JP2017075666A - 磁気軸受装置およびロータ回転駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低コストで振動低減を図ることができる磁気軸受装置の提供。
【解決手段】磁気軸受装置は、センサレスモータにより回転駆動されるロータを磁気浮上支持する磁気軸受と、ロータの浮上目標位置からの変位を検出して変位信号を出力する変位センサ４９と、モータ制御部からのモータ回転情報に基づいて、磁気軸受の電磁石力の振動成分を低減するように変位信号を補償処理する振動補償部４１６と、振動補償部４１６で処理された処理後変位信号に基づいて磁気軸受の制御電流を生成する電流制御部である磁気浮上制御器４１７および励磁アンプ４３ｐ、４３ｎと、を備える。
【選択図】図４

Description

本発明は、磁気軸受装置、および、その磁気軸受装置を備えたロータ回転駆動装置に関する。

磁気懸垂式ロータでは、ロータアンバランスがあると、そのロータアンバランスに起因する回転周波数成分の振動が発生し、電磁石力の反作用によりその振動がステータ側に伝達される。特許文献１には、このようなステータ側で発生する望ましくない振動を低減補償する磁気軸受制御装置が記載されている。

特許文献１に記載の技術では、演算の基になる回転角度ωｔの生成については、回転数変換回路を設けている。一般的に、回転角度ωｔを生成する装置としては、例えば、ホールセンサや磁気位置検出器（レゾルバ）等がある。そして、これらの装置で検出した磁極位置のパルス信号やサイン波信号から回転角度ωｔが生成される。

特開昭５２−９３８５２号公報

このように、特許文献１に記載の技術では、回転角度ωｔを生成するために、ホールセンサのような回転検出装置が必要であった。

本発明の好ましい実施形態による磁気軸受装置は、センサレスモータにより回転駆動されるロータを磁気浮上支持する磁気軸受と、前記ロータの浮上目標位置からの変位を検出して変位信号を出力する検出部と、前記センサレスモータのモータ制御部からのモータ回転情報に基づいて、前記磁気軸受の電磁石力の振動成分を低減するように前記変位信号を補償処理する信号処理部と、前記信号処理部で処理された処理後変位信号に基づいて前記磁気軸受の制御電流を生成する電流制御部と、を備える。
さらに好ましい実施形態では、前記信号処理部は、前記変位信号の回転成分を打ち消す信号成分を生成する第１信号処理部と、前記変位の回転成分に起因する電磁石力を打ち消す電磁石力を発生させる信号成分を生成する第２信号処理部と、を含む。
さらに好ましい実施形態では、前記第２信号処理部は、前記変位信号の回転成分に対して、前記検出部を通過してから前記電流制御部による制御電流の生成処理までに生じる位相ずれを前記モータ回転情報に基づいて補正すると共に、電流制御部におけるゲインを補正することにより、前記信号成分を生成する。
さらに好ましい実施形態では、前記電流制御部は、電流制御信号を生成する磁気浮上制御部と前記制御電流を生成する励磁アンプとを有し、前記磁気浮上制御部は、前記変位信号に前記第１信号処理部で生成した信号成分を加えた信号に基づいて前記電流制御信号を生成し、前記励磁アンプは、前記磁気浮上制御部で生成された前記電流制御信号に前記第２信号処理部で生成された信号成分を加えた信号に基づいて前記制御電流を生成する。
さらに好ましい実施形態では、前記電流制御部は、前記変位信号に前記第１信号処理部で生成した信号成分および前記第２信号処理部で生成した信号成分を加えた信号に基づいて前記制御電流を生成する。
本発明の好ましい実施形態によるロータ回転駆動装置は、前記磁気軸受装置と、前記磁気軸受装置により磁気浮上支持されるロータを回転駆動するセンサレスモータと、前記センサレスモータを制御するモータ制御部と、少なくとも前記モータ制御部および前記信号処理部が実装されているＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）回路と、を備える。

本発明によれば、モータ制御部からのモータ回転情報に基づいて電磁石力の振動成分を低減するようにしているので、コスト低減を図ることができる。

図１は、本実施の形態の磁気軸受装置を備える真空ポンプの概略構成を示す図である。 図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。 図３は、制御軸１軸分の磁気軸受電磁石を示す模式図である。 図４は、磁気軸受制御の機能ブロック図である。 図５は、バンドパスフィルタによるセンサ信号の位相ずれの一例を示す図である。 図６は、伝達関数Ｇcontの一例を示す図である。 図７は、回転成分振動の低減補償制御の主要部を示すブロック図である。 図８は、センサレスモータ制御に関する主要構成を示すブロック図である。 図９は、ｄ軸およびｑ軸の方向を説明する図である。 図１０は、回転速度・磁極位置推定部の一例を示すブロック図である。 図１１は、固定座標αβ系における逆起電圧と電気角θrとを示す図である。 図１２は、回転座標dq系における位相ズレを説明する図である。 図１３は、電気角θから２倍高調波電気角２θ（ｎ＝２）の生成を説明する図である。 図１４は、本発明の第２の実施の形態を説明する図である。

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
−第１の実施の形態−
図１は、本実施の形態の磁気軸受装置を備える真空ポンプの概略構成を示す図である。図１に示す真空ポンプは磁気浮上式のターボ分子ポンプであり、ポンプユニット１と、ポンプユニット１を駆動するコントロールユニット２とを備えている。なお、コントロールユニット２はポンプユニット１と別体でも良いし、一体に設けられていても良い。コントロールユニット２には、モータ４２を駆動制御するモータ駆動制御部２ａと、磁気軸受６７，６８，６９を駆動制御する軸受駆動制御部２ｂを備えている。図１のターボ分子ポンプにおいて、磁気軸受装置は、ポンプユニット１に設けられた磁気軸受６７，６８，６９およびコントロールユニット２の軸受駆動制御部２ｂにより構成される。

ポンプユニット１は、回転翼４ａと固定翼６２とで構成されるターボポンプ段と、円筒部４ｂとネジステータ６４とで構成されるドラッグポンプ段（ネジ溝ポンプ）とを有している。ここではネジステータ６４側にネジ溝が形成されているが、円筒部４ｂ側にネジ溝を形成しても構わない。

回転翼４ａおよび円筒部４ｂはポンプロータ４に形成されている。ポンプロータ４はロータシャフト５に締結されている。ポンプロータ４とロータシャフト５とによって回転体ユニットＲが構成される。複数段の固定翼６２は、軸方向に対して回転翼４ａと交互に配置されている。各固定翼６２は、スペーサリング６３を介してベース６０上に載置される。ポンプケーシング６１の固定フランジ６１ｃをボルトによりベース６０に固定すると、積層されたスペーサリング６３がベース６０とポンプケーシング６１の係止部６１ｂとの間に挟持され、固定翼６２が位置決めされる。

ロータシャフト５は、ベース６０に設けられた磁気軸受６７，６８，６９によって非接触支持される。各磁気軸受６７，６８，６９は電磁石と変位センサとを備えている。変位センサによりロータシャフト５の浮上位置が検出される。なお、軸方向の磁気軸受６９を構成する電磁石は、ロータシャフト５の下端に設けられたロータディスク５５を軸方向に挟むように配置されている。ロータシャフト５はモータ４２により回転駆動される。

モータ４２は同期モータであり、本実施の形態では、ＤＣブラシレスモータが用いられている。モータ４２は、ベース６０に配置されるモータステータ４２ａと、ロータシャフト５に設けられるモータロータ４２ｂとを有している。モータロータ４２ｂには、永久磁石が設けられている。磁気軸受が作動していない時には、ロータシャフト５は非常用のメカニカルベアリング６６ａ，６６ｂによって支持される。

ベース６０の排気口６０ａには排気ポート６５が設けられ、この排気ポート６５にバックポンプが接続される。回転体ユニットＲを磁気浮上させつつモータ４２により高速回転駆動することにより、吸気口６１ａ側の気体分子は排気ポート６５側へと排気される。

図２は、コントロールユニット２の概略構成を示すブロック図である。外部からのＡＣ入力は、コントロールユニット２に設けられたＡＣ／ＤＣコンバータ４０によってＤＣ出力（ＤＣ電圧）に変換される。ＡＣ／ＤＣコンバータ４０から出力されたＤＣ電圧はＤＣ／ＤＣコンバータ４１に入力され、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１によって、モータ４２用のＤＣ電圧と磁気軸受用のＤＣ電圧とが生成される。

モータ４２用のＤＣ電圧はインバータ４６に入力される。磁気軸受用のＤＣ電圧は磁気軸受用のＤＣ電源４７に入力される。磁気軸受６７，６８，６９は５軸磁気軸受を構成しており、磁気軸受６７，６８は各々２対の磁気軸受電磁石４５を有し、磁気軸受６９は１対の磁気軸受電磁石４５を有している。５対の磁気軸受電磁石４５、すなわち１０個の磁気軸受電磁石４５には、それぞれに対して設けられた１０個の励磁アンプ４３から個別に電流が供給される。

制御部４４はモータおよび磁気軸受の制御を行うデジタル演算器であり、本実施形態ではＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）が用いられている。制御部４４は、インバータ４６に対しては、インバータ４６に含まれる複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号３０１を出力し、各励磁アンプ４３に対しては、各励磁アンプ４３に含まれるスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号３０３をそれぞれ出力する。さらに、制御部４４から各センサ回路４８には、センサキャリア信号（搬送波信号）３０５が入力される。また、制御部４４には、モータ４２に関する相電圧および相電流に関する信号３０２や、磁気軸受に関する電磁石電流信号３０４が入力される。さらに、各センサ回路４８からは、ロータ変位により変調されたセンサ信号３０６が入力される。図１に示したモータ駆動制御部２ａは、インバータ４６および制御部４４のモータ制御系が対応する。また、軸受駆動制御部２ｂは、励磁アンプ４３、センサ回路４８および制御部４４の軸受制御系が対応する。

図３は、磁気軸受６７，６８に備えられた制御軸１軸分の磁気軸受電磁石４５を示す模式図である。２個の磁気軸受電磁石４５（４５Ｐ、４５ｍ）が、ロータシャフト５の浮上目標位置Ｊを挟むように対向配置されている。上述したように、各磁気軸受電磁石４５Ｐ、４５ｍに対応して、励磁アンプ４３ｐ、４３ｍが設けられている。図３では、Ｐ側（図示右側）の磁気軸受電磁石４５Ｐに近づくような変位Δｄrを正とする。変位が負側の磁気軸受電磁石４５をＭ側の磁気軸受電磁石４５ｍと呼ぶことにする。寸法Ｄは、ロータシャフト５が浮上目標位置Ｊにあるときの磁気軸受電磁石４５Ｐ、４５ｍとのギャップ寸法である。

図４は、制御部４４における磁気軸受制御の機能ブロック図であって、制御軸５軸の内の１軸分（例えば、図３に示す１軸分）について示したものである。図３に示したように、制御軸１軸分には一対（Ｐ側およびＭ側）の磁気軸受電磁石４５ｐ、４５ｍが設けられており、各磁気軸受電磁石４５ｐ、４５ｍに対して励磁アンプ４３（４３ｐ、４３ｍ）がそれぞれ設けられている。図示していないが、図４の励磁アンプ４３ｐ、４３ｍには電磁石電流を検出する電流センサが各々設けられており、各の励磁アンプ４３ｐ、４３ｍからはそれぞれ電流検出信号Ｉp，Ｉmが出力される。

ゲート信号生成部４０１ｐは、ＰＷＭ演算部４１２ｐで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて、Ｐ側の励磁アンプ４３ｐにゲート駆動信号を出力する。同様に、ゲート信号生成部４０１ｍは、ＰＷＭ演算部４１２ｍで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて、Ｍ側の励磁アンプ４３ｍにゲート駆動信号を出力する。

ゲート駆動信号に基づいて各励磁アンプ４３ｐ，４３ｍのスイッチング素子がオンオフ制御されると、磁気軸受電磁石４５ｐ，４５ｍの電磁石コイルに電圧が印加され、電磁石電流Ｉp、Ｉmが流れる。Ｐ側の励磁アンプ４３ｐの電流センサからは、Ｐ側の磁気軸受電磁石４５ｐに流れる電磁石電流Ｉpの検出結果である電流検出信号（電磁石電流と同様の符号Ｉpで示す）が出力される。一方、Ｍ側の励磁アンプ４３ｍの電流センサからは、Ｍ側の磁気軸受電磁石４５ｍに流れる電磁石電流Ｉmの電流検出信号（電磁石電流と同様の符号Ｉmで示す）が出力される。

励磁アンプ４３ｐ，４３ｍから出力された電流検出信号Ｉp，Ｉmは、それぞれ対応するＡＤコンバータ４００ｐ，４００ｍにより取り込まれる。ＡＤコンバータ４００ｐ，４００ｍにより取り込まれた電流検出信号Ｉp，Ｉmは、それぞれ対応する移動平均演算部４０９ｐ，４０９ｍに入力される。移動平均演算部４０９ｐ，４０９ｍは、ＡＤコンバータ４００ｐ，４００ｍにおいて取り込んだサンプリングデータを各々移動平均処理する。それにより、浮上制御力へ寄与する電流成分（バイアス電流と浮上制御電流）に関する情報が取得される。

センサキャリア生成回路４１１で生成されたセンサキャリア信号（デジタル信号）はデジタル信号からアナログ信号に変換された後、位相調整用のフィルタ回路を通して一対の変位センサ４９（磁気軸受電磁石４５ｐ，４５ｍに対応して設けられた変位センサ）に印加される。変位センサ４９で変調されたセンサ信号は差動アンプ５０１により差分が取られ、その差分信号はバンドパスフィルタ５０２でフィルタ処理された後にＡＤコンバータ４１３によりＡＤサンプリングされる。

復調演算部４１４では、サンプリングデータに基づいて復調演算が行われる。ゲイン・オフセット調整部４１５では、復調された信号に対してゲイン調整およびオフセット調整が行われる。振動補償部４１６では、ゲイン・オフセット調整部４１５から出力された信号（変位情報）に対してロータ振れ回りに起因する振動に関する補償制御を行う。なお、振動補償部４１６における振動補償制御の詳細については後述する。磁気浮上制御器４１７では、振動補償部４１６から出力された信号に基づいて比例制御、積分制御および微分制御、位相補正、その他の制御補償を行い、浮上制御電流設定を生成する。そして、Ｐ側の制御には、バイアス電流設定量から浮上制御電流設定を減算したものが用いられ、Ｍ側の制御には、バイアス電流設定量に浮上制御電流設定を加算したものが用いられる。

上述した移動平均演算部４０９ｐの演算結果は、バイアス電流設定量から浮上制御電流設定を減算した結果に対して減算処理される。この減算結果はアンプ制御器４１０ｐに入力される。ＰＷＭ演算部４１２ｐは、アンプ制御器４１０ｐにより生成された信号に基づいて、ＰＷＭ制御信号を生成する。一方、Ｍ側の制御では、移動平均演算部４０９ｍの演算結果は、バイアス電流設定量に浮上制御電流設定を加算した結果に対して減算処理される。この減算結果はアンプ制御器４１０ｍに入力される。ＰＷＭ演算部４１２ｍは、アンプ制御器４１０ｍにより生成された信号に基づいて、ＰＷＭ制御信号を生成する。

（ゲインおよび位相のずれについて）
上述したように、軸受制御に用いられるセンサ信号ｘｓ，ｙｓは、図４に示すバンドパスフィルタ５０２によるフィルタ処理によって位相ずれが発生し、さらに、磁気浮上制御器４１７による処理によって位相およびゲインのずれが生じる。図５は、バンドパスフィルタ５０２によるセンサ信号の位相ずれの一例を示したものである。図５（ａ）は周波数に対する位相を示す図であり、図５（ｂ）は周波数に対するゲインを示す図である。

図５（ａ）に示すように、バンドパスフィルタ５０２の中心周波数から周波数が離れるほど位相のずれが大きくなる。図５に示す例では、センサキャリア周波数を１０ｋＨｚとし、Ｑ値をＱ＝５のように設定している。この場合、変位信号の周波数が１ｋＨｚのときに約４０degだけ位相がずれる。また、周波数１００Ｈｚでは位相ずれは約１０deg、２．５ｋＨｚでは約６０degである。Ｑ値を大きくするに従って、被変調信号に対する復調信号の位相ずれは大きくなる。

図５（ｃ）は、周波数１ｋＨｚにおける、実際の変位（実信号）Δｄrとセンサ信号に基づく変位（復調信号）Δｄsとを示す図である。ラインＬ１は実信号Δｄrを示し、ラインＬ２は変位Δｄsを示している。ラインＬ２はラインＬ１に対して４０degだけ位相がずれている。

図６は伝達関数Ｇcontの一例を示す図であり、図６（ａ）は周波数と位相ずれの関係を示し、図６（ｂ）は周波数とゲインとの関係を示す。位相ずれもゲインも周波数に応じて変化する。図６の黒丸は、ロータシャフト５の回転速度がωであった場合の位相ずれおよびゲインを示している。図５，６に示すように、センサ信号の位相や振幅は、バンドパスフィルタ５０２および伝達関数Ｇcontの影響を受けるので、回転成分振動の低減補償を行う際に、それらを考慮して補償制御を行う必要がある。

（回転成分振動の低減補償について）
次に、振動補償部４１６における補償制御について説明する。ここで、図３に示したように、ロータシャフト５が浮上目標位置ＪからΔｄrだけ変位した場合の、ロータシャフト５に作用する電磁石力の変動について考える。なぜならば、磁気軸受の固定側（すなわちポンプ本体側）は電磁石力の反作用を受けるので、ロータシャフト５に作用する電磁石力が変動すると、その反作用によってポンプ本体側が振動することになるからである。

磁気軸受電磁石４５の電磁石電流には、所定の軸受剛性を確保するためのバイアス電流と、ロータシャフト５の浮上位置を制御するための制御電流とが含まれている。すなわち、ロータシャフト５の浮上位置に応じて変化するのは制御電流である。例えば、ロータシャフト５を磁気軸受電磁石４５ｐ，４５ｍの一方に変位させる場合には、変位させたい方向の磁気軸受電磁石の電磁石力を強め、反対側の磁気軸受電磁石の電磁石力を弱めるように制御電流が供給される。

そこで、図３に示すように、磁気軸受電磁石４５ｐの制御電流を＋Δｉと表し、反対側の磁気軸受電磁石４５ｍの制御電流を−Δｉと表す。そのときの浮上目標位置Ｊからの変位をΔｄrとすると、磁気軸受電磁石４５ｐとロータシャフト５とのギャップはＤ−Δｄrとなり、磁気軸受電磁石４５ｍとロータシャフト５とのギャップはＤ＋Δｄrとなる。このとき、磁気軸受電磁石４５ｐによる図示右方向の力Ｆp、および磁気軸受電磁石４５ｍによる図示左方向の力Ｆmは次式（１），（２）のように表される。式（１），（２）において、Ｄはロータシャフト５が浮上目標位置に磁気浮上されているときのギャップ寸法であり、Ｉは磁気軸受電磁石４５ｐ，４５ｍに流れるバイアス電流である。
Ｆp＝ｋ((Ｉ＋Δｉ)/(Ｄ−Δｄr))^２ …（１）
Ｆm＝ｋ((Ｉ−Δｉ)/(Ｄ＋Δｄr))^２ …（２）

力Ｆp、Ｆmの変化分ΔＦp、ΔＦmを式（１）、（２）の線形近似により求めると、式（３）、（４）のようになる。
ΔＦp＝(２ｋＩ/Ｄ^２)Δｉ＋(２ｋＩ^２/Ｄ^３)Δｄr …（３）
ΔＦm＝(−２ｋＩ/Ｄ^２)Δｉ＋(−２ｋＩ^２/Ｄ^３)Δｄr …（４）

ところで、制御電流Δｉは、変位センサ４９（図４）の検出結果から生成された変位信号Δｄsに基づいて生成されるものである。磁気浮上制御の伝達関数Ｇcontを用いると、入力である変位信号Δｄsと出力である制御電流Δｉとの関係は式（５）のように表される。すなわち、変位信号Δｄsが磁気浮上制御器４１７に入力されると、変位方向の磁気軸受電磁石の力を弱め、変位方向と反対側の磁気軸受電磁石の力を強めるような制御電流Δｉが磁気軸受電磁石４５に供給される。
Δｉ＝−Ｇcont・Δｄs …（５）

なお、磁気浮上制御器４１７に入力される変位信号Δｄsは、バンドパスフィルタ５０２のフィルタ処理により、変位センサ４９から出力された検出信号に対して位相ずれしている。そのため、変位信号Δｄsによって表される変位の位相は、一般的に実際の変位Δｄrとは異なることになる。

上述した式（３）、（４）と式（５）とを用いてロータシャフト５に作用する電磁石力の変動ΔＦ（＝ΔＦp−ΔＦm）を求めると、式（６）のようになる。式（６）において、変位信号Δｄsを含む第１項は、制御電流Δｉにより発生する電磁石力である。一方、実際の変位Δｄrを含む第２項は、制御とは無関係に、ロータシャフト５が振れ回りにより浮上目標位置からずれることで発生する電磁石力である。
ΔＦ＝ΔＦp−ΔＦm
＝(４ｋＩ/Ｄ^２)Δｉ＋(４ｋＩ^２/Ｄ^３)Δｄr
＝(４ｋＩ/Ｄ^２)（−Ｇcont）Δｄs＋(４ｋＩ^２/Ｄ^３)Δｄr …（６）

ロータシャフト５が理想的に浮上目標位置にある場合にはΔｉもΔｄrもゼロなので、電磁石力の変動ΔＦもゼロとなる。しかし、一般には、真空ポンプに外部振動が作用したり、ロータアンバランスによるロータ振れ回りが発生したりして回転成分の電磁石力が発生し、必ずしもΔＦ＝０とならない。その結果、電磁石力の反作用で固定側（ポンプ本体）が振動することになる。

そのような場合においても、式（６）の第１項と第２項とが打ち消し合うように制御電流Δｉを制御することで、ロータ振れ回りに起因するΔＦ（以下では、ΔＦ(nw)と表す）をΔＦ(nw)＝０とすることが可能である。すなわち、ロータシャフト５が振れ回っていても、ΔＦ(nw)＝０となるように制御電流Δｉを制御することで、ポンプ本体の振動を低減することができる。そこで、本実施形態では、図４に示すように振動補償部４１６を設けて、ΔＦ(nw)＝０となるように制御電流Δｉを制御して、ロータ振れ回りに起因する回転成分（回転周波数成分）の振動を低減補償するようにした。

ところで、回転成分の振動を低減補償するためには、ロータシャフト５の回転位置情報が必要である。本実施形態では、ロータシャフト５を回転するモータ４２をセンサレス制御し、センサレスモータ制御において生成される電気角θおよび回転速度ωをロータシャフト５の回転位置情報として用いるようにした。そのような構成とすることで、より精度の高い振動補償を低コストで達成することができる。

図７は、回転成分振動の低減補償制御の主要部を示すブロック図である。なお、上述した伝達関数Ｇcontは、磁気浮上制御器４１７と励磁アンプ４３とを合わせたものの伝達関数を表している。振動補償部４１６には変位センサ４９からの信号ｘｓ，ｙｓが入力される。振動補償部４１６では、入力されたセンサ信号ｘｓ，ｙｓに対して、センサ信号ｘｓ，ｙｓを第１変換処理部６００、ローパスフィルタ６０１および第２変換処理部６０２で処理した信号を減算する処理（ここでは、第１補償処理と呼ぶ）と、センサ信号ｘｓ，ｙｓを第１変換処理部６００、ローパスフィルタ６０１、第３変換処理部６０３および補正部６０４で処理した信号を加算する処理（ここでは、第２補償処理と呼ぶ）とが行われる。

第１補償処理および第２補償処理が行われない従来の制御では、センサ信号ｘｓ，ｙｓがそのまま磁気浮上制御器４１７に入力され、回転成分に関して式（６）で示すような電磁石力の変動ΔＦがロータシャフト５に作用する。Δｄs、Δｄrについても回転成分に関する部分をΔｄs(nw)、Δｄr(nw)のように表すと、式（６）は次式（７）のように表される。ここで、ｎｗは、ｎ倍高調波を表している。
ΔＦ(nw)＝(４ｋＩ/Ｄ^２)（−Ｇcont(nw)）Δｄs(nw)
＋(４ｋＩ^２/Ｄ^３)Δｄr(nw) …（７）

式（７）において、Δｄs(nw)を含む項は、制御電流Δｉによって制御可能な電磁石力である。振動補償部４１６では、ΔＦ(nw)＝０とする目的で、制御電流Δｉを決定するΔｄs(nw)の部分が、Δｄs(nw)→「Δｄs(nw)−Δｄs(nw)＋ＡΔｄs’(nw)」となるように、センサ信号ｘｓ，ｙｓに対する補償処理を行う。ここで、式「Δｄs(nw)−Δｄs(nw)＋ＡΔｄs’(nw)」において、−Δｄs(nw)の部分は第１補償処理が対応し、＋ＡΔｄs’(nw)の部分は第２補償処理が対応する。

このとき、振動補償部４１６から出力された信号に基づいて生成される補償後の電磁石力の変動ΔＦ’(nw)は、次式（８）のように表される。第２補償処理によるＡΔｄs’(nw)は、式（８）の第１項「(４ｋＩ/Ｄ^２)（−Ｇcont(nw)）{ＡΔｄs’(nw)}」と第２項「(４ｋＩ^２/Ｄ^３)Δｄr(nw)」とが打ち消し合うように設定される。
ΔＦ’(nw)＝(４ｋＩ/Ｄ^２)（−Ｇcont(nw)）{Δｄs(nw)−Δｄs(nw)＋ＡΔｄs’(nw)}
＋(４ｋＩ^２/Ｄ^３)Δｄr(nw)
＝(４ｋＩ/Ｄ^２)（−Ｇcont(nw)）{ＡΔｄs’(nw)}
＋(４ｋＩ^２/Ｄ^３)Δｄr(nw) …（８）

図７に示すように、分岐されたセンサ信号ｘｓ，ｙｓは、第１変換処理部６００において固定座標系から電気角θで回転する回転座標系の信号へと変換される。ここで、電気角θはモータ４２の磁極位置を表す角度であり、モータ駆動制御部２ａ（図１）から入力される。電気角θの詳細は後述する。次いで、第１変換処理部６００から出力された信号に対してローパスフィルタ６０１においてローパスフィルタ処理を行い、回転成分以外の周波数成分を除去する。

磁気浮上制御では、第１変換処理部６００に入力されるセンサ信号ｘｓ，ｙｓは回転成分以外の信号も含まれるので、変換処理直後に回転成分以外の信号を除去するためのローパスフィルタ処理を必要とする。固定座標系から回転座標系への変換処理は、準定常応答を前提にした一種のオーバーサンプリング信号処理なので、回転成分以外の高い周波数の交流成分を除去するローパスフィルタ６０１を入れても、遅延影響は少ない。

第２変換処理部６０２では、ローパスフィルタ処理された信号に対して回転座標系から固定座標系への変換処理を行い、センサ信号ｘｓ，ｙｓの内の回転成分だけの信号を生成する。そして、センサ信号ｘｓ，ｙｓから、第２変換処理部６０２から出力された回転成分だけの信号が減算される。すなわち、第１補償処理によって、センサ信号ｘｓ，ｙｓに含まれる回転成分がキャンセルされることになる。

第２変換処理部６０２における演算において、例えば、回転１周期Ｔで誤差１deg以内の出力が求められる場合、Ｔ／３６０以下の短いサンプリング周期が必要である。２倍高周波ならば、Ｔ／７２０以下となり、高次高周波になるほど短いサンプリング周期が必要になる。

一方、第２補償処理は、上述したように振れ回りによる実際の変位Δｄrに依存する電磁石力の変動、すなわち式（７）の右辺第２項をキャンセルするために設けられた補償処理である。図７の第３変換処理部６０３では、ローパスフィルタ６０１から入力された信号ｘｓ(nw)，ｙｓ(nw)に対して回転座標系から固定座標系への変換処理を行う。

ところで、センサ信号ｘｓ，ｙｓは、上述したようにバンドパスフィルタ５０２の影響で位相ずれが生じている。また、磁気浮上制御器４１７および励磁アンプ４３の処理においても、伝達関数Ｇcontに応じたゲインおよび位相のずれが発生する。そのため、変位Δｄrによる電磁石力の変動を第２補償処理によりキャンセルするために、第３変換処理部６０３の変換の際に補正された電気角θ１を用いて位相ずれを補正し、補正部６０４でゲイン補正を行う。

上述したΔｄs’(nw)は、補正後の信号が表している変位である。この変位Δｄs’(nw)はバンドパスフィルタ５０２および伝達関数Ｇcontによる位相ずれが補正されているので、変位Δｄs’(nw)により生成される制御電流Δｉは、実際の変位Δｄrと逆位相になる。そのために、第３変換処理部６０３の変換処理においては、モータ駆動制御部２ａから出力される電気角θを上記位相ずれの分だけ補正した補正電気角θ1を用いて、変換処理を行う。補正電気角θ１については後述する。

補正部６０４では、補正係数Ａにより信号ｘｓ(nw)，ｙｓ(nw)の振幅補正を行う。補正係数Ａは、伝達関数Ｇcont(nw)によるゲインのずれを補正し、変位ＡΔｄs’(nw)による電磁石力の大きさを変位Δｄrによる電磁石力と同じ大きさに補正するものである。理論的には、Ａ＝−（Ｉ/Ｄ）/Ｇcont(nw)と表される。第３変換処理部６０３で補正電気角θ１を用いて変換を行っているので、変位Δｄs’(nw)により生成される制御電流Δｉは変位Δｄrと逆位相になっている。そのため、変位Δｄrによる電磁石力は変位ＡΔｄs’(nw)による電磁石力により相殺される。

なお、信号ｘｓ(nw)，ｙｓ(nw)に対する第１補償処理および第２補償処理において、ｎ＝１の場合にはモータ駆動制御部２ａから入力された電気角θをそのまま用いるが、ｎ≧１の高調波の場合にはｎθを使用する。上述のようにバンドパスフィルタ５０２および伝達関数Ｇcont(nw)の位相ずれは周波数によって異なるので、電気角ｎθを補正する際の位相ずれには、周波数に対応した位相ずれが採用される。また、補正係数Ａは伝達関数Ｇcont(nw)のゲインに依存するが、伝達関数Ｇcont(nw)のゲインも周波数によって異なるので、補正係数Ａは周波数に応じて設定されている。

（電気角θ、回転速度ωの生成）
次に、モータ駆動制御部２ａにおける電気角θの生成について説明する。図８は、センサレスモータ制御に関する主要構成を示すブロック図である。モータ４２は、インバータ４６によって駆動される。インバータ４６は、正弦波駆動制御部４２０からの制御信号により制御される。正弦波駆動制御部４２０は上述したＦＰＧＡで構成されている。

モータ４２に流れる３相電流は電流検知部５０により検出され、検出された電流検知信号はローパスフィルタ４０８に入力される。一方、モータ４２の３相電圧は電圧検知部５１により検出され、検出された電圧検知信号はローパスフィルタ４０９に入力される。ローパスフィルタ４０８を通過した電流検知信号およびローパスフィルタ４０９を通過した電圧検知信号は、それぞれ正弦波駆動制御部４２０の回転速度・磁極位置推定部４２７に入力される。詳細は後述するが、回転速度・磁極位置推定部４２７は、電流検知信号および電圧検知信号に基づいて、モータ４２の回転速度ωおよび磁極位置である電気角θを推定する。算出された回転速度ωは速度制御部４２１および等価回路電圧変換部４２３に入力される。また、算出された電気角θはdq−２相電圧変換部４２４に入力される。また、電気角θおよび回転速度ωは、軸受駆動制御部２ｂへも入力される。

速度制御部４２１は、入力された目標回転速度ωiと推定された現在の回転速度ωとの差分に基づいて、ＰＩ制御（比例制御および積分制御）あるいはＰ制御（比例制御）を行い、電流指令Ｉを出力する。Ｉd・Ｉq設定部４２２は、電流指令Ｉに基づき、回転座標dq系における電流指令Ｉd，Ｉqを設定する。図９に示すように、回転座標dq系のｄ軸は、回転しているモータロータ４２ｂのＮ極を正方向とする座標軸である。ｑ軸はｄ軸に対して９０deg進みの直角方向の座標軸で、その向きは逆起電圧方向となる。

等価回路電圧変換部４２３は、回転速度・磁極位置推定部４０７で算出された回転速度ωおよびモータ４２の電気等価回路定数に基づく次式（９）を用いて、電流指令Ｉd，Ｉqを回転座標dq系における電圧指令Ｖd，Ｖqに変換する。ここに、Ｌ、ｒはモータ巻き線のインダクタンスと抵抗、Keはモータ自体が誘起する逆起電圧の定数。

dq-２相電圧変換部４２４は、変換後の電圧指令Ｖd，Ｖqと回転速度・磁極位置推定部４２７から入力された電気角θとに基づいて、回転座標dq系における電圧指令Ｖd，Ｖqを固定座標αβ系の電圧指令Ｖα，Ｖβに変換する。２相-３相電圧変換部４２５は、２相の電圧指令Ｖα，Ｖβを３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに変換する。ＰＷＭ信号生成部４２６は、３相電圧指令Ｖu，Ｖv，Ｖwに基づいて、インバータ４６に設けられたスイッチング素子をオンオフ（導通または遮断）するためのＰＷＭ制御信号を生成する。インバータ４６は、ＰＷＭ信号生成部４２６から入力されたＰＷＭ制御信号に基づいてスイッチング素子をオンオフし、モータ４２に駆動電圧を印加する。

図１０は回転速度・磁極位置推定部４２７の一例を示すブロック図である。電圧検知部５１から出力された相電圧検知信号ｖv，ｖu，ｖwは、ローパスフィルタ４０９を介して３相-２相変換部４２７２に入力される。３相-２相変換部４２７２は３相の電圧信号を２相の電圧信号ｖα’，ｖβ’に変換する。変換後の電圧信号ｖα’，ｖβ’は逆起電圧演算部４２７４に入力される。

一方、電流検知部５０から出力された相電流検知信号ｉv，ｉu，ｉwは、ローパスフィルタ４０８を介して３相-２相変換部４２７１に入力される。３相-２相変換部４２７１は、３相の電流検知信号ｉv，ｉu，ｉwを２相の電流信号ｉα，ｉβに変換する。変換後の電流信号ｉα，ｉβは等価回路電圧変換部４２７３に入力される。

等価回路電圧変換部４２７３は、モータ４２の電気等価回路定数に基づく次式（１０）を用いて、電流信号ｉα，ｉβを電圧信号ｖα，ｖβに変換する。変換後の電圧信号ｖα，ｖβは逆起電圧演算部４２７４に入力される。なお、等価回路はモータコイルの抵抗成分ｒおよびインダクタンス成分Ｌに分けられる。ｒ、Ｌの値はモータ仕様等から得られ、予め記憶部（不図示）に記憶されている。

逆起電圧演算部４２７４は、モータ３相電圧に基づく電圧信号ｖα’，ｖβ’とモータ３相電流に基づく電圧信号ｖα，ｖβとに基づいて、次式（１１）を用いて逆起電圧Ｅα，Ｅβを算出する。

モータロータ４２ｂの回転速度は、ロータ回転慣性により回転１周期内で急激に変化することはなく、少なくとも数周期にかけてゆっくりと変化し、定常応答とみなすことができる。そこで、２相-dq電圧変換部４２７５は、式（１２）に示す変換により入力された逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）を、回転座標dq系における逆起電圧（Ｅd，Ｅq）に変換する。なお、式（１２）におけるθには、所定時間間隔で行われる演算において前回の演算タイミングで算出された電気角θがフィードバックされる。

ここで、複素表示を用いて座標変換を考えると次のようになる。逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）のα成分Ｅαおよびβ成分Ｅβは、ω＞０の場合、Ｅ×exp（j（θr＋π/２））の実部および虚部に対応している。Ｅは逆起電圧の大きさで、θrは実際の電気角である。図１１は、固定座標αβ系における逆起電圧と電気角θrとを示す図である。逆起電圧方向は電気角θrに対して９０deg（π/２rad）進み方向となるので、電気角θrはθr＝atan(−Ｅα／Ｅβ)となる。逆起電圧方向および磁極方向は、回転速度ωで回転している。

これに対して、推定された磁極電気角θを適用した２相-dq座標変換は、Ｅ×exp（j（θr＋π/２））にexp（−jθ）を乗算することで表される。よって、回転座標dq系における逆起電圧（Ｅd，Ｅq）は、Ｅ×exp（j（θr＋π/２−θ））と表される。図１２は、回転座標dq系における位相ズレを説明する図であり、磁極方向はｄ軸と一致している。位相Ψは、Ψ＝θr＋π/２−θと表され、Ψ＝atan(Ｅq／Ｅd)で算出される。図１０の位相角演算部４２７６は、回転座標dq系における逆起電圧（Ｅd，Ｅq）の位相角Ψを、Ψ＝atan(Ｅq／Ｅd)により算出する。

推定された磁極電気角θが実際の磁極電気角θrと一致する場合には、Ψ＝π/２となり、逆起電圧方向はｑ軸と一致することになる。一方、θr≠θの場合には、図１２に示すように、θr−θ＝Ψ−π/２が位相ズレとして生じる。図１２ではΨ−π／２＜０となっているのでθr＜θであり、推定された磁極電気角θは、実際の磁極電気角θrよりも大きく（進み位相で）推定されている。Ψ＝atan(Ｅq／Ｅd)で算出されるΨが、（Ψ−π/２）→０となるように制御することで、推定磁極電気角θを実際の磁極電気角θrに収束させることができる。

補正量Δφ演算部４２７７では、上述した磁極位相ズレを補正するための磁極位相ズレ補正量Δφを演算する。磁極位相ズレ補正量Δφは、式（１３）に示すように、Ψ−π／２（rad）の値（正負の変化の大きさ）に基づいて適当なゲインg１（比例制御のゲインまたは比例制御・積分制御のゲイン）を乗じて生成される。式（１３）によれば、図１２のようにΨ−π／２＜０（θr＜θ）の場合には、Δφ＜０となる。すなわち、実際の電気角θrよりも進み位相になっている電気角θをマイナス側にずらすことになる。
Δφ＝g１×（Ψ−π／２） ：Ψ−π／２≠０の場合
Δφ＝０ ：Ψ−π／２＝０の場合 …（１３）

一方、上述した磁極位相ズレ補正量Δφの演算とは別に、回転速度演算部４２７８において回転速度ωの推定演算が行われる。そして、積分演算部４２７９において、回転速度ωの積分値∫ωdtが演算される。

回転速度演算部４２７８の２相-dq電圧変換部４３１０は、逆起電圧演算部４２７４から入力された逆起電圧（Ｅα，Ｅβ）と、積分演算部４２７９から出力された積分値θ２とに基づいて、次式（１４）により回転座標dq系における逆起電圧（Ｅ1d，Ｅ1q）を算出する。ここで用いられる積分値（電気角）θ２は、２相-dq電圧変換部４２７５で用いられる電気角θとは異なり、磁極位相ズレ補正量Δφによって磁極位相ズレが補正されていない状態の電気角である。

次いで、位相角演算部４３１１は、次式（１５）により位相角Ψ１を算出する。固定座標αβ系においては、逆起電圧ベクトル（Ｅα，Ｅβ）は回転速度ωで回転している。一方、実電気角θrと推定電気角θとが同一の周期性を有している場合には、たとえ位相ズレがあっても、回転座標dq系において推定される回転速度ωは実際の回転速度ωrに収束する。その結果、２相-dq電圧変換された逆起電圧（Ｅ1d，Ｅ1q）の位相Ψ１は一定値となる。逆に、収束していなければ位相Ψ１は変化する。

回転速度ズレ補正部４３１２では、位相Ψ１の変化ΔΨ１に基づいて、回転速度ズレを
補正するための補正量Δω（＝ω（次回）−ω（現在値））を算出する。補正量Δωは、
式（１６）に示すように、ΔΨ１の値（正負の変化の大きさ）に基づいて適当なゲインg
２（比例制御のゲインまたは比例制御・積分制御のゲイン）を乗じて生成される。位相Ψ
１の変化は回転速度のズレ（ωr−ω）に比例するので、ωr＞ωの場合にはΔΨ１＞０と
なり、補正量Δωは回転速度を増やすように作用する。
Δω＝g２×ΔΨ１ ：ΔΨ１≠０の場合
Δω＝０ ：ΔΨ１＝０の場合 …（１６）

さらに、回転速度ズレ補正部４３１２は、算出した補正量Δωを現在用いている回転速
度ω（現在値）に加算することで、次回タイミングの回転速度ω（次回）を算出する（式
（１７））。毎サンプリング周期において式（１７）用い、逐次補正することにより、真
の回転速度ωrに収束させることができる。このような収束の過程は定常偏差（オフセッ
ト）をゼロにする制御となるので、従来問題であった定常偏差を最小限に改善することが
できる。
ω(次回)＝ω(現在値)＋Δω …（１７）

積分演算部４２７９は回転速度ズレ補正部４３１２から出力された回転速度ωに基づいて、積分値∫ωdtを演算する。この積分値∫ωdtを、補正量Δφ演算部４２７７で算出された磁極位相ズレ補正量Δφに加算することにより、磁極電気角（次回）θが得られる。また、積分値∫ωdtは、電気角θ２として２相-dq電圧変換部４３１０にフィードバック
入力される。

このようにして、回転速度演算部４２７８によって算出された回転速度ωは、積分演算部４２７９および等価回路電圧変換部４２７３に入力されるとともに、回転速度・磁極位置推定部４２７から出力される。さらに、積分値∫ωdtを磁極位相ズレ補正量Δφに加算して得られた電気角θは、２相-dq電圧変換部４２７５にフィードバックされるとともに、回転速度・磁極位置推定部４２７から出力される。

回転速度・磁極位置推定部４２７における２相-dq化処理（２相-dq電圧変換部４２７５，４３１０）は、準定常応答を前提にした一種のオーバーサンプリング信号処理である。モータ制御では、２相-dq化処理における入力信号は回転成分が大部分であるため、２相-dq化処理直後に回転成分以外のノイズ成分を除去するためのローパスフィルタ処理を設けなくても良い。その結果、（ａ）ω信号のビット数の拡張、（ｂ）位相ずれのビット数の拡張が可能となり、sin（ωｔ）のビット数の拡張を図ることができ、位相誤差の低減を図ることができる。

（補正電気角θ１について）
正弦波駆動制御部４２０の回転速度・磁極位置推定部４２７から出力された回転速度ωは、図７に示す位相補正部４１８に入力され、電気角θは位相補正部４１８および高調波電気角生成部４１９に入力される。上述したように、振動補償部４１６に入力される変位センサからからの信号ｘs、ｙsは、バンドパスフィルタ５０２の影響により位相ずれが発生しており、さらに、伝達関数Ｇcontによっても位相ずれが発生する。

そのため、図７の第３変換処理部６０３では、モータ駆動制御部２ａから入力された電気角θをこれらの位相ずれに基づいて補正した補正電気角θ１を用いた。この補正電気角θ１は、軸受駆動制御部２ｂに設けられた位相補正部４１８において生成される。例えば、位相ずれが位相遅延であれば、入力された電気角θと位相ずれに基づく進み位相φ(ω)を用いて次式（１８）のように算出される。
θ１＝θ＋φ(ω) …（１８）

図７の高調波電気角生成部４１９では、モータ制御側から入力された電気角θに基づいて高調波電気角ｎθを生成する。図１３は、電気角θから２倍高調波電気角２θ（ｎ＝２）の生成を説明する図である。この場合、電気角θに対して２θ＝２×θを演算周期毎に算出し、その値が＋πに達したならば電気角２θを−πへ戻し、±πの定義域で値を持たせるようにする。ｎが２以外の場合も同様である。

なお、正弦波駆動制御部４２０の回転速度・磁極位置推定部４２７における電気角θ（＝∫ωdt＋Δφ）の演算において、例えば、回転１周期Ｔで誤差１deg以内の出力が求められる場合、Ｔ／３６０以下の短いサンプリング周期が必要である。２倍高周波ならば、Ｔ／７２０以下となり、高次高周波になるほど短いサンプリング周期が必要になる。

−第２の実施の形態−
図１４は、本発明の第２の実施の形態を示す図である。図１４は、上述した第１の実施の形態の図５に対応するものである。上述した第１の実施の形態では、振動補償部４１６の補正部６０４から出力された信号は、磁気浮上制御器４１７の手前でセンサ信号ｘｓ，ｙｓに加算されている。一方、第２の実施の形態では、補正部６０４から出力された信号は、磁気浮上制御器４１７から出力された信号に対して減算処理されている。

そのため、第２の実施の形態における補償後の電磁石力の変動ΔＦ’(nw)は、次式（１９）のようになる。
ΔＦ’(nw)＝(4ｋＩ/Ｄ^２)[(-Ｇcont(nw)）{Δｄs(nw)−Δｄs(nw)}−ＡΔｄs’(nw))]
＋(4ｋＩ^２/Ｄ^３)Δｄr(nw)
＝(4ｋＩ/Ｄ^２)[−ＡΔｄs’(nw)]
＋(４ｋＩ^２/Ｄ^３)Δｄr(nw) …（１９）

式（１９）において、補償後のΔＦ’(nw)がΔＦ’(nw)＝０となるためには、まず、位相補正された電気角θ１によってバンドパスフィルタ５０２で生じる位相ずれを補正する。電気角θ１は上述した式（１８）と同様に表される。補正係数Ａは、励磁アンプの電流変換におけるゲインが１であるとした場合、Ａ＝Ｉ／Ｄのように設定される。

上述した実施の形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）磁気軸受装置は、センサレスのモータ４２により回転駆動されるロータである回転体ユニットＲを磁気浮上支持する磁気軸受６７，６８，６９と、回転体ユニットＲの浮上目標位置からの変位を検出して変位信号Δｄsを出力する検出部である変位センサ４９と、モータ４２のモータ制御部である正弦波駆動制御部４２０からのモータ回転情報（電気角θ、回転速度ω）に基づいて、磁気軸受６７，６８，６９の電磁石力の振動成分を低減するように変位信号Δｄsを補償処理する信号処理部である振動補償部４１６と、振動補償部４１６で処理された処理後変位信号に基づいて磁気軸受６７，６８，６９の制御電流を生成する電流制御部である磁気浮上制御器４１７および励磁アンプ４３と、を備える。

一般的に、センサレスモータのモータ制御部には、モータ制御に必要なモータ回転情報（電気角θおよび回転速度ω）を生成する回路が設けられている。上述した実施形態の場合には、図８に示す正弦波駆動制御部４２０の回転速度・磁極位置推定部４２７において電気角θおよび回転速度ωが生成される。ロータシャフト５が振れ回ると、ロータの実際の変位Δｄrや変位センサ４９の変位信号Δｄsには、電気角θまたはその整数倍ｎθに相当する周波数の振動成分（回転振動成分）が含まれるようになる。その結果、電磁石力に回転振動成分が発生し、ポンプ振動を発生させることになる。

そこで、上述した実施形態では、正弦波駆動制御部４２０からモータ回転情報（電気角θおよび回転速度ω）を取得し、そのモータ回転情報に基づいて変位信号Δｄsを補償処理することにより、電磁石力の振動成分を低減するようにした。このようにモータ駆動制御部２ａのモータ回転情報を利用することで、軸受駆動制御部２ｂに電気角θおよび回転速度ωを生成するための回転検出装置を設ける必要がなく、コスト抑制を図ることができる。また、取得されるモータ回転情報（θ，ω）は、モータ駆動電流を生成するために生成される回転情報なので、ロータ振れ回り振動を正確に表現する回転情報になっている。そのため、ポンプ振動抑制を効果的に行うことができる。

（２）振動補償部４１６における補償処理としては、例えば図７に示すように、第１信号処理部（第１変換処理部６００，ローパスフィルタ６０１，第２変換処理部６０２を含む処理ライン）において変位信号Δｄsの回転成分Δｄs(nw)を打ち消す信号成分（−Δｄs(nw)）を生成し（第１補償処理）、第２信号処理部（第１変換処理部６００，ローパスフィルタ６０１，第３変換処理部６０３，補正部６０４を含む処理ライン）において実際の変位Δｄrに起因する電磁石力を打ち消す電磁石力を発生させる信号成分（＋ＡΔｄs’(nw)）を生成し（第２補償処理）、それらの信号成分を変位信号Δｄsに加えるのが好ましい。第１補償処理により制御電流Δｉに依存する振動成分が効率良く除去され、第２補償処理によりロータ変位Δｄrに依存する振動成分が効率良く除去される。

（３）さらに、第２信号処理部の第３変換処理部６０３では、変位信号Δｄsの回転成分Δｄs(nw)に対して、変位センサ４９から出力されてから磁気浮上制御器４１７および励磁アンプ４３による制御電流Δｉの生成処理までに生じる位相ずれをモータ回転情報（電気角θおよび回転速度ω）に基づいて補正すると共に、磁気浮上制御器４１７および励磁アンプ４３におけるゲインを補正することにより、信号成分（＋ＡΔｄs’(nw)）を生成する。このように位相ずれおよびゲインの補正を行うことで、振動成分の除去を高精度に行うことができる。

（４）例えば、図１４に示すように、磁気浮上制御器４１７により、変位信号Δｄsに第１信号処理部（第１変換処理部６００，ローパスフィルタ６０１，第２変換処理部６０２を含む処理ライン）で生成した信号成分（−Δｄs(nw)）を加えた信号に基づいて電流制御信号を生成し、励磁アンプ４３により、磁気浮上制御器４１７で生成された電流制御信号に第２信号処理部（第１変換処理部６００，ローパスフィルタ６０１，第３変換処理部６０３，補正部６０４を含む処理ライン）で生成された信号成分（−ＡΔｄs’(nw)）を加えた信号に基づいて制御電流Δｉを生成するようにしても良い。

（５）また、図７に示すように、変位信号Δｄsに前記第１信号処理部で生成した信号成分（−Δｄs(nw)）および前記第２信号処理部で生成した信号成分（＋ＡΔｄs’(nw)）を加えた信号に基づいて、制御電流Δｉを生成するようにしても良い。

（６）また、上記磁気軸受装置と、ロータである回転体ユニットＲを回転駆動するセンサレスのモータ４２と、センサレスのモータ４２を制御する正弦波駆動制御部４２０と、正弦波駆動制御部４２０と、磁気浮上制御器４１７とを備えるロータ回転駆動装置において、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）回路に正弦波駆動制御部４２０および磁気浮上制御器４１７を実装する。その結果、モータ制御および磁気軸受制御がデジタル化され、デジタル信号処理によって回転成分振動を除去するので、取り扱いが容易となると共に、ＦＰＧＡを用いることで高速処理が容易となる。従って、磁気軸受６７，６８，６９の５軸全ての浮上制御において、各軸ごとに必要あれば基本成分（Ｎ＝１）だけでなく複数の高調波成分（Ｎが２以上）に対する補償処理を実施することも可能である。

上記では、種々の実施の形態および変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。例えば、上述したターボ分子ポンプに限らず、本発明は種々のロータ回転駆動装置に適用できる。

１…ポンプユニット、２…コントロールユニット、２ａ…モータ駆動制御部、２ｂ…軸受駆動制御部、４２…モータ、４３，４３ｍ，４３ｐ…励磁アンプ、４４…制御部、４５，４５ｍ，４５ｐ…磁気軸受電磁石、４８…センサ回路、４９…変位センサ、６７，６８，６９…磁気軸受、４０８，４０９，６０１…ローパスフィルタ、４１６…振動補償部、４１７…磁気浮上制御器、４１８…位相補正部、４１９…高調波電気角生成部、４２０…正弦波駆動制御部、４２７…回転速度・磁極位置推定部、５０２…バンドパスフィルタ、６００…第１変換処理部、６０２…第２変換処理部、６０３…第３変換処理部、６０４…補正部、Ｊ…浮上目標位置、Ｒ…回転体ユニット

Claims (6)

1. センサレスモータにより回転駆動されるロータを磁気浮上支持する磁気軸受と、
   前記ロータの浮上目標位置からの変位を検出して変位信号を出力する検出部と、
   前記センサレスモータのモータ制御部からのモータ回転情報に基づいて、前記磁気軸受の電磁石力の振動成分を低減するように前記変位信号を補償処理する信号処理部と、
   前記信号処理部で処理された処理後変位信号に基づいて前記磁気軸受の制御電流を生成する電流制御部と、を備える磁気軸受装置。
2. 請求項１に記載の磁気軸受装置において、
   前記信号処理部は、
   前記変位信号の回転成分を打ち消す信号成分を生成する第１信号処理部と、
   前記変位の回転成分に起因する電磁石力を打ち消す電磁石力を発生させる信号成分を生成する第２信号処理部と、を含む、磁気軸受装置。
3. 請求項２に記載の磁気軸受装置において、
   前記第２信号処理部は、前記変位信号の回転成分に対して、前記検出部を通過してから前記電流制御部による制御電流の生成処理までに生じる位相ずれを前記モータ回転情報に基づいて補正すると共に、電流制御部におけるゲインを補正することにより、前記信号成分を生成する、磁気軸受装置。
4. 請求項２または３に記載の磁気軸受装置において、
   前記電流制御部は、電流制御信号を生成する磁気浮上制御部と前記制御電流を生成する励磁アンプとを有し、
   前記磁気浮上制御部は、前記変位信号に前記第１信号処理部で生成した信号成分を加えた信号に基づいて前記電流制御信号を生成し、
   前記励磁アンプは、前記磁気浮上制御部で生成された前記電流制御信号に前記第２信号処理部で生成された信号成分を加えた信号に基づいて前記制御電流を生成する、磁気軸受装置。
5. 請求項２または３に記載の磁気軸受装置において、
   前記電流制御部は、前記変位信号に前記第１信号処理部で生成した信号成分および前記第２信号処理部で生成した信号成分を加えた信号に基づいて前記制御電流を生成する、磁気軸受装置。
6. 請求項４に記載の磁気軸受装置と、
   前記磁気軸受装置により磁気浮上支持されるロータを回転駆動するセンサレスモータと、
   前記センサレスモータを制御するモータ制御部と、
   少なくとも、前記モータ制御部および前記磁気軸受装置の信号処理部が実装されているＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）回路と、を備えるロータ回転駆動装置。

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