JP6171375B2 - 磁気軸受装置および真空ポンプ - Google Patents

Description

本発明は、磁気軸受装置、および磁気軸受装置を備えた真空ポンプに関する。

磁気軸受型ターボ分子ポンプのように回転体（ロータ）を磁気軸受装置で非接触支持する装置においては、ロータを所定の目標位置に浮上維持すべく、ロータの浮上位置と目標位置との偏差（変位）に基づいて電磁石の磁気吸引力（電磁石電流）をリアルタイムでフィードバック制御している。

変位の検出に関しては、専用の変位センサにて検出する方式のものが主流であるが、近年、コンパクト化、低価格化および信頼性向上のために、専用センサを省略するとともに、浮上制御力を発生する電磁石に従来のアクチュエータ機能だけでなく、センシング機能（インダクタンス方式）も兼用させたセンサレスタイプ(セルフセンシングタイプ)の装置が実用化されつつある。

インダクタンス方式では、専用センサあるいは電磁石コイルに高周波搬送波(センサキャリア)を印加し、浮上ギャップによるインダクタンス変化でセンサキャリアを振幅変調して、それを復調することで浮上ギャップ信号(変位信号)を得ている。復調処理にあたっては、デジタル技術を適用してＡＤコンバータで変調波信号を同期サンプリングして取り込む方式、すなわち、遅延発生の起因となる平滑処理を不要にしたダイレクト方式が多く考案されている。ダイレクト方式のセンシングに関しては、例えば、特許文献１〜３に記載のものが知られている。

特開２００６−３０８０７４号公報 特開２０００−６０１６９号公報 特開２００１−１７７９１９号公報

特許文献１に記載の技術は専用センサを備える構成のものであり、変調波信号をサンプリングする際のセンサキャリア周波数ｆcとサンプリング周波数ｆsとの関係を、ｆs=２ｆcあるいはｆs=ｆc／ｎ(ｎは自然数)としている。専用センサにはセンサキャリア信号電圧のみが印加されているので、通常、信号のＳ/Ｎは良好である。しかし、例えば、磁気軸受が搭載されている装置をコンパクト化すべく電磁石と専用センサとを極めて近くへ配置するなどのように、電磁石を励磁する制御電流による磁束が専用センサコイルの信号に影響を及ぼす場合には、磁束の影響によって、ロータ変位で変調された信号成分に制御電流成分（ノイズ成分）が混入するおそれがある。

そのため、通常は、ＡＤコンバータの直前に設けられたバンドパスフィルタ（センサキャリア周波数ｆcを中心とするバンドパスフィルタ）で大部分はフィルタリングされるが、ノイズ成分を取りきるためにはバンドパスフィルタのＱ値をさらに大きくして狭帯域化する必要がある。しかしながら、バンドパスフィルタを狭帯域化すると、復調した変位信号が本来の信号から大きく遅延することになり、磁気軸受制御自体が悪化するので適用に限度がある。そのため、ＡＤコンバータの入力信号にノイズ成分が残ることになり、復調信号にもノイズの影響が生じる。従って、復調されたロータ変位信号に、実際には変位(振動)していない振動成分が混入し、その変位情報がそのままフィードバックされて浮上制御される。その結果、ロータがノイズ成分によって強制振動されることになり、その反力がステータ側に伝達され、装置振動発生の原因になることがあった。

特許文献２に記載の技術は、専用センサおよびセンサレスの両タイプに関するものである。専用センサを有するタイプに関しては、ｆs＝２ｆcの条件のサンプリング時間ごとに符号反転させた方形波信号を、デジタル処理で発生させてＤＡコンバータから出力し、これをセンサキャリア信号としてセンサにて変位信号（ロータ変位）で変調し、その変調波を同一周波数ｆs（＝２ｆc）でピークタイミングに同期させて取り込んでいる。復調処理においては、ＡＤコンバータで取り込んだ信号データを１サンプリング毎に符号を反転（センサキャリアの最小ピーク時に符号反転）して処理しているので、特許文献１に記載の発明の場合と同様に、振動発生の問題がある。

また、センサレスタイプの場合には、電磁石駆動電流信号にセンサキャリア信号を重畳してＤＡコンバータから出力し、パワーアンプを介して電磁石を励磁している。重畳されたセンサキャリア信号は電磁石コイルにおいて振幅変調される。そのため、変位信号成分を含む振幅変調信号を抽出し、専用センサ有りの場合と同様にセンサキャリアと同期した復調処理が行われる。しかしながら、センサレスタイプの場合には、専用センサに代えて電磁石で変位信号をセンシングするため、重畳されるセンサキャリア信号の変調信号だけでなく、制御電流信号が同等以上の信号レベルで混合している。従って、振幅変調信号に混入する制御電流成分（ノイズ成分）は、専用センサタイプの場合よりもさらに多くなる。

特許文献３に記載の技術はセンサレスタイプに関するものであり、電磁石を励磁する駆動電流にセンシング用のセンサキャリア成分を重畳させている。基本的な信号処理は特許文献２に記載のものと同様であるが、以下の点で異なっている。すなわち、ロータを挟むように対向して向き合う一対の電磁石の各々に重畳されるセンサキャリア（搬送波）を、逆位相関係にて印加している。それにより、変位信号成分を含む振幅変調信号を制御電流成分から効率良く分離して抽出することができる。しかしながら、特許文献２のセンサレスタイプの場合と同様の理由から、変位変調信号へのノイズの混入という問題がある。

（Ｃ１）本発明の好ましい実施形態による磁気軸受装置は、被支持体を電磁石により非接触支持する磁気軸受装置であって、正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、正弦波離散値に基づいて搬送波信号を生成する搬送波生成部と、被支持体の支持位置に応じて搬送波信号を変調して変調波信号を出力する変位検出部と、搬送波信号の周波数をfcとしたときに、fc＝（ｎ＋１／２）・fs（ただし、ｎは０以上の整数）を満たすサンプリング周波数fsで、かつ、正弦波離散値と同期した所定タイミングで、電磁石電流に起因するノイズを含む変調波信号をデジタル信号にＡＤ変換するＡＤ変換部と、ＡＤ変換後のデジタル信号に基づいて復調演算を行う復調演算部と、復調演算部の復調演算結果に基づいて電磁石の電流を制御し、被支持体の支持位置を制御する制御部と、を備え、所定タイミングは、サンプリングタイミングが搬送波信号の最大ピーク位置近傍となるタイミングおよび最小ピーク位置近傍となるタイミングであって、復調演算部は、最大ピーク位置近傍でサンプリングされたデジタル信号のデータ値をｄ１、最小ピーク位置近傍でサンプリングされたデジタル信号のデータ値をｄ２としたときに、ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２により算出され、電磁石電流に起因するノイズが除去された値ｄ３を復調演算結果として出力する。
（Ｃ２）本発明の好ましい他の実施形態による磁気軸受装置は、複数の制御軸の各々に設けられ、回転軸に対して対向配置された一対の電磁石と、回転軸の浮上位置変化を検知するための搬送波信号を生成する搬送波生成部と、搬送波信号が重畳された電磁石制御信号に基づいて電磁石の各々に印加される電圧を制御し、電磁石電流を電磁石のそれぞれに供給する複数の励磁アンプと、電磁石電流を検出する複数の電流センサと、対向配置された一対の電磁石に対応して設けられた一対の電流センサの検出信号に基づき、浮上位置変化情報を含む変調波信号を生成する変調波信号生成部と、搬送波信号の周波数をfcとしたときに、fc＝（ｎ＋１／２）・fs（ただし、ｎは０以上の整数）を満たすサンプリング周波数fsで、かつ、搬送波信号と同期した所定タイミングで、電磁石電流に起因するノイズを含む変調波信号をデジタル信号にＡＤ変換するＡＤ変換部と、ＡＤ変換後のデジタル信号に基づいて復調演算を行う復調演算部と、復調演算部の復調演算結果に基づいて電磁石制御信号を生成し、回転軸の浮上位置を制御する制御部と、を備え、所定タイミングは、サンプリングタイミングが搬送波信号の最大ピーク位置近傍となるタイミングおよび最小ピーク位置近傍となるタイミングであって、復調演算部は、最大ピーク位置近傍でサンプリングされたデジタル信号のデータ値をｄ１、最小ピーク位置近傍でサンプリングされたデジタル信号のデータ値をｄ２としたときに、ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２により算出され、電磁石電流に起因するノイズが除去された値ｄ３を復調演算結果として出力する。
（Ｃ３）さらに好ましい実施形態では、最大ピーク位置近傍は、最大ピーク位置を中心とした搬送波周期（１／fc）の１／４周期の位相範囲に設定され、最小ピーク位置近傍は、最小ピーク位置を中心とした搬送波周期（１／fc）の１／４周期の位相範囲に設定される。
（Ｃ４）さらに好ましい実施形態では、復調演算部は、データ値ｄ１、ｄ２がサンプリングされる毎に、そのサンプリングで得られたデータ値と、その直前のサンプリングで得られたデータ値とに基づく前記値ｄ３を出力する。
（Ｃ５）さらに好ましい実施形態では、復調演算部は、データｄ１，ｄ２のいずれか一方がサンプリングされる毎に、そのサンプリングで得られたデータ値と、その直前のサンプリングで得られたデータ値とに基づく値ｄ３を出力する。
（Ｃ６）本発明の好ましい実施形態による真空ポンプは、排気機能部が形成されたポンプロータと、ポンプロータを回転駆動するモータと、ポンプロータの回転軸を磁気浮上支持する磁気軸受装置とを備える。

本発明によれば、磁気軸受制御における変位情報のＳ／Ｎ比向上を図ることができる。

図１は、変位センサ方式の磁気軸受装置を備えた磁気軸受型ターボ分子ポンプの概略構成を示す図である。 図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。 図３は、５軸制御型磁気軸受の構成を示すブロック図である。 図４は、励磁アンプ３６の構成を示す図である。 図５は、センサ７１ｘ〜７３とセンサ回路３３ａ〜３３ｅとを詳細に示す図である。 図６は、アキシャルセンサ７３に関係する制御ブロックの一例を示す図である。 図７は信号波形の一例を示す図である。 図８は、サンプリングおよび復調処理を定性的に示す図である。 図９は、サンプリングおよび復調処理の他の例を示す図である。 図１０は、サンプリングおよび復調処理の他の例を示す図である。 図１１は、サンプリングタイミングを説明する図である。 図１２は、５軸制御型磁気軸受の構成の他の例を示すブロック図である。 図１３は、センサレス方式の磁気軸受型ターボ分子ポンプのコントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。 図１４は、センサレス方式の場合の制御部４４における磁気軸受制御を説明するブロック図である。 図１５は、各段階（ａ）〜（ｇ）における信号波形の一例を示す図である。 図１６は、センサレス方式の場合の他の構成を示す図である。

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
−第１の実施の形態−
図１は、変位センサ方式の磁気軸受装置を備えた磁気軸受型ターボ分子ポンプの概略構成を示す図である。ターボ分子ポンプは、ポンプユニット１と、ポンプユニット１を駆動制御するコントロールユニットとにより構成されている。なお、図１では、コントロールユニットの図示を省略した。

ロータシャフト４は、ラジアル方向の磁気軸受５１、５２およびアキシャル方向の磁気軸受５３によって非接触支持される。磁気軸受５３は、ロータシャフト４の下部に固定されたスラストディスク４ａを軸方向に挟むように配置されている。ロータシャフト４の浮上位置は、変位センサであるラジアルセンサ７１、７２およびアキシャルセンサ７３によって検出される。センサ７１〜７３には、センサコアにコイルを巻き回した構成のインダクタンス式変位センサが用いられている。

磁気軸受によって回転自在に磁気浮上されたロータ３は、モータ２７により高速回転駆動される。モータ２７にはブラシレスＤＣモータ等が用いられる。なお、図１では、模式的にモータ２７と記載しているが、より詳細には、符号２７で示した部分はモータステータを構成し、ロータシャフト４側にモータロータが設けられている。

ロータ３の回転は、回転センサ２８によって検出される。モータ２７によって回転駆動されるロータシャフト４の下端には、センサターゲット２９が設けられている。センサターゲット２９はロータシャフト４と一体に回転する。上述したアキシャル変位センサ７３および回転センサ２８は、センサターゲット２９の下面と対向する位置に配置されている。磁気軸受が作動していないときには、ロータシャフト４は非常用のメカニカルベアリング２６ａ，２６ｂによって支持される。

ロータ３には、回転側排気機能部を構成する複数段の回転翼３ａと円筒部３ｂとが形成されている。一方、固定側には、固定側排気機能部である固定翼２２とネジステータ２４とが設けられている。複数段の固定翼２２は、軸方向に対して回転翼３ａと交互に配置されている。ネジステータ２４は、円筒部３ｂの外周側に所定のギャップを隔てて設けられている。

各固定翼２２は、スペーサリング２３を介してベース２０上に載置される。ポンプケーシング２１の固定フランジ２１ｃをボルトによりベース２０に固定すると、積層されたスペーサリング２３がベース２０とポンプケーシング２１との間に挟持され、固定翼２２が位置決めされる。ベース２０には排気ポート２５が設けられ、この排気ポート２５にバックポンプが接続される。ロータ３を磁気浮上させつつモータ２７により高速回転駆動することにより、吸気口２１ａ側の気体分子は排気ポート２５側へと排気される。

図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。外部からのＡＣ入力は、コントロールユニットに設けられたＤＣ電源４０によって交流から直流に変換される。ＤＣ電源４０は、インバータ４１用の電源、励磁アンプ３６用の電源、制御部４４用の電源をそれぞれ生成する。

モータ２７に電流を供給するインバータ４１には、複数のスイッチング素子が備えられている。これらのスイッチング素子のオンオフを制御部４４によって制御することにより、モータ２７が駆動される。

図２に示した１０個の磁気軸受電磁石５００は、各磁気軸受５１，５２，５３に設けられている磁気軸受電磁石を示している。図１に示したターボ分子ポンプに用いられている磁気軸受は５軸制御型磁気軸受であって、径方向の磁気軸受５１，５２は各々２軸の磁気軸受であって、それぞれ２対（４個）の磁気軸受電磁石５００を備えている。また、軸方向の磁気軸受５３は１軸の磁気軸受であって、１対（２個）の磁気軸受電磁石５００を備えている。磁気軸受電磁石５００に電流を供給する励磁アンプ３６は１０個の磁気軸受電磁石５００のそれぞれに設けられており、コントロールユニットには合計で１０個の励磁アンプ３６が備えられている。

モータ２７の駆動および磁気軸受の駆動を制御する制御部４４は、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のディジタル演算器とその周辺回路により構成される。モータ制御に関しては、制御部４４からインバータ４１へ、インバータ４１に設けられている複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号３０１が入力され、インバータ４１から制御部４４へ、モータ２７に関する相電圧および相電流に関する信号３０２が入力される。磁気軸受制御に関しては、制御部４４から各励磁アンプ３６へ、励磁アンプ３６に含まれるスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭゲート駆動信号３０３が入力され、各励磁アンプ３６から制御部４４には、各磁気軸受電磁石５００に関する電磁石電流信号３０４が入力される。また、制御部４４から各センサ回路３３には、センサキャリア信号（搬送波信号）３０５が入力され、各センサ回路３３から制御部４４には、変位により変調されたセンサ信号３０６が入力される。

図３は、５軸制御型磁気軸受の構成を示すブロック図である。図３において、ディジタル制御回路３０，ＤＡコンバータ３１、フィルタ３２、ＡＤコンバータ３４（３４Ａ，３４Ｂ）およびＤＡコンバータ３５は、図２の制御部４４に対応している。ラジアル磁気軸受５１はX1軸電磁石５１ｘとY1軸電磁石５１ｙとを備えており、ラジアル磁気軸受５２はX2軸電磁石５２ｘとY2軸電磁石５２ｙとを備えている。電磁石５１ｘ，５１ｙ，５２ｘ，５２ｙは、各々がロータ４を挟んで対向する一つの電磁石５００（図２参照）で構成されている。アキシャル磁気軸受５３の電磁石５３ｚは、一対の磁気軸受電磁石５００で構成される。一方、ラジアルセンサ７１は、X1軸電磁石５１ｘおよびY1軸電磁石５１ｙに対応してX1軸センサ７１ｘおよびY1軸センサ７１ｙを備えている。同様に、ラジアルセンサ７２は、X2軸電磁石５２ｘおよびY2軸電磁石５２ｙに対応してX2軸センサ７２ｘおよびY2軸センサ７２ｙを備えている。

上述したように、ラジアルセンサ７１（７１ｘ，７１ｙ），７２（７２ｘ，７２ｙ）およびアキシャルセンサ７３はインダクタンス式の変位センサであり、ギャップ変位の変化によるセンサ部インピーダンスの変化を利用して、ギャップ変位を電気信号に変換する。ディジタル制御回路３０で生成された周波数ｆcのセンサキャリア信号は、ＤＡコンバータ３１でアナログ信号に変換され、フィルタ３２を介して各センサ７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙおよび７３に印加される。

各センサ７１ｘ，７１ｙ，７２ｘ，７２ｙおよび７３に印加されたセンサキャリア信号（搬送波信号）は、ギャップ変位により生じるセンサ部インピーダンス変化に応じて振幅変調される。この振幅変調された変調波信号（センサ信号）は各センサ回路３３ａ〜３３ｅを介してＡＤコンバータ３４Ａ，３４Ｂに入力される。なお、X1軸およびX2軸のセンサ信号はＡＤコンバータ３４Ａに入力され、Y1軸，Y2軸およびZ軸のセンサ信号は他方のＡＤコンバータ３４Ｂに入力される。各センサ回路３３ａ〜３３ｅからのアナログ信号はＡＤコンバータ３４Ａ，３４Ｂにより順にディジタル値へと変換され、ディジタル制御回路３０へと入力される。

ディジタル制御回路３０では、予め記憶された磁気浮上制御定数とディジタル値へと変換された位置情報とに基づいて各電磁石５１ｘ、５１ｙ、５２ｘ、５２ｙ、５３に流すべき電磁石電流を算出し、電磁石電流制御信号を出力する。電磁石電流制御信号はＤＡコンバータ３５によりアナログ値に変換された後に励磁アンプ３６に入力される。なお、図３では励磁アンプ３６は一つだけ記載されているが、実際には図２に示したように磁気軸受電磁石５００の数（１０個）だけ設けられており、各励磁アンプ３６から各電磁石５００へと電磁石電流が供給される。

図４は、各磁気軸受電磁石５００に対応して設けられている励磁アンプ３６の構成を示す図である。励磁アンプ３６は、スイッチング素子とダイオードとを直列接続したものを、さらに２つ並列接続したものである。磁気軸受電磁石５００は、スイッチング素子ＳＷ１０およびダイオードＤ１０の中間と、スイッチング素子ＳＷ１１およびダイオードＤ１１の中間との間に接続される。

スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１は、制御部４４からのＰＷＭゲート駆動信号３０３に基づいてオンオフ（導通、遮断）制御される。スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１は同時にオンオフされ、両方ともオンの場合には実線矢印で示すように電磁石電流が流れ、両方ともオフの場合には破線矢印で示すように電磁石電流が流れる。オン時の電流値は電流センサ１０１Ａにより計測され、オフ時の電流値は電流センサ１０１Ｂにより計測される。電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂには例えばシャント抵抗が用いられ、シャント抵抗の電圧を電流検出信号として用いる。

図５は、図３における各軸のセンサ７１ｘ〜７３とセンサ回路３３ａ〜３３ｅとを詳細に示したものである。ラジアル方向のX1軸センサ７１ｘ，Y1軸センサ７１ｙ，X2軸センサ７２ｘ，Y2軸センサ７２ｙは同一の構成となっており、一対のセンサからの出力信号の間で差分が取られる。一方、アキシャルセンサ７３に関しては、センサからの出力信号は、センサキャリア信号をゲイン調整部２０２および位相シフト回路２０４に通させた信号との間で差分演算が行われる。

図６は、図３，５に示したアキシャルセンサ７３（ｚ軸方向）に関係する制御ブロックの一例を示したものである。ディジタル制御回路３０の正弦波離散値生成部３１３で生成された正弦波離散値はＤＡコンバータ３１によりアナログ信号に変換され、そのアナログ信号はフィルタ３２へ出力される。出力されたセンサキャリア信号は高調波が含まれていて階段状になっているため、ローパスフィルタやバンドパスフィルタ等で構成されるフィルタ３２でフィルタリングすることにより、滑らかなセンサキャリア信号が得られる。そのセンサキャリア信号は、抵抗Ｒを通して直列接続されたセンサ７３に印加される。フィルタ３２から出力されるセンサキャリア信号Ｆcarrier(t)はセンサキャリア周波数をｆcとすれば次式（１）で表される。
Ｆcarrier(t)＝Ａsin(２πｆcｔ) …（１）

アキシャルセンサ７３に印加されたこのセンサキャリア信号は、ロータシャフト４の位置に応じて変化するインピーダンス変化により振幅変調されて振幅変調波ＦＡＭ(ｔ)となる。ここで、位置情報信号をＦsig(ｔ)とすると、振幅変調波ＦＡＭ(ｔ)は次式（２）のように表される。なお、φはセンサキャリア信号との位相差である。
ＦＡＭ(ｔ)＝（Ａ＋Ｆsig(ｔ)）sin(２πｆcｔ＋φ) …（２）

図７は信号波形の一例を示したものであり、（ａ）は位置情報信号Ｆsig(ｔ)を示したものであり、（ｂ）はセンサキャリア信号（搬送波信号）Ｆcarrier(t)を示している。図７（ｂ）のセンサキャリア信号Ｆcarrier(t)を図７（ａ）の位置情報信号Ｆsig(ｔ)で変調すると、図７（ｃ）に示すような振幅変調波ＦＡＭ(ｔ)が得られる。この振幅変調波ＦＡＭ(ｔ)は変位センサ７３から差動アンプ２０３に入力される。

差動アンプ２０３には、振幅変調波ＦＡＭ(ｔ)とともに、次式（３）で表されるセンサ基準信号Ｆstd(ｔ)が入力され、これらの差分信号Ｆsub(ｔ)が差動アンプ２０３から出力される。センサ基準信号Ｆstd(ｔ)は、搬送波信号Ｆcarrier(t)をゲイン調整部２０２にてゲイン調整し、さらに位相シフト回路２０４で振幅変調波ＦＡＭ(ｔ)と同位相となるように位相調整することにより形成される。
Ｆstd(ｔ)＝Ｃsin(２πｆcｔ＋φ) …（３）

センサ基準信号Ｆstd(ｔ)は図７（ｄ）に示すような波形となり、次式（４）に示す差分信号Ｆsub(ｔ)は図７（ｅ）のような波形となる。差動アンプ２０３から出力された差分信号Ｆsub(ｔ)は、フィルタ２０５において搬送波周波数（キャリア周波数）ｆcを中心周波数とするバンドパス処理が施される。
Ｆsub(ｔ)＝ＦＡＭ(ｔ)−Ｆstd(ｔ)
＝（Ａ＋Ｆsig(ｔ)−Ｃ）sin(２πｆcｔ＋φ) …（４）

このように、フィルタ２０５から出力される差分信号は、ＡＤコンバータ３４（３４Ａ，３４Ｂ）から同期サンプリングにてディジタル制御回路３０に取り込まれる。その際、正弦波離散値生成部３１３で生成された正弦波離散値に基づいてサンプリングするが、搬送波信号が変位センサ７３により変調されると位相がシフトする。そのため、そのシフトに応じて位相シフト演算部３１２で正弦波離散値を位相シフトしたものを、ＡＤコンバータ３４に入力する。その後、復調演算部３１０にて後述する復調演算出力ｄ３の演算を行う。その演算結果は制御演算部３１１に入力され、制御演算部３１１において電磁石電流制御量の演算が行われる。

なお、図３では、ＡＤコンバータ３４（３４Ａ，３４Ｂ）と同期させて出力するセンサキャリア信号をＤＡコンバータ３１から出力しているが、これに限定されない。例えば、デジタルにてセンサキャリア正弦波信号を一旦ＰＷＭ変調してHigh／Low信号にてデジタル出力し、アナログローパスフィルタにてＰＷＭ成分を除去してセンサキャリア信号を得るようにしても良い。

図８は、サンプリングおよび復調処理を定性的に示す図である。図８（ａ）は本実施の形態における処理を示し、図８（ｂ）は従来の処理を示している。図８において、振動波形ＷはＡＤコンバータ３４に入力される信号（センサ信号）を表しており、ｒはノイズ成分である。例えば、電磁石電流に起因するノイズの場合にはサンプリング周波数ｆsに比べて低い周波数のノイズ成分となり、ここでは、定性的な影響を見るために近似的に直流ノイズとする。また、変調波もシンプルに直流変位のみで変調された場合を考える。そのため、ノイズ成分ｒは一定で、入力信号Ｗの振幅も一定値ｄとなっている。すなわち、ＡＤコンバータ３４に入力される信号は、（直流変調）＋（直流ノイズ）＝ｄ×sin（２πｆc×ｔ）＋ｒのように表せる。

本実施の形態の場合には、同期サンプリングにて取り込みを行う際に、ｆc＝（ｎ＋１／２）×ｆsの関係にて、センサキャリアの最大ピークタイミング（S11、S12、S13、S14、・・・）および最小ピークタイミング（S21、S22、S23、S24、・・・）で取り込みを行う。なお、ｆcはキャリア周波数であり、ｆsはサンプリング周波数である。図８（ａ）に示す例は、ｆc＝（ｎ＋１／２）×ｆsにおいてｎ＝０の場合（ｆs＝２ｆc）を示している。すなわち、キャリア周波数ｆcの場合の半分の周期１／（２×ｆc）（すなわち、２倍の周波数２ｆc）のピークタイミングにおいてサンプリングを行う。ここでは、最大ピークタイミング（S11、S12、S13、S14、・・・）で取り込まれたデータ値をｄ１（＝ｄ＋ｒ）、最小ピークタイミング（S21、S22、S23、S24、・・・）で取り込まれたデータ値をｄ２（＝−ｄ＋ｒ）とする。

図６の復調演算部３１０は、最大ピークタイミングS11で取り込まれたサンプリングデータ値ｄ１と最小ピークタイミングS21で取り込まれたサンプリングデータ値ｄ２とに基づいて、次式（５）で示す演算を行う。図８の矢印S31~S34は演算結果の出力タイミングを示しており、図８に示す例では、出力タイミングS31~S34は最小ピークタイミングS21〜S24と同一タイミングに設定されている。最大ピークタイミングS11および最小ピークタイミングS21のデータ値ｄ１，ｄ２に基づく演算結果ｄ３は、出力タイミングS31（最小ピークタイミングS21と同一タイミング）において復調演算出力として出力される。
ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２ …（５）

同様に、出力タイミングS32（最小ピークタイミングS22と同一タイミング）には、最大ピークタイミングS12のサンプリングデータ値ｄ１と最小ピークタイミングS22のサンプリングデータ値ｄ２とに基づく値ｄ３が復調演算出力として出力される。上述したように、出力タイミング（S33、S34、・・・）においても、同様の演算結果が出力される。出力タイミング（S31、S32、S33、S34・・・）は、それぞれ最小ピークタイミング（S21、S22、S23、S24、・・・）と同タイミングに設定される。式（５）からも分かるように、直流ノイズの場合にはノイズ成分ｒは完全にキャンセルされる。図８（ａ）に示した例では変調波は直流変位によるものなので、復調演算出力ｄ３は振幅値ｄと等しくなる。

すなわち、復調演算出力ｄ３は、キャリア周波数ｆc（すなわち、周期１／ｆc）の信号波形の最小ピークタイミング（S21、S22、S23、S24、・・・）において出力される。なお、復調演算出力ｄ３の出力タイミング（S31、S32、S33、S34・・・）を、最大ピークタイミング（S11、S12、S13、S14、・・・）と同一タイミングに設定するようにしても良い。例えば、最大ピークタイミングS12で復調演算出力ｄ３を出力する場合には、最小ピークタイミングS21のデータ値ｄ２と最大ピークタイミングS12のデータ値ｄ１とに基づいて復調演算出力ｄ３を算出する。

一方、図８（ｂ）では、本実施の形態と異なり、ｆs＝ｆcで最小ピークタイミングで取り込み、最小ピークタイミングで復調演算処理ｄ３を出力する場合を示している。この場合には、サンプリングされたデータ値ｄ２（＝−ｄ＋ｒ）を正負反転した値−ｄ２（＝ｄ−ｒ）を、復調演算出力ｄ３として出力している。すなわち、復調演算出力ｄ３にはノイズに起因する値ｒが誤差として含まれる。このように、電磁石電流（制御電流）に起因する低い周波数の混合ノイズも復調信号として取り込まれる。その結果、復調されたロータ変位信号（変位情報）に実際には変位（振動）していない振動成分が混入したままとなり、そのロータ変位信号がフィードバックされて磁気浮上制御されるため、ロータがノイズ分で強制振動されることになり、その反力がポンプケーシング２１に伝達され、ポンプ本体１の振動の原因となる。

しかしながら、本実施の形態では、上述したようにｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２を算出した際にノイズ成分ｒがほぼキャンセルされるため、復調されたロータ変位信号に含まれるノイズを低減することができ、ポンプ振動を防止することができる。

図８（ａ）に示す例では、ｆs＝２×ｆcのサンプリング周波数ｆsでピーク値（最大ピーク値および最少ピーク値）をサンプリングし、周期１／ｆcのピークタイミングにおいて復調演算出力ｄ３を出力する場合を示したが、サンプリングタイミングおよび出力タイミングはこれに限らない。図９は、サンプリング周期と復調演算出力ｄ３の出力周期とが等しい場合を示したものである。なお、図９では、入力信号Ｗをノイズ成分ｒ＝０として示しており、入力信号Ｗはｄ×sin（２πｆc×ｔ）と表される。

図９（ａ）は、ｆs＝２×ｆcでピーク値をサンプリングし、サンプリング周期と同じ周期１／（２×ｆc）のピークタイミングにおいて復調演算出力ｄ３を出力する場合を示す。ｆs＝２×ｆcでピーク値のサンプリングを行うことにより、センサキャリアの最大ピークタイミング（S11、S12、S13、S14、・・・）のデータ値ｄ１および最小ピークタイミング（S21、S22、S23、S24、・・・）のデータ値ｄ２が取り込まれる。そして、出力タイミング（S31、S32、S33、S34、S35・・・）にて復調演算出力ｄ３（＝（ｄ１−ｄ２）／２）を出力する。奇数番目の出力タイミング（S31、S33、S35、S37、・・・）は最大ピークタイミング（S11、S12、S13、S14、・・・）と同一タイミングであり、偶数番目の出力タイミング（S32、S34、S36、S38・・・）は最小ピークタイミング（S21、S22、S23、S24、・・・）と同一タイミングである。

例えば、最小ピークタイミングS21と同一タイミングの出力タイミングS32で復調演算出力ｄ３を出力する場合には、最大ピークタイミングS11のデータ値ｄ１と最小ピークタイミングS21のデータ値ｄ２とに基づいて復調演算出力ｄ３を算出する。一方、最大ピークタイミングS12と同一タイミングの出力タイミングS33で復調演算出力ｄ３を出力する場合には、最大ピークタイミングS12のデータ値ｄ１と最小ピークタイミングS21のデータ値ｄ２とに基づいて復調演算出力ｄ３を算出する。すなわち、直近に取り込まれた２つのデータ値ｄ１，ｄ２に基づいて復調演算出力ｄ３を算出する。

図９（ｂ）はｆc＝（ｎ＋１／２）×ｆsにおいてｎ＝１とした場合を示している。図９（ｂ）では、ｆs＝（２／３）×ｆcでピーク値をサンプリングし、サンプリング周期と同じ周期１／（（２／３）×ｆc）のピークタイミングにおいて復調演算出力ｄ３を出力する。すなわち、キャリア周波数ｆcの３周期に２回の頻度でサンプリングを行い、最大ピークタイミングのデータ値ｄ１と最小ピークタイミングのデータ値ｄ２とを取り込む。そして、データ値ｄ１，ｄ２を取得したタイミングで復調演算出力ｄ３を出力する。

例えば、最小ピークタイミングS21と同一タイミングの出力タイミングS32では、最大ピークタイミングS11のデータ値ｄ１と最小ピークタイミングS21のデータ値ｄ２とに基づいて復調演算出力ｄ３を出力する。また、最大ピークタイミングS12と同一タイミングの出力タイミングS33では、最大ピークタイミングS12のデータ値ｄ１と最小ピークタイミングS21のデータ値ｄ２とに基づいて復調演算出力ｄ３を出力する。

図１０（ａ）に示す例では、ｆs＝２×ｆcでピーク値をサンプリングし、周期１／ｆcの最小ピークタイミングにおいて復調演算出力ｄ３を出力する。復調演算出力ｄ３は、直近に取り込まれた２つのデータ値ｄ１，ｄ２に基づいて算出される。図９（ａ）に示した例と比較すると、復調演算出力ｄ３の出力頻度が１／２になっている。そのため、図１０（ａ）に示す場合には演算負荷の軽減が図れる。一方、図９（ａ）の場合には、センサ信号に含まれるノイズをより高い周波成分まで除去することができる。

図１０（ｂ）に示す例では、ｆs＝（２／３）×ｆcでピーク値をサンプリングし、サンプリング周期の２倍の周期１／（ｆc／３）の最小ピークタイミングにおいて復調演算出力ｄ３を出力する。図９（ｂ）に示した例と比較すると、復調演算出力ｄ３の出力頻度が１／２になっている。そのため、図１０（ｂ）に示す場合の方が、演算負荷の軽減が図れる。

図８〜１０に示したように、本実施の形態では、ｆc＝（ｎ＋１／２）×ｆsの関係にてサンプリングを行うことによって、センサキャリアの最大ピークタイミングのデータ値ｄ１と最小ピークタイミングのデータ値ｄ２とが交互に取り込まれる。そして、出力タイミングの直近に取り込まれたデータ値ｄ１，ｄ２に基づいて復調演算出力ｄ３を出力することにより、ノイズ成分ｒがほぼキャンセルされる。その演算結果ｄ３に基づいて電磁石電流を制御することにより、ノイズに起因するポンプ振動を防止することができる。

（５軸制御に関する説明）
ところで、図３に示した５軸制御型の磁気軸受装置のように、同一周波数で同位相の搬送波を５軸全てのセンサに印加した場合には、同一構造のセンサを用いた軸同士では、ＡＤコンバータ３４（３４Ａ，３４Ｂ）に入力されるセンサ信号の搬送波成分は同位相となる。図５に示した例では、ラジアル方向のX1軸センサ７１ｘ，Y1軸センサ７１ｙ，X2軸センサ７２ｘ，Y2軸センサ７２ｙは同一の構成となっており、対向位置に設けられた一対のセンサからの出力信号の間で差分が取られる。

一方、アキシャル方向のセンサ７３に関しては、上述したようにセンサからの出力信号はセンサ基準信号Ｆstd(ｔ)との間で差分演算が行われる。このように、ラジアル方向とアキシャル方向とではセンシング方式が異なるため、X1軸，Y1軸，X2軸およびY2軸とZ軸とでは位相が大きく異なることが多い。

このように、X1軸，Y1軸，X2軸およびY2軸に関しては、図５に示すように同一構造であるため同位相の信号がＡＤコンバータ３４（３４Ａ，３４Ｂ）に入力されることになる。ＡＤコンバータに設けられた複数の入力部の内の一つに入力されるセンサ信号に関して、センサキャリアの最大ピーク位置および最小ピーク位置に同期してサンプリングを行った場合、同一ＡＤコンバータの他の入力部に同位相で入力されるセンサ信号に対しては、最大ピーク位置および最小ピーク位置からずれた位置でしかサンプリングを行うことができない。そのため、Ｓ／Ｎ比の低下が避けられない。図３に示す例では、２つのＡＤコンバータ３４Ａ，３４Ｂを用いているので、ＡＤコンバータ３４Ａ，３４Ｂの各入力部ch1において最大ピーク位置および最小ピーク位置に同期してサンプリングを行うと、ＡＤコンバータ３４Ａ，３４Ｂの各入力部ch2におけるサンプリングタイミングは最大ピーク位置および最小ピーク位置からずれてしまう。

なお、上述したように、Z軸の信号とX1軸，Y1軸，X2軸およびY2軸の信号とでは位相が大きく異なるので、入力部ch1に入力されるY1軸信号と入力部ch3に入力されるZ軸信号との両方において、最大ピーク位置および最小ピーク位置に同期してサンプリングを行うことが可能である。

そこで、以下では、サンプリングタイミングがセンサキャリアの最大ピーク位置や最小ピーク位置からずれていても、そのズレによるＳ／Ｎ比の低下を極力抑える方法について、図１１を用いて説明する。図１１は、図９に示したものと同様の入力信号（センサ信号）Ｗを示す図である。この方法においては、センサキャリアの最大ピーク位置および最小ピーク位置を中心とした所定位相範囲においてサンプリングを行うことにより、Ｓ／Ｎ比の低下を抑えるようにした。ここでは、所定位相範囲を、キャリア周期Ｔc（＝１／ｆc）の１／４以内、すなわち、位相で９０deg以内とする。そして、その範囲内においてサンプリングを２回行うようにする。

ここで、ＡＤコンバータ３４Ａ，３４Ｂの最高サンプリングスピードでサンプリングを行った場合の、１秒間のサンプリング回数をＮsampとする。この場合、１サンプリングの処理に１／Ｎsamp秒かかることになる。そのため、図１１に示すようにキャリア周期ＴcをＴc＞４／Ｎsampのように設定すれば、範囲Ｔc／４以内で２回サンプリングを行うことができる。

図１１に示す例では、最大ピーク位置を挟んで左右対称な位置で１点目M1、２点目M2のサンプリングを行い、さらに最小ピーク位置を挟んで対称な位置で３点目M3、４点目M4をサンプリングする。そして、ＡＤコンバータ３４Ａにおいては、奇数番目のサンプリング点（M1、M3）をX1軸に関するサンプリング点とし、偶数番目のサンプリング点（M2、M4）をX2軸に関するサンプリング点とする。ＡＤコンバータ３４ＢのX2軸およびY2軸についても同様の処理を行う。

このようなサンプリングを行うことによって、信号レベルの低下を抑えることができる。範囲Ｔc／４以内でサンプリングを２回行った場合、例えば、最大ピーク位置・最小ピーク位置からもっとも離れた±４５degの位置でサンプリングが行われた場合でも、信号レベルの減少を、最大ピーク位置・最小ピーク位置の値ｄからｄ・sin（４５deg）＝０．７０７ｄへの変化に抑えることができる。

なお、上述のように２つのＡＤコンバータ３４Ａ，３４Ｂを備え、図１１のようなサンプリング処理を行う代わりに、図１２に示すような構成としても良い。図１２に示す例では、センサ７１ｘ〜７３の前段に位相シフト回路３７Ａ〜３７Ｅを設けることによって、１つのＡＤコンバータ３４に入力されるセンサキャリア信号の位相をずらすようにした。

図１２に示すブロック図では、フィルタ３２から出力されたセンサキャリア信号は、位相シフト回路３７Ａ〜３７Ｅにそれぞれ入力される。位相シフト回路３７Ａで移相シフトされたセンサキャリア信号はX1軸センサ７１ｘに入力される。同様に、位相シフト回路３７Ｂ〜３７Ｅで位相シフトされた各センサキャリア信号はそれぞれセンサ７１ｙ，７２ｘ，７２ｙ，７３に入力される。位相シフト回路３７Ａ〜３７Ｅにおける位相シフト量は、ＡＤコンバータ３４の各入力部ch1〜ch5に入力されたセンサ信号に対してセンサキャリアの最大ピーク位置および最小ピーク位置に同期してサンプリングできるように各々設定される。

なお、図１２に示す例では、５軸の全てに位相シフト回路を設けて最も位相調整が容易な構成としたが、必ずしも５軸全てに設ける必要はない。例えばX1軸およびY1軸にはフィルタ３２から出力されたセンサキャリア信号を直接入力し、X2軸およびY2軸には位相シフト回路を用いて９０degだけ位相をずらしたセンサキャリア信号を入力する。X1，Y1，X2およびY2軸に関しては、センサキャリアの最大ピーク位置および最小ピーク位置に同期してサンプリングすることができる。

−第２の実施の形態−
上述した第１の実施の形態では、変位センサ方式の磁気軸受け装置を備えた磁気軸受型ターボ分子ポンプについて説明したが、第２の実施の形態では、本来の軸支持機能に加えて位置センシング機能を備えた磁気軸受装置を備えた磁気軸受型ターボ分子について説明する。以下では、位置センシング機能を備えたセルフセンシング方式の磁気軸受装置を、センサレス方式の磁気軸受装置と呼ぶことにする。センサレス方式の磁気軸受装置を備えた磁気軸受型ターボ分子ポンプにおいては、図１に示したラジアルセンサ７１、７２およびアキシャルセンサ７３が省略される。

図１３は、センサレス方式の磁気軸受型ターボ分子ポンプのコントロールユニットの概略構成を示すブロック図であり、第１の実施の形態の図２に対応する図である。センサレス方式の磁気軸受装置を備える磁気軸受型ターボ分子ポンプの場合には、変位センサ用のセンサ回路が省略され、その代わりにセンシング用の電流成分が重畳された電磁石電流が、各磁気軸受電磁石５００に供給される。

図１４は、制御部４４における磁気軸受制御の機能ブロック図であって、制御軸５軸の内の１軸分（例えば、X1軸）について示したものである。上述したように、制御軸１軸分には一対（Ｐ側およびＭ側）の磁気軸受電磁石５００が設けられており、各磁気軸受電磁石５００に対して励磁アンプ３６（３６ｐ、３６ｍ）がそれぞれ設けられている。図４に示したように励磁アンプ３６には電磁石電流を検出する電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂが設けられており、１０個の励磁アンプ３６からはそれぞれ電流検出信号が出力される。

ゲート信号生成部４０１ｐは、ＰＷＭ演算部４１２ｐで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて、Ｐ側の励磁アンプ３６ｐのスイッチング素子を駆動するためのゲート駆動電圧（ゲート信号）を生成する。同様に、ゲート信号生成部４０１ｍは、ＰＷＭ演算部４１２ｍで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて、Ｍ側の励磁アンプ３６ｍのスイッチング素子を駆動するためのゲート信号を生成する。

ゲート信号に基づいて各励磁アンプ３６（３６ｐ，３６ｍ）のスイッチング素子がオンオフ制御されると、磁気軸受電磁石５００の電磁石コイルに電圧が印加され、電流Ｉp、Ｉmが流れる。Ｐ側の励磁アンプ３６ｐの電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂからは、Ｐ側の磁気軸受電磁石５００に流れる電流Ｉpの電流検出信号（電流と同様の符号Ｉpで示す）が出力される。一方、Ｍ側の励磁アンプ３６ｍの電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂからは、Ｍ側の磁気軸受電磁石５００に流れる電流Ｉmの電流検出信号（電流と同様の符号Ｉmで示す）が出力される。

各磁気軸受電磁石５００に流れる電磁石電流は、機能別で成分に分けると、バイアス電流ｉｂ、浮上制御電流ｉｃ(t)および位置検出用のセンサキャリア成分の電流ｉｓ（ｐ側のｉsp、Ｍ側のｉsm）から構成される。ここで、対向する磁気軸受電磁石５００に流れる電磁石電流の各成分は、磁気浮上制御の必要性および位置信号（変位信号）を良好に検出する必要性から、バイアス電流は同符号、浮上制御電流およびセンサキャリア成分は逆符号となるように構成される。そのため、電流ＩpおよびＩmは、次式（６）のように表される。ただし、式（６）ではｉspとｉsmとは振幅が逆符号になっているので、ｉspおよびｉsmの係数はプラスとなっている。
Ｉp＝ｉｂ＋ｉｃ＋ｉsp
Ｉm＝ｉｂ−ｉｃ＋ｉsm …（６）
バイアス電流ｉｂは直流あるいは極めて低い周波数帯であり、回転体に作用する重力との釣り合い力、浮上力の直線性改善、変位センシングのためのバイアス用として用いられる。

浮上制御電流ｉｃは、ロータシャフト４を所定位置に浮上させる制御力用として用いられる電流である。浮上制御電流ｉｃは浮上位置の変動に応じて変化するので、その周波数帯は直流から１ｋＨｚオーダとなる。

センサキャリア成分ｉｓは、ロータシャフト４の浮上位置変位の検出に用いられる電流成分である。センサキャリア成分ｉｓには、浮上制御力の影響を極力抑えるべく、通常は数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚ（１ｋＨｚ≪fc≪１００ｋＨｚ）の周波数帯における周波数が使用される。

一般に、産業用途の磁気軸受では、励磁アンプ３６（３６ｐ，３６ｍ）として電圧制御型のＰＷＭアンプが適用される。すなわち、磁気軸受電磁石５００の電磁石コイルに印加される電圧を制御することで、電磁石電流の制御を行っている。そのため、バイアス電流、浮上制御電流およびセンサキャリア成分の符号の決定は、電圧印加前の電圧制御信号で符号関係が生成される。

電磁石コイルに印加される電圧Ｖp、Ｖmの内の、センサキャリア成分ｖsp，ｖsmはそれぞれ逆位相で印加されるので、次式（７）のように表される。ただし、ωc＝２πfcであって、fcはセンサキャリア周波数である。また、tは時間、ｖは一定振幅値である。
ｖsp＝−ｖ×sin（ωc×ｔ）
ｖsm＝ｖ×sin（ωc×ｔ） …（７）

ロータシャフト４と磁気軸受電磁石５００との間の隙間（ギャップ）が大きいと、電磁石コイルのインダクタンス値は小さく、ギャップが小さいとインダクタンス値は大きくなる。したがって、対向する電磁石コイルの一方のインダクタンス値が大きくなると、他方の電磁石コイルのインダクタンス値は小さくなる。すなわち、対向する電磁石コイルのインダクタンス変化によって、ギャップ変化、すなわちロータシャフト４の変位情報を得ることができる。

対向するＰ側電磁石コイルおよびＭ側電磁石コイルのインダクタンスＬp，Ｌmに関しては、近似的に次式（８）が成り立つ。なお、Ｄはロータシャフト４が浮上中心軸（浮上目標位置）にある場合のギャップで、式（８）におけるｄは浮上目標位置からの変位を表している。Ａは定数である。
１／Ｌp＝Ａ×（Ｄ−ｄ）
１／Ｌm＝Ａ×（Ｄ＋ｄ） …（８）

ここで、コイル抵抗を近似的に無視すると、センサキャリア成分に関して、電磁石コイルに印加される電圧と電磁石コイルを流れる電流との関係は、次式（９）により表すことができる。
ｖsp＝Ｌp×d（ｉsp）／dt
ｖsm＝Ｌm×d（ｉsm）／dt …（９）

上述した式（７），（８），（９）から、電磁石コイルを流れる電流のセンサキャリア成分ｉsp，ｉsmは次式（１０）のように表される。なお、Ｂ＝v×Ａ／ωcである。このように、センサキャリア成分ｉsp，ｉsmは、変位ｄの時間変化により振幅変調されるので、これを検波すれば変位情報が得られる。
ｉsp＝−ｖ×sin（ωc×ｔ−π／２）／（ωc×Ｌp）
＝−Ｂ（Ｄ−ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２）
ｉsm＝ｖ×sin（ωc×ｔ−π／２）／（ωc×Ｌm）
＝Ｂ（Ｄ＋ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２） …（１０）

Ｐ側およびＭ側の磁気軸受電磁石５００を流れるトータルの電流Ｉp，Ｉmは、次式（１１）のように表される。
Ｉp＝ｉｂ＋ｉｃ−Ｂ（Ｄ−ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２）
Ｉm＝ｉｂ−ｉｃ＋Ｂ（Ｄ＋ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２） …（１１）

図１４に示すように、励磁アンプ３６ｐ，３６ｍにおいて検出された電流信号Ｉp，Ｉmは、ローパスフィルタ４０３ｐ，４０３ｍを介してそれぞれ対応するＡＤコンバータ４００ｐ，４００ｍにより取り込まれる。また、ローパスフィルタ４０３ｐ，４０３ｍを通過した電流信号Ｉp，Ｉmは加算部４１４により加算され、和信号（Ｉp＋Ｉm）が加算部４１４から出力される。その後、和信号（Ｉp＋Ｉm）は、センサキャリア周波数ｆcを中心周波数とするバンドパスフィルタ４０５を介してＡＤコンバータ４００に入力され、ＡＤコンバータ４００により取り込まれる。

ＡＤコンバータ４００は、センサキャリア生成回路４１１で生成されたセンサキャリア信号（センサキャリア成分）に基づいて同期サンプリングにてデータを取り込む。そして、第１の実施の形態の場合と同じように、センサキャリア信号の周波数ｆcに対して、ｆc＝（ｎ＋１／２）ｆsを満足するサンプリングｆsで最大ピーク位置および最少ピーク位置（または、最大ピーク位置近傍および最少ピーク位置近傍）にてサンプリングを行う。

ＡＤコンバータ４００により取り込まれた和信号（Ｉp＋Ｉm）は、復調演算部４０６に入力される。そして、復調演算部４０６では、サンプリングにより取り込まれた最大ピーク位置のデータ値ｄ１と最小ピーク位置のデータ値ｄ２とに基づいて、復調演算出力ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２を演算する。磁気浮上制御器４０７では、復調演算部４０６からの変位情報に基づいて比例制御、積分制御および微分制御、位相補正等により浮上制御電流設定を生成する。そして、Ｐ側の制御には、バイアス電流設定量から浮上制御電流設定を減算したものが用いられ、Ｍ側の制御には、バイアス電流設定量に浮上制御電流設定を加算したものが用いられる。

一方、ＡＤコンバータ４００ｐ，４００ｍにより取り込まれた電流検出信号Ｉp，Ｉmは、それぞれ対応する信号処理演算部４０９ｐ，４０９ｍに入力される。信号処理演算部４０９ｐ，４０９ｍは、サンプリングデータに基づいて浮上制御力へ寄与する電流成分（バイアス電流ｉｂ、浮上制御電流ｉｃ）に関する情報を演算する。例えば、ＡＤコンバータ４００ｐ，４００ｍにおいてｆs＝ｆcで取り込み、その取り込んだ信号データを、信号処理演算部４０９ｐ，４０９ｍにおいて周波数ｆsで移動平均処理する。

信号処理演算部４０９ｐの演算結果は、アンプ制御器４１０ｐに通された後に、バイアス電流設定量から浮上制御電流設定を減算した結果に対して減算処理される。さらにこの減算処理結果に対してセンサキャリア生成回路４１１からのセンサキャリア成分（ｖ×sin（ωc×ｔ））が減算され、その減算結果に基づいてＰＷＭ制御信号がＰＷＭ演算部４１２ｐにおいて生成される。ゲート信号生成部４０１ｐは、ＰＷＭ演算部４１２ｐで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいてゲート駆動電圧（ＰＷＭゲート信号）を生成する。

また、信号処理演算部４０９ｍの演算結果は、アンプ制御器４１０ｍに通された後に、バイアス電流設定量に浮上制御電流設定を加算した結果に対して減算処理される。さらに、この減算処理結果に対してセンサキャリア生成回路４１１からのセンサキャリア成分（ｖ×sin（ωc×ｔ））が加算され、その加算結果に基づいてＰＷＭ制御信号がＰＷＭ演算部４１２ｍにおいて生成される。ゲート信号生成部４０１ｍは、ＰＷＭ演算部４１２ｍで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいてゲート駆動電圧を生成する。

ところで、各軸の対向する磁気軸受電磁石５００には特性ばらつきや、直角方向軸（例えば、X1軸に対するY1軸）間で磁束の干渉があるため、浮上制御電流ｉｃが全く同一に成ることはあり得ない。特に、高い周波数になるに従って不一致が大きくなると考えられる。このことを考慮して、Ｐ側の浮上制御電流をｉcp、Ｍ側の浮上制御電流をｉcmのように個別に表すと、上述した式（１１）は次式（１２）のように表される。
Ｉp＝ｉｂ＋ｉcp−Ｂ（Ｄ−ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２）
Ｉm＝ｉｂ−ｉcm＋Ｂ（Ｄ＋ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２） …（１２）

電流信号Ｉp、Ｉmの和演算により得られる和信号（Ｉp＋Ｉm）は次式（１３）で表せる。なお、式（１３）におけるΔｉcpmは、Δｉcpm＝ｉcp−ｉcmである。
Ｉp＋Ｉm＝２×ｉｂ＋Δｉcpm＋２×Ｂ×ｄ×sin（ωc×ｔ−π／２） …（１３）

上述したように、和信号（Ｉp＋Ｉm）は、センサキャリア周波数ｆcを中心周波数とするバンドパスフィルタ４０５を介して入力される。しかしながら、フィルタによる信号遅延の影響を考慮すると、バンドパスフィルタ４０５の狭帯域化にも自ずと限界がある。そのため、和信号（Ｉp＋Ｉm）をバンドパスフィルタ４０５に通しても、重畳されている制御電流成分に起因するノイズがＡＤコンバータ４００の入力信号に残留することになる。

そこで、ＡＤコンバータ４００は、第１の実施の形態におけるＡＤコンバータ３４（３４Ａ，３４Ｂ）と同様に構成され、図８〜１０に示した処理と同様のサンプリング処理が行われる。そして、復調演算部４０６では、サンプリングにより取り込まれた最大ピーク位置のデータ値ｄ１と最小ピーク位置のデータ値ｄ２とに基づいて、復調演算出力ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２を演算する。

ＡＤコンバータ４００の入力信号は、式（１３）で表される信号（Ｉp＋Ｉm）をバンドパスフィルタ４０５に通したものであって、理想的には変調波信号以外は全てカットされるべきであるが、上述したように、浮上制御で不可欠な信号遅延防止とのトレードオフにより十分にフィルタリングできない。従って、図８〜１０における定性的説明では、便宜的に式（１３）の信号をＡＤコンバータ４００の入力信号とする。

式（１３）において、バイアス電流ｉｂは一定（直流）と考えて良く、磁気軸受型ターボ分子ポンプの場合、通常、浮上制御電流ｉｃは変位信号をＰＩＤ演算した信号であるので、Δｉcpmの周波数帯域は直流から制御応答に関与する２ｋＨｚ程度までの広帯域である。また、ロータ変位（ロータシャフト４の変位）は、ロータ寸法にも依存するが、一般の磁気軸受型ターボ分子ポンプにおいては、通常、直流〜１ｋＨｚ程度までで、浮上制御電流ｉｃの帯域と同等、または、それよりも狭い帯域となっている。これらに比べて、センサキャリア周波数ｆcは１０ｋHz程度と高い。そのため、センサキャリア周波数ｆcに対して浮上制御電流ｉｃおよび変位ｄの周波数は１／１０程度と低く、センサキャリア信号の変化に対して浮上制御電流ｉｃおよび変位はゆっくりと変化する。

一方、ＡＤコンバータ４００に取り込む際のサンプリング周波数ｆsは、浮上制御電流ｉｃや変位ｄに対して十分に周波数が高いので、隣り合うサンプリングタイミングにおいて、変位ｄおよびΔｉcpmの値の変化量は小さく、また、バイアス電流ｉｂは一定である。従って、図８の最大ピーク位置におけるデータ値ｄ１および最小ピーク位置におけるデータ値ｄ２は、次式（１４）のように表せる。その結果、第１の実施の形態の場合と同様に、これらのデータ値ｄ１，ｄ２から復調演算出力ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２を算出すると、ｄ３＝ｄとなるので、復調演算出力ｄ３を用いることにより、浮上制御電流成分は、直流以外の交流成分も含めてキャンセルすることができる。
ｄ１≒ｉｂ＋Δｉcpm＋ｄ
ｄ２≒ｉｂ＋Δｉcpm−ｄ …（１４）

図１５は、図１４の加算部４１４から出力された信号に対する一連の処理の、各段階（下記の各段階（ａ）〜（ｇ））における信号波形の一例を示したものである。なお、段階（ｄ），（ｅ），（ｇ）の各信号波形は、図１４の符号（ｄ），（ｅ），（ｇ）を付した部分における信号波形である。ここでは、ロータシャフト４がある軸方向に５００Ｈｚで振動している場合の変位を復調する際に、電流信号段階でランダムノイズが混入した場合について、各段階（ａ）〜（ｇ）における信号波形を示した。

段階（ａ）の信号は、ロータシャフト４が５００Ｈｚで強制振動しているときの変位を示す。段階（ｂ）の信号は、センサキャリア信号（１０ｋＨｚ）が段階（ａ）の変位で変調された変調波信号を示す。段階（ｃ）の信号は、段階（ｂ）の信号に混合されるランダムノイズ成分を示す。このランダムノイズ成分は浮上制御電流を含む。

段階（ｄ）の信号は、図１４の符号（ｄ）における信号を示しており、段階（ｂ）の信号に段階（ｃ）の信号を加算したものである。段階（ｅ）の信号は、図１４の符号（ｅ）における信号を示しており、バンドパスフィルタ４０５で段階（ｄ）の信号を通過させて得られた信号である。バンドパスフィルタ４０５は、中心周波数がｆcで、Ｑ値＝５の２次フィルタである。

段階（ｆ）の信号は、本実施の形態とは異なる条件で、ＡＤコンバータの取り込みおよび復調演算を行った場合の復調演算出力を示したものである。ここでは、ｆs＝ｆc＝１０ｋＨｚにて最小ピーク値を取り込み、ｆs＝ｆcにて最小ピークタイミングで復調演算出力（図８（ｂ）で適用したサンプリング条件）したデータ値を示している。

段階（ｇ）の信号は図１４の符号（ｇ）における信号を示したものであり、段階（ｅ）の信号に本実施の形態のＡＤコンバータ４００における取り込み、および、復調演算部４０６の演算処理を適用した場合の信号である。ここでは、ｆs＝２ｆc＝２０ｋＨｚでピーク値を取り込み、ｆs＝ｆcにて最小ピークタイミングで復調演算出力した（図８（ａ）で適用したサンプリング条件および出力条件）データ値を示している。

段階（ｆ）、段階（ｇ）のいずれの場合も、復調出力として被変調波である５００Ｈｚの正弦波出力が得られるが、段階（ｆ）の信号は、ランダムノイズの影響を受けて波形歪みが多い。これに対して、本発明を適用した段階（ｇ）の信号は、５００Ｈｚの正弦波に近い波形が得られている。

図１４に示す例では、励磁アンプ３６ｐ，３６ｍに対するＰＷＭ制御信号生成までがデジタル処理される構成としたが、図１６に示すように、センサキャリアが重畳されたバイアス電流を含む制御電流がＤＡコンバータ４１３ｐ，４１３ｍから出力される構成としても良い。

図１４の構成では、ＰＷＭ制御信号生成までデジタル処理されるので、ゲート信号となるＰＷＭ信号出力はＨ／Ｌの２値信号である。そのため、従来のＤＡコンバータ出力に限定されず、デジタル出力されることが多い。なお、図１４の説明では、電流信号Ｉp，Ｉmをｆs＝ｆcで取り込み、取込信号データを周波数ｆsで移動平均処理する構成としたが、電流信号Ｉp，Ｉmの取り込み方法についてはこれに限定されるものではない。

上述した第２の実施の形態では、和信号（Ｉp＋Ｉm）をＡＤコンバータ４００に取り込む構成としたが、これに限定されず、例えば、式（７）で示したｖsp,ｖsmの符号を同符号（両者とも＋ｖ）に変更して、差信号（Ｉp−Ｉm）を取り込む構成でも本発明は同様に適用できる。

以上説明したように、上述した第１の実施の形態の磁気軸受装置は被支持体であるロータシャフト４を電磁石５００により非接触支持するものであって、正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部３１３と、正弦波離散値をＤＡ変換して搬送波信号を生成するＤＡコンバータ３１と、ロータシャフト４の支持位置に応じて搬送波信号を変調して変調波信号を出力するセンサ７１〜７３と、搬送波信号の周波数をfc、サンプリング周波数をfsとしたときに、fc＝（ｎ＋１／２）・fs（ただし、ｎは０以上の整数）を満たすサンプリング周波数fsで、かつ、正弦波離散値と同期した所定タイミングで、変調波信号をデジタル信号にＡＤ変換するＡＤ変換部３４ａ，３４ｂと、ＡＤ変換後のデジタル信号に基づいて復調演算を行う復調演算部３１０と、復調演算部３１０の復調演算結果に基づいて電磁石５００の電流を制御し、ロータシャフト４の支持位置を制御する制御部４４と、を備える。

そして、所定タイミングは、サンプリングタイミングが搬送波信号の最大ピーク位置近傍となるタイミングおよび最小ピーク位置近傍となるタイミングに設定され、復調演算部３１０は、最大ピーク位置近傍でサンプリングされたデータ値ｄ１、最小ピーク位置近傍でサンプリングされたデータ値ｄ２に基づいて、ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２により算出される値ｄ３を復調演算結果として出力する。

その結果、復調演算結果ｄ３に含まれるノイズ（電磁石電流に起因するノイズ）を低減することができ、磁気軸受制御における変位情報（変位信号）のＳ／Ｎ比向上を図ることができる。また、浮上制御にフィードバックされる変位情報に電磁石電流制御の振動成分が混入するのを防止でき、被支持体であるロータシャフト４がノイズ成分によって強制振動されるのを防止することができる。

また、センサレス式の磁気軸受装置においても、fc＝（ｎ＋１／２）・fs（ただし、ｎは０以上の整数）を満たすサンプリング周波数fsで、かつ、センサキャリア生成回路４１１で生成されたセンサキャリア信号（搬送波信号）と同期した所定タイミングで、変調波信号をデジタル信号にＡＤ変換するとともに、所定タイミングを、サンプリングタイミングが搬送波信号の最大ピーク位置近傍となるタイミングおよび最小ピーク位置近傍となるタイミングとし、さらに、最大ピーク位置近傍でサンプリングされたデータ値ｄ１、および、最小ピーク位置近傍でサンプリングされたデータ値ｄ２に基づき、ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２と算出される値ｄ３を復調演算結果とすることで、磁気軸受制御における変位信号のＳ／Ｎ比向上を図ることができる。

さらに、図１１に示すように、最大ピーク位置近傍を、最大ピーク位置を中心とした搬送波周期（１／fc）の１／４周期の位相範囲に設定し、最小ピーク位置近傍を、最小ピーク位置を中心とした搬送波周期（１／fc）の１／４周期の位相範囲に設定するようにしても良い。このように設定することで、同一のＡＤコンバータに入力される２軸の入力信号に関して、Ｓ／Ｎ比向上を図ることができる。

値ｄ３を出力するタイミングとしては、データ値ｄ１、ｄ２がサンプリングされる毎に出力しても良いし、データｄ１，ｄ２のいずれか一方がサンプリングされる毎に、出力しても良い。

なお、以上の説明はあくまでも一例であり、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。例えば、上述した実施の形態ではターボポンプ段とドラッグポンプ段とを有するターボ分子ポンプを例に説明したが、回転体を磁気軸受装置で支持する構成の真空ポンプであれば、同様に適用することができる。

３：ロータ、４：ロータシャフト、３０：ディジタル制御回路、３１：ＤＡコンバータ、３３，３３ａ〜３３ｅ：センサ回路、３４，３４Ａ，３４Ｂ，４００：ＡＤコンバータ、３６，３６ｐ，３６ｍ：励磁アンプ、４４：制御部、５１〜５３：磁気軸受、７１，７２：ラジアルセンサ、７３：アキシャルセンサ、３１０，４０６：復調演算部、３１３：正弦波離散値生成部、４１１：センサキャリア生成回路、４１４：加算部、５００：磁気軸受電磁石

Claims (6)

1. 被支持体を電磁石により非接触支持する磁気軸受装置であって、
   正弦波離散値をデジタル演算処理により生成する正弦波離散値生成部と、
   前記正弦波離散値に基づいて搬送波信号を生成する搬送波生成部と、
   前記被支持体の支持位置に応じて前記搬送波信号を変調して変調波信号を出力する変位検出部と、
   前記搬送波信号の周波数をfcとしたときに、fc＝（ｎ＋１／２）・fs（ただし、ｎは０以上の整数）を満たすサンプリング周波数fsで、かつ、前記正弦波離散値と同期した所定タイミングで、電磁石電流に起因するノイズを含む前記変調波信号をデジタル信号にＡＤ変換するＡＤ変換部と、
   ＡＤ変換後の前記デジタル信号に基づいて復調演算を行う復調演算部と、
   前記復調演算部の復調演算結果に基づいて前記電磁石の電流を制御し、前記被支持体の支持位置を制御する制御部と、を備え、
   前記所定タイミングは、サンプリングタイミングが前記搬送波信号の最大ピーク位置近傍となるタイミングおよび最小ピーク位置近傍となるタイミングであって、
   前記復調演算部は、前記最大ピーク位置近傍でサンプリングされた前記デジタル信号のデータ値をｄ１、前記最小ピーク位置近傍でサンプリングされた前記デジタル信号のデータ値をｄ２としたときに、ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２により算出され、電磁石電流に起因するノイズが除去された値ｄ３を前記復調演算結果として出力する、磁気軸受装置。
2. 複数の制御軸の各々に設けられ、回転軸に対して対向配置された一対の電磁石と、
   前記回転軸の浮上位置変化を検知するための搬送波信号を生成する搬送波生成部と、
   搬送波信号が重畳された電磁石制御信号に基づいて前記電磁石の各々に印加される電圧を制御し、電磁石電流を前記電磁石のそれぞれに供給する複数の励磁アンプと、
   前記電磁石電流を検出する複数の電流センサと、
   前記対向配置された一対の電磁石に対応して設けられた一対の前記電流センサの検出信号に基づき、浮上位置変化情報を含む変調波信号を生成する変調波信号生成部と、
   前記搬送波信号の周波数をfcとしたときに、fc＝（ｎ＋１／２）・fs（ただし、ｎは０以上の整数）を満たすサンプリング周波数fsで、かつ、前記搬送波信号と同期した所定タイミングで、電磁石電流に起因するノイズを含む前記変調波信号をデジタル信号にＡＤ変換するＡＤ変換部と、
   ＡＤ変換後の前記デジタル信号に基づいて復調演算を行う復調演算部と、
   前記復調演算部の復調演算結果に基づいて前記電磁石制御信号を生成し、前記回転軸の浮上位置を制御する制御部と、を備え、
   前記所定タイミングは、サンプリングタイミングが前記搬送波信号の最大ピーク位置近傍となるタイミングおよび最小ピーク位置近傍となるタイミングであって、
   前記復調演算部は、最大ピーク位置近傍でサンプリングされた前記デジタル信号のデータ値をｄ１、最小ピーク位置近傍でサンプリングされた前記デジタル信号のデータ値をｄ２としたときに、ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２により算出され、電磁石電流に起因するノイズが除去された値ｄ３を前記復調演算結果として出力する、磁気軸受装置。
3. 請求項１または２に記載の磁気軸受装置において、
   前記最大ピーク位置近傍は、最大ピーク位置を中心とした搬送波周期（１／fc）の１／４周期の位相範囲に設定され、
   前記最小ピーク位置近傍は、最小ピーク位置を中心とした搬送波周期（１／fc）の１／４周期の位相範囲に設定される、磁気軸受装置。
4. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載の磁気軸受装置において、
   前記復調演算部は、前記データ値ｄ１、ｄ２がサンプリングされる毎に、そのサンプリングで得られたデータ値と、その直前のサンプリングで得られたデータ値とに基づく前記値ｄ３を出力する、磁気軸受装置。
5. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載の磁気軸受装置において、
   前記復調演算部は、前記データｄ１，ｄ２のいずれか一方がサンプリングされる毎に、そのサンプリングで得られたデータ値と、その直前のサンプリングで得られたデータ値とに基づく前記値ｄ３を出力する、磁気軸受装置。
6. 排気機能部が形成されたポンプロータと、
   前記ポンプロータを回転駆動するモータと、
   前記ポンプロータの回転軸を磁気浮上支持する請求項１乃至５のいずれか一項に記載の磁気軸受装置と、を備える真空ポンプ。

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