示す図である。モータ駆動制御系は、正弦波駆動制御部４００およびインバータ４３を有する。インバータ４３は、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６と、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ駆動するためのゲートドライブ回路４３００とを備えている。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６には、MOSFET やIGBT などのパワー半導体素子が用いられる。なお、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の各々には、環流ダイオードＤ１〜Ｄ６が並列接続されている。

モータステータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相コイルに流れる電流は電流検知部５０によってそれぞれ検出され、検出結果としての電流検知信号はローパスフィルタ４０９を介して制御部４４の正弦波駆動制御部４００に入力される。また、Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイルの各端子および中性点の電圧は電圧検知部５１によって検出され、検出結果としての電圧検知信号はローパスフィルタ４１０を介して正弦波駆動制御部４００に入力される。

正弦波駆動制御部４００は、ローパスフィルタ４０９、４１０でノイズ除去された電流検知信号および電圧検知信号に基づいて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。ゲートドライブ回路４３００は、ＰＷＭ制御信号に基づいてゲート駆動信号を生成し、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフする。これにより、正弦波変調されＰＷＭ化された電圧が、Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイルにそれぞれ印加される。

本実施の形態では、モータ電流検知信号およびモータ電圧検知信号に基づいて回転速度、磁極位置を推定している。なお、本実施の形態のように、モータロータ１１の回転位置を検出する回転センサを有しないセンサレスのモータの場合には、モータ電流検知信号およびモータ電圧検知信号に基づいて回転速度、磁極位置を推定するのが一般的である。

（正弦波駆動制御部４００の説明）
図４は、正弦波駆動制御部４００を説明するブロック図である。図３においても説明したが、モータＭに流れる３相電流は電流検知部５０により検出され、検出された電流検知信号はローパスフィルタ４０９に入力される。一方、モータＭの３相電圧は電圧検知部５１により検出され、検出された電圧検知信号はローパスフィルタ４１０に入力される。

ローパスフィルタ４０９を通過した電流検知信号およびローパスフィルタ４１０を通過した電圧検知信号は、それぞれ回転速度・磁極位置推定部４０７に入力される。詳細は後述するが、回転速度・磁極位置推定部４０７は、電流検知信号および電圧検知信号に基づいて、モータＭの回転速度ωおよび磁極位置（電気角θ）を推定する。なお、磁極位置は電気角θで表されるので、以下では、磁極位置のことを磁極電気角θと呼ぶことにする。回転速度・磁極位置推定部４０７は、推定されたωの値に応じて、回転速度ωsおよび磁極電気角θsを出力する。回転速度ωsは、速度制御部４０１，Ｉd・Ｉq設定部４０２，等価回路電圧変換部４０３および測定区間信号生成部４０８に入力される。磁極電気角θsは、dq−２相電圧変換部４０４に入力される。

なお、本実施の形態では、推定された回転速度ωおよび磁極電気角θがそのまま回転速度ωsおよび磁極電気角θsとして（ωs＝ω、θs＝θ）出力されるが、後述する第２の実施の形態等においては、推定された回転速度ωに応じて出力される回転速度ωsおよび磁極電気角θsが異なる。そのため、第１の実施の形態においても、推定された回転速度ωおよび磁極電気角θと出力される回転速度ωsおよび磁極電気角θsとを区別して表すことにする。

速度制御部４０１は、入力された目標回転速度ωiと回転速度・磁極位置推定部４０７から出力された現在の回転速度ωsとの差分に基づいて、ＰＩ 制御（比例制御および積分制御）あるいはＰ制御（比例制御）を行い、電流指令Ｉを出力する。詳細は後述するが、Ｉd・Ｉq設定部４０２は、電流指令Ｉおよび回転速度ωsに基づき、回転座標dq系における電流指令Ｉd，Ｉqを設定する。図５に示すように、回転座標dq系のｄ軸は、回転しているモータロータ１１のＮ極を正方向とする座標軸である。ｑ軸はｄ軸に対して９０度進みの直角方向の座標軸で、その向きは正回転時の逆起電圧方向となる。

等価回路電圧変換部４０３は、モータＭの電気等価回路定数および回転速度・磁極位置推定部４０７から入力された回転速度ωsに基づく次式（１）を用いて、電流指令Ｉd，Ｉqを回転座標dq系における電圧指令Ｖd，Ｖqに変換する。なお、等価回路はモータコイルの抵抗成分ｒおよびインダクタンス成分Ｌに分けられる。ｒ、Ｌの値はモータ仕様等から得られ、予め記憶部（不図示）に記憶されている。

dq-２相電圧変換部４０４は、変換後の電圧指令Ｖd，Ｖqと回転速度・磁極位置推定部４０７から入力された磁極電気角θsとに基づいて、回転座標dq系における電圧指令Ｖd，Ｖqを固定座標αβ系の電圧指令Ｖα，Ｖβに変換する。２相-３相電圧変換部４０５は、２相の電圧指令Ｖα，Ｖβを３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに変換する。ＰＷＭ信号生成部４０６は、３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに基づいて、インバータ４３に設けられた６つのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ（導通または遮断）するためのＰＷＭ制御信号を生成する。インバータ４３は、ＰＷＭ信号生成部４０６から入力されたＰＷＭ制御信号に基づいてスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフし、モータＭに駆動電圧を印加する。

（回転速度・磁極位置推定部４０７の説明）
図６は、回転速度・磁極位置推定部４０７の詳細を示す図である。電圧検知部５１から出力された相電圧検知信号ｖv，ｖu，ｖwは、ローパスフィルタ４１０を介して３相-２相変換部４０７２に入力される。３相-２相変換部４０７２は３相の電圧信号を２相の電圧信号ｖα’，ｖβ’に変換する。変換後の電圧信号ｖα’，ｖβ’は逆起電圧演算部４０７４に入力される。

一方、電流検知部５０から出力された相電流検知信号ｉv，ｉu，ｉwは、ローパスフィルタ４０９を介して３相-２相変換部４０７１に入力される。３相-２相変換部４０７１は、３相の電流検知信号ｉv，ｉu，ｉwを２相の電流信号ｉα，ｉβに変換する。変換後の電流信号ｉα，ｉβは等価回路電圧変換部４０７３に入力される。

等価回路電圧変換部４０７３は、モータＭの電気等価回路定数に基づく次式（２）を用いて、電流信号ｉα，ｉβを電圧信号ｖα，ｖβに変換する。変換後の電圧信号ｖα，ｖβは逆起電圧演算部４０７４に入力される。なお、等価回路はモータコイルの抵抗成分ｒおよびインダクタンス成分Ｌに分けられる。ｒ、Ｌの値はモータ仕様等から得られ、予め記憶部（不図示）に記憶されている。

逆起電圧演算部４０７４は、モータ３相電圧に基づく電圧信号ｖα’，ｖβ’とモータ３相電流に基づく電圧信号ｖα，ｖβとに基づいて、次式（３）を用いて逆起電圧Ｅα，Ｅβを算出する。そして、後述するように、回転速度・磁極位置推定部４０７は、逆起電圧演算部４０７４で算出された逆起電圧Ｅα，Ｅβに基づいて、回転速度ωおよび磁極電気角θを推定する。

本実施の形態では、逆起電圧演算部４０７４で逆起電圧Ｅα，Ｅβを算出した後、後述するように逆起電圧Ｅα，Ｅβに基づいて回転速度ωと磁極位相ズレ補正量Δφとを算出し、それらから磁極電気角θを推定するようにしている。

回転速度ωは、磁極電気角θの周期性に関係する量である。一方、磁極位相ズレ補正量Δφは、実際の磁気電気角θrと推定した磁極電気角θとの間の位相ズレに関係する量である。そして、算出された回転速度ω（ω＝ωs）と磁極位相ズレ補正量Δφとから、θ＝∫（ωs）dt＋Δφにより磁極電気角θ（＝θs）を算出するようにした。

まず、磁極位相ズレ補正量Δφの演算について説明する。モータロータ１１の回転速度は、ロータ回転慣性により回転１周期内で急激に変化することはなく、少なくとも数周期にかけてゆっくりと変化し、定常応答とみなすことができる。そこで、２相-dq電圧変換部４０７５は、式（４）に示す変換により、入力された逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）を回転座標dq系における逆起電圧（Ｅd，Ｅq）に変換する。なお、式（４）におけるθsには、所定時間間隔Ｔ（上述した制御サンプリングタイミングの間隔）で行われる演算において前回の演算タイミングで算出された磁極電気角θsがフィードバックされる。

ここで、複素表示を用いて座標変換を考えると次のようになる。逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）のα成分Ｅαおよびβ成分Ｅβは、ωs＞０の場合、Ｅ×exp（j（θr＋π/２））の実部および虚部に対応している。また、ωs＜０の場合には、ＥαおよびＥβは、Ｅ×exp（j（θr−π/２））の実部および虚部に対応している。Ｅは逆起電圧の大きさで、θrは実際の磁極電気角である。

これに対して、推定された磁極電気角θ（＝θs）を適用した２相-dq座標変換は、複素表示された逆起電圧にexp（−jθs）を乗算することで表される。従って、２相-dq座標変換後の逆起電圧（Ｅd，Ｅq）は、ωs＞０の場合にはＥ×exp（j（θr＋π/２−θs））の実部および虚部で表される。ωs＜０の場合には、Ｅ×exp（j（θr−π/２−θs））の実部および虚部で表される。

位相角演算部４０７６は、回転座標dq系における逆起電圧（Ｅd，Ｅq）のベクトル位相角Ψを、４象限表現の逆正接関数を適用して、Ψ＝tan^−１(Ｅq／Ｅd)により算出する。ωs＞０の場合の位相角ΨはΨ＝θr＋π/２−θsとなり、ωs＜０の場合にはΨ＝θr−π/２−θsとなる。図７は、回転座標dq系における磁極位相ズレを説明する図であり、（ａ）は正回転（ωs＞０）の場合を示し、（b）は逆回転（ωs＜０）の場合を示している。従って、推定される磁極電気角θsを実際の磁極電気角θrに収束させる場合、ωs＞０の場合にはΨ−π/２がゼロに収束するように制御し、ωs＜０の場合にはΨ＋π/２がゼロに収束するように制御する。

補正量Δφ演算部４０７７では、上述した磁極位相ズレを補正するための磁極位相ズレ補正量Δφを演算する。すなわち、正回転の場合にはΨ−π/２がゼロに収束するように、逆回転の場合にはΨ＋π/２がゼロに収束するように磁極位相ズレ補正量Δφを推定磁極電気角へ加算補正する制御を行う。

ωs＞０の場合の、磁極位相ズレ補正量Δφは、式（５）に示すように、Ψ−π／２（rad）の値（正負の変化の大きさ）に基づいて適当なゲインg１（比例制御のゲインまたは比例制御・積分制御のゲイン）を乗じて生成される。式（５）によれば、図７（ａ）のようにΨ−π／２＜０（すなわちθr＜θ）の場合には、Δφ＜０となる。すなわち、実際の磁極電気角θrよりも進み位相になっている磁極電気角θをθrに近づけることになる。
Δφ＝g１×（Ψ−π／２） ：Ψ−π／２≠０の場合
Δφ＝０ ：Ψ−π／２＝０の場合 …（５）

ωs＜０の場合の、磁極位相ズレ補正量Δφは、式（６）のように設定される。例えば、図７（ｂ）に示す場合にはΨ＋π／２＞０（すなわちθr＞θs）なので、Δφ＞０となり、実際の磁極電気角θrよりも遅れ位相になっている磁極電気角θsをθrに近づけることになる。
Δφ＝g１×（Ψ＋π／２） ：Ψ＋π／２≠０の場合
Δφ＝０ ：Ψ＋π／２＝０の場合 …（６）

一方、上述した磁極位相ズレ補正量Δφの演算とは別に、回転速演算部４０７８において回転速度ω（＝ωs）の推定演算が行われる。回転速演算部４０７８の２相-dq電圧変換部４１１０は、逆起電圧演算部４０７４から入力された逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）と、符号反転部４１１６から出力された電気角θmとに基づいて、次式（７）により回転座標dq系における逆起電圧（Ｅmd，Ｅmq）を算出する。ここで用いられる電気角θmは、２相-dq電圧変換部４０７５で用いられる磁極電気角θとは異なり、符号反転部４１１６において推定磁極電気角θsに（−１）を乗算したものである。

次いで、位相角演算部４１１１は、次式（８）により位相角Ψmを算出する。上述したように、固定座標αβ系においては、逆起電圧ベクトル（Ｅα，Ｅβ）は回転速度ω（＝ωs）で回転している。一方、回転座標dq系においては、推定される回転速度ω（＝ωs）が実際の回転速度ωrに収束していれば、磁極電気角θmを用いて２相-dq電圧変換された逆起電圧（Ｅmd，Ｅmq）の位相Ψmは一定値となる。逆に、収束していなければ位相Ψmは変化する。

差分演算部４１１３は、位相Ψmの差分ΔΨmを演算する。この場合、制御サンプリング時間Ｔで繰り返し演算が行われているときの、今回算出された現在の位相角Ψmと、Ｔの自然数倍の所定時間Ｔ１毎に算出された位相角Ψmを過去（前回）の位相角として予め記憶しておき、現在の位相角から過去（前回）の位相角との差ΔΨmを演算する。一方、差分演算部４１１４では、位相角演算部４０７６から出力される位相角Ψを用いて、差分ΔΨを演算する。なお、差分演算に代えて微分演算を行うようにしても良い。

上述したように、Ψの値は、ωs＞０の場合にはΨ＝θr＋π/２−θsとなり、ωs＜０の場合にはΨ＝θr−π/２−θsとなる。しかし、所定時間Ｔ１間で差分ΔΨを取ると、回転方向（ωsの正負）には関係なく、ΔΨ＝Δθr−Δθs＝（ωr−ωs）Ｔ１と表される。同様に、Ψmの場合には、ΔΨm＝Δθr−Δθm＝Δθr＋Δθs＝（ωr＋ωs）Ｔ１と表される。

差分演算部４１１３から出力された差分ΔΨmと、差分演算部４１１４から出力された差分ΔΨとを加算点で加算すると、ΔΨ＋ΔΨm＝２ωr・Ｔ１となる。ω生成部４１１５では、入力されたΔΨm＋ΔΨ＝２ωr・Ｔに０．５を乗算し、さらに時間Ｔ１で除算することにより回転速度ωを推定する。本実施の形態では、推定された回転速度ωは回転速度ωsとしてω生成部４１１５から出力される。ω生成部４１１５から出力された回転速度ωsは、積分演算部４０７９、補正量ΔΦ演算部４０７７および等価回路電圧変換部４０７３に入力されるとともに、回転速度・磁極位置推定部４０７から出力される。

次いで、積分演算部４０７９では、回転速度ωsの積分値が演算される。上述の制御サンプリング時間Ｔを用いてこの積分値を表すと、積分値（次回）＝積分値（現在値）＋ωs×Ｔのように表される。そして、この積分値と補正量Δφ演算部４０７７で算出された磁極位相ズレ補正量Δφとの和（次式（９））を、今回の制御タイミングから時間Ｔが経過した次回に制御タイミングにおける磁極電気角θsとして、２相-dq電圧変換部４０７５に入力するとともに、回転速度・磁極位置推定部４０７から出力する。
θs(次回)＝積分値(次回)＋Δφ …（９）

上述のように、ω生成部４１１５では、（ΔΨm＋ΔΨ）/２Ｔ＝ωrのように実回転速度ωrを抽出するような処理となっている。ただし、実際にはΔΨmおよびΔΨには誤差が含まれているので必ずしもωrと一致するわけではない。しかしながら、このように、実回転速度ωrが抽出されるような処理となっているので、回転速度ωsおよびその積分値∫（ωs）dtをより精度良く推定することができる。このことは、回転速度が小さい場合や、制御サンプリング間隔Ｔが長く設定されている場合に、特に有効である。

（低速回転領域における制御について）
ところで、上述した逆起電圧算出に関する式（３）は、比較的電流、電圧の振幅の時間的な変動が小さい、定常応答と見なせる場合に成立する式であるが、通常の運転では、上記変動が十分に小さいとみなせるので適用可能である。電圧ベクトル（Ｅα，Ｅβ）の大きさＥ（＝√ （Ｅα ^2＋Ｅβ ^2））は回転数に比例する電圧で、超低速の回転領域（例えばモータ始動時）では微弱な電圧値となる。一方、インバータ４３の出力電圧は、通常、ＰＷＭ出力であるが、この電圧値は、定格回転における逆起電圧と同等以上の電圧値（ターボ分子ポンプの一例として、数十Ｖ)である。

従って、例えば、定格回転数が１０００rpsの回転機械（真空ポンプなど）で始動開始直後の１rps程度における逆起電圧値は、定格回転時の逆起電圧値の１０００分の１となり、数十ｍＶ程度となる。そのため、数十Ｖ以上でオンオフを繰り返すＰＷＭ出力電圧から、始動時における数十ｍＶ値の微弱な逆起電圧成分を精度良く抽出することは、ローパスフィルタを適用しても非常に難しい。以下に説明するように、本発明は、上述のような微弱な逆起電圧を精度良く測定し、かつ、その測定結果に基づいて速やかにモータを始動開始できるようにしたものである。

先ず、逆起電圧が微弱な回転領域における逆起電圧の検出方法について説明する。式（３）を用いた従来の検出制御において、逆起電圧が検出可能な回転速度の下限値をω1（ω1＞０）とする。すなわち、従来の方法では、正回転および逆回転に関係なく、回転速度ωsが−ω1＜ωs＜＋ω1である場合には正確な逆起電圧を求めることが難しい。以下では、この回転速度範囲（−ω1＜ωs＜＋ω1）を低速回転領域と呼ぶことにする。この低速回転領域においては、図４の測定区間信号生成部４０８からの信号に基づいて以下のような逆起電圧測定動作を行う。

測定区間信号生成部４０８は、回転速度・磁極位置推定部４０７から出力された回転速度ωsが低速回転領域であった場合には、図３に示したインバータ４３の３相のハイサイドおよびローサイドの全スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオフして、インバータ４３とモータＭとの接続を遮断し、モータＭに発生する逆起電圧のみを検知できるようにする。すなわち、モータＭとインバータ４３との間が遮断されるオープン区間では、モータ相電流は流れず、式（３）におけるｉαおよびｉβはｉα＝ｉβ＝０となる。その結果、式（３）は次式（１０）のようになる。

すなわち、検出された３相の相電圧検知信号ｖv，ｖu，ｖwを３相-２相変換して得られた２相の電圧信号ｖα’，ｖβ’に基づいて、逆起電圧Ｅα，Ｅβが得られる。オープン区間においてはモータＭにインバータ４３からのＰＷＭ駆動電圧が印加されないので、式（１０）は、超低速回転時における微弱な逆起電圧をそのまま検出できることを示している。

図８は、オープン区間設定の一例を示す図である。図８（ａ）において、横軸は時間を示し、縦軸はインバータ４３による電圧印加状態を示している。電圧印加状態における「ＰＷＭ駆動印加」と示す状態は、図４の２相-３相電圧変換部４０５からの３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに基づくＰＷＭ制御信号によって、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６がオンオフ駆動されている通常の状態を示している。一方、「遮断」と示す状態は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の全てがオフされた状態を示す。符号Ｔ２で示すオープン区間では、遮断状態とされる。一方、（Ｔ１−Ｔ２）期間のＰＷＭ電圧印加区間では、通常のＰＷＭ駆動印加状態とされる。

すなわち、回転速度ωsが低速回転領域（−ω1＜ωs＜＋ω1）であって、図４の測定区間信号生成部４０８から図８（ａ）に示すような指令がＰＷＭ信号生成部４０６に入力されると、ＰＷＭ信号生成部４０６は、ＰＷＭ電圧印加区間（Ｔ１−Ｔ２）においては２相-３相電圧変換部４０５からの３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに基づいてＰＷＭ制御信号を生成し、オープン区間Ｔ２においては、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の全てをオフとする制御信号が生成される。

図８（ｂ）は、ＰＷＭ電圧印加区間およびオープン区間において検出される相電圧を模式的に示す図である。ＰＷＭ電圧印加区間では、インバータ４３により印加されるＰＷＭ変調矩形波電圧に逆起電圧が重畳された電圧が検出されるが、オープン区間Ｔ２においては、正弦波状に変化する逆起電圧のみが検出される。よって、このオープン区間Ｔ２において電圧検出が行われる。図８（ｂ）の黒丸が検出タイミングを示している。オープン区間Ｔ２における電圧検出は、少なくとも１点行えば良い。また、ＦＰＧＡなどの演算素子の処理能力にも依るが、同一のオープン区間Ｔ２内にて複数点検知して平均化しても良い。

図９は、図８（ａ）の指令が測定区間信号生成部４０８から出力された場合における、モータＭの一相に流れる電流を示す図である。相電流は、オープン区間Ｔ２ではゼロとなり、ＰＷＭ電圧印加区間（Ｔ１−Ｔ２）においてのみ電流が流れる。

ところで、本実施の形態のように微弱逆起電圧情報を得るためにオープン区間Ｔ２を設けると、オープン区間Ｔ２を設けた分だけ、インバータ４３によるモータ駆動励磁の期間（Ｔ１−Ｔ２）が短くなり、モータ始動時における始動開始時間（回転速度がゼロから＋ω1に上昇するまでの時間）が長くなることになる。逆に、始動開始時間の延長を抑えるためにオープン区間Ｔ２を短くしすぎると、オープン区間Ｔ２の電圧検出時の電圧に、遮断直前のＰＷＭ駆動の影響による過渡応答が含まれるおそれがあり、過渡応答の影響による逆起電圧の検出誤差が大きくなってしまう。この誤差を低減するためには、ＰＷＭキャリア周期Ｔpwmに比べて十分な時間が経過した後に電圧検出を行う必要がある。

例えば、オープン区間Ｔ２における遮断状態の継続時間をＴ２、オープン区間の繰り返し周期をＴ１としたとき、Ｔpwm≪Ｔ２＜Ｔ１のように設定する必要がある。例えば、Ｔpwmは２０μs〜１００μs、Ｔ１は１ms〜１００ms、Ｔ２はＴ１の１０％〜８０％に設定するのが好ましい。また、上述した過渡応答の影響を極力避けるためには、図８（ｂ）に示すようにオープン区間Ｔ２の後半（好ましくはオープン区間Ｔ２の終了間際）にて電圧検出を行うのが望ましい。

図８の例では、ＰＷＭキャリア周期Ｔpwm=５０μs、繰り返し周期Ｔ１＝２０ms、オープン区間の継続時間Ｔ２＝４msとした。図８（ｂ）のように電圧検出を行う場合、オープン区間の繰り返し周期Ｔ１は電圧データのサンプリング周期でもある。この場合、サンプリング周期は２０msであるが、これは中高速回転時における電圧データサンプリング周期よりも非常に長い。ちなみに、中高速域のサンプリング周期は２０μs程度である。しかしながら、モータ回転も超低速回転であるため、サンプリング周期が２０msであっても何ら問題ない。また、過渡応答の影響を避けるためのオープン区間Ｔ２内における電圧検出タイミングとしては、オープン区間Ｔ２の後半、例えば、オープン区間Ｔ２（４ms）の終了時点から１ms以内で電圧検出を行うようにすれば良い。

上述した実施の形態では、図８に示すようにオープン区間Ｔ２を設けて、そのオープン区間において検出される電圧情報を用いて、式（１０）により逆起電圧を算出するようにしたが、モータＭをショート状態にして得られる電流情報に基づいて逆起電圧を算出するようにしても良い。オープン区間を設ける代わりに、モータ３相配線を短絡(ショート)状態にできれば、モータＭヘのインバータ４３からの駆動電圧の影響を無くすことができる。この状態は、図４の測定区間信号生成４０８からの信号に基づいて以下のように短絡制御することで可能になる。

測定区間信号生成部４０８は、回転速度・磁極位置推定部４０７から出力された回転速度ωsが低速回転領域であった場合には、図３に示したインバータ４３の３相のハイサイドのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３のみを導通（オン）させる、あるいはローサイドのスイッチング素子ＳＷ４〜ＳＷ６のみを導通（オン）させることで、インバータ４３とモータＭとの接続を遮断するとともに、モータＭの３相配線を短絡（ショート）し、モータＭに発生する逆起電圧のみを検知できるようにする。

また、上記以外でも以下のように短絡制御することでも可能になる。ＰＷＭ駆動においては、モータＭに印加される電圧はＨ／Ｌの矩形波電圧であり、この場合においてショートに相当するのは、３相電圧の全てが、同一デューティで、かつ、Ｈ状態およびＬ状態が同期している場合である。特に、正弦波駆動の場合には、図１０に示すようにデューティ５０％で駆動される場合である。この場合は、３相ともＨ(電源電圧)になる区間では、インバータ４３のハイサイドにてモータ３相配線が接続され、３相ともＬ（ＧＮＤ)になる区間では、インバータのローサイドにてモータ３相配線が接続される。この場合、ＰＷＭキャリアの半周期ごとに３相の各電位が同時に変化し、三相の接続がショート状態となる。

すなわち、モータＭの３相配線がインバータ４３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の開閉により短絡状態とされるショート区間では、モータ相電圧は立たたずＶα＝Ｖβ＝０となる。この場合、低速回転のため、電気等価回路におけるリアクタンス成分は無視できて抵抗成分のみと考えることができ、上述した式（３）は、次式（１１）のようになる。

ショート区間においては、電流検知部５０により相電流検知信号ｉv，ｉu，ｉwを検出し、それを２相の電流信号ｉα，ｉβに変換し、式（１１）に示すように、電流信号ｉα，ｉβの各々を（−ｒ）倍することで、逆起電圧Ｅα 、Ｅβ が求められる。ショート区間においては、インバータ４３からのＰＷＭ駆動電圧が印加されないので、インバータ４３からの電流流入は無く、低速回転時の微弱な逆起電圧のみに起因する微弱電流が検出される。その結果、式（１１）から、逆起電圧が検出できることになる。

図１１は、ショート区間設定の一例を示す図であり、図８に示したオープン区間の場合と同様のものである（Ｔpwm=５０μs、Ｔ１＝２０ms、Ｔ２＝４ms）。ショートの場合には、インバータ電圧印加状態は、ＰＷＭ駆動印加状態と、短絡状態（デューティ５０％固定の場合）とのいずれかを取る。Ｔ２はショート区間の継続時間であり、Ｔ１はショート区間の繰り返し周期である。図１１（ｂ）は相電流を示している。ショート区間においては、逆起電圧のみによる正弦波状の相電流となり、黒丸で示すタイミングにおいて電流検出が行われる。一方、ＰＷＭ駆動印加区間では、印加電圧および逆起電圧による相電流が流れる。

ショート区間で電流を検出する場合も、ショート区間の繰り返し周期Ｔ１、ショート区間の継続時間Ｔ２、Ｔ２における検出タイミングは、オープン区間で電圧を検出する場合と同様に設定される。ただし、図１０に示したショート区間の一例においてはＰＷＭデューティ５０％で駆動させるため、図１０のように、ＰＷＭキャリア周期Ｔpwmの半周期に１回、モータ動力３線の電位がＨとＬとの間で変化する。そのため、電位変化タイミングから極力時間をおく観点から、検出タイミングは、継続時間Ｔ２の終了間際で、かつ、ＰＷＭキャリア周期レベルのＬ終了間際であることが望ましい。代表例としてはＬ状態が終了する時点から遡って１０μs以内が好ましい。

本実施の形態では、低速回転領域においてオープン区間またはショート区間を繰り返し生成して、その区間においてモータＭの３相電圧または３相電流を検出することで、微弱な信号である逆起電圧情報のみが検出されるような構成とした。その結果、逆起電圧情報を精度良く検出することができ、逆起電圧情報に基づく回転速度および磁極電気角の推定を高精度に行うことができる。

−第２の実施の形態−
上述した第１の実施の形態では、回転数が数十rps以下（例えば、３０rps以下）という低速回転領域（ω＜ω1の領域）において、回転速度ωおよび磁極電気角θを高精度に推定するために、上述したようなオープン区間やショート区間を設けて微弱信号(電圧、あるいは電流)を検出するようにした。しかしながら、このような測定を行っても、回転速度が極限的にゼロ（ロータ停止）に近い場合には、推定誤差が大きくなるのを避けることができない。

そこで、第２の実施の形態では、推定誤差が大きくなるロータ停止近傍の所定の回転数区間を予め強制区間(−ωO≦ω≦＋ωO)として設定し、推定した回転速度ωの値がこの強制区間内にある場合は、正回転化を促進すべく以下に説明するような手段を適用する。なお、ωOとしては、第１の実施の形態の方法で回転速度ωが推定可能な閾値とする。例えば、0.5〜１rps程度に設定される。

第２の実施の形態では、回転速度・磁極位置推定部４０７における回転速度ωs，磁極電気角θs、Ｉd・Ｉq設定部４０２におけるＩdおよびＩqは、下記のように設定される。測定区間信号生成部４０８の処理は、推定された回転速度ωの値に関係なく第１の実施の形態の場合と同様の処理が行われる。
（ａ）回転速度ωs（出力される回転速度）の設定
ω＜−ωO ・・・ ωs＝ω（推定回転速度）
−ωO≦ω≦＋ωO ・・・ ωs＝ω2（所定の正の固定値）
＋ωO＜ω ・・・ ωs＝ω（推定回転速度）
（ｂ）磁極電気角θs(出力される磁極電気角)の設定
ω＜−ωO ・・・ θs＝θ（推定磁極電気角）
−ωO≦ω≦＋ωO ・・・ θs＝∫(ω2)dt
＋ωO＜ω ・・・ θs＝θ（推定磁極電気角）
（ｃ）Ｉd＝０とし、Ｉqは下記のように設定
ω＜−ωO ・・・ Ｉq＜０に設定（常に減速駆動）
−ωO≦ω≦＋ωO ・・・ Ｉq＜０に設定（駆動方向は不定）
＋ωO＜ω ・・・ Ｉq＜０に設定（減速指令の場合）
Ｉq＞０に設定（加速指令の場合）

（＋ωO＜ωの場合）
回転速度・磁極位置推定部４０７で推定された回転速度ωがこの範囲である場合には、回転速度・磁極位置推定部４０７はこの推定されたωを回転速度ωsとして出力し、推定されたθを磁極電気角θsとして出力する。この場合、正回転（＋ωO＜ω）と推定されているので、Ｉd・Ｉq設定部４０２は、減速指令の場合には回転速度が低下するようにＩq＜０に設定する。逆に、加速指令の場合には、回転速度が上昇するようにＩq＞０に設定する。

（−ωO≦ω≦＋ωOの場合）
回転速度ωが強制区間（−ωO≦ω≦＋ωO）である場合には、誤差が大きいので推定値の信頼性が非常に低く、正しい推定を行うのは不可能である。そのため、推定された回転速度ωに基づいて電流を設定した場合、モータ回転速度が−ωO≦ω≦＋ωOに停留してしまうおそれがある。そこで、本実施の形態では、推定値ωには関係なく、予め決めた一定の回転速度ω2で強制的に回転磁界を形成し、モータ回転方向が正回転・逆回転のいずれであっても、強制区間（−ωO≦ω≦＋ωO）から逆起電圧に基づく推定が可能な強制区間外へと速やかに移行させるようにした。

そのために、回転速度・磁極位置推定部４０７は、推定された回転速度ωの代わりに一定の値ω2(ω2＞０)を回転速度として出力する。すなわち、図６のω生成部４１１５では、入力されたΔΨm＋ΔΨ＝２ωr・Ｔに０．５を乗算し、さらに時間Ｔ１で除算することにより回転速度ωを推定するが、推定されたωが−ωO≦ω≦＋ωOであった場合には、回転速度ωsとしてω2を出力する。

この場合、モータロータの磁極位置は不定であり、この状況で始動トルクを確実に作用させるには、モータステータが発生する回転磁界の位相が適切な位置（モータロータＮ極より９０°進んだ位相）に存在する時間を十分に確保するのが好ましい。そのような観点で、ゆっくりと位相位置を変化させるために、通常、ω２はω０よりも小さい値に設定するのが効果的である。例えば、ωO＝２π・０．５[rad/S]の場合には、ω2＝２π・０．２５[rad/S]のように設定する。もちろん、ω2の値はこれに限らず、ωO≦ω2であっても良い。

また、モータＭの磁極位置に関係なく強制回転させるので、補正量Δφ演算部４０７７は、位相角演算部４０７６から入力される位相角Ψに関係なく、磁極位相ズレ補正量ΔφとしてΔφ＝０を出力する。よって、磁極電気角θsは、θs＝∫(ω2)dtとなる。さらに、Ｉd・Ｉq設定部４０２におけるＩqの設定については、駆動方向は不定ではあるが、Ｉq＜０に設定する。このように、強制区間内では、常に減速(回転速度の符号に関係なく回転速度＝０へ近づける)させる電流設定を行うことにより、強制区間の上下閾値付近で停留してしまうのを防止し、速やかに正回転方向へ移行する機会を増やすことができる。

（ω＜−ωOの場合）
ω＜−ωOの場合には、第１の実施の形態の方法を用いることで回転速度を推定することができるので、ω生成部４１１５は、推定した回転速度ωをωs＝ωとして出力する。磁極電気角θsの設定に関しても、補正量Δφ演算部４０７７で推定された磁極位相ズレ補正量Δφと、上述の回転速度ωsとを用いて算出された磁極電気角（θ＝∫（ωs）dt＋Δφ）を磁極電気角θsに設定する。さらに、ω＜−ωOは逆回転を示しているので、真空ポンプへの適用上、Ｉd・Ｉq設定部４０２においてＩq＜０と設定して常に減速駆動させる。図１２は、推定回転速度ωとＩq設定との関係を示す図である。

上述したように、第２の実施形態では、推定された回転速度ωが強制区間（−ωO≦ω≦＋ωO）であった場合には、推定された回転速度や磁極電気角とは関係なくωs＝ω2、θs＝∫(ω2)dt、Ｉq＜０のように設定してモータＭを強制駆動し、回転速度が速やかに強制区間外となるように制御することで、モータの正回転化を促進することができる。また、逆回転と推定された場合（ω＜−ωO）にも、Ｉq＜０と設定することで、逆回転状態から速やかに正回転方向へと反転させることができる。

ところで、図１に示す真空ポンプのように磁気軸受装置により回転体ユニットＲを磁気浮上する構成の場合には、特開２０１１−２３１７６０号公報に開示されているように、磁気軸受電磁石に回転磁界も合わせて発生させることで、モータロータ１１が設けられた回転体ユニットＲを強制的に正回転させることが可能である。

図１３〜１５は、磁気軸受３７，３８の吸引力を利用した回転体ユニットＲの正回転駆動の概略を説明する図である。図１３は、軸方向から見た磁気軸受３７の電磁石３７ｘ，３７ｙとシャフト３０ａの位置を示す図である。なお、図１３では、座標軸のプラス側に配置された電磁石３７ｘ，３７ｙは符号３７ｘ＋，３７ｙ＋で表し、マイナス側に配置された電磁石３７ｘ，３７ｙは符号３７ｘ−，３７ｙ−で表すようにした。下側のラジアル磁気軸受３８の電磁石３８ｘ、３８ｙも電磁石３７ｘ，３７ｙの場合と同様に配置されており、同様の括弧付きの符号で示した。なお、破線で示す円は、メカニカルベアリング２６ａ，２６ｂの内周位置を示したものである。シャフト３０ａのラジアル方向の移動範囲は、メカニカルベアリング２６ａ，２６ｂによって破線円内に制限されている。

磁気軸受３７，３８の吸引力を利用して回転体ユニットＲを正回転方向に自転させる場合には、シャフト３０ａの位置は、例えば、図１３に示すような位置から始める。この場合、アキシャル磁気軸受３９は通常と同様に制御され、シャフト３０ａはアキシャル方向（ｚ軸方向）に関して浮上している。一方、ラジアル磁気軸受３７，３８に関しては、ｘ軸方向の電磁石３７ｘ，３８ｘは各々対向するプラス側とマイナス側の吸引力の合力がゼロの状態とされ、ｙ軸方向の電磁石３７ｙ、３８ｙについては、シャフト３０ａをｙ軸マイナス方向に吸引する状態とされる。このときのシャフト３０ａの位置は、ラジアル磁気軸受３７，３８の中心軸を原点として（０，−Ｌ）である。ここでは、シャフト３０ａはメカニカルベアリング２６ａ，２６ｂに接触しない位置とされる。

図１３に示す位置状態から、電磁石３７ｙ＋，３７ｙ−の吸引力の合力を減少させてゼロにするとともに、電磁石３７ｘ＋，３７ｘ−を制御して、シャフト３０ａを電磁石３７ｘ＋に引きつけるようなｘ軸プラス方向の吸引力（＋，０）を発生させる。ここで、吸引力(＋，０)の「＋」はｘ軸方向の吸引力がプラス方向であることを示し、「０」はｙ軸方向の電磁石３７ｙ＋，３７ｙ−を制御して減少させることでｙ軸方向の吸引力がゼロであることを示す。なお、ここでは、磁気軸受３７の電磁石３７ｘ、３７ｙの動作についてだけ説明しているが、磁気軸受３８についても磁気軸受３７の場合と同様の制御を行う。以下の説明についても同様である。

図１３のように磁気軸受中心に対して位置（０，−Ｌ）に偏心したシャフト３０ａに、ｘ軸プラス方向の吸引力（＋、０）が働くと、シャフト３０ａは電磁石３７ｘ＋方向に引きつけられるとともに、モーメントＭ＝ｆ・Ｌが作用してシャフト３０ａが矢印Ｒ１方向（正回転方向）に自転することになる。以下ではＲ１方向の自転のことを前回りの自転と称することにする。なお、正回転方向が逆の−Ｒ方向である場合には、逆方向の吸引力（−，０）を発生させれば良い。

吸引力（＋、０）によって、シャフト３０ａの位置が図１４（ａ）に示すような位置（Ｌ、０）となったならば、電磁石３７ｘ＋、３７ｘ−を制御して吸引力合力をゼロにするとともに電磁石３７ｙ＋，３７ｙ−を制御して、シャフト３０ａを電磁石３７ｙ＋に引きつけるようなｙ軸プラス方向の吸引力（０，＋）を発生させる。次いで、シャフト３０ａの位置が図１４（ｂ）に示すような位置（０、Ｌ）となったならば、電磁石３７ｙ＋，３７ｙ−を制御して吸引力合力をゼロにするとともに電磁石３７ｘ＋、３７ｘ−を制御して、シャフト３０ａを電磁石３７ｘ−に引きつけるようなｘ軸マイナス方向の吸引力（−，０）を発生させる。

さらに、シャフト３０ａの位置が図１５に示すような位置（−Ｌ、０）となったならば、電磁石３７ｘ＋、３７ｘ−を制御して吸引力合力をゼロにするとともに電磁石３７ｙ＋，３７ｙ−を制御して、シャフト３０ａを電磁石３７ｙ−に引きつけるようなｙ軸マイナス方向の吸引力（０，−）を発生させる。

このように、吸引力を（＋，０）→（０，＋）→（−，０）→（０，−）の順に発生させてラジアル磁気軸受３７，３８による回転磁界を生成することにより、シャフト３０ａは磁気軸受中心の回りに正回転方向と逆回転の公転（振れ回り）運動Ｒ２、すなわち後ろ回りの公転運動Ｒ２をすることになる。図１３〜１５に示すように、公転運動中のシャフト３０ａの中心軸はラジアル磁気軸受３７，３８の中心軸からずれている。さらに、ラジアル磁気軸受３７，３８による回転磁界は公転運動Ｒ２に対して回転の位相が９０deg進んでいるので、シャフト３０ａに対して常に自転方向のモーメントが作用する。そのため、シャフト３０ａは、後ろ回りの公転だけではなく前回りの自転を開始する。そして、磁気軸受３７，３８を用いた回転駆動を停止すると、公転運動Ｒ２は停止し、正回転方向の自転運動のみが残ることになる。

図１６は、このように磁気軸受電磁石による強制回転駆動を行う場合における、推定回転速度ωとＩq設定との関係を示す図である。強制区間（−ωO≦ω≦＋ωO）では、磁気軸受電磁石により強制駆動をするので、Ｉq＝０に設定される。また、強制区間においては、測定区間信号生成部４０８はオープン区間設定の信号を出力する。この場合、モータＭによる駆動は行わないので、強制区間の全区間がオープン区間となるようにＴ１＝Ｔ２に設定される。そのため、強制区間においては常に逆起電圧のみが検出される。

−第３の実施の形態−
上述した第１および第２の実施の形態では、低速回転領域（−ω1＜ω＜＋ω1）において、インバータ４３からの駆動電圧成分による悪影響の低減を図るために、図８、１１に示すようにオープン区間（あるいはショート区間）を周期的に設けるようにした。しかしながら、オープン区間やショート区間においては、インバータ４３からモータ駆動のための電流が流れないので、その分だけ駆動能力が落ちて始動開始後の起動時間が長くなってしまうという問題がある。

図１７、１８は、始動時にオープン区間Ｔ２を周期Ｔ１で繰り返した場合の加速動作例を示す図である。図１７は回転抵抗が小さい場合を示し、図１８は回転抵抗が大きい場合を示す。回転抵抗が大きい場合には、オープン区間Ｔ２に回転速度が低下して起動時間が著しく大きくなってしまう。そのため、周期Ｔ１に対するオープン区間Ｔ２の割合を小さくする必要がある。ただし、オープン区間Ｔ２の割合を小さくし過ぎると、オープン（あるいはショート）直後の検出タイミングにおいて、過渡応答の影響を受けるため検知誤差が大きくなるという問題が生じる。特にロータ停止近傍の回転速度では、逆起電圧信号が微弱であり、その影響が顕著である。

さらに、Ｔ１周期で検出された信号に基づいて、Ｔ１周期サンプリングで離散的に推定演算されるため、Ｔ１周期はロータ回転周期よりも十分に短い必要がある。そのため、具体的には、前述の図８に黒丸で示す検出点は、回転１周期(± π)の間に少なくとも５点以上の演算結果が必要である。図１９は、推定された磁極電気角θと実際の磁極電気角θrとの関係を示す図である。図１９において、黒丸は検出点を示し、実線は実際の磁極電気角θrを示し、破線は推定された磁極電気角θを示す。しかし、Ｔ１周期が一定のままであると、回転速度の上昇とともに一周期におけるサンプリング点の数が減少し、電気角の生成が困難になる。

第３の実施の形態では、測定区間信号生成部４０８でＴ１、Ｔ２を設定する際に、回転速度ωsがゼロからω1までの回転領域においてＴ１およびＴ２を一定とせずに以下のように設定することにより、モータ回転信号（電圧あるいは電流信号）に基づいて、円滑に加速、減速させるようにした。

まず、回転速度ωsがゼロからω1までの回転領域においては、精度良く磁極電気角θsを生成するために、測定区間信号生成部４０８は、回転速度ωsの上昇に応じてＴ１、Ｔ２を複数段階で減少させるようにする。もちろん、回転速度ωsの上昇に応じて、Ｔ１、Ｔ２を連続的減少させるようにしても良い。また、回転速度に比例する逆起電圧を精度良く検出すべく、回転速度ωsが低くなるに従ってＴ２を長くする。例えば、ωsがゼロからω1へと変化する間に３段階Ｔ１(A)→Ｔ１(B)→Ｔ１(C)、および、Ｔ２(A)→Ｔ２(B)→Ｔ２(C)で変化させる場合、Ｔ１(A)＞Ｔ１(B)＞Ｔ１(C)、および、Ｔ２(A)＞Ｔ２(B)＞Ｔ２(C)のように設定する。

図２０は、Ｔ１，Ｔ２の変更の一例を示す図である。図２０は、回転速度ωが図８で示す場合の３倍に上昇した状態を示す。ここでは、回転速度が３倍に上昇したのにあわせて、Ｔ１，Ｔ２の周期を１／３にしている。そのため、検出点の数を図８の場合と同数とすることができ、回転速度および磁極電気角の演算精度をを同程度に維持することができる。

例えば、回転するポンプロータを支持する軸受として、非接触支持の磁気軸受でなく、接触支持のボールベアリングを適用する場合は、ポンプロータの回転抵抗が大きくなる。一般にポンプロータの回転速度が増すに従って、減速トルク作用は増大する。駆動トルクが作用しないＴ２区間（オープン区間）では、減速トルク作用により減速し、Ｔ２以外の駆動区間（Ｔ１−Ｔ２）では、減速トルク分を差し引いた駆動トルク分にて加速される。

ここで、抵抗の影響を概算式を用いて説明すると、以下のようになる。ロータ回転系の運動方程式は次式（１２）によって表せる。なお、Ｉpはポンプロータの極慣性モーメント、ωは回転速度、ｃは速度起因の減速トルク比例定数、Ｔｔはｑ軸電流に比例する回転駆動トルク、Ｔrは速度以外の要因による減速トルクである。
Ｉp×（ｄω／ｄｔ）＋ｃ×ω＝Ｔｔ−Ｔr ・・・（１２）

オープン区間Ｔ２（ｑ軸電流＝０）では、駆動トルクＴｔ＝０なので、減速分△ωdは、近似的に次式（１３）のように表せる。
△ωd＝｛（Ｔr＋ｃ×ω）／Ｉp｝×Ｔ２ ・・・（１３）

一方、区間（Ｔ１−Ｔ２）の非オープン区間（ｑ軸電流≠０）では、加速分△ωuは次式（１４）のように表せる。ここで加速可能条件は、△ωu＞△ ωdである。
△ωu＝｛（Ｔｔ−Ｔr−ｃ×ω）／Ｉp｝×（Ｔ１−Ｔ２） ・・・（１４）

ここで、加速可能条件は△ωu＞△ωdであり、式（１３）、式（１４）より、Ｔｔ−Ｔr−ｃ×ω＞（Ｔ２／Ｔ１）×Ｔｔの関係を満たす必要がある。さらに（Ｔ２／Ｔ１）×Ｔｔ＞０であるから、少なくとも、Ｔｔ＞（Ｔr＋ｃ×ω）を満たすように駆動トルクＴｔを大きく（すなわち、ｑ軸電流値を大きく）とる必要があるが、モータｑ軸電流があまり大きく取れない場合は、駆動区間（Ｔ１−Ｔ２）を長くとる、すなわちオープン区間Ｔ２を短くする必要がある。

一般に、起動時間を短縮すべく、回転速度によらずにモータ電流は許容電流値近くまで流されるが、回転速度ωが大きくなるに従って加速に寄与する実際の駆動トルク分（Ｔｔ−Ｔr−ｃ×ω）が小さくなるので、それを補うべく、周期時間Ｔ１に対するＴ２区間の比率を低下させて、加速可能限界のトルク分（Ｔ２／Ｔ１）Ｔｔを低下させることが効果的である。このことは、図２４に示すように、加速可能条件の不等式Ｔｔ−Ｔr−ｃ×ω＞（Ｔ２／Ｔ１）×Ｔｔの右辺にＡ，Ｂ、Ｃ３段階のＴ１およびＴ２の設定を適用し、実際の駆動トルク分である左辺との不等号関係を、Ｔｔ、Ｔｒおよびｃを各々一定値として図示することでより一層明確にできる（図２４）。

−第４の実施の形態−
図２１は、第４の実施の形態における正弦波駆動制御部４００を説明するブロック図である。第４の実施の形態では、図２１に示す信号増幅ゲイン設定部４１２をさらに設け、上述した第３の実施の形態の構成に、さらに以下に示すようなゲイン切換制御を加えるようにした。

上述したオープン区間（あるいはショート区間）で検出される、逆起電圧に起因するモータ電圧（あるいは電流）信号値は、回転速度に比例するので、静止近傍では極限的に小さく、本質的に検出精度が悪い。そのため、検出したアナログ信号段階で、増幅度を高く設定する必要がある。一方で、信号レベルが微弱ではない、回転速度領域（−ω1＜ωｓ＜＋ω1）の後半において検出された信号に対しては、ＡＤコンバータや増幅アンプのダイナミックレンジの制約から増幅度を大きくすることは適切でない。

信号増幅ゲイン設定部４１２は、増幅部と増幅ゲイン切換部とを含んでおり、−ω1＜ωs＜＋ω1の区間においては、回転速度に応じて増幅ゲインを切り替える。例えば、Ｔ１，Ｔ２の切り替えの場合と同じように、回転速度の上昇に合わせて複数段で増幅度を減少させる。または、−ω1＜ωs＜＋ω1の静止付近で増幅度を大きくし、所定回転速度になったならば増幅度を低下させるというように、増幅度を２段階で変化させても良い。また、Ｔ１，Ｔ２を段階的に切り換える場合には、運転条件の管理の観点や、切り換え時の過渡応答などを考慮すると、切り替え運転条件の場合分けが無用に増大することを防ぐために、増幅ゲインの切り替えタイミングをＴ１，Ｔ２区間の切り替えと同タイミングにしても良い。なお、ここでは、上記Ｔ１，Ｔ２区間の切り替えと併用する場合について説明したが、Ｔ１，Ｔ２が一定である場合にも適用可能であり、同様の効果を奏する。また、切り替え時のチャタリングの防止を図るべく加速、減速で切り替えタイミングの回転速度閾値を代えたり、ヒステリシスを持たせたりしても良い。

図４や図２１に示す正弦波駆動制御部４００では、速度フィードバック制御の構成を採用している。すなわち、ωsと目標速度ωとの差分に基づき、Ｐ制御（比例制御）やＰＩ 制御（比例制御および積分制御）にて設定電流の大きさIを出力する構成としている。ところで、上述した低速回転領域の制御の役割は、静止から正回転の所定回転数（ω1）まで加速して、中高速域運転までの橋渡しであり、また、高速域の定格回転から減速の場合には、中高速域制御域での減速を引き継いでさらにロータ静止まで減速することである。そのため、特定の目標回転数へ収東させるような制御は不要である。従って、図２２に示すように、設定電流を一定値とした開ループ制御系でも良い。

−第５の実施の形態−
また、上述した第１〜第４の実施の形態では、インバータ４３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のオンオフを制御してオープン区間またはショート区間を生成して遮断区間（Ｔ２）を形成した。しかし、遮断区間（Ｔ２）を生成する方法はこれに限らず、インバータ４３とモータＭとの間の動力ラインにスイッチを設けて、オープン状態またはショート状態を生成するようにしても良い。本実施の形態と第１〜第４の実施の形態との相違点は、オープン区間およびショート区間の生成機構のみが異なるので、以下では、オープン区間およびショート区間の生成動作のみを説明する。

図２３は、第５の実施の形態を示す図である。図２３では、図３に示す構成に、開放用スイッチ群ＳＷ１０と短絡用スイッチ群ＳＷ２０をさらに設けたものである。開放用スイッチ群ＳＷ１０には、３相コイル（Ｕ相コイル、Ｖ相コイル、Ｗ相コイル）の各々を開放するためのスイッチが設けられている。短絡用スイッチ群ＳＷ２０には、Ｕ相コイルとＶ相コイルとを短絡するためのスイッチと、Ｖ相コイルとＷ相コイルとを短絡するためのスイッチが設けられている。

第１実施形態におけるオープン区間を生成する場合には、開放用スイッチ群ＳＷ１０の３つのスイッチが全て開放状態とされる。また、ショート区間を生成する場合には、開放用スイッチ群ＳＷ１０の３つのスイッチを全て開放状態とした後に、短絡用スイッチ群ＳＷ２０の２つのスイッチを短絡状態とする。

（１）以上説明したように、本発明の真空ポンプは、ＰＷＭ駆動指令に基づいてオンオフ制御される複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を有し、複数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のオンオフにより生成される駆動電流をモータＭに供給あるいは、モータＭから回生するインバータ４３と、モータＭの逆起電圧情報を含む信号を検出して、モータＭの磁極電気角および回転速度を推定する回転速度・磁極位置推定部４０７と、モータ始動時の加速動作あるいは停止時の減速動作の、停止状態から所定回転速度（＋ω1）までの低速期間は、インバータ４３を介して電源からモータＭに供給あるいは、逆にモータＭから電源へ回生される駆動電流の生成および遮断を繰り返し行わせる測定区間信号生成部４０８と、を備える。そして、逆起電圧信号が微弱な前記領域においては、インバータ４３からの電圧が印加されない遮断時の信号を検出するようにしているので、逆起電圧信号をより精度良く検出することができる。その結果、逆起電厚信号に基づいて推定される磁極電気角および回転速度の推定精度の向上を図ることができる。なお、所定回転速度（＋ω1）としては、例えば、従来の方法で逆起電圧が検出可能な回転速度の下限値が用いられる。

（２）駆動電流の生成および遮断を繰り返し行わせる方法としては、インバータ４３の全てのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６をオフ状態としたオープン区間（遮断状態）と、ＰＷＭ信号生成部４０６のＰＷＭ駆動指令に基づく駆動状態（供給あるいは回生状態）とを繰り返し行わせても良い。この場合には、オープン区間時に検出されたモータ相電圧に基づいて、磁極電気角および回転速度が推定される。

（３）また、遮断状態の他の生成方法としては、モータＭの各相の電位を同一電位とする短絡制御でもよい。すなわち、図１０に示すように、３相に印加されるＰＷＭ電圧が、同一デューティで、かつ、Ｈ状態およびＬ状態が同期している状態（ショート区間）とすることで、インバータ４３からの駆動電流の供給あるいは回生を遮断し、モータ動力３線を短絡（ショート）することができる。この場合には、ショート区間時に検出されたモータ相電流に基づいて、磁極電気角および回転速度が推定される。

（４）遮断の期間Ｔ２はＰＷＭ周期Ｔpwmよりも長く設定され、遮断は、遮断の期間における回転周期よりも短い繰り返し周期Ｔ１で繰り返し行われる。そのように設定することで、回転周期の１周期における検出点の数を複数とすることができ、磁極電気角および回転速度の推定精度を高めることができる。

（５）回転速度が前記所定回転速度よりも小さく、回転速度ゼロを挟んだ所定の正逆回転速度範囲（−ω0≦ω≦＋ω0）が予め設定され、推定される回転速度が正逆回転速度範囲にある場合には、推定した回転速度に代えて一定の回転速度値ω2を出力すると共に、該回転速度値を用いて磁極電気角を生成する。一定の回転速度値ω2を用いて強制回転させることにより、回転速度を正逆回転速度範囲外に速やかに移行させることができる。

（６）また、磁気軸受装置を備える真空ポンプの場合には、正逆回転速度範囲におけるモータ駆動を停止して、磁気軸受装置を利用してモータを正回転方向に強制的に回転駆動させるようにしても良い。この場合、ラジアル磁気軸受の吸引力により、ポンプロータをモータ正回転方向と逆方向に公転運動させるともに、モータ正回転方向に自転運動させるようにする。

（７）さらにまた、領域（−ω1＜ω＜＋ω1）における繰り返し周期Ｔ１および遮断の期間Ｔ２を、モータＭの回転速度が大きくなるに従って短くなるように複数段階で切り換えることにより、回転速度の上昇により回転周期が短くなっても、回転周期一周期において十分な検出点を確保することができる。

（８）さらに、検出された逆起電圧情報を含む信号を増幅するための増幅ゲインを、低速回転領域（−ω1＜ω＜＋ω1）において、回転速度が小さいほど増幅ゲインが大きくなるように、複数段で切り換えることにより、超低速回転においても逆起電圧を精度良く検出することができる。

（９）また、上記増幅ゲインの切り換えと、繰り返し周期Ｔ１および遮断の期間Ｔ２の切り換えとを行う場合には、両方の切換段数を同一とすると共に、増幅ゲインの切換時回転速度と繰り返し周期Ｔ１および遮断の期間Ｔ２の切換時回転速度とを同一とするのが好ましい。切り換え時には信号の検出に過渡応答の影響が生じるので、上記のように制御することで切り換え頻度を抑えるのが望ましい。

上述した各実施の形態では、モータ始動時の停止状態から所定回転速度ω1までの加速動作を例に説明したが、モータ停止動作時の所定回転速度ω1から停止状態までの減速動作にも適用することができる。なお、モータ電流検出およびモータ電圧検出を、いずれも３相入力として説明したが、２相のみを入力して残りの１相を他の２相から算出するようにしても良い。例えば、Ｗ相を計算で出す場合には、Ｉw＝−Ｉu−Ｉv、Ｖw＝−Ｖu−Ｖvと算出する。

また、図６の位相角演算部４０７６および位相角演算部４１１１におけるベクトル位相角の演算では、逆タンジェント演算を用いて演算しているが、他の演算により近似計算しても良い。

なお、以上の説明はあくまでも一例であり、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。例えば、２極モータに限らず、４極モータなど多極モータの場合も、電気角を多極対応に置き換えることで適用可能である。また、上述した実施の形態ではターボポンプ段とドラッグポンプ段とを有するターボ分子ポンプを例に説明したが、回転体をモータで回転駆動する真空ポンプであれば、同様に適用することができる。さらに、本発明は、ボールベアリングで支持する方式のターボ分子ポンプにも適用することができる。

上述した実施の形態では、ωs≧ω1の制御において、電圧検知部５１で検出された相電圧と電流検知部５０で検出された相電流とに基づいて回転速度ωsおよび磁極電気角θsを推定する構成としたが、一方の検出情報に基づいて回転速度ωsおよび磁極電気角θsを推定する場合にも本発明は適用できる。

また、上述した各実施形態はそれぞれ単独に、あるいは組み合わせて用いても良い。それぞれの実施形態での効果を単独あるいは相乗して奏することができるからである。

１：ポンプユニット、４：ポンプロータ、４ａ：回転翼、４ｂ：円筒部、１０：モータステータ、１１：モータロータ、３０ａ：シャフト、３７〜３９：磁気軸受、４３：インバータ、４４：制御部、５０：電流検知部、５１：電圧検知部、４００：正弦波駆動制御部、４０１：速度制御部、４０２：Ｉd・Ｉq設定部、４０３：等価回路電圧変換部、４０４：dq−２相電圧変換部、４０５：２相-３相電圧変換部、４０６：ＰＷＭ信号生成部、４０７：回転速度・磁極位置推定部、４０８：測定区間信号生成部、４１２：信号増幅ゲイン設定部、４０７１，４０７２：３相-２相変換部、４０７３：等価回路電圧変換部、４０７４：逆起電圧演算部、４０７５，４１１０：２相-dq電圧変換部、４０７６，４１１１：位相角演算部、４０７７：補正量Δφ演算部、４０７８：回転速度演算部、４０７９：積分演算部、４３００：ゲートドライブ回路、Ｍ：モータ、Ｒ：回転体ユニット、ＳＷ１〜ＳＷ６：スイッチング素子

Claims (9)

1. ポンプロータを回転駆動するモータと、
   正弦波駆動指令を生成する正弦波駆動指令生成部と、
   前記正弦波駆動指令に基づいてＰＷＭ駆動指令を生成するＰＷＭ駆動指令生成部と、
   前記ＰＷＭ駆動指令に基づいてオンオフ制御される複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子のオンオフにより生成される駆動電流をモータに供給あるいは、モータから回生するインバータ回路と、
   前記モータの逆起電圧情報を含む信号を検出して、前記モータの磁極電気角および回転速度を推定する推定部と、
   モータ始動時の加速動作あるいは停止時の減速動作の、停止状態から所定回転速度までの低速期間は、前記インバータ回路を介して電源から前記モータに供給あるいは、モータから電源へ回生される駆動電流の生成および遮断を繰り返し行わせる駆動電流制御部と、を備え、
   前記推定部は、前記低速期間においては、前記遮断時の前記信号を検出して前記磁極電気角および回転速度を推定する、真空ポンプ。
2. 請求項１に記載の真空ポンプにおいて、
   前記駆動電流制御部は、前記低速期間において、前記ＰＷＭ駆動指令に基づくオンオフ指令に基づく前記駆動電流の供給あるいは回生と、前記複数のスイッチング素子の全てをオフ状態にすることによる前記駆動電流の遮断とを繰り返し行わせ、
   前記推定部は、前記低速期間においては、前記遮断時のモータ相電圧を前記信号として検出し、前記磁極電気角および回転速度を推定する、真空ポンプ。
3. 請求項１に記載の真空ポンプにおいて、
   前記駆動電流制御部は、前記低速期間において、前記ＰＷＭ駆動指令に基づくオンオフ指令に基づく前記駆動電流の供給あるいは回生と、前記モータの各相の電位を同一電位とする短絡制御による前記駆動電流の遮断とを繰り返し行わせ、
   前記推定部は、前記低速期間においては、前記遮断時のモータ相電流を前記信号として検出し、前記磁極電気角および回転速度を推定する、真空ポンプ。
4. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載の真空ポンプにおいて、
   前記遮断の期間は前記ＰＷＭ周期よりも長く、
   前記遮断は、前記遮断の期間における回転周期よりも短い繰り返し周期で繰り返し行われる、真空ポンプ。
5. 請求項１乃至４のいずれか一項に記載の真空ポンプにおいて、
   回転速度が前記所定回転速度よりも小さく、回転速度ゼロを挟んだ所定の正逆回転速度範囲が予め設定され、
   前記推定部で推定される回転速度が前記正逆回転速度範囲にある場合には、前記推定部は、推定した回転速度に代えて一定の回転速度値を出力すると共に、該回転速度値を用いて磁極電気角を生成する、真空ポンプ。
6. 請求項１に記載の真空ポンプにおいて、
   前記ポンプロータを磁気浮上支持するラジアル磁気軸受およびアキシャル磁気軸受と、
   前記ラジアル磁気軸受およびアキシャル磁気軸受を制御する磁気軸受制御部と、をさらに備え、
   モータ始動時の回転速度が前記正逆回転速度範囲にある場合には、
   前記インバータ回路によるモータ駆動は停止され、
   前記磁気軸受制御部は、前記ラジアル磁気軸受の吸引力により前記ポンプロータをモータ正回転方向と逆方向に公転運動させるともにモータ正回転方向に自転運動させる、真空ポンプ。
7. 請求項１乃至６のいずれか一項に記載の真空ポンプにおいて、
   前記低速期間における前記繰り返し周期および前記遮断の期間を、前記モータの回転速度が大きくなるに従って短くなるように複数段階で切り換える、真空ポンプ。
8. 請求項１乃至６のいずれか一項に記載の真空ポンプにおいて、
   検出された前記逆起電圧情報を含む信号を増幅し、増幅ゲインが複数段で切り換え可能な増幅部と、
   前記低速期間において、回転速度が小さいほど増幅ゲインが大きくなるように、前記増幅部の増幅ゲインを切り換えるゲイン切換部と、を備える、真空ポンプ。
9. 請求項７に記載の真空ポンプにおいて、
   検出された前記逆起電圧情報を含む信号を増幅し、増幅ゲインが複数段で切り換え可能な増幅部と、
   前記低速期間において、回転速度が小さいほど増幅ゲインが大きくなるように、前記増幅部の増幅ゲインを切り換えるゲイン切換部と、を備え、
   前記増幅ゲインの切換段数と前記繰り返し周期および前記遮断の期間の切換段数とが同一とされ、かつ、前記増幅ゲインの切換時回転速度と前記繰り返し周期および前記遮断の期間の切換時回転速度とが同一とされる、真空ポンプ。

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